KR19980048677A

KR19980048677A - 대역 확산 통신 시스템의 레이크 수신장치

Info

Publication number: KR19980048677A
Application number: KR1019960067310A
Authority: KR
Inventors: 장원석; 이재천
Original assignee: 이우복; 사단법인 고등기술연구원연구조합
Priority date: 1996-12-18
Filing date: 1996-12-18
Publication date: 1998-09-15
Also published as: KR100225495B1

Abstract

본 발명은 레이크 수신기에 관한 것으로, A/D변환기로 부터의 디지틀신호중 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)를 저장하고 시프트 시키는 제1버퍼와, 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)를 다수의 Tc/2단을 통하여 단계적으로 지연시키는 제1지연회로와, 제1버퍼에서 결정 지향 모드(decision directed mode) 신호(r_k')와 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)중 그 하나를 선택하여 출력하는 제1스위칭부와, 제1스위칭부에서 선택된 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)를 검출하고 적응 필터계수(C1,C2,···C_Nc)를 초기값부터 반복적으로 연산하는 제1,2적응신호처리부와, 제2적응신호처리부에서 다 경로 채널인자를 추정하는 적응 필터계수(C1,C2,···C_Nc)의 값과 제1지연회로로부터 지연된 신호를 연산하는 레이크 수신기 연산부와, 레이크 수신기 연산부에서 모든 신호를 합한 후 정규화시킨 신호를 검출하는 복조부와, 복조부로부터 복원된 신호를 PN코드로 확산하는 변조부와, 변조부로부터 변조 및 PN코드로 확산한 신호를 저장하고 시프트 시키는 제3버퍼와, 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)에 해당하는 훈련 코드 시퀀스(training code sequence)를 PN 확산하여 저장하고 시프트 시키는 제2버퍼와, 제3버퍼에 저장된 PN코드로 확산한 신호와 제2버퍼에 저장된 PN 확산된 훈련 코드 시퀀스(training code sequence)를 스위칭 하는 제2스위칭부로 구성됨으로서 적응신호처리 방식인 최소 평균 자승 알고리즘 LMS(least mean square)를 사용하고 채널 인자를 측정하여 레이크 수신기를 이용하는 모든 시스템에서 이동중의 통신에 의한 도플러 간섭이 있는 경우에도 계속 적응 처리를 할 수 있기 때문에 다 경로 채널에 의한 신호간 간섭과 도플러 간섭이 존재하는 환경에서도 최적의 복조와 수신기의 성능이 향상되도록 한 것이다.

Description

대역 확산 통신 시스템의 레이크 수신장치

본 발명은 대역 확산 통신 시스템(spread spectrum communication systems )의 레이크 수신기에 관한 것으로, 특히 적응신호처리방식인 최소 평균 자승 알고리즘 (Least Mean Square ; 이하, LMS라 약칭함)을 사용하여 채널 인자를 추정함으로서 다 경로 채널에서 최적의 복조가 이루어질 수 있도록 한 대역 확산 통신 시스템의 레이크 수신장치에 관한 것이다.

대역 확산 통신 시스템(spread spectrum communication systems)은 필요로 하는 대역보다 넓은 대역으로 변/복조된 신호를 송/수신하는 것으로, 대역 확산 시스템의 송신단에서는 송출하고자 하는 데이터 신호(data rate R)에다 확산코드(spreading code rate Rp) 또는 PN코드를 함께 혼합후 변조하여 안테나를 통해 대역 확산 시스템의 수신단으로 송출한다. 이때 통상 Rp는 R보다 수십배 이상 크게 설정된다.

이에 따라, 대역 확산 시스템의 수신단은 대역 확산 시스템의 송신단으로부터 송출되는 확산코드 또는 PN코드가 포함된 데이터 신호를 수신과 동시에 수신단에서 보유하고 있는 송신단에서 사용한 것과 같은 확산 코드 또는 PN코드를 근거로하여 원래의 데이터로 복원하게 된다.

