KR102628079B1 - 샘플링 레이트 미스매치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법 및 무선 통신 장치 - Google Patents

샘플링 레이트 미스매치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법 및 무선 통신 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR102628079B1
KR102628079B1 KR1020200016215A KR20200016215A KR102628079B1 KR 102628079 B1 KR102628079 B1 KR 102628079B1 KR 1020200016215 A KR1020200016215 A KR 1020200016215A KR 20200016215 A KR20200016215 A KR 20200016215A KR 102628079 B1 KR102628079 B1 KR 102628079B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
interference
sampling rate
nonlinear self
nonlinear
Prior art date
Application number
KR1020200016215A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20200109243A (ko
Inventor
엘리나 나예비
하메드 말레키
송기봉
프라나브 다얄
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Publication of KR20200109243A publication Critical patent/KR20200109243A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102628079B1 publication Critical patent/KR102628079B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/08—Modifications for reducing interference; Modifications for reducing effects due to line faults ; Receiver end arrangements for detecting or overcoming line faults
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H04B1/525—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa with means for reducing leakage of transmitter signal into the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
    • H04B1/56—Circuits using the same frequency for two directions of communication with provision for simultaneous communication in two directions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/345—Interference values
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
    • H04L25/0328—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus with interference cancellation circuitry
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/05—Electric or magnetic storage of signals before transmitting or retransmitting for changing the transmission rate
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/14—Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex
    • H04L5/1461—Suppression of signals in the return path, i.e. bidirectional control circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

샘플링 레이트 미스매치에 대한 비선형 자기-간섭 제거를 제공하는 시스템 및 방법이 제공된다. 몇몇 실시예에 따르면, 무선 통신 장치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법은 간섭 신호 및 손상된 대상 신호의 디지털 샘플을 수신하고, 간섭 신호의 제1 샘플링 레이트가 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트보다 낮은지 결정하고, 간섭 신호의 제1 샘플링 레이트와 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트를 매칭시키기 위해, 간섭 신호를 보간(interpolating)하여 보간된 간섭 신호를 생성하고, 보간된 간섭 신호에 기초하여, 비선형 자기-간섭의 항(terms)을 갖는 커널 벡터를 생성하고, 비선형 자기-간섭의 항을 이용하여 손상된 대상 신호의 비선형 자기-간섭을 측정하고, 손상된 대상 신호로부터 비선형 자기-간섭을 제거함으로써 원하는 신호를 측정하는 것을 포함한다.

