CN108352786A - 用于高压电容式致动器的驱动器 - Google Patents

用于高压电容式致动器的驱动器 Download PDF

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Abstract

公开了一种用于具有电容性负载的电路的驱动器，该驱动器包括：功率转换器，用于接收输入电压并产生一种平滑的经折叠波形作为输出；以输入电压为参考的展开级，被配置成：从功率转换器接收平滑的经折叠波形，并将该经折叠波形展开成完整波形。该驱动器还包括控制器以控制该驱动器。该转换器可以双向操作。

Description

用于高压电容式致动器的驱动器
相关申请的交叉引用
本申请要求享有于2015年9月28日提交的名为“COMPACT,LOW-POWER,ANDNOISELESS ACTUATOR DRIVER(紧凑、低功率、无噪声的致动器驱动器)”的美国临时专利申请62/233,631以及于2015年12月11日提交的名为“Piezoelectric Driver(压电驱动器)”的美国临时专利申请62/266,318的优先权，这两篇美国临时专利申请的全部内容通过引用合并到本文中。
技术领域
本发明涉及用于高压电容式致动器的控制电路(驱动器)，高压电容式致动器例如为静电致动器、机电聚合物(EMP)致动器、电活性聚合物(EAP)致动器以及压电致动器。
背景技术
在诸如平板电脑或便携式计算机之类的超薄装置中采用主动冷却系统(例如风扇)时会面临多重挑战。通用电气(GE)开发了一种使用两个压电膜的冷却装置，称为双压电冷却喷射(Dual Piezoelectric Cooling Jet，DCJ)。压电膜被电激活，使得压电膜膨胀和收缩，从而形成例如像风箱那样的高速喷出空气的空腔。但是，DCJ是一种能量密集型装置，而DCJ驱动器可能大且昂贵。此外，DCJ膜如扬声器/换能器那样操作，以使得例如由于驱动器信号的噪声或失真所产生的人类听觉频带(大约200Hz至20kHz)内的任何振荡都可以被可听地探测到。
图19示出了一种针对可再生能源的单相电压源逆变器的现有技术拓扑结构。该电路包括输入级、降压-升压级和展开级(unfolding stage)。由于要处理的是高功率，因此采用分立部件。该电路是基于一种典型的PI控制器或能量控制器和非常低的固定频率开关。这通常会导致非常高的失真水平(>5％)、低功率输出时的低功率效率以及非常有限的约3.5(V输出/V输入)的升压率。因此，业界需要解决上述缺点中的一个或多个。
发明内容
简而言之，本发明涉及一种用于具有电容性负载的电路的驱动器，该驱动器包括：功率转换器，以接收输入电压并生成一种平滑的经折叠波形(clean folded waveform)作为输出。以输入电压为参考的展开级被配置成：从功率转换器接收平滑的经折叠波形，并将该经折叠波形展开成完整波形。驱动器包括控制器以控制该驱动器。转换器可以双向操作。
本发明的其它系统、方法和特征对于本领域普通技术人员来说在查阅以下附图和详细说明时将变得明显。所有这些附加系统、方法以及特征旨在被包括在本说明书中、在本发明的范围内并且受所附权利要求的保护。
附图说明
包含的附图供进一步理解本发明，并且该附图被并入本说明书中并构成本说明书的一部分。附图示出了本发明的实施例，并且与说明书一起用于解释本发明的原理。
图1是描述示例性第一实施例的驱动器拓扑结构的示意图。
图2A是一电路图，用于图1的降压-升压驱动器的第一备选例的2开关降压-升压驱动器。
图2B是一电路图，用于图1的降压-升压驱动器的第二备选例的2开关抽头电感器降压-升压驱动器。
图2C是一电路图，用于图1的降压-升压驱动器的第三备选例的2开关反激式降压-升压驱动器。
图2D是一电路图，用于图1的降压-升压驱动器的第四备选例的2开关反激式降压-升压的低压侧次级开关。
图3A是阐述输出配置的电路图，该输出配置具有被连接至电容性负载的全桥。
图3B是阐述输出配置的电路图，其中具有离散电压参考选择的全桥被连接至电容性负载。
图3C是阐述输出配置的电路图，其中具有模拟可变参考的全桥被连接至电容性负载。
图3D是阐述输出配置的电路图，该输出配置具有被连接至离散可变参考的负载。
图3E是阐述输出配置的电路图，该输出配置具有被连接至可变模拟参考的负载。
图4是阐述功率转换器的现有技术伪谐振操作的电路图。
图5是阐述功率转换器的更为新近的现有技术伪谐振操作的电路图，该功率转换器使用与图4电路类似的原理。
图6A阐述了单向功率输入的第一备选实施例。
图6B阐述了单向功率输入的第二备选实施例，其中，通过使用有源开关来降低输入中的损耗。
图6C阐述了单向功率输入的第三备选实施例，其中，通常可以使用任何功率转换器。
图6D阐述了转换器的第一备选实施例，该转换器具有用于输入的双向转换器。
图7示出了两个电压曲线，用于阐述向双向转换器提供单向功率输入的效果。
图8是示例性浮动低电压源的示意图。
图9是相对于新驱动器具有通用高压侧栅极驱动器的驱动器电路实施例的电路图。
图10A是标准电流DAC转换器的电路图。
图10B是用于快速建立电流输出节点的增强型电流DAC的电路图。
图11是一曲线图，示出了降低DAC输出与交替路径之间的电压差的效果。
图12是具有图10B的DAC的示例性单传感器双向电流感测电路的电路图。
图13是阐述用于本发明的控制器的示例的示意图。
图14A是用于驱动器控制器的示例性实施例的示意性框图。
图14B是示例性控制配置的示意图。
