KR102511130B1

KR102511130B1 - 압전-트랜스듀서의 고해상도 센싱

Info

Publication number: KR102511130B1
Application number: KR1020210067963A
Authority: KR
Inventors: 사이몬 채풋
Original assignee: 보레어스 테크놀로지스 인크.
Priority date: 2020-05-28
Filing date: 2021-05-26
Publication date: 2023-03-15
Anticipated expiration: 2041-05-26
Also published as: JP2021189167A; US20210376219A1; US11563164B2; EP3917010A1; CN113745398A; EP3917010B1; US11024793B1; CN113745398B; JP7038874B2; KR20210148915A

Abstract

압전 트랜스듀서 용 드라이버에서 컨버터 회로와 감지 회로가 동일한 회로인 경우 전력 장치의 상호 연결로 인해 발생하는 여러 기생 효과로 인해 감지 정확도에 많은 제한이 있다. 이러한 제한은 특히 압전 트랜스듀서의 힘이 완전히 제거된 시기에 대한 정확한 결정과 같은 많은 응용 분야에서 감지의 실행 가능성을 제한할 수 있다. 감지된 전압이 임계 전압에 도달할 때마다 압전 트랜스듀서에 걸쳐 감지된 전압을 반복적으로 0으로 설정하도록 구성된 감지 회로에 추가 스위치를 제공하면 0과 임계 전압 사이의 복수의 전압 세그먼트가 생성된다. 따라서, 상기 제어기는 복수의 전압 세그먼트를 추가함으로써 압전 트랜스듀서에 걸쳐 감지된 전압의 디지털 재구성을 생성하도록 구성될 수 있다.

Description

압전-트랜스듀서의 고해상도 센싱{HIGH-RESOLUTION SENSING OF PIEZO-ELECTRIC TRANSDUCERS}

본 발명은 압전(piezo-electric) 또는 전기-활성(electro-active transducers) 트랜스듀서 용 드라이버 회로에 관한 것으로, 특히 압전 트랜스듀서 용 고해상도(higher-resolution) 감지 기능을 갖는 드라이버 회로에 관한 것이다.

압전 효과(piezo-electric effect)를 사용하는 기존의 햅틱 피드백(haptic feedback) 시스템에서 드라이버 회로(driver circuit)는 압전 트랜스듀서(piezo-electric transducer)에 고전압 신호를 적용하고, 상기 적용된 고전압 신호에 응답하여, 상기 압전 트랜스듀서는 사용자에게 햅틱 감각을 주기에 충분한 기계적 움직임을 생성한다. 또한, 사용자가 압전 트랜스듀서에 힘을 가하면 감지 회로는 감지된 전압 신호를 생성하여 압전 트랜스듀서가 스위치 역할을 할 수 있도록 한다.

드라이버 회로와 감지 회로가 동일한 회로인 경우 전력 장치(power device)의 상호 연결로 인해 발생하는 여러 기생 효과로 인해 감지 정확도에 많은 제한이 있다. 이러한 제한은 많은 응용 분야에서 감지의 실행 가능성을 제한할 수 있다.

본 발명의 목적은 압전 트랜스듀서와 같은 임의의 전기 활성 변환기에 대해 더 높은 해상도의 감지 드라이버 회로를 제공함으로써 종래 기술의 단점을 극복하는 것이다.

따라서, 본 발명은 제1기생 전도 경로를 갖는 제1스위치를 포함하는 압전 드라이버 회로(piezo-electric driver circuit)로 압전 트랜스듀서(piezo-electric transducer)를 작동시키는 방법에 관한 것으로, 상기 방법은 다음을 포함한다:

제1압전 트랜스듀서에 인가된 제1힘(force)에 의해 생성된 제1감지 전압(sensed voltage)을 반복적으로 감지하는 단계;

제1감지 전압(sensed voltage)이 제1기생 전도 경로의 제1트리거 레벨(trigger level)에 접근할 때마다 제1감지 전압을 방전하여, 이에 의해 복수의 제1전압 세그먼트(voltage segment)를 생성하는 단계; 및

상기 복수의 제1세그먼트 전압으로부터 제1압전 트랜스듀서 양단의(across) 제1총 감지 전압을 결정하는 단계.

본 발명의 또 다른 측면은 입력 전압을 제공하는 전압 소스에 결합하도록 구성되고 제1압전 트랜스듀서를 통해 구동 전압을 전송하도록 구성된 제1압전 트랜스듀서를 작동하기 위한 장치에 관한 것으로, 상기 장치는 다음을 포함한다:

상기 제1압전 트랜스듀서에 연결되도록 구성되고, 제1기생 전도 경로를 포함하는 제1드라이버 회로 스위치를 포함하는 드라이버 회로(driver circuit), 상기 드라이버 회로는 상기 입력 전압을 수신하고 제1압전 트랜스듀서에 힘 또는 변위 응답을 생성하기 위해 구동 전압을 전송하도록 구성됨;

상기 제1압전 트랜스듀서에 가해진 제1힘에 의해 생성된 제1감지 전압을 감지하도록 구성된 감지 회로(sensing circuit), 상기 감지 회로는 제1감지 스위치를 포함함;

상기 제1드라이버 스위치 및 상기 제1감지 스위치를 제어하도록 구성되고, 제1감지 전압이 복수의 제1세그먼트 전압을 생성하는 제1기생 전도 경로의 제1트리거 레벨에 접근할 때마다 제1감지 전압을 방전하도록 구성되고, 상기 복수의 제1세그먼트 전압들로부터 제1압전 트랜스듀서 양단의 제1총 감지 전압을 결정하도록 구성되는 제어기(controller).

본 발명은 바람직한 실시 예를 나타내는 첨부 도면을 참조하여보다 상세하게 설명될 것이다.
도 1은 본 개시 내용의 실시 예에 따른 압전 트랜스듀서 시스템의 개략도이다;
도 2A 및 2B는 본 개시 내용의 실시 예에 따른 압전 트랜스듀서 드라이버 회로의 개략도이다;
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 압전 트랜스듀서 시스템의 개략도이다;
도 4는 감지/구동 알고리즘을 실행하지 않고 도 3의 압전 트랜스듀서 시스템에 대한 출력 전압 대 시간의 플롯이다;
도 5는 감지/구동 알고리즘을 작동하는 동안 도1 또는 3의 압전 트랜스듀서 시스템에 대한 출력 전압 대 시간의 플롯이다;
도 6은 압전 트랜스듀서를 제어하기 위한 알고리즘의 흐름도이다;
도 7은 본 개시의 다른 실시 예에 따른 다중 채널 압전 트랜스듀서 시스템의 개략도이다;
도 8은 종래의 다중 채널(멀티 채널) 압전 트랜스듀서 시스템에 대한 압전 감지 전압에 대한 전압 대 시간의 플롯이다; 및
도 9는 도 7의 다중 채널 압전 트랜스듀서 시스템에 대한 압전 감지 전압에 대한 전압 대 시간의 플롯이다.

본 교시는 다양한 실시 예 및 예와 함께 설명되지만, 본 교시는 그러한 실시 예로 제한되는 것으로 의도되지 않는다. 반대로, 본 교시는 당업자가 이해할 수 있는 다양한 대안 및 등가물을 포함한다.

도 1은 구동 용 액추에이터(예를 들어, 햅틱 피드백) 및 힘 감지 용(예를 들어, 스위치 또는 레벨 제어)인, 압전 트랜스듀서 P₁ 또는 전기 활성 폴리머 변환기와 같은 다른 형태의 변환기를 사용할 수 있는 압전 트랜스듀서 시스템(1)을 도시한다. 일반적으로 회로는 압전 트랜스듀서(P₁)를 구동하거나 압전 트랜스듀서(P₁)에 가해지는 힘을 감지하도록 설계된다. 동일한 시스템에서 두 기능을 결합하거나 복수의 압전 트랜스듀서를 동시에 작동할 때 상기 시스템 드라이버 섹션의 출력 장치(트랜지스터)에 의해 생성된 기생 경로(parasitic path)로 인해 복잡성이 발생한다. EP 3065029(Kyocera)에 공개된 것과 같은 기존 시스템은 드라이브 및 감지 장치 외에 4개 또는 5개의 스위치가 필요하여 서로 다른 모드간에 변경하고 기생 경로를 격리해야 한다.

압전 트랜스듀서 시스템(1)은 입력 스테이지(3), 드라이버 스테이지(4), 증폭기 바이어스/스위치 제어부(5), 및 압전 트랜스듀서 P₁ 또는 기타 전기 활성 변환기를 포함하는 출력 스테이지(6)를 포함하는 압전 트랜스듀서 회로(2)를 포함한다. 압전 트랜스듀서 회로(2)는 처리할 전력이 높기 때문에 단일 칩으로 구현되거나 개별 부품을 사용하여 구현될 수 있다. 상기 입력 스테이지(3)는 일반적으로 20V와 200V 사이의 고전압 전압 소스 V_HV를 포함하거나 이에 연결될 수 있으며, 따라서 상기 드라이버 스테이지(4)는 단순히 원하는 드라이버 전압 V_DR을 V_HV와 V_ref 사이의 값으로 구동하고, 이는 출력 노드(13)에서 그리고 출력 스테이지(6)로의, 예를 들어 압전 트랜스듀서(P₁)를 가로 질러 출력 전압(V_out)으로서 고전압 소스 V_HV와 동일한 크기 또는 감소된 크기(stepped down magnitude), 예를 들어 일반적으로 20V에서 80V 사이를 갖는다.

대안적으로 상기 입력 스테이지(3)는 일반적으로 2V와 10V 사이, 바람직하게는 3.6V에서 5V 사이의 배터리와 같은 저전압 소스 V_IN을 포함하거나 이에 연결될 수 있으며, 이에 따라 드라이버 스테이지(4)는 또한 입력 전압(V_in)을 더 높은 피크, 예를 들어 30V-60V, AC 드라이버 전압(V_DR)으로 변환하기 위한 전력 변환기 회로(18)를 포함한다. 상기 전력 변환기 회로(power converter circuit)(18)는 복수의 스위치, 예를 들어 전력 변환 트랜지스터, 및 입력 전압(V_in)을 원하는 드라이버 전압(V_DR)으로 증폭하기 위한 인덕터 및 커패시터와 같은 다른 전기 부품을 포함할 수 있다.

상기 드라이버 스테이지(4)는 구동 전압(V_DR)을 출력 스테이지(6)로 선택적으로 전송하기 위한 출력 전압(V_out)으로서 필요한 구동 전압(V_DR)으로 출력 노드(13)를 바이어스하도록 구성된 하나 이상의 드라이버 스테이지 스위치, 예를 들어 제1 및 제2드라이버 트랜지스터(Q_DR1 및 Q_DR2)를 포함할 수 있다. 압전 트랜스듀서(P₁)를 가로 질러 출력 노드(13)와 기준 노드(20) 사이에서 연장되는 제2드라이브 트랜지스터(Q_DR2)는 또한 드라이버 스테이지(4)가 압전 트랜스듀서(P₁)를 작동시켜 정상 감지가 진행될 수 있도록 한 후에 출력 노드(13)를 예를 들어 0V로 다시 방전하도록 구성될 수 있다.

상기 증폭기 바이어스/스위치 제어기(amplifier bias/switch control)(5)는 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR), 예를 들어 제1 및 제2스위치(Q_DR1 및 Q_DR2)의 바이어스를 제어하고 필요한 경우 상기 전력 변환기 스위치(power converter switches)를 제어하는 제어기(50)를 포함할 수 있다. 원하는 시스템 사양을 달성하기 위해 상기 증폭기 바이어스/스위치 제어기(5)를 설계하는 방법에는 여러 가지가 있다. 상기 제어기(50)는 또한 예를 들어 사용자에 의해 압전 트랜스듀서(P₁)에 외부 힘이 가해 졌는지 여부를 결정하기 위해, 예를 들어 출력 노드(13)로부터 출력 전압(V_out)을 연속적으로 감지할 수 있다 특히, 제어기(50)는 외부 힘(external force), 및 출력 전압(V_out)으로 측정된 압전 트랜스듀서(P₁)로부터의 결과적인 감지 전압(V_Sens) 이 활성화 레벨을 초과하는지 여부를 결정하고, 이는 제어기(50)가 드라이버 전압(V_DR)을 압전 트랜스듀서(P₁)에 전송하도록 드라이버 스테이지(4)를 활성화하여 햅틱 응답, 예를 들어 진동, 병진 및/또는 노이즈를 생성하게 한다. 출력 전압(V_out)은 출력 노드(13)와 기준 전압(V_ref) 사이에서 측정된 전압으로, 이는 압전 트랜스듀서 시스템(1)의 현재 활동에 따라 감지된 전압(V_Sens) 및/또는 드라이버 전압(V_DR)을 포함할 수 있다 예를 들어, 스마트 워치, 스마트폰 또는 태블릿과 같은 압전 트랜스듀서 시스템(1)을 통합하는 호스트 전자 장치와 같은 외부 세계로부터의 외부 지시 신호에 응답하여, 상기 제어기(50)는 또한 드라이버 스테이지(4)를 활성화하여 드라이버 전압(V_DR)을 압전 트랜스듀서(P1)로 전송하여 햅틱 응답을 생성할 수 있다

수동 필터(passive filter)(8)가 압전 트랜스듀서 회로(2)의 출력, 예를 들어 상기 드라이버 전압 신호(V_DR)을 필터링하도록 구성된 하나 이상의 압전 트랜스듀서(P₁)와 같은 부하(load)(15)에 병렬로 출력 스테이지(6)에 제공될 수 있다 상기 수동 필터(8)는 선택 사항이지만 시스템(1)의 고수준 거동(high-level behavior)을 변경하지 않고 사용할 수 있다. 상기 수동 필터(8)는 부하(15)에 도달하기 전에 드라이버 전압 신호(V_DR)의 고주파 성분을 제거하기 위해 드라이버 스테이지(4)와 부하(15) 사이에 삽입될 수 있다 상기 수동 필터(8)는 드라이버 스테이지(4)가 클래스-D 증폭기 토폴로지를 사용할 때 특히 유용하다.