Description

샘플링 레이트 미스매치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법 및 무선 통신 장치{A METHOD AND AN WIRELESS COMMUNICATION DEVICE FOR NONLINEAR SELF-INTERFERENCE CANCELLATION WITH SAMPLING RATE MISMATCH}
본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 샘플링 레이트 미스매치(sampling rate mismatch)에 대한 비선형 자기-간섭 제거 (NSIC)(nonlinear self-interference cancellation)를 제공하는 방법에 관한 것이다.
모바일 장치와 같은 무선 통신 장치는 다중 무선 액세스 기술(RATs)(radio access technologies)을 포함할 수 있다. 이러한 RATs의 예는 LTE (Long Term Evolution), 5G NR (5 generation new radio), Wi-Fi, Bluetooth (BT) 및 GNSS (Global Navigation Satellite System)가 포함되나, 이에 제한되지 않는다.
전력 증폭기를 포함하는 아날로그 회로는 간섭 신호의 고차 성분을 생성할 수 있고, 원하는 신호의 동작 주파수 대역에 도달하여 원하는 신호에 대한 비선형 왜곡(nonlinear distortion)을 생성할 수 있다. 비선형 자기-간섭(Nonlinear self-interference)은 주어진 반송파(carrier)에 대한 신호를 수신하는 동일한 무선 통신 장치에서, 동일한 반송파, 다른 반송파 또는 다른 RATs를 동시에 전송하여 발생할 수 있다. 단일 반송파 또는 특정 RAT로부터의 고조파 간섭(harmonic interference), 다중 반송파 간의 상호-변조 왜곡(IMD)(inter-modulation distortion), 및 하나 이상의 반송파의 상호 믹싱(reciprocal mixing)의 간섭을 포함하는, 서로 다른 비선형 자기-간섭 소스가 있을 수 있다. 일반적으로 비선형 자기-간섭 제거(NSIC)(Nonlinear Self-Interference Cancellation)는 간섭 신호와 간섭되는 대상 신호의 샘플링 레이트가 동일한 경우에 적용된다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 간섭 신호와 원하는 신호의 샘플링 레이트가 서로 다른 경우 이들을 동기화하는 방법 및 무선 통신 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 기술적 사상의 몇몇 실시예에 따른 무선 통신 장치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법은 간섭 신호 및 손상된 대상 신호의 디지털 샘플을 수신하고, 간섭 신호의 제1 샘플링 레이트가 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트보다 낮은지 결정하고, 간섭 신호의 제1 샘플링 레이트와 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트를 매칭시키기 위해, 간섭 신호를 보간(interpolating)하여 보간된 간섭 신호를 생성하고, 보간된 간섭 신호에 기초하여, 비선형 자기-간섭의 항(terms)을 갖는 커널 벡터를 생성하고, 비선형 자기-간섭의 항을 이용하여 손상된 대상 신호의 비선형 자기-간섭을 측정하고, 손상된 대상 신호로부터 비선형 자기-간섭을 제거함으로써 원하는 신호를 측정하는 것을 포함한다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 기술적 사상의 몇몇 실시예에 따른 무선 통신 장치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법은 간섭 신호 및 손상된 대상 신호의 디지털 샘플을 수신하고, 간섭 신호의 제1 샘플링 레이트가 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트보다 큰지 결정하고, 간섭 신호에 기초하여, 비선형 자기-간섭의 항(terms)을 갖는 커널 벡터를 생성하고, 비선형 자기-간섭의 항을 이용하여 손상된 대상 신호의 비선형 자기-간섭을 측정하고, 손상된 대상 신호로부터 비선형 자기-간섭을 제거함으로써 원하는 신호를 측정하는 것을 포함한다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 기술적 사상의 몇몇 실시예에 따른 무선 통신 장치는 비선형 자기-간섭 제거 (NSIC) 로직을 포함하고, NSIC 로직은 제1 샘플링 레이트에서 샘플링된 간섭 신호 및 제2 샘플링 레이트에서 샘플링된 손상된 대상 신호를 수신하고, 비선형 자기-간섭의 항을 갖는 커널 벡터를 생성하고, 손상된 대상 신호의 비선형 자기-간섭을 측정하고, 손상된 대상 신호로부터 비선형 자기-간섭을 제거함으로써 원하는 신호의 측정을 생성한다.
기타 실시예들의 구체적인 사항들은 상세한 설명 및 도면들에 포함되어 있다.
본 발명의 일부 실시예의 상기 및 다른 특징들 및 장점들은 하기 도면과 함께 고려될 때 다음의 상세한 설명을 참조하여 보다 명백해질 것이다. 도면에서, 해당 특징 및 구성을 참조하여, 도면 전체에 걸쳐 해당하는 참조 번호가 사용된다. 도면이 반드시 축척대로 그려진 것은 아니다.
도 1은 몇몇 실시예에 따른 시스템의 단순화된 블록도이다.
도 2는 몇몇 실시예에 따른 비선형 자기-간섭 제거 (NSIC) 시스템의 블록도이다.
도 3은 몇몇 실시예에 따른 비선형 자기-간섭 제거 (NSIC) 프로세스의 순서도이다.
도면은 반드시 축척대로 도시된 것은 아니며, 유사한 구조 또는 기능의 요소는 일반적으로 도면 전체에 걸쳐 예시적인 목적으로 동일한 도면 부호로 표시된다. 도면은 본 명세서에 기술된 다양한 실시예의 설명을 용이하게 한다. 도면은 본 발명의 모든 것을 설명하지 않으며 청구항의 권리범위를 제한하지 않는다.
본 명세서에 나타난 각각의 특징 및 교시는 개별적으로 또는 다른 특징 및 교시와 함께 이용되어, 샘플링 레이트 미스매치(sampling rate mismatch)에 대한 비선형 자기-간섭 제거 (NSIC)를 제공할 수 있다. 이러한 부가적인 특징들 및 교시들을 개별적으로 그리고 조합하여 이용하는 대표적 실시예들은 첨부된 도면들을 참조하여 더 상세히 설명된다. 상세한 설명은 본 기술 분야의 기술자가 본 발명을 실시하기위한 추가적인 세부 사항을 설명하기 위한 것일 뿐, 청구항의 권리범위를 제한하는 것이 아니다. 그러므로, 발명의 상세한 설명에서 개시된 특징들의 조합은 가장 넓은 의미로 발명을 실시하는데 필요하지 않을 수 있고, 대신에 본 발명의 대표적 실시예를 설명하기 위해 교시될 수 있다.
이하의 설명에서, 설명의 목적으로 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 명명법이 제시된다. 그러나, 이러한 특정 세부 사항들이 본 발명을 실시하기 위해 요구되는 것이 아님은 해당 기술 분야의 기술자에게 명백 할 것이다.