图15是在150nF的电容性负载中测量的101.8Vpp、150Hz波形的示例性驱动器的输出图以及在1MHz带宽中具有0.38％THD+N的频谱图。
图16是一曲线图，演示了在150nF电容器中从5V输入到100Vpp输出时，伪谐振同步降压操作相比于常规降压操作如何节省了高达8.9％的功率。
图17是实时调节当前目标以实现精确导通/关断行为的示意图。
图18A是升压模式中的图1的转换器的波形曲线图。
图18B是常规降压模式中的图1的转换器的波形曲线图。
图19是描述现有技术驱动器拓扑结构的示意图。
具体实施方式
现在将详细参考本发明的实施例，其示例在附图中示出。只要有可能，在附图和说明书中使用相同的附图标记来指代相同或相似的部分。
与图19所示的现有技术驱动器相反，根据本发明的驱动器的实施例可以将电压比提升超过10并且可以实现低于1％的失真水平，同时在低功率输出时非常有效。由于尺寸和成本限制，使用分立部件来实施压电驱动器的拓扑结构不是一个选择，但是高度集成的拓扑结构并不简单，因为大多数CMOS工艺由于工艺限制而无法适应转换器的有效双向操作。
尽管在本实施例中使用的拓扑结构与图19的电路具有相似性，但是在用于驱动诸如压电致动器之类的电容性负载时，在单个集成电路中实施能获得明显更低失真和高功率效率的拓扑结构是向前迈出的重要一步，以实现诸如移动装置中的高清触觉反馈装置以及压电冷却风扇等的各种新应用。
电容式驱动器的示例性实施例(例如，用于双压电冷却喷射(DCJ)的驱动器)包括：功率转换器，被配置成接收输入电压v输入作为输入并生成平滑的经折叠正弦波形作为输出；以v输入为参考的展开级，被配置成从转换器接收平滑的经折叠正弦波形并将该经折叠正弦波形展开成正弦曲线波形；以及控制器，被配置成控制该驱动器。转换器可以被配置成双向操作。
图1示出了单向电压源的拓扑结构的示例性第一实施例100。第一实施例100可以被描述成具有单个电感器L1的伪直流链路双向驱动器，该驱动器提供了低于0.5％的总谐波失真(THD)并且使功率接近负载所使用的有效功率。样机的示例性结果是：对于来自3.6V电源的150nF负载的100Vpp、150Hz的正弦曲线，总功率是64.04mW，THD+N是0.38％。
第一实施例100的电路包括输入级110、前向升压/反向降压级120以及展开级160。由于处理的是高功率，因此可以以分立部件来实施第一实施例100的电路。输入级可以包括诸如电池之类的电压源V输入。下面将详细描述输入级(参见图7A-图7D)。降压-升压级120是生成平滑的经折叠正弦波形的前向升压/反向降压的转换器。降压-升压级120包括：被连接至V输入的电感器L1；被连接在L1和大地之间的第一低压侧开关Q1；被连接在L1和展开级160之间的第二开关Q2。第一开关Q1和第二开关中晶体管的栅极被连接至栅极驱动器(未示出)。
虽然第一实施例被描述用于正弦波形，但是本领域技术人员应该理解的是，这里所描述的实施例可以在任意或复杂的波形上操作，例如，正方形、三角形、AM调制、FM调制，该实施例并不受限于以正弦波形操作。
例如，具有DCJ的电感器L1可以是100μH的电感器。为了(1)实现目标失真(较低的电感增加了切换频率并减小了失真/THD+N)，和/或(2)最大程度的减小切换频率，可以选择电感器L1的值。通常，较低的切换频率对应于较低的功耗。
开关Q1和Q2可以是相同类型，这对于集成电路(IC)的实施而言可能是最实际的选择，尽管可以使用具有混合开关的实施例。除了其他可能的开关之外，开关Q1和Q2例如可以是GaN、PMOS、MEMS开关。
展开级160以V输入而不是GND为参考。展开级包括负载165(例如，电容器或压电冷却喷射)和开关Q3、Q4、Q5以及Q6。因此，为了获得0V差分，输出电压和输入电压是相等的。增加输入电压V输入上方负载165两端的输出电压以产生信号幅度。可以通过展开级160的配置选择输出波形的极性。因此，由于只需要升高输入电压，所以使用降压-升压级120的2开关升压转换器拓扑结构作为功率级就足够了。
降压-升压级120的双向操作允许对电容式负载165的能量进行有效控制。全桥配置以输入级110的输入电压(V输入)而不是地为参考，并且将展开级160的负载165两端的信号展开成正弦曲线波形。
最大输出电压可以具有V输入+Vp的值，其中Vp是差分输出信号幅度。该电压开销V输入对系统效率的影响有限。通过负载的电流返回至V输入而不是GND。因此，没有直接的功率消耗是与电压开销有关的。然而，由于转换器100的在较高转换率下的功率较低，因此会有小的损失。
假定由第一实施例的转换器100处理的功率在输出电压超过50V时大约为100mW，那么DC和开关的损耗都很重要。以边界线导通模式(BCM)操作转换器100提供了良好的折衷以最大限度的减小DC和开关的损耗。在这种模式下，流过电感器L1的电流在开关周期结束后返回至零，然后在下一周期开始立即上升。相比于连续导通模式(CCM)，BCM提供了零电压切换(ZVS)的机会，从而减小了开关损耗(∝fCV2)，其中，f是切换频率，C是开关节点处的寄生电容，以及V是开关节点处最小电压与最大电压之间的电压差。相比于断续导通模式(DCM)，第一实施例100提供较低的均方根(RMS)电流，从而减小了DC损耗(∝Irms 2R)，其中Irms是均方根电流，R是电流路径中的电阻。