상기 기준 전압(V_ref)는 부하(15), 예를 들어 압전 트랜스듀서(P₁)에 대한 전압 기준을 나타낸다. 상기 기준 전압(V_ref)는 접지 또는 시스템의 다른 편리한 전압, 예를 들어 V_in일 수 있다.

증폭기 바이어스/스위치 제어(5)에 포함되거나 그로부터 분리될 수 있는 고전압 보호 회로(high voltage protection circuit)(9)는 상기 출력 노드(13)로부터의 출력 전압(V_out)을, 즉 상기 부하(15)로부터 감지된 전압 신호(V_Sens) 및/또는 드라이버 스테이지(4)로부터의 드라이버 전압(V_DR)을 하나 이상의 아날로그-디지털 변환기 ADC(17)에 대한 적절한, 예를 들어 안전한 전압 레벨로, 조정하거나 차단하는 전자 아키텍처를 포함한다. 하나 이상의 ADC(17)는 출력 전압(V_out), 즉 감지된 전압 신호(V_Sens) 및/또는 드라이브 전압 신호(V_DR)를 디지털 표현으로 변환하고, 감지된 전압 신호(V_Sens) 및/또는 드라이브 전압 신호(V_DR)의 크기의 대응하는 디지털 값을 증폭기 바이어스/스위치 제어기(5)의 제어기(50)에 전달한다.

예를 들어 다양한 응용 중, 감지된 전압 신호(V_sens)가 압전 트랜스듀서(P₁)에 직접 연결된 드라이버 트랜지스터(QDR), 예를 들어, 제1 또는 제2스위치(Q_DR1 및 Q_DR2)의 기생 전도 경로, 예를 들어 순방향 바이어스 바디 다이오드(forward bias a body diode)를 트리거하는 경우에도, 압전 트랜스듀서 시스템(1)의 일부로서 또는 별도의 메모리 저장 장치에 비일시적 메모리에 저장된 컴퓨터 하드웨어 또는 컴퓨터 소프트웨어의 형태일 수 있는 감지/드라이브 알고리즘(10)은 증폭기 바이어스/스위치 제어기(5), 및 특히 제어기(50)가 부하, 예를 들어 압전 트랜스듀서(P₁)에 걸쳐 감지된 전압(V_Sens)을 정확하게 감지할 수 있게 한다. 예를 들면: 압전 트랜스듀서(P₁)의 작동 후 압전 트랜스듀서(P₁)의 힘을 제거하는 동안, 음의 전압, 예를 들어 -2V이 생성될 수 있으며, 이는 드라이버 트랜지스터(Q_DR) 중 적어도 하나, 예를 들어 제2스위치(Q_DR2)에서 기생 누설을 유발하고, 특히 힘 및 결과적으로 감지된 전압(V_Sens)이 활성화 레벨을 초과할만큼 충분히 큰 경우, 상기 제어기(50)가 압전 트랜스듀서(P₁)에 가해진 힘을 정확하게 결정하는 것을 방지한다.

따라서, 출력 노드(13)로부터 출력 전압(V_out), 즉 감지 전압(V_Sens)을 반복적으로 제로화하도록 감지 스위치(Q_S)가 제공되어 실제 감지 전압(V_Sens)을 결정하는 데 사용되는 전압 세그먼트의 컴파일을 가능하게 할 수 있다. 예를 들어, 감지 스위치, 예를 들어 감지 트랜지스터(Q_S)는 제어기(50)에 연결된 제어 단자, 예를 들어 게이트로 출력 노드(13)와 같은 압전 트랜스듀서(P₁) 및 기준 전압, 예를 들어 V_ref, V_in 또는 접지 사이에 연결될 수 있으며, 이는 압전 트랜스듀서(P₁)를 가로 지르는 감지된 전압(V_Sens)이 이후에 상세히 설명되는 바와 같이 필요할 때 기준 전압(V_ref)으로 제로화, 즉 방전될 수 있게 한다. 압전 트랜스듀서 시스템(1)에 이미 제공된 제2드라이버 스위치(Q_DR) 또는 다른 적절한 스위치, 예를 들어 트랜지스터가 또한 감지 스위치(Q_S)로서 사용될 수 있다.

통신 인터페이스(19)는 시스템(1)이 하나 이상의 압전 트랜스듀서(P₁)의 구동 및/또는 하나 이상의 압전 트랜스듀서(P₁)에 대한 힘 인가를 감지하는 것과 관련된 신호를 외부 세계, 예를 들어, 스마트 시계, 스마트폰 또는 태블릿과 같은 압전 트랜스듀서 시스템(1)을 통합하는 호스트 전자 장치로 송수신할 수 있게 한다. 압전 트랜스듀서(P₁)의 활성화는 임의의 형태의 사용자 입력, 예를 들어 켜기/끄기, 볼륨 높이기, 볼륨 낮추기, 입력 등의 표시를 호스트 장치에 제공할 수 있다.

도 2A 및 2B는 압전 트랜스듀서 회로(2)에 대한 두 가지 실시 예를 나타낸다. 드라이버 스테이지(4)는 클래스-A, 클래스 AB, 클래스 D 등과 같은 서로 다른 증폭기 아키텍처를 기반으로 할 수 있지만 아키텍처 및 구성 요소 관점에서 부하(15), 예를 들어 하나 이상의 전기 활성 또는 압전 트랜스듀서(P₁)는 단극 출력(unipolar output)을 위해 출력 노드(13)와 기준 전압 노드(V_ref) 또는 노드(20) 사이에 연결된다(도 2A). 예를 들어, 도 2B와 같은 바이폴라 출력(bipolar output)의 경우, 상기 부하(15)의 각 끝은 다른 출력 노드(13+ 및 13-)에 연결된다. 모든 경우에, 출력 노드(13+ 및 13-)의 출력 전압(V_out), 예를 들어 드라이버 전압(V_DR) 및/또는 감지된 전압(V_sens)는 하나 이상의 스위치, 예를 들어 트랜지스터(Q_DR1+, Q_DR1-, Q_DR2+ 및 Q_DR2-)에 의해 최소로 제어될 수 있으며, 전류가 고전압 공급 장치(V_HV) 또는 V_in(또는 전류 소스)과 기준 전압(V_ref), 예를 들어 부하(15)를 가로 질러 기준 노드(20) 사이에 흐르도록 할 수 있다.

한 가지 예외가 도 3에 제시되어 있으며, 이는 여기에 참조로 포함된 Simon Chaput의 이름으로 2019년 2월 5일에 발행된 미국 특허 번호 10,199,555에 설명된 바와 같은 2-트랜지스터 아키텍처를 보여준다. 2-트랜지스터 드라이버 스테이지(4)는 제2스위치(Q₂)를 통해 부하(15)에서 전류의 싱킹 및 소싱(sinking and sourcin)을 가능하게 한다. 모든 도면에서 제1 및 제2스위치(Q₁ 및 Q₂)의 바디 다이오드는 다이오드 기호로 표시되어 기생 경로를 명시적으로 보여준다. 모든 트랜지스터에 대해, 예를 들어 드레인 소스(V_DS)와 같은 전도 단자(conducting terminal)에 대한 전도 단자 전압이 충분히 음이되면, 예를 들어 부하(15)에 연결된 제2스위치(Q₂)의 바디 다이오드의 누설 또는 턴온 전압을 초과하는 경우, 상기 전류는 바디 다이오드를 통해 제1전도 터미널, 예를 들어 소스에서 제2전도 터미널, 예를 들어 드레인으로 흐르기 시작한다. 상기 전류가 다이오드에서 흐르기 시작하는 누설 전압은 일반적으로 사용되는 정확한 장치 및 반도체 기술에 따라 0.2V에서 0.7V 사이일 수 있다. 설명을 쉽게하기 위해 N-형 MOS 트랜지스터가 사용된다고 가정한다. 그러나 당업자는 유사한 상황이 다른 트랜지스터, 예를 들어 P-타입 디바이스에서 발생한다는 것을 인식할 것이다.

상기 압전 트랜스듀서 시스템(1)은 입력 스테이지(3), 드라이버 스테이지(4), 증폭기 바이어스/스위치 제어(5) 및 출력 스테이지(6)를 포함하는 압전 트랜스듀서 회로(2)를 포함한다. 상기 압전 트랜스듀서 시스템(1)은 처리할 높은 전력으로 인해 단일 칩 또는 개별 부품을 사용하여 구현될 수 있다. 상기 입력 스테이지(3)는 일반적으로 6V 내지 20V, 바람직하게는 9V 내지 16V의 입력 전압(V_in)으로 배터리와 같은 전압원(V_IN)에 연결될 수 있다 상기 드라이버 스테이지(4)는 깨끗한 사인 파형을 생성하는 순방향 부스트/역방향 벅 컨버터(forward-boost/reverse-buck converter)를 포함하는 전력 컨버터 회로(18)로 구성될 수 있다 상기 드라이버 스테이지(4)의 전력 변환기 회로(18)는 전압 소스(V_IN)에 연결된 인덕터(L₁), 및 인덕터(L₁)와 접지 사이에 연결된 제1로우 사이드 스위치(first low side switch)(Q₁)과 인덕터(L₁)와 출력 스테이지(6) 사이에 연결된 제2드라이버 스위치(Q₂)를 포함하는 드라이버 스테이지 스위치, 예를 들어 드라이버 트랜지스터(Q_DR)를 포함할 수 있다. 제1스위치(Q₁)의 트랜지스터의 제어 단자, 예를 들어 게이트는 증폭기 바이어스/스위치 제어(5)의 제1게이트 드라이버(11)에 연결될 수 있고, 제2스위치(Q₂)의 트랜지스터의 제어 단자, 예를 들어 게이트는 증폭기 바이어스/스위치 제어(5)의 제2게이트 드라이버(12)에 연결될 수 있다. 제1게이트 드라이버(11) 및 제2게이트 드라이버(12)는 모두 제1 및 제2게이트 드라이버(11, 12)로 제어 신호를 전송하여 제1 및 제2스위치(Q₁, Q₂)의 동작을 제어하는 제어기(50)에 연결될 수 있다.

전술한 실시 예는 사인 파형에 사용되는 것으로 설명되었지만, 당업자는 여기에 설명된 실시 예가 임의의 복잡한 아날로그 파형, 예를 들어 정사각형, 삼각형, AM 변조, FM 변조에 대해 작동 할 수 있으며 사인 파형에 대해 작동하는 것으로 제한되지 않음을 인식할 것이다.

상기 입력 스테이지(3)는 저전압 소스(V_IN)와 접지를 가로 질러 연결된 필터 커패시터(C_VIN) 및 저전압 소스(V_IN)와 단일 인덕터(L₁) 사이에 연결된 감지 저항(R_S)을 포함할 수 있다 단일 인덕터(L₁)는 감지 저항기(sense resistor)(R_S)와 드라이버 스테이지(4)의 스위칭 노드(SW) 사이에 연결될 수 있다 증폭기 바이어스/스위치 제어기(5)에 포함될 수 있은 전류 센서(7)는 전류 및/또는 인덕터(L₁) 및 드라이버 스테이지(4)로 들어가는 전압을 측정하기 위해 감지 저항기(R_S)의 양측 및 제어기(50)에 연결될 수 있다 상기 전류 센서(7)는 작동 중에 가능한 모든 스위칭 조건, 예를 들어 경계선 전도 모드(borderline conduction mode), 불연속 전도 모드(discontinuous conduction mode) 및 연속 전도 모드에서 양방향 전류 감지를 제공한다. 전류 피드백 센서(7)는 스위칭 노드(SW)에서 높은 스위칭 손실을 피하기 위해 제1스위치(Q₁) 및 제2스위치(Q₂)가 적시에 턴온/오프되도록 보장한다.

