KR19990087404A - 감법 멀티캐리어 cdma 액세스 방법 및 시스템 - Google Patents

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KR19990087404A
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폴 더블유. 덴트
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찰스 엘. 무어러, 주니어
에릭슨 인크.
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Abstract

감법 멀티-캐리어 CDMA 기술을 실행하기 위한 장치 및 방법이 개시된다. 채널은 복수의 연속하는 부채널로 분할되는데, 각각의 부채널에서의 확산량은 부채널의 수에 따라 감소된다. 상기 채널은 복수의 타임슬롯으로 분할되고, 상기 채널을 공유하는 총 대화수의 비율이 각각의 타임슬롯에 할당된다. 이러한 방법을 사용하는 무선 통신 장치는 전송을 위한 하나의 타임슬롯 및 수신을 위한 다른 타임슬롯을 이용할 수 있다.

Description

감법 멀티캐리어 ＣＤＭＡ 액세스 방법 및 시스템
CDMA 시스템을 포함하는 종래의 확산 스펙트럼 시스템은 자기-간섭에 의해 결정되는 단위 대역폭당 셀당 동시 대화의 수에 대한 한계가 있다. 간섭 삭제 또는 감산을 사용하는 개선된 CDMA 시스템은 이러한 용량의 한계를 극복하도록 발전되어 왔으나, 이러한 수신기에 쏟아부어야 하는 신호 처리의 노력은 적어도 대역폭의 세제곱으로 증가한다.
미국의 광대역 셀룰러 표준 EIA/TIA IS-95에는 동일한 대역폭 및 위치에서 몇몇 대화를 지원할 수 있는 약 1㎒의 순간적인 대역폭을 갖는 CDMA 시스템이 기술되어 있다. IS-95 표준은 연속적인 전송 및 수신을 이용하며 전송기 및 수신기를 동일한 안테나에 결합시키데 값비싼 단향 필터가 요구되는 CDMA 시스템을 기술하고 있다. 이와는 대조적으로, 유럽 표준 GSM은 시간 분할 다중 액세스(TDMA) 시스템을 정의하고 있는데, 이 시스템은 동일한 200㎑ 채널로 8명의 사용자를 수용시키는데 시간-슬롯 전송이 사용하므로 각각의 사용자는 단향 필터에 대한 필요성을 피하기 위해 수신 타임슬롯으로부터 오프셋되는 전송 타임슬롯을 사용한다. IS-95에 준한 시스템에 사용되는 값비싼 단향 필터 대신에, 이 TDMA 시스템은 훨씬 저렴하고 보다 작은 전송/수신(T/R) 스위치를 사용한다.
참조로 본 명세서에 일체화된 1992년 9월 29일 폴 더블유. 던트에 허여된, 문헌 「감법 CDMA 복조」 "Substractive CDMA Demodulation"인 미국 특허 제5,151,919호에는 특히 보다 강한 신호가 보다 약한 신호의 복조를 시도하기 전에 수신된 복합 신호로부터 복조되고 감산되도록 측정된 신호 세기를 감소시키는 순서로 반복해서 오버래핑 CDMA 신호를 복조함으로써 CDMA 용량에 대한 자기-간섭의 한계를 극복하기 위한 기술이 설명되어 있다. 참조로 본 명세서에 일체화된 1993년 6월 18일, 폴 더블유. 던트에 허여된 문헌 「재-직교화」"Re-Orthogonalization"인 미국 특허 제5,218,619호는 미국 특허 제5,151,919호의 일부 연속 출원이고, 예를 들어 잔여 감산 에러(residual subtraction errors)를 감소시키기 위해 초기 경우의 제1 시간에서 이미 식별되고 감산된 신호의 처리중에 다음 스테이지에서의 부가적인 감산을 개시한다.
전술한 특허에 기술된 예시적인 구현은 공지된 스크램블링 코드(scrambling code)를 사용하여 신호를 디스크램블하여, 상기 신호를 스펙트럼 도메인으로 변환시킨 다음, 그 신호와 관련된 스펙트럼 성분을 노치 아웃(notch out)하기 위한 디지털 신호 처리를 이용한다. 노칭 이후에, 남아 있는 0이 아닌 성분은 제1 신호의 코드로 디스크램블된 다른 신호의 변환을 나타낸다. 다음에, 나머지는 파형 도메인으로 역변환되고 디스크램블링 코드는 상기 신호들을 현재 감산된 신호들중 하나를 갖는 본래의 도메인으로 복원시키기 위해 재적용된다.
미국 특허 제5,218,619호에는, 다른 보다 약한 오버래핑 신호로부터의 간섭으로 인해 감산된 신호량의 에러에 기인한 불완전한 신호 감산이, 다른 신호들중 일부를 감산한 후에 이미 감산된 신호를 다시 적당한 양으로 감산시킴으로써 제거될 수 있다는 것이 개시되어 있다. 일반적으로 재직교화(reorthogonalization)라 일컫는 이 재감산 과정은 디지털 신호 프로세서에 의해 수행될 수 있다. 그러나, 이 기술은 처리량이 적어도 스펙트럼 대역폭의 세제곱으로 증가하는 특성을 가지고 있으므로, 유효 과정의 처리 스루풋 비용에 따라 광대역 신호인 경우 비용이 비싸진다.
1995년 12월 11일, 폴 더블유. 던트에 의해 출원된, 문헌 「광대역 재-직교화」"Wideband Re-Orthogonalization"인 미국 특허 출원 제08/570,431호에는 특히 일부 아날로그 신호 처리 단계를 사용함으로써 광대역 CDMA 시스템에서 간섭 감산을 구현하는데 요구되는 처리를 감소시키기 위한 기술이 개시되어 있다. 그러나, 아날로그 신호 처리는 작고 저렴한 이동 전화기를 구현하기 위한 가장 효율적인 비용의 기술은 아니다. 폴 더블유. 던트에 의해 출원된, 문헌 「감법 CDMA/TDMA」"Subtractive CDMA/TDMA"인 미국 특허 출원 제08/608,811호에는 간섭-감법 CDMA 시스템이 개시되어 있는데, 여기서 협대역 CDMA 신호는 전송을 위하여 그 대역폭을 증가시키는 타임슬롯으로 제시간에 압축된다. 수신하는데 있어, 타임슬롯으로 수신된 신호는 버퍼 메모리에 포착된다. 다음에, 포착된 신호는, 수용가능한 복잡성의 협대역 간섭 감법 CDMA 알고리즘이 포착된 신호를 처리하는데 사용될 수 있도록 본래의 협대역 비율로 메모리로부터 재생될 수 있다. 상기 참조된 특허 출원 모두는 역시 본 명세서에 참조로써 일체화된다.
