KR20010033303A - 스펙트럼 확산 통신용 연결 코드 - Google Patents

Abstract

신호 시퀀스를 사용하는 스펙트럼 확산 통신 기술 및 적용이 코-채널 간섭, 다중 접근 간섭 및 인터 심볼 간섭같은 임의의 전송 손상의 효과를 감소시키기 위해 사용된다.구조화 특성을 가진 신호 시퀀스는 시퀀스의 시드 세트로 부터 잉여류를 생성하고, 잉여류의 시퀀스들을 연결 시킴으로서 시퀀스의 부분 집합을 구성하고, 시퀀스의 부분집합들을 연결시키므로서 시퀀스의 전체집합을 구성하므로서 얻어진다.

Description

스펙트럼 확산 통신용 연결 코드{CONCATENATED CODES FOR SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION}

스펙트럼 확산 통신 테크닉은 어떤 전송 손상들을 감소시키는 능력때문에 다양한 커뮤니케이션 시스템에서 신호들을 전달하기 위해 사용된다. 많은 다 사용자 통신 테크닉은 동일 채널 간섭, 복합적인 액세스 간섭과 부호간 간섭을 겪는다. 스펙트럼 확산 통신의 사용은 이런 간섭 종류들을 감소시킨다.

근거리 통신망에서 기능성을 증가시키고 그러한 시스템에로의 가능한 응용의 수를 극대화하기 위하여 유선 근거리 통신망을 확장하거나 바꾸라는 요구가 증가하고 있다. 이 경향은 무선 접근에 대한 요구를 증가시키고 있다. 이 무선 접근은 이동 컴퓨터사용자들을 단 거리의 주어진 공동 근거리 통신망에 접촉하도록 한다. 널리 사용되는 시스템들은 라디오나 적외선 통신 기술을 사용하는 접속을 제공한다. 어떤 시스템에 요구에 대해 이 통신은 충분하다. 그러나, 무선 근거리 통신망에 그러한 기술을 적용하는 것은 상대적으로 새롭기 때문에 비싸고 신뢰받지 못할 수 있다. 더 나아가 달성될 수 있는 데이터 전송 속도가 상대적으로 낮기 때문에 적용되어질 시스템의 수를 상당히 한정하게 된다. 적외석 기술을 사용하는 광범위한 영역은 특별히 비싸고 대등한 라디오 통신과 비교해 볼 때 훨씬 더 비싸다. 두 지점간 또는 가시거리 적외선 기술은 라디오 통신에 비해 싼 반면 대부분의 무선 근거리 통신에 적당하지 않다.

근거리 통신망을 사용하는 데 있어 주요 문제는 간섭이다. 적외선 전송 은 특별히 다중 경로 전파 효과로 인한 부호간 간섭을 겪는다. 시력 안전 한계를 벗어나지 않으며, 작용 범위에서 전 방송 영역을 얻어내는 것은 존재할 지도 모를 자연과 인공 광원에 인한 간섭과의 싸움과 같이 또 다른 문제를 야기한다. 그 이상의 문제가 그러한 수신기에 그러한 시스템을 위한 적외선 수신기의 체계가 요구되는 감도와 대역폭을 최소의 가격으로 제공해야만 할 때 발생한다.

다중 전파를 피하면서 전 공간 방송 영역을 얻는 것은 무선 적외선 근거리 통신망에서 상충되는 요구이며 전 공간 방송 영역은 그 공간에서 어느 지점과도 믿을 수 있는 통신이 요구된다면 필수적이다. 전 공간 방송 영역을 얻기 위하여 전송된 적외선 방사를 흐트러뜨리는 것이 필요하다. 흩어진 전송 뜻이 공간을 채우기 위해서 벽과 천장에 반사되는 동안 주어진 수신기에 도달하는 신호력은 보통 고감도의 수신기를 크게 필요로 하지 않는다. 감도의 문제는 강한 간섭에서 신호를 지닌 약한 정보를 감지할 필요성에 의해 복잡해진다. 이러한 문제들로 인해 시장에 유용한 상업적 적외선 무선 근거리 통신망 또는 연결된 시스템이 거의 없다.

그러므로 상업적으로 유용한 시스템은 라디오 기술과 비교해 볼 때 비싼 정교한 구조와 회로를 사용하는 경향이 있다. 멀티유저 통신을 지원하는 적외선 기술이 부족한 반면 규제된 가시구역 전송을 지원하는 수많은 적외선 기술이 있다. 이들의 가장 보편적으로 유용한 것으로 Infrared Data Association(IrDA) Standard 에 기초한 적외선 직렬 포트 링크가 있다. IrDA 링크는 4Mb/s 에 이르는 데이터 속도로 작동할 수 있고 상대적으로 싼 IrDA 액세스 포인트에 이용된다. 그러나 IrDA링크는 1미터 구역에서만 작동하도록 되어있고 일반적으로 일대일 통신에 한정되어 있다.IrDA는 먼저 단선 커넥션을 위한 대체물로 의도되었고 멀티유저 액세스를 위한 것은 아니다. 이런 한계에도 불구하고 IrDA의 인기는 믿을 수 있는 무선 기술에 대한 거대한 요구를 확실히 보여준다. 멀티 유저 링크를 얻는 가장 좋은 방법은 적외선 빛을 가진 작동 환경을 쏟아내는 것이다. 이것이 멀티유저들이 작동 환경에서 어디서나 네트워크에 연결하도록 하는 반면, 상당한 전력이 수신기에서 신호대 노이즈 비(SNR)를 손상하면서 그 흩어진 환경에서 손실된다.

앞에서 언급한 문제들을 극복할 스프레드 스펙트럼 통신 을 위한 신호 시퀀스의 발생을 위한 방법과 장치를 제공하는 것이 본 발명의 목적이다. 더 큰 목적은 코드화된 스프레드 스펙트럼 신호를 위한 전송기와 수신기를 제공하는 것이다.

본 발명은 스펙트럼 확산 통신과 관련있으며, 특히 신호 시퀀스들을 이용한 스펙트럼 확산 통신테크닉과 적용에 관한 것이다.

본 발명은 이제 네 개의 예들로 제시된 발명에 따라서 스펙트럼 확산 통신 테크닉에서 신호 시퀀스를 사용하는 통신 시스템을, 오직 예를 통해서만, 보여주는 다음의 도면들을 설명함으로써 더욱 자세히 묘사될 것이다. 도면에서:

도 1은 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 사용하기 위하여 키잉 M-아리 바이 정규직교에 근거한 전송기의 모형도이다;

도 2는 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 사용하기 위하여 키잉 M-아리 바이 정규직교에 근거한 수신기의 모형도이다;

도 3은 무선 적외선 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 사용하기 위하여 키잉 M-아리 바이 정규직교에 근거한 전송기의 모형도이다;

도 4는 무선 적외선 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 사용하기 위하여 키잉 M-아리 바이 정규직교에 근거한 수신기의 모형도이다;

도 5는 미분 단-양극 신호 포맷의 대표도이다.

도 6은 무선 적외선 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 사용하기 위하여 키잉 M-아리 바이 정규직교에 근거한 전송기와 미분 단-양극 신호의 모형도이다;

도 7은 무선 적외선 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 사용하기 위하여 키잉 M-아리 바이 정규직교에 근거한 수신기와 미분 단-양극 신호의 모형도이다;

도 8은 용량을 두 배로 하기 위하여 스펙트럼 확산 통신시스템에서 사용되어질 수 있는 두개의 개별의 코드집합과 키잉 M-아리 바이 정규직교 근거한 전송기의 모형도이다;

도 9는 용량을 두 배로 하기 위하여 스펙트럼 확산 통신시스템에서 사용되어질 수 있는 두개의 개별의 코드집합과 키잉 M-아리 바이 정규직교 근거한 수신기의 모형도이다;

도 10은 주기적인 이진 시퀀스를 위한 미분 단-양극 신호 포맷의 대표도이다.

도 11은 본 발명의 구조화된 신호 시퀀스가 이롭게 적용되어지는 적용을 설명해주는 차트이다.

신호 시퀀스를 구성하고 발생하는 방법은 여기에 제시될 것이다. 일반적으로, 그에 따라 수행되는 상응하는 수학적 작용에 따라 이진 또는 비이진, 실수 또는 허수, 사상 또는 다상일 수 있다. 여기에서는 이진 시퀀스가 예로서 사용된다. (1→-1)과 (0→1)의 할당을 사용하여 {1,0}을 포함하는 원소들과 함께 이진 시퀀스는 {-1,1}을 포함하는 이상 시퀀스로 맵되어진다. 그때, 이진 시퀀스 사이의 모줄로-2 덧셈은 상응하는 이상 시퀀스사이의 이상 곱셈에 의해 얻어진다. 설명을 쉽게 하기 위해 다음 표시 법이 도처에서 채택되었다. 이상 시퀀스{a_n}은 a_n∈{-1,1} 을 갖는다. 그러나, 하기에 시퀀스 생성을 묘사를 간단히 하기 위하여 이상 표시 an∈{-,+}가 심볼"-"가 "-1"을 언급하고 심볼 "+"가 "+1"을 언급할 때 사용된다. 더 나아가 우리는 {a_n}=(a₀,a₁,a₂,…a_w-1)에 의해 길이 w의 시퀀스를 표시하고 {a^(m)}은 각각 길이 w의 시퀀스 집합{a_n ⁽⁰⁾},{a_n ⁽¹⁾},{a_n ⁽²⁾},…{a_n ^(m-1)}표시한다. 전형적으로 집합 {a^(m)}에 속해 있는 시퀀스는 w로 주기적이지만 이것은 항상 그 경우를 따르는 것은 아니다.

하기 나타나는 새 구조화코드는 이전에 묘사한 구조화 코드보다 상당히 발달된 것이다. 구조화된 코드라는 이름은 이러한 시퀀스의 구조화 특성을 간단히 언급하는 포괄적인 이름이다. 현 적용에서 구조화 코드를 구성하기 위한 완전한 알고리즘이 처음으로 소개된다. 그리고 스펙트럼 확산 통신에 적당한 시퀀스의 구체적 집합이 소개된다.

한 집합의 구조화 코드를 구성하는 절차가 아래에 설명된다. 시퀀스 집합 {a^(m)} 는 각각 길이 w를 갖는 m 내부 시퀀스의 집합 {a_n ⁽⁰⁾},{a_n ⁽¹⁾},{a_n ⁽²⁾},…{a_n ^(m-1)}를 명기하는데 여기서 m은 정수이다. 이때 유용한 시드 세트의 수는 매우 클 수 있는 총 2^w의 시퀀스 (예컨대, 2^w!/m!(2^w-m)!)에서 m시퀀스의 조합의 수와 같다. 시퀀스집합 {a^(m)}는 시드 세트로 언급되며 아래에 설명되어진다.

시드 세트{a^(m)}는 w잉여류를 구성하기 위해 사용되는데 여기서 0≤i≤w-1인 {c^(m)}로 표시되는 i번째 잉여류는 아래에 나타난 것처럼 각 {a^(m)}의 시퀀스를 상응하는 시퀀스의 i번째 원소 a_i ^(ㆍ)로 곱하여 구성되어진다.

{b^(q)}_i로 표시되는, i번째 서브 집합의 시퀀스는 미리 정의된 명령에 따라, i번째 잉여류의 시퀀스를 연결하여 구성되어지는데 여기에서 부분 집합은 각각 길이 N=q스펙트럼 확산 통신w인 q시퀀스 {b_k ^(ㆍ)} 를 포함한다. 잉여류의 시퀀스가 연결되도록 하는 명령은 원시근의 멱들 또는 모듈 계산과 정수의 유한한 집합을 이용한 원시 원소 또는 m 값에 의해 결정되어지는 다항식에서 구성되어지는 덧셈 테이블에 의해서 결정되어진다. 덧셈 테이블의 구성은 아래 예로써 설명되어진다. 결국, {s^(N)}로 표시되는 한 집합의 구조화 코드는 0≤i≤w-1에서 w 부분 집합 {b^(q)}_i을 연속적으로 결합하면서 구성되어진다. 한 집합의 구조화 코드는 각각 길이 N=q스펙트럼 확산 통신w인 N시퀀스를 포함한다. 구조화 코드는 m에 의한 3가지 조건으로 구성되어진다.

조건1: "m = odd prime integer"

한 집합의 구조화 코드의 구성의 절차가 m = 5일 때의 예로써 설명되어진다. 먼저, 시드 세트 {a⁽⁵⁾}가 아래에 나타난 대로 선택되어진다.

이 예에서, 시드 세트에서 각 시퀀스는 길이 w =5를 갖는다. 아래에 설명되어진 것처럼 i =0,1,2,3 그리고 4에 대해 위에 설명한 과정을 사용하면서 w=5잉여류를 구성한다.

m이 홀수 소수일 때, 정수 잉여류 Zm= {0,1,2,...m-1}는 m에 의한 덧셈과 곱셈에 관하여 갈로이스(galois) 장, GF(m)을 형성한다. a가 m의 원시근이라면 m에 상대적으로 우선하여 덧셈 테이블 A(q)를 구성하는데 사용되어질 수 있는 ø(m) = m-1 잉여정수들 Z_l이 존재하는데(즉, gcd(l,m) = 1), 여기서 q = ø(m)+1과 ø(ㆍ) 는 율러 토티엔트 함수이다. a가 m의 원시근일 때 a의 멱들, 즉, a⁰,a¹,a²,...a^m-2,는 m에 의해 모두 명확하고 논-제로 잉여 정수Zl에 부합한다. 즉, 각 잉여 정수 Z_l은 원시근 a의 멱으로서 나타낼 수 있다. 이에 상응하게 m에 의한 a의 멱들에 기초한 GF(m)에서 덧셈 테이블은 구성되어질 수 있다. 이렇게, a =2는 m=5의 원시근이고 m에 의한 a의 멱들은 (a⁰,a¹,a²,a³)=(1,2,4,3)이다. 그러므로, q = ø(5)+1 = 5 이고 상응하는 덧셈 테이블A(5)는 아래와 같다.

아래에 설명한 것과 같이 덧셈 테이블A(5)의 열에 의하여 {c^(m)}_i의 시퀀스를 연결하여 각 잉여류 {c^(m)}_i에 상응하는 부분 집합 {b^(q)}_i를 구성한다.

i = 0,1,2,3,4에 대한 부분 집합 {b⁽⁵⁾}i 는 아래와 같이 나타난다.

결국, N 외부 시퀀스{s_k ^(ㆍ)}을 포함하고, 각각 길이가 N =q스펙트럼 확산 통신w =25인 한 집합의 구조화 코드{s^(N)}은 아래에 보인 것과 같이 i = 0,1,2,3,4에 대한 부분 집합 {b⁽⁵⁾}_i를 연속적으로 연결하면서 구성되어진다.