한편, 무선통신 환경은 다 경로 채널에 의한 신호간 간섭이 존재하고 통신체의 이동에 의한 도플러 간섭이 존재한다. 따라서 디지틀 셀룰라(digital cellular), GPS(Global Positioning System), PCS(Personal Communication System) 등에서 직접확산 방식의 대역확산 방식을 이용하면 채널의 분리(resolvable)특성을 이용한 레이크 수신 장비를 구비하여 다이버시티 수신을 할 수 있다. 확산 신호의 대역폭이 다중 경로 채널의 지연확산(delay spread)이 갖는 상관 대역폭 보다 크게 되면 경로 다이버시티로서 다중 경로 페이딩을 극복하여 수신 신호의 신호대 잡음비율(signal to noise ratio)을 향상시킬 수 있다. 이러한 수신기를 레이크 수신기라고 한다.

그러나, 종래에는 상기 레이크 수신장치의 다 경로 채널의 채널인자(parameter)를 추정하지 않거나 채널 인자 측정을 위해 할당된 별도의 신호를 이용하여 추정함에 따라 레이크 수신시에 최적 복조를 위해 수행하는 채널인자의 켤레 복소수 (Complex Conjugate ; 이하 CC라 약칭함)를 곱하는 과정을 효과적으로 수행할 수 없었고 채널의 분리(resolvable) 특성을 이용한 레이크 수신기의 다이버시티 수신 효과를 충분히 이용할 수 없었다.

또한, 송신 심볼 신호와 수신단에서 복원된 심볼 신호의 차의 자승의 평균인 평균 자승 에러(Mean Square Error ; 이하, MSE라 약칭함)는 수신단의 비트 에러율(Bit Error Rate ; 이하, BER이라 약칭함)과 직접적인 관련이 있다. 즉, MSE가 작을수록 BER이 감소하고, MSE가 커짐에 따라 BER이 급격히 증가한다. 따라서, 종래의 레이크 수신기의 경우 채널 인자를 추정하지 않거나 정확하지 않은 채널 추정 인자를 사용함으로 MSE가 커짐에 따라 BER이 증가하는 문제점이 있었다.

따라서, 본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위하여 안출한 것으로, 특히, 레이크 수신기 시스템에서 디지틀 신호 방식을 사용하는 적응신호처리방식인 LMS를 사용하고, 채널 인자를 추정하여 다 경로 채널에서도 최적의 채널 인자 추정을 할 수 있는 레이크 시스템을 구성하여 최적의 복조가 이루어 지도록 장치를 제공하는데 그 목적이 있다.

도 1은 본 발명의 레이크 수신장치가 적용된 대역 확산 통신 시스템의 블록 구성도.

도 2는 본 발명에 따른 적응신호처리방식을 이용한 레이크 수신장치의 상세 회로도.

도 3은 종래 수신기 시스템의 성능 평가도.

도 4는 본 발명의 최적 적응 레이크 수신기 시스템의 성능 평가도.

도 5는 다 경로 채널인자의 주파수 특성도.

도 6은 본 발명의 수렴한 적응 필터 계수의 주파수 특성도.

*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명*

10 : 다운 컨버터20 : IF 필터

30 : A/D 변환기40 : 레이크 수신장치

50 : 제1버퍼60 : 제1스위칭부

61 : 제2스위칭부70 : 제1지연회로

80 : 제1적응신호처리부81 : 감산회로

82 : 제1곱셈회로83a∼83n : 제2곱셈회로

84 : 제1가산회로85 : 보정계수(μ)