以下描述了BCM和该BCM根据第一实施例100在具有高转换率的转换器中的限制。在这种情况下，对于从3.6V输入到50Vac的输出，转换率上升至14.9。图18A示出了以升压模式操作的转换器100的典型波形。首先，Q1导通，电感器L1的电流线性上升。当Q1关断时，在开关节点的电压增加至输出电压值。此处，Q2的体二极管导通并对输出端充电。当电感器L1的电流达到0时，二极管关断并且开关节点电压VSW开始振荡。在第一实施例100中，由于升压转换器的电压增益在大部份时间是大于2的，因此VSW降低到略小于0并导通Q1的体二极管。于是，Q1在零压开关(ZVS)的条件下再次导通，并因此减小了与开关节点处的寄生电容相关联的开关损耗。
图18B示出了降压模式的类似情况。开关Q2导通，VSW等于输出电压，同时电感器L1的电流幅度增加。当Q2关断时，VSW变到GND，Q1的体二极管导通。在这种情况下，由于V输入较低，因此二极管压降会产生不可忽略的DC损耗。当电感器电流达到0时，LC储能电路开始振荡。在这种情况下，L是L1，C是节点开关处所有寄生电容的总和。VSW在约2V输入时达到最大，此时Q2在下一周期导通。输出电压与V输入之间的显著差异限制了降压模式下该开关机制的功率节省。
当降压-升压级120正在执行降压操作时，该降压-升压级120在此处被称为降压转换器120。将降压转换器120作为伪谐振同步降压转换器的操作，通过基本上消除由SW节点电容引起的开关损耗以及由二极管压降引起的DC损耗而改善了降压转换器120的总体效率。在这种模式下，两个开关用于降压模式。当Q2关断是，Q1在ZVS条件下导通。电感器L1的电流不通过二极管，而是通过Q1以减小DC损耗。然后Q1保持导通，直到电感器积累了足够的能量时将VSW充电至V输出。当Q1关断时，VSW响应V输出，Q2在ZVS条件下导通，从而减小了开关损耗。
图2A-图2D示出了备选电流框图，下面描述的可以将输出电压和输入电压之间的电压比提升超过10:1，并且可以实现低于1％的失真水平同时在低功率输出时非常有效。由于尺寸和成本限制，将拓扑结构作为分立部件来实施压电驱动器可能涉及实际挑战，但是由于工艺限制，大多数CMOS工艺无法适应转换器的有效双向操作，所以集成拓扑结构并不简单。
虽然图2A-图2D的备选实施例中使用的拓扑结构与图1的电路相似，但是该拓扑结构可以在单个集成电路(通常除电感器L之外)中实施，该单个集成电路在用于驱动诸如压电致动器之类的电容性负载时具有明显更低的失真和高功率效率。这是实现各种新应用的重要一步。
图2A-图2D的备选实施例使用二开关功率转换器单元作为双向驱动器，以控制具有低失真模拟波形的电容性负载。为了达到理想的性能水平，2-开关功率转换器被设计用于确保切换频率足够高，以使输出波形能够达到目标的低失真水平。所需频率可以通过以下方式估算：
其中，fSW是转换器切换频率，fsig是输出信号频率。通过标准的模拟理论，分辨率可以与理想的失真水平相关联。
图2A-图2D描述了可用于直接生成输出波形以控制电容性负载的二开关功率转换器的备选实施例的四个示例。图2A是描述用于2开关降压-升压转换器221的驱动器拓扑结构的电路图。2开关降压-升压转换器221不需要变压器或耦合电感器而可以直接用于驱动负载上的单级信号(总是高于0)。图2B是描述用于2开关抽头电感器降压-升压转换器222的驱动器拓扑结构的电路图。图2C是描述用于2开关反激式降压-升压转换器223的驱动器拓扑结构的电路图。图2D是描述用于2开关反激式降压-升压的低压侧次级开关转换器223的驱动器拓扑结构的电路图。图2B、图2C、图2D使用与图2A相同的原理。当输出电压较高时，图2B、图2C、图2D可能优于图2A，因为它们可以实现较低的功率。实施的选择取决于应用的确切要求(例如，尺寸、功率、制造工艺)。备选转换器221-224证明了需要低失真模拟波形的电容性负载可以直接从2开关双向转换器进行驱动。所选择的确切拓扑结构可能是特定于应用的。转换器221可以使用同步开关、常规开关或这两者的结合来实现最佳性能的应用。
图3A-图3E示出了展开级160(图1)或输出级的不同配置301-305，该配置301-305可用于不同的驱动器实施例以与电容性负载365相连接。图3A示出了类似于展开级160(图1)的标准全桥配置301，配置301包括负载365(例如，电容器或致动器)和开关Q3、Q4、Q5以及Q6。该配置能够使负载365上的有效输出电压信号加倍，从而使致动器平移大约2倍的位移。全桥可以以输入电压为参考，与诸如2开关降压-升压之类的功率转换器(图2A)一起使用。图3B示出了具有离散电压参考选择的全桥输出302。图3C示出了具有模拟可变参考Vref的全桥输出级303。图3D示出了具有被连接至离散可变参考的负载365的输出级304，而图3E示出了具有被连接至可变模拟参考Vref的负载365的输出级305。
如果第一级是2开关反激式配置223(图2C)、224(图2D)，则全桥以GND为参考，如图3B的转换器303所示。在其他情况下，具有离散可变参考的全桥转换器304(图3C)使功率传输效率更高。应当注意的是，尽管以两个备选参考点(图3B中的GND和V输入)进行描述，但是所阐述的概念可以扩展到任意数量的离散参考点。在非常低的失真应用中，具有可变模拟参考的全桥可以减少失真并提高转换器级的效率。如果期望单级输出，则可以使用相同的方法，该方法具有图3D和图3E所示的相同的优点。对于图3C所示的转换器输出级303和图3E所示的输出级305，三角形符号表示放大器，可以向该放大器反馈变量输入Vref并控制负载365一侧。
图3B和图3C的电路组合或图3D和图3E的电路组合对特定参考电压之间的转换进行了平滑(smoothing)，同时实现了更高的功率效率，因为可变模拟参考比简单开关的效率低，可能仅在转换期间才有效。这种组合可以提供模拟参考的较低失真的优势，同时保留了离散参考方法的大部分的功率优势。