원시근 a = 2에서, GF(5)위에서 또 다른 세개의 구별되는 덧셈 테이블을 구성할 수 있다. 먼저, m에 의한 a의 멱들에 기초한 GF(5)에서의 곱셈 테이블이 구성되어진다. 두 번째로, 각 곱셈 테이블의 논-제로 열이 구별되는 덧셈 테이블을 구성하는데 사용되어진다. 곱셈 테이블의 첫 논-제로 열이 위에서 사용된 덧셈 테이블 1을 구성하는 반면 다음의 세 개의 논-제로 열들은 아래에 보인 것과 같이 또 다른 구별되는 덧셈 테이블을 구성한다.

각 덧셈 테이블은 부분 집합에서 잉여류의 시퀀스의 연결순서를 유일하게 일일이 열거함으로써 설정된 동일 시드 세트에서 구조화 코드의 구별되는 집합을 구성하는데 사용되어질 수 있다. 원시근 a =2에 대해서 네 개의 구별되는 덧셈 테이블이 이식 때문에 명기된 시드 세트를 위한 구조화 코드의 네 개의 구별되는 집합들을 구성할 수 있다.

더 나아가, 정수 m = 5는 a = 2와 a =3인 두개의 원시근을 갖는다. 이런 경우에 m에 의한 a = 3의 멱들에 기초한 GF(5)에서의 두 번째 구별되는 곱셈 테이블은 아래에 보인 것 과 같이 구성되어질 수 있다.

전과 같이, 각 a =3에 대한 GF(5)에서의 곱셈 테이블의 논 제로 열은 동일한 시드 세트에서 구조화 코드의 네 개의 구별되는 집합을 구성하는데 교대로 사용되어질 수 있는 네 개의 구별되는 덧셈 테이블을 구성하는데 사용되어질 수 있다. 그러므로 m이 5일 때 하나의 시드 세트에서 구조화 코드의 총 여덟 개의 구별되는 집합을 구성하는 것이 가능하다.

유용한 시드 세트의 수와 덧셈 테이블의 수가 광범하기 때문에 구조화 코드의 수와 종류는 실로 매우 광범하다. 그러므로 구조화 코드가 미치는 광범한 코드 스페이스는 이상적인 스펙트럼 확산 통신시스템에 그들을 적용하게 한다.

요컨대, m이 홀수 소수 번호일 때 구조화 코드의 집합들은 시드 세트를 선택함으로써, 잉여류를 구성함으로써, 내부 시퀀스의 유일한 연결 순서를 명기하는 GF(m)에서의 곱셈 테이블에서 얻어진 덧셈 테이블을 사용하는 부분 집합을 구성함으로써 그리고 결국, 전체 집합의 구조화 코드를 형성하기 위하여 연속적으로 부분 집합을 연결함으로써 구성되어진다.

조건 2:"m = 비소수 정수"

m이 비소수일 때 구조화 코드의 집합을 구성하는 절차가 m이 10인 예로써 설명한다. 먼저, 아래에 표시된 대로 시드 세트 {a⁽¹⁰⁾}이 선택된다.

이 예에서, 시드 세트의 각 시퀀스는 길이 w = 10을 갖는다. 우리는 아래와 같이 0≤i≤9에 대해 w =10 잉여류를 구성한다.

m이 비소수일 때, 정수 잉여류 Zm= {0,1,2,...m-1}은 m에 의한 덧셈과 곱셈에 관하여 유한한 링,R(m)을 형성한다. a가 m의 원시근이라면 m에 상대적으로 우선하여 덧셈 테이블 A(q)를 구성하는데 사용되어질 수 있는 ø(m) 잉여정수들 Zl이 존재하는데(즉, gcd(l,m) = 1), 여기서 q = ø(m)+1과 ø(ㆍ) 는 율러 토티엔트 함수이다. a가 m의 원시근일 때 a의 멱들,즉, a⁰,a¹,a²,...a^ø(m)-1,는 m에 의해 모두 명확하고 논-제로 잉여 정수Zl에 부합한다. 즉, 각 잉여 정수 Zl은 원시근 a의 멱으로서 나타낼 수 있다. 이에 상응하게 m에 의한 a의 멱들에 기초한 R(m)에서 덧셈 테이블은 구성되어질 수 있다. 이렇게, a = 3은 m=10의 원시근이고 m에 의한 a의 멱들은 (a⁰,a¹,a²,a³)=(1,3,9,7)이다. 그러므로, q = ø(10)+1 = 5이고 상응하는 덧셈 테이블A(5)는 아래와 같다.

아래에 설명한 것 과 같이 덧셈 테이블A(5)의 열에 의하여 {c^(m)}_i의 시퀀스를 연결하여 각 잉여류 {c^(m)}_i에 상응하는 부분 집합 {b^(q)}_i를 구성한다.

결국, N 외부 시퀀스{s_k ^(ㆍ)}을 포함하고, 각각 길이가 N =q스펙트럼 확산 통신w =50인 한 집합의 구조화 코드{s^(N)}은 아래에 보인 것과 같이 i = 0,1,2,3,4,5,6,7,8,9에 대한 부분 집합 {b⁽⁵⁾}_i를 연속적으로 연결하면서 구성되어진다.

원시근 a = 3에서, R(10)위에서 또 다른 세개의 구별되는 덧셈 테이블을 구성할 수 있다. 먼저, m에 의한 a의 멱들에 기초한 R(10)에서의 곱셈 테이블이 구성되어진다. 두 번째로, 각 곱셈 테이블의 논-제로 열이 구별되는 덧셈 테이블을 구성하는데 사용되어진다. 곱셈 테이블의 첫 논-제로 열이 위에서 사용된 R(10)에서의 덧셈 테이블 1을 구성하는 반면 다음의 세개의 논-제로 열들은 아래에 보인 것과 같이 R(10)에서 또 다른 구별되는 덧셈 테이블을 구성한다.

각 덧셈 테이블은 부분 집합에서 잉여류의 시퀀스의 연결순서를 유일하게 일일이 열거함으로써 설정된 동일 시드 세트에서 구조화 코드의 구별되는 집합을 구성하는데 사용되어질 수 있다. 원시근 a =3에 대해서 네 개의 구별되는 덧셈 테이블이 이식 때문에 명기된 시드 세트를 위한 구조화 코드의 네 개의 집합들을 구성할 수 있다.

더 나아가, 비소수 정수 m = 10은 a = 3과 a =7인 두개의 원시근을 갖는다. 이런 경우에 m에 의한 a = 7의 멱들에 기초한 R(10)에서의 두 번째 구별되는 곱셈 테이블은 아래에 보인 것과 같이 구성되어질 수 있다.

전과 같이, 각 a =7에 대한 R(10)에서의 곱셈 테이블의 논 제로 열은 동일한 시드 세트에서 구조화 코드의 네 개의 집합을 구성하는데 교대로 사용되어질 수 있는 네 개의 구별되는 덧셈 테이블을 구성하는데 사용되어질 수 있다. 그러므로 m이 10일 때 하나의 시드 세트에서 구조화 코드의 총 여덟 개의 구별되는 집합을 구성하는 것이 가능하다.

일반적으로, m이 비소수일 때, 구성되어진 구조화 코드의 집합은 m이 홀수 소수 정수일 때 구성되어진 것들에 비교해 하위의 특질을 갖는다.

요컨대, m이 비소수 번호일 때 구조화 코드의 집합들은 시드 세트를 선택함으로써, 잉여류를 구성함으로써, 내부 시퀀스의 유일한 연결 순서를 명기하는 R(m)에서의 곱셈 테이블에서 얻어진 덧셈 테이블을 사용하는 부분 집합을 구성함으로써 그리고 결국, 전체 집합의 구조화 코드를 형성하기 위하여 연속적으로 부분 집합을 연결함으로써 구성되어진다.

조건 3:"p가 소수일 때 m이 p^s인 경우"

갈로이스 필드는 어떤 소수 번호 p 또는 어떤 소수 번호 p^s의 정수 멱에 대해서도 구성되어질 수 있다. p^s원소들을 갖는 갈로이스 필드 GF(p^s)는 p원소들을 갖는 갈로이스 필드 GF(p)의 확장 필드로 불린다. GF(p)의 원소들은 p에 의해 수행되는 필드 덧셈과 곱셈과 함께 정수 잉여류 Z_p= {0,1,2,...p-1}이다. GF(p^s)의 원소들은 GF(p)에서 s-1차 보다 크지 않은 다항식인데 즉 다항식들의 계수들은 GF(p)에서의 원소들이다. 그 다음에 필드 덧셈과 곱셈은 g(x)에 의해 수행되어지는데 여기서 g(x)는 GF(p)에서 s차 원시 다항식이다. 원시의 다항식은 인수분해 되지 않기 때문에 약분되지 않는다.(즉, 두 저차 다항식의 산물이 아니다.)

구조화 코드의 집합을 구성하는 절차를 m =2², 즉, p=2이고s=2일 때 예로써 서 설명하겠다. 먼저, 시드 세트{a⁽⁴⁾}가 아래에 보인 것처럼 선택되어진다.

이 예에서, 시드 세트에서 각 시퀀스는 길이 w=4를 갖는다. 우리는 i=0,1,2,3에 대해 아래에 설명된 것처럼 위 절차를 사용하여 w=4잉여류를 구성한다.

Z_p[x]가 x를 변수로 하는 g(x)에 의한 다항식의 잉여집합을 나타낸다고 하자. 이 때 Z_p[x]는 g(x)의 차수보다 작은 차수의 g(x)에 의한 다항식의 집합이다. g(x)가 GF(p)에서 s차수의 원시 다항식일 때, Z_p[x]는 g(x)에 의한 덧셈과 곱셈에 관하여 갈로이스 다항식 필드 GF(p^s)를 형성한다. 갈로이스 필드 GF(p^s)는 다항식g(x)의 잉여 집합에 상응하는 p^s원소를 포함한다. α가 GF(p^s)의 원시근이라면, 여기서 반드시 ø(p^s-1)원시근이 존재하며, 이 때 α의 멱들, 즉 α⁰, α¹,α²,...α^m-2는 모두 g(x)에 의해 명확하고 Z_p[x]에서 논-제로 잉여 다항식에 상응한다. 즉, 각 잉여 다항식은 원시 원소 α의 멱들에 의해 표현될 수 있다. 이에 대응하여, g(x)에 의한 α의 멱들에 기초한 GF(p^s)에서의 덧셈 테이블이 구성되어질 수 있다. 그래서, α= x는 원시 다항식 g(x)=x²+x+1의 원시근이고, g(x)에 의한 α의 멱들은 (α⁰, α¹,α²)=(1,x,x+1)이다. 그러므로, q=p²=2²과 상응하는 덧셈 테이블 A(2²)는 아래와 같이 나타낸다.

덧셈 테이블 A(22)의 열에 따라서 {c^(m)}_i의 시퀀스를 연결함으로써 각 잉여류 {c^(m)}_i에 상응하여 부분 집합 {b^(q)}_i가 구성된다. 이 절차는 연속적 맵핑 0 →0, 1 →1, x →2, x+1 →3에 따라서 다항식 잉여 집합 Z_p=2[x]={0,1,x,x+1}에 정수 잉여류 Z_m=4[x]={0,1,2,3}을 할당함으로써 용이해진다. 이 때 i번 째 부분 집합 {b⁽⁴⁾}_i는 아래와 같다.

i=0,1,2,4에 대하여 부분 집합 {b⁽⁴⁾}_i는 아래와 같다.

결국, 각각 N=q스펙트럼 확산 통신w=16인 길이 N을 갖는, N 외부 시퀀스, {s_k ^(ㆍ)}를 포함하는, 구조화 코드 {s^(N)}의 집합은 아래와 같이 i=0,1,2,3에 대하여 부분 집합 {b⁽⁴⁾}_i를 연속적으로 연결하면서 구성되어진다.

원시근 α= x에 관하여 GF(2²)에서 두 개의 구별되는 덧셈 테이블이 구성되어질 수 있다. 먼저, g(x)에 의한 α의 멱들에 기초한 GF(2²)에서의 곱셈 테이블이 구성되어진다. 다음으로, 곱셈 테이블의 각 논-제로 열은 구별되는 덧셈 테이블을 구성하는 데 사용되어진다. 첫 곱셈 테이블의 각 논-제로 열은 위에서 사용되어진 GF(2²)에서의 덧셈 테이블-1을 구성하는 반면 뒤따르는 두 논-제로열은 아래와 같이 또 다른 구별되는 덧셈 테이블을 구성한다.

각 덧셈 테이블은 부분 집합에서 잉여류 시퀀스의 연결순서를 유일하게 명기함으로써 동일한 시드 세트에서 구조화 코드의 구별되는 집합을 구성하는데 사용되어진다. 원시근 α= x에 관하여 세 구별되는 덧셈 테이블이 있기 때문에 명기된 시드 세트를 위한 구조화 코드의 세 구별되는 집합이 구성되어질 수 있다.

더 나아가, 원시 다항식 g(x)=x²+x+1은 반드시 ø(p^s-1)=ø(2²-1)=2 원시 원소, α= x와 α= x+1을 갖는다. 이 경우에 g(x)에 의한 α= x+1의 멱들에 기초한 제 2의 구별되는 GF(2²)에서의 곱셈 테이블이 아래와 같이 구성되어질 수 있다.

전과 같이, α= x+1에 대한 GF(2²)에서의 곱셈 테이블의 각 논 제로 열은 동일한 시드 세트에서 구조화 코드의 세 구별되는 집합을 구성하기 위해 교대로 사용되어지는 세 구별되는 덧셈 테이블을 구성하는 데 사용되어질 수 있다.

GF(p^s)에서 s차 ø(p^s-1)/s 구별되는 원시 다항식들이 분명히 존재하기 때문에 m=22일 때 오직 하나의 원시 다항식 g(x)=x²+x+1이 존재한다. 그래서, m=2²일 때 한 시드 세트에서 구조화 코드의 총 여섯 개의 구별되는 집합을 구성하는 것이 가능하다.

요컨대, p가 소수 번호이고 m이 p^s일 때, 구조화 코드의 집합들은 시드 세트를 선택함으로써, 잉여류를 구성함으로써. 내부 시퀀스의 유일한 연결순서를 명기하는 GF(p^s)에서의 곱셈 테이블에서 얻어진 덧셈 테이블을 사용하는 부분 집합을 구성함으로써, 그리고 결국 구조화 코드의 풀 집합을 형성하기 위하여 부분 집합을 연속적으로 결합함으로써 구성되어진다.