90 : 레이크 수신기 연산부91a∼91n : 복합 변환기

92a∼92n : 제3곱셈회로93a∼93n : 제4곱셈회로

94 : 제2가산회로95 : 정규화기

100 : 복조부110 : 제2적응신호처리부

111a∼111n : 제5곱셈회로112a∼112n : 제3가산회로

113a∼113n : 제2지연회로120 : 제2버퍼

130 : 변조부131 : 제3버퍼

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시 예에 따르면, 입력되는 디지틀신호중 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)를 저장하고 시프트 시키는 제1버퍼와, 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)를 단계적으로 지연시키는 제1지연회로와, 제1버퍼에서 결정 지향 모드(Decision Directed Mode) 신호 (r_k')와 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)를 선택적으로 제공하는 제1스위칭부와, 제1스위칭부에서 선택된 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)를 검출하고 적응 필터계수(C1,C2,···C_Nc)를 초기값부터 반복적으로 연산하는 제1,2적응신호처리부와, 제2적응신호처리부에서 다 경로 채널인자를 추정하는 적응 필터계수(C1,C2,···C_Nc)의 값과 제1지연회로로부터 지연된 신호를 연산하는 레이크 수신기 연산부와, 레이크 수신기 연산부에서 모든 신호를 합한후 정규화된 신호를 검출하는 복조부와, 복조부로부터 복원된 신호를 PN코드로 확산하는 변조부와, 변조부로부터 변조 및 PN코드 확산 신호를 저장하고 시프트 시키는 제3버퍼와, 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)에 해당하는 PN 확산된 훈련 코드 시퀀스(training code sequence)를 저장하고 시프트 시키는 제2버퍼와, 제3버퍼에 저장된 PN 코드 확산 신호와 제2버퍼에 저장된 PN확산된 훈련 코드 시퀀스(training code sequence)를 선택적으로 제공하여 적응 필터계수를 채널 인자에 수렴시키는 제2스위칭부로 구성되는 것을 특징으로 한다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 상세히 설명하기로 한다.

도 1은 본 발명의 레이크 수신장치를 구비하는 대역 확산 통신 시스템(spread spectrum communication systems )의 블록 구성도로서, 안테나를 통해 입력된 수신 신호를 시스템이 원하는 대역으로 변환시켜주는 다운 컨버터(10)와 다운 컨버터(10)의 출력을 중간 주파수(Intermediate frequency)대역으로 만들어주는 중간주파수 필터(이하, IF Filter라 함 ; 20)와 IF Filter(20)를 통과한 아날로그신호를 디지틀신호로 변환하는 A/D 변환기(A/D converter ; 30)와 A/D변환기(30)로 부터의 디지틀신호를 처리하여 송신된 신호를 복원하는 적응 레이크 수신장치(40)로 구성된다.

도 2는 도 1의 레이크 수신장치(40)의 상세한 구성을 도시한 회로도로서, 제1지연회로(70)와, 레이크 수신기 연산부(90)와, 제1버퍼(50)와, 제1스위칭부(60)와, 제2스위칭부(61)와, 제1,2적응신호처리부(80,110)와, 복조부(100)와, 변조부(130)와, 제3버퍼(131)와, 제2버퍼(120)로 구성된다.

우선, 대역확산 수신부에서 PN동기신호를 검출하는 것은 기존의 방법을 사용한다. 즉 PN동기화가 이루어지면, 채널 추정을 위한 필터 계수(C1,C2,···C_Nc)를 초기값(0 또는 다른 고정값)으로하여 제1,2적응 신호 처리부(80,110)을 가동시킨다.

이에 따라, 각 Tc/2 주기마다 채널 추정을 위한 필터 계수가 다음과 같이 변경된다. n번째 구간을 예를 들어 설명하면, Nc개의 Tc(one chip duration)/2 단을 갖는 제1지연회로(70)는 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)를 Nc개의 Tc/2단을 통하여 단계적으로 지연시켜 지연된 신호(r_k,r_k-1,···,r_k-Nc+1)를 레이크 수신기 연산부(90)에 제공한다.

레이크 수신기 연산부(90)는 제3곱셈회로(92a∼92n)와, 제4곱셈회로(93a∼93n)와, 제2가산회로(94)와, 정규화기(95)로 구성된다.