제2스위치(Q₂)는 스위칭 노드(SW)에 연결되고 스위칭 노드 전압(V_sw)을 참조하는 제1전도 단자, 예를 들어 소스, 부하(15)에 연결된 제2전도 단자, 예를 들어 드레인, 및 제어기(50)에 연결된 제3제어 단자, 예를 들어 게이트를 포함하는 N-형 트랜지스터일 수 있다. 제어 단자를 적절하게 제어하기 위해, 증폭기 바이어스/스위치 제어기(5)에 포함될 수 있은 레벨 시프트 블록(level shift block)(14)은 접지를 참조하는 제어기(50)로부터의 제어 신호를 플로팅 스위칭 노드(SW)에서 스위칭 노드 전압(V_sw)을 참조하는 신호로 변환한다. 제1실시 예에서, 상기 레벨 시프트 블록(14)은 디지털 로직 레벨에서 제2스위치(Q₂)에 적합한 더 높은 진폭으로 디지털 제어 신호 진폭의 스케일링, 예를 들어 1.8V에서 5V로의 스케일링을 가능하게 한다.

상기 레벨 시프트 블록(14)은 구동 전압 신호(V_DR)에 대한 기준 전압(V_ref), 즉 기준 노드(20)를 접지에서 임의의 플로팅 노드, 이 경우 스위칭 노드(SW)로 변경할 수 있다 도 3은 제1 및 제2스위치(Q₁ 및 Q₂)에 대한 N-형 트랜지스터를 도시하고 있지만, 대안적인 실시 예에서, 다른 유형의 스위치, 예를 들어 P 형 트랜지스터가 레벨 시프트 블록에 대한 유사한 요구 사항과 함께 사용될 수 있다 P-형 스위치 트랜지스터의 경우, 상기 레벨 시프트 블록(14)은 레벨 시프트 블록(14)의 출력을 위한 원하는 레벨을 제공하기 위해 플로팅 부트 스트랩 전원(도시되지 않음)을 사용할 수 있다.

차동 구동 전압 신호(differential drive voltage signal)(V_DR-V_IN)가 매우 깨끗한 것이 바람직하지만, 출력 전압(V_out), 예를 들어 구동 전압 신호(V_DR) 또는 출력 노드(13)의 감지 전압(V_Sens)이 접지를 기준으로 할 필요는 없다. 고전압 보호 회로(9)는 차동 증폭기(16)를 포함할 수 있고, 이는 출력 노드(13)에서 기준 전압(V_IN)과 출력 전압(V_out) 사이의 차동 구동 전압, 즉 구동 전압(V_DR) 및/또는 감지된 전압(V_sens)를 연속적으로 측정하고, 상기 차이를 ADC(Analog-to-Digital Converter)(17)에 공급되는 단일 종단 신호로 변환하고, 이는 출력 전압(V_out)의 디지털 표현, 즉 구동 전압 신호(V_DR) 및/또는 감지된 전압(V_sens)를 제어기(50)에 제공한다.

통신 인터페이스(19)는 외부 마이크로 컨트롤러(또는 컴퓨터와 같은 다른 장치)가 제어기(50)을 통해 압전 트랜스듀서 회로(2)와 정보를 송수신할 수 있도록 하는, 특정 구현에 사용되는 참조 파형 및 내부 설정과 같은, 통신 프로토콜을 구현하는 직렬 주변 장치 인터페이스(SPI)를 포함할 수 있다. SPI는 제어기(50)와 인터페이스하기 위해 구현될 수 있는 여러 디지털 통신 프로토콜 중 하나의 예라는 점에 유의해야 한다. 통신 인터페이스의 다른 예에는 I2C, TDM 및 I2S가 포함되지만 이에 국한되지는 않는다.

인덕터(L₁)은 10μH 인덕터일 수 있다. 인덕터(L₁) 값은 다음을 위해 선택될 수 있다: (1) 목표 왜곡을 달성하기 위해, 예를 들어 낮은 인덕턴스는 스위칭 주파수를 증가시키고 왜곡/THD+N을 감소시킨다, 및/또는 (2) 스위칭 주파수를 최소화하기 위해, 예를 들어 일반적으로 낮은 스위칭 주파수는 낮은 전력 소비에 해당한다.

제1 및 제2스위치(Q₁ 및 Q₂)는 동일한 유형일 수 있으며, 이는 집적 회로(IC) 구현을 위한 가장 실용적인 선택일 수 있지만, 혼합 스위치를 가진 실시 예가 사용될 수 있다 제1 및 제2스위치(Q₁ 및 Q₂)는 다른 가능한 스위치들 중에서, 예를 들어 GaN, PMOS를 포함할 수 있다. 상기 출력 스테이지(6)는 GND 대신 입력 전압(V_in)을 기준으로 할 수 있다 상기 출력 스테이지(6)는 예를 들어 커패시터(C_HV)와 같은 필터(8) 및 부하(15), 예를 들어 하나 이상의 압전 트랜스듀서(P₁)를 포함할 수 있다 따라서, P₁에 걸쳐 0V 차동(differential)을 얻기 위해, 구동 전압(V_DR)과 입력 전압(V_in)이 동일할 수 있다 입력 전압(V_in) 이상의 부하(15)에 걸쳐 구동 전압(V_DR)을 증가시키는 것은 드라이버 스테이지(4)의 전력 변환기 회로(18)에 의해 제공될 수 있다

도 3에 도시된 압전 트랜스듀서 시스템(1)에서, 전력 변환 회로(18)의 변환 비율, 예를 들어 전압 증폭은 a, 예를 들어 3.6-5 V_DC 입력 전압(V_in)으로부터 50 내지 120 V_AC 구동 전압(V_DR)에 대해 10x보다 클 수 있고, 바람직하게는 10x 내지 20x 일 수 있다. 처음에, 상기 제어기(50)는 제1스위치(Q₁)를 턴온시키고 기준 노드(20), 예를 들어접지에 연결된 인덕터(L₁)의 전류는 선형적으로 상승한다. 제어기(50)가 제1스위치(Q₁)를 턴 오프하면, 스위칭 노드(SW)의 전압(V_SW)은 구동 전압(V_DR)을 원하는 출력 전압(V_out) 값으로 증가시키고 인덕터(L₁)로부터 제2다이오드(Q₂)를 통해 전류를 흐르게하여 출력 전압(V_out)을 증가시킨다. 여기서, 제2스위치(Q₂)의 바디 다이오드가 턴온되거나 제2스위치(Q₂)가 스위칭 노드(SW)를 부하(15)에 연결하고 부하(15), 예를 들어 피에조(P₁)를 충전할 수 있다. 상기 인덕터(L₁) 전류가 0에 도달하면 제2스위치(Q₂)가 꺼지고 스위칭 노드 전압(V_SW)이 다시 0V로 돌아간다. 제어기(50)는 상태 제1스위치(Q₁) 및 제2스위치(Q₂)를 교번하여 부하(15)로부터 보내거나 추출되는 에너지의 양을 제어한다. 드라이버 스테이지(4)의 전력 컨버터 회로(18)에서, 부스트 컨버터 전압 이득은 대부분 2보다 크므로 스위칭 노드 전압(V_SW)은 0V 미만으로 감소하고 제1스위치(Q₁)의 바디 다이오드를 턴온시킬 수 있다 그 후, 제1스위치(Q₁)는 제로 전압 스위칭 조건(ZVS) 하에서 다시 턴온되어 스위칭 노드(SW)에서 기생 커패시턴스와 관련된 스위칭 손실을 감소시킨다.

제2스위치(Q₂)가 꺼지면 제1스위치(Q₁)가 ZVS 상태에서 켜진다. 그런 다음 인덕터(L₁)이 스위치 노드 전압(V_SW)을 구동 전압(V_DR)으로 충전하기에 충분한 에너지를 축적할 때까지 제1스위치(Q₁)는 온 상태를 유지한다. 제1스위치(Q₁)가 턴 오프되면 스위치 노드 전압(V_SW)이 구동 전압(V_DR)으로 링(ring)되고 제2스위치(Q₂)가 ZVS 조건에서 턴온되어 스위칭 손실이 감소된다.

압전 트랜스듀서 시스템(1)의 이슈는 압전 트랜스듀서(P₁)에서 음의 전압을 정확하게 감지 할 수 없다는 것으로, 이는 드라이브 스위치(Q_DR) 중 적어도 하나, 예를 들어 제2스위치(Q₂)의 기생 전도 경로, 예를 들어 바디 다이오드의 누설 또는 턴온 전압(V_to), 예를 들어 -0.3V에 의해 제한된다. 압전 트랜스듀서(P₁)에서 감지된 전압(V_sens)로 인해 V_Sens-V_sw가 구동 스위치(Q_DR), 예를 들어, 제2스위치(Q₂)에서 바디 다이오드의 누설에 의해 설정된 턴온 전압(V)보다 낮아지면, 상기 제어기(50)에 의해 판독된 출력 전압(V_out)은 대략 그 턴온 전압(V_to)으로 제한되는데, 이는 압전 트랜스듀서(P₁)에 의해 생성된 다른 모든 전하가 전압의 변화를 제한하는 바디 다이오드 전도로 대체되기 때문이다.

도 4를 참조하면, 피에조(P₁)에 힘의 초기 인가(initial application)는 피에조(P₁)에 걸쳐 점차적으로, 예를 들어 양으로 증가하는 감지 전압(V_Sens) 및 감지된 전압(V_Sens)에 이어 제어기(50)에 의해 판독된 출력 전압(V_out)을 발생시킨다, 즉, 0에서 최대 전압, 예를 들어 2.0V으로 증가한다. 감지된 전압(V_Sens)이 활성화 레벨, 예를 들어1.8V에 도달하면, 상기 구동 전압(V_DR)은 압전 트랜스듀서(P₁)에 강제되어 출력 전압(V_out)을 구동 전압(V_DR)만큼, 예를 들어 50V 이상으로 증가시키는 햅틱 피드백 이벤트를 생성한다. 상기 햅틱 이벤트는 P₁의 전압을 0V로 설정하여 종료된다. 그러나 피에조(P₁)의 힘 또는 압력을 해제하면 이제 점차 감소하는 감지 전압(V_sens) 및 출력 전압(V_out)이 생성되고, 이는 구동 스위치(Q_DR), 예를 들어 제2스위치(Q₂) 중 하나의 바디 다이오드의 턴온 전압(V_to), 예를 들어 -0.3V보다 낮은 음의 전압이 될 수 있다. 불행하게, 더 낮은 전압, 즉 더 큰 음의 전압에서, 피에조(P₁) 양단의 감지된 전압(V_Sens)가 누설에 의해 설정된 상한보다 작아 지거나 제2스위치(Q₂)에서 바디 다이오드의 전압(V_to)를 켜고, 상기 제어기(50)에 의해 판독된 출력 전압(V_out)은 피에조(P₁)에 의해 생성된 다른 모든 전하가 측정된 출력 전압(V_out)의 변화를 제한하는 바디 다이오드 전도로 대체되기 때문에 그 상한 전압으로 제한된다.

도 5는 기존 드라이버 스테이지 스위치, 예를 들어 Q_DR2(도 1)의 형태일 수 있은 감지 스위치, 예를 들어 감지 트랜지스터(Q_S), 감지/구동 알고리즘(10)이 제어기(50)에 의해 실행될 수 있도록 추가된 감지 스위치(Q_S)(도 1) 또는 제3스위치, 예를 들어 트랜지스터(Q₃)(도 3)가 추가된 기본 아키텍처와 관련된 햅틱 시스템의 일반적인 사용 사례를 보여준다. 예를 들어 압전 트랜스듀서(P₁)와 같은 부하(15)에 걸쳐 감지된 전압 신호(V_Sens)는 감지된 전압(V_Sens)이 햅틱 효과를 시작하도록 설정된 활성화 레벨에 도달할 때까지 사용자가 압전 트랜스듀서(P₁)에 힘을 가하면 감지된 전압 신호(V_Sens)는 일반적으로 양의 방향으로 증가한다. 상기 활성화 레벨에 도달하면, 차동 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR), 예를 들어 제1 및 제2스위치(Q₁ 및 Q₂)는 제어기(50)에 의해 바이어스되어 압전 트랜스듀서(P₁) 상에 고전압 구동 전압 신호(V_DR)를 생성한다. 압전 트랜스듀서(P₁)는 사용자가 느끼는 압전 트랜스듀서(P₁)를 통해 구동 전압 신호(V_DR)를 변위 또는 힘으로 변환한다. 압전 트랜스듀서(P₁)에서 감지된 전압 신호(V_Sens)는 햅틱 효과가 끝날 때 드라이버 스테이지 스위치, 예를 들어 Q₂ 중 적어도 하나를 사용하여 0으로 다시 구동된다. 그러면 사용자가 압전 트랜스듀서(P₁)에서 힘을 제거하면 압전 트랜스듀서(P₁)를 가로 지르는 감지 전압 신호(V_Sens)가 음이된다. 따라서, 감지/구동 알고리즘(10)은 출력 전압 신호(V_out)의 세그먼트, 예를 들어 1kS/s-10kS/s에서 지속적으로 감지된 전압(V_Sens)으로부터 함께 쪼개진 총 감지된 전압(V_SensT)의 정확한 표현을 얻기 위해 제어기(50)에 의해 사용될 수 있으며, 각 샘플에서 전류 중간 디지털 표현을 제공하고, 그런 다음 감지 스위치(Q_S)에 의해 반복적으로 방전되어 출력 전압이 출력될 때마다 전체 세그먼트 디지털 표현을 제공한다, 즉, 감지된 전압(V_Sens)은 기생 전도 경로의 켜기 전압에 접근한다(예를 들어 2-4ms마다). 도 5에는 설명되어 있지 않지만 감지된 전압 신호(V_Sens 또는 V_SensT)가 활성화 레벨, 예를 들어 -1.8V 미만에 도달하거나 활성화 레벨 값의 크기(절대 값)보다 큰 크기(절대 값)에 도달하면 다음 햅틱 효과가 트리거될 수 있다.