본 명세서의 발명의 상세한 설명의 일부분은 컴퓨터 메모리 내의 데이터 비트에 대한 연산의 알고리즘 및 심볼릭 표현(symbolic representation)의 관점에서 제시된다. 이들의 알고리즘적인 설명 및 표현은, 데이터 처리 기술의 당업자에 의해 발명의 내용을 다른 당업자에게 효과적으로 설명하기 위해 사용된다. 여기서 알고리즘은 일반적으로 원하는 결과를 도출하는 단계의 일관성 있는 시퀀스인 것으로 판단된다. 이 단계는 물리량을 물리적으로 조작하는 단계에 해당된다. 일반적으로, 반드시 그런 것은 아니지만, 이러한 물리량은 저장될 수 있고, 전송될 수 있고, 결합될 수 있고, 비교될 수 있고, 조작될 수 있는, 전기적 신호 또는 자기적 신호의 형태를 취한다. 이들 신호를 비트, 값, 요소, 심볼, 문자, 용어, 숫자 등으로 지칭하는 것이 주로 일반적인 사용의 이유로 편리함이 입증되었다.
그러나, 이들 및 유사한 용어들은 적절한 물리량과 관련되고, 이들 물리량에 적용되는 편리한 라벨(labels)이라는 것을 명심해야 한다. 이하에서 명백하게 달리 명시되지 않는 한, 발명의 상세한 설명 전반에 걸쳐, "프로세싱", "컴퓨팅", "계산", "결정", "표시" 등과 같은 용어를 이용하는 논의는, 컴퓨터 시스템 또는 전자 컴퓨팅 장치의 동작과 프로세스를 나타낸다. 이는 컴퓨터 시스템의 레지스터 및 메모리 내의 물리(전자)량으로 표현된 데이터를 컴퓨터 시스템 메모리 또는 레지스터, 또는 다른 정보 저장, 전송, 디스플레이 장치 내의 물리량으로 유사하게 표현된 다른 데이터로 조작 및 변환한다.
더욱이, 대표적 실시예 및 종속항의 다양한 특징은 본 발명의 추가적인 실시예를 제공하기 위하여, 구체적이고 명시적으로 열거되지 않은 방식으로 결합될 수 있다. 또한, 엔티티 그룹(groups of entities)의 모든 값 범위 또는 표시는 청구된 범위를 제한할 목적뿐만 아니라 원래의 개시의 발명을 위해 가능한 모든 중간 값 또는 중간 엔티티를 개시한다는 것이 명백하다. 또한, 도면에 도시된 구성 요소의 차원 및 형상은 본 발명의 실시 방법을 이해하는 것을 돕기 위해 설계되었지만, 실시예에 도시된 차원 및 형상을 제한하려는 것이 아님에 유의해야 한다.
본 발명은 간섭 신호와 원하는 신호의 샘플링 레이트가 서로 다른 경우 이들을 동기화(equalization)하는 기술에 대한 것이다. 여기서, 대상(victim) 신호는 간섭 신호에 의해 손상되거나 간섭되는 신호이며, 비선형 자기-간섭은 본 발명의 동기화 기술에 의해 동기화되거나 상쇄된다. 특히, 본 발명은 원하는 신호의 샘플링 레이트가 간섭 신호의 샘플링 레이트보다 높고, 원하는 신호의 샘플링 레이트가 간섭 신호의 샘플링 레이트보다 낮은 각각의 경우에 명백한 동기화 기술에 대한 것이다.
도 1은 몇몇 실시예에 따른 시스템의 단순화된 블록도이다. 시스템 (100)은 송신기 디지털 프로세서 (151), 수신기 디지털 프로세서 (152) 및 비선형 자기-간섭 제거 (NSIC) 회로 (155)를 포함한다.
시스템 (100)은 다음의 신호 전송 경로에서 디지털 신호를 전송한다. 송신기 디지털 프로세서 (151)는 디지털 신호 (161)를 디지털-아날로그 변환기 (digital-to-analog converter)(DAC) (115)로 전송한다. DAC (115)는 디지털 신호 (161)를 기저 대역 신호 (162)로 변환하고, 아날로그 기저 대역 (ABB) 필터 (114)는 기저 대역 신호 (162)를 필터링하여 필터링된 기저 대역 신호 (163)를 출력한다. 예를 들어, ABB 필터 (114)는 기저 대역 신호 (162)의 고주파 성분을 제거하는 저역 통과 필터이다. 상향-변환 믹서(up-conversion mixer)(113)는 필터링된 기저 대역 신호 (163)를 로컬 오실레이터(local oscillator)(LO) 신호와 믹싱하여 무선 주파수 (RF) 신호 (164)를 생성한다. 전력 증폭기 (PA) (112)는 RF 신호 (164)를 증폭시키고, 대역 통과 필터 (BPF) (111)는 증폭된 RF 신호 (165)를 필터링하고, 증폭/필터링된 RF 신호 (166)는 안테나를 통해 전송된다.
시스템 (100)은 다음의 신호 수신 경로에서 RF 신호를 수신한다. RF 신호 (171)는 안테나에 의해 수신되고, 대역 통과 필터 (BPF) (121)는 대역 통과 필터링 된 신호 (172)를 생성하기 위해 RF 신호 (171)를 필터링한다. 저잡음 증폭기 (LNA) (122)는 대역 통과 필터링 된 신호 (172)를 증폭시키고, 하향 변환 믹서 (123)는, 증폭된 저잡음 신호 (173)를 로컬 오실레이터 (LO) 신호와 믹싱하여 기저 대역 신호 (174)로 변환한다. 아날로그 기저 대역 (ABB) 필터 (124)는 기저 대역 신호 (174)를 필터링하여 필터링된 기저 대역 신호 (175)를 출력한다. 아날로그-디지털 변환기 (ADC) (125)는 필터링된 기저 대역 신호 (175)를 디지털 신호 (176)로 변환한다. NSIC 회로 (155)는 디지털 신호 (176)의 비선형 자기-간섭 성분을 제거하고, 수신기 디지털 프로세서 (152)는 간섭-제거된 디지털 신호 (177)를 수신한다.
시스템 (100)의 몇몇 실시예는 모바일 장치와 같은 무선 통신 장치이다. 시스템 (100)은 LTE (long term evolution), 5G NR (5th generation new radio), Wi-Fi, Bluetooth (BT) 및 GNSS (global navigation satellite system)와 같은 장치의 다중 RATs (Radio Access Technologies)를 포함할 수 있다.
몇몇 실시예에 따르면, NSIC 회로 (155)는 간섭 신호 (예를 들어, DAC (115)에 입력된 디지털 신호 (161))의 디지털 샘플 및 간섭 신호 (예를 들어, ADC (125)로부터 출력된 디지털 신호(176))의 디지털 샘플을 이용하여, 비선형 자기-간섭을 제거한다. 그러나, NSIC 회로 (155)에 대한 입력 신호들의 샘플링 레이트들 (예를 들어, 디지털 신호 (161 및 176))는 서로 다를 수 있다. 시스템 (100)은 간섭 신호에 의해 손상된 간섭 신호 및 간섭된 신호 (손상된 대상 신호라고도 할 수 있음)의 샘플링 레이트에 기초하여 비선형 자기-간섭 제거를 수행할 수 있다.
몇몇 실시예에 따르면, 간섭 신호(예를 들어 디지털 신호 (161))의 디지털 샘플의 샘플링 레이트가, 손상된 대상 신호(예를 들어 디지털 신호 (176))의 디지털 샘플의 샘플링 레이트보다 낮은 경우, NSIC 회로 (155)는 비선형 자기-간섭 제거를 수행할 수 있다. 이 경우, 시스템 (100)은 간섭 신호에 대한 보간(interpolation)을 수행하여, 간섭 신호 및 손상된 대상 신호의 샘플링 레이트를 동일하게 하고 비선형 자기-간섭 신호를 측정(estimate)할 수 있다.