제3곱셈회로(92a∼92n)는 각기 다 경로 채널인자(parameter)를 추정하는 제2적응신호처리부(110)로부터의 적응 필터계수(C1,C2,···C_Nc)의 켤레 복소수(complex conjugate)값 (C1^*,C2^*,···C_Nc ^*)과 제1지연회로(70)의 지연된 신호(r_k,r_k-1,···,r_k-Nc+1)를 일대일로 곱셈한 값을 제4곱셈회로(93a∼93n)에 각각 제공한다. 제4곱셈회로(93a∼93n)는 제1지연회로(70)의 수신신호(r_k,r_k-1,···,r_k-Nc+1)에서 k-N_c+1번째 입력 신호에 해당하는 PN코드인 PN_k-Nc+1를 제3곱셈회로(92a∼92n)의 출력에 곱셈 처리하여 Nc개의 값을 생성한다. 제4곱셈회로(93a∼93n)에서 생성된 Nc개의 신호는 제2가산회로(94)에서 가산되며, 제2가산회로(94)의 값은 정규화기(95)로 제공된다. 정규화기(95)는 제2가산회로(94)에서 가산된 신호를 축적하여 한 심볼 주기 (Tc * (PN코드길이)) 동안 덧셈한 다음 2*(PN코드길이)로 나누어 1/2*(PN코드길이)으로 정규화(normalizer)하여 복조부(100)에 제공한다.

복조부(100)는 송신측에서 사용한 변조방식(DPSK, BPSK, QPSK등)을 이용하여 정규화기(95)의 값을 복조하여 복조된 송신심볼을 출력한다. 무선 랜과 같이 파일롯 채널이 존재하지 않는 시스템의 경우는 수신 데이터가 프리엠블(preamble)을 포함하는 경우 이 프리엠블(preamble)을 훈련(training)코드(S_k,S_k-1,···S_k-Nc+1)로 사용하여 적응시키고 프리엠블(preamble)이 종료되면 복조부(100)부분에서 출력함에 따라 복원된 심볼을 PN 확산 변조 한 다음 제3버퍼에 저장하여 사용한다. 그와 반대로 파일롯 채널이 존재할 경우에는 파일롯 채널의 데이터를 PN 확산한 신호를 S_k,S_k-1,···S_k-Nc+1으로 사용한다. 이 경우 모든 데이터를 알 수 있기 때문에 결정 지향 모드(decision directed mode)를 위한 장치인 제1버퍼(50)와, 제1,2스위칭부와, 변조부(130)와,제3버퍼(131)는 필요 없게 된다.

변조부(130)는 복조부(100)에서 파일롯 채널이 존재하지 않을 경우에 출력되어 복조된 신호를 변조하고 이를 PN코드로 확산하여 제3버퍼(131)에 제공한다. 쉬프트 레지스터로 구성된 제3버퍼(131)는 변조부(130)에서 출력된 변조 및 PN코드로 확산한 신호(S'_k')를 수신하여 이를 순차적으로 쉬프트하여 단계적으로 지연된 신호(S'_k',S'_k'-1,···S'_k'-Nc+1)를 생성한다. 이 지연된 신호(S'_k',S'_k'-1,···S'_k'-Nc+1)는 제2스위칭부(61)의 입력단 (a)에 출력된다.

제2버퍼(120)는 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)에 해당하는 PN 확산된 훈련 코드 시퀀스(training code sequence)(송신단과 수신단 서로간의 약속에 의해 주고 받는 동일한 코드) 또는 파일롯 채널이 존재하는 경우 파일롯 채널의 데이터가 PN 확산된 신호를 저장하고 쉬프트하여 단계적으로 지연된 훈련코드(S_k,S_k-1,···S_k-Nc+1)를 제2스위칭부(61)의 입력단 (b)에 출력한다.