몇몇 오버래핑 CDMA 신호를 동시에 복조하거나 또는 디코드하기 위한 결합 복조기(Joint demodulation)가 또한 공지된다. 이들은 가끔 멀티-유저 검출기로 설명된다. 예를 들면, 문헌 「최적의 멀티유저 점근 효율」"Optimum Multiuser Asymptotic Efficiency" (Sergio Verdhu, Trans IEEE on communications, Vol. COM-34 no. 9, Sept. 1986)를 참조할 것이다. 결합 복조기는 적어도 사용자수의 제곱으로 복잡도가 증가하고, 최극 시퀀스 평가 알고리즘(optimum maximum likelihood sequence estimation algorithm)을 사용할 때는 복잡도가 지수함수적으로 증가한다. 따라서, 결합 복조는 CDMA 시스템의 자기-간섭 용량의 한계에 대해 수용가능한 해결 방안을 현재는 제공하지 못한다.
<발명의 요약>
상술된 어려운 점들은 본 발명에 따른 멀티-캐리어 감법 CDMA 기술을 실행할 때 완화된다. 본 발명에 따른 예시적인 시스템은 광대역 채널을, 광대역 채널에 사용되어온 확산량 이상으로 인자 N에 의해 각각이 감소된 N개의 부채널로 분할한다. 간섭 삭제 알고리즘을 사용하여 각각의 부채널을 처리하기 위한 신호 처리의 복잡성은 N, 예를 들면 N-세제곱 만큼보다 고속으로 감소되고, 이와 같이 모든 N개의 부채널을 포함하는 전체 대역폭을 처리하기 위한 총 처리의 복잡성은 N-세제곱 만큼 감소된다.
보다 넓은 대역폭의 수신기는 대역폭 온 디멘드(bandwidth on demand)으로 공지된 신축성있는 데이터 전송 속도의 장점을 또한 제공하면서 복잡성의 바람직하지 못한 증가없이 본 발명을 일체화하는 시스템에 사용될 수 있다. 예를 들어, 광대역 채널은 M개의 타임슬롯으로 분할될 수 있고, 이 대역폭을 공유하는 총 대화수의 비율 1/M은 각각의 타임슬롯에 할당될 수 있다. 다음에, 이러한 예시적인 방법을 사용하는 핸드폰, 또는 무선 통신 장치는 보다 효율적인 비용의 방식으로 안테나와 같은 구성요소를 공유하기 위해 전송을 위한 하나의 타임슬롯 및 수신을 위한 다른 타임슬롯을 사용할 수 있다. 대역폭 온 디멘드 특징은, 144kb/s ISDN 속도와 같은 보다 높은 데이터 속도를 실현하는 것이 요구되면 다중 타임슬롯을 특정 사용자에 할당함으로써 제공될 수 있다.
특히, 정보가 제1 국과 복수의 제2 국 간에 통신되는 본 발명을 일체화하는 예시적인 방법에 따라, 복수의 제2 국 각각에는 제1 다수의 부채널, 반복되는 시간 분할 다중 액세스 프레임 주기에서 하나 이상의 타임슬롯, 및 액세스 코드를 포함하는 주파수 대역이 할당된다. 정보는 할당된 타임슬롯, 부채널, 및 액세스 코드를 사용하여 무선 신호로 제1 국에 의해 복수의 제2 국중 하나로의 전송을 위하여 복조된다. 제1 국으로부터의 복조된 신호는 동일한 할당 타임슬롯을 사용하고 공통으로 제1 다수의 부채널중 적어도 일부를 갖는 제2 국으로 동시에 전송된다. 전송은 할당된 타임슬롯으로 복수의 제2 국중 하나에서 수신되고 제2 국에 의도된 정보는 할당된 액세스 코드의 도움으로 디코드된다.
본 발명에 따른 예시적인 장치는 지정된 주파수 채널 및 지정된 액세스 코드로 복수의 무선 부채널 주파수를 사용하여 지정된 타임슬롯의 신호를 수신하기 위한 수신 시스템을 포함하고 있다. 이러한 시스템은 무선 신호를 수신하기 위한 안테나 수단, 지정된 주파수 채널로 수신된 신호를 필터링하고 증폭시켜 이를 수치 샘플을 나타내는 스트림으로 변환시키기 위한 안테나 수단에 결합되는 수신기 수단, 관련된 부채널로 신호를 각각 나타내는 분리 샘플 스트림들을 생성하기 위하여 수치 샘플 스트림을 처리하기 위한 주파수 추림(decimation) 수단, 원하는 신호를 다른 액세스 코드를 갖는 원치않는 신호로부터 분리하고 원하는 신호에 의해 반송되는 출력 정보 심볼을 생성하기 위해 지정된 액세스 코드를 사용하여 각각의 부채널로 신호를 처리하기 위한 부채널 처리 수단을 포함한다.
본 발명은 일반적으로 셀룰러 시스템과 같이, 코드 분할 다중 액세스(CDMA)를 사용하고 멀티-유저의 용량을 상승시키기 위해 간섭 감산 또는 삭제를 사용하는 이동 무선-통신 시스템의 분야에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 멀티캐리어 타임슬롯 TDMA 포맷을 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 수퍼프레임 구조를 도시한 도면.
도 3은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 이동 단말기 회로의 블록도.