在上述实施例中，经折叠波形被描述成“半”波形(正弦波)并且由展开输出级160将该经折叠波形展开成完整波形。然而，在一些情况下，更好的方法是直接应用图3A-图3E中没有输出级的图2A的电路，其中驱动器生成完整波形。因此，尽管可能存在的情况是经折叠波形是半波形，但是实施例并不限于生成经折叠(半)波形。
图4示出了1991年首次提出的降低高频率转换器中开关损耗的功率转换器400的伪谐振操作。该设计是基于固定输入条件和固定输出条件以及包含由电感器和电容器组成的谐振网络的知识。
图5示出了电路500的实施，其使用与图4电路类似的原理。此外，实施包括无源组件以实现优势。高压电容器C1和C2都包括在电路中，因此增加了方案的成本和尺寸。此外，该实施是DC/DC转换器，因此输入/输出电压关系是静态的，从而简化了问题。
与前述电路(例如，图19所示电路)相比，第一实施例100(图1)可以在伪谐振模式中操作而不需要添加任何专有电抗(电感(L)或电容(C))组件。这提供了伪谐振操作而无需使用额外组件的优势。伪谐振操作不断检测输出电压。输出电压被用于计算第一低压侧开关Q1脉冲所需的电流，以实现开关节点的伪谐振充电达到输出电压。此外，由于输出/输入关系是不断变化的，因此控制器动态地将每个开关周期Q1中所需的电流与当前操作条件相匹配。由于在某些情况下，转换器需要处理低于其能力的功率电平，因此伪谐振的实施能识别断续导通模式(DCM)并关断处于零电流切换(ZCS)模式中的Q1，以完成同步开关周期，而不会在电路中损失额外的能量。当转换器处于DCM并且需要新的脉冲来传输能量时，首先通过导通Q1恢复电路以生成伪谐振脉冲并避免硬开关第二开关Q2的高开关损耗。
尽管在许多应用中使用了功率转换器的双向操作，但是由于在电流反向流过时形成的寄生晶体管，使得单管芯双向转换器在标准的CMOS技术中是不实用的。为了解决该问题，可以使用绝缘体上硅(SOI)技术来实施第一实施例驱动器100。这使得驱动器可以在单个管芯上实施所有开关Q1-Q6，从而减少方案的尺寸和成本。
双向转换器在两个方向上传输功率：从输入到输出，以及从输出到输入。当双向转换器被用于驱动电容性负载时，由于能量守恒法则，可以假设在波形周期内(在相同电压电平时的输出开始和结束)的能量净流量可以是从输入到输出。系统中的损耗不可避免地使进入系统的能量大于退出系统的能量。另外，在功率转换器中，一般情况是：电压转换率越接近于1，转换效率越高，因为损耗越低。
向双向转换器提供单向功率输入会导致以下情况发生。首先，当功率转换器处于正向模式(输入到输出)时，从输入源获取功率。其次，当处于反向模式(输出到输入)时，回收的能量积累在输入能量存储装置上，例如，电容器。
电容器上的能量积累会导致输入电压增加，因此降低了电压转换率并提高了整体功率效率。这由图7中的电压曲线示出。VP1(上图)是负载两端的差分电压，V输入(下图)是系统的输入电压，V输入1是双向转换器的输入端的电压。在阶段0中，当转换器首次在正向模式下操作时，V输入1与V输入的值相同。在阶段1中，转换器切换到反向模式。回收的能量积累在双向转换器输入能量存储装置上。因此，V输入增加。当转换器在阶段2切换回正向模式时，V输入1开始消耗积累在C1上的能量(在该阶段V输入没有电流流过)。当V输入1达到V输入时，转换器开始再次使用V输入的能量(阶段3)。只要转换器在操作中，则阶段1、2、3就会自行重复。节省功率由两种实现方式。第一，在阶段2和阶段3期间，降低电压转换率会产生更高的效率。第二，减小流入/流出V输入的RMS电流(Irms)，从而减小DC损耗(∝Irms 2R)，其中，R是V输入与V输入1之间电流路径的寄生电阻。
可以通过首先计算从负载恢复的最大能量，然后适当调整输入电容器(C1)的尺寸来调整确切的电压增加以实现所需的电压增加。
图7A-图7D阐述了单向功率输入的四个备选实施例。最简单的实施方式是二极管D1，如图6A所示，具有电源、二极管D1、电容器C1、双向功率转换器705以及负载765。图6B示出了一种通过使用有源开关721代替二极管D1来降低输入损耗的实施方式。如果开关721能够允许电流在两个方向上，则当转换器准备关闭时，反向导通能力还可以被用于恢复存储在电容器C1中的能量。图6C更一般地示出了可以使用任何功率转换器，例如，单向功率转换器735。包括单向功率转换器735的潜在优势是可以增加高于V输入的基值V输入1。该电压增加使得主功率转换器能够以较低的电压转换率进行操作，从而导致更好的整体效率。电荷泵和基于电感器的转换器是可能的功率输入级的示例。最佳实施方式取决于应用。类似于图6B、图6D呈现了用于输入的双向转换器745的使用。尽管图6D的驱动器具有双向能力，但是该驱动器的单相功率传输能力仅可以在主转换器即将关闭以恢复电容器C1上的可用能量时使用。当电容器C1上检测到过压情况时，也可以使用反向功率能力以防止电路故障。
在典型地升压转换器中，例如开关Q2(图1)的输出装置优选是分立部件或在不同的管芯上，以避免触发标准CMOS工艺中的寄生晶体管。触发这些寄生装置会明显减少从输入端传输到输出端的能量，因为大量的能量通过这些寄生路径被连接至衬底。目前，在转换器中集成单个正向二极管是非常规的并且是数据手册中突出显示的特征。
在图1的拓扑结构中，当转换器从输出端传输能量至输入端时，可能有多达五个有问题的装置，特别是用作任意升压转换器配置中的输出二极管的Q2，以及Q3-Q6。为了解决该问题，第一实施例可以采用绝缘体上硅CMOS技术。该技术消除了寄生装置，从而实现了驱动器的完全集成或几乎完全集成。
