KR20010027702A - Power factor correction boost converter - Google Patents
Power factor correction boost converter Download PDFInfo
- Publication number
- KR20010027702A KR20010027702A KR1019990039583A KR19990039583A KR20010027702A KR 20010027702 A KR20010027702 A KR 20010027702A KR 1019990039583 A KR1019990039583 A KR 1019990039583A KR 19990039583 A KR19990039583 A KR 19990039583A KR 20010027702 A KR20010027702 A KR 20010027702A
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- voltage
- output
- inductor
- switching
- output voltage
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/1555—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with control circuit
- H02M7/1557—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with control circuit with automatic control of the output voltage or current
Abstract
Description
본 발명은 역률제어용 승압형 컨버터에 관한 것으로, 특히 역률제어용 승압형 컨버터에 있어서 별도의 인덕터와 고속 회복 다이오드를 구비하여 아이지비티의 턴온시 고속 회복 다이오드의 역회복 시간동안 소수 캐리어의 이동에 의한 역방향 전류 및 인덕터의 공진성 노이즈의 발생을 방지하도록 한 역률제어용 승압형 컨버터에 관한 것이다.The present invention relates to a step-up converter for power factor control. In particular, in a step-up converter for power factor control, a separate inductor and a fast recovery diode are provided to reverse the movement of the minority carrier during the reverse recovery time of the fast recovery diode during turn-on of the idle. The present invention relates to a step-up converter for power factor control to prevent generation of resonant noise of a current and an inductor.
도 1은 종래 역률 제어용 승압형 컨버터의 구성을 보인 회로도로서, 이에 도시된 바와 같이 입력되는 상용전원(Vin)을 정류하여 직류 전압(Vin')을 출력하는 정류부(10)와; 스위칭 동작에 의해 상기 정류부(10)에서 출력되는 전압에 대해 역률을 개선하기 위한 동작을 수행하는 스위칭 구동부(20)와; 상기 스위칭 구동부(20)에서 출력되는 전압을 필터링하여 부하(RL)로 공급하는 커패시터(Co)와; 상기 부하(RL) 동작시 발생하는 출력전압(Vo')을 검출하는 출력전압 검출부(30)와; 입력 전류(Iin), 입력 전압(Vin') 및 상기 출력전압 검출부(30)의 출력 전압(Vo')에 따라 상기 스위칭 구동부(20)의 동작을 제어하는 역률 제어부(40)로 구성된다.1 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional power factor control boost converter, the rectifier 10 for rectifying the commercial power (Vin) input as shown therein and outputs a DC voltage (Vin '); A switching driver 20 which performs an operation for improving a power factor with respect to the voltage output from the rectifier 10 by a switching operation; A capacitor Co for filtering the voltage output from the switching driver 20 and supplying the voltage to the load RL; An output voltage detector 30 which detects an output voltage Vo 'generated during the operation of the load RL; The power factor controller 40 controls the operation of the switching driver 20 according to an input current Iin, an input voltage Vin ', and an output voltage Vo' of the output voltage detector 30.