대안 구조

시드 세트에서 시퀀스의 번호인 m이 위에서 제시한 세 조건중 하나에 의해 특징지어질 수 없을 때 대안 구조가 사용되어질 수 있다. 사실 이 대안 구조는 정수m의 어떤 값에 대해 사용될 수 있다. 그러나, 대안 구조는 특별히 m이 소수가 아니고 어떤 원시근도 갖지 않을 때 유용하다. 이 경우에, m 번호는 어떤 원시근도 갖지 않기 때문에 m 에 상대적으로 앞선 ø(m) 잉여 정수 Z_l은 원시근의 멱에서 발생되어질 수 없다. 대안 구조에 관하여, 유한한 링R(m)을 형성하는 정수 잉여류 Z_m= {0,1,2,...m-1}은 직접적으로 R(m)에서 m에 의한 덧셈 테이블을 구성하는 데 사용된다. 예컨대 m이 15일 때 상응하는 덧셈 테이블 A(15)는 아래와 같다.

{b^(q)}_i로 표기되는 시퀀스의 i번째 부분 집합은 q=m인 소정의 덧셈 테이블에 따라서 i 번째 잉여류의 시퀀스 {c^(m)}_i를 연결하는 평범한 방법으로 구성되어진다. {s^(N)}로 표기되는 구조화 코드의 집합은 0≤i≤w-1에 대해 w부분 집합 {b^(q)}_i를 연속적으로 연결함으로써 구성되어진다. 구조화 코드의 집합은 각각 길이 N=q스펙트럼 확산 통신w인 N 시퀀스를 포함할 것이다. 이런 구조 규칙에 의해 오직 하나의 덧셈 테이블이 구성되어질 수 있고 그럼으로 해서 구조화 코드에 상응하는 오직 하나가 구성되어질 수 있다.

m이 원시근이 없는 비소수일때 보다 세련된 대안 구조 규칙이 가능하다. 덧셈 테이블을 구성하기 위하여 정수 잉여류 Z_m= {0,1,2,...m-1}를 사용하는 대신 m보다 상대적으로 앞선 ø(m) 잉여 정수 Z_l을 사용할 수있다. 예컨대 m이 15일 때, 15 보다 상대적으로 앞선 ø(15)=8 잉여 정수는 {1,2,4,7,8,11,13,14}이고 상응하는 덧셈 테이블은 아래와 같다.

{b^(q)}_i로 표기되는 시퀀스의 i번째 부분 집합은 q = ø(15)+1 = 9 인 소정의 덧셈 테이블에 따라서 i 번째 잉여류의 시퀀스 {c^(m)}_i를 연결하는 평범한 방법으로 구성되어진다. {s^(N)}로 표기되는 구조화 코드의 집합은 0≤i≤w-1에 대해 w부분 집합 {b^(q)}_i를 연속적으로 연결함으로써 구성되어진다. 구조화 코드의 집합은 각각 길이 N=q스펙트럼 확산 통신w인 N 시퀀스를 포함할 것이다.

m=15가 아무 원시근을 갖지 않음에도 불구하고 R(15)에 또 다른 일곱 개의 구별되는 덧셈 테이블을 구성할 수 있다. 먼저, 15 보다 상대적으로 앞선 ø(15)=8 잉여 정수에 기초한 R(15)에서의 곱셈 테이블은 아래와 같이 구성되어진다.

두 번째로, 각 곱셈 테이블의 논-제로 열은 구별되는 덧셈 테이블을 구성하는데 사용되어진다. 위에서와 같이 곱셈 테이블의 첫 논-제로 열이 m이 15일 때 Z_l을 사용하면서 R(15)에서 덧셈 테이블-1을 구성하는 반면에 다음의 일곱 개의 논-제로 열은 m이 15일 때 Z_l을 사용하면서 R(15)에서 또 다른 일곱 개의 구별되는 덧셈 테이블을 구성한다.

각 덧셈 테이블은 부분 집합에서 잉여류 시퀀스의 연결순서를 유일하게 명기함으로써 동일한 시드 세트에서 구조화 코드의 구별되는 집합을 구성하는데 사용되어진다. m=15에 대해 m이 15일 때 Z_l을 사용하는 R(15)에서 여덟 개의 구별되는 덧셈 테이블이 있기 때문에 명기된 시드 세트에 대해 여덟 집합의 구조화 코드를 구성한다. 그러나, 이 경우에 원시근이 없기 때문에 오직 하나의 곱셈 테이블이 구성되어질 수 있다.

유사한 방법으로, m이 p^s일 때 대안 구조 규칙의 세부 고안이 가능하다. GF(p)에서 s차 기약 다항식 g(x)에 관하여 잉여류 Z_p[x]는 g(x)에 의한 덧셈과 곱셈에 관하여 GF(p)에 갈로이스 다항식 필드를 형성한다. GF(p)에서의 갈로이스 다항식 필드는 분명히 s-1차 이하이고 g(x)에 의한 다항식 Z_p[x]의 잉여류를 포함한다.

세부적으로, g(x)가 기약 다항식이어야 한다는 것이 유일한 필요조건이다. 그 때 잉여류 Z_p[x]가 GF(p^s)에 구별되는 곱셈 테이블을 구성하기 위하여 직접 사용되어 질 수 있다. 그러나, 오직 하나의 곱셈 테이블이 이 경우에 구성되어질 수 있다. 연속적으로, 교대로 부분 집합을 구성하는 잉여류 시퀀스의 연결 순서를 규정하는 곱셈 테이블의 각 논-제로 열 은 구별되는 덧셈 테이블을 구성하는데 사용되어질 수 있다. 더 세부적 고안 이 역시 가능하다. g(x)가 원시 다항식일 때 조건 3에서 설명된 구조는 GF(p^s)의 어떤 원시 원소 α에 대하여 α의 급들, 즉 α⁰,α¹,α²,...α^m-2,는 모두 g(x)에 의해 명확하고 Z_p[x]에서 논-제로 잉여 다항식에 상응하기 때문에 사용되어진다. 즉, 각 잉여 다항식은 원시 원소 α의 멱으로서 표현될 수 있고 원시 원소 α의 차수 ε가 p^s-1와 동일하기 때문에 α^ε은 1이다. 이에 상응하여, g(x)에 의한 α의 모든 멱들에 기초한 GF(p^s)에서의 곱셈과 덧셈 테이블이 구성되어질 수 있다. 그러나, 다항식 g(x)이 약분할 수 없고 원시적이지 않다면, GF(p_s)의 어떤 원소 α에 대해서 α의 멱들 , 즉, α⁰,α¹,α²,...α^m-2는 모두 g(x)에 대해 명확하지 않다. 대신, ε〈 p^s-1이고 ε｜ p^s-1가 α^ε가 1인 가장 작은 양 정수라면, α에서 ε-1까지의 멱들, 즉 α⁰,α¹,α²,...α^ε-1는 g(x)에 대해 명확하다. 이 경우에 g(x)에 대한 α에서 ε-1까지의 멱들, 즉 α⁰,α¹,α²,...α^ε-1에 기초한 GF(p^s)에서의 곱셈과 덧셈 테이블을 구성하는 것이 가능하다. 이 더 세부적인 고안이 사용되어진다면 ε의 가장 큰 가능한 값을 가진 원소 α를 선택하는 것이 바람직한데 여기서 분명히 차수 ε의 Φ(ε)원소가 존재하고 그래서 차수 ε에 상응하는 Φ(ε)곱셈 테이블을 구성하는 것이 가능하다. 일단 덧셈 테이블이 규정되면 구조화 코드의 작성이 정상처럼 진행되어질 수 있다.

요약하면, 구조화 코드의 구성 이론을 완성시키기 위해 이 세 가지 세부고안이 포함된다. 실제로 대부분의 유용한 구성들은 조건(1, 3) 및 정수 잉여류(Zm)를 사용하는 대안의 구성에 의해 제공된다. 조건(2)에 의해 제공되는 구성 및 상기 설명된 세부 고안들은, m이 원시근을 가지지 않는 비소수일 때, 혹은 g(x)가 원시적이지 않지만 기약일 때, 완벽함에도 불구하고 실제로 유용하지 않다.

상기 설명된 알고리즘은 많은 구조화 코드의 집합을 구성하는 체계적인 방법을 제공한다. 본 섹션에서, 알고리즘은 통신 시스템에 적용시키기 위한 유용한 구조화 코드를 각각 생성하는 시드 세트를 선택하는 가이드 라인을 제공한다. 명확하게, 구조화 코드의 세개의 분류는 각각 순환, 직교 및 밸런스 구조화 코드라 불리는 것으로 식별된다. 구조화 코드 집합의 특성은 집합들이 구성되는 시드 세트에 의해 언더핀된다. 일반적으로, 시드 세트는 2진 혹은 2진이 아닌, 실수 혹은 복소수, 사상위상 혹은 다상위상 등을 포함하는 임의의 시퀀스 분류로 부터 수행되는 수학적 연산에 대응해서 적절하게 선택할 수 있다. 예를 들어, 2진 시퀀스의 경우, 각각의 길이 w의 m시퀀스로 구성되는 구별 가능한 시드 세트 2^W!/m!(2^W-m)!이 존재한다. 그러므로, 유용한 시드 조합의 수 m 및 w의 적당한 값은 실제로 매우 크다. 예를 들어 m=4 및 w=4일 때, 1820개의 유효 2진 시드 세트가 존재한다.

2진 시퀀스의 경우, 시드 세트는 랜덤화된 2진 시퀀스의 임의의 집합으로부터 구성될 수 있다. 그러나, 시드 세트를 선택하기 위한 제 1 및 대부분의 구별되는 방법은 양호한 상관 관계 특성으로 알려진 공지된 시퀀스의 집합으로부터 선택하는 것이다. 예를 들어, m-시퀀스 혹은 골드(Gold) 시퀀스 혹은 골드-유사(Gold-like) 시퀀스 혹은 작은 카사미(Kasami) 시퀀스의 집합 혹은 큰 카사미 시퀀스의 집합 혹은 바커(Barker) 시퀀스 혹은 르장드르 시퀀스 혹은 GMW 시퀀스 혹은 골레이 시퀀스 혹은 프랭크 시퀀스 혹은 츄(Chu) 시퀀스 혹은 허프만 시퀀스 등의 집합으로부터 시드 세트를 선택할 수 있다. 그러나 양호한 상관 관계 특성을 가지는 구조화 코드의 집합은 시드 세트내의 시퀀스의 수 m이 시드 시퀀스의 길이 w와 동일할 때, 즉 m=w일 때, 얻을 수 있다. 더 상세하게, 만약 길이 w의 2진 시퀀스 {a_n}=(a₀, a₁, a₂,...,a_w-1)가 순환적으로 구별되고, 준-밸런스이며, 이상적인 주기적 자기 상관관계 상태,

이면, {a_n}의 좌우 순환 시프트 w로부터 구성된 시드 세트{a^w}는 양호한 상관 관계 특성을 가지는 순환적인 구조화 코드의 집합을 생산한다. 용어 준-밸런스는 {a_n}의 "+" 및 "-" 원소의 수가 1과는 상이함을 의미하기 위해 취해진다. 명칭 순환적인 구조화 함수는 시드 세트를 구성하는 순환 방법으로 간주된다. 준-밸런스이며, 이상 주기 자기 상관관계 상태를 만족시키는 시퀀스의 예는 모든 m-시퀀스, 2진 바커 시퀀스 (++-), (+++--+-) 및 (+++---+--+-), 정수 k에서 w=4^k-1일 때의 르장드르 시퀀스 및 임의의 GMW 시퀀스를 포함한다. 이런 상황을 만족시키는 기타 2진 시퀀스가 존재한다. 순환적인 구조화 함수의 집합을 생성하기 위한 시드 세트를 구성하는 과정은 예를 들어, m-시퀀스의 m=w=7일 때 및 {a_n}=(+++-+--+)일 때의 하기의 예의 방식에 의해 설명된다.

구조화 코드 생성에 사용되는 가장 중요한 구성들 중의 하나는 시드 세트가 직교 일 때 및 m=w일 때 발생한다. 용어 직교는 시드 세트내의 모든 시퀀스가 시드 세트내의 모든 다른 시퀀스에 직교할 때를 의미하기 위해 취해진다. 시드 세트가 직교일 때 및 m=w일 때, 구조화 코드의 합성 집합 역시 직교한다. 직교하는 구조화 코드의 집합은 직교 구조화 코드라 불려왔다. 그러므로 직교 시드 세트의 식별은 직교 구조화 코드의 생성과 명확하게 연관된다. 하기에 도시된 바와 같은 이상적인 주기 상관관계 조건을 만족시키는 단지 하나의 주기적인 시퀀스가 존재하는 것은 확실하며, 이 시퀀스 {a_n}=(+++-)이다.

그래서 직교 시드 세트{a⁽⁴⁾}는 {a_n}의 4 좌 혹은 우로부터 구성될 수 있으며, 생성된 구조화 코드의 합성 집합{s⁽¹⁶⁾} 역시 직교한다. 이 특정 예는 이미 조건(3)에서 설명되었다. 직교 구조화된 코드를 구성하는 제 2 체계적인 방법은 시드 세트로써 아다마르 행렬을 사용하는 것이다. 아다마르 행렬은 m=w=2^s를 제공하는 임의의 정수멱 2로 구성될 수 있다. 아다마르 행렬의 열은 항상 직교하기 때문에, 생성된 구조화 코드 역시 직교한다. 직교 구조화 코드를 구성하는 제 3 체계적인 방법 역시 순환적으로 구별되며, 준-밸런스이며, 이상적인 주기 자기 상관관계 상태

을 만족시키는 길이 w의 2진 시퀀스 {a_n}=(a₀, a₁, a2,...a_w-1)의 사용에 근거한다.

우선 시퀀스의 집합은 {a_n}의 w 좌 혹은 우 순환 시프트로부터 구성된다. 두번째로, 만약 τ≠0일 때 R(τ)=-1이면, {-1}과 같은 덧셈 시퀀스 원소는 집합의 각 시퀀스에 첨부되 있으며, {-1}과 동일한 모든 시퀀스 원소를 구비한 덧셈 시퀀스가 집합에 첨부된다. 대안으로, 만약 τ≠0일 때 R(τ)=+1이면 {+1}과 같은 덧셈 시퀀스 원소는 집합의 각 시퀀스에 첨부되며, {+1}과 동일한 모든 시퀀스 원소를 구비한 덧셈 시퀀스는 집합에 첨부된다. 시퀀스의 합성 집합은 이와 같이 시퀀스의 직교 시드 세트를 형성한다. 준-밸런스이며, 이상적인 주기 자기상관관계 조건을 만족하는 일례의 시퀀스는 모든 m-시퀀스, 2진 바커 시퀀스(++-), (+++--+-) 및 (+++---+--+-), 정수 k에서 w=4^k-1일 때의 르장드르 시퀀스, 임의의 GMW시퀀스를 포함한다. 이런 조건을 만족하는 기타 2진 시퀀스가 존재한다. {a_n}가 순환적으로 구별되고, 준-밸런스이며, 및 이상적인 주기적 자기상관관계 조건을 만족하는 직교 시드 세트를 구성하는 과정은 예를 들어 m-시퀀스는 {a_n}=(+++-+--)에서 하기와 같은 예의 방식으로 예시화된다.