对于低成本高度集成的IC，使用全桥(Q3、Q4、Q5、Q6)可能会有一个问题，因为四个开关并未以GND参考，这会增加控制这四个开关所需要的区域、尺寸和功率。作为回应，可以利用SOI技术能力。图4示出了位于V输入电压电平之上的低电压电源。通过使用电荷泵，可能会产生两倍于输入电压的输出电压。然而，两倍输入电压会对晶体管施加过大的电压应力。为了解决这个问题，全桥驱动器以V输入而不是GND为参考。因此，全桥驱动器装置两端的电压变成V输入(正常操作电压)。
图8的电路800只解决了对以V输入为参考的Q4和Q6进行驱动的问题。对于Q3和Q5，可以使用不同的电路。图9中示出了驱动Q3的常见的实施900。此处，在Q3的源电压很高时，驱动Q3使用非常大的电容器(例如，10s nF C1)以存储足够的能量以供应给控制Q3的驱动器。一旦Q3的源电压再次变低，则电容器C1就可以重新充电，为下一个周期做准备。这种方法可能不适用于高度集成的方案，因为由于C1是高电容，所以C1可能不会集成在芯片上。此外，该方法需要设计者保证C1的一定更新率，以能够确保驱动器正常工作。这意味着高电压不能持续很长时间。
图9的电路900解决了这些问题。当节点2为很低(＝V输入)时，可以通过D3给C2充电来激活Q5的栅极。D3被连接至Q4的栅极。此充电路径不是必需的，但可以使Q5快速导通。然后，当节点2开始升高时，C2上的电荷可以被更新以抵消与Q5和泄露路口的寄生电容相关联的电流。为此，D1、D2和C3的组合起到电荷泵的作用，以使Q5的栅极比其源极高大约为V输入V。关断Q5，导通开关Q7。这里描述的所有组件可能非常小，因为C2上需要更换非常小的电荷。例如，电容器处于pF范围内，由于需要非常小的功率，所以二极管非常小。此外，该配置使得可以处理任意波形而不用对用户施加任何更新率的约束。这种全桥驱动器使得可以以非常小的驱动器区域开销将全桥集成在管芯上。
通常，根据图10A的电路1010，当前的数模转换器(DAC)具有被连接至电源电压的交流路径。然而，当DAC值发生变化时，由于节点1与节点2之间的电压变化很大，所以每个位线的寄生电容需要较长的时间才能稳定。为了改善这一点，两个电流路径通过被适当的电压V偏置偏置的一对共源共栅装置(cascode devices)来进行连接，如图10B的电路1020所示。这可以减少DAC值改变的时间以及减少DAC输出稳定在新值的时间。图11示出了模拟结果。当交流路径被连接至与输出端相似的电压电平的电压电源时，结果是Vcasc＝0.45。。
图11示出了降低DAC输出端与交流路径之间的电压差的效果。差异越小，瞬态电压就越小，稳定就越快。根据本实施例，这使电路能够使用较小的消隐时间进行电流检测。如此处所使用的，“消隐时间”指的是在检测到电流值的变化时参考值稳定在期望值之前的有限时间。在消隐时间期间，传感器输出端可能被禁用以避免错误触发。在更高电平上，这可以实现更精确的电流检测并降低最终波形的输出失真。
通常，电流控制可以通过串联具有电感器的电阻、并联RC电路或将检测场效应晶体管(senseFet)并联到每个开关的串联电阻器来实现。在这种驱动器中，由于开关应该在绝对零电流下关断(与可以由控制器自动校正的峰值电流检测相反)，所以期望在同步模式下操作高精度电流感测。使用并联RC电路不是一个选择，因为电路在DCM中进行操作。senseFet方法可用于低压侧开关(Q1)。然而，由于Q2的较大电压摆动，所以对开关Q2实施高精度的senseFet是困难的。此外，为避免为Q2ZVS创建高压侧ZVS检测电路，串联电阻即使在两个开关都关断时也能提供良好的电流感测能力。这使得无需额外的电流就能检测出导通Q2的理想点。
本实施例中使用的电流感测电路优选地在每个开关周期中检测多达3个不同的事件，以实现转换器的高效率。将所有这些事件重新组合在单个传感器中可以提供更高的传感器功率以获得更高的性能，因为该单个传感器代替了三个传感器。
由于转换器中的条件变化很大，所以电流感测电路的相对固定的延迟意味着可能出现在期望开关点与实际开关点之间的不同偏移，这是很明显的，因为如果同步整流器是在-30mA关断而不是0mA关断时，效率可能会低很多。因此，控制器可以根据瞬时条件计算电流感测电路的不同偏移，以使得开关能够在正确的时间激活。
前述增强型电流DAC与双向感测方案的组合允许重复使用相同的DAC和比较器，以感测两个方向上的电流。这还能以非常低的区域成本在有效的DAC的分辨率上增加一位。例如，如果DAC是九位DAC，则该配置能够在-511mA到511mA的范围内感测电流，而不是常规连接中0到511mA范围内的电流。图12中示出了这种电路的实施例。感测的目标电流流过S1。根据S1配置，电路的电流值被解释为正值或负值。Q1、Q2和Q3形成了下面描述的增强型电流DAC。如果DAC的电流是0并且感测的电流也是0，则两个电流源I1和I2匹配(相同的电流)，并且将比较器的两个输入端偏置在相同的电压。R2和R3是匹配电阻器，提供了DC偏移以允许双向感测以及减轻比较器的操作。当电流流过R1时，电压在比较器的输入端根据I*R1而改变。改变DAC值会改变R1中所需的电流，以使得比较器的两个输入端可以返回到相同的电压电平。然后比较器启动，以指示已经达到期望的电流阈值。
虽然在电源开关的当前实施例中使用晶体管，但是MEMS开关将来可以用于降低功率路径电阻并减轻高压侧开关的控制。MEMS开关的示例是由通用电气制造的(2015)。
