KR102486825B1 - 신호에서 피크 대 평균 전력 비를 감소시키기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

감소된 피크 대 평균 전력 비로 송신되는 신호를 프로세싱하는 방법들 및 장치들이 설명된다. 프로세싱은, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 심볼 성상도 확장 투영을 적용하는 것(1650)을 포함하고, 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래의 위치로부터 외측 각도 영역을 갖고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계 사이의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 송신되는 신호의 일부로서 사용되는 성상도 및 데이터의 스트림을 인코딩하기 위해 사용되는 코드 레이트의 선택에 의해 결정된다.

Description

신호에서 피크 대 평균 전력 비를 감소시키기 위한 장치 및 방법

상호 참조

본 출원은, 2015년 4월 30일에 출원된 EP 출원 제15305671.8호에 대한 이익 및 우선권을 주장하는, 2016년 4월 28일에 출원된 국제 출원 PCT/EP16/059538호의 35 U.S.C. §365 하에서의 이익을 주장한다. PCT 및 EP 출원들은 모든 목적들을 위해 그 전체가 참조로 본 명세서에 통합된다.

발명의 기술분야

본 개시내용은 일반적으로 통신 시스템들에 관한 것이다. 더 상세하게는, 본 개시내용은 통신 시스템에서 사용되는 피크 대 평균 전력 비 감소 기술들에 관한 것이다.

본 섹션은, 아래에서 설명되는 본 실시예들과 관련될 수 있는 본 기술분야의 다양한 양태들을 독자에게 소개하도록 의도된다. 이러한 논의는 본 개시내용의 다양한 양태들의 더 양호한 이해를 돕기 위한 배경 정보를 독자에게 제공하는데 도움이 될 것으로 여겨진다. 따라서, 이러한 설명들은 이러한 관점에서 읽혀져야 함을 이해해야 한다.

많은 현대의 통신 시스템들은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM)과 같은 멀티캐리어 변조 기술들을 활용한다. OFDM은 다수의 캐리어 주파수들 상에서 디지털 데이터를 인코딩하는 기술이다. OFDM에서, 서브-캐리어 주파수들은 서브-캐리어들이 서로 직교하도록 선택되는데, 이는, 서브-채널들 사이의 크로스-토크가 제거되고 캐리어-간 가드 대역들이 요구되지 않음을 의미한다. 이는 송신기 및 수신기 둘 모두의 설계를 크게 단순화하는데; 종래의 주파수 분할 멀티플렉싱(FDM)과 달리, 각각의 서브-채널에 대한 별개의 필터는 요구되지 않는다. 직교성은, 수신기 측에서는 고속 푸리에 변환(FFT) 알고리즘을 사용하고 송신기 측에서 역 FFT를 사용하여 효율적인 변조기 및 복조기 구현을 허용한다. 특히, FFT의 크기는 OFDM 변조 시스템에서 캐리어들의 수를 식별시킨다. 주파수 선택형 채널들은 이들의 지연 확산 또는 코히어런스 대역폭으로 특성화된다. 8 레벨 잔류 측파대(8-VSB) 신호 송신 시스템과 같은 단일 캐리어 시스템에서 단일 페이드 또는 간섭은 전체 링크가 실패하게 할 수 있지만, OFDM과 같은 멀티-캐리어 시스템들에서는 총 서브 캐리어들 중 오직 일부만이 영향받을 것이다. 이러한 방식으로, 단일 캐리어 시스템들에서보다 더 간단한 등화 기술들로, OFDM에서 다중경로 페이딩이 쉽게 제거될 수 있다. OFDM은 무엇보다도 지상파 텔레비전 신호 송신(예를 들어, 디지털 비디오 브로드캐스트 표준들 DVB-T 및 DVB-T2)뿐만 아니라 셀룰러 전화 및 무선 데이터 신호 송신을 위한 시스템들에서 사용된다.

DVB-T2 시스템의 경우, 특히 1K, 2K, 4K, 8K, 16K 및 32K로부터 선택할 몇몇 상이한 FFT 크기들이 존재하고, 여기서 캐리어들의 수는 앞서 천단위로 표시된 값과 가장 근접하게 동일한 2 내지 N 제곱과 동일하다. FFT의 크기가 증가함에 따라, 스펙트럼의 롤-오프(roll-off)가 점점 더 날카로워진다. 통상적으로, 각각의 FFT 크기에 대해, 오직 고정된 수의 OFDM 캐리어만이 사용되고, 스펙트럼의 에지들에서, 스펙트럼이 인접 채널에 간섭하지 않을 정도로 충분히 롤-오프하도록 허용하기 위해 캐리어들 중 일부는 사용되지 않는다. 큰 FFT 크기들(16K, 32K 등)의 경우, 롤-오프는 매우 날카로워서 일부 추가적인 OFDM 캐리어들이 활용되도록 허용한다. 이러한 높은 FFT 값들에서, DVB-T2 규격은 정상적인 수의 캐리어들 또는 확장된 수의 캐리어들이 사용되도록 허용한다. 이는 L1 사전-시그널링 데이터를 사용하여 수신기에 시그널링된다.

추가로, 캐리어들 각각은 변조 코드 워드 세트에 기초하여 변조될 수 있다. 변조 깊이 또는 성상도(constellation) 패턴은 2 비트 코드 워드들을 사용하는 직교 위상 시프트 키잉(quadrature phase shift keying)(QPSK)으로부터 8 비트 코드 워드들을 사용하는 256 레벨 직교 진폭 변조(256 level quadrature amplitude modulation)(256-QAM)까지 상이할 수 있다.

OFDM 변조는 예를 들어, 유럽의 DVB-T/DVB-T2 표준들 및 일본의 통합 서비스 디지털 브로드캐스트 표준(ISDB-T; integrate services digital broadcast standard) 표준과 같은 디지털 지상파 텔레비전 표준들에서 사용하기 위해 채택되었다. 유럽 디지털 지상파 텔레비전(DTT)의 1세대인 DVB-T는 가장 널리 채택되고 배치된 표준이다. 1997년에 발표된 이후 70개를 넘는 국가들이 DVB-T 서비스들을 배치했고 45개를 넘는 국가가 DVB-T를 채택하였다(그러나 아직 배치하지 않음). 이러한 잘 확립된 표준은 엄청난 규모의 경제 및 매우 낮은 수신기 가격으로부터 이익을 얻는다. 이전 제품과 마찬가지로, DVB-T2는 견고한 신호를 전달하는 다수의 서브-캐리어들을 사용한 OFDM(직교 주파수 분할 멀티플렉스) 변조를 사용하고 일정 범위의 다양한 모드들을 제공하여 매우 유연한 표준이 되게 한다. DVB-T2는 위성 신호들에 대한 DVB-S2 표준 및 케이블 신호들에 대한 DVB-C2 표준에서 사용된 것과 동일한 에러 정정 코딩, 즉, BCH(Bose-Chaudhuri-Hocquengham) 코딩과 결합된 LDPC(Low Density Parity Check) 코딩을 사용하여 매우 견고한 신호를 제공한다. 캐리어들의 수, 가드 간격 크기들 및 파일럿 신호들은 조절될 수 있어서, 오버헤드들은 임의의 타겟 송신 채널에 대해 최적화될 수 있다. DVB-T2는 임의의 다른 DTT 시스템보다 더 큰 견고성, 유연성 및 적어도 50% 더 큰 효율을 제공한다. 이는 표준 화질(SD), 고화질(HD), 울트라 고화질(UHD), 모바일 TV 또는 이들의 임의의 조합을 지원한다.

OFDM은 또한, 전기 전자 학회 표준 IEEE 802.11 무선 표준, 셀룰러 3G 파트너쉽 프로젝트 롱 텀 에볼루션(3GPP LTE) 표준 및 디지털 오디오 브로드캐스트(DAB) 표준과 같은(그러나 이에 제한되는 것은 아님) 다른 무선 통신 네트워크들에서 채택되어 왔다. OFDM은 또한 동축 케이블을 위한 MoCA(multimedia over cable alliance) 시스템 및 전화선들을 위한 ADSL(asymmetrical digital subscriber line) 및 VDSL(very high bit rate DSL) 시스템을 포함하는(그러나 이에 제한되는 것은 아님) 다른 유선 프로토콜들에서 사용되어 왔다. 전술한 속성들 및 파라미터들은 또한 이러한 OFDM 구현들에 동일하게 적용된다.

최근 미국에서 지상파 브로드캐스팅 디지털 텔레비전 표준들을 제안하는 ATSC(Advanced Television Systems Committee)는 차세대(ATSC 3.0으로 명명됨) 물리 계층에 대한 제안들을 위한 호출을 발표하였다. ATSC 3.0은 시청자에게 훨씬 더 많은 서비스들 및 증가된 대역폭 효율 및 압축 성능을 제공할 것이고, 이는, 8-VSB(8 레벨, 잔류 측파대) 변조 시스템을 포함하는 현재 배치된 버전인 ATSC A/53과의 하위 호환성을 파괴할 것을 요구한다. ATSC 3.0은 다음 10년 내에 등장할 것으로 예상되며, 초당 60프레임(fps)에서 3840 x 2160 픽셀들을 갖는 울트라 고화질까지의 비디오 해상도들을 갖는 컨텐츠를 고정된 디바이스들에 전달하는 것을 지원하도록 의도된다. ATSC 3.0은 OFDM과 관련하여 위에 설명된 많은 원리들을 활용할 수 있고, 복수의 신호 변조 성상도 패턴들을 더 포함할 수 있다. 이 시스템의 의도는 60fps에서 1920x1080 픽셀들을 갖는 고화질까지의 비디오 해상도를 갖는 컨텐츠를 휴대용, 핸드헬드 및 차량용 디바이스들로 전달하는 것을 지원하는 것이다. 시스템은 또한 더 낮은 비디오 해상도들 및 프레임 레이트들을 지원하도록 예상된다.

그러나, 이의 경쟁력있는 속성들에도 불구하고, OFDM 신호들은 단일 캐리어 신호들에 비해 큰 단점, 즉, 높은 피크-대-평균 전력 비(Peak-to-Average Power Ratio)(PAPR)를 갖는다. OFDM 신호가 시간 도메인으로 변환되는 경우, 결과적 신호는 모든 서브-캐리어들의 합이 되고, 이는, 위상에서 가산되어 평균 신호 전력보다 N배까지 더 높은 신호 피크를 초래할 수 있고, 여기서 N은 서브-캐리어들의 수이다. 이러한 특성은, OFDM 신호들이 트랜시버의 아날로그 컴포넌트들의 비선형성들, 특히 방사 시에 고전력 증폭기(HPA)의 비선형성들에 매우 민감하게 한다.

HPA는 고효율 영역에 대응하는 포화 구역에서 동작하도록 고안되었다. 그러나, 이러한 구역에서, HPA는 심각한 비선형 거동을 갖는다. 이러한 비선형성들은, 비트 에러 레이트(BER) 측면에서 링크 성능을 악화시킬 수 있고 또한 상당한 대역 외(OOB) 간섭 제품들을 초래하여 운영자가 엄격한 스펙트럼 마스크들을 준수하기가 더 곤란해지게 할 수 있는 대역 내(IB) 왜곡들의 원인들이다. 이러한 문제에 대한 가장 간단한 솔루션은 충분히 큰 증폭기 백-오프를 허용함으로써 선형 영역에서 HPA를 동작시키는 것이다. 그러나, 이러한 접근법은 시스템의 전력 효율을 악화시키고, 종종 전반적인 시스템에서 허용불가능한 비용-효율 조건들을 초래한다. 모든 이러한 원인들 때문에, 특히 DVB-T2와 같은 새로운 시스템들이 많은 수의 (32K 및 256-QAM 변조까지의) 캐리어들로 특정되고 있기 때문에, OFDM 신호들의 PAPR을 감소시키는 것은 실제 시스템들에서 OFDM의 비용-효율성 이점들을 유지하는데 점점 더 매우 중요한 것으로 간주되고 있다.

OFDM 시스템들에서 PAPR 값들을 감소시키기 위해 많은 기술들이 제안되었지만, 이들 대부분은 송신의 효율을 감소시키거나 또는 송신된 신호의 품질을 의도적으로 악화시킨다. 예를 들어, ACE(Active Constellation Extension) 메커니즘은 단일 입력 단일 출력(SISO) 및 다중 입력 다중 출력(MIMO) 통신 시스템 둘 모두에서 PAPR 값들을 감소시키는 효율적인 방법으로 제안되었고, 또한 DVB-T2 브로드캐스트 시스템들과 함께 사용하도록 채택되어 왔다. 그러나, 이러한 시스템들은 모든 신호 변조 성상도 패턴들에 대해 최적은 아니다. 예를 들어, ATSC 3.0은 16, 64 또는 256개의 성상도 심볼들 또는 포인트들을 포함하는 2차원(2D) 비-정사각형 성상도 패턴들을 사용하는 것을 고려하고 있다. ACE 메커니즘은, 정사각형 QAM 성상도의 경계 포인트들이 실수 또는 허수 축 방향을 따라 확장되기 때문에 정사각형 성상도를 사용하는 QAM 변조된 서브-캐리어들에서 잘 작동한다. 그러나, 유사한 PAPR 감소 기술들뿐만 아니라 DVB-T2와 함께 사용되는 ACE 기술들은 ATSC 3.0에 대해 제안된 비-정사각형 성상도들에 대해 매우 낮은 효율을 갖는다.

새로운 브로드캐스트 시스템이 배치되는 경우, 결국 ATSC 3.0의 경우처럼 새로운 브로드캐스트 시스템은 한동안 기존 시스템과 공존할 수 있다. 또한, 통상적으로, 새로운 채널 및 기존 채널 둘 모두를 수용하기 위해 채널들이 이용가능한 스펙트럼 주위로 이동되는 경우 일부 채널 재정렬이 수반된다. 이러한 계획 프로세스는, 채널들이 어디에 위치될 수 있는지를 계획하는 경우 다양한 채널들 사이에서 간섭을 고려해야 하기 때문에 매우 곤란할 수 있다. 공존 조건은 새로운 시스템의 우선순위들 중 하나인 PAPR 감소 기술들을 고려하는 중요성을 강조하는데, 이는 특히 기존의 단일 캐리어 시스템과의 잠재적 인접 및 공동 채널 간섭들 때문이다. 따라서, ATSC 3.0을 위한 OFDM 시스템을 포함하여, 신규하고 상이한 신호 변조 성상도 패턴들에 기초하여 OFDM 시스템들과 관련하여 사용되는 PAPR 감소 기술들에 대한 개선이 필요하다.

본 개시내용의 양태에 따르면, 신호를 송신하는 것의 일부로서, 성상도에서 복수의 심볼들로 변환된 데이터의 스트림을 프로세싱하는 방법이 설명된다. 방법은, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 심볼 성상도 확장 투영을 적용하는 단계를 포함하고, 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래의 위치로부터 외측 각도 영역을 갖고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계 사이의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 송신되는 신호의 일부로서 사용되는 성상도 및 데이터의 스트림을 인코딩하기 위해 사용되는 코드 레이트의 선택에 의해 결정된다.

본 개시내용의 다른 양태에 따르면, 신호를 송신하는 것의 일부로서, 성상도에서 복수의 심볼들로 변환된 데이터의 스트림을 프로세싱하는 장치가 설명된다. 장치는 투영 모듈(670)을 포함하고, 투영 모듈은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 심볼 성상도 확장 투영을 적용하고, 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래의 위치로부터 외측 각도 영역을 갖고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계 사이의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 송신되는 신호의 일부로서 사용되는 성상도 및 데이터의 스트림을 인코딩하기 위해 사용될 코드 레이트의 선택에 의해 결정된다.

추가적인 실시예에 따르면, 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 데이터 스트림을 표현하는 심볼들의 성상도로서 송신된 수신 신호를 프로세싱하는 방법이 설명된다. 방법은, 확장된 성상도 상에서 송신된 신호에서 적어도 하나의 심볼의 추정을 제공하기 위해 수신 신호를 복조하는 단계를 포함하고, 확장된 성상도는 성상도 내의 심볼에 대한 원래의 위치로부터 외측 각도 섹터로서 형성되는 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계 사이의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 송신되는 신호의 일부로서 사용되는 성상도 및 신호에서 데이터 스트림에 대한 코드 레이트의 선택에 의해 결정된다.

또 다른 실시예에 따르면, 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 데이터 스트림을 표현하는 심볼들의 성상도로서 송신된 수신 신호를 프로세싱하는 장치가 설명된다. 장치는, 확장된 성상도 상에서 송신된 신호에서 적어도 하나의 심볼의 추정을 제공하기 위해 수신 신호를 복조하는 복조기를 포함하고, 확장된 성상도는 성상도 내의 심볼에 대한 원래의 위치로부터 외측 각도 섹터로서 형성되는 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계 사이의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 송신되는 신호의 일부로서 사용되는 성상도 및 신호에서 데이터 스트림에 대한 코드 레이트의 선택에 의해 결정된다.