직교 구조화 코드의 집합을 구성하는 제 4 체계적인 방식은 큰 직교 구조화 코드의 구성에 시드 세트처럼 작은 직교 구조화 코드의 집합을 사용하는 것이다. 직교 구조화 코드의 집합을 구성하는 제 5 체계적인 방식은 직교 골드 시퀀스의 집합으부터 시드 세트를 선택하는 것이다.

무선 통신 시스템의 주요 제한 중의 하나는 코-채널 효과, 다중 접속 효과 및 다중 경로 전파 효과에 의한 간섭이다.

간섭에 대항하기 위한 확산 스펙트럼 기술의 유효성은 스펙트럼 확산에 사용된 기호의 시퀀스의 특성에 의존한다. 구조 코드는 확산 스펙트럼 시스템에서 양호한 자기 상관관계 및 상호 상관관계 특성을 가진다. 직교 구조화 코드는 각각의 코드가 집합내의 모든 다른 코드에 직교하기 때문에 각각이 모두 중요하다. 확산 스펙트럼 기술에 의거한 무선 통신 네트워크는 동일한 주파수 대역에서 동시에 상호상관되는 다른 시퀀스들 간의 상호간섭을 제거하기 위해 종종 직교 시퀀스를 사용한다. 지금까지 가장 일반적으로 사용된 직교 코드의 집합은 아다마르 행렬의 열에서 취해진 월시 코드이다. 그러나 월시 코드의 집합은 코드 길이 N마다 단지 하나만 존재하며, 여기서 N은 2의 정수멱이어야 한다. 상기 설명된 시퀀스 구성 알고리즘은 코드 길이 N당 직교 구조화 코드의 집합의 수를 늘린다. 더 중요하게, 알고리즘은 가장 실용적인 시퀀스 길이를 초과해서 다중 직교 구조화 코드의 집합을 체계적으로 구성할 수 있다. 게다가 직교 구조화 코드의 가장 유요한 특성은 시퀀스의 보집합을 형성하는 것이다. 즉, 직교 구조화 코드의 집합내의 모든 시퀀스의 비동조 자기 상관관계 함수는 제로 시프트를 제외한 매 시간 시프트마다 제로로 합산된다.

직교 구성화 코드의 집합의 생성용 구성 규칙의 융통성은 m=2³일 때 즉 p=2 및 s=3일 때 예시의 방법에 의해 설명된다. 우선 직교 시드 세트 {a⁽⁸⁾}는 순환적으로 구별되고, 준-밸런스이며, 및 이상적인 주기적 자기상관관계 조건을 만족하는 m-시퀀스 {aⁿ}=(+++-+--)를 사용해서 구성된다.

상기 예에서 시드 세트 내의 각각의 시퀀스는 길이 w=8을 가진다. 하기 도시되는 바와 같이 i=0,1,2,3,4,5,6 및 7에서 상기 설명된 과정을 사용해서 w=8 잉여류를 구성한다.

α=χ는 원시 다항식 g(χ)=χ³+χ+1의 원시원소이기 때문에, g(χ) 법으로 한 α의 멱은 (α⁰,α¹,α²,α³,α⁴,α⁵)=(1,χ,χ²,χ+1,χ²+χ,χ²+χ+1,χ²+1)이다. q=p^s=2³및 g(χ)=χ³+χ+1에 의거한 GF(2³) 상의 대응 곱셈 테이블 M(2³)은 하기와 같이 도시된다.

곱셈 테이블의 7개의 논-제로 열들은 7개의 명확한 덧셈 테이블을 구성하기 위해 사용된다. 곱셈 테이블의 제 1 논-제로 열로부터 구성된 덧셈 테이블-1은 하기에 도시된다.

우리는 각각의 잉여류 {c^(m)}i에 대응하는 부분집합 {b^(q)}i를 덧셈 테이블 A(2³)의 열에 따라 {c^(m)}i의 시퀀스와 결부해서 구성하며 여기서 q=p^s=2³이다. 이 과정은 정수 잉여류 Z_m=8={0,1,2,3,4,5,6,7}를 시퀀스 매핑 0→1,1→1,χ→2,χ²→3,χ+1→4,χ²+χ→5,χ²+χ+1→6 및 χ²+1→7에 맞춰 다항식 잉여류 Z_p=2[χ]={1,χ,χ²,χ+1,χ²+χ,χ²+χ+1,χ²+1}에 할당함으로써 용이해진다. 그리고 i번째 서브 셋 {b⁽⁸⁾}i이 하기에 도시된다.

그리고, 직교 구조화 코드{s⁽⁶⁴⁾}의 집합은 64 직교 시퀀스 {s_k ^(·)}를 포함하며, 각각의 길이 64는 시퀀스에서 i=0,1,2,3,4,5,6 및 7에서 부분집합 {b⁽⁸⁾}i와 하기와 같이 결부된다.

7개의 덧셈 테이블이 임의의 하나의 원시 원소에서 유도될 수 있기 때문에, 각각의 원시원소 α에서 우리는 전체 7개의 구별되는 직교 구조화 코드의 집합을 동일한 시드 세트로부터 구성할 수 있다. 반면에 시퀀스는 집합들 간에 직교하지 않는 각각의 집합내에서 직교한다. 그러나, 대응하는 덧셈 테이블이 열마다 단지 한개의 일치원소를 가지도록 보장되기 때문에 동일한 원시원소로부터 유도된 다른 집합에 속한 시퀀스들 간의 동상의 상호 상관관계값은 항상 N^1/2과 같다(예를 들어 이 경우에는 8). 더 나아가 정확하게 ø(p^s-1)=ø(2³-1)=6이고 g(χ)의 변수χ의 잉여 다항식에 대응하는 원시원소가 존재하기 때문에, 각각의 원시 다항식에서 구성될 수 있는 직교 구조화 코드의 집합의 전체 수는 42(예를 들어 6×7)이다. 그리고 정확하게 GF(2³)의 정도 s=3에서 ø(p^s-1)/s=ø(2³-1)/3=2이며, g(χ)=χ³+χ+1이고 g(χ)=χ³+χ²+1인 원시다항식이 존재하기 때문에, 84개의(예를 들어 2×6×7) 구별되는 직교 구조화 코드의 집합을 하나의 시드 세트로부터 구성하는 것이 가능하다. 요약하면, m=p^s=w일 때, p^s-1의 구별되는 덧셈 테이블과 ø(p^s-1)인 각각의 원시원소를 사용하여 ø(p^s-1)/s인 각각의 GF(p^s)의 정도 s에서의 ø(p^s-1)/s인 원시 다항식이 존재한다. 결론적으로 m=w 상태에서 일반적인 시드 세트로부터 구성될 수 있는 구별되는 직교 구조화 코드의 집합의 전체 수는

에 의해 주어진다.

유용한 직교 시드 세트의 수가 m=w〉4일 때 크기 때문에, 구성될 수 있는 전체 직교 구조화 코드의 집합의 수는 매우 크다. 예를 들어, 다음 테이블은 6개의 구별되는 직교 시드 세트를 도시하며, 각각의 시드 세트는 64개의 직교 구조화 코드의 집합을 구성하기 위해 사용된다. 테이블은 결코 완전하지 않아서 각각의 길이 w=8인 m=8 시퀀스를 포함하는 더욱 더 많은 직교 시드 세트가 존재한다. 도시된 예는 길이 칠의 두개의 m-시퀀스 상의 직교 구성, 8×8 아다마르 행렬로부터 취해진 월시 코드의 집합, 8×8직교 골드 시퀀스의 집합 및 두개의 임의의 8×8 직교 시퀀스 집합을 포함한다. 도시된 예에서, 길이 64인 64개의 직교 시퀀스를 각각 포함하는 전체 504개의 구별되는 직교 구조화 코드의 집합은 식별된 6개의 직교 시드 세트를 사용해서 구성된다. 분명하게, 이런 시퀀스는 낮은 상관관계값을 가진 많은 시퀀스의 집합이 요구되는 셀룰러 이동 통신에 적용시키기에 이상적이다.

요약하면, 본 예에서 구성된 직교 구조화 코드의 집합은 순환적으로 구별된다. 용어 순환적으로 구별된다는 것은 집합내의 모든 시퀀스가 집합내의 임의의 기타 시퀀스의 순환 시프트가 아님을 의미하기 위해 취해지고, 각각의 시퀀스는 N=64로 주기적이다. 이 특성은 각각의 덧셈 테이블의 행과 열이 구별되기 때문에 실현된다. 일반적으로, p≥2 이고 s≥3일 때, GF(p^s)상의 덧셈 테이블은 상항 구별되며, 따라서, 직교 구조화 집합의 합성 집합은 항상 순환적으로 구별될 것이라는 것이 추측된다. 이런 특성은 다중 경로에서 '직교'로 남아있기 때문에 시퀀스들이 다중 경로로 사용될 때 명확하게 이득이다. 이것은 순환적으로 구별되지 않은 월시 코드의 집합에는 반대이고 따라서, 또 다른 의사랜덤 시퀀스에 의해 커버되거나 마스크되지 않으면 다중경로의 직교화를 남기지 않는다. p=2 이고 s=2 일 때, g(χ)=χ²+χ+1법의 GF(4)상의 덧셈 테이블의 행과 열은 구별되지 않다(조건 3에서 주어진 구성예를 참조). 이것은 덧셈 테이블이 구별되지 않을 때만의 일임이 추측된다. 그러나, 만약 상호 상관 조건이 동일한 원소로부터 유도된, 다른 덧셈 테이블에 속한 집합간에서 완화되면, 이런 경우에는 덧셈 테이블의 대안적인 형태는 하기에 도시된 예와 같이 원소를 순환이나 교환을 포함하는 것을 사용할 수 있다.

대안의 덧셈 테이블은 단일 집합이 한번 전개되는 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 사용되서, 다른 집합과의 상호 상관을 피하는 반면에 전개된 집합의 시퀀스들은 다중경로의 '직교성'을 확신시키면서 순환적으로 구별된다. 만약 직교 구조화 코드의 몇개의 집합이 동시에 전개되면, 대안적인 덧셈 테이블은 완벽하지 않다.

광파 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 구조화 코드를 사용하는 것은 단극-양극 상관 기술에 의해 수행된다. 일반적으로 단극-양극 상관은 광검출기를 수신 예비증폭기에 결합시키는 AC 커플링에 의해 제거될 수 있는 소위 오프셋이라는 방해의 뜻의 용어를 사용한다. 오프셋은 CDMA의 경우에 동시세 시퀀스가 전송되는 수 만큼 논-제로 시퀀스의 임밸런스에 의해 야기된다. 광검출기의 DC 커플링이 요구되는 경우에 오프-셋은 밸런시퀀스 혹은 차동 신호 포맷; 명목상 파장 분할 다중화 기술에 의해 제공되는 제 2채널을 생성하는 보수 (제 2)채널을 사용해서 제거될 수 있다. 밸런구조화 코드는 하기에 광파 통신에서 설명된다. 그러나 직교 구조화 코드 역시 차동 단극-양극 신호 체계를 제 2의 물리적인 채널 없이 실현하기 위해 사용된다.

밸런스 구조화 코드의 집합은 밸런스 시드 세트로부터 구성될 수 있다. 용어 밸런스 시드 세트는 시드 세트내의 모든 시퀀스가 "+1 및 "-1"원소인 동일한 수를 가지는 것을 의미하기 위해 취해진다. 밸런스 구조화 코드의 집합은 밸런스 구조화 코드라 불려왔다. 이와같이 밸런스 시드 세트의 식별은 명확하게 밸런스 구조화 코드의 생성과 연관이 있다. 밸런스 구조화 코드를 구성하는 체계적인 방법은 순환적으로 구별되고, 준-밸런스이며, 및 이상적인 주기적 자기상관 조건을 만족하는 길이 w의 2진 시퀀스 {a_n}={a₀,a₁,a₂,...a_w-1}의 사용에 근거한다.

우선 시퀀스의 집합은 {a_n}의 w 좌 혹은 우 시퀀스로부터 구성된다. 두번째로 만약 τ≠0에서 R(τ)=-1이면, {-1}과 동일한 덧셈 시퀀스 원소는 집합내의 기타 시퀀스에 첨부된다. 대안적으로, 만약 τ≠0에서 R(τ)=+1이면, {+1}과 동일한 덧셈 시퀀스 원소는 집합내의 기타 시퀀스에 첨부된다. 이와같이 시퀀스의 합성 집합은 밸런스 시드 세트를 형성한다. 준-밸런스이며, 및 이상적인 주기적 자기상관 조건을 만족하는 일련의 예시는 모든 m-원소, 2진 바커 시퀀스(++-),(+++--+-) 및 (+++---+--+-), w=4^k-1일 때 정수 k에서 르장드르 시퀀스 및 임의의 GMW 시퀀스를 포함한다. 이런 상황을 만족시키는 기타 2진 시퀀스가 존재한다. {a_n}가 순환적으로 구별되고, 준-밸런스이며, 및 이상적인 주기적 자기상관 조건을 만족하는 밸런스 시드 세트를 구성하는 과정은 예를 들어 m-시퀀스인 {an}=(+++-+--)에서 하기에 도시된 방법과 같은 방식으로 도시된다. 본 예에서 우리는 m=7이고 w=8임을 주목한다.

밸런스 구조화 코드의 집합을 구성하는 또 다른 체계적인 방법은 더 큰 밸런스 구조화 코드의 집합의 구성에서의 시드 세트처럼 작은 밸런스 구조화 코드의 집합을 사용하는 것이다.

이와 같이 알고리즘은 구조화 코드를 구성하기 위해 사용된다. 게다가 특정 시퀀스의 집합은 스펙트럼 확산 통신 기술에서 사용되기 위해 식별되어 왔다.

신호 시퀀스의 적용은 특정 수신기 송신기 아키텍쳐를 참조로 해서 설명될 것이다. 일반적으로, 수신기와 송신기는 쌍방향 통신의 통신 경로의 끝에 연결된다. 이와 같이 예로서 트랜시버는 M-아리 배직교 키잉 체계에 근거해서 디자인된다. 대안적인 예는 M-아리 직교 키잉 체계가 될 수 있다. M-아리 배직교 키잉체계에서 M가능 심볼 중의 하나가 각각의 M〉2인 심볼 간격동안 전송된다. 각각의 심볼은 K=M/2인 정규직교 기초함수를 사용해서 K-차원 신호 스페이스의 좌표로 나타난다. M-아리 직교 키잉 체계에서 심볼 집합은 M/2인 정규직교 기초함수 및 보수로 구성된다. 도시된 트랜시버 디자인에서 정규직교 기초함수는 직교 구조화 코드의 집합으로부터 선택된다. 결론적으로 스펙트럼 확산 및 M-아리 전송은 변조 체계에 유효한 단일 전도대내에서 결합된다. 비록 M-아리 배직교 키잉이 디지털 변조 체계로 성립되지만, 직교 구조화 코드를 사용하는 것은 정규직교 기초함수에 의해 완전히 새로워진다.