본 발명에 따른 광대역 CDMA 시스템은 할당된 채널 대역폭(예를 들면, 800㎑)을 N개의 부채널(예를 들면, 100㎑ 대역폭을 각각 갖는 8개의 부채널) 및 M개의 타임슬롯(예를 들면, 8개)으로 분할함으로써 구성된다. M=1인 제한적인 경우는 N개의 부채널로의 연속적인 전송에 대응하고 이는 본 발명의 범주에 속한다.
총 채널 대역폭은 각각의 사용자에 대한 트래픽을 운반하기 위해 타임슬롯의 비율 및 부채널의 비율을 할당함으로써 L명의 사용자에 의해 공유될 수 있다. 예를 들어, L/M명의 사용자가 모든 N개의 부채널에 동일한 타임슬롯으로 할당될 수 있다. 타임슬롯 및 부채널의 할당이 다양한 방법으로 이루어질 수 있지만, 본 설명은 모든 부채널이 각각의 사용자에 의해 단 하나의 타임슬롯으로 사용되는, 즉 각각의 사용자가 동일한 데이터 속도를 갖는 예시적인 경우에 주안점을 두고 있다. 이 선택은 본 발명의 범위을 제한하고자 하는 것이 아니라 설명의 간결함과 간략화를 위하여 행한 것이다. 그러나, 본 발명은 용량을 증가시키기 위해 간섭 감소, 간섭-감법 또는 결합 복조 알고리즘으로 사용될 때 가변 데이터 속도를 제공하는 모든 경우를 또한 포함한다.
도 1은 800㎑의 총 수신 대역폭 내에서 8개의 100㎑ 주파수 채널로 구성되고 반복되는 TDMA 프레임 주기의 8개 타임슬롯으로 분할된 예시적인 신호를 도시한다. 제1 사용자(사용자 1)는 기지국으로부터 신호를 수신하기 위해 모든 8개의 캐리어를 통해 슬롯 1에 할당된다. 제2 사용자(사용자 2)는 모든 8개의 캐리어를 통해 슬롯 2에 할당된다. 다른 사용자들은, 예를 들면 데이터 속도의 2배로 수신하기 위해 모든 8개의 캐리어를 통해 2개의 슬롯 또는 데이터 속도의 절반으로 수신하기 위해 캐리어들의 절반을 통해 1개의 슬롯에 할당될 수 있다.
사용자 1은 1/8 시간 동안 수신된 8개의 100㎑인 넓은 신호를 처리한다. 따라서, 사용자 1에 의해 요구되는 처리량은 하나의 100㎑인 캐리어를 연속해서 처리하는데 요구되는 처리량에 부합한다. 이는, 처리 전력과 대역폭 간의 세제곱 관계에 의하면 하나의 800㎑ 캐리어를 연속해서 처리하는 것의 512배 미만이고 1/8 시간 동안 하나의 800㎑ 캐리어를 처리하는 것의 64배 미만이다.
각각의 슬롯은 다수의 오버래핑 CDMA 신호를 포함할 수 있다. 따라서, 사용자 1은 "사용자 그룹 1"로 간주되는 한편, 사용자 2는 "사용자 그룹 2"를 지칭한다. 각 그룹의 오버래핑 사용자는, 예를 들면, 자신에게로 전송되는 신호를 갖고 있는 평균 5명과 액티브 스피커인 상대방으로 인해 트래픽 신호가 일시적으로 침묵 상태에 있는 다른 5명을 포함해서 10명의 개별 사용자까지 포함할 수 있다. 각각의 부채널 및 슬롯에서의 액티브 신호들중 하나는 유휴 이동체에게 네트워크로부터의 호출에 대해 경고하고 다양한 오버헤드 정보, 예를 들면 네트워크 및 국 ID 정보 및 주변 기지국에 대한 정보를 방송하는데 사용되는 영구-전송 방송 제어 채널(permanently-transmitted Broadcast Control Channel: BCCH)일 수 있다.
본 발명에 따른 간섭-감법 CDMA 시스템을 위한 일부 예시적인 매개 변수가 이하 표 1에 도시되어 있다.
매개 변수 예시적인 값
100㎑ 부채널당 칩 속도 135.4166KB/s (13㎒/96)
칩 변조 오프셋 QPSK
슬롯당 칩의 수 64
테일 칩 3+3
내부-슬롯 가드 시간 8.125 칩 주기
슬롯당 칩 주기의 수 78.125
TDMA 프레임당 슬롯의 수 8
프레임당 칩 주기의 수 625
슬롯당 사용자 정보 코딩 (64, 6) 직교 왈시 코딩
4x26 TDMA 프레임으로 구성된 예시적인 수퍼프레임 구조는 도 2에 도시되어 있다. 이 예시적인 수퍼프레임 구조는 TDMA 프레임 번호 1 내지 12를 트래픽에 할당한다. 프레임 13은 이 예시적인 포맷으로 트래픽을 전송하는데 사용되지 않고 다른 제어 채널로 청취하기를 원하는지의 여부를 판정하기 위해 다른 기지국 주파수를 스캐닝하는 것과 같은 다른 목적을 위하여 사용할 수 있는 IDLE 프레임이다. 다음 12개의 프레임은 또한 트래픽에 사용되고 제26 프레임은 저속 관련 제어 채널 정보(Slow Associated Control Channel information: SACCH)의 한 슬롯을 전송하는데 사용된다. SACCH는 예를 들면, BCCH를 통해 방송되는 다른 오버헤드 정보보다 비교적 작은 빈도로 반복되는, 덜 급한 오버헤드 정보를 이송하는데 사용된다. 상기 포맷은 본 예시적인 실시예에서 매 부채널마다 적용된다. 이 포맷은 부채널들 간에 동기화되거나 또는 스태거(stagger)될 수 있다. 104 TDMA 프레임의 예시적인 수퍼프레임의 반복 주기는 480mS이다. 따라서, 하나의 완성된 SACCH 메시지는 매 480mS마다 전송된다.