상기 내용은 요지 실시예들의 일부 양태들의 기본적인 이해를 제공하기 위해 요지의 단순화된 요약을 제시한다. 이러한 요약은 요지의 광범위한 개요가 아니다. 이는 실시예들의 핵심적인/중요한 엘리먼트들을 식별하거나 또는 요지의 범위를 한정하려는 의도가 아니다. 이의 유일한 목적은 요지의 일부 개념들을, 추후에 제시되는 더 자세한 설명의 서두로서의 단순화된 형태로 제시하는 것이다.

본 개시내용의 이들 및 다른 양태들, 특징들 및 이점들은 첨부된 도면들과 관련하여 읽혀질 바람직한 실시예들에 대한 다음의 상세한 설명으로부터 설명되거나 명백해질 것이다.
도 1은 본 개시내용의 양태들에 따른 디지털 브로드캐스팅 채널에 적용가능한 일반적인 디지털 통신 시스템의 간략화된 블록도를 예시한다.
도 2는 본 개시내용의 양태들에 따른 예시적인 무선 네트워크의 블록도를 예시한다.
도 3은 본 개시내용의 양태들에 따른 예시적인 송신기 소스의 블록도를 예시한다.
도 4는 본 개시내용의 양태들에 따른 예시적인 데이터 수신기의 블록도를 예시한다.
도 5는 본 개시내용의 양태들에 따른 다른 예시적인 데이터 송신기의 블록도를 예시한다.
도 6은 본 개시내용의 양태들에 따른 데이터 송신기에서 사용되는 예시적인 프리-인코더의 블록도를 예시한다.
도 7은 본 개시내용의 양태들에 따른 데이터 송신기에서 사용되는 다른 예시적인 프리-인코더의 블록도를 예시한다.
도 8은 본 개시내용의 양태들에 따른 PAPR 기술들을 적용한 16-QAM 정사각형 성상도에 대한 도면을 도시한다.
도 9는 본 개시내용의 양태들에 따른 PAPR 기술들을 적용한 16-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 도면을 도시한다.
도 10은 본 개시내용의 양태들에 따른 PAPR 기술들을 적용한 64-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 도면을 도시한다.
도 11은 본 개시내용의 양태들에 따른 개선된 PAPR 기술들을 적용한 64-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 도면을 도시한다.
도 12는 본 개시내용의 양태들에 따른 투영 블록의 입력 신호의 상이한 경우들에 대한 성상도의 일 포인트에 대한 확장 마스크의 적용을 예시하는 도면을 도시한다.
도 13은 본 개시내용의 양태들에 따른 16-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 PAPR 기술들의 성능의 그래프를 도시한다.
도 14는 본 개시내용의 양태들에 따른 64-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 PAPR 기술들의 성능의 그래프를 도시한다.
도 15는 본 개시내용의 양태들에 따른 256-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 PAPR 기술들의 성능의 그래프를 도시한다.
도 16은 본 개시내용의 양태들에 따른 신호에서 PAPR을 감소시키기 위한 예시적인 프로세스의 흐름도를 도시한다.
도 17은 본 개시내용의 양태들에 따른 데이터 송신기에서 사용되는 추가적인 예시적인 프리-인코더의 블록도를 예시한다.
도 18a 및 도 18b는 본 개시내용의 양태들에 따른 PAPR 기술들을 적용하는 상이한 에러 정정 코드 레이트들을 갖는 16-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 일련의 도면들을 도시한다.
도 19a 및 도 19b는 본 개시내용의 양태들에 따른 PAPR 기술들을 적용하는 상이한 에러 정정 코드 레이트들을 갖는 64-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 일련의 도면들을 도시한다.
도 20은 본 개시내용의 양태들에 따른 PAPR 기술들을 적용하는 상이한 에러 정정 코드 레이트들을 갖는 256-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 일련의 도면들을 도시한다.
도면(들)은 본 개시내용의 개념들을 예시하기 위한 것이고, 반드시 본 개시내용을 예시하기 위한 유일한 가능한 구성이 아님을 이해해야 한다.

도면들에 도시된 엘리먼트들은 다양한 형태들의 하드웨어, 소프트웨어 또는 이들의 조합들로 구현될 수 있음을 이해해야 한다. 바람직하게는, 이러한 엘리먼트들은 프로세서, 메모리 및 입/출력 인터페이스들을 포함할 수 있는 하나 이상의 적절히 프로그래밍된 범용 디바이스들 상에서 하드웨어 및 소프트웨어의 조합으로 구현된다. 여기서, "커플링된"이라는 문구는 하나 이상의 중간적 컴포넌트들을 통해 간접적으로 연결되거나 직접적으로 연결되는 것을 의미하도록 정의된다. 이러한 중간적 컴포넌트들은 하드웨어 및 소프트웨어 기반 컴포넌트들 둘 모두 포함할 수 있다.

본 설명은 본 개시내용의 원리들을 예시한다. 따라서, 본 기술분야의 통상의 기술자들은 본원에 명시적으로 설명되거나 도시되지는 않았지만, 본 개시내용의 원리들을 구현하고 그 범위 내에 포함되는 다양한 배열들을 고안할 수 있을 것임을 인식할 것이다.

본원에 인용된 모든 예들 및 조건부 언어는, 독자가 본 개시내용의 원리들 및 발명자가 기술을 발전시키는데 기여한 개념들을 이해하는 것을 돕는 교육적 목적을 위한 것이고, 이러한 특별히 인용된 예들 및 조건들을 제한하지 않는 것으로 해석되어야 한다.

또한, 본 개시내용의 원리들, 양태들 및 실시예들 뿐만 아니라 이의 특정 예들을 기재한 본 명세서의 모든 설명들은 이의 구조적 및 기능적 등가물들 둘 모두를 포함하도록 의도된다. 추가적으로, 이러한 균등물들은 현재 공지된 균등물들 뿐만 아니라 장래에 개발되는 균등물들, 즉 구조와 무관하게, 동일한 기능을 수행하는 임의의 개발된 엘리먼트들 모두를 포함하는 것으로 의도된다.

따라서, 예를 들어, 본 명세서에 제시된 블록도들은 본 개시내용의 원리들을 구현하는 예시적인 회로의 개념도들을 표현함을 본 기술분야의 통상의 기술자들은 인식할 것이다. 유사하게, 임의의 플로우차트들, 흐름도들, 상태 전이도들, 의사 코드 등은 컴퓨터 판독가능 매체에서 실질적으로 표현될 수 있고, 따라서 컴퓨터 또는 프로세서가 명시적으로 도시되든 도시되지 않든 이러한 컴퓨터 또는 프로세서에 의해 실행될 수 있는 다양한 프로세스들을 표현함을 인식할 것이다.

도면들에 도시된 다양한 엘리먼트들의 기능들은 적절한 소프트웨어와 관련하여 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어 뿐만 아니라 전용 하드웨어의 사용을 통해 제공될 수 있다. 프로세서에 의해 제공되는 경우, 기능들은 단일 전용 프로세서, 단일 공유 프로세서, 또는 복수의 개별적인 프로세서들에 의해 제공될 수 있고, 이들 중 일부는 공유될 수 있다. 또한, 용어 "프로세서” 또는 "제어기"의 명시적 사용은 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어만을 배타적으로 지칭하는 것으로 해석되어서는 안되며, 제한없이, 디지털 신호 프로세서(DSP) 하드웨어, 소프트웨어를 저장하기 위한 판독 전용 메모리(ROM) 소프트웨어, 랜덤 액세스 메모리(RAM) 및 비휘발성 스토리지를 묵시적으로 포함할 수 있다.

다른 하드웨어(종래 및/또는 주문형)가 또한 포함될 수 있다. 유사하게, 도면들에 도시된 임의의 스위치들은 단지 개념적이다. 이들의 기능은 프로그램 로직의 동작을 통해, 전용 로직을 통해, 프로그램 제어 및 전용 로직의 상호작용을 통해, 또는 심지어는 수동으로 수행될 수 있고, 특정 기술은 문맥으로부터 더 구체적으로 이해되는 바와 같이 구현자에 의해 선택가능하다.

본 명세서의 청구항들에서, 특정 기능을 수행하기 위한 수단으로 표현된 임의의 엘리먼트는 예를 들어 a) 그 기능을 수행하는 회로 엘리먼트들의 조합 또는 b) 임의의 형태의 소프트웨어를 포함하는 그 기능을 수행하는 임의의 방법을 포함하도록 의도되고, 따라서, 기능을 수행하기 위해 그 소프트웨어를 실행하기 위한 적절한 회로와 결합된 펌웨어, 마이크로코드 등을 포함한다. 이러한 청구항들에 의해 정의된 바와 같은 개시내용은, 다양한 인용된 수단들에 의해 제공되는 기능들이, 청구항들이 요구하는 방식으로 조합되고 결합된다는 사실에 있다. 따라서, 이러한 기능들을 제공할 수 있는 임의의 수단은 본 명세서에 제시된 것들과 동등하다고 간주된다.

신호에 대한 PAPR을 감소시키기 위해 입력 데이터의 스트림을 심볼들의 성상도에 코딩하고, 또한 수신 신호에서 PAPR 감소의 존재를 감소시키거나 보상하기 위해 수신기에서 이러한 심볼들을 프로세싱하기 위한 메커니즘들이 본 명세서에서 설명된다. 메커니즘들은 입력 데이터의 스트림을 심볼들의 세트로 매핑하는 것, 성상도 내의 성상도 확장 투영을 적어도 하나의 심볼에 적용하는 것, 및 송신되는 신호를 생성하기 위해 프로세싱된 심볼들을 변조하는 것을 포함하고, 프로세싱은 성상도 확장 투영을 외측 각도 영역에서의 적어도 하나의 심볼에 적용하고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계 사이의 각도에 대한 값에 의해 정의된다. 각도의 값은 사용될 성상도의 타입을 결정하는 것 뿐만 아니라 데이터의 스트림에 대해 사용되는 신호 코딩 레이트의 조합을 통해 결정된다. 즉, 각도는 신호를 송신하는 것의 일부로서 사용되는 심볼 성상도의 선택에 의존하거나 또는 그에 의존한다. 추가로, 각도는 신호에 적용되는 순방향 에러 정정(FEC) 코딩의 양에 기초하여 각도를 조절함으로써 결정된다. 이러한 방식으로 결정되고 사용되는 각도는 아래에서 설명되는 바와 같이 PAPR 감소에 더 적합하다. 결과적으로, 활성 성상도 확장을 사용하여 PAPR을 감소시키는 것의 일부로서 외측 각도 영역을 형성 또는 한정하기 위해 사용되는 각도에 대한 값은 심볼 성상도의 선택 뿐만 아니라 신호의 데이터 스트림에 대한 FEC 코드 레이트에 따라 상이하다.

본 개시내용의 원리들은, 인코딩 프로세스가 반복적이 아니기 때문에 인코더들에서 감소된 복잡도를 유지하면서 무선 채널을 통한 데이터 송신에서 감소된 PAPR을 가능하게 한다. 감소된 복잡도는 또한 디코딩 프로세스에서, 특히 차원들의 수가 커지는 MIMO 격자 디코더에서 사용되는 경우 중요하다. 이 원리들은 멀티-캐리어 송신에 기초하는 많은 시스템들에 적용될 수 있다. 이 원리들은 최대 우도(ML; Maximum Likelihood) 또는 비 ML 디코딩을 포함하는 많은 디코딩 방법들에 더 부합할 수 있다. 이 원리들은 비-정사각형인 송신되는 신호에 대한 성상도들에 적용하는 경우 가장 효과적이다. 이 원리들은 또한 균일하지 않은 송신되는 신호에 대한 성상도들에 적용하는 경우 효과적일 수 있다. 또한, 이 원리들은 단일 입력 단일 출력(SISO), 다중 입력 단일 출력(MISO) 또는 다중 입력 다중 출력(MIMO) 채널을 통해 송신되는 데이터의 디코딩에 적합하다. 추가로, 이 원리들은 16, 64, 또는 256 포인트들을 갖는 성상도들에 대해 설명되지만, 이 원리들은 1,024 또는 4,096 포인트 성상도들을 포함하지만 이에 제한되는 것은 아닌 더 적은 또는 더 많은 포인트들을 갖는 성상도들에 적용될 수 있다.

본 명세서에 설명된 실시예들에서, 도면들에 도시된 특정 엘리먼트들은 널리 공지되어 있고 상세히 설명되지 않을 것이다. 예를 들어, 본 발명의 개념 이외에, PAPR 개념들 및 PAPR 감소 기술들에 대한 친숙도가 가정되고 본 명세서에서 상세히 설명되지 않는다. 또한, DVB-T2에 대한 2세대 디지털 지상파 텔레비전 브로드캐스팅 시스템에 대한 친숙도가 가정되고 본 명세서에서 설명되지 않는다. 이와 관련하여, ETSI(European Telecommunications Standards Institute) 공학 표준(EN) 302 755 및 ETSI 기술 표준(TS) 102 832의 표준들 및 추천 관행들에 대한 친숙도가 가정되고 본 명세서에서 설명되지 않는다. 추가적으로, ATSC로 지칭되는 미국의 디지털 지상파 텔레비전 브로드캐스팅 시스템에 대한 친숙도가 가정되고 본 명세서에서 설명되지 않는다. 이와 관련하여, ATSC 표준들 A/53, A/153 및 A/54의 표준들 및 추천 관행들에 대한 친숙도가 가정된다. 추가로, 무선 데이터 또는 전화 네트워크들, 및 구리 또는 광학적 물리 매체를 사용하는 유선 네트워크들을 포함하지만 이에 제한되는 것은 아닌 OFDM 기술들을 사용할 수 있는 다른 시스템들에 대한 친숙도가 가정된다. 또한, 본 발명의 개념은 종래의 프로그래밍 기술들을 사용하여 구현될 수 있고, 따라서 본 명세서에서 설명되지 않을 것이다.

이제 도 1을 참조하면, 디지털 브로드캐스팅 채널에 적용가능한 일반적인 디지털 통신 시스템의 시스템(100)의 단순화된 블록도가 도시되어 있다. 시스템(100)은 변조 시스템 및 시스템 아키텍처와 독립적으로 도시된다. 시스템(100)은 전체적으로 또는 부분적으로, DVB-T2 또는 ATSC를 위한 시스템 또는 임의의 다른 유사한 디지털 브로드캐스팅 시스템, 예를 들어 디지털 지상파 브로드캐스트 신호의 송신기 및 디지털 지상파의 수신기를 포함하는 디지털 지상파 브로드캐스팅 시스템의 일부로서 사용될 수 있다.

시스템(100)은 수신기(120)에 연결된 송신기(110)를 포함한다. 송신기(110)는 하기 컴포넌트들을 포함한다:

- 오디오, 비디오, 시그널링 또는 제어 및 다른 보조 데이터(예를 들어, 프로그램 가이드 데이터)를 포함 및/또는 제공하는 소스(111);

- 소스(111)에 연결되고, 오디오 및 비디오 데이터를 압축하기 위한 오디오 및 비디오 인코더들을 포함하는 소스 인코더(112);

- 소스 인코더(112)에 연결되고, 견고성을 위해 압축, 시그널링 및 보조 디지털 데이터를 프로세싱하고 에러 정정 인코딩 기능의 레벨들을 추가하기 위해, 랜덤화, 인터리빙, 채널 코딩 및 프레임 매핑의 기능들 중 적어도 일부를 포함하는 채널 인코더(113);

- 채널 인코더(113)에 연결되고, 프로세싱된 디지털 데이터를, 예를 들어 VSB(ATSC) 또는 OFDM(DVB-T2)일 수 있는 변조 심볼들로 변환하는 변조기(114). 또한 이는, 필터링 및 디지털-아날로그(D/A) 변환의 기능을 포함함; 및

- 변조기(114)에 연결되고, 상향변환, RF 증폭 및 오버-디-에어(over-the-air) 브로드캐스팅을 위한 기능들을 포함하는 안테나(115).

송신기(110)의 안테나(115)는 수신기 디바이스(120)에 의해 수신되는 브로드캐스트 신호를 방사한다.

수신기(120)에서, 하기 컴포넌트들을 포함하는 송신기(110)의 역 기능들이 수행된다:

- 오버-디-에어 수신, RF 하향변환 및 튜닝의 기능들을 포함하는 안테나/튜너(125);

- 안테나/튜너(125)에 연결되고, 변조 심볼들로부터 디지털 데이터를 복원하고, 아날로그-디지털 변환(D/A), 이득 제어, 캐리어 및 심볼 타이밍 복원, 등화 및 헤더 또는 프리앰블 동기 검출의 기능들을 포함하는 복조기(124);

- 복조기(124)에 연결되고, 에러 정정 디코딩, 디인터리빙 및 랜덤화해제(de-randomizing)를 포함하는, 채널 인코더의 역 기능들을 수행함으로써 압축 및 보조 데이터를 복원하는 채널 디코더(123);

- 채널 디코더(123)에 연결되고, 비디오 및 오디오 디코더들을 포함하는 오디오 및 비디오 데이터를 압축해제하는 소스 디코더(122); 및

- 소스 디코더(122)에 연결되고, 오디오/비디오 시청을 위한 디스플레이 디바이스(121).