본 명세서에서 추후 사용되는 기호: {ø_n ^(j)}는 원소 Φ_n∈{±1}를 가지는 j번째 직교 구조화 코드를 나타낸다;{Φ_n ^(j)}는 원소 {Φ_n∈{1,0}를 가지는 ø{ø_n ^(j)}의 단극 버전을 나타낸다; 및, ø_j(t) 및 Φ_j(t)는 {ø_n ^(j)} 및 {Φ_n ^(j)} 각각의 양극 및 단극 파장 버전을 나타낸다. 추가로 d(t) 및 D(t)는 각각 유닛 증폭과 사각 양극 및 단극 데이터 파장을 나타낸다.

이런 일반적인 배열에서, 송신기 아키텍처는 우선 도 1을 참조해서 설명된다. 양극 2진 데이터 D(t)는 1/T의 비율의 1:k 멀티플렉서로 전송되며, 여기서 k=log₂M이다. 멀티플렉서 출력에서, (k-1) 최상위 비트(MSB)는 K=M/2^k-1시퀀스들로부터 심볼 파장을 결정하므로써 하나를 선택하기 위해 사용된다. 최하위 비트(LSB)는 시퀀스가 심볼 코드-북의 다른 반을 인식하므로써 완전해지는가를 결정한다. 합성 심볼 파장은 전송에 유용하게 만들어진다. 송신기 아키텍처는 심볼 파장이 스펙트럼을 확산하고 정규직교 기초 함수로서 역활을 하는 이중 기능성을 가지는 것을 제외하고 표준 M-아리 배직교 키잉 체계에 근거한다. 이는 시퀀스가 직교 구조화 코드의 집합으로부터 취해지기 때문에 가능하다. 일반적으로 이것은 0≤j≤K-1이고 K의 최대값은 N일 때,

로 표현된다.

도 2는 수신기 디자인의 체계 도면이다. 상기 설명된 M-아리 송신기 아키텍처에서, 대응하는 수신기는 직교 기초함수 Φ_j(t)에 매치된 K-상관계의 뱅크를 구성하며 K=M/2=2^k-1이다. 상관계의 출력은 샘플러로 전송되서, 시간 t=kT에서 전송된 데이터의 최대값 검출이 수행되는 결정 논리 블럭으로 전송되기 전에 샘플된다. M-아리 배직교 체계에서, 이것은 K-상관계의 뱅크의 출력에서 및 그 결과 최대 진폭 피크의 극성에서 최대 진폭 피크를 찾는 것을 포함한다. 이 정보는 유일하게 전송된 심볼 및 따라서 대응 데이터 비트를 식별하는데 사용될 수 있다. 논리 출력은 송신기에 입력된 원 단극 2진 데이터인 D(t)의 추정치인이다.

제 1 실시예에서 무선 통신 시스템이 설명된다. 도 1 및 도 2에 참조로서 도시된 송신기와 수신기 아키텍처는 직교 구조화 코드에 근거한 코드화된 신호이다. 이런 일반화된 아키텍처는 확산 스펙트럼 신호 체계에 사용될지 모른다. 예를 들어, 전파 통신 시스템에서 도 1에 도시된 송신기의 출력은 진폭, 주파수 혹은 위상 변조 기술중의 하나를 사용해서 변조된 캐리어가 될지도 모른다. 도 3 및 도 4는 양극-단극 상관 기술에 의거한 무선 적외선 통신 시스템에서, 전자 광학 인터페이스를 통합한 송신기 및 수신기 아키텍처의 개략적인 도면을 도시한다. M-아리 배직교 키잉 체계는 발광 다이오드 혹은 레이저 다이오드같은 광파 소스를 온, 오프로 스위치하는 드라이브 회로를 직접 제어하는 단극 심볼 파형을 생성하기 위해 사용된다. 도 1의 일반화된 아키텍처에서처럼, 정규직교 기초 함수는 직교 구조화 코드의 집합에서 추출된다.

도 4에 도시된 수신기에서, 광학 신호는 포토다이오드 혹은 포토다이오드 어레이에 의해 검출되며, K-상관계의 뱅크로 전송되기 전에 광대역 트랜스임피던스(transimpedence) 증폭기에 의해 증폭된다. 상관계 출력은 시간 t=kT에서 샘플되기 위해 샘플러를 통과해서, 전송된 데이터의 최대값 검출을 이행하는 결정 논리 블록으로 전송된다.

포토다이오드가 수신기에 DC 커플되었을 때, 만약 확산 시퀀스가 불균형이면 상기 설명된 단극-양극 상관 기술은 오프-셋을 발생시킨다. 이 고유 오프-셋을 제거하는 한가지 방법은 정규직교 기초함수로써 밸런스 구조화 코드를 사용하는 것이다. 그러나 전체 밸런스 구조화 코드의 수행은 전체 직교 구조화 코드의 집합의 수행보다 열등하다. 만약 포토다이오드가 수신기로 AC커플된다면, 직교 구조화 코드는 시퀀스 종속 오프셋을 삽입하지 않고 사용된다. DC 커플링이 요구되는 경우에, 불균형 시퀀스로 실행된 오프셋은 차동 단극-양극 신호화 포맷에 의해 효과적으로 제거될 수 있다. 도 5는 차동 단극-양극 신호화 체계의 개략적인 도면을 도시한다. 오프-셋 효과를 제거하는 것에 추가로 차동 단극-양극 신호화 체계는 동상모드 간섭을 제거한다. 이것은 무선 적외선 전송의 실시예에서 전자-안정램프에 의해 발생되는 것같은 인위적인 주위의 광 간섭을 제거하는데 유용하다.

1/T의 비율의 양극 데이터 d(t) 및 역 -d(t)는 직교 기초 함수 ø_j ^c(t) 및 ø_j ^s(t)의 각각의 승법에 의해 확산되며, 여기서 ø_j ^c(t) 및 ø_j ^s(t)는 직교하는 한쌍의 확산 시퀀스이다. 실제로, ø_j ^c(t) 및 ø_j ^s(t)는 직교 구조화 코드의 집합으로부터 선택될 수 있다. 직교 구조화 코드 {s_n ^(j)} 및 그것의 역 시퀀스가 직교 쌍을 형성할 때, 시퀀스를 효과적으로 배치하기위해 ø_j ^c(t)≡{s_n ^(j)} 및 ø_j ^s(t)≡가 선택된다. 신호의 직교 쌍은 레벨 시프터를 사용해서 양극에서 단극 포맷으로 전환되고, 합성되서, 광파 매체같은 단극 채널 상으로 전송된다.

수신기에서, 전체 수신된신호 s(t)는 양극 직교 기초함수 ø_j ^c(t) 및 ø_j ^s(t)에 의해 평행하게 승산된다. 승산기로부터의 출력이 다르기 때문에 합성 상위 신호는 심볼 주기 T 로 적분된다. 차동 단극-양극 신호화 체계에서, 상관계출력의 동상값은 일반 양극-단극 신호화 포맷이 사용될 때 얻어지는 값과 동일하다.

도 3 및 도 4에서 도시되는 송신기 및 수신기 아키텍처는 도 5에 도시된 회로를 구비한 M-아리 배직교 키잉 체계를 증가시키므로써 단극-양극 신호화 포맷에서 차동 단극-양극 신호화 포맷로 전환될 수 있다.

따라서, 수신기에서, 브랜치마다 두개의 승산기가 요구된다. 차동 신호화에 병합된 M-아리 배직교 키잉 체계의 계략적인 도면이 도 6에 도시되는데 반해서 대응하는 수신기의 계략적인 도면은 도 7에 도시된다. 송신기에서, 차동 심볼 파장은 분리된 광파 소스를 드라이브한다. 따라서 차동 신호의 합산이 광파 채널에서 발생한다. 이런 배치는 송신기의 비직선성 문제를 피하는 디지털을 유지하는 이점이 있다.

주어진 시퀀스 길이 N에서, 스펙트럼 확산 통신 시스템의 스펙트럼 효과는 실질적으로 하나의 트랜시버내의 2이상의 구별되는 직교 구조화 코드를 사용하므로써 증가된다. 도 8 및 도 9는 M-아리 배직교 키잉 체계내에 두개의 구별되는 직교 코드를 각각 사용하는 송신기 및 수신기의 계략적인 도면을 도시한다. 즉 트랜시버는 평행하지만 두개의 병백한 코드 집합을 사용하면서 결합된 M-아리 배직교 키잉 체계로 구성된다. 이런 경우 통신 링크 능력은 배가된다. 도 8에 도시된 송신기에서 단극 2진 데이터 D(t)는 1/T의 비율로 1:2k 멀티플렉서로 전송되며, 여기서 k=log₂M이다. 제 1 k 다중화 데이터 비트는 M-아리 배직교 키잉 체계의 하나의 브랜치로 전송되는데 반해, 제 2 k 다중화 데이터 비트는 M-아리 배직교 키잉 체계의 다른 브랜치로 전송된다. 도 9에 도시된 수신기는 하나는 제 1코드집합과 매치되며 다른 뱅크는 제 2코드 집합으로 매치되는 두개의 K-상관계의 뱅크로 구성된다. 두개의 구별되는 최대값 근사 겁출기는 각각 M-아리 배직교 키잉 체계내의 데이터를 검출하기 위해 사용된다. 일단 검출되면, 각 브랜치로부터의 데이터는 2k:1 멀티플렉서를 사용해서 합성된다. 이상적으로 구별되는 코드-집합은 수개의 심볼 파형이 평행하게 송수신될 때, 임의의 상호상관 간섭을 피하기 위해서 직교해야한다. 실제로 구별되는 코드 집합은 서로 직교하지 않아서 상호간섭이 발생한다. 그러나 코드 집합은 상호상관 간섭이 전송에러를 야기하지 않는 다수의 직교 구조화 코드로부터 선택될 수 있다. N=16인 두개의 이런 코드 집합의 예는 동일한 곱셈 테이블에서 유도된 구별되는 덧셈 테이블을 사용하는 시드 시퀀스 {a_n}=(+,+,+,-)로 구성된 직교 구조화 코드이다. 차동 단극-양극 신호화 포맷의 확산 시퀀스가 직교해야한다는 것은 필수적이지는 않지만 바람직하게 고려된다. 만일 단지 시퀀스 종속 오프-셋을 제거해야 한다면, 임의의 쌍의 주기적인 2진 시퀀스{a_n} 및 {b_n}는 그들이 동일한{1,0} 칩 불균형을 가지는 것을 제공하면서 사용된다. 이런 조건은 시퀀스{a_n} 및 그의 역 시퀀스인로 구성된 시퀀스 쌍을 사용하므로서 만족된다. 비-직교 시퀀스 쌍을 사용하는 것의 잠재적인 단점은 상호상관 간섭이 수신기에서 발생한다는 것이다. 그러나, 적절하게 시퀀스의 초기위상을 설정하므로써, 상호상관 간섭은 파괴적이기 보다는건설적일 수 있다. 도 10은 임의의 주기적인 2진 시퀀스에 적용되는 차동 양극-단극 신호화 체계의 개략적인 도면이다.

제 1 예시된 실시예에서, 무선 근거리 통신망에서의 적외선 통신 시스템은 복수의 원격 통신 단말기를 포함하며, 각각의 단말기는 스펙트럼 확산 통신 기술의 신호 시퀀스를 코드화하는 방법, 코드화된 신호를 전송하는 방법 및 코드화된 적외선 신호를 수신하며 스펙트럼 확산 통신 시스템내의 신호 시퀀스를 복호화하는 수단을 구비한 수신기 회로를 구비한 수신기 회로를 포함한다.

본 실시예에서 각 원격 통신 단말은 각각 도 3 및 도 4에 도시된 송신기 및 수신기 쌍 각각 혹은 도 6 및 도 7에 도시된 송신기 및 수신기 쌍 각각을 사용할 수 있는 적외선 트랜시버를 포함한다. 도 3 및 도 4에 따라 제조된 트랜시버에서 2진 데이터는, LSB에 의해 수행되거나 혹은 그렇지 않은 K 시퀀스들에서 하나를 선택하기 위해 k-1 MSB가 사용되는 1:k 멀티플렉서로 전송된다. 코드 집합은 직교 구조화 코드의 집합으로부터 선택된다. 이와같이 생성된 심볼 파장은 발광 다이오드 혹은 레이저 다이오드같은 광파 소스의 강도를 변조하기 위해 사용된다. 예를들어 수신기에서, 광감도 검출기, 포토다이오드 혹은 포토다이오드 어레이는 광파 신호를 검출한다. 합성 포토전류는 증폭되며, K-상관계의 뱅크는 매치된 필터 샘플 K를 발생시킨다. K 샘플들은 k 전송된 데이터 비트를 검출해서, 송신된 데이터 비트의 추정치인 신호 시리얼 비트 스트림으로 전환하는 최대값 근사 검출기 회로로 전송된다. 각각의 수신기는 수신된 신호를 K-상관계 뱅크에서 사용된 근거리에서 생성된 확산 스펙트럼 시퀀스와 정렬시키는 동기화 수단을 포함한다.

도 6 및 도 7에 따라 제조된 트랜시버에서 단극 2진 데이터 D(t)는 1:k멀티플렉서로 전송된다. k-1 MSB는 상호 직교인 두개의 구별되는 코드 집합을 전송한다; 예를 들어, {Φ}^c가 {Φ}^s에 직교하는 코드 집합 {Φ}^c및 {Φ}^s. k-1 MSB는 {ø_n ^(j)}^c및 {Φ_n ^(j)}^s로 표시된 코드 집합내의 K 시퀀스들로부터 하나를 선택하기 위해 사용된다. 논리가 "Hi"일 때, LSB는 {ø_n ^(j)}^c를 보완하지 않고 {Φ_n ^(j)}^s를 보완하며, LSB가 "low" 일 때는 반대가된다. 각각의 심볼 파형이 발광 다이오드 혹은 레이저 다이오드같은 분리 광파 소스를 강도변조하기 위해 사용된다. 차동 심볼 파장은 광파 매체내의 평향한 심볼 파형의 합산에 의해서 형성된다. 대안적으로 평행한 심볼 파형은 전자 광학 전환 및 단일 파장 소스를 드라이브하기 위해 사용되는 합성 차동 심볼 파형 이전에 합산된다. 수신기에서 포토 다이오드 혹은 광 다이오드 어레이같은 광 감도 검출기는 광파 신호를 검출한다. 합성 광전류는 증폭되고, K 차동 상관계의 뱅크는 K 매치된 필터 샘플을 생성한다. 차동 상관계는 한 쌍의 심볼 파형에 각각 하나인 두개의 평행 상관계로 구성되며, 이것의 출력은 추출된다. K 샘플은 k 전송된 데이터 비트를 검출하는 최대값 근사 검출기 회로로 전송되서 단일 시리얼 비트 스트림으로 전환되며, 이것은 전송된 데이터의 추정치이다. 각각의 수신기는 수신된 신호를 K 차동 상관계의 뱅크에서 사용되는 근거리에서 생성된 확산 시퀀스와 정렬시키는 동기화의 수단을 포함한다.