다른 실시예에 따르면, 간섭 신호의 디지털 샘플의 샘플링 레이트가 손상된 대상 신호의 디지털 샘플의 샘플링 레이트보다 큰 경우, NSIC 회로 (155)는 비선형 자기-간섭 제거를 수행할 수 있다. 아날로그-디지털 변환으로 인한 앨리어싱(aliasing)이 무시될 수 있도록 비선형 자기-간섭 신호의 대역폭이 원하는 신호의 대역폭과 비교 가능한 경우, NSIC 회로 (155)는 간섭 신호의 디지털 샘플을 데시메이션(decimation)하여 간섭 신호의 샘플링 레이트와 손상된 대상 신호의 샘플링 레이트를 동일하게 만들 수 있고, 비선형 자기-간섭 신호를 측정할 수 있다. 아날로그-디지털 변환으로 인한 간섭 신호의 앨리어싱이 무시될 수 있도록 비선형 자기-간섭 신호의 대역폭이 원하는 신호의 대역폭보다 큰 경우, NSIC 회로 (155)는 주파수의 범위를 차지하는 간섭 신호를 주파수 시프트하고, 각각의 앨리어싱 부분을 분리적으로 데시메이션하여, 간섭 신호와 손상된 대상 신호의 샘플링 레이트를 동일하게 만들 수 있다. 그리고, NSIC 회로 (155)는 원하는 대역(즉, 원하는 신호의 주파수 대역)으로 폴드백(fold back)되는 간섭 신호의 대역 내 및 모든 대역 외 부분을 사용하여 비선형 자기-간섭 신호의 측정을 수행할 수 있다.
몇몇 실시예에 따르면, 본 발명의 시스템은 비선형 자기-간섭 제거를 실시간으로 처리할 수 있다. 이 경우, 간섭 신호의 디지털 샘플 및 손상된 대상 신호의 디지털 샘플은 실시간 처리를 위한 본 시스템에 이용 가능해야 한다. 일반적으로, 간섭 신호 및 원하는 신호의 디지털 샘플은 상관되지 않은(uncorrelated) 것으로 가정된다.
손상된 대상 신호 은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
여기서 은 원하는 신호를 나타내고, 은 가산 노이즈를 나타내고, 은 도 1의 NSIC 회로 (155)에 의해 측정 및 제거될 비선형 자기-간섭 신호를 나타낸다. 비선형 자기-간섭 신호 은 동일한 장치(예를 들어, 시스템 (100))에서 동일한 반송파, 다른 반송파 또는 다른 RAT의 전송으로 인해 생성될 수 있다.
예를 들어, 비선형 자기-간섭 신호 은 비선형성(nonlinearity)을 통해 간섭 신호 을 통과한 후에 생성되며, 원하는 신호 을 간섭한다. 수학식 1에서 비선형성의 출력은 간섭 신호 의 비선형 자기-간섭 신호인 으로 지칭된다. 비선형성을 통과하기 전의 간섭 신호 의 디지털 샘플들 및 디지털 샘플 이 실시간 프로세싱을 위해 이용 가능하다고 가정한다. 그러나, 손상된 대상 신호 의 디지털 샘플의 샘플링 레이트 와 간섭 신호 의 디지털 샘플의 샘플링 레이트 는 서로 다를 수 있다. 다시 말해서, 손상된 대상 신호 의 디지털 샘플과 간섭 신호 의 디지털 샘플은 각각 및 의 샘플링 주파수를 갖는다.
몇몇 실시예에 따르면, NSIC (155)는 2 개 이상의 간섭 신호로부터 공동으로 비선형 자기-간섭을 측정할 수 있다. NSIC (155)는 간섭 신호들에 대해 비선형 자기-간섭 제거를 공통 방식 또는 직렬 방식으로 적용할 수 있다.
비선형 자기-간섭 신호 은 비선형 자기-간섭 계수 측정 및 생성시 다음과 같이 표현(측정)될 수 있다고 가정한다.
여기서 은 비선형 계수의 열 벡터이고, 은 비선형성의 서로 다른 구성 요소의 행 벡터이며, 이는 커널 벡터라고 하고, M은 비선형 구성 요소의 개수이다. 행 벡터 은 비선형성의 유형에 기초하여 생성된다.
도 2는 몇몇 실시예에 따른 비선형 자기-간섭 제거 (NSIC) 시스템의 블록도이다. NSIC 시스템 (200)은 보간기(interpolator) (201), 커널 생성기 (202), 주파수 시프터 (203), 저역 통과 필터 및 데시메이터 (204), 멀티플렉서 (211), 비선형 자기-간섭 생성기 (205) 및 비선형 자기-간섭 계수 측정기 (206)를 포함한다. NSIC 시스템 (200)은 2 개의 상이한 디지털 샘플링된 신호 (예를 들어 간섭 신호 의 디지털 샘플 (251) 및 손상된 대상 신호 의 디지털 샘플 (252))를 수신하고, 출력 신호 (255)를 복조기 (미도시)(예를 들어, 도 1의 수신기 디지털 프로세서 (152))에 제공한다. 수학식 1을 참조하면, 가산 신호 을 무시할 수 있을 경우, 출력 신호 (255)는 원하는 신호 의 측정치로 취급될 수 있다.
NSIC 시스템 (200)은 도 1의 NSIC 회로 (155) 또는 그 적어도 일부에 대응할 수 있다. NSIC 시스템 (200)은 논리 컴포넌트 및/또는 장치, 프로세서/제어기상에서 실행되는 소프트웨어, 펌웨어 또는 이들의 임의의 조합을 포함하는 하드웨어 회로로 구현될 수 있다. NSIC 회로 (155)는 도 1의 회로로 설명되지만, NSIC 회로 (155)는 NSIC 시스템 (200)과 유사하게 논리 컴포넌트 및/또는 장치, 프로세서/제어기상에서 실행되는 소프트웨어, 펌웨어, 또는 이들의 임의의 조합을 포함하는 하드웨어 회로로 구현될 수 있다. NSIC 회로 (155) 및 NSIC 시스템 (200)의 실제 구현은 본 발명의 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있다.
몇몇 실시예에 따르면, NSIC 시스템 (200)은 간섭 신호 ()의 디지털 샘플 (251)의 샘플링 레이트 ()가 손상된 대상 신호 ()의 디지털 샘플 (252)의 샘플링 레이트 보다 낮은 경우, 비선형 자기-간섭 제거를 수행할 수 있다 (> 인 경우).
보간기 (201)는 간섭 신호 ()의 디지털 샘플 (251)을 수신하고 간섭 신호 ()의 보간된 버전을 생성할 수 있다. 간섭 신호 ()의 보간된 버전은 본 명세서에서 보간 간섭 신호 ()으로 지칭된다. 커널 생성기 (202)는 보간 간섭 신호 ()을 수신하여 커널 벡터 ()을 생성할 수 있다. NSIC 시스템 (200)은 이후 보간 간섭 신호 ()의 함수로서 수학식 1의 비선형 자기-간섭 신호 ()을 결정한다. 예를 들어, 측정된 비선형 자기-간섭 신호 ()는 주요 주파수에서 손상된 대상 신호 ()과 자기-간섭하는 신호의 다른 고조파가 있을 때, 비선형 모델에서 다음과 같이 표현될 수 있다.
그리고, 몇몇 실시예에서, 비선형 성분 , 커널 벡터 및 열 벡터 의 수는 다음과 같이 표현될 수 있으며, 여기서 2L + 1은 메모리 길이이고, K는 비선형성의 차수이다.
몇몇 실시예에 따르면, NSIC 시스템 (200)은 비선형 자기-간섭 제거를 수행하기 위해 커널 벡터 ()뿐만 아니라 손상된 대상 신호 ()의 디지털 샘플 (252)을 사용한다. NSIC 시스템 (200)은 비선형 자기-간섭 신호 ()을 측정함으로써, 손상된 신호 ()로부터 비선형 자기-간섭 ()을 제거하여 원하는 신호의 측정 (예를 들어, 출력 신호(255))을 얻을 수 있다.
몇몇 실시예에 따르면, 보간기 (201)는 간섭 신호 ()의 샘플링 레이트가 손상된 대상 신호 ()의 샘플링 레이트와 동일하도록, 간섭 신호 ()을 보간할 수 있다. 보간 방식의 예로서, 보간기 (201)는 그 차수가 오버 샘플링의 사이즈에 의존하는 라그랑주 보간(Lagrange interpolation)을 이용할 수 있다. 그러나, 보간기 (201)는 본 발명의 범위를 벗어나지 않으면서 상이한 보간 방식을 이용할 수 있다.
간섭 신호 ()의 디지털 샘플들 (251)을 보간한 후에, 커널 생성기 (202)는 비선형 자기-간섭 신호 ()를 측정하기 위해 보간기 (201)로부터 출력된 보간 간섭 신호 ()을 이용하여 커널 벡터 ()을 생성할 수 있다. 본 실시예 (일 경우)에서, 커널 생성기 (202)로부터 출력된 커널 벡터 ()는 멀티플렉서 (211)를 통해 비선형 자기-간섭 생성기 (205) 및 비선형 자기-간섭 계수 측정기 (206)에 공급된다. 몇몇 실시예에서, 주파수 시프터 (203) 및 저역 통과 필터 및 데시메이터 (204)는 커널 벡터 ()를 비선형 자기-간섭 생성기 (205) 및 비선형 자기-간섭 계수 측정기 (206)로 바이패스(bypass)할 수 있다. 설명의 편의를 위해, 주파수 시프터 (203) 및 저역 통과 필터 및 데시메이터 (204)를 통해 비선형 자기-간섭 생성기 (205) 및 비선형 자기-간섭 계수 측정기 (206)에 공급되는 커널 벡터는 으로 표시된다.