低失真是压电致动器的驱动器的一个重要性能标准。虽然功率级设计和反馈路径的分辨率限制了失真水平，但是控制算法确保了整个方案实现了卓越场景而不是更高的失真水平。由于操作条件变化很大，虽然固定PI控制器就足够了，但是需要将控制器参数设置为最保守的设置以确保在所有情况下的稳定。然而，这并不能充分地减少失真。利用数字控制器的灵活性，为当前实施例的驱动器设计的控制器使其比例增益和积分增益能够适应瞬时操作条件(输出/输入电压、频率)，以使得失真的改善高达20dB。
电流DAC的自动偏移调整可以总是实现零电流切换。由于功率转换器状态差异很大，因此，通过控制器的固定延迟并不总是在开关时间精度方面产生相同的结果。在一种情况下，尝试在0mA时关断开关可能会在-2mA时关断开关，而在另一种情况下，可能导致在-30mA下关断开关。这种不确定性会在控制器的功率损耗以及输出质量(失真)方面产生问题。为了解决该问题，控制器自动将目标电流校正为“人工电流目标”。当电流传感器触发该人为值时，控制器导通/关断预期的开关。因为校正函数(f(转换器状态))知道系统，所以在“人工电流目标”处触发的开关有利地以预期目标电流值进行导通/关断。重要的是，这样能在恰当的时间导通高压侧开关(Q2)以实现零电压切换，从而降低功率，但可能更重要的是降低失真。
用于控制驱动器(例如，数字控制器)的控制器1300可以是计算机，该计算机示例如图13的示意图所示。控制器1300包括：处理器1302、存储装置1304、具有存储有定义上述功能的软件1308的存储器1306、输入和输出(I/O)装置1310(或外围装置)，和本地总线，或者允许在控制器中进行通信的本地接口1312。如本领域已知的，本地接口1312可以是，例如但不限于，一个或多个总线或其他有线连接或无线连接。本地接口1312可以具有附加元件以实现通信，为了简单起见，省略了其他元件，例如控制器、缓存器(高速缓存)、驱动器、中继器和接收器。此外，本地接口1312可以包括：地址连接、控制连接和/或数据连接以实现上述组件之间的适当通信。
处理器1302是用于执行特别是存储在存储器1306中的软件的硬件装置。处理器1302可以是任何定制的或商业可用的单核或多核处理器、中央处理单元(CPU)、与当前控制器1300相关联的数个处理器的辅助处理器、基于半导体的微处理器(以微芯片或芯片组的形式)、宏处理器或通常用于执行软件指令的任何装置。
存储器1306可以包括：易失性存储元件(例如随机存取存储器(诸如DRAM、SRAM、SDRAM之类的RAM))和非易失性存储元件(例如，ROM、硬盘驱动器、磁带、CDROM等)中的任意一个或组合。此外，存储器1306可以包括电子、磁性、光学和/或其他类型的存储介质。应当注意的是，存储器1306可以具有分布式结构，其中各种组件位于彼此远离的位置，但是能够通过处理器1302进行访问。
根据本发明，软件1308定义由控制器1300执行的功能。存储器1306中的软件1308包括一个或多个单独的程序，每个程序包括用于实施控制器1300的逻辑功能的可执行指令的有序列表，如下所述。存储器1306可以包括操作系统(O/S)1320。操作系统实质上控制了控制器1300内程序的执行，并提供了调度、输入-输出控制、文件和数据管理、存储器管理以及通信控制和相关服务。
I/O装置1310可以包括输入装置，例如但不限于，键盘、鼠标、扫描仪、麦克风等。此外，I/O装置1310还可以包括输出装置，例如但不限于，打印机、显示器等。最后，I/O装置1310还可以包括经由输入端和输出端进行通信的装置，例如但不限于，调制器/解调器(调制解调器；用于访问另一装置、系统或网络)、射频(RF)或其他收发器、电话接口、网桥、路由器或其他装置。
当控制器处在操作中时，处理器1302被配置成执行存储在存储器1306中的软件1308、向存储器1306传送数据以及从存储器1306传送数据，并且通常控制依照软件1308的控制器的操作，如上所述。
当控制器的功能处在操作中时，处理器1302被配置成执行存储在存储器1306中的软件1308、向存储器1306传送数据以及从存储器1306传送数据，并且通常控制依照软件1308的控制器的操作。由处理器1302来读取，可能在处理器1302中缓存然后执行操作系统1320。
当控制器在软件1308中实施时，应当注意的是，用于实施控制器的指令可以存储在任何计算机可读介质上以供结合计算机相关装置、系统或方法使用或与其结合使用。在一些实施例中，这种计算机可读介质可以对应于存储器1306或存储装置1304中的一个或两个。本文的上下文中，计算机可读介质是电子、磁性、光学或其他物理装置，或者可以包括或存储供计算机相关装置、系统或方法使用或与其结合使用的计算机程序的装置。用于实施该系统的指令可以体现在由处理器或其他这样的指令执行系统、仪器或装置使用或与其结合使用的任何计算机可读介质中。虽然已经通过示例的方式提及处理器1302，但是在一些实施例中，这种指令执行系统、仪器或装置可以是任何基于计算机的系统、包含处理器的系统或者是可以从指令执行系统、仪器或装置中获取指令并执行该指令的其他系统。本文的上下文中，“计算机可读介质”可以是能够存储、通信、传播或传输程序以供处理器或其他这样的指令执行系统、仪器或装置使用或与其结合使用的程序的任何装置。。
这种计算机可读介质可以是例如但不限于电子、磁性、光学、电磁、红外或半导体的系统、仪器、装置或传播介质。计算机可读介质的更具体的示例(非详尽列表)将包括以下：具有一根或多根导电的电连接(电子)、便携式计算机磁盘(磁性)、随机存取存储器(RAM)(电子)、只读存储器(ROM)(电子)、可擦除可编程只读存储器(EPROM、EEPROM或闪存)(电子的)、光纤(光学)以及便携式光盘只读存储器(CDROM)(光学)。应当注意的是，计算机可读介质甚至可以是纸张或在其上打印程序的另一合适介质，因为程序可以通过例如纸或其他介质的光学扫描来电子捕获，然后编译、解译或以其他方式处理，必要时采用适当的方式，然后存储在计算机存储器中。