제3스위치(Q₃)로 구성된 감지 스위치, 예를 들어 감지 트랜지스터(Q_S)는 제어기(50)에 연결된 제어 단자(control terminal), 예를 들어 게이트와 함께 압전 트랜스듀서(P₁)와 기준 전압, 예를 들어 V_ref, V- 또는 접지 사이에 연결될 수 있으며, 이는 압전 트랜스듀서(P₁)를 지나는(across) 출력 전압(V_out), 예를 들어 감지된 전압(V_Sens)을 제로화, 즉 필요할 때 기준 전압으로 방전할 수 있이게 한다. 따라서, 출력 전압(V_out)이 기생 전도성 경로의 트리거 레벨, 예를 들어 제2스위치(Q₂)의 바디 다이오드의 턴온 전압(-0.3V)에 접근할 때마다, 제3스위치(Q₃)는 출력 전압(V_out), 예를 들어 압전 트랜스듀서(P₁) 양단의 감지된 전압(V_Sens)을 제로화하기 위해 제어기(50)에 의해 활성화될 수 있다 그 결과, V_Sens에 기반한 출력 전압(V_out)이 음의 턴온 전압보다 큰 (또는 양의 턴온 전압보다 낮은) 레벨에서 임계 전압(Vth), 예를 들어 -0.25V에 도달할 때마다 전체 전압 세그먼트는 제어기(50)에 의해 생성되어 디지털 값으로 변환되고, 누적된 감지 전압 값(V_acc)에 더해지고, 감지 스위치(Q_S)의 활성화에 의해 방전된다. 임계 전압(0.25V)과 거의 동일하지만 일반적으로 샘플 속도에 따라 더 큰 크기를 갖는 복수의 전압 세그먼트가 순차적으로 생성된 다음 방전된다. 제어기(50)에 의해 실행되는 감지/구동 알고리즘(10)은 복수의 전압 세그먼트로부터 압전 트랜스듀서(P₁)를 가로지르는 감지된 전압(V_Sens)의 재구성(디지털)을 결정, 예를 들어 제공하고, 정확도가 필수적인 경우 전류 감지 전압(V_sens)의 중간 디지털 표현은 총 누적 감지 전압(V_SensT)를 나타내는 디지털 값을 형성한다. 예를 들어: 제어기(50)에 의해 실행되는 감지/구동 알고리즘은 출력 전압(V_out)의 차동 전압 세그먼트(도 5 참조)를 (디지털 방식으로) 더하거나 출력 전압(V_out)이 0과 임계 전압(V_th) 사이에서 이동하는 횟수를 (디지털 방식으로) 더할 수 있고, 따라서 압전 트랜스듀서(P₁)의 음 전압에 대해 훨씬 더 나은 감지 성능을 제공한다. 따라서, 제어기(50)는 사용자가 압전 트랜스듀서(P₁)를 완전히 해제한 시기를 결정할 수 있고/있거나 예를 들어 압전 트랜스듀서(P₁)에서 활성화 수준보다 크기가 더 큰 2차 힘인가를 재설정하고 결정하기 위해보다 정확한 최소 음 전압을 설정할 수 있다 도 3의 아키텍처에서는 감지/구동 알고리즘(10)을 구현할 수 있도록 감지 스위치(Q_S), 예를 들어 제3스위치(Q₃)를 추가해야 하고, 일부 아키텍처는 방법을 구현하기 위해 추가 구성 요소, 예를 들어 스위치가 필요하지 않을 수 있지만 기존 구성 요소, 예를 들어 스위치를 사용하는 제어 알고리즘의 변경으로 충분할 수 있다.

도 6을 참조하면, 제어기(50)는 다음과 같은 방식으로 감지/구동 알고리즘(10)을 실행할 수 있다 정상 작동 중에는, 상기 제어기(50)는 감지 단계(101)를 포함하는 감지 루프를, 바람직하게는 전류 감지 전압(V_Sens)의 임시 디지털 표현을 생성하는 인간-기계 인터페이스의 적용을 위하여 초당 1,000개 샘플과 초당 10,000개 샘플(1 kS/s 및 10 kS/s) 사이의 전형적인 속도로 실행하고 있다. 감지 루프에 들어가기 전에, 제1압전 트랜스듀서(P₁)는 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR)과 함께 예를 들어 V_in과 같은 일측의 기준 전압(V_ref)에 연결되며, 감지 스위치(Q_S)가 꺼져 고 임피던스 노드(13)를 생성하고, 압전 트랜스듀서(P₁)에 대한 힘인가를 감지하기 위하여 제어기(50)가 감지된 전압(V_Sens)으로만 구성된 출력 전압(V_out)을 연속적으로 결정할 수 있이게 한다. 단계(101)에서, P1(V_out-V_ref) 양단의 감지된 전압 V_Sens가 감지된다. 축적된 전압(V_acc)의 값은 초기에 0V로 설정되고, 제어기(50)는 예를 들어 0.1 내지 1ms마다 전술한 샘플 속도로 감지된 전압(V_Sens)의 중간 디지털 표현을 감지하고 수신한다.

결정 단계(102)에서, 예를 들어, 감지된 전압(V_Sens)이 임계 전압(V_th) 이상인지 또는 일부 또는 모든 기생 경로의 임계 전압(V_th)과 턴온 전압(V_to) 사이에 있는지를 결정함으로써 상기 제어기(50)는 압전 트랜스듀서(P₁) 양단의 전압이 회로의 기생 경로 중 어느 하나의 트리거 레벨에 접근 하는지를 결정한다. 도 5에서 볼 수 있듯이, 피에조(P₁)에서 감지된 전압(V_Sens)이 충분히 음이될 때 도 3의 구현에는 단일 기생 경로가 존재했다. 그러나 도 1과 8은 피에조(P₁)에서 감지된 전압(V_Sens)의 상한과 하한이 기생 경로를 트리거할 수 있은 경우를 보여준다. 결과적으로, 결정 단계(102)는 기생 경로가 피에조(P₁) 양단의 전류 감지 전압(V_Sens)에 의해 트리거되는지 여부를 확인한다. 결정은 단일 조건을 보여 주지만 실제 애플리케이션에서는 여러 조건을 테스트할 수 있다. 조건이 충족되지 않는 경우, 즉 피에조(P₁)에서 감지된 전압(V_Sens)이 기생 경로를 트리거하는데 가깝지 않은 경우,상기 알고리즘(10)은 합계 단계(103)으로 진행하고, 여기서 총 감지 전압(V_SensT)은 누적 전압(V_acc)(이후 설명되는 축적 단계 105의 결과 또는 이전에 기생 경로가 트리거되지 않은 경우 0V)의 전류 값 더하기 전류 샘플, 즉 중간 디지털 표현에 따라 피에조(P₁)에서 측정된 전류 감지 전압(V_Sens)의 합과 같다. 그 후 감지 루프는 비교 단계(104)로 진행하며, 여기서 감지된 전압(V_Sens) 또는 총 누적 감지된 전압(V_SensT)의 값이 하나 이상의 임의 활성화 레벨(들)과 비교된다. 비교 단계(104)의 결과에 따라, 상기 알고리즘(10)은 총 누적 감지 전압(V_SenT)이 활성화 레벨에 도달하거나 알고리즘(10)이 감지 루프를 빠져 나가 드라이버 단계(107)에서 드라이버 스테이지(4) 및 피에조(P1)를 구동할 때까지 감지 루프에서 계속될 수 있다

알고리즘(10)이 감지 루프를 순환하는 동안, 상기 결정 단계(102)에서 조건 중 하나, 즉 기생 경로가 참(true)이 될 수 있다 그것이 발생하면, 알고리즘(10)은 축적 단계(105)로 진행할 것이다. 누적 전압(V_acc)의 값은 현재 샘플(current sample)(현재 중간 디지털 표현)을 기반으로 피에조(P₁) 양 단에서 측정된 전류 감지 전압(V_Sens)(또는 V_out-V_ref)의 합계에 대한 V_acc및 이전에 방전된 감지 전압(V_Sens)(전압 세그먼트의 디지털 표현)의 수를 기반으로 한 누적 전압 Vacc의 현재 값으로 업데이트된다. 알고리즘(10)이 감지 루프에 들어가면, 누적 전압(V_acc)의 값은 항상 0이고 그 값은 누적 단계(105)를 통과할 때마다 업데이트된다. 상기 제어기(50)는 도 5 및 도 9에 도시된 바와 같이 압전 트랜스듀서(P₁)에 의해 생성된 총 누적 감지 전압(V_SensT)을 결정할 수 있다 상기 누적 단계(105)는 총 누적 감지 전압(V_SensT)이 새로운 누적 전압(V_acc)과 동일한 특별한 경우이다. 그런 다음 방전 단계(106)에서 감지 스위치(예를 들어 Q_DR또는 Q_S)는 피에조(P₁) 양단의 전압을 0V로 방전하는데 사용된다. 감지 스위치(Q_S)는 구현 가능한 필터로 적절한 방전을 보장할 수 있을만큼 충분히 오래 켜진다. 비교 단계 104에서, 각 샘플 후 제어기(50)가 누적 전압(V_acc) + 전류 감지 전압(V_Sens), 즉, 활성화 수준보다 더 큰 중간 디지털 표현, 즉 충분히 큰 피에조 P1에 대한 힘 적용일 수 있는 총 누적 감지 전압(V_sensT)을 감지 할 때 또는 결정 단계(102)에서 호스트 장치로부터 외부 프롬프트가 전송되면, 상기 제어기(50)는 드라이버 단계(107)로 전환한다.

드라이버 단계(107)에서, 상기 제어기(50)는 피에조(P₁)에 대한 힘 인가 또는 일부 다른 통지에 응답하여 햅틱 응답을 생성하기 위해 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR) 및 감지 스위치(Q_S)가 적절하게 바이어스된 상태에서 구동 전압(V_DR)을 활성화 할 수 있다 드라이빙 단계(107) 중, 상기 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR), 예를 들어 제1 및 제2스위치(Q₁ 및 Q₂) 및 감지 스위칭(Q_s), 제3스위치(Q₃)는 제어기(50)에 의해 적절하게 바이어스되어 제1압전 트랜스듀서(P₁)를 구동하여 사용자에 대한 햅틱 응답, 예를 들어 피에조(P₁)에 대한 힘 적용 또는 외부 알림, 예를 들어 전화 통화에 대한 응답과 같은 임의 형태의 통지를 생성한다. 단계 108를 반복하면 햅틱 효과가 끝날 때, 상기 감지/구동 알고리즘(10)은 예를 들어 호스트 장치로부터의 외부 프롬프트가 또 다른 햅틱 응답을 필요로하는 경우 구동 단계(107)를 반복 할 수 있거나, 감지 루프로 되돌아 가서 사용자 또는 장치 입력을 기다릴 수 있다 단계 101에서 감지 루프로 돌아 가기 전에, 상기 제어기(50)는 제1 및/또는 제2리셋 단계(109 및 110)를 실행할 수 있다. 먼저 감지 스위치(Q_S) 및/또는 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR)을 켜서 피에조(P₁)에 걸쳐 출력 전압(V_out)을 방전하고(예 : 0V로) (단계 109), 그런 다음 리셋 단계(110)에서 드라이버 스테이지와 감지 스위치(Q_DR 및 Q_S)를 끄고, 피에조(P₁)에 의해 생성된 전하가 축적(또는 드레인)되도록하고 출력 노드(13)(V_out)와 기준 전압(V_ref) 예를 들어 VIN 사이의 전압을 변경하고, 따라서, 상기 제어기(50)는 제1피에조(P₁)에 걸쳐 감지된 전압 신호(V_Sens)를 나타내는 출력 전압(V_out)을 정확하게 수신한다.

기생 누설을 방지하기 위해, 제어기(50)는 출력 전압(V_out)이 임계 전압(V_th)과 피에조(P₁), 예를 들어 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR)에 연결된 각 스위치, 예를 들어 트랜지스터에 대한 턴온 전압(V_to) 사이에 있을 때를 결정할 수 있다 예를 들어, 음의 전압에 대해, 상기 제어기(50)는 출력 전압(V_out)이 임계 전압(V_th)보다 작은 경우를 결정할 수 있다 양의 전압의 경우, 제어기(50)는 출력 전압(V_out)이 임계 전압(V_th)보다 큰 경우를 결정할 수 있다 대안적으로, 상기 제어기(50)는 출력 전압 ｜V_out-V_ref｜의 크기(또는 절대 값)가 임계 전압 ｜V_th｜의 크기(또는 절대 값)보다 클 때를 결정할 수 있다 도 3을 참조하면 임계 전압(V_th)(예를 들어 -0.25V)는 제2스위치(Q₂)의 턴온 전압(V_to)(예를 들어 -0.3V)보다 큰 전압에 해당한다.