상기 실시예에서 사용된 기술의 이점은:

(1) M-아리 배직교 키잉과 결합되었을 때, 직교 구조화 코드의 집합은 협대역 간섭 및 다중경로 반송 효과에 강한 변조 체계에 효율적인 대역폭을 제공한다.

(2) 광파 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 차동 단극-양극 신호화가 실시될 때, 신호를 간섭하는 동상 모드는 제거된다. 광파 확산 스펙트럼 시스템에서 이것은 시퀀스 불균형에 의해 야기된 DC 오프셋을 제거하는 효과를 가진다. 무선 광파 확산 스펙트럼 시스템에서 이것은 주위의 인공 빛으로부터의 간섭에 의해 야기된 시스템 수행에서의 열화를 제거하는 추가적인 이점을 가진다.

(3) 직접 확산 시퀀스로 사용될 때, 직교 구조화 코드는 다중 경로 조건하에서 직교 상태로 남아서 일반적으로 훌륭한 자기상관 및 상호상관 특성을 가진다.

(4) 직접 확산 시퀀스로 사용될 때, 직교 구조화 코드는 보수 집합을 형성하기 때문에 트랜시버 쌍들 사이의 동기화를 돕는다.

이다.

제 2 예시화된 실시예에서, 무선 근거리 통신망에서 사용되는 전파 통신 환경은 복수의 원격 통신 단말기를 포함하며, 각각의 단말기는 스펙트럼 확산 통신 기술의 신호 시퀀스를 생성하고 코드화하는 방법, 코드화된 전파 신호를 전송하는 방법 및 코드화된 전파 신호를 수신하며 스펙트럼 확산 통신 시스템내의 신호 시퀀스를 복호화하는 수단을 구비한 수신기 회로를 구비한 수신기 회로를 포함한다.

본 실시예에서, 원격 통신 단말기는 도 1 및 도 2에 각각 도시된 송신기 및 수신기 쌍을 사용하는 전파 트랜시버를 포함한다. 송신기에서 2진 데이터는, LSB에 의해 보완되거나 혹은 그렇지 않은 K 시퀀스들에서 하나를 선택하기 위해 k-1 MSB가 사용되는 1:k 멀티플렉서로 전송된다. 코드 집합은 직교 구조화 코드의 집합으로부터 선택된다. 생성된 심볼 파장은 전송을 위한 전파 캐리어를 변조시킨다. 수신기에서, 전파 안테나를 경유한 신호는 검출되서 그 결과 전파 캐리어를 제거하기 위해 복조된다. K-상관계의 뱅크는 K 매치된 필터 샘플 발생시킨다. K 샘플들은 k 전송된 데이터 비트를 검출해서, 송신된 데이터 비트의 추정치인 신호 시리얼 비트 스트림으로 전환하는 최대값 근사 검출기 회로로 전송된다. 각각의 수신기는 수신된 신호를 K-상관계 뱅크에서 사용된 근거리에서 생성된 확산 스펙트럼 시퀀스와 정렬시키는 동기화 수단을 포함한다.

상기 실시예에 사용된 기술의 이점은:

(1) M-아리 배직교 키잉과 결합되었을 때, 직교 구조화 코드의 집합은 협대역 간섭 및 다중경로 반송 효과에 강한 변조 체계에 효율적인 대역폭을 제공한다.

(2) 직접 확산 시퀀스로 사용될 때, 직교 구조화 코드는 다중 경로 조건하에서 직교 상태로 남아서 일반적으로 훌륭한 자기상관 및 상호상관 특성을 가진다.

(3) 직접 확산 시퀀스로 사용될 때, 직교 구조화 코드는 보수 집합을 형성하기 때문에 트랜시버 쌍들 사이의 동기화를 돕는다.

이다.

상기 실시예에서 신호를 간섭하는 동기 모드는 도 6 및 도 7에 도시된 아키텍처에 근거한 전파 확산 스펙트럼 시스템에서 차동 신호화 체계를 실시함으로써 제거될 수 있다.

제 3 예시화한 실시예에서, 전파 코드 분할 다중 접속(CDMA) 통신 시스템의 예를들어 셀룰러 이동 통신 전파 네트워크, 무선 로컬 루프 네트워크 혹은 위성 통신 망에서의 사용은 각각 중앙 기지국으로 전파 신호를 전송하고 수신하는 복수의 원격 통신 단말기를 포함한다. 각각의 원격 단말기는 CDMA 통신 기술용 신호 시퀀스를 생성하고 코드화하는 방법, 코드화된 전파 신호를 전송하는 방법 및 CDMA 통신 시스템내의 신호 시퀀스를 복호화하는 수단을 구비한, 코드화된 전파 신호를 수신하는 수신회로를 구비한다.

본 실시예는 고정된 네트워크로 연결되는 집중된 접근 포인트 및 접근 포인트의 유효 범위영역 내의 많은 원격 터미널로 구성된다.본 네트워크 토폴로지는 셀룰러 이동 통신 전파 네트워크, 무선 로컬 루프 네트워크 혹은 패킷 데이터 전파 네트워크의 전형이다. 보통 주파수 분할 이중화는 상향선과 하향선 전송을 분리하기 위해 사용된다. 그러나 상향선 혹은 하향선에서, 코드 분할 다중 접근에 의해 통신 채널 간의 분리가 이루어진다. 하향선 송신기는 키를 직교 구조화 코드로 시퀀스 전환시키기 위해 유저의 2진 데이터를 사용한다. 이 과정은 전체 직교 구조화 코드의 집합이 사용될 때, 셀 내의 각각의 유저는 셀 내의 다른 모든 유저와 직교한다는 것을 확신시킨다. 본 출원에서 월시 코드에 대항해서 직교 구조화 코드를 사용함는 것의 중요한 이점은 월시 코드는 그렇지 않지만 다중 경로내에서 직교 상태로 남는다는 것이다. 시퀀스가 키잉을 전환시킨 후에 심볼 파형은 전송에 전파 파 캐리어를 변조한다. 하향선 수신기는 하향선 송신기에서 수행된 동작을 반전시킨다. 전파신호는 안테나에 의해 검출되서, 전파 캐리어를 제거하기 위해 복조된다. 합성 신호는 셀내의 모든 신호에 지정된 신호로 구성된다. 유저의 데이터는 대응 직교 구조화 코드에 매치된 필터 검출기를 사용해서 회복된다.

유저의 상향 송신기는 M-아리 배직교 키잉 체계인 도 1에 도시된 아키텍처에 근거한다. 2진 데이터는 1:k 멀티플렉서로 전송된다. 2진 데이터는, LSB에 의해 보완되거나 혹은 그렇지 않은 K 시퀀스들에서 하나를 선택하기 위해 k-1 MSB가 사용되는 1:k 멀티플렉서로 전송된다. 코드 집합은 직교 구조화 코드들의 집합으로부터 선택된다. 생성된 심볼 파장은 전송을 위한 전파 캐리어를 변조시킨다. 유저의 상향선 수신기는 도 2에 도시된 아키텍처에 근거한다. 전파 신호는 검출되서 전파 캐리어를 제거하기 위해 복조된다. K-상관계의 뱅크는 K 매치된 필터 샘플 발생시킨다. K 샘플들은 k 전송된 데이터 비트를 검출해서, 송신된 데이터 비트의 추정치인 신호 시리얼 비트 스트림으로 전환하는 최대값 근사 검출기 회로로 전송된다. 각각의 수신기는 수신된 신호를 K-상관계 뱅크에서 사용된 근거리에서 생성된 확산 스펙트럼 시퀀스와 정렬시키는 동기화 수단을 포함한다.

상기 실시예에서 사용된 기술의 이점은:

(1) M-아리 배직교 키잉과 결합되었을 때, 직교 구조화 코드의 집합은 협대역 간섭 및 다중경로 반송 효과에 강한 변조 체계에 효율적인 대역폭을 제공한다.

(2) 직접 확산 시퀀스로 사용될 때, 직교 구조화 코드의 집합은 다중 경로 조건하에서 직교 상태로 남아서 일반적으로 훌륭한 자기상관 및 상호상관 특성을 가진다.

(3) 직접 확산 시퀀스로 사용될 때, 직교 구조화 코드는 보수 집합을 형성하기 때문에 트랜시버 쌍들 사이의 동기화를 돕는다.

이다.

상기 실시예에서, 동기 모드 간섭 신호는 도 6 및 도 7에 도시된 아키텍처에 근거한 전파 확산 스펙트럼 시스템내의 차동 신호 체계를 실시하므로써 제거된다. 이것은 상향선 및 하향선 모두에서 행해진다.

제 4 예시화한 실시예에서 광학 피브리 근거리 통신망용 광파 CDMA 통신 시스템은 광파 신호를 송수신하며, 광학 피브리에 의해 상호 접속된 복수의 원격 통신 단말기를 포함한다. 각각의 단말기는 CDMA 통신 기술용 신호 시퀀스를 생성하고 코드화하는 방법, 코드화된 전파 신호를 전송하는 방법 및 CDMA 통신 시스템내의 신호 시퀀스를 복호화하는 수단을 구비한, 코드화된 전파 신호를 수신하는 수신회로를 구비한다.

용어 "광파"는 가시광의 영역 및 근방, 및 원적외선 광내의 전자기 방사를 의미하기 위해 취해진다.

본 실시예에서, 각각의 통신 단말기는 도 5에 도시된 송신기 및 수신기 아키텍처에 근거한 광파 트랜시버를 포함한다. 일반적으로 광파 트랜시버는 광학 피브리같은 공용 광파 매체에 의해 상호 연결된다. 송신기에서 2진 데이터는 단일 시리얼 비트 스트림에서 원데이터와 그 역으로 구성된 두개의 평행한 차동 비트 스트림으로 전환된다. 각각의 차동 비트 스트림 시퀀스는 각각 유일한 확산 코드가 직교 구조화 코드의 집합으로부터 선택되는 키를 유일한 확산 코드로 전환시킨다. 각각의 차동 스펙트럼 확산 신호는 개개의 발광 다이오드 및 레이저 다이오드같은 광파장 소스를 강도 변조한다. 두개의 방출된 광파장 신호는 광파장전송매체 상에서 차동 확산 스펙트럼 신호를 생산하기 위해 합산된다. 대안적인 배열에서, 두개의 평행한 확산 스펙트럼 신호가 우선 합산되며, 피가수는 단일 광파 소스를 강도 변조시킨다. 수신기에서, 예를 들어 포토다이오드같은 광 감도 검출기는 광파 신호를 검출한다. 합성 포토전류는 증폭되고 차동 상관계는 매치된 필터 샘플을 발생시킨다. 이 신호는 송신된 데이터의 추정치이며, 시리얼 비트 스트림을 검출하는 2진 임계값 검출기 회로로 전송된다. 차동 신호화 체계가 차동 데이터를 확산 시키기 위해서 임의의 코드 쌍을 사용할 수도 있음은 주지해야 하며, 상기 차동 데이터는 사용된 시퀀스가 동일한{1, 0} 칩 불균형을 가지는 것를 제공한다(도 10 참조). 각각의 수신기는 수신된 신호를 근거리에서 발생되서 상관계에서 사용된 확산 시퀀스와 정렬시키는 동시화 수단을 포함한다.

상기 실시예에서 사용된 기술의 이점은:

(1) 광파 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 차동 단극-양극 신호화가 실시될 때, 동기 모드 간섭 신호가 제거된다.

(2) 직접 확산 시퀀스로 사용될 때, 직교 구조화 코드의 집합은 훌륭한 자기상관 및 상호상관 특성을 가진다. 상세하게는 동기화될 때, 시퀀스는 N유저를 지지하며, 여기서 N은 근방/원 영향 효과를 제거하는 집합 사이즈이다.

(3) 직접 확산 시퀀스로 사용될 때, 직교 구조화 코드는 보수 집합을 형성하기 때문에 트랜시버 쌍들 사이의 동기화를 돕는다.

상기 및 지금 제시된 시퀀스는 확산 스팩트럼 통신 기술용 신호 시퀀스의 중요한 발전을 제공한다. 예를 들어, 직교 구조화 코드는 작은 상호상관 및 자기상관값을 가지고 기타 순환 시프트용 확실하게 잘 한정된 순환 시프트를 위한 직교화의 특성을 결합한다. 이런 특성은 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 시스템에서 직교 구조화 코드를 이상적인 분산 시퀀스로 만든다. 상세하게는, 비분산 채널내의 근방/원방 효과를 제거하는 동안 동기화된 직교 구조화 코드는 100%의 스펙트럼 효율을 제공할 수 있다. 그러나, 분산 스펙트럼 채널에서, 직교 구조화 코드는 월시 코드와는 달리 직교상태로 남아있다. 여기 설명된 알고리즘은 실제 최대 코드 길이 이상으로 직교 시퀀스의 승산 집합을 체계적으로 구성할 수 있다. 즉, 직교 구조화 코드의 2개 이상의 집합은 주어진 시퀀스 길이 N에서 구성될 수 있다. 이런 코드 집합이 되는 암시는 스펙트럼 확산 통신 시스템을 실질적으로 증가시키기 위해서 사용될 수 있다. 게다가 직교 구조화 코드의 매우 유용한 특성은 이것이 시퀀스의 보집합을 형성한다는 것이다. 즉, 직교 구조화 코드의 집합내의 모든 시퀀스의 비주기적 자기상관 함수는 제로 시프트를 제외하고는 모든 시간 시프트에서 제로로 합산된다.

이런 시퀀스를 적외선 무선 통신에 적용시키는 것은 제한되지 않고, 광파 기술에서와 마찬가지로 전파를 포함하며, 무선 기술에서와 마찬가지로 고정되는 광범위한 통신 기술에 적용될 수 있다. 샘플 적용 트리가 도 11에 도시된다. 시퀀스로부터 이익을 얻는 다른 통신 시스템은 셀룰러 이동 통신 전파 네트워크, 무선 로컬 루프 네트워크, 전파 패킷 데이터 네트워크, 위성 네트워크 및 전파 근거리 통신망이다. 구조화 코드의, 상세하게는 직교 구조화 코드의 사용은 채널당 더 많은 사용자 및 더 높은 데이터 전송 속도를 가능하게 함으로써 주어진 대역폭에서 대이터의 스루풋을 더 높이 향상시킨다.