본 기술분야의 통상의 기술자는, 소스 인코더(112) 및 채널 인코더(113)가 일반적인 통신 시스템들에서 공통적이지만, 본 원리들에 따른 시스템에 필수적이지는 않다는 것을 인식할 것이다. 유사하게, 송신기에 따라, 소스 디코더(122) 및 채널 디코더(123)는 일반적인 통신 시스템들에서 공통적이지만, 본 원리들에 따른 시스템에 필수적이지는 않다. 또한, 송신 시스템이 오버-디-에어 이외의 것(예를 들어, 케이블을 통한 것)이면, 송신기(110) 및 수신기(120)는 안테나를 요구하지 않을 수 있다. 또한, 일부 수신기들은 디스플레이(121)를 포함하지 않을 수 있다. 도시되지 않은 컴포넌트들은 본 기술분야의 통상의 기술자에게 널리 공지되어 있기 때문에, 송신기(110) 및 수신기(120)의 완전한 동작을 위해 필요한 몇몇 컴포넌트들 및 상호접속들은 간결성을 위해 도시되지 않았음을 주목하는 것이 또한 중요하다. 예시적인 수신기들은 텔레비전들, 셋톱 박스들, 컴퓨터들, 게이트웨이들, 이동 전화들, 이동 단말들, 자동차 라디오 수신기들 및 태블릿들을 포함하지만 이에 제한되는 것은 아니다.

도 2를 참조하면, 예시적인 무선 네트워크(200)의 블록도가 도시되어 있다. 무선 네트워크(200)는 네트워크 내의 디바이스들 사이의 양방향 통신을 포함하고 변조 시스템 및 시스템 아키텍처와 독립적으로 도시되어 있다. 무선 시스템(100)은 도 1에 설명된 송신기(110) 및 수신기(120)에서 설명된 것과 유사한 엘리먼트들을 사용할 수 있다. 도시되지 않은 컴포넌트들은 본 기술분야의 통상의 기술자에게 널리 공지되어 있기 때문에, 무선 네트워크의 완전한 동작을 위해 필요한 몇몇 컴포넌트들 및 상호접속들은 간결성을 위해 도시되지 않았음을 주목하는 것이 또한 중요하다.

무선 네트워크(200)는 트랜시버 스테이션들(210, 220 및 230)을 포함한다. 각각의 스테이션(210, 220 및 230)은 MIMO 안테나 시스템을 사용하는 송신기 및 수신기를 포함한다. MIMO는 신호를 수신 및 송신하기 위한 통신 링크에서 복수의 안테나들을 사용한다. 각각의 스테이션은 또한 복수의 안테나들과 연관된 복수의 송신기 및 수신기 회로들을 이용할 수 있다. 예시적인 MIMO 송신기 및 수신기 회로의 논의는 아래에서 상세히 설명될 것이다. 스테이션(230)은 무선 링크를 통해 MIMO를 사용하여 스테이션들(210 및 220)과 통신한다.

이제 도 3을 참조하면, 본 개시내용의 원리들에 따라 데이터를 전송할 수 있는 예시적인 데이터 송신기(300)의 블록도가 도시되어 있다. 데이터 송신기(300)는 도 2에 설명된 MIMO 기술들을 사용하여 통신하기 위해 스테이션들(210, 220 및 230)의 일부로서 구현될 수 있다. 추가로, 데이터 송신기(300)의 부분들은 도 1에 설명된 송신기(110)에 통합될 수 있다. 도시되지 않은 컴포넌트들은 본 기술분야의 통상의 기술자에게 널리 공지되어 있기 때문에, 송신기(300)의 완전한 동작을 위해 필요한 몇몇 컴포넌트들 및 상호접속들은 간결성을 위해 도시되지 않았음을 주목하는 것이 또한 중요하다.

데이터 송신기(300)는 하기 컴포넌트들을 포함한다:

입력 데이터 스트림을 수신하는 변조기(310);

변조기(310)에 커플링된 프리-인코더(320);

프리-인코더(320)에 커플링된 공간 시간 블록 코드(STBC)/공간 주파수 블록 코드(SFBC) 인코더(330);

STBC/SFBC 인코더(330)에 각각 커플링된 OFDM 변조기들(340 및 350); 및

각각 OFDM 변조기(340 및 350)에 각각 연관 및 커플링된 안테나들(360 및 370).

본 실시예에서, 안테나들(360, 370)은 주파수 전이, 전력 증폭 및 필터링과 같은 무선 주파수(RF) 회로를 포함하는 것으로 간주됨을 주목하는 것이 중요하다. 유리하게는, 안테나들(360 및 370)은 송신되는 신호의 왜곡을 완화하도록 설계된 직선화 HPA를 포함한다. 다른 실시예들은 안테나들과 별개인 RF 회로를 포함할 수 있다. 추가로, 데이터 송신기(300)는 오직 2개의 OFDM 변조기들 및 안테나들만을 도시하지만, 다른 실시예들은 2개보다 많이 포함할 수 있고, 단일 입력 단일 출력(SISO) 동작을 위해 의도된 것들과 같은 또 다른 실시예들은 하나만을 포함할 수 있다.

데이터 송신기(300)는 데이터 스트림의 일부로서 2진 신호를 수신한다. 2진 신호는 제1 변조 포맷(예를 들어, 16QAM 또는 64QAM)을 사용하여 변조기(310)에 의해 디지털 변조된다. 변조기(310)는 복소 QAM 심볼들의 그룹들을 생성한다. 각각의 그룹 내의 복소 QAM 심볼들의 수는, 예를 들어, 1024와 동일할 수 있고, STBC/SFBC 레이트와, Ntx(예를 들어, 2)로 식별되는 송신 안테나들의 수 및 서브캐리어들의 수의 곱과 동일하다. 일 실시예에서, 코드 레이트는 1과 동일하고, Ntx는 2와 동일하고, 서브캐리어들의 수는 512와 동일하다.

복소 QAM 심볼들의 각각의 그룹은 본 개시내용의 원리들에 따라 프리-인코딩될 수 있다. 일 실시예에서, 프리-인코딩은, QAM 심볼들의 그룹을 변환 또는 시간 도메인 신호로 변환하기 위해, 데이터의 스트림으로서 QAM 심볼들의 그룹에 대해 변환을 수행하는 것을 더 포함할 수 있다. 변환 도메인 신호의 진폭은 클리핑된 변환 신호를 생성하도록 제한된다. 역 변환은 역 변환 또는 주파수 도메인 신호로, 클리핑된 변환 신호에 대해 다시 수행된다. 원래의 데이터 스트림 또는 QAM 심볼들의 그룹에 대한 값들 또는 신호 레벨들은 역 변환 신호로부터의 데이터 스트림에 대한 값들 또는 신호 레벨들로부터 감산되어 나머지 신호를 생성한다. 나머지 신호의 신호 레벨은 미리 결정된 팩터(예를 들어, 이득 값 K)에 의해 조절되거나 곱해져서, 조절된 나머지 신호를 생성한다. 원래의 데이터 스트림 또는 QAM 심볼들의 그룹에 대한 값들 또는 신호 레벨들은 조절된 나머지 신호에 대한 값들 또는 신호 레벨들에 추가되어 에러 신호를 생성한다. 에러 신호는 QAM 심볼들의 원래의 그룹에 대한 성상도 투영 매핑의 일부로서 사용된다. 다른 프리-인코딩 기술들을 이용하는 다른 실시예들이 여기서 설명된 기술들 대신에 사용될 수 있다. 프리-인코딩 기술들의 세부사항들은 아래에서 더 상세히 설명될 것이다.

프리-인코딩 이후, 인코딩된 심볼들의 각각의 그룹은 STBC/SFBC 코드워드 STBC/SFBC 인코더(330)를 형성하기 위해 추가로 인코딩된다. STBC/SFBC 코드워드는 몇몇 공지된 코드워드 구조들 중 하나일 수 있다. STBC/SFBC 코드워드는 일반적으로 차원 Ntx*N의 복소 행렬에 기초하고, 여기서 N은 STBC/SFBC의 시간 차원이다. 일 실시예에서, 골든 코드로서 공지된 코드워드 세트가 사용될 수 있다.

STBC/SFBC 인코더(330)의 출력에서, 생성된 신호는 OFDM 변조기(340 및 350) 각각에 전용 신호를 제공하는 시간/주파수 매핑에서 매핑되었다. 각각의 변조기(340, 350)는 각각의 입력 신호를 (가능하게는 무선 송신 신호에서 통상적으로 수행되는 바와 같은 필터링, 주파수 전이 및 증폭 후) 안테나들(360 및 370) 상에서 전송되는 OFDM 변조 신호로 변조한다. 그 결과, 데이터 송신기(300)의 입력에서 수신된 정보 데이터는 MIMO 채널을 통해 다른 디바이스의 수신기에 전송된다. 본 개시내용의 본 원리들에 따르면, 데이터는 아래에서 설명되는 실시예들을 사용하여 감소된 PAPR로 전송될 수 있다.

도 3은 QAM을 사용하는 변조를 설명하지만, 다른 변조 배열들이 가능하다. 변조기(310)에서의 제1 변조는 nPSK(즉, n개의 위상 값들을 갖는 PSK) 또는 nQAM(즉, n이 16, 32, 64, 256 ...과 동일한 QAM)과 같은 임의의 디지털 변조일 수 있고, 비-정사각형 성상도 패턴들을 포함할 수 있다.

도 4을 참조하면, 본 개시내용의 원리들에 따라 데이터를 수신할 수 있는 예시적인 데이터 수신기(400)의 블록도가 도시되어 있다. 데이터 수신기(400)는 무선 채널을 통해 데이터 송신기(300)와 같은 송신기에 의해 전송된 신호를 수신한다. 이러한 채널은 잡음이 있고 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 및 환경 간섭과 같은 가능한 다른 잡음을 포함한다. 채널에서 전송된 신호는 또한 다중경로 에코 및/또는 도플러 효과에 의해 영향받을 수 있다. 데이터 수신기(400)는 도 2에 설명된 MIMO 기술들을 사용하여 통신하기 위해 스테이션들(210, 220 및 230)의 일부로서 구현될 수 있다. 추가로, 데이터 수신기(400)의 부분들은 도 1에 설명된 수신기(120)에 통합될 수 있다. 도시되지 않은 컴포넌트들은 본 기술분야의 통상의 기술자에게 널리 공지되어 있기 때문에, 데이터 수신기(400)의 완전한 동작을 위해 필요한 몇몇 컴포넌트들 및 상호접속들은 간결성을 위해 도시되지 않았음을 주목하는 것이 또한 중요하다.

데이터 수신기(400)는 하기 컴포넌트들을 포함한다:

송신된 신호를 수신하는 안테나들(410 및 420);

각각 안테나들(410 및 420)에 연관 및 커플링되고, 안테나들(410 및 410)에 의해 수신된 잡음있는 OFDM 변조 신호를 각각 복조하는 OFDM 복조기들(430 및 440);

OFDM 복조기(430) 및 OFDM 복조기(440) 둘 모두에 커플링되는 시간/주파수 디매퍼(450);

시간/주파수 디매퍼(450)에 커플링되는 디코더(460); 및

디코더(460)에 커플링되고 디바이스에서 추가적인 프로세싱을 위해 정보 비트들의 데이터 스트림을 제공하는 복조기(470).

데이터 수신기(400)의 동작은 특히 신호 송신의 일부로서 사용되는 변조 및 코딩에 대해 도 3에서 설명된 데이터 송신기(300)와 같은 송신기에 의해 제공되는 신호의 수신, 복조 및 디코딩을 위해 의도된다. 데이터 수신기(400)는, 수신 신호가 2x2인 행렬에 의해 표현될 수 있도록 수신 안테나들(410 및 420)을 포함한다. 안테나들의 세트 Nrx에 대한 확장으로서, 수신 신호는 Nrx*N 행렬 또는 등가적으로 (Nrx*N)*1 벡터 R로 표현될 수 있다. N은, 예를 들어, 본 실시예에서는 2와 동일하고, STBC에 의해 점유된 시간 및/또는 주파수 범위를 표현한다.

프리-인코더(320)와 디코더(460) 사이의 송신은 다음의 수식에 의해 모델링될 수 있다:

여기서 상이한 파라미터들은 다음과 같다:

R은 복소 (Nrx*N)*1 수신 벡터이고;

H _i는 시간/주파수 간격 i(주파수는 멀티캐리어 변조의 캐리어에 대응하며, 단일 캐리어 변조를 사용하는 변형에 따라 간격 i는 시간 간격에 대응함)에서의 복소 Nrx*Ntx 채널 매트릭스이고;

H = diag(H ₁, ..., H _N)는 시간/주파수 간격들 1 내지 N에서 복소 블록 대각 (N*Nrx)*(N*Ntx) 채널 행렬이고;

C는 복소 (Ntx*N)*Q STBC/SFBC 코딩 행렬(예를 들어, Q=4 또는 8)이고, 여기서 Q는 STBC/SFBC 코드워드 당 입력 복소 심볼들의 수이고;

S는 확장된 변조 심볼들(프리-인코딩 후)의 복소 Q*1 입력 벡터이다. 수식 (1)에서 CS는 STB 인코딩 신호를 표시한다. 인코딩 프로세스는 복소 행렬 곱셈들로 표현된다:

ν는 자기상관 행렬 R _ν =σ² INNrx에 의한 복소 (N*Nrx)*1 AWGN(즉 Additive White Gaussian Noise) 벡터이고, 여기서 INNrx는 크기 (N*Nrx)*(N*Nrx)의 항등 행렬이고, σ²는 AWGN의 분산을 표현한다.

변형에 따르면, 공간/시간 코딩 프로세스는 복소 입력들 대신 실수 입력들로 발생한다. 이러한 변형에서, C 행렬은 차원 (2Ntx*N)*(2Q)를 갖는 실수 행렬이다.

수신 신호를 손상시키는 가산적 잡음 및 간섭들이 백색이 아닌 경우, 화이트닝 필터가 디코더(460) 전에 구현되는 것이 유리하다. σ²는 결과적 화이트닝된 잡음의 분산을 표현한다.

시간/주파수 디매퍼(450)는 OFDM 복조기들(430 및 440)로부터 OFDM 복조된 신호들을 수신하고, (도 3의 프리-인코더(330)의 듀얼 동작에 대응하는) 역 매핑을 수행하고 있다. 시간/주파수 디매퍼(450)는 디매핑된 신호를 디코더(460)에 제공한다.

디코더(460)는 도 3에 설명된 데이터 송신기(300)와 같은 MIMO 송신기에서 구현되는 것과 같은 코딩에 기초한 신호를 디코딩하도록 적응된 임의의 디코더일 수 있다. 특정 실시예에 따르면, 디코더(460)는 격자 디코더이고 STBC/SFBC 인코딩된 신호의 ML 디코딩을 수행하는데 특히 매우 적합하다.

유리하게는, 디코더(460)는 도 3의 프리-인코더(330)의 특정 특성들 및 속성들을 고려하고, 특히 성상도 변경에 걸친 특성들 또는 속성들의 투영을 고려하도록 적응된다. 예를 들어, 도 3의 OFDM 변조기들(340 및 350)에 제공되는 신호가 변조기(310)에 의해 사용되는 제2 성상도와 상이한 제1 성상도를 갖는 신호에 대응하면, 디코더(460)는 제1 성상도에 대응하는 수신 신호를 디코딩하도록 적응된다.

디코더(460)는 디코딩된 신호를 복조기(470)에 전송한다. 복조기(470)는 제2 성상도와 연관된 매핑에 따라 디코딩된 신호를 복조하고 복조된 신호(예를 들어, 비트들의 시리즈 또는 스트림)를 제공한다. 즉, 복조기(470)는 제2 성상도의 심볼을 디코딩된 신호에 연관시킨다.

이제 도 5을 참조하면, 본 개시내용의 원리들에 따라 데이터를 전송할 수 있는 다른 예시적인 데이터 송신기(500)의 블록도가 도시되어 있다. 데이터 송신기(500)는 도 3에 설명된 데이터 송신기(300)의 엘리먼트들 중 일부 또는 전부를 통합할 수 있다. 데이터 송신기(500)는 추가로, 도 2에 설명된 MIMO 기술들을 사용하여 통신하기 위해 스테이션들(210, 220 및 230)의 일부로서 구현될 수 있다. 추가로, 데이터 송신기(300)의 부분들은 도 1에 설명된 송신기(110)에 통합될 수 있다. 도시되지 않은 컴포넌트들은 본 기술분야의 통상의 기술자에게 널리 공지되어 있기 때문에, 데이터 송신기(500)의 완전한 동작을 위해 필요한 몇몇 컴포넌트들 및 상호접속들은 간결성을 위해 도시되지 않았음을 주목하는 것이 또한 중요하다.