그리고, 상기 스위칭 구동부(20)는 상기 역률 제어부(40)의 제어신호(GC)에 의해 도통제어되어 인덕터(L)를 통해 인가되는 상기 정류부(10)의 직류전압의 출력을 제어하는 아이지비티(IGBT)와; 상기 아이지비티(IGBT) 턴온시 출력전압의 역유입을 방지하는 고속 회복 다이오드(FRD)로 구성되며, 상기 역률 제어부(40)는 기준전압(Vo*)에서 실제 출력전압(Vo')를 감산연산하여 오차전압(Verr)을 출력하는 감산기(41)와; 상기 감산기(41)의 출력전압(Verr)을 비례적분하여 전류에 대한 정보(Im)를 생성하는 제1 비례적분기(42)와; 상기 제1 비례 적분기(42)의 출력전류(Im)와 실제 입력전압(Vin')을 곱셈연산하는 곱셈기(43)와; 상기 곱셈기(43)의 출력신호(Iin*)에서 실제 입력전류(Iin)를 감산연산하여 전류 오차(Ierr)를 출력하는 감산기(44)와; 상기 감산기(44)의 전류 오차(Ierr)를 비례적분하는 제2 비례적분기(45)와; 상기 제2 비례적분기(45)의 출력전류(Isig)와 톱니파를 비교하여 아이지비티(IGBT)를 제어하는 비교기(46)로 구성되며, 이와 같이 구성된 종래 기술에 따른 동작과정을 첨부한 도 2 내지 도 4를 참조하여 상세히 설명한다.The switching driver 20 is electrically controlled by the control signal GC of the power factor controller 40 to control the output of the DC voltage of the rectifier 10 applied through the inductor L. IGBT); It consists of a fast recovery diode (FRD) to prevent the reverse inflow of the output voltage when the IGB (IGBT) is turned on, the power factor controller 40 subtracts the actual output voltage (Vo ') from the reference voltage (Vo * ). A subtractor 41 for outputting an error voltage Verr; A first proportional integrator 42 for proportionally integrating the output voltage Verr of the subtractor 41 to generate information Im for the current; A multiplier 43 for multiplying the output current Im of the first proportional integrator 42 and the actual input voltage Vin '; A subtractor 44 for subtracting the actual input current Iin from the output signal Iin * of the multiplier 43 and outputting a current error Ierr; A second proportional integrator 45 for proportionally integrating the current error Ierr of the subtractor 44; Comparing the output current Isig and the sawtooth wave of the second proportional integrator 45 and a comparator 46 for controlling the IGBT (IGBT), the operation according to the prior art configured as described above 2 to This will be described in detail with reference to FIG. 4.
우선, 기준전압(Vo*)와 실제 출력전압(Vo')를 입력받은 감산기(41)는 상기 기준전압(Vo*)와 실제 출력전압(Vo')를 감산연산하여 오차전압(Verr)을 출력하게 되면, 이를 입력받은 상기 제1 비례적분기(42)는 상기 감산기(41)의 출력전압(Verr)을 비례적분하여 전류에 대한 정보(Im)를 생성하여 출력하게 된다.First, the reference voltage (Vo *) and the actual output voltage (Vo '), a subtracter 41, the input to the said reference voltage (Vo *) and the actual output voltage (Vo' output the error voltage (Verr) by subtraction operation to) In this case, the first proportional integrator 42 receiving the input generates and outputs information Im for the current by proportionally integrating the output voltage Verr of the subtractor 41.
그리고, 감산기(44)는 상기 제1 비례 적분기(42)의 출력전류(Im)와 도 2의 (a)에 도시된 바와 같은 실제 입력전압(Vin')을 입력받아 곱셈연산한 곱셈기(43)의 출력신호(Iin*)에서 실제 입력전류(Iin)를 감산연산하여 전류 오차(Ierr)를 출력하게 되고, 상기 감산기(44)의 전류 오차(Ierr)를 입력받은 제2 비례적분기(45)는 이를 비례적분하여 출력하게 된다.The subtractor 44 multiplies the output current Im of the first proportional integrator 42 and the actual input voltage Vin 'as shown in FIG. Subtracts the actual input current Iin from the output signal Iin * to output the current error Ierr, and the second proportional integrator 45 that receives the current error Ierr of the subtractor 44 is This is proportionally integrated and output.
그리고, 각각 도 2의 (a)에 도시된 바와 같은 톱니파와 상기 제2 비례적분기(45)의 출력전류(Isig)를 입력받은 비교기(46)는 이를 비교하여 아이지비티(IGBT)를 제어하는 제어신호(GC)를 도 2의 (b)와 같이 생성하여 출력하게 된다.The comparator 46, which receives the sawtooth wave and the output current Isig of the second proportional integrator 45 as shown in FIG. 2A, respectively, compares the control and controls the IGB. The signal GC is generated and output as shown in FIG.
여기서, 상기 역률 제어부(40)에서 출력되는 제어신호(GC)가 고전위인 경우, 스위칭 구동부(20)내 아이지비티(IGBT)가 턴온된다.Here, when the control signal GC output from the power factor controller 40 has a high potential, the idle IGBT in the switching driver 20 is turned on.