도 1을 참조하면, 상기 결정 단계(102)는 적절한 임계 전압(V_th)으로 인가되고 모든 구동 스위치(Q_DR) 또는 이들 중 적어도 일부, 예를 들어 피에조(P₁)에 직접 연결된 구동 스위치(Q_DR1, Q_DR2, Q₂) 또는 가장 낮은 크기 또는 가장 높은 값을 가진 턴온 전압(V_th)을 갖는 구동 스위치(Q_DR)에 대한 전압(V_to)을 켤 수 있다 보다 일반적인 용어로, 결정 단계(102)는 출력 전압(V_out) 값이 압전 트랜스듀서 회로(2)의 기존 기생 경로(existing parasitic path)를 트리거하는 값에 접근하는지 여부를 묻는다. 상기 압전 트랜스듀서 회로(2)의 기생 경로의 수는 변할 수 있다 도 1의 실시 예에서 2개의 경로, 예를 들어 Q_DR1 및 Q_DR2가 있으며, 도 2b의 실시 예에서, 4개의 기생 경로, 예를 들어 Q_DR1+, Q_DR1-, Q_DR2+ 및 Q_DR2-가 있고, 도 3의 실시 예에서 1개의 기생 경로, 예를 들어 Q₂가 있다.

결정 단계(102)에 대한 대답이 적어도 하나의 테스트된 기생 경로에 대해 예스(YES)인 경우, 축적된 전압(V_acc)는 사전 축적된 전압(V_acc(i-1)) 더하기 현재 전압 세그먼트, 즉(V_out - V_ref)_i의 합으로서 축적 단계(105)에서 제어기(50)에 의해 계산되고, 각 전압 세그먼트는 임계 전압(V_th)의 크기와 대략 같거나 약간 클 수 있다 각 전압 세그먼트는 제어기(50)에 의해 합산되는 디지털 표현으로 변환된다. 이 상황에서 재구성된 총 전압(V_sensT)은 전압 세그먼트의 디지털 표현 더하기 현재 전압 세그먼트(current voltage segment)의 디지털 표현, V_Sens 또는 (V_out - V_ref)의 합과 같을 수 있다.

감지된 전압 V_Sens(V_out-V_ref)가 결정 단계(102)에서 기생 조건에 도달하고 누적 단계(105)가 실행될 때마다, 방전 단계(discharge step)(106)는 제어기(50)에 의해 실행될 수 있으며, 그 동안 제어기(50)는 감지 스위치(Q_S), 예를 들어 제2드라이버 스위치(Q_DR2) 또는 제3스위치(Q₃) 중 적어도 하나를 턴온하고, 이를 통해 출력 전압(V_out-V_ref)을 0V로 제로화, 예를 들어 방전시킨다. 감지/구동 알고리즘(10)은 일반적으로 수 밀리 초에 걸쳐 발생하는 제1피에조(P₁)의 힘 변화보다 빠른 반복 속도로 결정 단계(102)를 반복하도록 진행한다. 따라서 디지털 시스템에서는 인간-기계 인터페이스(Human-Machine Interface)에서 우수한 감지 성능을 얻기 위해 감지 루프가 반복될 수 있으며, 새로운 중간 디지털 표현 및 새로운 총 감지 전압(V_SensT)과 함께 획득된 새로운 샘플링 감지 전압(V_SensT)이 100μs ~ 1ms마다 반복될 수 있다.

결정 단계(102)에 대한 대답이, 예를 들어 가장 낮은 크기 또는 가장 높은 값 턴온 전압(V_to)과 함께, 모든 기생 경로 또는 적어도 하나 이상의 테스트된 기생 경로에 대해 아니오(NO)일 때, 재구성된 또는 총 축적된 감지 전압(V_sensT)은 결정 단계(103) 동안 축적된 전압(V_acc)과 현재 전압 세그먼트의 합, 즉 감지된 전압(V_Sens)의 (V_out - V_ref)로서 제어기(50)에 의해 계산된다. 총 누적 감지 전압(V_sensT)의 값은 드라이버 스테이지(4)에 기생 경로가 존재하지 않는 경우 출력 노드(13)에서 출력 전압(V_out)에 있는 전압을 나타낸다.

감지/구동 알고리즘(sense/drive algorithm)(10)의 특정 예는 감지 루프를 포함하며, 여기서 피에조(P₁)는 결정 단계(104)가 총 누적 감지 전압(V_SensT)이 활성화 레벨보다 큰지 또는 호스트 장치가 외부 프롬프트를 보낼 때까지 힘인가를 계속 감지하고, 이는 제어기(50)가 드라이버 스테이지(4), 단계(107), 예를 들어 바이어스 드라이버 스테이지 스위치(Q₁ 및 Q₂)를 활성화하여 드라이버 전압(V_DR)을 생성하고 피에조(P₁)로 전송하게 할 것이다. 예를 들어 주파수가 200Hz이고 진폭이 50V인 사인 파형의 단일 사이클과 같이 피에조(P₁)에 적용된 전압 파형의 끝에서 시스템은 감지 루프로 돌아간다. 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR) 또는 감지 스위치(Q_S) 중 하나는 단계(109)에서 피에조(P₁)를 예를 들어 0V로 방전하기에 충분히 길게 턴온될 수 있으며, 그 다음 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR), 예를 들어 제1 및 제2스위치(Q₁ 및 Q₂)는 꺼져 피에조(P₁)에 의해 생성된 전하가 축적될 수 있고, 따라서 출력 전압(V_out)과 기준 전압(V_ref) 사이의 전압은 단계(110)과 같이 피에조(P₁)에 대한 힘 인가에 따라 증가 및/또는 감소한다. 단계(110)과 같이, 피에조 P1에 의해 생성된 전하가 축적될 수 있게하여 출력 전압(Vout)과 기준 전압(Vref) 사이의 전압이 피에조(P1)에인가되는 힘에 따라 증가 및/또는 감소하도록 턴 오프된다. 원래의 힘 인가가 계속될 때, 예를 들어 힘이 해제되는 동안 또는 두 번째 연속적인 힘 적용 동안, 상기 제어기(50)는 출력 전압(V_out), 즉 감지된 전압(V_Sens)을 나타내는 기준 전압(V_ref)을 뺀 출력 전압(V_out)이 단계(102)에서 기생 누설 조건에 접근하고 있는지를 결정한다. 즉, 출력 전압(V_out)이 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR) 중 적어도 하나, 예를 들어 누설 전압(V_to)보다 작은 제2스위치(Q₂)의 미리 결정된 임계 전압(V_th)보다 큰지를 결정함으로써, 출력 전압(V_out)이 누설을 극복하기에 충분한 음의 전압인지 또는 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR) 중 하나, 예를 들어 제2스위치(Q₂)에서 바디 다이오드의 턴온 전압(V_to)인지 여부. 감지된 전압(V_Sens) 및 따라서 출력 전압(V_out)이 임계 전압(V_th)(예를 들어 -0.5V)에 도달하면, 그 후 (단계 105) 제어기(50)는 단계(105)에서 축적된 전압(V_acc)에 0과 일반적으로 임계 전압(V_th) 바로 위에 있는 대략 임계 전압(V_th) 사이의 출력 전압(V_out)의 전압 세그먼트를 더한다. 감지 스위치(Q_S), 예를 들어 제3스위치(Q₃)는 제1피에조(P₁)를 0V로 방전하기에 충분히 긴 시간 동안 제어기(50)에 의해 턴온된다(단계 106). 축적 프로세스는 제1피에조(P₁)의 힘 변화보다 빠른 속도로 반복될 수 있으며(단계 105), 이는 일반적으로 수 밀리 초에 걸쳐 발생한다, 예를 들어 초당 1000 샘플(1 kS/s) ~ 초당 10000 샘플(10kS/s). 각 샘플 동안, 임계 전압(V_th)가 충족되지 않으면, 총 감지 전압(V_SensT)은 축적된 전압(V_acc) 더하기 현재 기준 전압 세그먼트 값(V_Sens)을 더한 값, 즉, V_out에서 기준 전압(V_ref)(접지인 경우 0일 수 있음)를 뺀 값이되도록 제어기(50)에 의해 계산될 수 (단계 103).

도 7을 참조하면, 단일 드라이버 회로가 복수의 부하(15)를 독립적으로 구동하기 위해 사용될 수 있으며, 각각은 예시된 실시 예에서 복수의 압전 트랜스듀서, 예를 들어 P₁ 및 P₂를 포함한다. 상기 압전 트랜스듀서 시스템(21)은 입력 스테이지(3), 전력 변환기 회로를 포함할 수 있은 드라이버 스테이지(4), 증폭기 바이어스/스위치 제어기(5) 및 출력 스테이지(6)를 포함하는 압전 트랜스듀서 회로(2)를 포함한다. 상기 압전 트랜스듀서 시스템(21)은 처리할 높은 전력으로 인해 단일 칩 또는 개별 부품을 사용하여 구현될 수 있다 상기 입력 스테이지(3)는 배터리와 같은 전압 소스에 연결될 수 있으며, 일반적으로 2V와 10V 사이, 바람직하게는 3.6V에서 5V의 입력 전압(V_in)을 생성한다. 전술한 바와 같이, 드라이버 스테이지(4)는 본 명세서에서 전술한 바와 같이 깨끗한 사인 파형을 생성하는 순방향 부스트/역방향 벅 컨버터(forward-boost/reverse-buck converter)일 수 있다 상기 컨버터 스테이지(4)는 전압 소스(V_IN)에 연결된 인덕터(L₁), 하나 이상의 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR), 예를 들어 인덕터(L₁)와 접지 사이에 연결된 제1로우 사이드 스위치(Q₁) 및 인덕터(L₁)와 출력 스테이지(6) 사이에 연결된 제2스위치(Q₂)를 포함할 수 있다 제1스위치(Q₁)의 트랜지스터의 제어 단자, 예를 들어 게이트는 제1게이트 드라이버(11)에 연결되고, 제2스위치(Q₂)의 트랜지스터의 제어 단자, 예를 들어 게이트는 제2게이트 드라이버(12)에 연결될 수 있다 제1게이트 드라이버(11) 및 제2게이트 드라이버(12) 모두는 제어 신호를 제1 및 제2게이트 드라이버(11, 12)에 전송하여 드라이버 또는 전력 변환기 스위치(Q_DR), 예를 들어 전술 한 바와 같이 각각 제1 및 제2스위치 Q₁ 및 Q₂의 동작을 제어하는 제어기(50)에 연결될 수 있다.

입력 스테이지(3)는 저전압 소스(V_IN)와 고전압 파형(V_HV)을 가로 질러 연결된 필터 커패시터(C_HV)와 저전압 소스(V_IN)와 단일 인덕터(L₁) 사이에 연결된 감지 저항(R_S)을 포함 할 수 있다 상기 단일 인덕터(L1)는 드라이버 스테이지(4)의 전력 변환기 회로의 스위칭 노드(SW)와 감지 저항(R_S) 사이에 연결될 수 있다 상기와 같이 전류 센서(7)는 감지 저항기(RS)의 양측에 그리고 제어기(50)에 연결되어 전류 및/또는 인덕터(L₁) 및 드라이버 스테이지(4)의 전력 변환기 회로에 입력되는 전압을 측정할 수 있다

하나 이상의 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR)는 제2스위치(Q₂)와 제1피에조(P₁) 사이에 연결되는 제4(또는 제1피에조 선택)스위치(Q₄)를 포함할 수 있으며, 이는 제어기(50)에 의해 활성화되어 각각의 충전/방전을 독립적으로 제어할 수 있고, 제2스위치(Q₂)와 제2피에조(P₂) 사이에 연결된 제5(또는 제2피에조 선택)스위치(Q₅)를 포함할 수 있으며, 이는 햅틱 구동 동안 제1 및 제2압전 트랜스듀서(P₁, P₂)의 충전/방전을 각각 독립적으로 제어하기 위해 제어기(50)에 의해 활성화될 수 있다 본 명세서에 참조로 통합된 2018년 9월 20일에 출원된 보레아스 테크놀로지스, 인크.의 미국 특허 출원 번호 16/136,347에 개시된 바에 따른 제로 파워 웨이크-업 감지 메커니즘(ZPS₁ 및 ZPS₂)는 제1압전 트랜스듀서(P₁) 또는 제2압전 트랜스듀서(P₂)에 인가된 힘 및 그로부터 수신된 전압 신호에 기초하여 압전 트랜스듀서 시스템(21), 특히 제1압전 트랜스듀서(P₁) 또는 제2압전 트랜스듀서(P₂)를 깨우기(wake up) 위해 제공될 수 있다