在备选实施例中，在控制器以硬件实施的情况下，控制器可以通过本领域公知的以下技术中的任何一种或其组合来实现：具有用于在数据信号上实现逻辑功能的逻辑门的离散逻辑电路、具有适当的组合逻辑门的专用集成电路(ASIC)、可编程门阵列(PGA)、现场可编程门阵列(FPGA)等。。
如在本公开中所使用的，比例积分微分控制器(PID控制器)描述控制回路反馈机制(控制器)。PID控制器连续计算误差作为期望设定值与测量活成变量之间的差值。控制器尝试通过将控制变量(例如致动器的位置)随时间调整到由加权确定的新值以最大程度地减小误差。可以通过将误差乘以常数比例增益(Kp)来调整比例响应。
图14A和图14B是控制驱动器的示例性实施例1410、1420的两个框图，其提供了紧凑、低功率、低噪声的压电冷却。在这些实施例中，控制器1410、1420在驱动器的当前状态下使用提供数字控制器内的不同状态变量获得的信息，以调整控制器的比例增益Kp和积分增益(Ki)。结果是，减小了波形失真。图14A更具体。图14B更一般地示出了如何根据驱动器状态变量的函数对Kp和Ki进行缩放以增强系统性能。图14A和图14B示出了转换器切换频率(fsw)、要追踪的电压参考(Vref)、比例增益(Kp)、转换器传递函数(H(z))、外部干扰(D)、反馈增益(Gain)以及转换器的输出电压((V输出)。在最简单的实施例中，Kp可以随输出电极线性缩放(Kp’∝V输出×Kp)，Ki可以随切换频率(fsw)线性缩放(Ki’∝fsw×Ki)。D表示在实际实施中可能存在的任何干扰。H(z)表示系统在离散时间表示的传输函数。z-1是与使用离散时间表示的控制器中常用的z变换相关联的运算符。在示例性实施例中，fsw在150kHz到1MHz的范围内。
图15和图16示出了使用图11的样机的结果。图16表示在由3.6V电源的样机产生的150nF的电容性负载中的150Hz、101.8Vpp的正弦曲线。即使没有磁性输出滤波器，该样机也能在1MHz的带宽内实现0.38％的THD+N。该频谱示出了转换器在数百kHz的范围内的开关噪声不会显著降低波形。在该操作点，样机功耗为64.04mW、功率路径功耗为40.00mW以及处FPGA之外的控制器的功耗是24.04mW。该结果比提供高压、低失真输出的现有单电感器方案低7.81至13.85倍。与图16所示的常规降压模式相比，伪谐振同步降压模式实现了高达8.9％的功率减少量。
对本领域技术人员来说显而易见的是，在不脱离本发明的范围或精神的情况下，可以对本发明的结构进行各种修改和变化。例如，示例性驱动器可以使用处DCJ之外的其他类型的压电致动器，例如，触觉反馈致动器或微型机器人致动器。更一般地，当与需要高电压/低失真波形的任何电容性负载一起使用时，示例性驱动器可以是有利地，例如，与微镜一样的静电致动器、机电聚合物、电活性聚合物或另一种类型的MEMS装置。
除了上述实施例的益处之外，另一个重要的益处是使电路与大范围的能量源兼容。例如，如果将双向功率转换器连接至某种类型的电池作为输入能量源，则使用以前的转换器时，电池可能无法吸收电流(例如，不可充电电池)，或需要以非常受控的方式吸收电流以避免潜在故障(例如，锂离子电池Li-Ion)。单向电源解决了这个问题，例如，在系统集成期间。
总而言之，根据本发明的驱动器的实施例可以包括以下特征中的一个或多个：
1、一种具有产生低失真模拟波形的二开关双向功率转换器的电容性负载驱动电路(无输出低通滤波器)。图2A、图2B、图2C和图2D的任何电路配置是取决于特定电容性负载的可以交换的可行电路。图2A、图2B、图2C和图2D的电路配置可以以同步开关模式或常规开关模式进行操作。正向操作和反向操作可以使用不同的模式。例如，正向操作可以使用常规开关，而反向操作可以使用同步开关。
2、来自图3A、图3B、图3C、图3D和图3E的任何一个输出级配置可以被附加到图2A、图2B、图2C和图2D的任何电路配置以实现更高的输出峰-峰电压。还应当注意的是，图3A可以通过以GND而不是V输入为参考进行修改。
3、对于图3C所示的输出级303和图3E所示的输出级305，三角形符号表示放大器，可以向该放大器反馈变量输入Vref并控制负载365一侧。
4、其他输出级组合(未示出)也是可能的。例如，图3B和图3C的混合，或图3D或图3E的混合提供了不同参考电压(低失真)之间的非常平滑的转换，而只需在转换期间支付放大器的功率成本。
5、一种降低转换器开关损耗和波形失真的方法可以与上述任何电路组合，提供可变预驱动脉冲的产生以实现在所有操作条件(伪谐振操作)下高压侧开关的零电压且零电流切换。
6、一种提供单向功率输入以提高功率效率的方法可以与上述一个或多个电流组合，如上所述。
7、5(以上)的可变预驱动脉冲由数字控制器进行计算。
8、在可以通过电流传感器检测ZVS/ZCS的点实施方法5。
9、可以实施7的电流传感器，其中，电流传感器如图12中那样实施。
10、在可以通过电流传感器检测ZVS/ZCS的点实施图10B的增强型DAC。
11、图9的高压侧浮动驱动器可以并入驱动器中。应当注意的是，该驱动器的最小化实现仅使用了D1、D2、C3和Q7。额外的电容器C2提供了增加的噪声容限。二极管D3提供了更快的充电路径以增加Q5的导通速率。