비선형 자기-간섭 계수 측정기 (206)는 손상된 대상 신호 () 및 커널 벡터 ()의 디지털 샘플을 이용하여 측정된 비선형 계수 열 벡터 를 생성할 수 있다. 비선형 계수 열 벡터 의 측정은 다양한 측정 방식, 예를 들어 최소 제곱 (LS)(least square) 방식 (즉 ) 또는 재귀 최소 제곱 방식(RLS)(recursive least square)을 사용하여 얻을 수 있다. 측정 방식에 관계없이, 비선형성 출력의 측정 오차를 최소화하는 것이 바람직하다. 간섭 발생기 (205)는 측정된 비선형 계수 열 벡터 및 커널 벡터 을 이용하여 측정된 비선형 자기-간섭 신호 을 생성할 수 있다.
다른 몇몇 실시예에 따르면, NSIC 시스템 (200)은 간섭 신호 의 디지털 샘플 (251)의 샘플링 레이트가 손상된 대상 신호 의 디지털 샘플 (252)의 샘플링 레이트보다 큰 경우 비선형 자기-간섭 제거를 수행할 수 있다. (인 경우). 이 경우, 간섭 신호 은 보간기 (201)를 바이패스하여 커널 생성기 (202)에 공급되고, 커널 생성기 (202)는 간섭 신호 에 기초하여 커널 벡터 을 생성할 수 있다.
몇몇 실시예에서, 앨리어싱 효과를 무시할 수 있는 경우, 예를 들어, 간섭 신호 의 대역폭이 원하는 신호 의 대역폭보다 작거나 같은 경우, NSIC 시스템 (200)은 간섭 신호 및 손상된 대상 신호 의 샘플링 레이트를 동일하게 하기 위해 간섭 신호 을 데시메이션한다. 그 후, NSIC 시스템 (200)은 비선형 자기-간섭 신호 을 측정할 수 있다. 구체적으로, 저역-통과 필터 및 데시메이터 (204)는 커널 벡터 을 데시메이션하여 커널 벡터 을 획득하고, 이를 상술한 비선형 자기-간섭 생성기 (205) 및 비선형 자기-간섭 계수 측정기 (206)를 이용한 측정에 사용할 수 있다. 이 경우, 주파수 시프터 (203)는 바이패스 되고, 커널 벡터 은 저역-통과 필터 및 데시메이터 (204)에 제공된다. 즉, 커널 벡터 는 커널 벡터 의 데시메이션된 버전이다.
다른 몇몇 실시예에서, 앨리어싱 효과를 무시할 수 있는 경우, NSIC 시스템 (200)은 손상된 대상 신호 의 디지털 샘플 (252)을 보간하고 으로 표시되는 보간된 손상된 대상 신호를 생성할 수 있다. NSIC 시스템 (200)은 측정된 비선형 자기-간섭 신호 을 얻기 위해 커널 벡터 및 보간된 손상된 대상 신호 을 사용한다. 주요 주파수에서 손상된 대상 신호 과 다른 신호 자기-간섭의 고조파가 존재하는 특정 실시예에 대해, 커널 벡터 은 이하 수학식 4를 사용하여 얻어진다. NSIC 시스템 (200)은 을 추가로 필터링 및 데시메이션하고, 와 동일한 샘플링 레이트를 갖는 으로 표시된 필터링된, 데시메이션된 신호를 획득할 수 있다. 그리고, NSIC 시스템 (200)은 에서 을 뺀다.
비선형 자기-간섭 신호 의 대역폭이 원하는 신호 의 대역폭보다 큰 경우, 따라서 간섭 신호의 앨리어싱이 상당한 양으로 발생하거나, 다시 말해 ADC (125)에서의 다운 컨버전은 간섭 신호의 대역 외 부분을 원하는 신호 의 대역으로 폴드 백(fold back)하면, NSIC 시스템 (200)은 간섭 신호 에 기초하여 커널 벡터 을 생성할 수 있다. 주요 주파수에서 손상된 대상 신호 과 다른 신호 자기-간섭의 고조파가 존재하는 특정 실시예에서, 커널 벡터 은 다음과 같이 구성된다.
앨리어싱 효과가 큰 경우, 주파수 시프터 (203)는 커널 벡터 z을 만큼 주파수 시프트하고, 으로 표시된 주파수 시프트 커널을 생성할 수 있다. 여기서 는 원하는 신호 의 샘플링 주파수이며 는 다음과 같이 정의된다.
의 값은 각각의 시나리오에 대한 비선형 자기-간섭 신호 의 대역폭, 샘플링 주파수 및/또는 비선형성 모델에 기초하여 결정된다. 수학식 5에서 은 커널 벡터 z의 대역 내 부분(in-band portion)에 대응하고, 각각은 간섭 신호 의 다운 샘플링이 도 1의 ADC (125)에서 발생할 때 원하는 대역으로 폴드 백되는 커널 벡터 z의 상이한 대역 외 부분(out-of-band portion)에 대응한다는 점에 유의한다. 또한, 에 의한 커널 벡터 의 주파수 시프트는 커널 벡터 의 번째 앨리어싱 부분을 원하는 대역으로 가져온다.
저역 통과 필터 및 데시메이터 (204)는 주파수-시프트된 커널 벡터 를 더 데시메이션하여 이들의 샘플링 레이트를 또는 과 동일하게 하고, 필터링되고 데시메이션된 커널 벡터 를 얻는다. 모든 데시메이션 단계에서, NSIC 시스템 (200)은 다운 샘플링 전에 안티-앨리어싱 필터를 사용할 수 있다. 데시메이션 커널 벡터의 스택 버전(stacked version)은 으로 표시될 수 있다. 그리고, 비선형성 측정 시, 모델 피팅에 사용되는 측정된 비선형 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.
여기서 은 비선형 자기-간섭 신호 의 측정 버전이고, 은 측정 시 각 커널 벡터 에 대해 가정된 비선형 성분의 수이다. 와 신호 은 LS 또는 RLS와 같은 임의의 측정 방법을 통해 측정될 수 있다. 몇몇 실시예에 따르면, NSIC 시스템 (200)은 원하는 신호 에 대한 간섭 전력 및 원하는 신호 의 샘플링 레이트와 비교되는 비선형 자기-간섭 신호 의 대역폭과 같은 다양한 요인들에 기초하여 비선형 자기-간섭 측정에 앨리어싱을 포함할지 여부를 결정할 수 있다.
도 3은 몇몇 실시예에 따른 비선형 자기-간섭 제거 (NSIC) 프로세스의 순서도이다. 먼저, 손상된 대상 신호 의 디지털 샘플 및 간섭 신호 의 디지털 샘플이 획득된다 (301). 그 다음, 손상된 대상 신호 의 디지털 샘플의 샘플링 레이트 가 간섭 신호 의 디지털 샘플의 샘플링 레이트 보다 크거나 낮은지가 결정된다 (302). 이면, 간섭 신호 의 디지털 샘플이 보간되고, 보간 간섭 신호 이 획득되고 (303), 커널 벡터 z이 생성된다 (304). 이면, 커널 벡터 z은 간섭 신호 을 사용하여 생성되고 (305), 앨리어싱이 중요한지 여부를 판단한다 (306). 앨리어싱이 중요한 경우, 커널 벡터 z의 주파수 시프트로 주파수 시프트 커널 벡터 이 생성된다 (308). 데시메이션된 커널 벡터 은 를 데시메이션하여 얻어진다 (309). 그렇지 않으면, 즉, 앨리어싱이 중요하지 않은 경우, 주파수 시프터 (203)의 출력 및 입력이 동일하거나, 주파수 시프터 (203)가 바이패스될 수 있고, 커널 벡터 z을 데시메이션함으로써 데시메이션된 커널 벡터 가 얻어질 수 있다. (307).
인 경우의 커널 벡터 또는 인 경우의 데시메이션된 커널 벡터 및 손상된 대상 신호 의 디지털 샘플은 비선형 계수를 측정하는 데 사용되고, 측정된 비선형 자기-간섭 신호 이 획득된다 (310). 원하는 신호 의 측정은 손상된 대상 신호 의 디지털 샘플로부터 측정된 비선형 자기-간섭 신호 을 제거함으로써 얻어진다 (311).