데이터 송신기(500)는 데이터 및 어드레스 버스(560)에 의해 함께 링크되는 하기 엘리먼트들을 포함한다:

예를 들어, 마이크로프로세서 또는 디지털 신호 프로세서(DSP)인 중앙 처리 장치(CPU)(510);

개별적인 메모리 섹션들(522-526)을 포함하는 ROM(520);

개별적인 메모리 섹션(532-538)을 포함하는 RAM(530);

송신 전에 애플리케이션 또는 소스로부터 데이터를 수신하는 인터페이스(540); 및

무선 채널을 통해 출력 신호로서 데이터를 송신하는 송신 모듈(550), 송신 모듈(550)은 RF 회로 및 안테나들을 포함한다.

엘리먼트들(510, 520 및 530)의 기능적 양태들은 본 기술분야의 통상의 기술자들에게 널리 공지되어 있고, 여기서는 더 이상 설명되지 않을 것이다. 엘리먼트들(540 및 550)의 기능적 양태들은 도 1 또는 도 3에서 전술한 것들과 유사하며 여기서는 더 이상 설명되지 않을 것이다.

ROM(520) 및 RAM(530)에서, 메모리 섹션들은 작은 용량(일부 비트들)의 영역에 또는 매우 큰 영역(예를 들어, 전체 프로그램 또는 대량의 수신 또는 디코딩된 데이터)에 대응할 수 있다.

ROM(520)은 하기 컴포넌트들을 포함한다:

프로그램 섹션(522);

프리-인코더 파라미터 섹션(524)(예를 들어, 클리핑 파라미터들, 프리-필터링 파라미터들 및 채널 제거 파라미터들); 및

STBC/SFBC 파라미터 섹션(526)(예를 들어, STBC/SFBC 코드, 안테나들의 수).

본 개시내용에 따른 인코딩 및 송신 방법과 관련된 알고리즘 정보, 코드 및/또는 소프트웨어 명령들은 ROM(520)에 저장된다. 스위치 온되는 경우, CPU(510)는 섹션(522)으로부터의 프로그램을 RAM(530)에 업로드하고 대응하는 명령들을 실행한다.

RAM(530)은,

CPU(510)에 의해 실행되고 데이터 송신기(500)를 스위치 온한 후 업로드되는 프로그램을 보유하기 위한 메모리 공간을 포함하는 섹션(532);

입력 데이터를 보유하기 위한 메모리 공간을 포함하는 섹션(534);

인코딩 프로세스 동안 상이한 인코딩된 데이터를 보유하는 메모리 공간을 포함하는 섹션(536); 및

인코딩을 위해 사용된 다른 변수들을 보유하기 위한 메모리 공간을 포함하는 섹션(538)

을 포함한다.

일 실시예에 따르면, 데이터 송신기(500)는 대응하는 메모리를 갖는 하나의 또는 몇몇 FPGA(floating point gate arrays), ASIC(application specific integrated circuit) 또는 VLSI(very large scale integration) 회로들에서 순수 하드웨어 구성으로 구현된다. 다른 실시예에서, 데이터 송신기(500)는 메모리 및 DSP 코드를 갖는 VLSI 회로들 둘 모두를 사용하여 구현된다.

도 6을 참조하면, 본 개시내용의 양태들에 따른 예시적인 프리-인코더(600)의 블록도가 도시되어 있다. 프리-인코더는 도 3의 프리-인코더(320)와 유사한 방식으로 동작한다. 프리-인코더(600)는 도 1에 설명된 송신기(110)와 같은 브로드캐스트 송신기의 일부로서 추가로 사용될 수 있다.

프리-인코더(600)는 하기 컴포넌트들을 포함한다:

변조 회로(예를 들어, 도 3의 변조기(310))로부터 주파수 도메인 멀티캐리어 변조 신호를 수신하고 그 신호에 대해 역 FFT를 수행하는 IFFT 블록(610);

IFFT 블록(610)에 커플링되고, 클리핑 블록(620)에 적용되는 Vclip으로 라벨링된 추가적인 신호에 기초하여 신호의 레벨을 클리핑하는 클리핑 블록(620);

클리핑 블록에 커플링되고, 클리핑 블록에서의 클리핑에 후속하는 신호에 대해 FFT를 수행하는 FFT 블록(630);

FFT 블록(630)에 커플링되고, 주파수 도메인 멀티캐리어 변조 신호를 제2 입력으로서 또한 수신하는 감산기(640) - 감산기(640)는 정정 벡터를 생성하기 위해 주파수 도메인 멀티캐리어 변조 신호를 클리핑된 신호로부터 감산함 -;

감산기(640)에 커플링되고, 에러 벡터로 또한 지칭되는 이득 조절된 정정 벡터를 생성하기 위해, 정정 벡터를 곱셈기(650)에 대한 입력으로서 K와 동일한 이득 값만큼 증폭시키는 곱셈기(650);

곱셈기(650)에 커플링되고, 주파수 도메인 멀티캐리어 변조된 신호를 제2 입력으로서 또한 수신하는 가산기(660) - 가산기(660)는 투영 벡터를 생성하기 위해 주파수 도메인 멀티캐리어 변조된 신호를 에러 벡터에 가산함 -; 및

가산기(660)에 커플링되고, 주파수 도메인 멀티캐리어 변조 신호를 또한 수신하고 곱셈기(650)로부터의 에러 벡터를 입력으로 사용하는 투영 블록(670), 투영 블록(670)은 감소된 PAPR 주파수 영역 멀티캐리어 변조 신호로서 또한 지칭되는 새로 투영된 주파수 도메인 멀티캐리어 변조 신호를 생성한다.

프리-인코더(600)는 주파수 도메인 멀티캐리어 변조 신호를 일련의 심볼들로서 동작시키고 프로세싱한다. 각각의 서브캐리어의 복소 QAM 값들을 갖는 주파수 도메인 내의 하나의 멀티캐리어 심볼은, 그 시간 도메인 신호 표현을 획득하기 위해 IFFT 블록(610)에서 프로세싱된다. IFFT 블록(610)은 추가적인 프로세싱의 성능 또는 해상도를 증가시키기 위해 시간 도메인에 대해 오버 샘플링된 표현을 컴퓨팅할 수 있다.

심볼의 시간 도메인 표현은 클리핑 블록(620)에서 클리핑된다. 클리핑은 종종 제한으로 지칭되고 신호 또는 심볼의 레벨 또는 값이 고정된 값을 초과하는 것을 방지하는 것을 수반한다. 클리핑 블록(620)은 고정된 값에 대한 입력으로서 신호 Vclip을 사용한다. 일부 실시예들에서, 신호 Vclip은 일정할 수 있고 조절가능하지 않을 수 있지만, 다른 실시예들에서, 신호 Vclip은 조절가능하고 추가적으로 동적으로 조절가능할 수 있다. 클리핑 블록(620)은 소프트 리미터 기능 또는 대안적으로 부드러운 압축 기능을 포함하는 전달 함수를 사용할 수 있다. 예시적인 압축 기능들은 전화 시스템들에서 사용되는 것들과 유사한 하이퍼볼릭 탄젠트(hyperbolic tangent), A-Law 또는 μ-Law 컴팬딩(companding) 기능들을 포함할 수 있지만, 이에 제한되는 것은 아니다.

클리핑 블록(620)으로부터 클리핑된 심볼은 원래의 입력 심볼과 유사하게 FFT 블록(630)을 사용하여 심볼의 시간 도메인 표현으로부터 심볼의 주파수 도메인 표현으로 다시 변환된다. 멀티캐리어 QAM 변조된 원래의 멀티캐리어 심볼은, 심볼에 대한 정정 벡터를 생성하기 위해 감산기(640)를 사용하여 클리핑된 심볼과 비교된다. 도시되지는 않았지만, 감산기(640)의 입력에서 원래의 멀티캐리어 심볼을 클리핑된 심볼과 동기화하기 위해 버퍼 회로가 필요할 수 있다.

심볼에 대한 정정 벡터는 곱셈기(650)에서 고정된 이득 값 K와 곱해진다. 심볼에 대한 이득 정정된 벡터는, 심볼에 대한 투영 벡터를 생성하기 위해, 원래의 심볼에 다시 가산된다. 감산기(640)로부터의 정정 벡터는 원래의 심볼이 값으로서 클리핑되거나 제한된 정도를 표현한다는 것을 주목하는 것이 중요하다. 심볼에 대한 이러한 클리핑된 영역은 곱셈기(650)에서 클리핑 영역을 강조하기 위해 증폭되고 가산기(660)에서 원래의 심볼과 다시 가산되어, 심볼에 대해 과장된 성상도 투영을 도출한다.

심볼에 대한 결과적 성상도 투영은 심볼에 대한 에러 벡터 및 심볼에 대한 원래의 성상도 투영과 함께 허용되는 확장된 성상도 마스크를 사용하여 투영 블록(670)에서 추가로 프로세싱된다. 성상도의 각각의 포인트는 확장 마스크와 연관될 수 있다. 일 실시예에서, 성상도의 외부 포인트들만이 확장 마스크와 연관된다. 확장 마스크는 성상도 내에서 원래의 심볼 위치 및 그 심볼 값을 모호하게 함이 없이 성상도 포인트가 투영될 수 있는 영역을 표현한다. 일부 경우들에서, 확장 마스크는 선을 표현할 수 있다. 다른 경우들에서, 확장 마스크는 영역을 표현할 수 있다. 성상도 포인트 투영들 및 확장 마스크들에 관한 추가적인 세부사항들은 아래에서 설명될 것이다.

정사각형인 QAM 성상도들의 경우, 복소 QAM 값들의 실수 및 허수 성분들 또는 심볼 위치들은 스칼라 값들로서 별개로 프로세싱될 수 있다는 것을 주목하는 것이 중요하다. 그 결과, 정사각형 QAM 성상도와 연관된 확장 마스크는 x 축 방향 및/또는 y 축 방향으로 선 또는 일련의 선들을 표현할 것이다.

출력 시간 도메인 OFDM 신호는 도 1의 변조기(114) 또는 도 3의 OFDM 변조기들(340 및 350)과 같은 OFDM 변조기를 사용하여 획득된다. OFDM 변조기는, 투영 블록(670)으로부터, 감소된 PAPR 주파수 도메인 신호를 표현하는 실수 및 허수 출력 신호들을 사용한다. 일부 실시예들에서, 실수 및 허수 출력 신호들은 결합되어 단일 벡터 신호를 형성할 수 있음을 주목하는 것이 중요하다.

이제 도 7을 참조하면, 본 개시내용의 양태들에 따른 다른 예시적인 프리-인코더(700)의 블록도가 도시되어 있다. 프리-인코더(700)는 MIMO 기술들을 사용하거나 또는 도 3에 설명된 송신기(300)와 같은 복수의 변조 송신 회로들 및 안테나들을 사용하는 송신기에서 사용하기 위한 것이다. 구체적으로, 프리-인코더(700)는 프리-인코더(320)와 유사한 방식으로 동작한다. 프리-인코더(700)는 2개의 변조 회로들을 사용하여 2와 동일한 MIMO 차원에 기초하여 설명될 것이다.

프리-인코더(700)는 하기 컴포넌트들을 포함한다:

복소 심볼 데이터를 수신하고 인코딩된 복소 심볼들을 제공하는 STBC/SFBC 인코더(710) - 심볼들은 통상적으로 그룹들로 배열됨 -;

인코딩된 복소 심볼들에 대해 역 FFT를 수행하는 IFFT 블록들(720 및 725);

각각 IFFT 블록들(720 및 725)에 커플링되고, 클리핑 블록들(730 및 735)에 적용되는 추가적인 신호 또는 임계 레벨에 기초하여 신호의 레벨을 클리핑하는 클리핑 블록들(730 및 735);

각각 클리핑 블록들(730 및 735)에 커플링되고, 클리핑 블록들(730 및 735)에서의 클리핑에 후속하는 신호에 대해 FFT를 수행하는 FFT 블록들(740 및 745);

FFT 블록(740) 및 FFT 블록(745) 둘 모두에 커플링되고, 복소 FFT 심볼들을 수신하고 심볼들을 디코딩하여 프로세싱될 복소 심볼 데이터를 생성하는 STBC/SFBC 디코더(750);

STBC/SFBC 디코더(750)의 출력으로부터 원래 제공된 복소 심볼 데이터를 감산하는 감산기(760);

감산기(760)에서의 감산 결과에 K와 동일한 미리 결정된 이득 값을 곱하는 곱셈기(770);

곱셈기(770)에 의해 수행된 곱셈의 결과를 원래 제공된 복소 심볼 데이터에 가산하는 가산기(780); 및

가산기(780)에 의해 수행된 가산 결과를 프로세싱하여 성상도 상으로의 투영을 생성하고 추가적인 프로세싱을 위해 투영의 결과를 제공하는 투영 블록(790).

동작 시에, 디지털 변조(예를 들어, QAM 변조)를 사용하여 변조 또는 프로세싱되고 일련의 심볼들로 매핑되는 입력 신호는 STBC/SFBC 인코더(710)에 제공된다. 심볼들은 STBC/SFBC 인코더(710)에 의해 그룹화되고 인코딩되어 도 3에서 앞서 설명한 것과 유사한 방식으로 STBC/SFBC 코드워드를 형성할 수 있다. 코드워드들의 개별적인 그룹들은 IFFT 블록들(720 및 725)에 제공된다. 시간 도메인 신호는 IFFT 블록들(720 및 725)에서 먼저 획득된다. IFFT 블록들(720 및 725)은 (특히 IFFT 프로세싱 이후 피크 위치확인을 개선하고 디지털/아날로그 변환에서 피크 재성장을 회피하기 위해) 성능들을 증가시키기 위해 시간 도메인 신호의 오버 샘플링된 버전을 컴퓨팅할 수 있다. 본 개시내용의 변형에 따르면, 시간 도메인 신호의 어떠한 오버 샘플링된 버전도 컴퓨팅되지 않는다.

IFFT 블록들(720 및 725)로부터의 시간 도메인 신호들은 임계치에 기초하여 클리핑 블록들(730 및 735)에서 클리핑되거나 진폭에서 압축된다. 일 실시예에서, 클리핑 블록들(730 및 735)은 고정된 임계치를 사용할 수 있다. 다른 실시예들에서, 임계치는 조절가능할 수 있고, 추가적으로 동적으로 조절가능할 수 있다. FFT 블록들(740 및 745)에서의 추가적인 프로세싱은 신호를 주파수 도메인으로 리턴시킨다. FFT 블록들(740 및 745)은 필요에 따라 임의의 신호 리샘플링을 포함하여 IFFT 블록들(720 및 725)의 프로세싱을 반전시키는 방식으로 동작한다. STBC/SFBC 디코딩은 STBC/SFBC 디코더(750)의 FFT 블록들(740 및 745) 각각으로부터의 주파수 도메인 클리핑된 신호들에 적용된다. STBC/SFBC 디코더에서의 디코딩은 STBC/SFBC 인코더(710)에서 수행되는 프로세싱을 반전시키기 위한 것이다.

후술되는 것을 제외하고는, 프리-인코더(700)의 나머지 블록들의 동작은 도 6에서 설명된 감산기(640), 곱셈기(650), 가산기(660) 및 투영 블록(670)과 유사한 방식으로 동작하며, 여기에서 더 상세히 설명되지 않을 것이다.

프리-인코더(600) 또는 프리-인코더(700)를 사용하는 일부 실시예들에서, 신호의 일부는 프리-인코딩 프로세싱 기술들을 사용하여 수정되지 않을 수 있다. 이러한 부분들은 채널 추정에 대해 사용되는 분산된 또는 연속적인 파일럿 신호들과 같은 참조 또는 파일럿 신호들을 포함할 수 있지만 이에 제한되는 것은 아니다. 신호의 이러한 부분들의 경우, 정정 신호는 제로로 설정될 수 있다. 동작은 감산기(예를 들어, 감산기(640) 또는 감산기(760))의 일부로서 수행될 수 있다. 동작은 또한 신호의 이러한 부분들에 대해 이득 값 K를 제로와 동일하게 설정함으로써 곱셈기(예를 들어, 곱셈기(650) 또는 곱셈기(770))의 일부로서 수행될 수 있다. 동작은 심볼(들)에 대한 위치에서의 투영 변화를 방지함으로써 투영 블록(예를 들어, 투영 블록(670) 또는 투영 블록(790))에서 추가로 수행될 수 있다.

일부 실시예들에서, 이득 값에 대한 가변적인 및 상이한 값들은 별개의 값들 Ki로서 신호의 각각의 개별적인 캐리어, 심볼 또는 일부에 적용될 수 있다. Ki에 대한 값들은 송신된 값들에 기초하여 결정될 수 있다. 대안적으로, Ki에 대한 값들은 디지털 최적화 알고리즘을 통해 획득될 수 있다. Ki 값들은 개수 또는 캐리어들, 변조, 확장된 성상도의 정의, PAPR 타겟 및/또는 전력 송신의 가능한 증가에 의존할 수 있다. 클리핑의 결과로서 스펙트럼의 전력의 왜곡들을 밸런싱하기 위해 캐리어들의 수에 기초하여 Ki에 대한 상이한 값들이 생성될 수 있다. 예를 들어, PAPR의 원하는 값을 달성하기 위해 81의 성상도 확장 값까지 확장된 64 QAM 성상도를 사용하는 1705개의 변조된 캐리어들을 사용하는 신호는 15와 동일한 신호의 모든 부분들에 대한 Ki 값이 사용될 수 있다. 유리하게는, 허용된 전력 증가 및 원하는 PAPR에 따라 10 내지 25 범위의 Ki 값들이 사용될 수 있다.