12、可以结合图14B的控制算法以进一步降低输出失真。
13、可以结合图17的实时电流调整。
14、对于所有开关和封装的系统(SiP)来说，电路的实现可以是单片式的(尽管一些无源元件例如电感器可以是分立部件)，其中，例如控制器和功率电路位于两个不同管芯上，但是两个管芯可以一起包括在单个封装中。该电路也可以被实施为完全离散实现或完全集成实施与完全离散实施之间的任何折衷。
15、在一些实施例中，部分或全部功率晶体管可以被实施为MEMS开关。
些电路可以优选地驱动电容性负载，例如(但不限于)压电致动器、电活性聚合物致动器或静电致动器。鉴于上述内容，本发明旨在涵盖在以下权利要求及其等同物的范围内的本发明的修改和变化。

Claims (30)

1.一种用于具有电容性负载的电路的驱动器，该驱动器包括：
功率转换器，用于接收输入电压v输入作为输入以及产生平滑的经折叠波形作为输出；
以v输入为参考的展开级，用于从所述功率转换器接收所述平滑的经折叠波形，并将该经折叠波形展开成完整波形；以及
控制器，用于控制所述驱动器，
其中，转换器双向地操作。
2.根据权利要求1所述的驱动器，其中，所述电容性负载包括压电致动器。
3.根据权利要求1所述的驱动器，其中，所述压电致动器包括双压电冷却喷射(DCJ)。
4.根据权利要求1所述的驱动器，其中，所述功率转换器进一步包括正向升压/反向降压转换器。
5.根据权利要求4所述的驱动器，其中，所述功率转换器进一步包括2-开关功率级。
6.根据权利要求5所述的驱动器，其中，所述功率转换器以边界线导通模式(BCM)进行操作。
7.根据权利要求4所述的驱动器，其中，所述转换器作为伪谐振同步降压转换器进行操作。
8.根据权利要求1所述的驱动器，其中，所述控制器进一步包括自适应PI控制器，所述自适应PI控制器被配置成根据功率转换器状态动态地调整比例增益和积分增益。
9.根据权利要求1所述的驱动器，进一步包括二开关双向功率转换器以在没有输出低通滤波器的情况下直接产生模拟输出控制波形。
10.根据权利要求9所述的负载驱动电路，其中，所述功率转换器进一步包括全桥配置。
11.根据权利要求10所述的负载驱动电路，其中，所述全桥以地为参考。
12.根据权利要求10所述的负载驱动电路，其中，所述全桥以输入电压为参考。
13.根据权利要求9所述的负载驱动电路，其中，所述功率转换器进一步包括用于所述电容性负载的可变参考。
14.根据权利要求10所述的负载驱动电路，其中，所述全桥包括可变参考全桥。
15.根据权利要求9所述的电路，进一步包括与所述控制器集成在单个封装中的多个功率开关。
16.根据权利要求9所述的电路，进一步包括与所述控制器集成在单个管芯上的多个功率开关。
17.根据权利要求9所述的电路，其中，所述电容性负载包括压电致动器。
18.根据权利要求9所述的电路，其中，所述电容性负载包括静电致动器。
19.根据权利要求15所述的电路，其中，所述多个功率开关包括：至少一个高压侧开关和至少一个低压侧开关，并且所述至少一个高压侧开关由电荷泵进行控制，所述电荷泵包括三个开关和电容器以直接控制所述高压侧开关的栅极。
20.根据权利要求19所述的电路，进一步包括被设置在所述至少一个高压侧开关的栅极与源级之间的电容器。
21.根据权利要求1所述的电路，其中，所述输入进一步包括包括有以下各项的数模转换器(DAC)：
第一输出线，被连接至包括第一栅极的第一级联装置；以及
互补的第二输出线，被连接至包括第二栅极的第二级联装置，
其中，所述第一栅极和所述第二栅极被配置为具有相同的电压。
22.一种用于减小具有电容性负载的电路的驱动器中的开关损耗和波形失真的方法，该驱动器包括：功率转换器，用于接收输入电压v输入作为输入以及产生平滑的经折叠波形作为输出；以v输入为参考的展开级，用于从所述功率转换器接收所述平滑的经折叠波形，并将该经折叠波形展开成完整波形；以及控制器，用于控制所述驱动器，其中，转换器双向地操作，所述方法包括以下步骤：
产生可变的预驱动脉冲，以在所有操作条件下实现所述展开级的高压侧开关的零电压且零电流切换。
23.根据权利要求22所述的方法，还包括步骤：使用数字控制器计算所述可变的预驱动脉冲。
24.根据权利要求23所述的方法，还包括步骤：通过电流传感器检测零电压切换条件点和或零电压切换条件点。
25.根据权利要求24所述的方法，其中，所述电流传感器是与所述功率转换器电感器串联的感测电阻器。
26.一种用来减小转换器在开关事件后的消隐时间的方法，所述转换器包括数模转换器(DAC)，所述方法包括以下步骤：
将第一DAC输出线连接至包括第一栅极的第一级联装置；以及
将互补DAC的第二输出线连接至包括第二栅极的第二级联装置；以及
将所述第一栅极和所述第二栅极配置为具有相同的电压。
27.一种用于减小具有电容性负载的控制器电路的波形失真的方法，包括以下步骤：
接收所述控制器电路的输入参数；
识别所述控制器电路的参考电压(Vref)；以及
根据转换器传递函数(H(z))调整所述控制器电路的比例增益(Kp)和积分增益(Ki)。
28.根据权利要求27所述的方法，其中，所述控制器基于比例-积分(PI)控制器，其中，比例参数和积分参数被动态地进行调节。
29.根据权利要求27所述的方法，其中，所述控制器是基于比例-积分-微分(PID)控制器，其中，比例增益、积分增益以及微分增益被动态地进行调节。
30.根据权利要求27所述的方法，其中，所述输入参数包括所述控制器电路的期望输出电压和当前切换频率。
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