제1 및/또는 제2압전 트랜스듀서(P₁ 및 P₂)에 의해 생성된 감지 전압(V_Sens1 또는 V_Sens2)는 종종 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR) 또는 감지 스위치(Q_S)의 바디 다이오드의 턴온 전압 레벨을 초과할 수 있다. 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR)을 통한 기생 경로, 예를 들어 제4스위치(Q₄) 및 제5스위치(Q₅) 및/또는 감지 스위치(Q₃ 및 Q₆) 때문에, 각 압전 트랜스듀서(P₁ 및 P₂)의 두 끝 사이의 전압 차이는 힘의 변화가 발생할 때 발생한다. 감지 전압 V_Sens1 또는 V_Sens2를 나타내는 출력 전압 V_out1 또는 V_out2가 하나 이상의 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR) 또는 감지 스위치(Q_S)의 기생 다이오드의 누설을 초과하거나 켜면, 가해지는 힘의 변화를 측정하기 위하여 압전 트랜스듀서 P₁ 또는 P₂에서 감지된 전압 V_Sens1 또는 V_Sens2를 기초로 전류는 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR) 및/또는 제어기(50)에 이용 가능한 출력 전압 신호(V_out)을 제한할 감지 스위치(Q_S)의 다이오드로 흐르기 시작할 것이다. 예를 들어 언제든지 출력 전압(또는 감지된 전압 V_Sens1 또는 V_Sens2)은

예를 들어 드라이버 스테이지 스위치 Q₄ 및 Q₅에 대하여 (V_out1 or V_out2) -V_HV > V_to (~0.3V), 또는

예를 들어 감지 스위치 Q₃ 및 Q₆에 대하여 (V_out1or V_out2) - V_ref < V_to(~-0.3V)이고,

기생 경로가 촉발될 수 있다. 이러한 상황이 발생할 수 있은 많은 상황이 있다. 예를 들어, 드라이버 스테이지(4)는 제2압전 트랜스듀서(P₂)를 가로 질러 0V를 구동할 수 있은 반면, 제1압전 트랜스듀서(P₁)는 0.3V보다 높은 제1감지 전압 신호(V_Sens1)를 생성하는 힘인가를 감지하고, 이는 드라이버 단계 스위치(Q₄)에서 기생 경로를 트리거한다.

도 8은 도 7의 간단한 사례를 사용하여 문제를 보여준다. 제1압전 트랜스듀서(P₁)의 힘의 변화가 구동 스위치(Q_DR), 예를 들어 Q₄ 또는 Q₅ 중 하나에 있는 두 개의 기생 다이오드 중 하나를 트리거하기에 충분히 높은 진폭으로 압전 트랜스듀서(P₁)에 걸쳐 제1감지 전압(V_Sens1)을 생성할 때, 다음 제1압전 트랜스듀서(P₁)에 걸쳐서(across) 제1감지 전압(V_Sens1)에 기초한 제1출력 전압(V_out1)은 제1압전 트랜스듀서(P₁)에 적용된 힘에 비례하지 않고 구동 스위치(Q_DR) 중 하나의 턴온 전압(V_to) 근처에서 포화된다. 간단히 말해서, 상기 드라이브 스위치(Q_DR) 중 하나의 기생 다이오드가 제1감지 전압(V_Sens1)에 기초하여 제1출력 전압(V_out1)을 포화시키면, 제1압전 트랜스듀서(P₁)는 동일한 방향으로의 힘의 추가 변화에 민감하지 않게된다.

예를 들어,도 8을 참조하면, 종래의 다중 피에조 시스템의 경우, 제1압전 트랜스듀서(P₁)에 대한 초기 힘 적용 동안, 양의 감지 전압(V_Sens1)은 OUT₁과 V_ref 사이의 제1피에조(P₁)에서 발생한다. 드라이버 스테이지(4)가 신호를 구동하지 않는다고 가정하면 감지 전압(V_Sens1)은 도 5에서와 같이 힘 적용에 응답하여 정상적으로 발생한다. 그러나 제2압전 트랜스듀서(P₂)에 제2구동 전압 신호(V_DR2)가 동시에 인가되는 경우, 제1압전 트랜스듀서(P1) 상의 제1감지 전압 신호(V_Sens1)는 하나 이상의 구동 스위치(Q_DR), 예를 들어 Q₄의 바디 다이오드로 인해 제2압전 트랜스듀서(P₂) 상의 제2구동 전압(V_DR2)에 기초하여 다양한 전압에서 포화될 것이다. 따라서, 예를 들어, V_DR1 또는 V_DR2와 같은 구동 전압이 고전압 노드(V_HV)를 통해 제1 및 제2압전 트랜스듀서(P₁ 및 P₂) 중 하나로 전송될 때, 이 다중 채널 아키텍처에서는 제1압전 트랜스듀서(P₁) 또는 제2압전 트랜스듀서(P₂)에 적용된 힘을 정확하게 읽을 수 없다.

감지 스위치(QS)는 제어기(50)에 연결된 제어 단자, 예를 들어 게이트와 함께,제1압전 트랜스듀서(P₁)와 기준 전압(V_ref) 사이에 연결될 수 있는 제3스위치(Q₃), 및 제어기(50)에 연결된 게이트와 함께 제2압전 트랜스듀서(P₂)와 기준 전압(V_ref) 사이에 연결될 수 있이고, 도 3의 제3스위치(Q₃)과 유사한 기능을 제공하는 제 6 스위치(Q₆)를 포함하고, 즉 제어기(50)가 모든 상황에서 서로 독립적으로 제1압전 트랜스듀서(P₁) 및 제2압전 트랜스듀서(P₂)의 방전을 독립적으로 제어할 수 있이게 한다. 제1압전 트랜스듀서(P₁) 또는 제2압전 트랜스듀서(P₂)를 가로 지르는 제1 또는 제2감지 전압(V_Sens1 또는 V_Sens2)에 기초하여, 제1 또는 제2출력 전압(V_out1 또는 V_out2)이 드라이버 스테이지 스위치(Q_DR) 또는 감지 스위치(Q_S), 예를 들어, Q₄, Q₅, Q₃ 또는 Q₆의 바디 다이오드의 턴온 전압, 예를 들어 0.3V에 접근 할 때마다, 즉 제1 또는 제2출력 전압(V_out1 또는 V_out2)이 임계 전압(V_th1 또는 V_th2), 예를 들어 +/- 0.25V(이는 하나 이상의 구동 스위치(Q_DR) 및/또는 감지 스위치(Q_S), 예를 들어, Q₄, Q₅, Q₃ 또는 Q₆의 바디 다이오드의 턴온 전압(V_to)보다 작다)에 도달할 때마다, 제3 및 제6스위치(Q₃ 및 Q₆)는 제1 또는 제2출력 전압(V_out1 또는 V_out2)을 각각 제로화하기 위해 제어기(50)에 의해 활성화될 수 있다. 각 드라이버 스테이지 스위치, 예를 들어 Q₄ 및 Q₅에 대해 상이한 제1임계 전압(V_th1)이 설정될 수 있고, 각 감지 스위치(Q₃ 및 Q₆)에 대해 상이한 제2임계 전압(V_th2), 또는 단일 임계 전압(V_th1)이 압전 선택 스위치의 일부 또는 전부 및 감지 스위치의 일부 또는 전부에 대해 설정될 수 있다

일반적으로, 제1피에조(P₁)을 감지할 때, 다른 동작이 발생하는 동안, 예를 들어 제2피에조(P₂)를 구동하거나 제1 또는 제2피에조에 대해 계속 감지하는 동안, 기생 트리거를 유발하는 노드(V_HV)에서 제2드라이버 전압(V_DR2)에 기초하여 드라이버 스테이지 스위치(Q₄)에 대해 제1(상위)임계 전압(V_to1)(약 0.2V ~ 0.4V)이 설정되고, 기생 트리거를 유발하는 감지 전압(V_Sens2)에 기초한 출력 전압(V_out)에 기초하여 감지 스위치(Q₃)에 대해 제2(낮은)임계 전압(V_to2)(-0.2V ~ -0.4V)이 설정된다. 제2피에조(P₂)에 대해서도 마찬가지이다. 즉, 예를 들어 스위치 Q₄ 및 Q₅에 대하여 (V_out) -V_HV> V_to1 (~ 0.3V), 또는 예를 들어 스위치 Q₃ 및 Q₆에 대하여 (V_out) - V_ref <V_to2 (~ -0.3V).

하나 이상의 해당 드라이브 스위치(Q_DR) 또는 해당 감지 스위치(Q_S), 예를 들어 Q₄, Q₅, Q₃ 또는 Q₆의 바디 다이오드의 턴온 전압(V_to) 미만으로, 0과 적절한 임계 전압 V_th1 또는 V_th2 사이를 이동하는 출력 전압(V_out)의 다른 세그먼트를 더함으로써, 제어기(50)에 의해 실행되는 알고리즘(10)은 제1압전 트랜스듀서(P₁) 및/또는 제2압전 트랜스듀서(P₂)에 걸쳐 실제 축적된 감지 전압(V_SensT1 또는 V_SensT2)을 디지털 방식으로 재구성할 수 있으며, 따라서 제1 및 제2압전 트랜스듀서(P₁ 및 P₂)에서 전압 V_Sens1 및 V_Sens2를 감지하는 데 훨씬 더 나은 감지 성능을 제공하고, 이는 전형적으로 터치 인터페이스에서의 해제 또는 제1 및 제2압전 트랜스듀서(P₁ 및 P₂)의 동시 또는 우연의 구동 및/또는 감지에 대응한다.

다른 채널의 드라이브 활동에 관계없이 모든 채널, 예를 들어 제1 및 제2압전 트랜스듀서 P₁ 및 P₂)에서 독립적으로 정확한 감지를 활성화하려면 제로화 또는 감지 스위치 Q₃ 및 Q₆가 활성화될 수 있다. 따라서, 제1압전 트랜스듀서(P₂)에 구동 신호(V_DR2)가 인가되고, 제1압전 트랜스듀서(P₂)에 힘이 가해질 때(도 8의 좌측 참조) 제1피에조(P₁)의 제1감지 전압(V_Sens1)에 기초한 출력 전압 신호(V_out1)가 제4스위치(Q₄) 또는 제3스위치(Q₃)의 바디 다이오드가 각각 전류를 통과하기 시작하는 누설 또는 턴온 전압(V_to1 또는 V_to2), 예를 들어 +/- 0.3V 근처(보다 작은) 임계 전압(V_to1 또는 V_to2), 예를 들어 +/- 0.25V에 도달할 때 제3스위치(Q₃)는 제1압전 트랜스듀서(P₁)을 방전하는 데 사용된다. 도1및 2를 참조하여 위와 같이 제1압전 트랜스듀서(P₁)의 실제 감지 전압 신호(V_SensT1)의 정확한 표현을 제공하기 위하여 상기 제어기(50)는 0V와 대응하는 임계 전압(V_th1 및 V_th2), 예를 들어 하나의 음 및 하나의 양 사이의 작은 세그먼트로부터 제1압전 트랜스듀서(P₁)의 제1총 누적 감지 전압 신호(V_SensT1)를 디지털 방식으로 결정할 수 있다

도 9는 도 6에 설명된 방법의 결과를 보여준다. 감지 모드에 있을 때, 제어기(50)는 아날로그 구현을 위해 연속적으로 또는 디지털 구현을 위해 측정된 신호에 비해 더 빠른 속도로 각각 제1 및 제2압전 트랜스듀서(P₁ 및 P₂)에 걸쳐 감지된 전압(V_Sens1 및 V_Sens2), 즉 출력 전압(V_out1 및 V_out2)을 모니터링한다. 인간-기계 인터페이스의 경우 힘의 변화는 일반적으로 몇 밀리 초에 걸쳐 발생하므로1kS/s에서 10 kS/s 사이의 샘플 속도는 감지된 전압 신호 V_Sens1 및 V_Sens2를 잘 표현하는 데 충분하다.

도 9의 왼쪽을 참조하면, 제2압전 트랜스듀서(P₂)가 제어기(50)에 의해 능동적으로 구동됨과 동시에 제1압전 트랜스듀서(P₁)에 힘이 가해질 때, 제1압전 트랜스듀서(P₁)의 감지된 전압 신호(V_Sens1)는 구동 스위치(Q_DR) 또는 감지 스위치(Q_S), 예를 들어 제3스위치(Q₃) 또는 제4스위치(Q₄)에 있는 기생 다이오드 중 하나의 턴온 또는 누설 전압에 접근하고, 제3스위치(Q₃)는 턴-온되어 제1압전 트랜스듀서(P₁)의 제1감지 전압(V_Sens1)에 대응하는 제1출력 전압(V_out)을 V_ref, 예를 들어 VDD로 방전시킨다. 제3스위치(Q₃)가 켜져 있는 시간은 제1압전 트랜스듀서(P₁)의 커패시턴스, 제3스위치(Q₃)의 전도 채널 저항(R_dson) 및 필터(8)의 존재와 같은 여러 요인에 따라 달라진다. 제3스위치(Q₃)는 제1압전 트랜스듀서(P₁)를 임계 전압에서 0V로 실질적으로 방전시키기에 충분히 길어야한다. 예시적인 실시 예에서 시간은 100 uS 내지 1ms 일 수 있다 제3스위치(Q₃)를 켜기 직전에, 제1출력 전압(V_out1)이 측정되고 전류 감지 전압(V_Sens)으로서 제어기(50)에 연결되거나 제어기(50)에 연결된 누산기(accumulator)에 추가되어 각 기준 전압 세그먼트를 누산기 전압(V_acc)에 추가한다. 상기 누산기는 전력 변환기 스테이지의 스위치, 예를 들어 트랜지스터에 기생 경로가 존재하지 않는 경우 제어기(50)가 압전 트랜스듀서(P₁ 또는 P₂)에 나타날 실제 제1 및 제2감지 전압(V_Sens1 및 V_Sens2)를 추적 할 수 있게 한다.