프리-인코더(600) 또는 프리-인코더(700)를 사용하는 일 실시예에서, Ki에 대한 넌 널(non null) 값은 변조된 캐리어들과 연관된 모든 심볼들에 적용된다. 변조되지 않은 캐리어들인 캐리어들(즉, 데이터를 송신하기 위해 사용되지 않은 캐리어들)과 연관된 임의의 심볼들은 프리-인코딩 프로세스 이후 제로로 리셋된다. 변형에 따르면, 변조되지 않은 캐리어들과 연관된 심볼들 중 전부 또는 일부는 곱셈기(예를 들어, 곱셈기(650) 또는 곱셈기(770)) 내의 그리고 투영 블록(예를 들어, 투영 블록(670) 또는 투영 블록(790))에 의해 수정되지 않고 남은 Ki에 대한 넌 널 값이 곱해진다.

전술한 바와 같이, 본 명세서에서 도 6 또는 도 7에서 설명된 것과 유사한 프리-인코더를 사용하는 이전 PAPR 기술들은 16-QAM 정사각형 성상도와 같은 정사각형 성상도를 사용하는 심볼들을 프로세싱하기 위해 구성되었다. 도 8은 16-QAM 정사각형 성상도에 대한 도면(800)을 도시한다. 성상도는 실수 축(810) 및 허수 축(820)을 따라 배향된 심볼 포인트들로 투영된다.

도 6의 프리-인코더(600) 및 도 7의 프리-인코더(700)에 대해 설명된 것들과 같은 PAPR 기술들을 사용하여 성상도의 오직 경계 포인트들, 즉 포인트들(830-841)만이 확장된 것이 도시되어 있다. 추가적으로, 4개의 코너 포인트들, 즉, 포인트들(830, 833, 836 및 839)은 각각 빗금된 영역들(860-863) 내의 임의의 위치로 확장될 수 있다. 빗금된 영역들(860-863)은 본질적으로 정사각형 또는 직사각형이며, 실수 또는 허수 축 투영에서 간단한 스칼라 값들을 사용하여 투영될 수 있다는 점을 주목하는 것이 중요하다. 다른 경계 포인트들(831-832, 834-835, 837-838 및 840-841)은 오직, 그 포인트에서 시작하고 성상도 외부를 향해 실수 또는 허수 방향을 따라 확장되는 선 세그먼트들(870-877)을 따라 확장될 수 있다. 이러한 경계 포인트들에 대한 임의의 다른 투영이 발생하면, 부적절한 심볼 디코딩으로 인해 잠재적인 디코딩 에러가 초래할 수 있다. 투영 확장 영역은 또한 상한에 의해 제한된다. 상부는, 신호 송신 장비(예를 들어, 도 1에 설명된 안테나(125)의 회로 또는 도 3에 설명된 안테나들(360 및 370)의 회로에 대한 성능 규격들)와 연관된 파라미터들에 의해 결정되거나 정의될 수 있다. 본 명세서에서 도 7에 도시된 바와 같은 투영 확장 뿐만 아니라 아래에 도시된 확장들은 또한 이산적 성상도 확장으로 지칭될 수 있다.

4개의 내측 포인트들, 즉 850-853은 PAPR 기술들에 의해 영향받지 않거나 다시 투영되지 않는 것으로 도시된다.

프리-인코더(600) 또는 프리-인코더(700)의 일부로서 도면(800)에 구현되고 도 8에 적용된 기술은 통상적으로 "ACE(Active Constellation Extension)"로 지칭되고 DVB-T2 표준 EN 302 755에서 사용되어 왔다. 이 기술은, 정사각형 QAM 성상도의 경계 포인트들이 실수 또는 허수 축 방향을 따라 확장되기 때문에 정사각형 성상도 패턴들을 사용하는 QAM 변조된 캐리어들과 사용된다.

도면(800)에 도시된 바와 같은 스칼라 투영들을 사용하는 성상도 확장 및 투영 기술들은 비-정사각형 성상도들과 함께 사용되는 경우 덜 효율적이다. 도 9는 도면(800)과 유사한 방식으로 적용된 성상도 확장 및 투영 기술들에 의한 16-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 도면(900)을 도시한다. 성상도는 실수 축(910) 및 허수 축(920)을 따라 배향된 심볼 포인트들로 투영된다.

도면(900)은 외부 성상도 포인트들(930-937) 및 내부 포인트들(940-947)을 포함한다. 도면(800)에서와 같이, 도면(900)에 도시된 포인트들(940-947)은 성상도 확장 투영 기술에 의해 영향받지 않는다. 도면(900)은 파선들로 도시된 확장 투영 마스크를 포함한다. 확장 영역은 이러한 타입의 성상도에 대해 970-977로 도시된 오직 8개 선들로 제한된다. 성상도 포인트들(930-937)의 상대적 위치로 인해, 확장 영역들은 정사각형 16-QAM 성상도에 대한 영역들 또는 마스크에 비해 감소된다. 도면(900)에 도시된 확장 영역들에서의 임의의 변화는 불필요한 심볼 에러들을 생성하지 않으면 가능하지 않다.

스칼라 성상도 확장 및 투영 기술들에 대한 문제들은 고차 성상도들에 의해 추가로 강조된다. 도 10은 도면(800)과 유사한 방식으로 적용된 성상도 확장 투영 기술들에 의한 64-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 도면(1000)을 도시한다. 성상도는 실수 축(1010) 및 허수 축(1020)을 따라 배향된 심볼 포인트들로 투영된다.

도면(1000)은 외부 성상도 포인트들(1030-1045)을 포함한다. 도면(900)에서와 같이, 여기서는 라벨링되지 않은 것으로 도시된 나머지 내부 포인트들은 성상도 확장 투영 기술에 의해 영향받지 않는다. 도면(1000)은 파선들(1070-1085)로 도시된 확장 투영 마스크를 포함한다. 확장된 영역은 이러한 성상도에 오직 16개 선들로 제한된다. 성상도 포인트들(1030-1045)의 상대적 위치로 인해, 확장 영역들은 정사각형 64-QAM 성상도에 비해 감소되고, 불필요한 심볼 에러들을 생성하지 않으면 확장될 수 없다.

도 9 및 도 10에 도시된 바와 같이, 비-정사각형 성상도들에 대한 더 최적의 확장 마스크를 제공하기 위해, 성상도 투영 및 확장 기술들은 개선될 수 있다. 도 6 및 도 7에서 설명된 바와 같이, 상이한 프로세스들에서 실수 및 허수 성분들을 확장하는 것 대신에, 투영 블록(예를 들어, 투영 블록(670) 또는 투영 블록(790))에서 실수 및 허수 성분들 둘 모두를 사용하여 투영이 동시에 또는 함께 수행되고 결합된다. 투영 블록은, 복소 성상도 값들의 위치들을 확장할 때 동시에 2차원으로 작업하기 위해 스칼라(즉, 실수 및 허수) 에러 신호와 반대로 벡터 에러 신호를 사용하도록 수정된다. 수정은, 성상도의 각각의 경계 포인트의 확장된 영역들을 증가시키기 위해, 확장 마스크가 2차원에서 또는 벡터로서 정의되도록 허용한다. 그 결과, 확장은 확장가능한 성상도 포인트들의 벡터 방향을 따른다. 확장된 영역은 성상도 포인트에서의 정점 및 2개의 인접한 심볼들과 성상도에 대한 원점 사이의 투영 각도와 동일한 각도를 갖는 각도 섹터들의 세트이다. 대부분의 비-정사각형 또는 성상도들의 경우, 각도 섹터들에 대한 경계선들은 비-직교일 것이다.

도 11을 참조하면, 본 개시내용의 원리들에 따른 64-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 성상도 확장 기술들을 예시하는 도면(1100)이 도시되어 있다. 도면(1100)은 도 6 및 도 7에서 전술한 엘리먼트들을 사용하는 것에 기초한 몇몇 투영 시나리오들 및 기술들을 사용하는 투영 및 투영 확장 마스크를 예시한다. 성상도는 실수 축(1110) 및 허수 축(1120)을 따라 배향된 심볼 포인트들로 투영된다.

도면(1100)은 외부 성상도 포인트들(1130-1145)을 포함한다. 도면(1000)에서와 같이, 여기서는 라벨링되지 않은 것으로 도시된 나머지 내부 포인트들은 성상도 확장 투영 기술에 의해 영향받지 않는다. 1150-1165로 라벨링된 제1 투영선들은 원점(즉, 축(1110)과 축(1120)의 교차점)으로부터 각각의 외부 성상도 포인트(1130-1145)까지 투영하는 것으로 각각 도시되어 있다. 각도 θ는 성상도의 임의의 2개의 외부 성상도 포인트들 사이의 각도 거리를 표현한다. 각도 θ는 또한, 심볼에 대한 심볼 에러 확률을 증가시키지 않고 임의의 외부 성상도의 확장이 존재할 수 있는 각도 섹터 영역을 표현한다. 각도 섹터는 파선들(1170a-1170b 내지 1185a-1185b)에 의해 정의된 영역으로서 도시된다. 경계 성상도 포인트의 확장된 영역은 성상도의 포인트에 대한 원래의 위치에서 정점을 갖는 각도 섹터의 개방 각도에 의해 정의된다.

도면(1100)에 도시된 바와 같은 확장 투영 마스크는 가산기(예를 들어, 가산기(660) 또는 가산기(780))로부터의 정정된 신호와 함께 곱셈기(예를 들어, 곱셈기(650) 또는 곱셈기(770))로부터의 에러 신호를 프로세싱함으로써 생성될 수 있다. 에러 신호를 벡터 신호로서 프로세싱함으로써, 성상도에서 외부 성상도 포인트들의 위치에 대한 확장 영역에 대해 각도 영역이 생성될 수 있다. 각도 영역은 사용되고 있는 성상도에 기초하여 투영 블록(예를 들어, 투영 블록(670) 또는 투영 블록(790))에서 추가로 결정된다. 확장 영역에 대한 각도 섹터는 임의의 2개의 인접한 외부 성상도 포인트들(예를 들어, 포인트들(1130-1145)) 사이의 각도 거리(예를 들어, 도면(1100)에서의 각도 θ)에 의해 결정된다는 점을 주목해야 한다. 각도 간격, 및 그에 따른 확장 영역에 대한 각도 섹터는 상이한 성상도들에 대해 상이할 수 있다.

2개의 인접한 외부 성상도 포인트들 사이의 각도 거리 또는 각도 θ는 확장 마스크에 대한 최대 각도 섹터를 표현함을 주목하는 것이 중요하다. 최대 각도 섹터보다 작은 각도 섹터는 또한 감소된 효율로 사용될 수 있다.

도 12를 참조하면, 본 개시내용의 양태들에 따른 투영 블록의 입력 신호의 상이한 경우들에 대한 성상도의 일 포인트에 대한 확장 마스크의 적용을 예시하는 도면(1200)이 도시되어 있다. 도면(1200)은 도 6 및 도 7에서 전술한 것들과 같은 엘리먼트들을 사용하여 도 11에서 전술한 투영 기술들에 기초한 시나리오들 및 기술들을 사용하는 투영 및 투영 확장 마스크를 예시한다. 단일 성상도 포인트 및 동반 영역은 원점(1225)을 갖는 x-축(1210) 및 y-축(1220)을 따라 배향된 것으로 도시되어 있다.

프리-인코더의 입력에서 성상도의 초기 심볼 위치는 1230으로 라벨링된 포인트로서 도시된다. 포인트(1230)와 연관된 확장 마스크는 2개의 선들(1240 및 1245)에 의해 제한된다. 1240과 1245 사이의 개방 각도는 투영 블록의 입력 파라미터이다. 최대 개방 각도는 각각의 타입의 성상도에 대해 고정된다. 그러나, 최대 개방 각도와 동일하거나 그보다 작은 개방이 사용될 수 있다. 예를 들어, 선들(1240 및 1245)에 의해 한정되는 각도 섹터는 포인트(1230)와 인접한 심볼 포인트(도시되지 않음) 사이의 각도 거리에 기초할 수 있다. 라인들(1240 및 1245)에 대한 각도 이등분선은 점선으로 도시된 라인(1250)이고, 성상도의 중심, 포인트(1225) 및 포인트(1230)를 통과한다.

신호를 클리핑하고, 감산하고, 곱하는 것과 관련된 프리-인코더(예를 들어, 프리-인코더(600) 또는 프리-인코더(700))에서 수행되는 프로세싱은 성상도 심볼(예를 들어, 포인트(1230))의 위치를 변경할 수 있다. 투영 블록(예를 들어, 투영 블록(670) 또는 투영 블록(790))은 본 개시내용의 기술들에 기초하여 심볼을 재배치할 것이다. 도면(1200)의 포인트들에 의해 예시된 다음 투영 시나리오들이 여기에서 추가로 설명된다.

제1 시나리오에서, 1260으로 라벨링된 포인트가 고려된다. 포인트(1260)는 중심(1225)으로부터 형성되고 1230을 통과하는 방사형 아크(1235) 내부에 있다. 그 결과, 포인트(1260)는 확장 마스크에 투영될 수 없기 때문에 원점(1230)으로 투영된다.

제2 시나리오에서, 1265으로 라벨링된 포인트가 고려된다. 포인트(1265)는 아크(1235) 상에 있다. 그 결과, 포인트(1265)는 또한 확장 마스크에 투영될 수 없기 때문에 원점(1230)으로 투영된다.

제3 시나리오에서, 1280 및 1285로 라벨링된 포인트들이 고려된다. 포인트들(1280 및 1285) 둘 모두는 아크(1235) 외부에 있고 확장 마스크에 투영될 필요가 있을 것이다. 포인트(1280)는 확장 마스크 외부에 있지만, 중심(1225)을 갖고 포인트(1280) 뿐만 아니라 포인트(1282)를 통과하는 아크(1270) 상에 투영된다. 포인트(1282)는 포인트(1230)에 대한 확장 마스크를 표현하는 각도 섹터의 에지를 표현하는 라인(1240) 상에 있다. 그 결과, 포인트(1280)는 포인트(1230)에 대한 확장 마스크 내에서 원점(1280)을 재배치하기 위해 포인트(1282)로 투영된다. 유사하게, 포인트(1285)는 아크(1270)를 따라 그리고 포인트(1285) 뿐만 아니라 포인트(1287)를 통과하여 투영된다. 포인트(1287)는 포인트(1230)에 대한 확장 마스크를 표현하는 각도 섹터의 에지를 표현하는 라인(1245) 상에 있다. 그 결과, 포인트(1285)는 포인트(1230)에 대한 확장 마스크 내에서 원점(1285)을 재배치하기 위해 포인트(1287)로 투영된다.

제4 시나리오에서, 1290으로 라벨링된 포인트가 고려된다. 포인트(1290)는 포인트(1230)에 대한 확장 마스크 내부에 위치되고 확장 라인들(1240 및 1245)에 의해 정의된다. 그 결과, 포인트(1290)에 대한 위치는 변경 또는 재-투영되지 않는다.

도 13 내지 도 15를 참조하면, 본 개시내용의 원리들에 따른 PAPR 감소 기술들에 대한 시뮬레이션된 성능 비교를 예시하는 그래프들의 세트(1300-1500)가 도시되어 있다. 시뮬레이션된 성능 결과들 각각은 6MHz 와이드 채널에서 32K FFT 모드로 동작하는 DVB-T2에서 동작하는 신호를 사용하여 생성되었다. 동작 조건은 최악의 조건을 표현한다. 신호는 연속적인 또는 분산된 파일럿 캐리어들을 포함하지 않는다.

시뮬레이션들은 도 6에서 설명된 프리-인코더(600)와 유사한 프리-인코더를 사용하는 구현에 기초한다. 구체적으로, 클리핑 블록(620)에서 사용되는 V_clip에 대한 값은 범위 [1.0; 3.5] 내에서 조절가능하다. 추가로, 곱셈기(650)에서 사용되는 K에 대한 값은 범위 [1; 63] 내에서 조절가능하다. 도 13 내지 도 15에 도시된 각각의 시뮬레이션에 대해, V_clip 및 K에 대한 값들은 최상의 PAPR 감소를 얻도록 최적화된다.