상기 슬롯 매개 변수 및 수퍼프레임 포맷은 GSM 시스템 및 본 발명에 따라 동작하는 시스템 모두에서 동작할 수 있는 이동 전화기의 구성을 간략화하는 관점에 따라 GSM 디지털 셀룰러 TDMA 시스템으로부터 유도된다. 상술되었고 이하 설명되는 포맷들은 단지 예시적인 것이고 본 발명의 범위를 제약하도록 의도되지 않는다. 대신에 이들은 본 발명을 일체화하는 시스템에 따른 예시적인 포맷 조직을 더욱 설명하기 위해 제공된다.
120mS 지속하는 수퍼프레임 구조의 한 행 전체에 걸쳐, 24개의 트래픽 슬롯은 (64, 6) 왈시 코드된 정보 심볼과 같은 액세스 코드를 각각 포함하는 부채널당 수신된다. 따라서, 64비트 코드워드의 왈시 디코딩 후에, 6비트의 정보가 얻어지므로, 120mS당 부채널당 6x24비트가 제공된다. 따라서, 비가공 정보 속도는 부채널당 1.2KB/S이거나, 또는 모든 8개의 부채널이 사용될 때는 9.6KB/S이다. 9.6KB/S 또는 192, 120mS당 6비트 심볼의 비가공 정보 속도는, 예를 들어, 심볼 에러 또는 소거를 교정하기 위해 리드-솔로몬 코드를 사용하여 에러로부터 보호될 수 있다. 예를 들어, 192개의 심볼은 다음의 방식으로 코딩하기 위하여 4개의 그룹으로 분할될 수 있다.
53개의 6비트 디코드된 심볼을 산출하는 63, 53 RS 코드
53개의 6비트 디코드된 심볼을 산출하는 63, 53 RS 코드
53개의 6비트 디코드된 심볼을 산출하는 63, 53 RS 코드
6개의 디코드된 비트, 즉 RS 블록당 2를 산출하는 3x6 비트 속도의 1/3
총 : 120mS당 160개의 디코드된 심볼을 산출한 192개의 코드된 심볼,
또는 53x6+2=40mS당 320비트
40mS당 320개의 디코드된 비트는 8KB/S의 순수 디코드된 정보 속도를 제공하고, 예를 들면, ITU 8KB/S 스피치 코더 표준에 따라 코드된 스피치를 디지털로 전송하는데 사용될 수 있다. ITU 코더는 표준 64KB/S u-법칙으로 압신된 PCM 스피치 또는 초당 8 킬로샘플로의 선형 PCM 스피치를 8KB/S의 감소된 데이터 속도로 변환시킨다. 코더는 스피치 샘플의 10mS 블록을 기반으로 동작하며, 한번에 80개의 스피치 샘플을 취하여 이들을 80-비트 블록으로 압축시킨다. 80비트인 4개의 연속 블록은, 63,53 RS 코드가 전송되고 나머지 2비트를 1/3인 속도의 코드로 전송될 때마다 전송되는 320비트를 구성한다. 상기 코딩은 본 발명에 따른 전송을 위한 소오스 및 에러-제어 코딩 스피치에 대한 단지 예시적인 방법이고, 본 발명이 적용될 수 있는 시스템 유형을 제약하거나 또는 한정하는 것을 의미하지 않는다. 예를 들면, 변환은 왈시 하다마드 변환(Walsh Hadamard transforms)을 사용하여 수행될 수 있다.
두개의 연속 프레임에서 모든 8개의 부캐리어 및 하나의 슬롯을 사용하여 80비트의 ITU 코드된 블록을 전송하는 것은 전송 지연을 적게 초래한다. 그러나, 예시적인 실시예에 따르면, 페이딩에 대비한 보호를 제공하기 위해 보다 장기간에 걸쳐 스피치 블록의 전송을 인터리브(interleave)하는 것이 바람직할 수 있다. 이는, 예를 들면, 에러의 확률이 코드된 블록 내의 연속 심볼들 간 또는 심볼들 간에 상관되지 않을 때 에러 교정 코딩이 가장 효과적으로 동작하므로 바람직할 수 있다. 이 상관관계는 8개 이상의 프레임에 걸쳐 하나의 코드된 블록의 63 RS 코드된 심볼(상기 예에서)을 이격시킴으로써 감소된다. 8개의 프레임에서, 64개의 6-비트 심볼은 8개의 부캐리어로부터 디코드된다. 물론, 이들중 63개의 심볼은 RS 디코더에 적용되는 반면, 나머지 심볼은 1/3 속도 디코더에 적용된다. 1/3 속도 디코더는, 예를 들면, 심볼의 각 비트 단위로 동작하는 6개의 1/3인 속도 비트와이드 콘볼루션 디코더로서 구성될 수 있다. 동일한 디코더는 각 비트의 매우 낮은 정보 속도 때문에 6배로 시간-공유될 수 있다.
SACCH 및 트래픽 심볼은 IDLE 프레임을 제외한 25개의 프레임 전체에 걸쳐 인터리브될 수 있다. 수신기가 트래픽 및 SACCH를 수신하지 않는 독특한 IDLE 프레임은, 수신기가 다양한 기능을 수행하는데 있어서의 자유도, 예를 들면, 그 프레임 동안 수신되는 8개의 100㎑ 채널의 800㎑ 블록을 변화시키는데 있어서의 자유도를 갖도록 하는데 바람직하다. 필요하지는 않지만, 음성 비활동 주기 동안에 다른 25개의 트래픽 프레임이 SACCH 프레임의 전송 및 수신을 방해하지 않고 전송될 필요가 없도록 SACCH 전송을 동일한 프레임(예를 들면, 도 2의 반복 구조에서 프레임 26)으로 제한하는 것이 역시 바람직하다. SACCH가 일시적으로 이동체에 대한 어떠한 트래픽도 없을 때에도 전송되면, 전송된 SACCH의 수는 매 슬롯마다 전송된 트래픽 프레임의 수의 2배일 수 있다. 따라서, 모든 SACCH가 동일한 프레임에서 전송되지 않도록 하나의 오버래핑 신호에서 다른 오버래핑 신호까지 SACCH에 사용된 프레임을 스태거하는 것이 바람직할 수 있다.