이에 따라 입력되는 상용전원(Vin)을 정류하여 출력하는 정류부(10)의 직류전압(Vin')은 인덕터(L) 및 상기 턴온된 아이지비티(IGBT)를 통해 접지로 흐름에 따라 상기 인덕터(L)에 에너지가 축척되고, 커패시터(Co)에 축적된 에너지는 부하(RL)로 전달된다.Accordingly, the DC voltage Vin 'of the rectifying unit 10 rectifying and outputting the commercial power Vin inputted therein is inductor L as it flows to ground through an inductor L and the turned on IGBT. ) Is accumulated, and the energy accumulated in the capacitor Co is transferred to the load RL.
그리고, 상기 역률 제어부(40)에서 출력되는 제어신호(GC)가 저전위로 인가되는 경우, 상기 스위칭 구동부(20)내 아이지비티(IGBT)가 턴오프되므로, 상기 인덕터(L)에 축적된 에너지가 도 4와 같은 특성을 지닌 고속 회복 다이오드(FRD)를 통해 상기 커패시터(Co)에 전달된다.When the control signal GC output from the power factor controller 40 is applied at a low potential, since the IGBT in the switching driver 20 is turned off, the energy accumulated in the inductor L is turned off. The capacitor Co is transferred to the capacitor Co through the fast recovery diode FRD having the characteristics as shown in FIG. 4.
여기서, 상기 제어신호(GC)에 의해 상기 아이지비티(IGBT)가 턴온 및 턴오프됨에 따른 상기 인덕터(L)를 통해 흐르는 전류는 도 3과 같이 흐르게 된다.Here, the current flowing through the inductor L as the IIGBT is turned on and off by the control signal GC flows as shown in FIG. 3.
상기와 같이 종래의 기술에 있어서 아이지비티가 턴온 및 턴오프 스위칭시 고속 회복 다이오드의 역회복 시간동안 소수 캐리어의 이동에 의한 역방향 전류 및 인덕터의 공진성 노이즈가 발생함으로써, 상기 아이지비티의 초기 턴온시 높은 전류에 의한 손실이 발생하여 효율이 절감됨과 아울러 전자기 장애(Electro-Magnetic Interference) 및 전자기 차폐(Electro-Magnetic Shielding) 특성이 저하되고, 이를 방지하기 위하여 접지 및 전장부에 페라이트 코아를 삽입함에 따라 전체적인 제조 원가가 상승하는 문제점이 있었다.As described above, in the conventional technology, when the idle is turned on and turned off, the reverse current and the inductor resonant noise of the inductor are generated during the reverse recovery time of the fast recovery diode. The loss caused by the current reduces the efficiency and reduces the characteristics of Electro-Magnetic Interference and Electro-Magnetic Shielding.In order to prevent this, the ferrite core is inserted into the ground and the electric field. There was a problem of rising manufacturing costs.
따라서, 본 발명은 상기와 같은 종래의 문제점을 해결하기 위하여 창안한 것으로, 별도의 인덕터와 고속 회복 다이오드를 구비하여 아이지비티의 턴온시 고속 회복 다이오드의 역회복 시간동안 소수 캐리어의 이동에 의한 역방향 전류 및 인덕터의 공진성 노이즈의 발생을 방지하도록 한 역률제어용 승압형 컨버터를 제공함에 그 목적이 있다.Accordingly, the present invention has been made to solve the above-mentioned conventional problems, and includes a separate inductor and a fast recovery diode, and has a reverse current caused by the movement of the minority carrier during the reverse recovery time of the fast recovery diode when the idle is turned on. And a boost converter for power factor control to prevent generation of resonant noise of an inductor.
도 1은 종래 역률 제어용 승압형 컨버터의 구성을 보인 회로도.1 is a circuit diagram showing the configuration of a conventional converter for power factor control.
도 2는 도 1에서 역률제어부내 각 부의 전압 및 전류 파형도.Figure 2 is a voltage and current waveform diagram of each part in the power factor control in Figure 1;
도 3은 도 1에서 시간에 따른 인덕터의 전류 파형도.3 is a current waveform diagram of an inductor over time in FIG.