그래프(1300)는 1320으로 라벨링된 y-축을 따른 (전력> PAPR) 확률로서, CCDF(Complementary Cumulative Distribution Function)와 관련하여 1310으로 라벨링된 x-축을 따른 (dB) 단위의 PAPR을 도시한다. CCDF는 신호의 각각의 샘플 또는 심볼에 대한 PAPR에 따라 PAPR의 확률 분포를 표현한다. 그래프(1300)는 도 9에 도시된 것과 같은 16개 포인트 비-정사각형 성상도에 대한 결과들을 도시한다. 그래프 선(1330)은 신호에 어떠한 PAPR 감소도 적용되지 않은 결과들을 표현한다. 그래프 라인(1340)은 도 8에서 설명된 것들과 유사한 DVB-T2 ACE 기술들을 사용한 결과들을 표현한다. 그래프 라인(1350)은 도 11에서 설명된 것들과 유사한 2-D ACE 기술들로 지칭되는 본 개시내용의 개선된 기술들을 사용한 결과들을 표현한다.

그래프(1400)는 1420으로 라벨링된 y-축을 따른 (전력> PAPR) 확률로서, CCDF와 관련하여 1410으로 라벨링된 x-축을 따른 (dB) 단위의 PAPR을 도시한다. 그래프(1400)는 도 10에 도시된 것과 같은 64개 포인트 비-정사각형 성상도에 대한 결과들을 도시한다. 그래프 선(1430)은 신호에 어떠한 PAPR 감소도 적용되지 않은 결과들을 표현한다. 그래프 라인(1440)은 DVB-T2 ACE 기술들을 사용한 결과들을 표현한다. 그래프 라인(1450)은 본 개시내용의 개선된 기술들을 사용한 결과들을 표현한다.

그래프(1500)는 1520으로 라벨링된 y-축을 따른 (전력> PAPR) 확률로서, CCDF와 관련하여 1510으로 라벨링된 x-축을 따른 (dB) 단위의 PAPR을 도시한다. 그래프(1500)는 256개 포인트 비-정사각형 성상도에 대한 결과들을 도시한다. 그래프 선(1530)은 신호에 어떠한 PAPR 감소도 적용되지 않은 결과들을 표현한다. 그래프 라인(1540)은 DVB-T2 ACE 기술들을 사용한 결과들을 표현한다. 그래프 라인(1550)은 본 개시내용의 개선된 기술들을 사용한 결과들을 표현한다.

도 13 내지 도 15의 그래프들에 대한 결과들은 표 1에 요약된다.

이제 도 16을 참조하면, 본 개시내용의 양태들에 따른 신호에서 PAPR을 감소시키기 위한 예시적인 프로세스(1600)의 흐름도가 도시되어 있다. 프로세스(1600)는 신호 송신에 대해 비-정사각형 성상도 패턴들을 포함하거나 사용하는, 신호에서 PAPR을 감소시키기 위한 메커니즘을 설명한다. 프로세스(1600)는 도 6에 설명된 프리-인코더(600)의 측면에서 주로 설명될 것이다. 프로세스(1600)는 도 7에 설명된 프리-인코더(700)의 동작에 동일하게 적용될 수 있다. 프로세스(1600)는 또한 도 1에 설명된 부분 시스템(100)으로서 또는 도 3에 설명된 데이터 송신기(300)의 부분으로서 송신기(110)에서 사용될 수 있다. 본 개시내용의 원리들과 연관된 특정 실시예들을 수용하기 위해 프로세스(1600)의 일부 단계들은 제거되거나 재순서화될 수 있음을 주목하는 것이 또한 중요하다.

단계(1605)에서 신호가 수신된다. 신호는 오디오, 비디오, 시그널링 또는 제어 및 다른 보조 데이터(예를 들어, 프로그램 가이드 데이터)를 포함할 수 있다. 신호는 프로세싱될 수 있고, 신호 컨텐츠의 주파수 도메인 표현일 수 있다. 다음으로, 단계(1610)에서, 신호는 다중 송신 시그널링 배열에서 하나 이상의 심볼들에 매핑된다. 단계(1610)에서 매핑은 STBC/SFBC 인코더(예를 들어, 도 7에서 설명된 STBC/SFBC 인코더(710))에서 수행될 수 있다. 단계(1610)에서, 매핑은 골든 코드를 포함하지만 이에 제한되는 것은 아닌 하나 이상의 공지된 코드워드를 사용하여 원래의 신호의 복수의 부분들을 생성하는 것을 수반할 수 있다. 단계(1610)에서 매핑은 MIMO 송신에서의 사용에 특히 적합하다.

단계(1615)에서, 단계(1610)에서 생성된 매핑된 신호는 시간 도메인 신호로 변환된다. 일부 실시예들에서, 단계(1615)에서, 시간 도메인 변환은, 단계(1605)에서 수신된 신호를 컨텐츠 소스(예를 들어, 도 1에서 설명된 컨텐츠 소스(111))에 의해 원래 제공되는 신호로 리턴할 수 있다. 단계(1615)에서 변환은 IFFT 블록(예를 들어, IFFT 블록(610)) 또는 임의의 유사한 변환 프로세싱 블록을 사용하여 수행될 수 있다.

다음으로, 단계(1620)에서, 단계(1615)에서 생성된 신호의 시간 도메인 표현의 진폭 레벨은 신호 진폭 레벨을 감소시키기 위해 제한, 압축 또는 클리핑된다. 단계(1620)에서, 제한, 압축 또는 클리핑은 클리핑 회로(예를 들어, 클리핑 블록(620)) 또는 임의의 유사한 회로에서 수행될 수 있다. 일 실시예에서, 단계(1615)에서 생성된 신호는 추가적인 신호 Vclip에 기초하여 클리핑된다. 다른 실시예들에서, 단계(1615)에서 생성된 신호는 소프트 리미터 기능 또는 대안적으로 부드러운 압축 기능을 포함하는 전달 함수를 사용하여 클리핑, 제한 또는 압축될 수 있다.

단계(1625)에서, 진폭 제한된 신호는 신호의 주파수 도메인 표현으로 다시 변환된다. 단계(1625)에서 변환은 FFT 블록(예를 들어, FFT 블록(630)) 또는 임의의 유사한 변환 프로세싱 블록을 사용하여 수행될 수 있다. 일부 실시예들에서, 단계(1625)에서의 변환은 단계(1615)에서의 변환의 정확한 역이다.

단계(1630)에서, 신호의 주파수 도메인 표현은 다중 송신 시그널링 성상도의 복수의 신호들에 적합한 심볼들의 세트로부터 단일 신호로 다시 매핑된다. 단계(1630)에서 매핑은 STBC/SFBC 디코더(예를 들어, 도 7에서 설명된 STBC/SFBC 디코더(750))에서 수행될 수 있다. 단계(1630)에서, 매핑은 골든 코드를 포함하지만 이에 제한되는 것은 아닌 하나 이상의 공지된 코드워드를 사용하여 원래의 신호의 복수의 부분들을 디매핑 또는 디코딩하는 것을 수반할 수 있다. 단계(1630)에서 매핑은 MIMO 송신에서의 사용에 특히 적합하다.

단계(1635)에서, 주파수 도메인에서 단계(1630)에서 생성된 새로운 신호는 단계(1605)에서 수신된 원래의 신호로부터 감산된다. 단계(1635)에서의 감산 단계는 또한 원래의 신호를 새로운 신호와 동기화 또는 시간 정렬하기 위해 원래의 신호를 버퍼링하는 것을 포함할 수 있다. 다음으로, 단계(1640)에서, 단계(1635)로부터 얻어진 신호는 상수와 곱해진다. 상수 값은 모든 신호들 및 심볼들에 대해 신호 값 K일 수 있다. 다른 실시예들에서, 이득 값에 대한 가변적인 및 상이한 값들은 별개의 값들 Ki로서 신호의 각각의 개별적인 캐리어, 심볼 또는 일부에 적용될 수 있다. Ki에 대한 값들은 송신된 값들에 기초하여 결정될 수 있다. 대안적으로, Ki에 대한 값들은 디지털 최적화 알고리즘을 통해 획득될 수 있다. Ki 값들은 개수 또는 캐리어들, 변조, 확장된 성상도의 정의, PAPR 타겟 및/또는 전력 송신의 가능한 증가에 의존할 수 있다. 단계(1620)에서 의도하지 않은 클리핑 또는 의도적인 진폭 제한의 결과로서 스펙트럼의 전력의 왜곡들을 밸런싱하기 위해 캐리어들의 수에 기초하여 Ki에 대한 상이한 값들이 생성될 수 있다.

단계(1645)에서, 단계(1640)로부터 곱해지거나 증폭된 신호는 단계(1605)에서 수신된 원래의 신호에 가산된다. 단계(1645)에서의 가산 단계는 또한 원래의 신호를 곱해지거나 증폭된 신호와 동기화 또는 시간 정렬하기 위해 원래의 신호를 버퍼링하는 것을 포함할 수 있다. 다음으로, 단계(1650)에서, 단계(1645)로부터 얻어진 신호는 성상도 투영 확장 마스크에 투영된다. 성상도 투영 마스크는 수신 신호(예를 들어, 단계(1605)에서 수신된 신호)를 사용하는 원래의 성상도에 기초한다. 단계(1650)에서, 투영은 투영 회로 또는 투영 블록(예를 들어, 도 6에 설명된 투영 블록(670) 또는 도 7에 설명된 투영 블록(790))에서 수행될 수 있다. 단계(1650)에서 투영된 포인트 또는 심볼은 확장 마스크와 연관될 수 있다. 일 실시예에서, 신호에 대한 성상도의 외부 포인트들만이 확장 마스크와 연관된다. 확장 마스크는 성상도 내에서 원래의 심볼 위치 및 그 심볼 값을 모호하게 함이 없이 성상도 포인트가 투영될 수 있는 영역을 표현한다. 일부 경우들에서, 확장 마스크는 선을 표현할 수 있다. 다른 경우들에서, 확장 마스크는 영역을 표현할 수 있다.

바람직한 실시예에서, 단계(1650)에서의 투영은 단계(1645)에서의 가산으로부터의 신호와 함께 단계(1640)에서의 곱셈으로부터의 신호를 프로세싱함으로써 생성될 수 있다. 신호들을 벡터 신호들로서 프로세싱함으로써, 성상도에서 외부 성상도 포인트들의 위치에 대한 확장 영역에 대해 각도 영역이 생성될 수 있다. 각도 영역은 사용되고 있는 성상도에 기초하여 추가로 결정될 수 있다. 확장 영역에 대한 최대 각도 섹터는 임의의 2개의 인접한 외부 성상도 포인트들(예를 들어, 포인트들(1130-1145)) 사이의 각도 거리(예를 들어, 도면(1100)에서의 각도 θ)에 의해 결정될 수 있다는 점을 주목해야 한다. 각도 간격, 및 그에 따른 확장 영역에 대한 최대 각도 섹터는 상이한 성상도들에 대해 상이할 수 있다. 추가로, 최대 각도 섹터보다 작은 각도 섹터가 또한 사용될 수 있다.

단계(1655)에서, 감소된 PAPR OFDM 심볼들의 스트림을 표현하는 투영된 신호는, 시간 도메인 감소된 PAPR OFDM 신호를 생성하기 위해 IFFT를 사용하여 변조된다. 단계(1655)에서의 변조는 변조기(예를 들어, 도 1에서 설명된 변조기(114) 또는 도 3에서 설명된 OFDM 변조기들(340 및 350))에서 수행될 수 있다. 일부 실시예들에서, 단계(1655)에서 변조하는 것은 MIMO 기술들을 이용하는 다중 신호 송신 환경에서 사용하기 위해 신호를 심볼들의 세트에 매핑하는 것을 더 포함할 수 있다.

단계(1660)에서, 시간 도메인 감소된 PAPR OFDM 신호가 송신된다. 단계(1660)에서 송신은 송신 회로들에 의해 수행될 수 있고, 무선 송신 또는 브로드캐스트(예를 들어, 도 1에서 설명된 안테나(115) 또는 도 3에서 설명된 안테나들(360 및 370))에 대해 하나 이상의 안테나들을 사용할 수 있다.

프로세스(1600)의 단계들 중 하나 이상은 재배열, 결합 또는 생략될 수 있다. 예를 들어, 브로드캐스트 신호 실시예들(예를 들어, ATSC 3.0 또는 DVB-T2)을 포함하는 SISO 송신 구성을 활용하는 실시예들에서, 단계들(1610 및 1630)은 생략될 수 있다. 추가로, 단계(1650)에서 투영 성상도 확장의 생성은 단계들(1610 내지 1645)과 상이한 일련의 프로세싱 단계들을 통해 생성될 수 있다. 따라서, 이러한 상이한 단계들은, 본 명세서에서 설명된 바와 같이, 프로세싱된 신호를 단계(1650)에서 성상도 투영 확장 상에 투영하는 것을 허용하기 위해 신호의 프리-인코딩을 위한 프로세스를 여전히 포함한다.

프로세스(1600)의 단계들 중 적어도 일부를 사용하는 실시예에서, 신호는 하나 이상의 상이한 코드 레이트들로 신호 내의 데이터를 인코딩하는 특정 FEC 인코딩 구조를 사용하여 인코딩된 신호가 수신될 수 있다. DVB-T2 및 ATSC 3.0 또는 본 기술분야에 널리 공지된 다른 것들과 관련하여 앞서 설명된 것들을 포함하는 몇몇 타입들의 인코딩 구조들이 가능하다. 그 결과, 성상도 투영 마스크는 데이터에 대한 코드 레이트 뿐만 아니라 신호의 송신에 대해 사용되는 성상도에 의존할 수 있다. 추가로, 성상도에서 외부 성상도 포인트들에 대한 각도 거리(예를 들어, 각도 θ)는 성상도 및 코드 레이트 둘 모두에 의존할 수 있다. 표 2는 ATSC 3.0 시스템의 일부로서 사용된 상이한 성상도들 및 코드 레이트들이 주어진 경우 각도 θ에 대한 값들의 예시적인 세트를 나타낸다:

본 개시내용의 특정 실시예들에 따르면, 각도 θ에 대한 값들의 세트는 표 2에 의해 완전히 또는 부분적으로 정의된다. 본 개시내용의 특정 실시예들에 따르면, 각도 θ에 대한 값들은 상이하다. 본 개시내용의 변형에 따르면, 다른 코드 레이트들 또는 성상도들이 사용되고, 각도 θ에 대한 값들이 그에 따라 정의된다.

표 2에 주어진 값들은 ATSC 3.0 시스템에 특정된 것으로 간주될 수 있음을 주목하는 것이 중요하다. 그러나, 상이한 성상도들, 상이한 코드 레이트들 및 가능하게는 심지어 상이한 포맷들을 사용하는 다른 시스템들은 본 개시내용의 원리들에 기초하여 유사한 결과들을 달성하기 위해 각도 θ에 대한 값들의 상이한 세트를 사용할 수 있다.

시스템은 다른 신호 포맷들에 대해 다른 성상도 타입들을 사용하는 한편 일부 신호 포맷들에 대해 비-정사각형 성상도를 사용하는 신호들을 이용할 수 있다. 프로세스(1600)의 단계들 중 적어도 하나를 사용하는 일 실시예에서, 신호는 다른 신호 포맷들에 대해 1차원(1D) 성상도로서 지칭되는 정사각형 성상도를 사용하는 한편 일부 신호 포맷들에 대해 2차원(2D) 성상도로서 지칭되는 비-정사각형 성상도를 사용할 수 있다. 표 3은 ATSC 3.0 시스템의 일부로서 사용된 차이 코드 레이트들 뿐만 아니라 상이한 성상도 크기들에 대한 성상도의 타입(1D 또는 2D)에 대한 특정 구현을 도시한다.

본 개시내용의 특정 실시예들에 따르면, 성상도들의 타입들은 완전히 또는 부분적으로 표 3에 의해 정의된다. 본 개시내용의 특정 실시예들에 따르면, 성상도들의 타입들은 상이하다(예를 들어, 1024 QAM 또는 4096 QAM에 대해 비 정사각형 성상도가 사용될 수 있다). 본 개시내용의 변형에 따르면, 다른 코드 레이트들 또는 성상도들이 사용된다.

2D 성상도들을 사용하는 신호들은 프로세스(1600)에 의해 설명된 바와 같은 PAPR 프로세스를 이용할 수 있다. 1D 성상도를 사용하는 신호는 도 8 및 도 9에 도시되고 설명된 것과 유사한 PAPR 프로세스를 이용할 수 있다. 총괄적으로, PAPR을 감소시키기 위한 1D 및 2D 성상도들의 프로세싱은 ACE(Active Constellation Extension) 기술들로서 지칭될 수 있다. 또한, 도 16에서 설명된 PAPR 프로세스 또는 OFDM과 관련하여 사용되는 경우 1D 성상도에 대한 다른 PAPR 프로세스들과 같은 ACE 기술들은, 통상적으로 데이터를 포함하는 신호의 부분에만 적용되고, 신호의 일부로서 포함된 파일럿 캐리어들 또는 예비된 톤들에는 통상적으로 적용되지 않는다. ATSC 3.0 시스템과 같은 시스템들에서 ACE 기술들은 데이터를 포함하는 신호 부분에만 적용되고, 신호의 일부로 포함된 파일럿 캐리어들 또는 예비된 톤들에는 적용되지 않는다. TR(Tone Reservation)로 지칭되는 다른 PAPR 프로세스는 PAPR을 감소시키기 위해 예비된 톤들을 OFDM 심볼들에 도입시킨다. ATSC 3.0에서, ACE 및 TR 둘 모두가 사용되면 ACE가 신호에 먼저 적용된다.