마찬가지로 IDLE 프레임은 하나의 오버래핑 신호가 동일한 프레임, 예를 들면 도 2의 예에서의 프레임 13에서 모두가 침묵하는 것이기보다는 연속 프레임에서 침묵하도록 스태거될 수 있다. IDLE 및 SACCH 프레임의 스태거링은 다른 프레임에서 동일-채널 간섭(co-channel interference)을 고르게 한다. 스태거링 패턴은 동일한 장소에서 하나 이상의 셀 또는 섹터 전체에 걸쳐 평균인 간섭을 늘리기 위해 인접한 셀 또는 섹터에서, 특히 그들중 가장 강한 곳에서의 동일-채널 전송으로 조정될 수 있다.
또한 SACCH가, 예를 들어, 8개의 연속 프레임을 통해 8개중 하나의 캐리어를 사용할 수 있도록 단일 신호의 SACCH 전송을 스태거할 수 있다. 그러나, 이 경우, 각각의 타임슬롯으로, 각각의 부캐리어는 다른 이동체에 대한 하나의 오버래핑 SACCH 전송을 마찬가지로 포함하므로, 이는 이동 수신기가, 한 슬롯의 SACCH가 모든 8개의 캐리어를 통해 동일한 이동체에 속할 때처럼 조작하는 것이 그다지 편리하지는 않다. 기술 분야의 당업자는 특정 유형의 SACCH 스태거링이 특정 시스템의 요구사항을 수용하도록 변경될 수 있다는 것을 알 것이다.
본 발명에 따른 예시적 장치를 포함하는 이동 단말기가 도 3에 도시되어 있다. 안테나(10)는 수신기(13) 또는 전송기(12)를 안테나(10)에 선택적으로 연결하기 위해 제어 및 타이밍 유닛(25)에 의해 적당한 시간에서 동작되는 T/R 스위치(11)에 의한 전송과 수신 기능 간에 시간-공유된다. 수신기는, 예를 들면, 수신된 신호를 복합 기저대역으로 변환시키는 임의의 적당한 회로에 의해 제공되는 하향 변환 기능을 포함하는데, 여기서 신호는 처리를 위한 복소수의 스트림을 형성하도록 디지털화된다. 예를 들어, 하향 변환은 필터(18a 및 18b)에 의해 저대역 필터링되는 이른바 I 및 Q 신호를 생성하기 위해 수신 대역 선택 필터(14), 저-잡음 RF 증폭기(15), 직각 믹서(16a 및 16b) 및 직각 국부 발진기(17)를 포함하는 직각 하향 변환기에 의해 수행될 수 있다. 800㎑ 대역폭을 수신하는 예시적인 경우에, 필터(18a, 18b)는 0 내지 400㎑의 주파수 범위를 갖는 신호를 통과시킨다. 8과 같이 짝수인 캐리어에 있어서, 절반이 국부 발진기(17)의 고주파측에 있고 절반은 저주파측에 있으면, 믹서(16a 및 16b)로부터의 DC, 또는 제로 주파수, 성분은 두 부채널들 간의 중간에 대응하며, 포기될 수 있다. 이와 같이, 직접 변환 수신기와 관련된 DC 오프셋 문제는 일주될 수 있다.
믹서(16a 및 16b)로부터의 I 및 Q 신호는 듀얼-채널 또는 복합 A/D 변환기(19)를 사용하여 디지털화된다. 복합 수신 신호를 나타내는 복소수의 스트림을 생성하는 다양한 다른 방법이 공지되고 상술된 방법에 대한 대안으로서 사용될 수 있다. 예를 들어, 1991년 9월 10일, 던트에 허여된 미국 특허 제5,048,059호에 개시된 로그폴라(logpolar) 기술이 사용될 수 있으며, 여기서 특허는 본 발명에 참조로 전체적으로 일체화된다.
부채널의 합을 나타내는 디지털화된 I, Q 스트림은 주파수 추림 프로세서(20)에 의해 처리되어 각각의 부채널을 분리시키는데, 예를 들면 본 예에서는 8개이다. I, Q 스트림은 프로세서(20 및 21) 각각에 의한 후속 처리가 실시간에 동작할 필요가 없도록 수신 타임슬롯 전체에 걸쳐 메모리(도시되지 않음)에 먼저 포착될 수 있다. 대안적으로, 주파수 추림 프로세서(20)가 실시간에 동작하면, 각 부채널의 출력 신호는 디코딩 프로세서(21)가 실시간에 동작할 필요가 없도록 대신 기억될 수 있다. 디코딩 프로세서(21)는 지정된 부채널로부터의 심볼을 디코드하기 위해 추림 프로세서(20)로부터 부채널 신호를 통해 동작한다. 디코딩 프로세서(21)는 각 채널에 대해, 예를 들어, 상기의 참고로 일체화된 미국 특허 제5,151,919호 및 미국 특허 제5,218,619호에 개시된 바와 같은 간섭-감법인 반복 CDMA 디코딩 동작을 구현할 수 있다. 이들 동작들은 가장 강한 것에서 가장 약한 것으로의 순서인 신호 세기에 따라 신호를 디코드하고, 보다 약한 신호를 디코드하기 전에 이미 디코드된 더욱 강한 신호를 감산한다. 예를 들어, 일부 시스템에서, 디코딩 프로세서(21)에 의해 디코드되고 감산될 제1(즉, 가장 강한) 신호는 고정된 액세스 코드로 변조된 파일롯 신호일 수 있다. 다른 시스템에서, 디코드될 제1 및 가장 강한 신호는 다양한 오버헤드 메시지, 예를 들어 각각의 수신기에 관한 페이징 또는 호출 경고 메시지를 운반하는 방송 제어 채널(BCCH)일 수 있다. 더우기, 파일롯 신호 및 BCCH 모두를 갖는 시스템에서, 먼저 파일롯 신호가 디코드된 후 BCCH가 디코드될 수 있다.