본 발명의 다른 공헌은 직교 구조화 코드에 근거한 새로운 M-아리 디지털 전송 아키텍처의 발표이다. 이런 M-아리 아키텍처는 간섭 및 다중경로 반송 효과에 대해 강돠된 효율적인 대역폭 전송 체계를 실현하기 위해 스펙트럼 확산을 직교 기초화 함수와 결합시킨다. 임의의 확산 스펙트럼 혹은 CDMA 통신 시스템과 연관된 일반적인 아키텍처 및 적외선 무선 시스템, 전파 시스템 및 광학 피브리 시스템과 연관된 특별한 아키텍처가 공지된다. 게다가, 직교 독립적인 구조화 코드의 집합을 연결시키는 것에 근거한 트랜시버 아키텍처가 공지된다. 이런 아키텍처는 종래의 확산 스프레드 스펙트럼 통신 시스템의 용량을 적어도 배가시킬 수 있다.

본 기술의 추가적인 공헌은 차동 단극-양극 신호화이다. 이 신호화 체계는 단극-양극 신호화와 연관된 시퀀스 종속 오프-셋을 제거하며, 광파(단극) 전송 시스템에서 사용되는 임의의 계열의 2진 신호 시퀀스를 허락하는 것이다. 차동 단극-양극 신호화는 단일 전송 채널내에서 차동 신호의 코드 분할을 사용하는 것이다. 코드 분할은 직교 구조화 코드를 사용해서 이상적으로 실현되지만, 그러나 임의의 2진 코드 쌍은 그들이 동일{1, 0} 시퀀스를 가지는 것을 제공하면서 사용된다.

시퀀스는 선택된 시퀀스들의 시드 세트의 시퀀스 변조 및 연결의 결합에 의해 생성된다. 시드 세트가 직교 할 때, 구성된 구조화 코드의 세트역시 직교한다. 더 나아가, 다른 덧셈 테이블을 채용함으로써 구조화 코드의 집합이 구성된다.

스펙트럼을 동시에 확산 시킬 때, 정규 직교 기초 함수에 직교 구조화 코드를 사용하는 것은 M-아리 디지털 전송 기술에서 중요한 발전이다. 2개 이상의 구별되는 직교 구조화 코드의 집합을 결합시킴으로써, 상당히 강화된 능력을 가지는 스펙트럼 확산 통신 시스템이 실현된다.

단일 단극(광파) 전송 채널상의 차동 데이터를 분리하기 위해 코드 분할을 사용하는 것은 도 5 및 도 10을 참조로 상기 설명된 차동 단극-양극 신호화 체계에의해 제공된다. 단지 직교 시퀀스뿐만 아니라 임의의 2진 시퀀스를 사용하는 코드-분할의 실현은 차동 단극-양극 신호화 체계를 직교 구조화 코드에 근거한 M-아리 디지털 전송 체계로 통합하는 것만큼 중요한 발전이다.

거기에 따라서, 본 발명은 스펙트럼 확산 통신 테크닉을 위한 신호 시퀀스를 구성하는, 다음을 포함하는 방법을 제공한다:

시드 세트의 시퀀스를 선택하는 방법;

시드 세트의 시퀀스에서 부분 집합을 형성하는 방법;

부분 집합의 시퀀스를 연결함으로써 부분 집합의 시퀀스를 구성하는 방법; 및

부분 집합의 시퀀스를 연결함으로써 전체 집합을 구성하는 방법.

더 나아가 이 발명은 스펙트럼 확산 통신테크닉을 위한 신호 시퀀스를 인코딩하고 구성하는, 다음을 포함하는 장치를 제공한다:

시드 세트의 시퀀스를 구성하는 수단을 발생시키는 시드 세트;

부분 집합의 시퀀스를 발생시키는 수단을 발생시키는 부분 집합;

각 부분 집합을 위한 부분 집합의 시퀀스를 형성하기 위하여 소정의 명령에 따라서 일련의 부분 집합을 연결하는 확장 수단; 및

부분 집합을 연결함으로써 전체 집합의 시퀀스를 구성하는 수단을 발생시키는 집합.

편리하게도, 수단을 발생시키는 시드 세트는 각각, 입력, 시스템 클록 입력, 논리 게이트, 복수의 레지스터 셀/스테이지 와 일련의 시드 세트를 형성하는 출력을 갖는 복수의 쉬프트 레지스터를 포함한다. 수단을 발생시키는 전형적인 시드 세트는 다수의 리니어 피드백 쉬프트 레지스터에서 구성된다.

가급적 상응하는 시퀀스의 각 요소를 위한 시퀀스 요소에 설정된 시드의 각 시퀀스의 곱셈에 의하여, 바이페이스 곱셈 테크닉을 이용하는 시드 세트에서 부분 집합은 형성된다.

확장 수단은 부분 집합의 시퀀스를 형성하기 위하여 각각, 부분 집합, 멀티플렉서, 카운터, 논리 게이트, 시스템 클록 입력과 복수의 출력에 대응하는 복수의 입력을 포함한다.

수단을 발생시키는 집합은 전체 집합의 시퀀스를 형성하기 위하여 각각 출력과 함께 입력, 시스템 클록 입력과 복수의 레지스터 셀/스테이지를 갖는 복수의 쉬프트 레지스터를 포함한다.

오히려, 수단을 발생시키는 시드 세트, 수단을 발생시키는 잉여류 확장 수단, 수단을 발생시키는 전체집합은 레지스터, ASICs 또는 FPLAs와 같은 메모리 디바이스를 포함하여 전자 회로를 이용하면 실현 가능하다.

본 발명은 역시 스펙트럼 확산 통신시스템에서 신호 시퀀스를 디코딩하는 장치를 제공하며, 상기 장치는 다음을 포함한다:

코드화된 신호를 수신하는 수단;

시퀀스 기능을 발생시키는 수단;

디스프레드 신호 출력을 생산하기 위해 시퀀스 기능과 함께 수신된 코드화된 신호를 결합하는 수단;

데이터 흐름을 발생시키는 디스프레드 신호 출력을 결합하는 수단; 및

데이터 흐름을 분석하는 논리 회로.

이 발명은 더 나아가 각각 위에서 언급한 인코딩과 디코딩 장치를 포함하여 전송기와 수신기 회로를 제공하는데, 각 회로는 본 발명의 신호 시퀀스와 함께 사용하기 위해 채택되어진다.

제 1 실시예에서, 무선 근거리 통신망을 위한 적외선 통신 시스템은 복수의 원격 통신 단말기를 포함하는데, 각 단말기는 스펙트럼 확산 통신 테크닉을 위한 신호 시퀀스를 인코딩하고 발생시키는 수단을 갖는 전송기 회로, 코드화된 적외선 신호를 전송하는 수단 그리고 스펙트럼 확산 통신시스템에서 신호 시퀀스를 디코딩하는 수단을 갖는 코드화된 적외선 신호를 수신하는 수신기 회로를 포함한다.

제 2 실시예에서, 무선 근거리 통신망을 위한 라디오 통신 시스템은 복수의 원격 통신 단말기을 포함하는데, 각 단말기는 스펙트럼 확산 통신테크닉을 위한 신호 시퀀스를 인코딩하고 발생하는 수단을 갖는 전송기 회로, 코드화된 라디오 신호를 전송하는 수단 그리고 스펙트럼 확산 통신시스템에서 신호 시퀀스를 디코딩하는 코드화된 라디오 신호를 수신하는 수신기 회로를 포함한다.

제 3 실시예에서, 예컨대 셀룰러 이동 통신 라디오 네트워크, 무선 로컬 루프 네트워크, 라디오 패킷 데이터 네트워크 또는 위성 네트워크에 사용하는 라디오 코드 분할 다중 접근 (CDMA) 통신 시스템은 각각 센트럴 베이스 스테이션에 라디오 신호를 주고 받는 복수의 원격 통신 단말기를 포함한다. 각 베이스 스테이션은 CDMA 통신 테크닉을 위한 신호 시퀀스를 인코딩하고 발생하는 수단을 갖는 전송회로, 코드화된 라디오 신호를 전송하는 수단 그리고 라디오 CDMA 통신에서 신호 시퀀스를 디코딩하는 수단을 갖는 코드화된 라디오 신호를 수신하는 수신기 회로를 갖는다. 각 원격 단말기는 CDMA 통신 테크닉을 위한 신호 시퀀스를 인코딩하고 발생하는 수단을 갖는 전송기 회로, 코드화된 라디오 신호를 전송하는 수단 그리고 CDMA통신 시스템에서 신호 시퀀스를 디코딩하는 수단을 갖는 코드화된 라디오 신호를 수신하는 수신기 회로를 갖는다.

제 4 실시예에서, 광섬유 근거리 통신망 을 위한 광파 CDMA 통신 시스템은 광파 신호를 전송하고 수신하며 광섬유에 의해 상호 연결된 복수의 원격 통신 단말기를 포함한다. 각 단말기는 광파 CDMA통신 테크닉을 위한 신호 시퀀스를 발생하고 인코딩하는 수단을 갖는 전송 회로, 코드화된 광파 신호를 전송하는 수단 그리고 광파 CDMA통신 시스템에서 신호 시퀀스를 디코딩하는 수단을 갖는 코드화된 광파 신호를 수신하는 수신기 회로를 갖는다.

용어 "광파"는 가시광과 근접 그리고 극적외선 범위 내에서 전자기 방사를 뜻하기 위하여 취해졌다.

본 발명의 한 관점에 의하면 신호 시퀀스를 이용한 스펙트럼 확산 통신을 위한 방법이 제공되어지는데, 상기 신호 시퀀스는 다음 단계들을 수행하면서 발생된다:

주어진 크기의 시드 세트의 시퀀스를 선택하는 단계;

시드 세트의 시퀀스에서 복수의 잉여류를 발생하는 단계;

잉여류의 시퀀스를 연결하면서 부분 집합의 시퀀스를 구성하는 방법; 및

시퀀스의 부분 집합들을 연결하면서 전체 집합의 시퀀스를 구성하는 방법.

가급적, 시드 세트는 이진의 시퀀스를 갖고 있다.

가급적, 이진의 시퀀스는 주기적으로 뚜렷하며, 준 균형 최적의 주기적인 자기상관 조건을 만족한다.

어떤 정렬에서, 시드 세트는 복잡한 시퀀스를 포함한다.

가급적, 시드 세트는 복수의 내부시퀀스를 결합한다.

가급적, 시드 세트는 정규직교하다.

이상적으로, 잉여류는 연합된 시퀀스의 요소에 의해 번갈아 각 내부 시퀀스를 멀티플라이하면서 발생된다.

가급적, 시퀀스의 부분 집합은 덧셈 테이블을 사용하는 잉여류를 시퀀스를 연결하면서 구성된다.

본 발명의 일 실시예에서, 덧셈 테이블은 시드 세트의 크기에 따라서 결정되는 시퀀스의 시드 세트의 원시 근의 멱들을 이용하면서 구성된다.

또 다른 본 발명의 실시예에서, 덧셈테이블은 시드 세트의 크기에 따라서 결정되는 시퀀스의 시드 세트의 원시요소의 멱들을 이용하면서 구성된다.

가급적, 시드 세트는 복수의 순환되는 시퀀스에서 형성된다.

본 발명의 또 다른 관점에 의하면 다음의 단계들을 포함하면서 스프레드 스펙트럼 데이터 통신에서 사용되기 위해 구성된 코드를 생산하는 방법이 제공되어진다:

주어진 크기의 시드 세트의 시퀀스를 선택하는 단계;

시퀀스의 시드 세트에서 복수의 잉여류를 발생하는 단계;

잉여류의 시퀀스를 연결하면서 부분 집합의 시퀀스를 구성하는 단계; 및

시퀀스의 부분 집합들을 연결하면서 전체 집합의 시퀀스를 구성하는 단계.

가급적, 시드 세트는 이진 시퀀스를 포함한다.

가급적, 이진의 시퀀스는 주기적으로 뚜렷하며, 준 균형이고 최적의 주기적인 자기상관 조건을 만족한다.

어떤 정렬에서, 시드 세트는 복잡한 시퀀스를 포함한다.

가급적, 시드 세트는 복수의 내부시퀀스를 결합한다.

가급적, 시드 세트는 정규직교하다.

우선의 실시예에서, 잉여류는 연합된 시퀀스의 요소에 의해 번갈아 각 내부 시퀀스를 멀티플라이하면서 발생된다.

가급적, 시퀀스의 부분 집합은 덧셈 테이블을 사용하는 잉여류의 시퀀스를 연결하면서 구성된다.

어떤 정렬에서, 덧셈 테이블은 시드 세트의 크기에 따라서 결정되는 시퀀스의 시드 세트의 원시 근의 멱들을 이용하면서 구성된다.

또 다른 정렬에서, 덧셈테이블은 시드 세트의 크기에 따라서 결정되는 시퀀스의 시드 세트의 원시요소의 멱들을 이용하면서 구성된다.

가급적, 시드 세트는 복수의 순환되는 시퀀스에서 형성된다.

더 나아가 본 발명에 따라서 다음을 포함하는 스펙트럼 확산 통신 테크닉을 위한 신호 시퀀스를 구성하고 인코딩하는 장치가 제공되어진다:

시드 세트의 시퀀스를 구성하는 수단을 발생하는 시드 세트;

시퀀스의 부분 집합을 발생하는 수단을 발생하는 잉여류;

각 잉여류를 위한 부분 집합의 시퀀스를 형성하기 위해, 소정의 명령에 따라서 발생된 잉여류의 시퀀스를 연결하는 확장 수단; 및

부분 집합을 연결하여 풀 집합의 시퀀스를 구성하는 수단을 발생하는 집합.

가급적, 수단을 발생하는 시드 세트는 복수의 쉬프트 레지스터를 포함하는데, 각각의 쉬프트 레지스터는 시드 세트의 시퀀스를 형성하기 위하여 입력, 시스템 클록입력, 논리 게이트, 복수의 레지스터 셀/스테이지 그리고 출력을 갖는다.

가급적, 수단을 발생하는 시드 세트는 다수의 리니어 피드백 쉬프트레지스터를 포함한다.

어떤 정렬에서, 확장수단은 다음을 포함한다:

잉여류에서 시퀀스에 상응하는 각각의 복수의 입력;

결합된 카운터와 논리 게이트를 갖는 복수의 멀티플렉서;

시스템 클록입력; 및

부분 집합의 시퀀스를 형성하는 복수의 출력.

가급적 스펙트럼 확산 통신시스템에서 신호시퀀스를 디코딩하기 위해 형성되는데, 상기 장치는 다음을 포함한다:

코드화된 신호를 수신하는 수단;

시퀀스 기능을 발생하는 수단;

디스프레드 신호 출력을 생산하기 위해 시퀀스 기능과 함께 수신된 코드화된 신호를 결합하는 수단;

데이터 흐름을 발생하기 위해 디스프레드 신호 출력을 결합하는 수단; 및

데이터 흐름을 분석하는 논리 회로.