몇몇 실시예에 따르면, 무선 통신 장치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법은 간섭 신호 및 손상된 대상 신호의 디지털 샘플을 수신하고, 간섭 신호의 제1 샘플링 레이트가 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트보다 낮은지 결정하고, 간섭 신호의 제1 샘플링 레이트와 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트를 매칭시키기 위해, 간섭 신호를 보간(interpolating)하여 보간된 간섭 신호를 생성하고, 보간된 간섭 신호에 기초하여, 비선형 자기-간섭의 항(terms)을 갖는 커널 벡터를 생성하고, 비선형 자기-간섭의 항을 이용하여 손상된 대상 신호의 비선형 자기-간섭을 측정하고, 손상된 대상 신호로부터 비선형 자기-간섭을 제거함으로써 원하는 신호를 측정하는 것을 포함한다.
무선 통신 장치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법은 비선형 자기-간섭의 비선형 계수를 측정하고, 커널 벡터 및 비선형 계수에 기초하여 측정된 비선형 자기-간섭 신호를 생성하는 것을 더 포함할 수 있다. 손상된 대상 신호로부터 측정된 비선형 자기-간섭 신호를 제거함으로써 원하는 신호가 측정될 수 있다.
비선형 계수는 최소 제곱(least square)(LS) 방식 또는 재귀(recursive) LS (RLS) 방식을 사용하여 생성될 수 있다.
보간된 간섭 신호는 라그랑주 보간에 의해 생성될 수 있다.
간섭 신호는 무선 통신 장치의 송신기로부터 수신되고, 원하는 신호의 측정은 무선 통신 장치의 수신기로 제공될 수 있다.
손상된 대상 신호는 수신기에 연결된 아날로그-디지털 변환기 (ADC)에 의해 제공될 수 있다.
몇몇 실시예에 따르면, 무선 통신 장치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법은 간섭 신호 및 손상된 대상 신호의 디지털 샘플을 수신하고, 간섭 신호의 제1 샘플링 레이트가 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트보다 큰지 결정하고, 간섭 신호에 기초하여, 비선형 자기-간섭의 항(terms)을 갖는 커널 벡터를 생성하고, 비선형 자기-간섭의 항을 이용하여 손상된 대상 신호의 비선형 자기-간섭을 측정하고, 손상된 대상 신호로부터 비선형 자기-간섭을 제거함으로써 원하는 신호를 측정하는 것을 포함할 수 있다.
무선 통신 장치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법은 간섭 신호의 앨리어싱 부분의 전력이 임계값보다 큰 것인지 결정하고, 커널 벡터를 주파수-시프트하고, 각각의 앨리어싱 부분을 원하는 신호와 관련된 원하는 대역으로 가져옴으로써 주파수-시프트 커널을 생성하고, 주파수 시프트 커널의 제3 샘플링 레이트를 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트와 일치시키기 위해, 주파수 시프트 커널을 필터링 및 데시메이션(desimating)함으로써 데시메이션된 커널 벡터를 생성하고, 데시메이션된 커널 벡터에 기초하여 비선형 자기-간섭을 생성하는 것을 더 포함할 수 있다.
무선 통신 장치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법은 간섭 신호의 앨리어싱 부분의 전력이 임계값보다 작은 것인지 결정하고, 커널 벡터를 필터링 및 데시메이션하여 데시메이션된 커널 벡터를 생성하고, 데시메이션된 커널 벡터에 기초하여 비선형 자기-간섭을 생성하는 것을 더 포함할 수 있다.
간섭 신호는 무선 통신 장치의 송신기로부터 수신되고, 원하는 신호의 측정은 무선 통신 장치의 수신기로 제공될 수 있다.
손상된 대상 신호는 수신기에 연결된 아날로그-디지털 변환기 (ADC)에 의해 제공될 수 있다.
몇몇 실시예에 따르면, 무선 통신 장치는 비선형 자기-간섭 제거 (NSIC) 로직을 포함하고, NSIC 로직은 제1 샘플링 레이트에서 샘플링된 간섭 신호 및 제2 샘플링 레이트에서 샘플링된 손상된 대상 신호를 수신하고, 비선형 자기-간섭의 항을 갖는 커널 벡터를 생성하고, 손상된 대상 신호의 비선형 자기-간섭을 측정하고, 손상된 대상 신호로부터 비선형 자기-간섭을 제거함으로써 원하는 신호의 측정을 생성할 수 있다.
무선 통신 장치는 송신기 및 수신기를 더 포함하고, 간섭 신호는 송신기로부터 수신되고, 원하는 신호의 측정은 수신기로 제공될 수 있다.
무선 통신 장치는 수신기에 연결된 아날로그-디지털 변환기 (ADC)를 더 포함하고, ADC는 손상된 대상 신호를 제공할 수 있다.
NSIC 로직은 간섭 신호의 제1 샘플링 레이트와 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트를 매칭시키기 위해 간섭 신호를 보간하여 보간된 간섭 신호를 생성하는 보간기(interpolator)를 포함할 수 있다.
NSIC 로직은 비선형 자기-간섭의 항을 갖는 커널 벡터를 생성하는 커널 생성기를 포함할 수 있다.
NSIC 로직은 비선형 자기-간섭 생성기 및 비선형 자기-간섭 계수 측정기를 더 포함하고, 비선형 자기-간섭 계수 측정기는 비선형 자기-간섭의 비선형 계수를 측정하고, 비선형 자기-간섭 생성기는 커널 벡터 및 비선형 계수에 기초하여 측정된 비선형 자기-간섭 신호를 생성할 수 있다.
NSIC 로직은 손상된 대상 신호로부터 측정된 비선형 자기-간섭 신호를 제거함으로써 원하는 신호를 측정할 수 있다.
NSIC 로직은 주파수 시프터와 저역-통과 필터 및 데시메이터(decimator)를 더 포함할 수 있다.
NSIC 로직이 간섭 신호의 앨리어싱 부분의 전력이 임계값보다 큰 것으로 결정하면, 주파수 시프터는, 커널 벡터를 주파수 시프트하고 각각의 앨리어싱 부분을 원하는 신호와 관련된 원하는 대역으로 가져옴으로써 주파수 시프트 커널을 생성하고, 저역-통과 필터 및 데시메이터는, 주파수 시프트 커널의 제3 샘플링 레이트를 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트와 일치시키기 위해, 주파수 시프트 커널을 필터링 및 데시메이션함으로써 데시메이션된 커널 벡터를 생성하고, NSIC 로직은 데시메이션된 커널 벡터에 기초하여 비선형 자기-간섭을 생성할 수 있다.
NSIC 로직이 간섭 신호의 앨리어싱 부분의 전력이 임계값보다 작은 것으로 결정하면, 저역-통과 필터 및 데시메이터는 커널 벡터를 필터링 및 데시메이션하여 데시메이션된 커널 벡터를 생성하고, NSIC 로직은 데시메이션된 커널 벡터에 기초하여 비선형 자기-간섭을 생성할 수 있다.
본 명세서는 샘플링 레이트 미스매치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 (NSIC)를 제공하는 시스템 및 방법에 대한 다양한 실시예를 설명한다. 당업자에 의하여 몇몇 실시예의 다양한 변형이 이루어질 수 있다.
100 : 시스템 155 : 비선형 자기-간섭 제거 회로
200 : NSIC 시스템 201 : 보간기
202 : 커널 생성기 203 : 주파수 시프터
204 : 저역 통과 필터 및 데시메이터
205 : 비선형 자기-간섭 생성기
206 : 비선형 자기-간섭 계수 측정기