도 4는 도 1에서 시간에 따른 다이오드의 전류 파형도.4 is a current waveform diagram of a diode over time in FIG.
도 5는 본 발명 역률제어용 승압형 컨버터의 구성을 보인 회로도.Figure 5 is a circuit diagram showing the configuration of the boost converter for power factor control of the present invention.
***도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명****** Description of the symbols for the main parts of the drawings ***
100 : 정류부 110 : 스위칭 구동부100: rectifier 110: switching driver
120 : 출력전압 검출부 130 : 역률 제어부120: output voltage detector 130: power factor controller
L1,L2 : 인덕터 FRD1, FRD2 : 고속 회복 다이오드L1, L2: Inductor FRD1, FRD2: Fast Recovery Diode
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 구성은 입력되는 상용전원을 정류하여 직류 전압을 출력하는 정류부와; 스위칭시 발생되는 역방향 전류의 유입을 차단하여 노이즈의 발생을 최소화하며 상기 정류부에서 출력되는 전압에 대해 역률을 개선하기 위한 스위칭 동작을 수행하는 스위칭 구동부와; 상기 스위칭 구동부에서 출력되는 전압을 필터링하여 부하로 공급하는 커패시터와; 상기 부하 동작시 발생하는 출력전압을 검출하는 출력전압 검출부와; 상기 스위칭 구동부의 입력 전압 및 입력 전류와 상기 출력전압 검출부에서 검출된 출력전압에 따라 상기 스위칭 구동부의 동작을 제어하는 역률 제어부로 구성하여 된 것을 특징으로 한다.The configuration of the present invention for achieving the above object is a rectifying unit for rectifying the input commercial power to output a DC voltage; A switching driver which cuts inflow of reverse current generated during switching to minimize noise and performs a switching operation to improve power factor with respect to the voltage output from the rectifier; A capacitor for filtering a voltage output from the switching driver and supplying the voltage to a load; An output voltage detector for detecting an output voltage generated during the load operation; And a power factor controller for controlling the operation of the switching driver according to the input voltage and the input current of the switching driver and the output voltage detected by the output voltage detector.
이하, 본 발명에 따른 일실시예에 대한 동작과 작용효과를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, with reference to the accompanying drawings, the operation and effect of an embodiment of the present invention will be described in detail.
도 5는 본 발명 역률제어용 승압형 컨버터의 구성을 보인 회로도로서, 이에 도시한 바와 같이 입력되는 상용전원(Vin)을 정류하여 직류 전압(Vin')을 출력하는 정류부(100)와; 스위칭시 발생되는 역방향 전류의 유입을 차단하여 노이즈의 발생을 최소화하며 상기 정류부(100)에서 출력되는 전압에 대해 역률을 개선하기 위한 스위칭 동작을 수행하는 스위칭 구동부(110)와; 상기 스위칭 구동부(110)에서 출력되는 전압을 필터링하여 부하(RL)로 공급하는 커패시터(Co)와; 상기 부하(RL) 동작시 발생하는 출력전압(Vo')을 검출하는 출력전압 검출부(120)와; 상기 스위칭 구동부(110)의 입력 전류(Iin), 입력 전압(Vin') 및 상기 출력전압 검출부(120)의 출력 전압(Vo')에 따라 상기 스위칭 구동부(110)의 동작을 제어하는 역률 제어부(130)로 구성한다.5 is a circuit diagram showing the configuration of a boost converter for power factor control according to the present invention, and as shown therein, a rectifier 100 for rectifying the input commercial power Vin and outputting a DC voltage Vin ′; A switching driver 110 which cuts inflow of reverse current generated during switching to minimize noise and performs a switching operation to improve power factor with respect to the voltage output from the rectifier 100; A capacitor Co for filtering the voltage output from the switching driver 110 and supplying the voltage to the load RL; An output voltage detector 120 which detects an output voltage Vo 'generated during the operation of the load RL; A power factor controller controlling the operation of the switching driver 110 according to the input current Iin, the input voltage Vin 'of the switching driver 110, and the output voltage Vo ′ of the output voltage detector 120. 130).