파일롯 채널이 존재할 경우 파일롯 채널의 모든 데이터를 알고 있기 때문에 결정 지향 모드를 위한 장치인 제2스위칭부(61)는 필요없다. 파일롯 채널이 존재하지 않는 시스템에서는 제2버퍼(120)의 PN 확산된 훈련코드가 종료되면 제2스위칭부(61)의 접점 스위치단은 (b)에서 (a)로 절환되어 제3버퍼(131)에서 복원된 대역 확산 신호(S'_k',S'_k'-1,···S'_k'-Nc+1)를 입력단 (a)로 제공한다. 이때 제1스위칭부(60)에서는 접점 스위치단을 (b)에서 (a)로 전환하여 r_k대신 r_k'를 사용하고 제3버퍼(131)의 복원된 신호를 변조하고 PN코드로 확산한 신호(S'_k',S'_k'-1,···S'_k'-Nc+1)를 사용하여 계속적으로 적응 필터 계수(C1,C2.....C_Nc)의 채널 인자에 수렴한다.

제2스위칭부(61)에서 선택된 신호를 입력받는 제1적응신호처리부(80)는 제2곱셈회로(83a∼83n)와, 제1가산회로(84)와, 감산회로(81)와, 제1곱셈회로(82)로 구성된다. 제2곱셈회로(83a∼83n)는 제2스위칭부(61)에서 선택한 제2버퍼(120)의 PN 확산된 훈련코드 S_k,S_k-1,··· S_k-Nc+1과 채널 추정을 위한 필터 계수를 일대일로 곱셈하여 제1가산회로(84)에 제공한다. 제1가산회로(84)는 제2곱셈회로(83a∼83n)로부터 각각 제공된 신호를 합산하고 합산한 값을 감산회로(81)에 제공한다. 감산회로(81)는 제1가산회로(84)에서 합산된 값을 표본 추출된 기저대 수신 신호(r_k)에서 감산함으로서 적응 필터 계수(C1,C2···C_Nc) 보정에 필요한 에러신호(ｅ_n)를 제1곱셈회로(82)에 제공한다.

이 과정을 수식으로 표현하면 ｅ_n= r_k-S _n Ｗ _n ^T (Ｗ_n= [C1,C2···C_Nc]이고, S_n=[S_k,S_k-1,···S_k-Nc+1]이다.)이 된다. 따라서, 제1곱셈회로(82)는 감산회로(81)의 에러신호(ｅ_n)와 기설정된 보정계수(μ ; 85)를 곱셈하여 보정필터계수 μｅ_n를 생성하여 제2적응신호처리부(110)에 제공한다.

제2적응신호처리부(110)는 제5곱셈회로(111a∼111n)와, 제3가산회로(112a∼112n)와, 제2지연회로(113a∼113n)로 구성된다. 제5곱셈회로(111a∼111n)는 제1곱셈회로(82)의 필터 계수 보정값과 제2스위칭부(61)에서 선택된 제2버퍼(120)의 훈련 코드 S_k,S_k-1,··· S_k-Nc+1를 일대일로 곱셈하여 제3가산회로(112a∼112n)에 각각 제공한다. 제2지연회로(113a∼113n)는 제3가산회로(112a∼112n)의 적응 필터 계수 값들을 Tc(one chip duration)/2 주기만큼 지연하여 각각 제3가산회로(112a∼112n)에 제공하게 된다.

S_n= 열벡터 [S_k, S_k-1,··· S_k-Nc+1]라 하면 필터 계수 보정값 = μ(S_nｅ_n)이 된다.

또한, 제3가산회로(112a∼112n)는 Tc/2 주기만큼 지연된 과거 필터 계수 값과 필터 계수 보정값을 더하여 제2곱셈회로(83a∼83n)와 켤레 복소수 연산기(91a∼91n)에 각각 제공한다. 켤레 복소수 연산기(91a∼91n)는 최적의 필터 계수(C1,C2···C_Nc)값들의 켤레 복소수값들을 상술한 레이크 수신기 연산부의 제3곱셈회로(92a∼92n)에 채널인자의 켤레복소수 값으로 각각 제공한다.