동일한 상황에서, 즉 구동 전압 신호(V_DR2)가 제2압전 트랜스듀서(P₂)에 인가되는 동안, 제1압전 트랜스듀서(P₁)에서 힘이 해제될 때, 도 4 및 5를 참조하여 위에서 설명한 것과 동일한 문제가 발생한다.

따라서, 제1출력 전압(V_out1)이 예를 들어 제4스위치(Q₄)의 바디 다이오드의 턴온 전압(V_to1), 예를 들어 0.3V 및/또는 제3스위치(Q₃)의 턴온 전압(V_to2)에 접근할 때마다, 즉, 제1출력 전압(V_out1)이 턴온 전압(V_to)보다 작은 임계 전압(V_th1 및/또는 V_th2) 예를 들어 +/- 0.25V에 도달할 때마다, 제3스위치(Q₃)는 제1압전 트랜스듀서(P₁)를 거쳐서 측정된 제1감지 전압(V_Sens1) 또는 제1출력 전압(V_out1)을 제로화하기 위해 제어기(50)에 의해 활성화될 수 있다 상기 제어기(50)에 의해 실행되는 알고리즘(10)은 전류 감지 전압(V_Sens), 즉 그의 중간 디지털 표현, 그리고 0과 해당 임계 전압(V_to1 또는 V_to2) 바로 위에서 이동하는, 즉, 제3 및 제4스위치(Q₃ 및 Q₄)의 바디 다이오드의 턴온 전압보다 낮은 감지된 전압(V_Sens)를 나타내는 출력 전압(V_out1)의 다른 세그먼트(도 8의 오른쪽 참조)에서 축적된 전압(V_acc)을 더하여, 제1압전 트랜스듀서(P₁)에 걸쳐 실제 총 감지 전압(V_SensT1)을 디지털 방식으로 재구성할 수 있고, 따라서 제1압전 트랜스듀서(P₁)의 음 전압에 대해 훨씬 더 나은 감지 성능을 제공한다.

전압 멀티플렉서(40)는 감지 스위치(Q_S), 예를 들어 제3 및 제 6 스위치(Q₃, Q₆)와 제어기(50) 사이에 연결될 수 있다 상기 전압 멀티플렉서(40)는 두 가지 기능을 제공할 수 있다: 1) 다른 채널, 예를 들어 제1압전 트랜스듀서(P₁) 및 제2압전 트랜스듀서(P₂)로부터 출력 전압 신호, 예를 들어 V_out1 및 V_out2를 작은 입력 범위, 예를 들어 100 uV to 100 mV/ bit에서 최적화된 증폭기(41)로 다중화, 이는 복수의 압전 트랜스듀서, 예를 들어 P₁ ~ P_n로부터 출력 전압, 예를 들어 V_out1 ~ V_outn의 매우 정확한 판독을 제공하고 고감도를 가능하게 한다; 및 2) 구동될 때 복수의 압전 트랜스듀서(P₁ ~ P_n) 상의 고전압 액추에이터 신호, 예를 들어 50V로부터 저전압 전자 장치를 보호하는 고전압 입력 장치를 제공한다.

도 10을 참조하면, 전압 멀티플렉서(40)는 각각의 압전 트랜스듀서, 예를 들어 P₀ 내지 P_n으로부터의 하나인 복수의 입력을 포함 할 수 있다 각 입력은 고전압 스위치 Q_0H-Q_nH 및 저전압 스위치 Q_0L-Q_nL에 연결된다. 각각의 레벨 시프터(S₀ ~ S_n)는 고전압 스위치(Q_0H ~ Q_nH)와 저전압 스위치(Q_0L ~ Q_nL)의 게이트와 제어기(50) 사이에 연결되고, 이는 피에조 P₀ 내지 P_n 중 하나의 감지 전압이 측정될 때 고전압 스위치 Q_0H 내지 Q_nH 및 저전압 스위치 Q_0L 내지 Q_nL 각각을 활성화시킨다. 고전압 스위치는 저전압 회로를 손상시킬 수 있는 모든 신호, 일반적으로 사용되는 정확한 장치에 따라 1.8V 및 5V 범위 이상의 모든 신호로부터 보호한다.

전압(양 및 음)을 임계 전압(V_th) 미만으로 제한하는 방법. 이 지점에서 전류는 압전 트랜스듀서에 연결된 스위치(예: 트랜지스터)의 바디 다이오드, 예를 들어 구동 스위치(트랜지스터)(Q_DR) 또는 감지 스위치(Q_S), 예를 들어 제3, 제4, 제6 및 제6스위치(Q₃, Q₄, Q₅ 및 Q₆)에서 누출되기 시작한다. 감지 스위치, 예를 들어 제3 및 제6스위치(Q₃ 및 Q₆)를 사용하면 여러 압전 트랜스듀서의 감지 전압, 예를 들어 V_Sens1 ~ V_Sensn을 정확하고 독립적으로 읽을 수 있은 동시에 IC의 드라이버 기능을 위해 동일한 전력 트랜지스터를 공유 할 수 있다. 제어기(50)의 디지털 알고리즘(10)은 제1 및/또는 제2피에조(P₁ 및 P₂)로부터의 감지 전압 신호, 예를 들어 V_Sens1 및 V_sens2가 마치 기생 경로가 존재하지 않는 것처럼 정확하게 디지털 방식으로 재구성될 수 있게 한다. 재구성된 신호에 기초하여, 압전 트랜스듀서 시스템(1)은 다수의 압전 트랜스듀서를 센서로 정확하게 사용하고 그들에 햅틱 파형을 재생하는데 사용될 수 있다

제어기(50)에 제공된 감지 알고리즘은 다음과 같은 특성을 보여준다. 1) 압전 트랜스듀서(P₁ 및 P₂)의 압력 증가 및 감소를 정확하게 감지함; 2) 다중 채널 아키텍처와 호환 가능함; 3) 감지 채널당 단일 트랜지스터, 예를 들어 Q₃ 또는 Q₆만 필요할 수 있음; 4) 하나의 채널, 예를 들ㅇ 피에조(P₁)에서 햅틱 응답을 구동하면서 다른 채널, 예를 들어 피에조(P₂)에서 힘 적용을 감지할 수 있음; 5) 여러 피에조 변환기에 걸쳐 포지티브 및 네거티브 전압을 감지하는 능력; 6) 여러 변환기를 감지할 때 누화 또는 결합 효과를 방지함; 7) 고전압 노드에서 저전압 신호를 직접 감지하여 고감도가 가능함; 8) 시스템에 존재하는 실제 기생 경로에 방법을 적용하기 위해 구성 가능한 "재설정" 임계 값; 및 9) 운전보다 감지를 위해 추가 부품이 필요하지 않을 수 있음.

압전 트랜스듀서 회로(2)를 제어하기 위한 제어기(50), 예를 들어 디지털 제어기는 컴퓨터일 수 있다. 제어기(50)는 프로세서, 저장 장치, 위에서 언급한 기능, 입력 및 출력(I/O) 장치(또는 주변 장치)를 정의하는 소프트웨어가 저장된 메모리, 및 제어기(50) 내에서 통신을 허용하는 로컬 버스 또는 로컬 인터페이스를 포함할 수 있다. 로컬 인터페이스는 예를 들어, 당업계에 공지된 바와 같이 하나 이상의 버스 또는 다른 유선 또는 무선 연결일 수 있지만 이에 제한되지 않는다. 로컬 인터페이스에는 통신을 가능하게 하는 컨트롤러, 버퍼(캐시), 드라이버, 리피터 및 수신기와 같은 단순성을 위해 생략된 추가 요소가 있을 수 있다. 또한, 로컬 인터페이스는 전술한 구성 요소들 간의 적절한 통신을 가능하게 하는 주소, 제어 및/또는 데이터 연결을 포함할 수 있다.

프로세서는 소프트웨어, 특히 메모리에 저장된 소프트웨어를 실행하기 위한 하드웨어 장치일 수 있다. 프로세서는 맞춤형 또는 상업적으로 이용 가능한 단일 코어 또는 멀티 코어 프로세서, 중앙 처리 장치(CPU), 본 제어기(50)와 관련된 여러 프로세서 중 보조 프로세서, 반도체 기반 마이크로프로세서(마이크로칩 또는 칩 세트의 형태), 매크로 프로세서 또는 일반적으로 소프트웨어 명령들을 실행하기 위한 임의의 장치일 수 있다.

상기 메모리는 랜덤 액세스 메모리(RAM, DRAM, SRAM, SDRAM 등)와 같은 휘발성 메모리 요소 및 ROM, 하드 드라이브, 테이프, CDROM 등과 같은 비 휘발성 메모리 요소를 포함 할 수 있다. 게다가, 메모리는 전자적, 자기적, 광학적, 및/또는 다른 타입의 저장 매체를 포함할 수 있다. 메모리는 또한 분산 구조를 가질 수 있으며, 여기서 다양한 구성요소들이 서로로부터 이격되게 위치되지만, 프로세서에 의해 접속될 수 있다.

소프트웨어는 본 발명에 따라 제어기(50)에 의해 수행되는 기능을 정의할 수 있다 메모리 내의 소프트웨어는 하나 이상의 개별 프로그램을 포함할 수 있으며, 각각은 아래에서 설명하는 바와 같이 제어기(50)의 논리 기능을 구현하기 위한 실행 가능한 명령의 순서 목록을 포함한다. 메모리에는 운영 체제(O/S)가 포함될 수 있다. 상기 운영 체제는 기본적으로 제어기(50) 내의 프로그램의 실행을 제어하고 스케줄링, 입출력 제어, 파일 및 데이터 관리, 메모리 관리, 통신 제어 및 관련 서비스를 제공한다.

I/O 장치는 입력 장치, 예를 들어 키보드, 마우스, 스캐너, 마이크 등을 포함할 수 있지만 이에 제한되지는 않는다. 또한, I/O 장치는 또한 출력 장치, 예를 들어 프린터, 디스플레이 등을 포함할 수 있지만 이에 제한되지는 않는다. 마지막으로, I/O 장치는 입력 및 출력 모두를 통해 통신하는 장치, 예를 들어 변조기/복조기(모뎀, 다른 장치, 시스템 또는 네트워크에 액세스하기위한), 무선 주파수(RF) 또는 기타 트랜시버, 전화 인터페이스, 브리지, 라우터 또는 기타 장치를 더 포함 할 수 있지만 이에 제한되지는 않는다.

제어기(50)가 동작 중일 때, 프로세서는 위에서 설명한 바와 같이 메모리 내에 저장된 소프트웨어를 실행하고, 메모리와 데이터를 주고 받으며, 일반적으로 소프트웨어에 따라 제어기의 동작을 제어하도록 구성될 수 있다

제어기(50)의 기능이 작동 중일 때, 프로세서는 메모리 내에 저장된 소프트웨어를 실행하고, 메모리와 데이터를 주고 받으며, 일반적으로 소프트웨어에 따라 제어기의 동작을 제어하도록 구성될 수 있다 프로세서가 운영 체제를 읽거나 프로세서 내에서 버퍼링 한 다음 실행될 수 있다.

제어기(50)가 소프트웨어로 구현될 때, 제어기(50)를 구현하기 위한 명령은 임의의 컴퓨터 관련 장치, 시스템 또는 방법에 의해 또는 이와 관련하여 사용하기 위해 임의의 컴퓨터 판독 가능 매체에 저장될 수 있다는 점에 유의해야 한다. 이러한 컴퓨터 판독 가능 매체는 일부 실시 예에서 메모리 또는 저장 장치 중 하나 또는 둘 모두에 대응할 수 있다 이 문서의 맥락에서 컴퓨터 판독 가능 매체는 전자, 자기, 광학 또는 기타 물리적 장치 또는 컴퓨터 관련 장치, 시스템 또는 방법에 의해 또는 이와 관련하여 사용하기 위해 컴퓨터 프로그램을 포함하거나 저장할 수 있은 수단이다. 시스템을 구현하기 위한 명령은 프로세서 또는 다른 그러한 명령 실행 시스템, 장치 또는 장치에 의해 또는 이와 관련하여 사용하기 위해 임의의 컴퓨터 판독 가능 매체에 구현될 수 있다 프로세서가 예로서 언급되었지만, 이러한 명령 실행 시스템, 장치 또는 장치는 일부 실시 예에서 임의의 컴퓨터 기반 시스템, 프로세서 포함 시스템, 또는 명령 실행 시스템, 장치 또는 장치로부터 명령을 인출하고 명령을 실행할 수 있은 다른 시스템 일 수 있다 이 문서의 맥락에서 "컴퓨터 판독 가능 매체"는 프로세서 또는 기타 명령 실행 시스템, 장치 또는 장치에 의해 또는 이와 관련하여 사용하기 위해 프로그램을 저장, 통신, 전파 또는 전송할 수 있은 모든 수단일 수 있다.