그리고, 상기 스위칭 구동부(110)는 일측이 상기 정류부(100)의 출력단에 연결된 인덕터(L1)와; 상기 제어신호(GC)에 의해 상기 정류부(10)의 직류전압의 출력을 제어하는 아이지비티(IGBT)와; 애노드가 상기 인덕터(L1)의 타측에 연결되어 출력전압의 역유입을 방지하는 고속 회복 다이오드(FRD1)와; 일측이 상기 인덕터(L1)의 타측에 연결되고 타측이 상기 아이지비티(IGBT)의 콜렉터에 연결되어 상기 고속 회복 다이오드(FRD1)의 역방향 전류가 상기 아이지비티(IGBT)로 유입됨을 차단하는 인덕터(L2)와; 애노드가 상기 인덕터(L2)의 타측에 연결되어 상기 인덕터(L2)의 역방향 전류를 커패시터(Co)로 출력하는 고속 회복 다이오드(FRD2)로 구성한다.In addition, the switching driver 110 may include an inductor L1 having one side connected to an output terminal of the rectifier 100; An IGBT for controlling the output of the DC voltage of the rectifying unit 10 by the control signal GC; A fast recovery diode (FRD1) having an anode connected to the other side of the inductor (L1) to prevent an inflow of an output voltage; An inductor L2 which is connected to the other side of the inductor L1 and the other side is connected to the collector of the IGBT to block the reverse current of the fast recovery diode FRD1 from flowing into the IGBT. )Wow; An anode is connected to the other side of the inductor (L2) is composed of a fast recovery diode (FRD2) for outputting the reverse current of the inductor (L2) to the capacitor (Co).
그리고, 상기 역률 제어부(130)는 기준전압(Vo*)에서 실제 출력전압(Vo')를 감산연산하여 오차전압(Verr)을 출력하는 감산기(131)와; 상기 감산기(131)의 출력전압(Verr)을 비례적분하여 전류에 대한 정보(Im)를 생성하는 제1 비례적분기(132)와; 상기 제1 비례 적분기(132)의 출력전류(Im)와 실제 입력전압(Vin')을 곱셈연산하는 곱셈기(133)와; 상기 곱셈기(133)의 출력신호(Iin*)에서 실제 입력전류(Iin)를 감산연산하여 전류 오차(Ierr)를 출력하는 감산기(134)와; 상기 감산기(134)의 전류 오차(Ierr)를 비례적분하는 제2 비례적분기(135)와; 상기 제2 비례적분기(135)의 출력전류(Isig)와 톱니파를 비교하여 아이지비티(IGBT)를 제어하는 비교기(136)로 구성하며, 이와 같이 구성한 본 발명의 동작과정을 상세히 설명한다.The power factor controller 130 subtracts the actual output voltage Vo 'from the reference voltage Vo * to output an error voltage Verr; A first proportional integrator (132) for generating information Im on current by proportionally integrating the output voltage Verr of the subtractor 131; A multiplier 133 for multiplying the output current Im of the first proportional integrator 132 and the actual input voltage Vin '; A subtractor 134 which subtracts the actual input current Iin from the output signal Iin * of the multiplier 133 and outputs a current error Ierr; A second proportional integrator (135) which proportionally integrates the current error (Ierr) of the subtractor (134); Comparing the output current Isig and the sawtooth wave of the second proportional integrator 135 and a comparator 136 for controlling the IGBT, the operation of the present invention configured as described above will be described in detail.
우선, 역률 제어부(130)에서 스위칭 구동부(110)내 아이지비티(IGBT)의 스위칭을 제어하는 동작은 종래와 동일하게 동작한다. 즉, 감산기(131)에서 상기 기준전압(Vo*)에서 실제 출력전압(Vo')을 감산연산하여 오차전압(Verr)을 출력하면, 이를 입력받은 상기 제1 비례적분기(132)는 상기 감산기(131)의 출력전압(Verr)을 비례적분하여 전류에 대한 정보(Im)를 생성한다.First, the operation of controlling the switching of the IGBT in the switching driver 110 in the power factor controller 130 operates in the same manner as in the related art. That is, when the subtractor 131 subtracts the actual output voltage Vo 'from the reference voltage Vo * to output the error voltage Verr, the first proportional integrator 132 receives the subtractor (132). Proportional integration of the output voltage Verr of 131 generates information Im about current.