추가로, PAPR 기술들은 레벨 분할 멀티플렉싱(LDM)의 사용과 함께 또는 MIMO 또는 MISO 동작 모드들이 시스템에서 사용되는 경우 사용되지 못할 수 있다. ATSC 3.0 시스템과 같은 시스템에서, PAPR 기술들 특히 ACE는 레벨 분할 멀티플렉싱(LDM)의 사용과 함께 또는 MIMO 또는 MISO 동작 모드들의 경우 사용되지 못할 수 있다. 마지막으로, 활성 성상도 기술들의 사용 또는 이의 부족은, 헤더 또는 DVB-T2 또는 ATSC 3.0에서의 L1 시그널링과 같은(그러나 이에 제한되는 것은 아님) 다른 정보 층의 일부로서 신호 내에 표시될 수 있다.

이제 도 17을 참조하면, 본 개시내용의 양태들에 따른 추가적인 예시적인 프리-인코더(1700)의 블록도가 도시되어 있다. 프리-인코더(1700)는 도 6에서 설명된 프리-인코더(600)와 유사한 방식으로 동작한다. 프리-인코더는 또한 도 3의 프리-인코더(320)와 유사한 방식으로 동작한다. 프리-인코더(1700)는 도 1에 설명된 송신기(110)와 같은 브로드캐스트 송신기의 일부로서 추가로 사용될 수 있다. 아래에서 설명되는 것을 제외하고는, 엘리먼트들(1710, 1720, 1730, 1740, 1750, 1760 및 1770)은 도 6에서 설명된 엘리먼트들(610, 620, 630, 640, 650, 660 및 670)과 기능상 유사하며, 여기에는 추가로 설명되지 않을 것이다.

프리-인코더(1700)에서,

로 라벨링된 신호는 보간기(1712)에서 4배의 보간을 통해 입력 신호 x로부터 획득되고 저역 통과 필터(1715)가 후속된다. IFFT(1710), 보간기(1712)를 통한 오버 샘플링 및 저역 통과 필터(1715)에서의 저역 통과 필터링의 조합은 제로 패딩 및 IFFT(1710)의 일부로서 4배의 오버사이징된 IFFT 연산자를 사용하여 구현된다.

로 라벨링된 신호는 클리핑 블록(1720)에서 클리핑 연산자를 x'로 라벨링된 신호에 적용함으로써 획득된다. 클리핑 블록(1720)의 클리핑 연산자는 다음과 같이 정의된다:

클리핑 임계치 V_clip은 활성 성상도 확장 알고리즘 및 기술들의 파라미터이다. 예를 들어, 클리핑 임계치 V_clip은 원래의 시간 도메인 신호의 표준 편차보다 위에서 0.1 dB 스텝으로 +0 dB 내지 +12.7 dB의 범위에서 선택가능할 수 있다.

로 라벨링된 신호는 저역 통과 필터(1722)에서의 저역 통과 필터링 및 데시메이터(1725)에서 4분의1의 데시메이션을 통해 x"로 라벨링된 신호로부터 획득된다. X_c로 라벨링된 신호는 FFT 블록(1730)에서 FFT 동작을 사용하여 x_c로부터 획득된다. 저역 통과 필터(1722)에서의 저역 통과 필터링, 데시메이터(1725)에서의 다운샘플링 및 FFT 블록(1730)에서의 FFT 동작들의 조합은 4배의 오버사이징된 FFT 연산자를 사용하여 구현된다.

E로 라벨링된 에러 벡터는 감산기(1740) 및 이득 블록(1750)에서 다음과 같이 감산 및 이득 곱셈 연산을 통해 X_c 및 X로 라벨링된 신호들을 결합함으로써 획득된다:

확장 이득 G는 활성 성상도 확장 알고리즘 및 기술들의 파라미터이다. 예를 들어, 확장 이득 G에 대한 값은 1의 스텝으로 0 내지 31의 범위에서 선택가능할 수 있다.

V_ext로 라벨링된 확장 벡터는 다음과 같이 투영 블록(1770)으로부터의 출력으로서 획득 또는 생성된다:

엘리먼트

는 기준 심볼 X의 아규먼트와 에러 벡터 E 사이의 각도를 표시한다. 최대 확장 값 L로 라벨링된 제한 엘리먼트가 적용될 수 있고, 이는 활성 성상도 확장 알고리즘 및 기술들의 파라미터이다. 예를 들어, 최대 확장 값 L은 0.1의 스텝으로 1.8 내지 2.4의 범위에서 선택가능할 수 있다.

각도 θ는 또한 프리-인코더(1700)에서 활성 성상도 확장 알고리즘 및 기술들에 대한 입력 파라미터이고, 순방향 에러 정정 코드 레이트 뿐만 아니라 (예를 들어, 전술한 각각의 2D 성상도에 대한) 성상도 차원에 의존한다. 성상도들의 세트 및 코드 레이트들에 대한 각도 θ에 대한 값들의 예시적인 세트는 표 2에서 앞서 설명되었다.

X_ACE로 라벨링된 신호는 가산기(1760)에서 V_ext로 라벨링된 확장 벡터를 X로 라벨링된 신호에 그리고 다음과 같이 확장 스위치(1775)에서의 선택으로서 가산함으로써 생성되거나 구성된다:

X_k로 라벨링된 신호의 성분은, 그것이 활성 셀(즉, 성상도 포인트를 운반하는 OFDM 셀)이고, 그 셀에 대해 사용된 변조 성상도의 경계 포인트를 운반하면 확장가능한 것으로 정의된다. 성분 X_k는 또한, DVB-T2 및 ATSC 3.0과 같이 변조 시스템들에서 정의되고 사용되는 프레임 클로징 심볼(Frame Closing Symbol)의 더미 셀, 바이어스 밸런싱 셀 또는 변조되지 않은 셀이면, 확장가능한 것으로 정의될 수 있다. 예를 들어, ATSC 3.0 포맷 신호에서 256-QAM 9/15 변조 셀에 속하는 성분은, 이의 모듈러스(modulus)가 1.65와 동일하거나 그보다 크면 성상도의 경계 포인트이다.

x_ACE로 라벨링된 신호는 IFFT 블록(1780)에서 IFFT 연산을 통해 X_ACE로부터 획득 또는 생성되고 프리-인코더(1700)에 대한 출력 신호를 표현한다.

도 18a 및 도 18b는 본 개시내용의 양태들에 따른 PAPR 기술들을 적용하는 상이한 에러 정정 코드 레이트들을 갖는 16-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 일련의 도면들을 도시한다. 특히, 도 18a 및 18b는 상이한 FEC 코드 레이트들을 사용하는 신호들에 대한 프리-인코더(예를 들어, 도 17에 설명된 프리-인코더(1700))에서 사용될 수 있는 상이한 각도들 θ를 도시한다. 도 18a 및 18b에 도시된 코드 레이트들 및 각도들 θ는 표 2에서 앞서 설명된 16-QAM 2D 성상도에 대해 포함된 코드 레이트들 및 각도들과 유사하다.

도 19a 및 도 19b는 본 개시내용의 양태들에 따른 PAPR 기술들을 적용하는 상이한 에러 정정 코드 레이트들을 갖는 64-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 일련의 도면들을 도시한다. 특히, 도 19a 및 19b는 상이한 FEC 코드 레이트들을 사용하는 신호들에 대한 프리-인코더(예를 들어, 도 17에 설명된 프리-인코더(1700))에서 사용될 수 있는 상이한 각도들 θ를 도시한다. 도 19a 및 19b에 도시된 코드 레이트들 및 각도들 θ는 표 2에서 앞서 설명된 64-QAM 2D 성상도에 대해 포함된 코드 레이트들 및 각도들과 유사하다.

도 20은 본 개시내용의 양태들에 따른 PAPR 기술들을 적용하는 상이한 에러 정정 코드 레이트들을 갖는 256-QAM 비-정사각형 성상도에 대한 일련의 도면들을 도시한다. 특히, 도 20은 상이한 FEC 코드 레이트들을 사용하는 신호들에 대한 프리-인코더(예를 들어, 도 17에 설명된 프리-인코더(1700))에서 사용될 수 있는 상이한 각도들 θ를 도시한다. 도 20에 도시된 코드 레이트들 및 각도들 θ는 표 2에서 앞서 설명된 256-QAM 2D 성상도에 대해 포함된 코드 레이트들 및 각도들과 유사하다.

신호는 본 개시내용의 원리들을 사용하여 송신될 수 있다. 신호는 성상도 내의 심볼들의 시간 도메인 표현으로 이루어질 수 있다. 신호는 복수의 성상도들에 매핑된 심볼들을 포함할 수 있다. 성상도들 중 하나 이상은 16 QAM 비-정사각형 성상도 및 64 QAM 비-정사각형 성상도 및 256 QAM 비-정사각형 성상도를 포함하지만 이에 제한되는 것은 아닌 비-정사각형 성상도들일 수 있다. 심볼 위치들 중 하나 이상은 전술한 성상도 투영 확장들과 같은 투영에 기초하여 조절될 수 있다. 일 실시예에서, 하나 이상의 심볼들은 원래의 또는 정확한 심볼 위치(들)에 기초한 외측 각도 섹터에 의해 표현되는 성상도 투영 확장 영역으로 투영된다. 외측 각도 섹터는 원래의 또는 정확한 심볼 위치(들)와 인접한 심볼 위치들 사이에 형성된 투영 각도를 사용하여 형성된다. 투영 각도는 외측 각도 영역에 대한 제1 경계 및 제2 경계를 형성하고, 투영 각도에 대한 값은 데이터의 스트림에 대한 코드 레이트 뿐만 아니라 신호에 대한 성상도 패턴에 기초한다. 일 실시예에서, 송신된 신호는 OFDM 신호이다. 다른 실시예에서, 송신된 신호는 DVB-T2 또는 ATSC3.0과 같은 송신에 부합한다.

본 개시내용의 원리들을 사용하여 송신된 신호는 감소된 PAPR을 갖는다. 감소된 PAPR 신호는 HPA의 효율을 개선하는 것 및 송신된 신호에 대한 주파수 범위에 인접한 주파수 범위들에서 뿐만 아니라 신호 내에서 바람직하지 않은 잡음을 생성하는 왜곡을 최소화하는 것을 포함하는 몇몇 이점들을 제공할 수 있다.

본 개시내용의 기술은 도 18a, 도 18b, 도 19a, 도 19b 및 도 20에 도시된 것들과 유사한 비균일한 비-정사각형 성상도들 또한 적용된다는 것을 주목하는 것이 중요하다. 비 균일한 성상도들은 균일한 성상도들의 사용에 비해 1.5dB의 개선을 나타내는 시뮬레이션들에 의한 더 양호한 성능을 제공할 수 있다. 변형에 따르면, 이 기술들은 또한 진폭 위상 시프트 키잉(APSK) 성상도들과 같은 다른 균일한 비-정사각형 성상도들에 적용될 수 있다.

본 개시내용의 메커니즘들을 사용하는 송신된 신호는 송신된 신호를 수신하도록 적응된 수신기 디바이스를 사용하여 수신되고 디코딩될 수 있다. 예를 들어, 송신된 신호는 브로드캐스트 수신기(예를 들어, 도 1에서 설명된 수신기(120))에 의해 수신될 수 있다. 일 실시예에서, 수신기는 앞서 설명된 것들과 유사한 기능들에 추가로, 확장된 디코딩된 신호를 제공하기 위해 확장된 영역에 연관된 확장된 성상도 상에서 송신된 신호의 추정을 제공하기 위한 디코딩 회로 및 프로세싱을 포함할 수 있다. 확장된 영역은 복조의 일부로서 사용되는 기본 성상도에 대한 원래의 심볼 위치인 정점을 갖는 외측 각도 섹터일 수 있고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계 및 제2 경계를 형성하는 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 데이터의 스트림에 대한 코드 레이트 및 성상도에 기초한다.

디코딩 및 프로세싱은 또한, 확장된 영역을 사용한 추정으로부터의 하나 이상의 심볼들을, 기본적 또는 비-확장된 성상도의 심볼 위치들에 기초한 심볼 값에 할당하는 것을 포함할 수 있다. 디코딩 및 프로세싱은 수신 신호의 심볼들 모두를 프로세싱하기 위해 사용되는 디매퍼에서 수행될 수 있다. 디매퍼를 포함하는 디코딩 회로 및 본 개시내용의 원리와 연관된 프로세싱은 복조기(예를 들어, 도 1에서 설명된 복조기(124)) 또는 채널 디코더(예를 들어, 도 1에서 설명된 채널 디코더(123)) 또는 둘 모두에 더 포함될 수 있다.

일 실시예에서, 수신기(예를 들어, 도 1에 설명된 수신기(120))는 ATSC 3.0에 부합하는 송신 표준을 사용하여 송신된 신호들을 수신하도록 적응된다. 신호는 2D 성상도를 사용하여 변조되었고 표 2에서 앞서 설명된 바와 같은 순방향 에러 정정 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 부분 중 적어도 일부를 포함한다. 수신기는 확장된 성상도 상에서 송신된 신호에서 적어도 하나의 심볼의 추정을 제공하여 확장된 디코딩된 신호를 제공하기 위해, 수신 신호를 복조하고, 확장된 성상도는 성상도 내의 심볼에 대한 원래 위치로부터 외측 각도 섹터로서 형성되는 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계를 형성하는 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 데이터의 스트림에 대한 코드 레이트 및 성상도에 기초한다. 각도에 대한 값은 표 2에 주어진 값일 수 있다. ATSC 3.0 신호를 수신할 수 있는 예시적인 수신기들은 텔레비전들, 셋톱 박스들, 컴퓨터들, 게이트웨이들, 이동 전화들, 이동 단말들, 자동차 라디오 수신기들, 태블릿들 등의 일부로서 포함될 수 있다.

송신된 신호는 또한 MIMO 신호 수신 기술들(예를 들어, 도 4에서 설명된 데이터 수신기(400))을 이용하는 수신기에 의해 수신될 수 있다. MIMO 신호는 송신 안테나 당 주파수 도메인 심볼을 생성하여 멀티-캐리어 신호들 및 신호 상에서의 송신을 생성하기 위해, 확장된 성상도 및 다수의 캐리어들 상에 입력 데이터를 시간 또는 주파수 매핑함으로써 획득된 송신된 신호에 대응한다. MIMO 신호와 연관된 복소 시간 또는 주파수 디매핑은 대응하는 기본적 성상도의 포인트들과 연관된 확장된 영역 성상도 상의 신호의 투영 디코딩 후에 수행될 수 있다. 투영은 원래의 심볼 위치인 정점을 갖는 외측 각도 섹터를 갖는 확장된 영역과 연관된 확장된 성상도 상에서 송신된 신호의 추정치를 제공하는 것을 포함한다. 투영은 또한, 초기에, 확장된 디코딩된 신호의 심볼들을 기본적 또는 비-확장된 성상도의 심볼들에 할당하는 것을 포함할 수 있고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계 및 제2 경계를 형성하는 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 데이터의 스트림에 대한 코드 레이트 및 성상도에 기초한다. 투영 디코딩 및 프로세싱은 수신 신호의 투영된 심볼들을 프로세싱하기 위해 사용되는 별개의 디매퍼에서 수행될 수 있다. 디매퍼를 포함하는 투영 디코딩 회로 및 본 개시내용의 원리와 연관된 프로세싱은 복조기(예를 들어, 도 4에서 설명된 OFDM 복조기(430 및 440)) 또는 시간 또는 주파수 디매퍼(예를 들어, 도 4에서 설명된 시간/주파수 디매퍼(450)) 또는 둘 모두에 더 포함될 수 있다.

수신기(예를 들어, 도 1에서 설명된 수신기(120) 또는 도 4에서 설명된 데이터 수신기(400)), 및 더 상세하게는 디매핑 및 투영 디코딩 회로 및 기능들은 확장된 성상도에 포함된 신호들을 프로세싱할 수 있어야 함을 주목하는 것이 중요하다. 수신기의 성능을 개선하기 위해, 디매퍼 및/또는 투영 디코딩에 의해 수행되는 임의의 프로세싱 전에 수신기에 추가적인 리미터 회로가 추가될 수 있다. 리미터 회로는 신호의 진폭을 제한하거나 클리핑할 수 있다. 일 실시예에서, 동위상(I) 및 직교위상(Q) 축들로 종종 지칭되는 x-축 및 y-축에서 진폭을 제한하거나 클리핑하기 위해 스칼라 리미터가 추가될 수 있다. 그러나, 신호 송신의 일부로서 비-정사각형 성상도들을 사용하는 바람직한 실시예에서, 신호를 벡터로서 클리핑하기 위해 복소 모듈러스 클리핑 회로가 사용될 수 있다.