이러한 컴퓨터 판독 가능 매체는 예를 들어, 전자, 자기, 광학, 전자기, 적외선 또는 반도체 시스템, 장치, 디바이스 또는 전파 매체일 수 있지만 이에 제한되지는 않는다. 컴퓨터 판독 가능 매체의보다 구체적인 예, 즉 전체 목록은 다음을 포함 할 수 있다: 하나 이상의 와이어를 갖는 전기 연결(전자), 휴대용 컴퓨터 디스켓(자기), 랜덤 액세스 메모리(RAM)(전자), 읽기 전용 메모리(ROM)(전자), 지울 수 있은 프로그래밍 가능 읽기 전용 메모리(EPROM, EEPROM 또는 플래시 메모리)(전자), 광섬유(광) 및 휴대용 컴팩트 디스크 읽기 전용 메모리(CDROM)(광). 컴퓨터 판독 가능 매체는 예를 들어 종이 또는 다른 매체의 광학 스캐닝을 통해 프로그램이 전자적으로 캡처된 다음 컴파일, 해석 또는 달리 처리될 수 있으므로 프로그램이 인쇄되는 종이 또는 다른 적절한 매체일 수 있거나 필요한 경우 적절한 방식으로 컴퓨터 메모리에 저장된다.

대안적인 실시 예에서, 제어기(50)가 하드웨어로 구현되는 경우, 제어기(50)는 당 업계에 각각 잘 알려진 다음 기술 중 임의의 것 또는 조합으로 구현될 수 있다: 데이터 신호에 대해 논리 기능을 구현하기 위한 논리 게이트를 포함하는 개별 논리 회로(들), 적절한 조합 논리 게이트를 가진 ASIC(application specific integrated circuit), 프로그래밍 가능한 게이트 어레이(PGA), FPGA(Field Programmable Gate Array) 등.

본 발명의 하나 이상의 실시 예에 대한 전술 한 설명은 예시 및 설명의 목적으로 제시되었다. 본 발명을 개시된 정확한 형태로 제한하거나 포괄적인 의도는 아니다. 위의 가르침에 비추어 많은 수정 및 변형이 가능하다. 본 발명의 범위는이 상세한 설명에 의해 제한되는 것이 아니라 여기에 첨부된 청구 범위에 의해 제한되는 것으로 의도된다.

Claims

제1기생 전도 경로를 갖는 제1스위치를 포함하는 압전 드라이버 회로(piezo-electric driver circuit)로 압전 트랜스듀서(piezo-electric transducer)를 작동시키는 방법으로,
상기 방법은
제1압전 트랜스듀서에 인가된 제1힘(force)에 의해 생성된 제1감지 전압(sensed voltage)을 반복적으로 감지하는 단계;
제1감지 전압(sensed voltage)이 제1기생 전도 경로의 제1트리거 레벨(trigger level)에 도달할 때마다 제1감지 전압을 방전하여, 이에 의해 복수의 제1전압 세그먼트(voltage segment)를 생성하는 단계; 및
상기 복수의 제1전압 세그먼트로부터 제1압전 트랜스듀서 양단의(across) 제1총 감지 전압을 결정하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 제1트리거 레벨에 기초하여 상기 제1감지 전압을 제1임계 전압(threshold voltage)과 비교하는 단계를 더 포함하는 방법.
제2항에 있어서,
상기 결정 단계는
제1감지 전압이 제1임계 전압에 도달할 때마다 복수의 제1전압 세그먼트 중 하나의 디지털 표현(digital representation)을 생성하는 단계;
제1감지 전압이 제1임계 전압에 도달할 때마다 각각의 디지털 표현으로 누적 전압을 업데이트하는 단계; 및
상기 누적 전압으로부터 제1압전 트랜스듀서 양단의 제1총 감지 전압을 결정하는 단계를 포함하는 방법.
제3항에 있어서,
상기 결정 단계는
제1감지 전압이 감지될 때마다 각각의 제1감지 전압의 중간(interim) 디지털 표현을 생성하는 단계; 및
누적 전압 및 중간 디지털 표현으로부터 제1압전 트랜스듀서 양단의 제1총 감지 전압을 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 압전 드라이버 회로의 제1스위치는 제1기생 전도 경로를 포함하는 드라이버 회로 스위치를 포함하고, 상기 방법은 상기 제1압전 트랜스듀서에 힘 또는 변위 응답(force or displacement response)을 발생시키기 위해 상기 제1압전 트랜스듀서에 구동 전압(drive voltage)을 전송하는 단계를 포함하는 방법.
제5항에 있어서,
제1감지 전압이 감지될 때마다 각각의 제1감지 전압의 중간 디지털 표현을 생성하는 단계를 더 포함하고,
여기서 상기 구동 전압을 전송하는 단계는 누적 전압 + 중간 디지털 표현이 미리 결정된 활성화 레벨보다 클 때 구동 전압을 전송하는 단계를 포함하는 방법.
제5항에 있어서,
상기 압전 드라이버 회로는 제2스위치의 기생 전도 경로를 갖는 제2스위치를 포함하고, 여기서 상기 방법은
상기 제2스위치의 기생 전도 경로의 제2스위치의 트리거 레벨에 기초하여 상기 제1감지 전압을 제2스위치의 임계 전압과 비교하는 단계;
제1감지 전압이 제2스위치의 임계 전압에 도달할 때마다 제1감지 전압을 방전하여, 이에 의해 복수의 제2스위치의 전압 세그먼트를 생성하는 단계;
상기 복수의 제2스위치의 전압 세그먼트로부터 제1압전 트랜스듀서 양단의 제2스위치의 총 감지 전압을 결정하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 압전 드라이버 회로는 또한 제2압전 트랜스듀서에 구동 신호를 선택적으로 적용하도록 구성되고; 및
상기 드라이버 회로가 제2압전 트랜스듀서에 구동 신호를 적용하는 동안 제1압전 트랜스듀서를 가로 지르는 제1총 감지 전압을 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
제2압전 트랜스듀서에 가해진 제2힘에 의해 생성된 제2감지 전압을 감지하는 단계;
제2압전 트랜스듀서의 제2스위치의 기생 전도 경로의 제2스위치의 트리거 레벨에 기초하여 제2스위치의 감지 전압을 제2스위치의 임계 전압과 비교하는 단계;
제2스위치의 감지 전압이 제2스위치의 임계 전압에 도달할 때마다 제2스위치의 감지 전압을 방전하여, 이에 의하여 복수의 제2스위치의 전압 세그먼트를 생성하는 단계;
상기 복수의 제2스위치의 전압 세그먼트로부터 제2압전 트랜스듀서 양단의 제2스위치의 총 감지 전압을 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
제9항에 있어서,
상기 제1감지 전압이 복수의 제1전압 세그먼트를 생성하는 제1감지 스위치(sensing switch)로부터 제3스위치의 기생 전도 경로의 제3스위치의 트리거 레벨에 도달할 때마다 상기 제1감지 스위치로 제1감지 전압을 방전시키는 단계; 및
상기 제2스위치의 감지 전압이 복수의 제2스위치의 전압 세그먼트를 생성하는 제2감지 스위치로부터 제4스위치의 기생 전도 경로의 제4스위치의 트리거 레벨에 도달할 때마다 상기 제2감지 스위치로 제2스위치의 감지 전압을 방전시키는 단계를 더 포함하는 방법.
제9항에 있어서,
상기 압전 드라이버 회로가 상기 제1압전 트랜스듀서 상에서 구동 전압을 전송하는 동안 상기 제2압전 트랜스듀서를 가로 지르는 상기 제2스위치의 총 감지 전압을 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
입력 전압을 제공하는 전압 소스에 결합하도록 구성된 제1압전 트랜스듀서를 작동하기 위한 장치로,
상기 장치는
상기 제1압전 트랜스듀서에 연결되도록 구성되고, 제1기생 전도 경로를 포함하는 제1드라이버 회로 스위치를 포함하는 드라이버 회로(driver circuit), 상기 드라이버 회로는 상기 입력 전압을 수신하고 제1압전 트랜스듀서에 힘 또는 변위 응답을 생성하기 위해 구동 전압을 전송하도록 구성됨;
상기 제1압전 트랜스듀서에 가해진 제1힘에 의해 생성된 제1감지 전압을 감지하도록 구성된 감지 회로(sensing circuit), 상기 감지 회로는 제1감지 스위치를 포함함;
상기 제1드라이버 회로 스위치 및 상기 제1감지 스위치를 제어하도록 구성되고, 제1감지 전압이 복수의 제1전압 세그먼트를 생성하는 제1기생 전도 경로의 제1트리거 레벨에 도달할 때마다 제1감지 전압을 방전하도록 구성되고, 상기 복수의 제1전압 세그먼트로부터 제1압전 트랜스듀서 양단의 제1총 감지 전압을 결정하도록 구성되는 제어기(controller)를 포함하는 장치.
제12항에 있어서,
상기 제어기는 또한 상기 제1트리거 레벨에 기초하여 상기 제1감지 전압을 제1임계 전압과 비교하도록 구성되는 장치.
제13항에 있어서,
상기 제어기는
제1감지 전압이 제1임계 전압에 도달할 때마다 복수의 제1전압 세그먼트 중 하나의 디지털 표현을 생성하고;
제1감지 전압이 제1임계 전압에 도달할 때마다 각각의 디지털 표현으로 누적 전압을 업데이트하고; 및
상기 누적 전압에 기초하여 제1압전 트랜스듀서 양단의 제1총 감지 전압을 결정하도록 구성되는 장치.
제14항에 있어서,
상기 제어기는
제1감지 전압이 감지될 때마다 각각의 제1감지 전압의 임시 디지털 표현을 생성하고; 및
누적 전압과 중간 디지털 표현으로부터 제1압전 트랜스듀서 양단의 제1총 감지 전압을 결정하도록 구성되는 장치.
제14항에 있어서,
상기 제어기는
제1감지 전압이 감지될 때마다 각각의 제1감지 전압의 임시 디지털 표현을 생성하고; 및
누적 전압 + 중간 디지털 표현이 미리 결정된 활성화 레벨보다 클 때 상기 구동 전압을 전송하도록 구성된 장치.
제12항에 있어서,
상기 드라이버 회로는 제2스위치의 기생 전도 경로를 갖는 제2스위치를 포함하고; 및
상기 제어기는
제2스위치의 기생 경로의 제2스위치의 트리거 레벨에 기초하여 제1감지 전압을 제2스위치의 임계 전압과 비교하고;
제1감지 전압이 제2스위치의 임계 전압에 도달할 때마다 제1감지 전압을 방전시켜, 이에 의해 복수의 제2스위치의 전압 세그먼트를 생성하고;
상기 복수의 제2스위치의 전압 세그먼트로부터 제1압전 트랜스듀서 양단의 제2스위치의 총 감지 전압을 결정하도록 추가로 구성된 장치.
제12항에 있어서,
상기 드라이버 회로는 제2압전 트랜스듀서를 통해 구동 전압을 전송하도록 구성된 제2스위치의 기생 전도 경로를 갖는 제2드라이버 회로 스위치를 더 포함하고;
상기 감지 회로는 또한 제2압전 트랜스듀서에 인가된 제2힘에 의해 생성된 제2스위치의 감지 전압을 감지하도록 구성되고;
상기 감지 회로는
제2스위치의 감지 전압이 복수의 제2스위치의 전압 세그먼트를 생성하는 제2스위치의 기생 전도 경로의 제2스위치의 트리거 레벨에 도달할 때마다 상기 제2스위치의 감지 전압을 방전하도록 구성된 제2감지 스위치를 포함하고; 및
여기서 제어기는 또한 복수의 제2스위치의 전압 세그먼트로부터 제2압전 트랜스듀서 양단의 제2스위치의 총 감지 전압을 결정하도록 구성되는 장치.
제18항에 있어서,
상기 제어기는
제1감지 전압이 복수의 제1전압 세그먼트를 생성하는 제1감지 스위치로부터 제3스위치의 기생 전도 경로의 제3스위치의 트리거 레벨에 도달할 때마다 상기 제1감지 전압을 방전하도록, 상기 제1감지 스위치를 조절하고; 및
제2감지 전압이 복수의 제2스위치의 전압 세그먼트를 생성하는 제2감지 스위치로부터 제4스위치의 기생 전도 경로의 제4스위치의 트리거 레벨에 도달할 때마다 상기 제2감지 전압을 방전하도록, 상기 제2감지 스위치를 조절하도록 구성되는 장치.
제19항에 있어서,
상기 드라이버 회로가 제2압전 트랜스듀서에서 구동 신호를 적용하는 동안 상기 제어기는 복수의 제1전압 세그먼트로부터 제1압전 트랜스듀서를 가로 지르는 제1총 감지 전압을 결정하도록 구성되는 장치.