그리고, 상기 제1 비례 적분기(132)의 출력전류(Im)와 실제 입력전압(Vin')을 입력받아 곱셈연산한 곱셈기(133)의 출력신호(Iin*)를 입력받은 감산기(134)는 실제 입력전류(Iin)와 감산연산하여 전류 오차(Ierr)를 출력하고, 상기 감산기(134)의 전류 오차(Ierr)를 입력받은 제2 비례적분기(135)는 이를 비례적분하여 출력한다.The subtractor 134 that receives the output signal Iin * of the multiplier 133 that multiplies and receives the output current Im and the actual input voltage Vin 'of the first proportional integrator 132 is actually Subtracting and calculating the input current Iin outputs the current error Ierr, and the second proportional integrator 135 receiving the current error Ierr of the subtractor 134 outputs the proportional integral.
그리고, 비교기(136)는 상기 제2 비례적분기(135)의 출력전류(Isig)와 톱니파를 비교하여 상기 아이지비티(IGBT)를 제어하는 제어신호(GC)를 출력한다.The comparator 136 compares the output current Isig and the sawtooth wave of the second proportional integrator 135 and outputs a control signal GC for controlling the IGBT.
여기서, 상기 역률 제어부(130)에서 출력되는 제어신호(GC)가 고전위인 경우, 상기 스위칭 구동부(110)내 아이지비티(IGBT)가 턴온되므로 정류부(100)의 출력전류가 인덕터(L1)(L2) 및 턴온된 아이지비티(IGBT)를 통해 흐름에 따라 상기 인덕터(L1)는 에너지를 축척하며, 이때, 부하(RL)는 커패시터(Co)에 축적된 에너지를 입력받아 동작한다.Here, when the control signal GC output from the power factor controller 130 has a high potential, since the IGBT in the switching driver 110 is turned on, the output current of the rectifier 100 is inductor L1 (L2). ) And the inductor L1 accumulates energy as it flows through the turned-on idle IGBT, and at this time, the load RL operates by receiving the energy accumulated in the capacitor Co.
이때, 상기 고속 회복 다이오드(FRD1)(FRD2)의 역회복시간 동안 소수 캐리어에 의해 발생하는 역방향 전류가 상기 인덕터(L2)의 인덕턴스 성분에 의해 짧은 시간동안 상기 아이지비티(IGBT)로 유입되는 것을 차단하고, 이후 상기 고속 회복 다이오드(FRD2)는 상기 인덕터(L2)내 역방향 전류를 상기 커패시터(Co)로 출력하여 공진성 노이즈를 감쇄시킨다.At this time, the reverse current generated by the minority carriers during the reverse recovery time of the fast recovery diodes FRD1 and FRD2 is blocked from being introduced into the IGBT for a short time by the inductance component of the inductor L2. Then, the fast recovery diode FRD2 outputs a reverse current in the inductor L2 to the capacitor Co to attenuate resonant noise.
그리고, 상기 역률 제어부(130)에서 출력되는 제어신호(GC)가 저전위로 인가되는 경우, 이를 입력받은 상기 아이지비티(IGBT)가 턴오프되므로 상기 인덕터(L1)는 축적된 에너지를 고속 회복 다이오드(FRD1)(FRD2) 및 인덕터(L2)를 통해 상기 커패시터(Co)에 출력하고, 이를 입력받은 상기 커패시터(Co)는 이의 필터링하여 부하(RL)로 공급한다.In addition, when the control signal GC output from the power factor controller 130 is applied at a low potential, the input IGBT is turned off so that the inductor L1 stores the accumulated energy in a fast recovery diode ( The capacitor Co is output to the capacitor Co through the FRD1 FRD2 and the inductor L2, and the capacitor Co receives the input of the capacitor Co by filtering it and supplying it to the load RL.