따라서, 적응 필터 계수(다 경로 채널 인자)의 적응 과정을 수식으로 표현한다. 즉, Wn = 열벡터 [C1,C2···C_Nc]하면,W _N ₊₁=W _N +μ(S _n ｅ_n))(굵은 글자는 벡터이고 얇은 글자는 스칼라(scalar)값을 나타냄)이 된다.(최소평균자승 알고리즘(LMS))

상기 W_N+1은 다음 주기(_N+1번째)의 최적 필터 계수로서 사용된다. LMS(least mean square)알고리즘에 따르면, r_k-S _n Ｗ _n ^T 의 제곱의 평균, 즉 E[(r_k-S _n Ｗ _n ^T )]²은 위너필터(wiener filter)의 최소 평균 자승에러(MMSE : minimum mean square error)에 수렴하게 된다.

각 필터 계수의 앙상블(ensemble) 평균 E[Wn]은 위너 필터이론에 의해 계산될 수 있는 최적 필터 계수에 수렴하게 된다.

상술한 바와 같은 시스템에서는 입력신호의 통계적 특성을 미리 알 수 없기 때문에 위너필터 이론에 의한 최적 필터 계수를 미리 계산할 수 없다.

따라서, 도 2에 도시된 바와 같이 최소 평균 자승알고리즘을 구현한 회로를 이용하여 최적 필터 계수에 수렴하는 필터 계수를 얻을 수 있고, 채널 인자를 추정하여 다경로 채널에서도 최적의 채널 인자 추정을 할 수 있는 레이크 시스템을 구성하여 최적의 복조를 할 수 있다.

도 3은 레이크 수신기를 사용하지 않는 대역확산 수신기의 성능에 대한 컴퓨터 시뮬레이션을 이용한 성능 평가도로서 다중 경로 페이딩이 심하게 일어났을 때 심볼 MSE를 나타낸 도면이다. 도 4는 본 발명의 최적 적응 레이크 수신기를 사용한 대역 확산 수신기의 성능에 대한 컴퓨터 시뮬레이션을 이용한 성능 평가도로서 심한 다중 경로 페이딩이 일어났을 때 채널 추정 MSE와 심볼 MSE를 나타낸 도면이다. 본 발명의 대역 확산 통신 시스템의 레이크 수신기를 사용할 경우 매우 향상된 심볼 MSE를 나타내는 시스템을 구성할 수 있다. 따라서, 크게 감소된 BER을 얻을 수 있다.

도 5는 상기 컴퓨터 시뮬레이션에서 사용한 다 경로 채널 인자의 주파수 응답을 표시한 도면이고, 도 6은 본 발명의 적응 신호 처리를 이용하여 다 경로 채널 추정시 채널 MSE가 수렴했을 때 얻은 채널 추정 인자의 주파수 응답을 표시한 도면이다. 도 5와 도 6을 비교하면 채널 인자 추정이 정확하게 이루어져 적응 신호 처리 과정이 잘 동작하고 있음을 알 수 있다.

이상, 상술한바와 같은 본 발명은 적응신호처리 방식인 LMS을 사용하여 적응 필터 계수를 채널 인자에 가까워 지도록 처리하여 최적의 채널 인자 추정을 행함으로 레이크 수신기를 이용하는 모든 시스템에서 이동중의 통신에 의한 도플러 간섭이 있는 경우에도 계속 적응 처리를 할 수 있기 때문에 다 경로 채널에 의한 신호간 간섭과 도플러 간섭이 존재하는 환경에서도 최적의 복조와 수신기의 성능이 향상하는 효과가 있다.