대안적으로, 디코딩 프로세서(21)는 몇몇 오버래핑 신호가 동시에 디코드되는 결합 디코딩 기술을 구현할 수 있다. 결합 복조에 대한 공지된 기술은, 예를 들어, 다른 것에 미치는 상호 각 신호의 영향을 제거하는 매트릭스 다중 동작을 수행하는 상관성 제거(decorrelation) 기술을 포함한다. 다른 기술은 가장 강한 것에 미치는 보다 약한 신호의 영향이 상관성 제거에 의해 감소되는 부분적인 상관성 제거 알고리즘이며, 가장 강한 것은 디코드된 신호로 양자화되며, 디코드된 심볼은 나머지로부터 감산되어 제2의 가장 강한 신호가 남게 되고, 제2의 가장 강한 신호 등을 디코드하는 과정을 반복한다. 사용될 수 있는 또 다른 기술은 각각의 오버래핑 신호에 대한 하나의 심볼이 가설되고 모든 가능한 가설이 평가되는 비터비 시퀀셜 최극 시퀀스 추정 알고리즘(Viterbi sequential maximum likelihood sequence estimation algorithm)이다. 이 때, 부채널로 수신된 신호를 잘 예측하는 가설은 각각의 오버래핑 신호에 대해 결합하여 디코드된 심볼을 산출하기 위해 보유된다.
문제의 이동 단말기에 의도된 디코딩 프로세서(21)로부터의 출력 심볼(도 3)은, 예를 들어, 상술된 바와 같은 리드-솔로몬 디코딩을 포함할 수 있는 에러 교정 코더(22)에 의해 더욱 처리될 수 있다. 리드-솔로몬 디코딩은, 제1 스테이지 프로세서(21)에 의해 디코드된 심볼이 멀티-비트 심볼일 때 특히 적절하다. 리드-솔로몬 디코더는 디코딩 프로세서(21)가 노이즈 또는 상호-채널 간섭으로 인해 출력되기 쉬운 임의의 에러 심볼을 브릿지(bridge)할 수 있으나, 디코딩 프로세서(21)가 각각의 심볼과 함께 소거 또는 심볼 신뢰성 표시를 제공할 때 많은 "소거된" 심볼의 두배를 브릿지할 수 있다. 코더(22)로부터의 에러 교정 심볼은 스피치 코더/디코더(23)에 제공되는 경우 디지털화된 음성, 또는 제어 프로세서(25)에 제공되는 저속 관련 제어 채널(SACCH)을 통해 밝혀진 것과 같은 시그널링 메시지를 포함한다. 제어 프로세서는 또한 키보드 및 디스플레이부(30), LED(32) 및 링거(34)를 통해 사용자 입력 및 출력을 조정한다.
예시적인 실시예에서, 스피치 코더/디코더(23)는 또한 전송용 스피치를 코드화한다. 코드된 스피치는 코드된 에러 교정일 수 있고, 전송 신호 발생기 유닛(24)에서 전송 신호 포맷으로 변환될 수 있고, 그 다음에 변조되어 전송기(12)에서 전송용 최종 주파수로 변환된다. 제어 프로세서(25)는 안테나(10)를 전송기(12)에 연결시키는 T/R 스위치(11)의 스위칭하고 전송 슬롯 동안에 전송기(12)를 인에이블시키는 것을 포함해서 전송 및 수신 단계를 제어한다. 본 발명에 따른 이동 유닛에 의해 전송되는 파형은 반드시 수신된 파형과 동일한 것은 아니다. 예를 들어, 참고로 본 발명에 일체화된 1994년 1월 11일, 폴 더블유. 던트에 의해 출원된 문헌 「하이브리드 액세스 방법」"Hybrid Access Methods"인 미국 특허 출원 제08/179,954호에는 이동 통신이 업 및 다운-링크에서 비대칭적인 이유가 개시되어 있고, 다른 유형의 업링크 채널(즉, FDMA)가 다른 액세스 방법(예를 들면, CDMA 또는 TDMA)을 사용하여 다운링크 채널에 유리하게 관련될 수 있는 방법이 개시되어 있다. 본 발명에 따르면, 멀티채널 CDMA/TDMA 다운링크 방법은 동시에 전송 및 수신할 필요가 없는 이동 유닛의 특성을 보존하기 위하여 TDMA 소자를 갖는 업링크 액세스 방법과 관련될 수 있으며, T/R 스위치(11)는 안테나(10)를 공유하는데 사용될 수 있다. 전송기는, 예를 들면 멀티캐리어 추림을 사용하지 않고 8개의 타임슬롯을 갖는 800㎑ CDMA/TDMA 시스템, 8개의 다운링크 슬롯중 4개에 대해 전송이 발생하는 400㎑ 감법 CDMA 시스템, 또는 수신기가 수신하지 않는 7개의 다운링크 슬롯 모두에 대해 전송이 발생하는 200㎑ 감법 CDMA 시스템으로 구현될 수 있다. 업링크 및 다운링크 용량은 동일해야 하지만, 전력, 크기, 및 비용이 휴대용 배터리-동작 이동 전화기에서 만큼 수요가 훨씬 못 미치는 기지국에서의 처리 노력을 최소화시키는 것은 그다지 중요하지 않다.
본 발명에 따른 시스템은 주로 기지국-이동국 방향(다운링크)으로의 이동 통신에 관한 것이나, 이동국-기지국(업링크) 방향으로도 역시 사용될 수 있다. 그러나, 일체화된 특허 및 특허 출원에 언급된 인자뿐만 아니라, 전송기 효율의 상충관계(trade-off)는 이동 전송 버스트 동안에 일정한 엔벨로프 변조(envelope modulation)를 제안할 수 있다. 다운링크에 사용되는 본 발명을 일체화하는 방법은 특정 업링크 방법과의 관련성에 제한되지 않고, 업링크에서와 같이 사용될 때의 발명은 특정 다운링크 방법으로 사용하도록 제한되지 않는다.
본 발명은 예시적인 실시예를 참조하여 설명되었다. 그러나, 기술 분야의 당업자에 의해 상술된 예시적인 실시예의 것들 이외의 특정 형식의 본 발명을 예시할 수 있다는 것을 알 것이다. 따라서, 본 발명에 설명된 예시적인 실시예는 단지 설명일 뿐이고 임의의 방식으로 제한되는 것이 고려되지 않아야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명에 의해서라기 보다는 첨부된 특허 청구범위에 의해 제공되고, 특허청구범위 내에 속하는 모든 변화 및 등가물은 여기에 내포되도록 의도된다.