상기에서 상세히 설명한 바와 같이, 본 발명은 인덕터와 고속 회복 다이오드를 구비하여 아이지비티의 턴온시 고속 회복 다이오드의 역회복 시간동안 소수 캐리어의 이동에 의한 역방향 전류의 유입을 차단하여 고주파 성분의 노이즈 및 공진성 노이즈를 최소화함으로써, 상기 아이지비티의 효율을 상승시키고, 또한, 접지 및 전장부에 삽입하는 페라이트 코아의 크기 및 갯수를 줄여 필터 설계가 용이해짐과 아울러 전체적인 제조 비용이 절감되는 효과가 있다.As described in detail above, the present invention includes an inductor and a fast recovery diode to block the inflow of reverse current due to the movement of the minority carrier during the reverse recovery time of the fast recovery diode during turn-on of the idle. By minimizing the noise, the efficiency of the idleness is increased, and the size and the number of ferrite cores inserted into the ground and the electric field are reduced to facilitate the filter design and reduce the overall manufacturing cost.
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019990039583A KR20010027702A (en) | 1999-09-15 | 1999-09-15 | Power factor correction boost converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019990039583A KR20010027702A (en) | 1999-09-15 | 1999-09-15 | Power factor correction boost converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20010027702A true KR20010027702A (en) | 2001-04-06 |
Family
ID=19611655
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1019990039583A KR20010027702A (en) | 1999-09-15 | 1999-09-15 | Power factor correction boost converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| KR (1) | KR20010027702A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20040001631A (en) * | 2002-06-28 | 2004-01-07 | 아프로시스템스 주식회사 | Single stage high power factor converter |
| KR101470546B1 (en) * | 2008-08-27 | 2014-12-08 | 엘지전자 주식회사 | Co-generation |
-
1999
- 1999-09-15 KR KR1019990039583A patent/KR20010027702A/en not_active Application Discontinuation
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20040001631A (en) * | 2002-06-28 | 2004-01-07 | 아프로시스템스 주식회사 | Single stage high power factor converter |
| KR101470546B1 (en) * | 2008-08-27 | 2014-12-08 | 엘지전자 주식회사 | Co-generation |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100685722B1 (en) | Power factor improving circuit | |
| US7466110B2 (en) | Power factor improving circuit | |
| US7321224B2 (en) | DC-DC converter with clamping capacitor and output winding for reduced output voltage ripple | |
| KR100372553B1 (en) | Control Circuit for Inductive Load | |
| Jang et al. | Interleaved boost converter with intrinsic voltage-doubler characteristic for universal-line PFC front end | |
| KR100431782B1 (en) | Power factor correction circuit | |
| US7391631B2 (en) | Switching power source device | |
| US8089255B2 (en) | Power factor correction power supply unit, and control circuit and control method used in the same | |
| JP5191042B2 (en) | Bidirectional DC-DC converter | |
| KR101213461B1 (en) | switching power supply circuit | |
| JPH05111259A (en) | Power supply circuit | |
| JP2011019371A (en) | Dc-dc converter | |
| JPH06233527A (en) | Switching regulator, and circuit for preventing damage of switching element | |
| KR101183493B1 (en) | Dc power supply apparatus | |
| US5847944A (en) | Robust, harmonic-injection system for single-switch, three-phase, discontinuous-conduction-mode boost rectifiers | |
| KR20010027702A (en) | Power factor correction boost converter | |
| JP3214687B2 (en) | Step-down high power factor converter | |
| JP4289000B2 (en) | Power factor correction circuit | |
| JPH07143755A (en) | Single-phase high power-factor converter | |
| CN219875492U (en) | Negative boost DC-DC converter | |
| KR20000001444A (en) | SINGLE PHASE ACTIVE RECTIFIER FOR power FACTOR CONTROL | |
| KR100231478B1 (en) | Ac/dc boost converter of soft switching mode by partial resonance | |
| KR20010047576A (en) | Power factor compensation circuit | |
| JP3567358B2 (en) | Switching power supply | |
| JP2000245143A (en) | Direct current-to-direct current conversion device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| WITN | Withdrawal due to no request for examination |