상기 실시예들은 신호에 대한 PAPR을 감소시키기 위해 신호 송신에 대해 사용되는 OFDM 심볼들의 성상도를 포함하는 신호로 입력 데이터의 스트림을 프로세싱하기 위한 다양한 메커니즘들 및 실시예들을 설명한다. 상기 메커니즘들은, 성상도에서 성상도 확장 투영을 적어도 하나의 심볼에 적용하기 위해, 성상도에서 심볼들로서 표현되는 데이터를 프로세싱 또는 프리-인코딩하는 것 및 송신된 신호를 생성하기 위해 프리-인코딩된 신호를 변조하는 것을 포함할 수 있고, 프로세싱 또는 프리-인코딩하는 것은 벡터 기반 에러 신호를 사용하여 외측 각도 섹터의 적어도 하나의 심볼에 성상도 확장 투영을 적용한다. 외측 각도 섹터에 대해 생성된 경계들은 고유하게 비-직교일 수 있고, 성상도 패턴에서 인접한 심볼들 또는 포인트들 사이의 각도 거리에 기초한다. 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계 사이의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 예를 들어 데이터에 대해 FEC가 적용된 후 성상도 및 신호 스트림 인코딩 코드 레이트에 기초한다. 성상도 확장 투영에서 사용되는 각도 섹터는, 특히 비-정사각형 성상도 패턴들과 함께 사용되는 경우 더 적합하다.

본 실시예들은 또한 앞서 언급된 바와 같은 방법에 의해 획득된 데이터 신호에 적용된다. 본 실시예들은 또한 이러한 데이터 신호를 디코딩하도록 적응된 임의의 디코더 또는 디코딩 방법에 적용된다. 특히, 실시예는 신호를 송신하는 것의 일부로서 데이터의 스트림을 프로세싱하는 방법으로부터 획득되는 데이터 신호에 적용되고, 방법은, 송신된 신호의 일부로서 사용되는 성상도에서 적어도 하나의 심볼에 심볼 성상도 확장을 적용함으로써, 송신되는 신호의 피크 대 평균 전력 비를 감소시키기 위해 데이터의 스트림을 프리-인코딩하는 단계를 포함하고, 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래 위치로부터 외측 각도 영역을 갖고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계 사이의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 데이터의 스트림에 대한 코드 레이트 및 성상도에 기초한다. 본 개시내용의 특정 실시예들에 따르면, 스트림을 프로세싱하는 방법은 데이터 신호의 지상파 브로드캐스팅을 포함한다. 본 개시내용의 특정 실시예들에 따르면, 데이터 신호는 비디오 및/또는 오디오 데이터를 포함한다. 본 개시내용의 특정 실시예들에 따르면, 수신된 또는 송신된 신호는 지상파 브로드캐스트 신호이거나 이를 포함한다.

본 실시예들은, 신호를 송신하는 것의 일부로서, 성상도에서 복수의 심볼들로 변환된 데이터의 스트림을 프로세싱하는 방법을 설명하고, 방법은, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 심볼 성상도 확장 투영을 적용하는 단계를 포함하고, 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래의 위치로부터 외측 각도 영역을 갖고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계 사이의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 송신되는 신호의 일부로서 사용되는 성상도 및 데이터의 스트림을 인코딩하기 위해 사용되는 코드 레이트의 선택에 의해 결정된다.

일부 실시예들에서, 방법은, 외측 각도 영역이 2개의 경계선들 사이에 형성되는 단계를 포함할 수 있고, 2개의 경계선들은 서로 비-직교이다.

일부 실시예들에서, 방법은 2개의 경계 사이의 각도가 성상도 내의 원점 및 적어도 하나의 심볼로부터의 투영선과 성상도 내의 원점 및 그 적어도 하나의 심볼에 인접한 심볼로부터의 투영선 사이에서 형성되는 각도와 동일하거나 그보다 작은 것을 포함할 수 있다.

일부 실시예들에서, 성상도는 16 QAM 비-정사각형 성상도, 64-QAM 비-정사각형 성상도 및 256-QAM 비-정사각형 성상도 중 적어도 하나일 수 있다.

일부 실시예들에서, 성상도는 비균일한 성상도일 수 있다.

일부 실시예들에서, 각도에 대한 값은 전술한 표 2에 주어진 바와 같이 성상도 및 코드 레이트 값들에 기초할 수 있다.

일부 실시예들에서, 신호는 ATSC(Advanced Television Standards Committee) 버전 3.0 표준에 부합할 수 있다.

일부 실시예들에서, 본 방법은 변환 신호를 생성하기 위해, 심볼 성상도 확장 투영을 갖는 적어도 하나의 심볼을 포함하는 신호에 대해 변환을 수행하는 단계, 및 송신되는 신호를 생성하기 위해 프리-인코딩된 변환 신호를 변조하는 단계를 더 포함할 수 있다.

일부 실시예들에서, 적용하는 단계는, 데이터의 스트림을 변환 도메인 신호로 변환하기 위해 데이터의 스트림에 대해 변환을 수행하는 단계, 클리핑된 변환 신호를 생성하기 위해 변환 도메인 신호의 진폭을 제한하는 단계, 역 변환 신호를 생성하기 위해 클리핑된 변환 신호에 대해 역 변환을 수행하는 단계, 나머지 신호를 생성하기 위해 역 변환 신호로부터 데이터의 스트림을 감산하는 단계, 조절된 나머지 신호를 생성하기 위해 나머지 신호의 신호 레벨을 미리 결정된 이득 팩터만큼 조절하는 단계, 및 에러 신호를 생성하기 위해 조절된 나머지 신호에 데이터의 스트림을 가산하는 단계를 더 포함할 수 있다.

일부 실시예들에서, 변환을 수행하는 단계 또는 역 변환을 수행하는 단계를 푸리에 변환을 사용할 수 있다.

일부 실시예들에서, 방법은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 송신의 일부로서 사용될 수 있다.

일부 실시예들에서, 방법은 신호에 대한 2차원 활성 성상도 확장의 일부로서 사용될 수 있다.

일부 실시예들에서, 신호에 대한 2차원 활성 성상도 확장의 사용의 표시는 송신되는 신호에 포함될 수 있다.

일부 실시예들에서, 신호에 대한 2차원 활성 성상도 확장의 사용의 표시는 송신되는 신호의 L1 시그널링 부분에 포함될 수 있다.

일부 실시예들에서, 데이터 스트림의 프로세싱은 송신되는 신호의 피크 대 평균 전력 비를 감소시키기 위해 수행된다.

본 실시예들은 또한, 신호를 송신하는 것의 일부로서 성상도에서 복수의 심볼들로 변환되는 데이터의 스트림을 프로세싱하기 위한 프로세스 또는 방법을 설명하는 선행 단락들 중 하나 이상에서 설명되는 바와 같은 엘리먼트 또는 프로세스의 단계들 중 임의의 것을 수행하도록 구성될 수 있는 장치 또는 이의 일부를 포함한다.

본 실시예들은 또한, 신호를 송신하는 것의 일부로서, 성상도에서 복수의 심볼들로 변환된 데이터의 스트림을 프로세싱하는 장치를 설명하고, 장치는 투영 모듈을 포함하고, 투영 모듈은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 심볼 성상도 확장 투영을 적용하는 것을 포함하고, 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래의 위치로부터 외측 각도 영역을 갖고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계 사이의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 송신되는 신호의 일부로서 사용되는 성상도 및 데이터의 스트림을 인코딩하기 위해 사용되는 코드 레이트의 선택에 의해 결정된다.

본 실시예들은 또한, 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 데이터 스트림을 표현하는 심볼들의 성상도로서 송신된 수신 신호를 프로세싱하는 방법을 포함하고, 방법은, 확장된 성상도 상에서 송신된 신호에서 적어도 하나의 심볼의 추정을 제공하기 위해 수신 신호를 복조하는 단계를 포함하고, 확장된 성상도는 성상도 내의 심볼에 대한 원래의 위치로부터 외측 각도 섹터로서 형성되는 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계 사이의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 송신되는 신호의 일부로서 사용되는 성상도 및 신호에서 데이터 스트림에 대한 코드 레이트의 선택에 의해 결정된다.

본 실시예는 또한 선행 단락에서 설명된 프로세스를 구현하는, 수신 신호를 프로세싱하는 장치 또는 이의 일부를 설명한다.

본 실시예들은 또한, 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 데이터 스트림을 표현하는 심볼들의 성상도로서 송신된 수신 신호를 프로세싱하는 장치를 설명하고, 장치는, 확장된 성상도 상에서 송신된 신호에서 적어도 하나의 심볼의 추정을 제공하기 위해 수신 신호를 복조하는 복조기를 포함하고, 확장된 성상도는 성상도 내의 심볼에 대한 원래의 위치로부터 외측 각도 섹터로서 형성되는 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계 사이의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 송신되는 신호의 일부로서 사용되는 성상도 및 신호에서 데이터 스트림에 대한 코드 레이트의 선택에 의해 결정된다.

본 실시예들은 또한, 신호를 송신하는 것의 일부로서, 성상도에서 복수의 심볼들로 변환된 데이터의 스트림을 프로세싱하기 위한 명령어들을 포함하는 비일시적 디바이스 판독가능 매체를 설명하고, 매체는, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 심볼 성상도 확장 투영을 적용하는 것을 포함하고, 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래의 위치로부터 외측 각도 영역을 갖고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계 사이의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 송신되는 신호의 일부로서 사용되는 성상도 및 데이터의 스트림을 인코딩하기 위해 사용되는 코드 레이트의 선택에 의해 결정된다.

본 실시예들은 또한, 코드 레이트를 사용하여 인코딩된 데이터 스트림을 표현하는 심볼들의 성상도로서 송신된 수신 신호를 프로세싱하기 위한 명령어들을 포함하는 비일시적 디바이스 판독가능 매체를 포함하고, 매체는, 확장된 성상도 상에서 송신된 신호에서 적어도 하나의 심볼의 추정을 제공하기 위해 수신 신호를 복조하는 것을 포함하고, 확장된 성상도는 성상도 내의 심볼에 대한 원래의 위치로부터 외측 각도 섹터로서 형성되는 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계 사이의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 송신되는 신호의 일부로서 사용되는 성상도 및 신호에서 데이터 스트림에 대한 코드 레이트의 선택에 의해 결정된다.

본 실시예들은, 성상도에서 복수의 심볼들로 변환된 프로세싱된 데이터 스트림을 포함하는 전자기 신호를 설명하고, 전자기 신호는, 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 심볼 성상도 확장 투영을 적용함으로써 프로세싱되고, 심볼 성상도 확장 투영은 성상도 내의 적어도 하나의 심볼에 대한 원래의 위치로부터 외측 각도 영역을 갖고, 외측 각도 영역은 외측 각도 영역에 대한 제1 경계와 제2 경계 사이의 각도에 대한 값에 의해 정의되고, 각도에 대한 값은 송신되는 신호의 일부로서 사용되는 성상도 및 데이터의 스트림을 인코딩하기 위해 사용되는 코드 레이트의 선택에 의해 결정된다.

본 개시내용의 교시들을 통합하는 실시예들이 본 명세서에 도시되고 설명되었지만, 본 기술분야의 통상의 기술자들은 이러한 교시들을 여전히 통합하는 많은 다른 다양한 실시예들을 용이하게 고안할 수 있다. 신호에서 피크 대 평균 전력 비를 감소시키기 위한 장치 및 방법의 바람직한 실시예들을 설명했지만(이는 제한적인 것이 아니라 예시적인 것으로 의도됨), 수정들 및 변형들이 상기 교시들의 관점에서 본 기술 분야의 통상의 기술자들에 의해 이루어질 수 있음을 주목한다. 따라서, 첨부된 청구항들에 의해 개략된 바와 같은 본 개시내용의 범위 내에 있는 개시된 개시내용의 특정 실시예들에서 변경들이 이루어질 수 있음을 이해해야 한다.

Claims (54)

1. 성상도(constellation)와 연관된 복수의 심볼들에 의해 표현되는 데이터의 스트림을 프로세싱하기 위한 방법으로서,
   상기 복수의 심볼들 중 적어도 하나의 심볼에 심볼 성상도 확장 투영(symbol constellation extension projection)을 적용하는 단계를 포함하고,
   상기 심볼 성상도 확장 투영은 외측 각도 영역(outward angular region)을 갖고, 상기 외측 각도 영역은 각도의 값에 의해 정의되고, 상기 각도의 값은 상기 성상도에서의 2개의 심볼들 사이의 각도 거리 이하이고, 상기 각도의 값은, 다음의 표:
   

   

   
   에 따른 상기 데이터의 스트림을 인코딩 및 송신하는데 사용되는 코드 레이트 및 상기 성상도에 기초하는, 방법.
2. 제1항에 있어서,
   상기 외측 각도 영역은 2개의 경계선들 사이에 형성되고, 상기 2개의 경계선들은 서로 비-직교인, 방법.
3. 제1항에 있어서,
   상기 성상도는 비-균일 성상도인, 방법.
4. 제1항에 있어서,
   상기 복수의 심볼들은, ATSC(Advanced Television Standards Committee) 버전 3.0 표준에 부합하는 상기 데이터의 스트림을 포함하는, 방법.
5. 제1항에 있어서,
   상기 심볼 성상도 확장 투영을 갖는 상기 적어도 하나의 심볼을 포함하는 상기 복수의 심볼들에 대해 변환을 수행하여, 변환 신호를 생성하는 단계; 및
   상기 변환 신호를 변조하여, 송신 신호를 생성하는 단계
   를 더 포함하는, 방법.
6. 성상도와 연관된 복수의 심볼들에 의해 표현되는 수신된 데이터의 스트림을 프로세싱하기 위한 방법으로서,
   상기 수신된 데이터의 스트림을 복조하여, 확장된 성상도 상에서 상기 수신된 데이터의 스트림에서의 상기 복수의 심볼들 중 적어도 하나의 심볼의 추정을 제공하는 단계를 포함하고,
   상기 확장된 성상도는 외측 각도 영역으로서 형성된 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 상기 외측 각도 영역은 각도의 값에 의해 정의되고, 상기 각도의 값은 상기 성상도에서의 2개의 심볼들 사이의 각도 거리 이하이고, 상기 각도의 값은, 다음의 표:
   

   

   
   에 따른 상기 데이터의 스트림을 인코딩 및 송신하는데 사용되는 코드 레이트 및 상기 성상도에 기초하는, 방법.
7. 제6항에 있어서,
   상기 외측 각도 영역은 2개의 경계선들 사이에 형성되고, 상기 2개의 경계선들은 서로 비-직교인, 방법.
8. 제6항에 있어서,
   상기 성상도는 비-균일 성상도인, 방법.
9. 제6항에 있어서,
   상기 복수의 심볼들은, ATSC(Advanced Television Standards Committee) 버전 3.0 표준에 부합하는 상기 데이터의 스트림을 포함하는, 방법.
10. 제6항에 있어서,
    상기 수신된 데이터의 스트림에 대한 2차원 활성 성상도 확장(two dimensional active constellation extension)의 사용의 표시가 상기 수신된 데이터의 스트림에 포함되는, 방법.
11. 제6항에 있어서,
    상기 수신된 데이터의 스트림에 대한 2차원 활성 성상도 확장의 사용의 표시가 상기 수신된 데이터의 스트림의 L1 시그널링 부분에 포함되는, 방법.
12. 성상도와 연관된 복수의 심볼들에 의해 표현되는 수신된 데이터의 스트림을 프로세싱하기 위한 장치로서,
    상기 수신된 데이터의 스트림을 복조하여, 확장된 성상도 상에서 상기 수신된 데이터의 스트림에서의 복수의 심볼들 중 적어도 하나의 심볼의 추정을 제공하기 위한 복조기를 포함하고,
    상기 확장된 성상도는 외측 각도 영역으로서 형성된 적어도 하나의 확장된 영역을 포함하고, 상기 외측 각도 영역은 각도의 값에 의해 정의되고, 상기 각도의 값은 상기 성상도에서의 2개의 심볼들 사이의 각도 거리 이하이고, 상기 각도의 값은, 다음의 표:
    

    

    
    에 따른 상기 데이터의 스트림을 인코딩 및 송신하는데 사용되는 코드 레이트 및 상기 성상도에 기초하는, 장치.
13. 제12항에 있어서,
    상기 외측 각도 영역은 2개의 경계선들 사이에 형성되고, 상기 2개의 경계선들은 서로 비-직교인, 장치.
14. 제12항에 있어서,
    상기 성상도는 비-균일 성상도인, 장치.
15. 제12항에 있어서,
    상기 복수의 심볼들은, ATSC(Advanced Television Standards Committee) 버전 3.0 표준에 부합하는 상기 데이터의 스트림을 포함하는, 장치.
16. 제12항에 있어서,
    상기 수신된 데이터의 스트림에 대한 2차원 활성 성상도 확장의 사용의 표시가 상기 수신된 데이터의 스트림에 포함되는, 장치.
17. 제14항에 있어서,
    상기 수신된 데이터의 스트림에 대한 2차원 활성 성상도 확장의 사용의 표시가 상기 수신된 데이터의 스트림의 L1 시그널링 부분에 포함되는, 장치.
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