더 나아가 본 발명에 의해서, 전송기와 수신기를 갖는 데이터 전송 시스템이 제공되어지는데, 상기 전송기는 신호 시퀀스를 사용하는 데이터를 전송하는 수단을 통합하고 상기 수신기는 신호 시퀀스를 사용하는 전송된 데이터를 수신하고 디코딩하기 위하여 형성되는데, 신호 시퀀스는 다음 단계들을 수행하면서 발생되어진다:

주어진 크기의 시드 세트의 시퀀스를 선택하는 단계;

시드 세트의 시퀀스에서 복수의 잉여류를 발생하는 단계;

잉여류의 시퀀스를 연결하면서 부분 집합의 시퀀스를 구성하는 방법; 및

시퀀스의 부분 집합들을 연결하면서 전체 집합의 시퀀스를 구성하는 방법.

한층 더 나아가 본 발명에 의하여, 복수의 원격 통신 단말기를 포함하는 통신망을 위한 전자기 방사 또는 통신 시스템이 제공되어지는데, 각 단말기는, 주어진 크기의 시드 세트의 시퀀스를 선택하는 단계, 시드 세트의 시퀀스에서 복수의 잉여류를 발생하는 단계, 잉여류의 시퀀스를 연결하여 부분 집합의 시퀀스를 구성하는 단계 그리고 부분 집합의 시퀀스를 연결하여 전체 집합의 시퀀스를 구성하는 단계를 수행하여 스펙트럼 확산 통신테크닉을 위한 신호 시퀀스를 발생하고 인코딩하는 수단을 갖는 전송회로를 포함하는데, 상기 전송회로 역시 코드화된 신호를 전송하는 수단과 코드화된 신호를 수신하는 수신기 회로를 갖으며, 상기 수신기 회로는 스펙트럼 확산 통신시스템에서 신호 시퀀스를 디코딩하는 수단을 갖는다.

가급적, 통신망은 라디오 주파수 캐리어, 초음파 캐리어, 지진의 캐리어 또는 광파 또는 적외선캐리어를 사용한다.

가급적, 수신기회로는 수신기 프리앰프와 통신하는 상호 연결된 수단을 갖는 광검출기를 통합한다.

가급적, 커플링수단은 미분 신호 인식을 위하여 형성된다.

이상적으로, 시드 세트는 안정된 시드 세트이다.

우선적인 배열에서, 인코딩 신호 시퀀스는 정규직교 스트럭쳐드 코드를 결합한다.

본 발명의 특별히 이로운 태양에 관하여, 단극-양극 신호방식 체계를 사용하는 네트워크에서 데이터의 전송을 위한 통신 방법이 제공되어지는데, 상기 체계는 단극 또는 양극 전송 채널에 차동 데이터를 구별하는 코드 분할 수단을 갖는다.

가급적, 코드 분할 수단은 이진 시퀀스를 이용한다.

이상적으로, 이진 시퀀스는 정규직교하다.

가급적, 데이터를 전송하는 통신 방법은 직교 구조 코드에 기초한 M-아리(ary) 디지털 전송 체계를 구성하는 수단을 통합한다.

게다가, 제시된 구조화 코드는 에러 정정/검출, 동기화, 암호화, 전력선 통신, 위성 거리 측정 및 X 선 단층 촬영에 유익하게 적용된다.

본 명세서에 계시된 새로운 구조화 코드는 수퍼골드 코드라 불려져 왔으며, 이것을 특정 시스템에 적용시킨 것은 수퍼 골드 코딩이라 불려져 왔다.

본 발명은 광파 캐리어(예를 들어, 적외선 혹은 가시광선) 또는 고주파 캐리어같은 캐리어에 근거한 전자기 방사에 제한되지 않고, 임의의 적절한 캐리어를 사용해서 실현될 수 있다. 이런 적절한 대안은 주어진 적용 요구에 맞게 음파 혹은 탄성파 매체의 사용을 포함하지만 여기에 국한되는것은 아니다.

본 발명은 여기서 설명된 상세한 설명에 그치지 않고, 단지 예시의 방법으로 주어지는 것이며, 다양한 변형 및 개조가 발명의 범위내에 가능하다.

Claims (42)

1. 신호 시퀀스를 사용하는 스펙트럼 확산 통신용 방법에 있어서, 상기 신호 시퀀스는:

   주어진 크기의 시퀀스의 시드 세트를 선택하는 단계;

   시퀀스의 시드 세트로부터 복수의 잉여류를 생성하는 단계;

   잉여류의 시퀀스들을 연결시킴으로써 시퀀스의 부분 집합을 구성하는 단계; 및

   시퀀스의 부분 집합들을 연결시킴으로써 시퀀스의 전체 집합을 구성하는 단계;를 수행함으로써 생성되는 것을 특징으로 하는 방법.
2. 제 1 항에 있어서, 시드 세트는 2진 시퀀스를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
3. 제 2 항에 있어서, 2진 시퀀스는 순환적으로 구별되며, 준-밸런스이며, 최적의 주기적인 자기상관 조건을 만족하는 것을 특징으로 하는 방법.
4. 제 1 항에 있어서, 시드 세트는 복합 시퀀스를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
5. 제 1 항 내지 제 4 항중 어느 한 항에 있어서, 시드 세트는 복수의 내부 시퀀스를 통합하는 것을 특징으로 하는 방법.
6. 전항에 있어서, 시드 세트는 직교하는 것을 특징으로 하는 방법.
7. 제 3 항 내지 제 6 항중 어느 한 항에 있어서, 잉여류는 연관된 시퀀스의 원소와 각각의 내부 시퀀스를 차례로 곱해서 생성되는 것을 특징으로 하는 방법.
8. 전항에 있어서, 시퀀스의 부분 집합은 덧셈 테이블을 사용해서 잉여류의 시퀀스를 연결시킴으로써 구성되는 것을 특징으로 하는 방법.
9. 제 8 항에 있어서, 덧셈 테이블은 시퀀스의 시드 세트의 원시근의 멱을 사용해서 구성되며, 상기 원시근은 시드 세트의 크기에 따라서 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
10. 제 8 항에 있어서, 덧셈 테이블은 시퀀스의 시드 세트의 원시 원소의 멱을 사용해서 구성되며, 상기 원시 원소는 시드 세트의 크기에 따라서 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
11. 전항에 있어서, 시드 세트는 복수의 회전된 시퀀스로부터 형성되는 것을 특징으로 하는 방법.
12. 확산 스펙트럼 데이터 통신에서 사용되는 구조화 코드를 생성하는 방법에 있어서,

    주어진 크기의 시퀀스의 시드 세트를 선택하는 단계;

    시퀀스의 시드 세트로부터 복수의 잉여류를 생성시키는 단계;

    잉여류의 시퀀스들을 연결시킴으로써 시퀀스의 부분 집합을 구성하는 단계; 및

    시퀀스의 부분 집합들을 연결시킴으로써 시퀀스의 전체 집합을 구성하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
13. 제 12 항에 있어서, 시드 세트는 2진 시퀀스를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
14. 제 12 항에 있어서, 2진 시퀀스는 순환적으로 구별되며, 준-밸런스이며, 최적의 주기적인 자기 상관 조건을 만족시키는 것을 특징으로 하는 방법.
15. 제 12 항에 있어서, 시드 세트는 복합 시퀀스를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
16. 제 12 항 내지 제 15 항중 어느 한 항에 있어서, 시드 세트는 복수의 내부 시퀀스를 통합하는 것을 특징으로 하는 방법.
17. 제 12 항 내지 제 16 항중 어느 한 항에 있어서, 시드 세트는 직교하는 것을 특징으로 하는 방법.
18. 제 12 항 내지 17 항중 어느 한 항에 있어서, 잉여류는 연관된 시퀀스의 원소와 각각의 내부 시퀀스를 차례로 곱해서 생성되는 것을 특징으로 하는 방법.
19. 제 12 항 내지 제 18 항중 어느 한 항에 있어서, 시퀀스의 부분 집합은 덧셈 테이블을 사용해서 잉여류의 시퀀스를 연결시킴으로써 구성되는 것을 특징으로 하는 방법.
20. 제 19 항에 있어서, 덧셈 테이블은 시퀀스의 시드 세트의 원시근의 멱을 사용해서 구성되며, 상기 원시근은 시드 세트의 크기에 따라서 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
21. 제 19 항에 있어서, 덧셈 테이블은 시퀀스의 시드 세트의 원시 원소의 멱을 사용해서 구성되며, 상기 원시 원소는 시드 세트의 크기에 따라서 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
22. 제 12 항 내지 21 항중 어느 한 항에 있어서, 시드 세트는 복수의 회전된 시퀀스로부터 형성되는 것을 특징으로 하는 방법.
23. 스펙트럼 확산 통신 기술을 위해 신호 시퀀스를 구성하고 부호화하는 장치에 있어서, 상기 장치는:

    시퀀스의 시드 세트를 구성하는 수단을 생성하는 시드 세트;

    시퀀스의 잉여류를 생성하는 수단을 생성하는 잉여류;

    각 잉여류에 대해 시퀀스의 부분 집합을 형성하도록, 소정의 순서에 따라 생성된 잉여류의 시퀀스들을 연결시키는 확장 수단; 및

    부분 집합을 연결시킴으로써 시퀀스의 전체 집합을 구성하는 수단을 생성하는 집합;을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
24. 제 23 항에 있어서, 수단을 생성하는 시드 세트는 복수의 시프트 레지스터를 포함하며, 상기 각 시프트 레지스터는 입력부, 시스템 클록 입력부, 논리 게이트, 복수의 레지스터/스테이지, 및 시드 세트의 시퀀스를 형성하는 출력부를 구비하는 것을 특징으로 하는 장치.
25. 제 23 항 또는 제 24 항에 있어서, 수단을 생성하는 시드 세트는 복수의 선형 피드백 시프트 레지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
26. 제 23 항 내지 제 25 항중 어느 한 항에 있어서, 확장 수단은:

    각각이 잉여류로부터의 시퀀스에 대응하는 복수의 입력부;

    연관된 카운터 및 논리 게이트를 구비한 복수의 멀티플렉서;

    시스템 클록 입력부; 및

    시퀀스의 부분집합을 형성하기 위한 복수의 출력부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
27. 제 23 항 내지 제 26 항중 어느 한 항에 있어서,

    스펙트럼 확산 통신 시스템내의 신호 시퀀스를 복호화하는 장치는,

    코드화된 신호를 수신하는 수단;

    시퀀스 함수를 생성하는 수단;

    디스프레드 신호 출력을 발생시키기 위해 수신된 코드화된 신호와 시퀀스 함수를 결합시키는 수단;

    데이터 스트림을 생성하기 위해 디스프레드 신호 출력들을 결합시키는 수단; 및

    데이터 스트림을 분석하는 논리 회로;를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
28. 기호 시퀀스를 사용해서 데이터를 전송하는 수단을 통합하는 송신기, 및 신호 시퀀스를 사용해서 전송된 데이터를 수신하고 복호화하도록 수신기를 구비한 데이터 전송 시스템에 있어서, 상기 신호 시퀀스는:

    주어진 크기의 시퀀스의 시드 세트를 선택하는 단계;

    시퀀스의 시드 세트로부터 복수의 잉여류를 생성하는 단계;

    잉여류의 시퀀스들을 연결시킴으로써 시퀀스의 부분 집합을 구성하는 단계; 및

    시퀀스의 부분 집합들을 연결시킴으로써 시퀀스의 전체집합을 구성하는 단계;를 수행함으로써 생성되는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 시스템.
29. 주어진 크기의 시퀀스의 시드 세트를 선택하는 단계, 시퀀스의 시드 세트로부터 복수의 잉여류를 생성하는 단계, 잉여류의 시퀀스들을 연결시킴으로써 시퀀스의 부분 집합을 구성하는 단계, 및 시퀀스의 부분 집합들을 연결시킴으로써 시퀀스의 전체집합을 구성하는 단계,를 수행함으로써 확산 스팩트럼 통신 기술용 신호 시퀀스를 생성하고 코드화하는 수단을 구비하며, 코드화된 신호를 송신하는 수단을 추가로 구비하는 송신 회로; 및 분산 스펙트럼 통신 시스템 내의 신호 시퀀스를 복호화하는 수단을 구비한 코드화된 신호를 수신하는 수신회로;를 각각 포함하는 복수의 원격 통신 단말기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신망용 전자기 방사 또는 음파 통신 시스템.
30. 제 29 항에 있어서, 통신망은 고주파 캐리어를 사용하는 것을 특징으로 하는 전자기 방사 또는 음파 통신 시스템.
31. 제 29 항에 있어서, 통신망은 초음파 캐리어를 사용하는 것을 특징으로 하는 전자기 방사 또는 음파 통신 시스템.
32. 제 29 항에 있어서, 통신망은 탄성파 캐리어를 사용하는 것을 특징으로 하는 전자기 방사 또는 음파 통신 시스템.
33. 제 29 항에 있어서, 통신망은 광파 캐리어를 사용하는 것을 특징으로 하는 전자기 방사 또는 음파 통신 시스템.
34. 제 33 항에 있어서, 통신망은 적외선 캐리어를 사용하는 것을 특징으로 하는 전자기 방사 또는 음파 통신 시스템.
35. 제 33 항 또는 제 34 항에 있어서, 수신기 회로는 광검출기를 통합하며, 상기 광검출기는 수신기 전치 증폭기와 통신하는 연관된 커플링 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 전자기 방사 또는 음파 통신 시스템.
36. 제 35 항에 있어서, 커플링 수단은 차동 신호 인식을 위해 형성되는 것을 특징으로 하는 전자기 방사 또는 음파 통신 시스템.
37. 제 29 항 내지 제 36 항중 어느 한 항에 있어서, 시드 세트는 밸런스 시드 세트인 것을 특징으로 하는 전자기 방사 또는 음파 통신 시스템.
38. 제 29 항 내지 제 37 항중 어느 한 항에 있어서, 코드화 신호 시퀀스는 직교 구조화 코드를 통합하는 것을 특징으로 하는 전자기 방사 또는 음파 통신 시스템.
39. 단극-양극 신호화 체계를 사용하는 네트워크내의 데이터 전송용 통신 방법에 있어서, 상기 체계는 단극 또는 양극 전송 채널에서 차동 데이터를 분리하는 코드 분할 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송용 통신 방법.
40. 제 39 항에 있어서, 코드 분할은 2진 시퀀스를 이용하는 것을 특징으로 하는데이터 전송용 통신 방법.
41. 제 40 항에 있어서, 2진 시퀀스는 직교하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송용 통신 방법.
42. 제 39 항 내지 제 40 항중 어느 한 항에 있어서, 직교 구조화 코드에 근거한 M-아리 디지털 전송 체계를 적분하는 수단을 통합하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송용 통신 방법.