Claims

대역 확산 통신 시스템의 레이크 수신 장치에 있어서,

입력되는 디지틀신호중 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)를 저장하고 시프트 시키는 제1버퍼;

상기 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)를 단계적으로 지연시키는 제1지연회로;

상기 제1버퍼에서 결정 지향 모드(Decision Directed Mode) 신호(r_k')와 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)를 선택적으로 제공하는 제1스위칭부;

상기 제1스위칭부에서 선택된 표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)를 검출하고 적응 필터계수(C1,C2,···C_Nc)를 초기값부터 반복적으로 연산하여 보정필터계수μｅ_n를 제1곱셈회로를 통하여 출력하는 제1적응신호처리부;

상기 제1적응신호처리부에서 보정필터계수μｅ_n를 입력받고 다 경로 채널인자를 추정하는 적응 필터계수(C1,C2,···C_Nc)의 값과 반복적으로 연산하여 출력하는 제2적응신호처리부;

상기 제2적응신호처리부에서 다 경로 채널인자를 추정하는 적응 필터계수(C1,C2,···C_Nc)의 값과 상기 제1지연회로로부터 지연된 신호를 연산하는 레이크 수신기 연산부;

상기 레이크 수신기 연산부에서 모든 신호를 합한후 정규화된 신호를 검출하는 복조부;

상기 복조부로부터 복원된 신호를 PN코드로 확산하는 변조부;

상기 변조부로부터 변조 및 PN코드 확산 신호를 저장하고 시프트 시키는 제3버퍼;

표본 추출된 기저대 수신신호(r_k)에 해당하는 PN 확산된 파일롯 채널 데이터 또는 파일롯 채널이 존재하지 않는 시스템에서는 PN 확산된 훈련 코드 시퀀스(training code sequence)를 저장하고 시프트 시키는 제2버퍼;

상기 제3버퍼에 저장된 PN코드 확산 신호와 상기 제2버퍼에 저장된 PN확산된 훈련 코드 시퀀스(training code sequence)를 선택적으로 출력하여 대역 확산 시스템에서 적응 필터계수를 채널 인자에 수렴시키는 제2스위칭부를 구비하는 것을 특징으로 하는 레이크 수신 장치.
제1항에 있어서,

상기 제1적응신호처리부는:

상기 제2스위칭부에서 선택된 상기 제2버퍼의 PN 확산된 훈련코드 S_k,S_k-1,··· S_k-Nc+1과 적응 필터 계수값을 곱셈하는 제2곱셈회로와, 상기 제2곱셈회로의 출력신호를 합산하는 제1가산회로와, 상기 제1가산회로에서 제공된 값을 상기 표본 추출된 기저대 수신 신호(r_k)에서 감산한 값을 제공하는 감산회로와, 상기 감산회로에서 적응 필터 계수(C1,C2···C_Nc) 보정에 필요한 에러신호(ｅ_n= r_k-S _n Ｗ _n ^T (Ｗ_n= [C1,C2···C_Nc], S_n=[S_k,S_k-1,···S_k-Nc+1]))를 발생하여 상기 제1곱셈회로에 출력하고, 상기 제1곱셈회로에서 상기 보정필터계수μｅ_n를 출력하는 것을 특징으로 하는 레이크 수신장치.
제2항에 있어서,

상기 제2적응신호처리부는:

상기 제1곱셈회로의 보정 필터 계수와 상기 제2버퍼의 PN 확산된 훈련코드 S_k,S_k-1,··· S_k-Nc+1를 곱셈하는 제5곱셈회로와, 상기 제5곱셈회로의 적응 필터 보정값과 상기 제2지연회로에서 다음번째 주기의 보정된 필터 계수 값을 얻기 위하여 상기 제3가산회로의 적응 필터 계수를 소정시간(Tc/2) 지연시킨 적응 필터 계수들을 제3가산회로에서 가산한후 얻어지는 적응된 필터계수를 상기 제2곱셈회로에 제공하고 또한 이 필터 계수의 켤레 복소수(complex conjugate)된 값을 레이크 수신기에 다경로 채널의 채널 인자의 켤레 복소수(complex conjugate)된 값으로 제공하는 상술한 제3곱셈회로로 구성되는 것을 특징으로 하는 레이크 수신장치.