Claims (29)

  1. 제1 국 및 복수의 제2 국 간에 정보를 통신하는 방법에 있어서,
    제1 다수의 부채널, 반복되는 시간 분할 다중 액세스 프레임 주기에서 하나 이상의 타임슬롯, 및 액세스 코드를 포함하는 주파수 대역을 상기 복수의 제2 국 각각에 할당하는 단계,
    상기 할당된 타임슬롯, 부채널 및 액세스 코드를 사용하는 무선 신호를 통해 상기 제1 국에 의한 상기 복수의 제2 국중 하나로의 전송을 위한 정보를 변조하는 단계,
    변조된 신호를 상기 제1 국에서, 동일한 할당 타임슬롯을 사용하고 공통으로 상기 제1 다수의 부채널중 적어도 일부를 갖는 상기 제2 국으로 동시에 전송하는 단계, 및
    하나 이상의 할당된 타임슬롯으로 상기 제2 국중 하나에서의 상기 전송을 수신하고, 할당된 액세스 코드를 사용하여 상기 제2 국에 의도된 정보를 디코드하는 단계
    를 포함하는 제1 국 및 복수의 제2 국 간의 정보 통신 방법.
  2. 지정된 주파수 채널로 복수의 무선 부채널 주파수를 사용하여 지정된 타임슬롯, 및 지정된 액세스 코드로 신호를 수신하기 위한 수신 시스템에 있어서,
    무선 신호를 수신하기 위한 안테나 수단,
    상기 안테나 수단에 결합되어, 상기 지정된 주파수 채널로 상기 수신된 무선 신호를 필터링하여 증폭시키고 상기 수신된 무선 신호를 수치 샘플의 스트림으로 변환시키기 위한 수신기 수단,
    관련된 부채널내의 신호를 각각 나타내는 분리 샘플 스트림(separate sample stream)을 생성하기 위하여 상기 수치 샘플 스트림을 처리하기 위한 주파수 추림 수단(frequency decimation means), 및
    다른 액세스 코드를 갖는 원치않는 신호로부터 원하는 신호를 분리하고 상기 원하는 신호에 의해 운반되는 출력 정보 심볼을 생성하기 위해 상기 지정된 액세스 코드를 사용하여 상기 부채널 각각 내의 신호를 처리하기 위한 부채널 처리 수단
    을 포함하는 수신 시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 부채널 처리 수단은, 원하는 신호의 액세스 코드를 사용하여 상기 원하는 신호를 처리할 때 간섭의 영향을 감소시키기 위하여 그 지정된 액세스 코드를 사용함으로써 원치않는 신호를 처리하는 간섭 감소 수단(interference reduction means)을 포함하는 수신 시스템.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 간섭 감소 수단은 신호 세기가 감소하는 순서로 신호를 처리하기 위한 수단을 포함하는 수신 시스템.
  5. 제4항에 있어서,
    먼저 처리된 가장 강한 신호는 고정된 액세스 코드로 변조된 파일롯 신호인 수신 시스템.
  6. 제4항에 있어서,
    먼저 처리된 가장 강한 신호는 각각의 수신기에 어드레스된 호출 경고 메시지를 운반하는 방송 제어 채널 신호인 수신 시스템.
  7. 제5항에 있어서,
    제2의 가장 강한 신호는 각각의 수신기에 어드레스된 호출 경고 메시지를 운반하는 방송 제어 신호인 수신 시스템.
  8. 제3항에 있어서,
    상기 간섭 감소 수단은
    제1 신호의 액세스 코드를 사용하여 수신된 신호의 변환 도메인으로의 변환을 수행하는 신호 변환 수단,
    상기 제1 신호에 대응하는 상기 변환 도메인의 성분을 0으로 설정하는 널(nulling) 수단, 및
    상기 액세스 코드를 사용하여 제2 신호를 디코드하기 위해 상기 액세스 코드를 이용하여 진행시키기 위한 역 변환 수단을 포함하는 수신 시스템.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 변환 수단은 왈시-하다마드 변환(Walsh-hadamad transform)을 수행하는 수신 시스템.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 변환 도메인은 주파수 도메인인 수신 시스템.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 널 수단에 의해 상기 0으로 설정된 변환 도메인 성분은 DC 또는 제로-주파수 성분인 수신 시스템.
  12. 제3항에 있어서,
    상기 간섭 감소 수단은 그 지정된 액세스 코드들을 조합하여 동시에 사용하여 2개 이상의 신호를 디코드하는 결합 복조 수단(joint demodulation means)인 수신 시스템.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 제2 국중 하나로부터 상기 제1 국으로의 전송을 위한 것으로서, 상기 복수의 제2 국중 하나에 의한 수신을 위하여 할당된 상기 하나 이상의 타임슬롯으로부터 제시간에 오프셋되는 타임슬롯을 할당하는 단계를 포함하는 제1 국 및 복수의 제2 국 간의 정보 통신 방법.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 할당 단계는 대역폭-온-디멘드 성능(bandwidth-on-demand capability)을 제공하기 위하여 소정의 정보 전송 속도에 근거하여 상기 제2 국중 하나에 할당된 상기 다수의 부채널 및 타임슬롯을 선택하는 단계를 더 포함하는 제1 국 및 복수의 제2 국 간의 정보 통신 방법.