Claims (20)

  1. 간섭 신호 및 손상된 대상 신호의 디지털 샘플을 수신하고,
    상기 간섭 신호의 제1 샘플링 레이트가 상기 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트보다 낮은지 결정하고,
    상기 간섭 신호의 제1 샘플링 레이트와 상기 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트를 매칭시키기 위해, 상기 간섭 신호를 보간(interpolating)하여 보간된 간섭 신호를 생성하고,
    상기 보간된 간섭 신호에 기초하여, 비선형 자기-간섭의 항(terms)을 갖는 커널 벡터를 생성하고,
    상기 비선형 자기-간섭의 비선형 계수를 측정하고,
    상기 커널 벡터 및 상기 비선형 계수에 기초하여 측정된 비선형 자기-간섭 신호를 생성하고,
    상기 손상된 대상 신호로부터 상기 측정된 비선형 자기-간섭 신호를 제거함으로써 원하는 신호를 측정하는 것을 포함하는, 무선 통신 장치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법.
  2. 삭제
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 비선형 계수는 최소 제곱(least square)(LS) 방식 또는 재귀(recursive) LS (RLS) 방식을 사용하여 생성되는 비선형 자기-간섭 제거 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 보간된 간섭 신호는 라그랑주 보간에 의해 생성되는 비선형 자기-간섭 제거 방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 간섭 신호는 상기 무선 통신 장치의 송신기로부터 수신되고, 상기 원하는 신호의 측정은 상기 무선 통신 장치의 수신기로 제공되는 비선형 자기-간섭 제거 방법.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 손상된 대상 신호는 상기 수신기에 연결된 아날로그-디지털 변환기 (ADC)에 의해 제공되는 비선형 자기-간섭 제거 방법.
  7. 간섭 신호 및 손상된 대상 신호의 디지털 샘플을 수신하고,
    상기 간섭 신호의 제1 샘플링 레이트가 상기 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트보다 큰지 결정하고,
    상기 간섭 신호의 제1 샘플링 레이트와 상기 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트를 매칭시킨 간섭 신호의 디지털 샘플에 기초하여, 커널 벡터를 생성하고,
    비선형 자기-간섭의 비선형 계수를 측정하고,
    상기 커널 벡터 및 상기 비선형 계수에 기초하여 측정된 비선형 자기-간섭 신호를 생성하고,
    상기 손상된 대상 신호로부터 상기 측정된 비선형 자기-간섭 신호를 제거함으로써 원하는 신호를 측정하는 것을 포함하는 무선 통신 장치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 간섭 신호의 앨리어싱 부분의 전력이 임계값보다 큰 것인지 결정하고,
    상기 커널 벡터를 주파수-시프트하고, 각각의 앨리어싱 부분을 상기 원하는 신호와 관련된 원하는 대역으로 가져옴으로써 주파수-시프트 커널을 생성하고,
    상기 주파수 시프트 커널의 제3 샘플링 레이트를 상기 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트와 일치시키기 위해, 상기 주파수 시프트 커널을 필터링 및 데시메이션(desimating)함으로써 데시메이션된 커널 벡터를 생성하고,
    상기 데시메이션된 커널 벡터에 기초하여 상기 비선형 자기-간섭을 생성하는 것을 더 포함하는 비선형 자기-간섭 제거 방법.
  9. 제 7항에 있어서,
    상기 간섭 신호의 앨리어싱 부분의 전력이 임계값보다 작은 것인지 결정하고,
    상기 커널 벡터를 필터링 및 데시메이션하여 데시메이션된 커널 벡터를 생성하고,
    상기 데시메이션된 커널 벡터에 기초하여 상기 비선형 자기-간섭을 생성하는 것을 더 포함하는 비선형 자기-간섭 제거 방법.
  10. 제 7항에 있어서,
    상기 간섭 신호는 상기 무선 통신 장치의 송신기로부터 수신되고, 상기 원하는 신호의 측정은 상기 무선 통신 장치의 수신기로 제공되는 비선형 자기-간섭 제거 방법.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 손상된 대상 신호는 상기 수신기에 연결된 아날로그-디지털 변환기 (ADC)에 의해 제공되는 비선형 자기-간섭 제거 방법.
  12. 비선형 자기-간섭 제거 (NSIC) 로직과 비선형 자기-간섭 계수 측정기를 포함하는 무선 통신 장치로서,
    상기 NSIC 로직은,
    제1 샘플링 레이트에서 샘플링된 간섭 신호 및 제2 샘플링 레이트에서 샘플링된 손상된 대상 신호의 디지털 샘플을 수신하고,
    상기 간섭 신호의 제1 샘플링 레이트와 상기 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트를 매칭시킨 간섭 신호의 디지털 샘플에 기초하여, 커널 벡터를 생성하고,
    상기 비선형 자기-간섭 계수 측정기는 상기 손상된 대상 신호의 디지털 샘플을 이용하여 상기 비선형 자기-간섭의 비선형 계수를 측정하고,
    상기 NSIC 로직은,
    상기 커널 벡터 및 상기 비선형 계수에 기초하여 측정된 비선형 자기-간섭 신호를 생성하고,
    상기 손상된 대상 신호로부터 상기 측정된 비선형 자기-간섭 신호를 제거함으로써 원하는 신호를 측정하는 무선 통신 장치.
  13. 제 12항에 있어서,
    송신기 및 수신기를 더 포함하고,
    상기 간섭 신호는 상기 송신기로부터 수신되고, 상기 원하는 신호의 측정은 상기 수신기로 제공되는 무선 통신 장치.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 수신기에 연결된 아날로그-디지털 변환기 (ADC)를 더 포함하고, 상기 ADC는 상기 손상된 대상 신호를 제공하는 무선 통신 장치.
  15. 제 12항에 있어서,
    상기 NSIC 로직은 상기 간섭 신호의 제1 샘플링 레이트와 상기 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트를 매칭시키기 위해 상기 간섭 신호를 보간하여 보간된 간섭 신호를 생성하는 보간기(interpolator)를 포함하는 무선 통신 장치.
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 삭제
  19. 제 12항에 있어서,
    상기 NSIC 로직은 주파수 시프터와 저역-통과 필터 및 데시메이터(decimator)를 더 포함하는 무선 통신 장치.
  20. 제 19항에 있어서,
    상기 NSIC 로직이 상기 간섭 신호의 앨리어싱 부분의 전력이 임계값보다 큰 것으로 결정하면,
    상기 주파수 시프터는, 상기 커널 벡터를 주파수 시프트하고 각각의 앨리어싱 부분을 상기 원하는 신호와 관련된 원하는 대역으로 가져옴으로써 주파수 시프트 커널을 생성하고,
    상기 저역-통과 필터 및 데시메이터는, 상기 주파수 시프트 커널의 제3 샘플링 레이트를 상기 손상된 대상 신호의 제2 샘플링 레이트와 일치시키기 위해, 상기 주파수 시프트 커널을 필터링 및 데시메이션함으로써 데시메이션된 커널 벡터를 생성하고,
    상기 NSIC 로직은 상기 데시메이션된 커널 벡터에 기초하여 상기 비선형 자기-간섭을 생성하는 무선 통신 장치.
KR1020200016215A 2019-03-11 2020-02-11 샘플링 레이트 미스매치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법 및 무선 통신 장치 KR102628079B1 (ko)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201962816422P 2019-03-11 2019-03-11
US62/816,422 2019-03-11
US16/440,626 2019-06-13
US16/440,626 US10797739B1 (en) 2019-03-11 2019-06-13 Nonlinear self-interference cancellation with sampling rate mismatch