  15. 복수의 기지국중 적어도 하나와 복수의 이동국중 적어도 하나 간에 정보를 통신하는 방법에 있어서,
    다수의 부채널 주파수를 포함하는 주파수 대역을 상기 복수의 이동국중 적어도 하나의 각각에 할당하는 단계,
    상기 부채널 주파수를 포함하는 무선 신호를 통해 상기 하나 이상의 기지국에 의해 상기 하나 이상의 이동국으로의 전송을 위한 정보를 변조하는 단계,
    상기 정보-변조된 무선 신호를 상기 하나 이상의 이동국으로 전송하는 단계,
    상기 부채널중 일부로 적어도 부분적으로 오버랩하는 다른 이동국으로 전송된 신호와 함께 상기 하나 이상의 이동국에서 상기 전송을 수신하는 단계, 및
    각 부채널로의 간섭을 각각 감소시키는 간섭-감소 처리(interference-reduction processing)를 사용하여 상기 수신된 신호의 각 부채널을 처리하는 단계
    를 포함하는 복수의 기지국중 적어도 하나와 복수의 이동국중 적어도 하나 간의 정보 통신 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 간섭-감소 처리는 2개 이상의 오버래핑 신호를 함께 복조하는 단계를 더 포함하는 복수의 기지국중 적어도 하나와 복수의 이동국중 적어도 하나 간의 정보 통신 방법.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 간섭-감소 처리는 부채널로 간섭 신호를 복조한 다음 복조된 신호를 감산하며, 부채널로 원치않는 신호를 복조하도록 진행시키기 전에 신호를 간섭하는 단계를 더 포함하는 복수의 기지국중 적어도 하나와 복수의 이동국중 적어도 하나 간의 정보 통신 방법.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 할당 단계는
    오버래핑, 부분적인 오버래핑 및 비-오버래핑중 임의의 하나인 이동국에 주파수 대역을 할당하는 단계를 더 포함하는 복수의 기지국중 적어도 하나와 복수의 이동국중 적어도 하나 간의 정보 통신 방법.
  19. 정보가 주파수 채널 내의 다중 주파수 부채널을 통해 변조되는 무선 전송을 수신하기 위한 수신기에 있어서,
    상기 다중 주파수 부채널중 두개의 부채널과 관련된 주파수들 간에 있는 주파수를 갖는 국부 발진기 신호를 발생시키기 위한 국부 발진기 수단,
    상기 국부 발진기 신호를 사용하여 수신된 신호를 I 및 Q 직각 기저대역 신호로 변환시키기 위한 직각 하향 변환 수단(quadrature downconversion means), 및
    그로부터 원치않는 DC 오프셋을 제거하기 위하여 상기 I 및 Q 신호를 처리하기 위한 DC 오프셋 제거 수단
    을 포함하는 수신기.
  20. 제1 국 및 복수의 제2 국 간에 정보를 통신하는 방법에 있어서,
    할당된 채널 대역폭을 부채널이 복수의 타임슬롯을 각각 갖는 복수의 부채널로 분할하는 단계,
    상기 각각의 부채널로 복수의 타임슬롯을 반복되는 프레임 구조로 그룹화하는 단계,
    상기 복수의 부채널중 적어도 하나 및 액세스 코드를 통해 상기 복수의 타임슬롯중 적어도 하나를 상기 복수의 제2 국 각각에 할당하는 단계,
    상기 복수의 제2 국 각각에 대해 상기 제1 국으로부터 오버헤드 정보를 전송하기 위한 상기 각 부채널의 반복되는 프레임 구조의 프레임을 지정하는 단계, 및
    상기 오버헤드 정보를 지정된 프레임에 전송하는 단계
    를 포함하는 제1 국 및 복수의 제2 국 간의 정보 통신 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 오버헤드 정보는 SACCH 정보인 제1 국 및 복수의 제2 국 간의 정보 통신 방법.
  22. 제20항에 있어서,
    상기 복수의 제2 국중 하나에 대해 상기 지정된 프레임은 상기 복수의 제2 국중 다른 것에 대해 지정된 프레임과 다른 제1 국 및 복수의 제2 국 간의 정보 통신 방법.
  23. 제20항에 있어서,
    상기 복수의 제2 국 각각에 지정된 프레임은 상기 반복되는 프레임 구조 내에 스태거(stagger)되는 제1 국 및 복수의 제2 국 간의 정보 통신 방법.
  24. 제20항에 있어서,
    상기 복수의 제2 국중 하나에 지정된 프레임은 상기 복수의 제2 국중 하나에 할당된 각각의 부채널에 대해 다른 제1 국 및 복수의 제2 국 간의 정보 통신 방법.
  25. 제20항에 있어서,
    상기 복수의 제2 국중 하나에 지정된 프레임은 상기 복수의 제2 국중 하나에 할당된 각각의 부채널에 대해 동일한 제1 국 및 복수의 제2 국 간의 정보 통신 방법.
  26. 제1 국 및 복수의 제2 국 간에 정보를 통신하는 방법에 있어서,
    할당된 채널 대역폭을 부채널이 복수의 타임슬롯을 각각 갖는 복수의 부채널로 분할하는 단계,
    상기 각각의 부채널로 복수의 타임슬롯을 반복되는 프레임 구조로 그룹화하는 단계,
    상기 복수의 부채널중 적어도 하나 및 액세스 코드를 통해 상기 복수의 타임슬롯중 적어도 하나를 상기 복수의 제2 국 각각에 할당하는 단계,
    상기 복수의 제2 국 각각에 대해 상기 제1 국이 상기 제2 국으로 전송하지 않는 상기 각 부채널의 반복되는 프레임 구조의 프레임을 지정하는 단계, 및
    상기 지정된 프레임과 관련된 것 이외에 상기 각각 할당된 하나 이상의 타임슬롯으로 상기 신호를 상기 제2 국으로 전송하는 단계
    를 포함하는 제1 국 및 복수의 제2 국 간의 정보 통신 방법.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 지정된 프레임은 상기 복수의 제2 국 각각에 대해 상기 반복되는 프레임 구조 내에서 동일한 프레임인 제1 국 및 복수의 제2 국 간의 정보 통신 방법.
  28. 제26항에 있어서,
    상기 복수의 제2 국중 적어도 하나에 대해 지정된 프레임은 상기 복수의 제2 국의 다른 것에 대해 지정된 프레임과 다른 제1 국 및 복수의 제2 국 간의 정보 통신 방법.
  29. 제26항에 있어서,
    상기 복수의 제2 국에 지정된 프레임은 상기 반복되는 프레임 구조 내에 스태거되는 제1 국 및 복수의 제2 국 간의 정보 통신 방법.
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