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20200109243A KR20200109243A (ko) 2020-09-22
KR102628079B1 true KR102628079B1 (ko) 2024-01-22

Family

ID=72423776

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020200016215A KR102628079B1 (ko) 2019-03-11 2020-02-11 샘플링 레이트 미스매치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법 및 무선 통신 장치

Country Status (3)

Country Link
US (2) US10797739B1 (ko)
KR (1) KR102628079B1 (ko)
CN (1) CN111697991B (ko)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019190497A1 (en) * 2018-03-28 2019-10-03 Intel IP Corporation Range extension for interference cancellation analog to digital converter
CN114391223B (zh) * 2019-07-12 2024-02-02 迈凌有限公司 收发器装置中的干扰消除的概念
KR20220103322A (ko) * 2021-01-15 2022-07-22 삼성전자주식회사 전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법 및 장치
CN112583518A (zh) * 2021-02-25 2021-03-30 成都市四度空间科技有限公司 一种干扰信号生成装置及方法
US11824692B2 (en) 2021-04-07 2023-11-21 Samsung Electronics Co., Ltd. Equalizer digital self-interference cancelation for MIMO transmitters
CN114640796B (zh) * 2022-03-24 2024-02-09 北京字跳网络技术有限公司 视频处理方法、装置、电子设备及存储介质

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090325509A1 (en) * 2008-06-27 2009-12-31 Sven Mattisson Methods and Apparatus for Reducing Own-Transmitter Interference in Low-IF and Zero-IF Receivers
US20160380653A1 (en) * 2015-06-25 2016-12-29 Intel Corporation Energy efficient polynomial kernel generation in full-duplex radio communication
US20170279480A1 (en) * 2013-08-09 2017-09-28 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for non-linear digital self-interference cancellation

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7346134B2 (en) 2001-05-15 2008-03-18 Finesse Wireless, Inc. Radio receiver
GB0402407D0 (en) 2004-02-04 2004-03-10 Koninkl Philips Electronics Nv A method of, and receiver for, cancelling interfering signals
US8249540B1 (en) 2008-08-07 2012-08-21 Hypres, Inc. Two stage radio frequency interference cancellation system and method
US8306096B2 (en) 2009-06-26 2012-11-06 Qualcomm Incorporated Interference reduction using variable digital-to-analog converter (DAC) sampling rates
US9344125B2 (en) * 2012-05-21 2016-05-17 L-3 Communications Corporation Remote interference cancellation for communications systems
US9014651B2 (en) 2012-09-10 2015-04-21 Broadcom Corporation Interference cancellation in multi-mode radio access technology devices
US9071313B2 (en) * 2012-11-07 2015-06-30 Datum Systems, Inc. Method and apparatus for demodulation of a desired signal in the presence of nonlinear-distorted interference
US9100110B2 (en) * 2013-08-29 2015-08-04 Qualcomm Incorporated Non-linear interference cancellation with multiple aggressors
US9197264B1 (en) 2014-07-14 2015-11-24 Qualcomm, Incorporated Reducing interference for multiple receive antennas
US10367629B2 (en) * 2015-01-23 2019-07-30 Lg Electronics Inc. Method for estimating, by device using FDR scheme, non-linear self-interference signal channel
CN108028673B (zh) * 2015-07-15 2020-03-10 弗劳恩霍夫应用研究促进协会 收发机和用于减少收发机的自干扰的方法
US20170019136A1 (en) * 2015-07-16 2017-01-19 LGS Innovations LLC Feed-forward self-interference cancellation

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090325509A1 (en) * 2008-06-27 2009-12-31 Sven Mattisson Methods and Apparatus for Reducing Own-Transmitter Interference in Low-IF and Zero-IF Receivers
US20170279480A1 (en) * 2013-08-09 2017-09-28 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for non-linear digital self-interference cancellation
US20160380653A1 (en) * 2015-06-25 2016-12-29 Intel Corporation Energy efficient polynomial kernel generation in full-duplex radio communication

Also Published As

Publication number Publication date
KR20200109243A (ko) 2020-09-22
US20200382148A1 (en) 2020-12-03
CN111697991B (zh) 2023-06-27
TW202040954A (zh) 2020-11-01
US10797739B1 (en) 2020-10-06
US11128330B2 (en) 2021-09-21
CN111697991A (zh) 2020-09-22
US20200295793A1 (en) 2020-09-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102628079B1 (ko) 샘플링 레이트 미스매치에 대한 비선형 자기-간섭 제거 방법 및 무선 통신 장치
JP5777759B2 (ja) 全デジタル送信器ノイズ補正
EP2896147B1 (en) Method and apparatus for providing an enhanced zero-if receiver architecture for a wireless communications system
US9496899B2 (en) Bandpass sampling receiver, and method for designing and reconstructing a filter thereof
US9088329B2 (en) Canceling narrowband interfering signals in a distributed antenna system
JP4836041B2 (ja) Ｒｆ信号をサンプリングするための方法及び装置
JP3967226B2 (ja) 無線機
US8948325B1 (en) Method and apparatus for digital post-distortion compensation of signal non-linearities
US7653362B2 (en) Method and apparatus for on-chip measurement of power amplifier AM/AM and AM/PM non-linearity
EP3151500B1 (en) Frequency-selective quadrature baseband coupling cancellation
EP2903156A1 (en) Distortion compensation device, and wireless communication device
US8693581B2 (en) Signal receiver with digital front end supporting multiple band and signal receiving method using the same
US9065538B2 (en) Transmission-reception device
Singh et al. Digitally enhanced wideband I/Q downconversion receiver with 2-channel time-interleaved ADCs
CN106908809B (zh) 卫星系统的抗干扰天线
TWI842849B (zh) 提供非線性自干擾消除的方法及無線通訊裝置
JP6029065B2 (ja) 受信装置
US10348345B2 (en) Equalization of receiver
Daponte et al. Characterization of the A/D conversion section in software defined radios
KR20130033126A (ko) 대역 통과 샘플링 신호 수신 장치
JP5861781B2 (ja) スペクトラム劣化補償装置及び方法
Sionek et al. Double quadrature bandpass sampling for a PLL and mixer-less low-IF multistandard receiver
Yamada Identification of Interfering Signals in Software Defined Radio Applications Using Sparse Signal Reconstruction Techniques

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant