KR102475665B1

KR102475665B1 - Crossover Circuit

Info

Publication number: KR102475665B1
Application number: KR1020210144350A
Authority: KR
Inventors: 젬 위에 량; 시-성 천; 츙 씨. 로; 웬-치엔 첸; 춘-아이 창; 하오-신 창; 치이-야오 창
Original assignee: 엑스멤스 랩스 인코포레이티드
Priority date: 2020-11-12
Filing date: 2021-10-27
Publication date: 2022-12-07
Also published as: KR20220064896A; CN114501265A

Abstract

제1 구동 신호에 의해 구동되는 제1 사운드 생성 셀 및 제2 구동 신호에 의해 구동되는 제2 사운드 생성 셀을 포함하는 사운드 생성 디바이스 내에 배치된 크로스오버 회로는, 입력 단자에서 입력 신호를 수신하는 제1 필터, 제1 감산 회로, 및 제1 필터의 출력 단자와 제1 감산 회로의 제2 입력 단자 사이에 결합된 제2 필터를 포함한다. 제1 감산 회로의 제1 입력 단자는 제1 필터의 입력 단자에 결합되고; 제1 감산 회로의 제2 입력 단자는 제1 필터의 출력 단자에 결합된다. 크로스오버 회로는 제1 감산 회로의 제1 출력 신호 및 제1 필터의 제2 출력 신호에 따라 각각 제1 구동 신호 및 제2 구동 신호를 생성한다.A crossover circuit disposed in a sound producing device including first sound producing cells driven by a first drive signal and second sound producing cells driven by a second drive signal comprises: a first sound producing cell that receives an input signal at an input terminal; 1 filter, a first subtraction circuit, and a second filter coupled between an output terminal of the first filter and a second input terminal of the first subtraction circuit. a first input terminal of the first subtraction circuit is coupled to an input terminal of the first filter; A second input terminal of the first subtraction circuit is coupled to an output terminal of the first filter. The crossover circuit generates a first driving signal and a second driving signal according to the first output signal of the first subtraction circuit and the second output signal of the first filter, respectively.

Description

Crossover Circuit {Crossover Circuit}

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본 출원은 크로스오버(crossover) 회로에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 사운드 생성(sound producing) 디바이스로의 입력 신호에 대하여 사운드 생성 디바이스로부터 통합 사운드(aggregated sound)의 위상 편이를 감소시킬 수 있는 크로스오버 회로에 관한 것이다.This application relates to crossover circuitry and, more particularly, to a crossover capable of reducing the phase shift of aggregated sound from a sound producing device with respect to an input signal to the sound producing device. It's about the circuit.

마이크로 일렉트로 기계식 시스템(Micro Electro Mechanical System, MEMS) 스피커는 일반적으로 전체 가청/청각(audible/hearing) 범위를 커버하는 한 종류의 멤브레인(membrane)만을 사용하며, 따라서 입력 신호의 최대 입력 주파수는 일반적으로 성인에 대해 약 15~17KHz(KHz)인 인간의 최대 가청 주파수와 같다(equal). 이는 MEMS 스피커의 설계 유연성 및/또는 음질을 제한할 수 있다.Micro Electro Mechanical System (MEMS) speakers typically use only one type of membrane that covers the entire audible/hearing range, so the maximum input frequency of the input signal is typically Equal to the maximum audible frequency for humans, which is about 15 to 17 KHz (KHz) for an adult. This can limit the design flexibility and/or sound quality of MEMS speakers.

따라서, 본 출원의 주요 목적은 사운드 생성 디바이스로의 입력 신호에 대하여 사운드 생성 디바이스로부터 통합 사운드의 위상 편이를 감소시킬 수 있는 크로스오버 회로를 제공하는 것이다.Accordingly, the main object of the present application is to provide a crossover circuit capable of reducing the phase shift of an integrated sound from a sound producing device with respect to an input signal to the sound producing device.

본 출원의 일 실시 예는 사운드 생성 디바이스(sound producing device, SPD) 내에 배치되는 크로스오버 회로를 개시하며, 상기 SPD는 제1 구동 신호에 의해 구동되는 제1 사운드 생성 셀 및 제2 구동 신호에 의해 구동되는 제2 사운드 생성 셀을 포함하고, 상기 크로스오버 회로는, 상기 제1 필터의 입력 단자에서 입력 신호를 수신하는 제1 필터; 제1 감산 회로 - 상기 제1 감산 회로의 제1 입력 단자는 상기 제1 필터의 입력 단자에 결합되고(coupled), 상기 제1 감산 회로의 제2 입력 단자는 상기 제1 필터의 출력 단자에 결합됨 -; 및 상기 제1 필터의 출력 단자와 상기 제1 감산 회로의 제2 입력 단자 사이에 결합된 제2 필터를 포함하고, 상기 크로스오버 회로는 상기 제1 감산 회로의 제1 출력 신호에 따라 상기 제1 구동 신호를 생성하며, 상기 크로스오버 회로는 상기 제1 필터의 제2 출력 신호에 따라 상기 제2 구동 신호를 생성한다. An embodiment of the present application discloses a crossover circuit disposed in a sound producing device (SPD), wherein the SPD is driven by a first sound producing cell driven by a first driving signal and by a second driving signal. and a driven second sound generating cell, wherein the crossover circuit comprises: a first filter receiving an input signal at an input terminal of the first filter; A first subtraction circuit - a first input terminal of the first subtraction circuit coupled to an input terminal of the first filter and a second input terminal of the first subtraction circuit coupled to an output terminal of the first filter. become -; and a second filter coupled between an output terminal of the first filter and a second input terminal of the first subtraction circuit, wherein the crossover circuit generates the first filter according to a first output signal of the first subtraction circuit. A driving signal is generated, and the crossover circuit generates the second driving signal according to the second output signal of the first filter.

본 발명의 이러한 목적 및 다른 목적은 다양한 그림 및 도면에 예시된 바람직한 실시 예의 다음의 상세한 설명을 읽은 후에 당업자에게 의심의 여지가 없을 것이다.These and other objects of the present invention will not appear in doubt to those skilled in the art after reading the following detailed description of preferred embodiments illustrated in various drawings and drawings.

도 1은 본 출원의 실시 예에 따른 SPD의 개략도이다.
도 2는 본 출원의 실시 예에 따른 크로스오버 회로의 개략도이다.
도 3은 본 출원의 실시 예에 따른 크로스오버 회로에 대응하는 주파수 응답의 개략도이다.
도 4는 본 출원의 실시 예에 따른 셀 어레이의 개략도이다.
도 5 및 도 6은 각각 본 출원의 실시 예에 따른 멤브레인 패턴의 개략도이다.
도 7은 본 출원의 실시 예에 따른 셀 어레이의 평면도(top view)를 나타내는 개략도이다.
도 8은 본 출원의 실시 예에 따른 크로스오버 회로의 개략도이다.
도 9는 본 출원의 실시 예에 따른 SPD의 개략도이다.
도 10은 본 출원의 실시 예에 따른 셀 어레이의 평면도를 나타내는 개략도이다.
도 11 및 도 12는 본 출원의 실시예에 따른 크로스오버 회로의 개략도이다.
도 13은 음향 사운드의 위상 응답을 도시한다.
도 14는 음향 사운드의 진폭 응답과 등가 고역 통과 필터의 진폭 응답을 도시한다.
도 15는 본 출원의 실시예에 따른 필터의 개략도이다.
도 16은 제1 등가 고역 통과 필터 및 제2 등가 고역 통과 필터의 진폭 응답을 도시한다.
도 17은 본 출원의 실시예에 따른 크로스오버 회로의 개략도이다.1 is a schematic diagram of an SPD according to an embodiment of the present application.
2 is a schematic diagram of a crossover circuit according to an embodiment of the present application.
3 is a schematic diagram of a frequency response corresponding to a crossover circuit according to an embodiment of the present application.
4 is a schematic diagram of a cell array according to an embodiment of the present application.
5 and 6 are schematic diagrams of a membrane pattern according to an embodiment of the present application, respectively.
7 is a schematic diagram illustrating a top view of a cell array according to an embodiment of the present application.
8 is a schematic diagram of a crossover circuit according to an embodiment of the present application.
9 is a schematic diagram of an SPD according to an embodiment of the present application.
10 is a schematic diagram illustrating a plan view of a cell array according to an embodiment of the present application.
11 and 12 are schematic diagrams of crossover circuits according to embodiments of the present application.
13 shows the phase response of an acoustic sound.
Figure 14 shows the amplitude response of an acoustic sound and the amplitude response of an equivalent high pass filter.
15 is a schematic diagram of a filter according to an embodiment of the present application.
16 shows the amplitude response of the first equivalent high pass filter and the second equivalent high pass filter.
17 is a schematic diagram of a crossover circuit according to an embodiment of the present application.

본 출원에서 "결합된(coupled)"이라는 용어는 직접 또는 간접 연결(connection)을 의미할 수 있다. "구성 요소 A가 구성 요소 B에 결합됨"은 구성 요소 A가 구성 요소 B에 직접 연결되거나 구성 요소 A가 일부 구성 요소 C를 통해 구성 요소 B에 연결됨을 지시할 수 있다.The term "coupled" in this application may mean a direct or indirect connection. "Component A coupled to component B" can indicate that component A is directly connected to component B or that component A is connected to component B through some component C.

도 1은 본 출원의 실시 예에 따른 사운드 생성 디바이스(sound producing device, SPD)(10)의 개략도이다. SPD(10)는 MEMS 마이크로 스피커 또는 MEMS 스피커, MEMS 제조 기술 또는 MEMS 제조 프로세스를 통해 제조된 스피커일 수 있다. SPD(10)은 웨어러블(wearable) 디바이스, 헤드폰, (인 이어(in-ear) 또는 온 이어(on-ear)) 헤드셋 또는 이어피스(earpiece), 보청기(hearing aid) 등과 같은 애플리케이션에 적용될 수 있다.1 is a schematic diagram of a sound producing device (SPD) 10 according to an embodiment of the present application. The SPD 10 may be a MEMS micro speaker or a MEMS speaker, a speaker manufactured through MEMS manufacturing technology or MEMS manufacturing process. The SPD 10 can be applied to applications such as wearable devices, headphones, (in-ear or on-ear) headsets or earpieces, hearing aids, and the like. .

SPD(10)는 사운드 발생/생성(generating/producing) 셀 어레이(cell array)(100)를 포함할 수 있다. 셀 어레이(100)는 복수의 사운드 생성 셀을 포함하며, 이는 서로 다른 카테고리, 예를 들어, 고음역(higher register)의 사운드(P110)를 발생시키는 데 전문화된(specialized) 사운드 생성 셀(들)(110)과 낮은 음역(lower register)의 사운드(P130)를 발생시키는 데 전문화된 사운드 생성 셀(들)(130)로 나뉠 수 있으며, 사운드 생성 셀(110)의 공진 주파수(resonance frequency)가 셀(130)의 공진 주파수보다 높을 수 있다.The SPD 10 may include a sound generating/producing cell array 100 . The cell array 100 includes a plurality of sound-producing cells, which are specialized in generating sounds P110 of different categories, for example, higher register, sound-producing cell(s) ( 110) and sound generating cell(s) 130 specialized in generating a sound (P130) of a lower register, and the resonance frequency of the sound generating cell 110 is the cell ( 130) may be higher than the resonant frequency.

SPD(10)는 또한 크로스오버(crossover) 회로(190)를 포함할 수 있다. 입력 신호(Sn)를 수신하는 크로스오버 회로(190)는 입력 신호(Sn)에 대응하는 전체 오디오 대역을 구동 신호(driving signal)(S110)에 대응하는 제1 오디오 대역과, 구동 신호(S130)에 대응하는 제2 오디오 대역으로 파티셔닝하고(partition), 구동 신호(S110, S130)를 사운드 생성 셀(110, 130)에 각각 출력한다. 일 실시 예에서, 구동 신호(S130)의 주파수/오디오 대역/서브대역은 구동 신호(S110)의 주파수/오디오 대역/서브대역과 상이하거나 상보적(complementary)일 수 있다.SPD 10 may also include a crossover circuit 190 . The crossover circuit 190 receiving the input signal Sn converts the entire audio band corresponding to the input signal Sn to the first audio band corresponding to the driving signal S110 and the driving signal S130. is partitioned into a second audio band corresponding to (partition), and the drive signals S110 and S130 are output to the sound generating cells 110 and 130, respectively. In an embodiment, the frequency/audio band/subband of the driving signal S130 may be different from or complementary to the frequency/audio band/subband of the driving signal S110.

구체적으로, 도 2는 크로스오버 회로(190)의 실시 예에 따른 2-웨이(2-way) 크로스오버 회로(290)의 개략도이다. 크로스오버 회로(290)는 입력 신호(Sn)에 병렬로 연결된 고역 통과 필터(high-pass filter, HPF)(501) 및 저역 통과 필터(low-pass filter, LPF)(503)를 포함하고, 입력 신호(Sn)를 HPF(501)를 사용하는 고주파 사운드 생성 셀(110)(트위터(tweeter))을 위한 구동 신호(S110)와 LPF(503)를 사용하는 저주파 사운드 생성 셀(130)(우퍼(woofer))을 위한 구동 신호(S130)로 분할(split)한다.Specifically, FIG. 2 is a schematic diagram of a 2-way crossover circuit 290 according to an embodiment of the crossover circuit 190 . The crossover circuit 290 includes a high-pass filter (HPF) 501 and a low-pass filter (LPF) 503 connected in parallel to the input signal Sn, The signal Sn is a driving signal S110 for the high-frequency sound-producing cell 110 (tweeter) using the HPF 501 and the low-frequency sound-producing cell 130 (woofer (woofer) using the LPF 503). woofer)) is divided into driving signals (S130).

도 3은 크로스오버 회로(290)에 대응하는 진폭(amplitude) 주파수 응답의 개략도이다. 도 3에 도시된 바와 같이, HPF(501)의 주파수 응답(MR1)과 LPF(503)의 주파수 응답(MR3)은 각각의 -6dB 지점의 크로스오버 주파수(fcx)에서 교차한다. 크로스오버 주파수(fcx)는 셀(110)과 셀(130) 사이에서 균등하게 사운드 생성의 워크로드(workload)를 나누기 위해, 인간의 청각(hearing)이 가장 민감한 주파수의 범위인 대략 800Hz 내지 4KHz 사이 또는 바람직하게 이에 속할(fall) 수 있다. 일 실시 예에서, HPF(501) 및 LPF(503)는 모두 크로스오버 주파수(fcx)에서 -6데시벨(dB) 롤오프(roll-off)를 갖는다. 결과적으로, 도 3에 도시된 바와 같이, 크로스오버 회로(290)로부터 조합된 출력의 주파수 응답(MR5)은 전체 주파수 범위에 걸쳐 평탄해질(flat) 것이다.3 is a schematic diagram of an amplitude frequency response corresponding to crossover circuit 290. As shown in FIG. 3, the frequency response (MR1) of the HPF (501) and the frequency response (MR3) of the LPF (503) cross each other at the crossover frequency (fcx) of -6dB point. The crossover frequency (fcx) is between approximately 800 Hz and 4 KHz, which is the range of frequencies to which human hearing is most sensitive, in order to equally divide the workload of sound generation between the cell 110 and the cell 130. or may preferably fall thereto. In one embodiment, HPF 501 and LPF 503 both have a -6 decibel (dB) roll-off at the crossover frequency (fcx). As a result, as shown in FIG. 3, the frequency response MR5 of the combined output from crossover circuit 290 will be flat over the entire frequency range.

도 2에서, 크로스오버 회로(290)는 사운드 생성 셀(110, 130) 사이의 감도 차이를 보상하도록 구성된 이득(gain) 회로(또는 감도 보상(sensitivity compensation) 블록)(502)를 더 포함할 수 있다.2, the crossover circuit 290 may further include a gain circuit (or sensitivity compensation block) 502 configured to compensate for a difference in sensitivity between the sound producing cells 110 and 130. have.

도 4는 본 출원의 실시 예에 따른 사운드 발생/생성 셀 어레이(400)의 개략도이다. 도 4의 (a)는 셀 어레이(400)의 평면도를 도시한다. 도 4의 (b)는 도 4의 (a)에 도시된 A-A' 단면 선(cross-sectional line)을 따라 취한 단면도이다. 도 1의 셀 어레이(100)는 도 4의 셀 어레이(400)로 구현될 수 있다. 셀 어레이(400)는 각각 하나의(MEMS) 멤브레인(110M 또는 130M)에 의해 정의되는 2개의 사운드 생성 셀(110) 및 하나의 사운드 생성 셀(130)을 포함한다.4 is a schematic diagram of a sound generating/producing cell array 400 according to an embodiment of the present application. FIG. 4(a) shows a plan view of the cell array 400. As shown in FIG. FIG. 4(b) is a cross-sectional view taken along a cross-sectional line A-A′ shown in FIG. 4(a). The cell array 100 of FIG. 1 may be implemented as the cell array 400 of FIG. 4 . Cell array 400 includes two sound producing cells 110 and one sound producing cell 130 each defined by one (MEMS) membrane 110M or 130M.

도 4의 (a)에 도시된 바와 같이, 각 멤브레인(130M)의 면적(area)이 각 멤브레인(110M)의 면적보다 더 커서, 멤브레인(130M)의 공진 주파수가 멤브레인(110M)의 공진 주파수보다 낮다.As shown in (a) of FIG. 4 , the area of each membrane 130M is larger than the area of each membrane 110M, so that the resonance frequency of the membrane 130M is greater than the resonance frequency of the membrane 110M. low.

도 4의 (b)에 도시된 바와 같이, 사운드 생성 셀(110)은 멤브레인(110M)에 부착/배치된 적어도 하나의 액츄에이터(actuator)(110T)를 더 포함할 수 있다. 액츄에이터(110T)는 전극(111, 113)과 전극(111, 113) 사이에 끼워진 물질(material)(112)(예를 들어, 압전 물질)을 포함하는 압전 액츄에이터와 같은 박막(thin film) 액츄에이터일 수 있다. 일 실시 예에서, 물질(112)은 PZT(lead zirconate titanate)와 같은 박막 압전 물질(들)로 제조될 수 있다. 구동 신호(S110)는 전극(111, 113)을 가로질러 인가되어 물질(112)의 변형을 야기하므로, 멤브레인(110M)이 변형되어 Z 방향으로 이동하고 (음향(acoustic)) 사운드/압력(P110)을 발생시킨다.As shown in (b) of FIG. 4 , the sound generating cell 110 may further include at least one actuator 110T attached/disposed to the membrane 110M. The actuator 110T may be a thin film actuator such as a piezoelectric actuator including electrodes 111 and 113 and a material 112 (eg, a piezoelectric material) sandwiched between the electrodes 111 and 113. can In one embodiment, material 112 may be made of thin film piezoelectric material(s) such as lead zirconate titanate (PZT). The drive signal S110 is applied across the electrodes 111 and 113 to cause deformation of the material 112, so that the membrane 110M is deformed and moves in the Z direction (acoustic) and the sound/pressure P110 ) is generated.

일 실시 예에서, 사운드 생성 셀(110)은 크로스오버 주파수(fcx) 이상의 주파수 대역을 커버하기 위해 트위터로서 기능할 수 있고, 크로스오버 주파수(fcx)(예: 1.44KHz) 보다 상당히 낮은 주파수에 대해 높은 출력을 생성할 필요가 없을 것이다. 또한, f_r,110으로 표시되는 사운드 생성 셀(110)(또는 그 내부의 멤브레인(110M))의 공진 주파수는, f_max,S110으로 표시되는 구동 신호(S110)의 최대 주파수 또는 최대 입력 오디오 주파수, 예를 들어 15KHz 또는 20KHz보다 상당히 높을 수 있으며, 여기서 제1 오디오 대역은 f_max,S110에 의해 상한이 제한될(bounded) 수 있다. 사운드 생성 셀(110)의 공진 주파수(f_r,110)는 예를 들어 약 18KHz 또는 23KHz일 수 있다. 일 실시 예에서, f_r,130으로 표시되는 사운드 생성 셀(130)(또는 그 내부의 멤브레인(130M))의 공진 주파수는, f_max,S130으로 표시되는 구동 신호(S130)의 최대 주파수보다 상당히 높을 수 있으며, 여기서 제2 오디오 대역은 f_max,S130에 의해 상한이 제한될 수 있다. 미국 가출원 번호 제62/897,365호 및/또는 미국 특허 번호 제10,805,751호에 개시된 바와 같이, 공진 주파수가 구동 신호의 최대 주파수보다 상당히 높다는 것은, 공진 주파수가 구동 신호의 최대 주파수에 공진 대역폭의 절반, 즉, Δf/2를 더한 것, 일명 HWHM(half width at half maximum)보다 적어도 높다는 것을 나타내며, 이는 여기에 참조로 포함된다.In one embodiment, the sound producing cell 110 may function as a tweeter to cover a frequency band above the crossover frequency (fcx), and for frequencies significantly lower than the crossover frequency (fcx) (eg, 1.44 KHz). There will be no need to produce high output. In addition, the resonance frequency of the sound generating cell 110 (or the membrane 110M therein) represented by f _r ,110 is the maximum frequency of the drive signal S110 or the maximum input audio frequency represented by f _max,S110. , for example 15 KHz or 20 KHz, where the first audio band may be upper bounded by f _max,S110 . The resonant frequency ( _fr,110 ) of the sound producing cell 110 may be about 18 KHz or 23 KHz, for example. In one embodiment, the resonant frequency of the sound-producing cell 130 (or the membrane 130M therein), denoted by f _r ,130, is significantly greater than the maximum frequency of the drive signal S130, denoted by f _max,S130. may be high, where the upper limit of the second audio band may be limited by f _max,S130 . As disclosed in US Provisional Application No. 62/897,365 and/or US Patent No. 10,805,751, the fact that the resonance frequency is significantly higher than the maximum frequency of the driving signal means that the resonance frequency is half of the resonance bandwidth at the maximum frequency of the driving signal, i.e. , plus Δf/2, aka half width at half maximum (HWHM), which is incorporated herein by reference.

본 출원의 일 측면에서, SPD(10)는 SPD(10)에 의해 생성될 전체 주파수 스펙트럼을 커버하기 위해 다중 멤브레인 설계가 사용될 수 있는 (2-웨이) 셀 어레이(100)를 포함한다. 사운드 생성 셀(110 및 130)은 입력 신호(Sn)의 주파수 스펙트럼을 2개의(또는 그 이상의) 상보적인 오디오 대역으로 파티셔닝하는 크로스오버 회로(190)의 출력에 의해 구동될 수 있다.In one aspect of the present application, SPD 10 includes a (2-way) cell array 100 in which multiple membrane designs may be used to cover the entire frequency spectrum to be produced by SPD 10 . The sound producing cells 110 and 130 may be driven by the output of a crossover circuit 190 that partitions the frequency spectrum of the input signal Sn into two (or more) complementary audio bands.

또한, 도 4에 도시된 바와 같이, 사운드 생성 셀(130)은 또한 적어도 하나의 액츄에이터(130T)를 포함할 수 있다. 구동 신호(S130)는 액츄에이터(130T)의 전극(131, 133)을 가로질러 인가되어 액츄에이터(130T)의 물질(132)의 변형을 유발하므로, 멤브레인(130M)의 Z 방향 이동에 의해 사운드/압력(P130)이 발생된다. 일 실시 예에서, 사운드 생성 셀(130)은 크로스오버 주파수(fcx) 아래의 주파수를 커버하기 위한 우퍼로서 기능할 수 있다.Also, as shown in FIG. 4 , the sound producing cell 130 may also include at least one actuator 130T. Since the drive signal S130 is applied across the electrodes 131 and 133 of the actuator 130T to cause deformation of the material 132 of the actuator 130T, sound/pressure by the Z-direction movement of the membrane 130M (P130) is generated. In one embodiment, the sound producing cell 130 may function as a woofer to cover frequencies below the crossover frequency (fcx).

일 실시 예에서, 사운드 생성 셀(130)의 공진 주파수는 크로스오버 회로(190)의 크로스오버 주파수(fcx)보다 높을 수 있고, 따라서 미국 가출원 번호 제62/897,365호 및/또는 미국 특허 번호 제10,805,751호에 개시된 조건을 준수한다. 4차 크로스오버(4th order crossover)의 경우에, 구동 신호(S130)가 40dB만큼 감쇠되는 주파수는 대략 100^1/4·fcx 로 계산될 수 있다. 따라서, 일 예로서, 크로스오버 주파수(fcx) = 1.44KHz의 경우, 사운드 생성 셀(130)의 공진 주파수 f_r,130은 100^1/4·fcx

4.55KHz(f_r,130 = 4.55KHz로 표현될 수 있음)일 수 있다. 본 출원의 특정 실시 예에서, 사운드 생성 셀(110 및 130)의 공진 주파수가 각각 23KHz 및 4.55KHz라고 가정하면, 셀(110)과 셀(130) 사이의 공진 주파수 비율은 23KHz/4.55KHz = 5배이다. 본 출원의 SPD 내에서 크로스오버 주파수(fcx)와 공진 주파수(f_r,110 및 f_r,130)는 fcx < f_r,130 < f_r,110(수식 1)의 관계를 가짐을 유의한다. 또한, f_max,S110는 구동 신호(S110)의 최대 주파수(예: 15KHz 또는 20KHz)를 표시한다고 가정하며, 수식 1에서의 관계는 추가로 fcx < f_r,130 < f_max,S110 < f_r,110(수식 2)로 확장될 수 있다.In one embodiment, the resonant frequency of the sound producing cells 130 may be higher than the crossover frequency (fcx) of the crossover circuit 190, such as in U.S. Provisional Application No. 62/897,365 and/or U.S. Patent No. 10,805,751. Comply with the conditions set forth in No. In the case of the 4th order crossover, the frequency at which the driving signal S130 is attenuated by 40 dB may be calculated as approximately 100 ^1/4 ·fcx. Therefore, as an example, in the case of a crossover frequency (fcx) = 1.44 KHz, the resonance frequency f _r,130 of the sound generating cell 130 is 100 ^1/4 fcx

It may be 4.55 KHz (which can be expressed as f _r,130 = 4.55 KHz). In a specific embodiment of the present application, assuming that the resonant frequencies of the sound-producing

cells

110 and 130 are 23 KHz and 4.55 KHz, respectively, the resonant frequency ratio between the

cells

110 and 130 is 23 KHz/4.55 KHz = 5 It is a ship. Note that the crossover frequency (fcx) and resonance frequencies (fr _,110 and fr _,130 ) in the SPD of the present application have a relationship of fcx < f _r,130 < f _r,110 (Equation 1). In addition, it is assumed that f _max,S110 indicates the maximum frequency (eg, 15 KHz or 20 KHz) of the driving signal S110, and the relationship in Equation 1 is additionally fcx < f _r,130 < f _max,S110 < f _{r ,110} (Equation 2).

멤브레인 공진 주파수를 낮추는 것에 의해, 멤브레인의 멤브레인의 강성(stiffness)이 낮추어져, 실리콘 단위 면적당 멤브레인 변위(membrane-displacement-per-unit-area-of-silicon)를 향상시킬 수 있다(즉, △U_{Z_AVE}/mm²이며, △U_{Z_AVE}는 평균 멤브레인 변위를 나타냄). 실제로,

의 경험적 수식(empirical equation)이 일반적으로 관찰되며, 여기서 A는 각 셀의 멤브레인 면적을 나타내고, f _r 은 멤브레인의 공진 주파수를 나타낸다. 다시 말해서, 유사한 멤브레인 설계 패턴(예를 들어, 추후 설명할 도 5의 멤브레인 패턴(310 ~ 330) 중 하나)의 경우, 공진 주파수가 4.55KHz인 셀의 △U_{Z_AVE}/mm²가 공진 주파수가 23KHz인 셀의 것보다 5배 더 높다.By lowering the membrane resonance frequency, the stiffness of the membrane of the membrane is lowered, thereby improving the membrane-displacement-per-unit-area-of-silicon (i.e., ΔU _{Z_AVE} /mm ² , and ΔU _{Z_AVE} represents the average membrane displacement). in reality,

The empirical equation of is generally observed, where A represents the membrane area of each cell and f _r represents the resonant frequency of the membrane. In other words, in the case of a similar membrane design pattern (for example, one of the membrane patterns 310 to 330 of FIG. 5 to be described later), ΔU _{Z_AVE} /mm ² of a cell with a resonance frequency of 4.55 KHz is 23 KHz. 5 times higher than that of the in-cell.

도 4의 (a)에서, 멤브레인(110M 또는 130M)에 슬릿(slit)이 없을 수 있다. 다른 실시 예에서, 멤브레인(110M 또는 130M)은 멤브레인(110M 또는 130M) 상에 슬릿 패턴을 형성하기 위해 슬릿(들)을 가질 수 있고, 멤브레인(110M)의 슬릿 패턴은 멤브레인(130M)의 슬릿 패턴과 상이할 수 있다. 용어 "슬릿"은 멤브레인의 두께를 관통하는 가는 선을 의미한다. 슬릿의 너비(width)는 일반적으로 0.8 ~ 3 마이크로미터(μm)로 매우 좁지만, 이에 제한되지 않는다. 슬릿의 패턴은 전체 멤브레인의 강성에 영향을 미치며, 따라서 멤브레인의 공진 주파수에 영향을 미친다. 일반적으로, 주어진 멤브레인 표면적(surface area)에 대해 슬릿의 총(total) 길이가 길수록 멤브레인이 부드러워지고 공진 주파수가 낮아진다. 다시 말해서, 슬릿 패턴이 유사한 멤브레인 중에서, L(슬릿의 총 길이), A(멤브레인의 면적), f _r(공진 주파수) 사이에 상관 관계가 있으며, 이는

로 표현될 수 있다. 슬릿의 길이 이외에도, 슬릿의 위치와 방위(orientation), 즉 슬릿의 패턴도 멤브레인의 강성을 결정하는 데 중요한 역할을 하므로 결과적으로 공진 주파수에 영향을 준다.In (a) of FIG. 4 , the

membrane

110M or 130M may not have a slit. In another embodiment,

membrane

110M or 130M may have slit(s) to form a slit pattern on

membrane

110M or 130M, the slit pattern of membrane 110M being the slit pattern of membrane 130M. may differ from The term "slit" means a thin line through the thickness of the membrane. The width of the slit is generally very narrow, ranging from 0.8 to 3 micrometers (μm), but is not limited thereto. The pattern of the slits affects the stiffness of the entire membrane and thus the resonant frequency of the membrane. In general, for a given membrane surface area, the longer the total length of the slits, the softer the membrane and the lower the resonant frequency. In other words, among membranes with similar slit patterns, there is a correlation between L (total length of the slit), A (area of the membrane), and f _r (resonant frequency), which is

can be expressed as In addition to the length of the slit, the position and orientation of the slit, that is, the pattern of the slit also plays an important role in determining the rigidity of the membrane and consequently affects the resonant frequency.

일 실시 예에서, 슬릿(들)의 총 길이 대 멤브레인(110M)의 면적의 비율은 멤브레인(130M)의 것과 상이하다. 일 실시 예에서, 멤브레인(110M) 상의 슬릿(들)의 패턴은 멤브레인(130M) 상의 패턴과 상이하다.In one embodiment, the ratio of the total length of the slit(s) to the area of membrane 110M is different than that of membrane 130M. In one embodiment, the pattern of the slit(s) on membrane 110M is different than the pattern on membrane 130M.

예를 들어, 도 5는 본 출원의 상이한 실시 예에서 이용될 수 있는 각각 상이한 이동 자유도(Z 방향으로)를 갖는 3개의 멤브레인 패턴(310-330)의 개략도이다. 도 5의 (a)는 멤브레인 패턴(310)의 평면도를 도시한다. 도 5의 (b)는 멤브레인 패턴(320)의 평면도를 도시한다. 도 5의 (c)는 멤브레인 패턴(330)의 평면도를 도시한다. 멤브레인(예: 멤브레인(110M 또는 130M))은 적합한 MEMS 제조 공정에 의해 에칭(etch)되어 슬릿(들)을 형성하고(각각 내부에서 외부로 배열된 슬릿 개구(opening)/세그먼트(segment)(313, 311 또는 312)를 포함함), 회전 대칭(rotational symmetry)의 멤브레인 패턴(310-330)을 만들(create) 수 있다. 용어 "멤브레인 패턴"은 멤브레인의 두께를 통해 절단된 슬릿(들) 패턴을 갖는 멤브레인을 지칭한다.For example, FIG. 5 is a schematic diagram of three membrane patterns 310-330 each having a different degree of freedom of movement (in the Z direction) that may be used in different embodiments of the present application. 5(a) shows a plan view of the membrane pattern 310 . 5( b ) shows a plan view of the membrane pattern 320 . FIG. 5(c) shows a plan view of the membrane pattern 330 . The membrane (e.g., membrane 110M or 130M) is etched by a suitable MEMS fabrication process to form the slit(s) (slit openings/segments arranged from inside to outside, respectively) 313 , 311 or 312), rotational symmetry membrane patterns 310 to 330 may be created. The term "membrane pattern" refers to a membrane having a pattern of slit(s) cut through the thickness of the membrane.

멤브레인 패턴(330)은 도 5의 3개의 멤브레인 패턴 중 가장 낮은 자유도를 갖는다. 멤브레인 패턴(330)과 비교하여, 멤브레인 패턴(320)에서, 4개의 슬릿 세그먼트(312)는 멤브레인의 4개의 코너(corner)에서 시작하는 멤브레인의 4개의 경계 에지(boundary edge)와 일치하도록 배치되어, 결과적으로 경계 에지를 부분적으로 해방시킨다(free). (셀) 경계 에지를 따라 (멤브레인) 이동의 자유도를 증가시키는 것에 의해, 멤브레인 패턴(320)(및 310)의 이러한 4개의 슬릿 세그먼트(312)는 멤브레인(320)(및 310) 상의 액츄에이터(들)의 효능(efficacy)을 증가시킨다. 멤브레인의 자유도 이외에, 슬릿 세그먼트(312)는 또한 멤브레인의 강성을 감소시키고 따라서 △U_{Z_AVE}/mm²의 양을 더 증가시킨다. 요약하면, 경계 에지 상의 슬릿 개구/세그먼트가 없는 멤브레인 패턴(예: 멤브레인 패턴(330))에 비해, (멤브레인) 경계 에지를 따라 슬릿 개구/세그먼트가 있는 멤브레인 패턴(예: 멤브레인 패턴(310 및 320))은 증가된 이동의 자유도를 가질 것이며, 더 높은 △U_{Z_AVE}/mm²를 생성한다.The membrane pattern 330 has the lowest degree of freedom among the three membrane patterns of FIG. 5 . Compared to the membrane pattern 330, in the membrane pattern 320, the four slit segments 312 are arranged to coincide with the four boundary edges of the membrane starting at the four corners of the membrane, , consequently partially freeing the boundary edges. These four slit segments 312 of the membrane pattern 320 (and 310) actuate the actuator(s) on the membrane 320 (and 310) by increasing the degree of freedom of (membrane) movement along the (cell) boundary edge. ) increases the efficacy. In addition to the degree of freedom of the membrane, the slit segment 312 also reduces the stiffness of the membrane and thus further increases the amount of ΔU _{Z_AVE} /mm ² . In summary, membrane patterns with slit apertures/segments along (membrane) boundary edges (e.g. membrane patterns 310 and 320) compared to membrane patterns without slit apertures/segments on the boundary edges (e.g. membrane pattern 330). )) will have an increased degree of freedom of movement, yielding a higher ΔU _{Z_AVE} /mm ² .

도 5의 멤브레인 패턴 중 멤브레인 패턴(310)은, 멤브레인(예: 멤브레인(110M))을 구성하는 4개의 멤브레인 서브파트(subpart)(310A-310D)가 멤브레인 패턴의 중심에서 서로 제한되지 않고 슬릿 개구/세그먼트(311 및 312)를 따라 자유롭게 이동할 수 있기 때문에, 가장 높은 자유도를 갖는다.In the membrane pattern 310 of the membrane patterns of FIG. 5, four membrane subparts 310A-310D constituting the membrane (eg, the membrane 110M) are not limited to each other at the center of the membrane pattern and have a slit opening. Since it can move freely along the /segments 311 and 312, it has the highest degree of freedom.

그러나 공기가 멤브레인의 중심 근처에서 최대 멤브레인 변위가 있는 위치 주변의 슬릿(들)을 통해 흐를 수 있다. 예를 들어, 멤브레인 패턴(310)의 멤브레인 변위의 정점에서, 멤브레인 서브파트(310A-310D) 사이의 중심에서 이탈하는(disjoint) 전위(dislocation)가 발생하고 공기가 전위를 통과하여 음압 레벨(sound pressure level, SPL)이 저하될 수 있다. 뉴턴의 법칙에 따르면, 기류량은 수식 D=(a·t ²)/2에 따라 t ²에 비례하며, 여기서 D, a, 및 t는 각각 멤브레인 변위, 가속도 및 시간을 나타낸다. 결과적으로, 하나의 멤브레인의 동작 주파수(operating frequency)가 높을수록 멤브레인의 전위로 인한 기류의 영향이 적다. 다시 말해서, 잠재적 전위(potential dislocation)가 있는 멤브레인 패턴(310)은 고주파의 사운드를 생성하는 데 사용될 수 있으며, 저주파의 사운드를 생성할 때는 피해야 한다.However, air can flow through the slit(s) around the location where the maximum membrane displacement is near the center of the membrane. For example, at the apex of the membrane displacement of the membrane pattern 310, a disjoint dislocation between the membrane subparts 310A-310D occurs and air passes through the dislocation to reduce the sound pressure level. pressure level (SPL) may decrease. According to Newton's law, airflow is proportional to t ² according to the formula D = ( a t ² )/2, where D , a , and t denote membrane displacement, acceleration and time, respectively. As a result, the higher the operating frequency of one membrane is, the less the influence of the air flow due to the potential of the membrane is. In other words, membrane patterns 310 with potential dislocations can be used to produce high-frequency sounds and should be avoided when producing low-frequency sounds.

△U_{Z_AVE}/mm²를 개선하는 데는 두 가지 팩터(factor)가 있으며, 이는 공진 주파수 감소 및/또는 멤브레인 이동의 자유도 증가를 포함한다. 셀(110)의 포커스(focus)는 공진 주파수 대신에 증가된 자유도로 멤브레인 이동을 개선하는 데 있다. 셀(130)의 포커스는 낮은 공진 주파수로 멤브레인 이동을 개선하는 데 있다.There are two factors that improve ΔU _{Z_AVE} /mm ² , which include reducing the resonance frequency and/or increasing the degree of freedom of membrane movement. The focus of cell 110 is on improving membrane movement with increased degrees of freedom instead of resonant frequencies. The focus of cell 130 is on improving membrane movement at low resonant frequencies.

짧은 기간(time period)(따라서 t)으로 인해, 크로스오버 주파수(fcx)보다 높은 주파수에서 슬릿을 통한 누출이 낮고 효과가 거의 무시될 수 있으며, (트위터) 셀(110)의 멤브레인(110M)에 채택된 멤브레인 패턴은 더 높은 자유도를 허용할 수 있다. 일 실시 예에서, 310 또는 320과 같이 더 높은 자유도를 갖는 멤브레인 패턴은 △U_{Z_AVE}/mm² 를 1.5 ~ 2배 향상시킬 수 있는 셀(110)에 적용될 수 있다.Due to the short time period (hence t ), the leakage through the slit is low and the effect is almost negligible at frequencies higher than the crossover frequency (fcx), and the The adopted membrane pattern may allow a higher degree of freedom. In one embodiment, a membrane pattern having a higher degree of freedom, such as 310 or 320, may be applied to the cell 110 capable of improving ΔU _{Z_AVE} /mm ² by 1.5 to 2 times.

다른 한편으로, 셀(130)은 20Hz까지 내려가는 사운드 생성을 커버할 필요가 있으므로, 슬릿(들)을 통한 기류(airflow)로 인한 누출은 더 이상 얼버무리지(glossed over) 않을 수 있다. 셀(130)은 낮은 공기 누출 멤브레인 패턴을 채택할 수 있으며, 여기서 멤브레인 서브파트(예: 멤브레인 서브파트(320A-320D) 또는 (330A-330D)) 사이의 갭이 더 낮은 자유도와 더 낮은 △U_{Z_AVE}/mm²를 희생시키면서 멤브레인 변위의 전이(transition) 동안 유지된다. 다시 말해서, 멤브레인의 사운드 생성 주파수 범위가 낮을수록 멤브레인의 슬릿을 통한 허용된 공기 누출이 낮아져 일반적으로 자유도가 낮아진다. 슬릿 패턴(310)과 비교하여, 도 5의 슬릿 패턴(320, 330)은 멤브레인의 서브파트가 멤브레인 중심에서 함께 조인되어(joint) 멤브레인(130M)에 적합하기 때문에 멤브레인 서브파트 사이에서 더 낮은 이탈을 갖는다.On the other hand, since cell 130 needs to cover sound production down to 20 Hz, leakage due to airflow through the slit(s) may no longer be glossed over. Cell 130 may employ a low air leakage membrane pattern, wherein the gap between the membrane subparts (eg, membrane subparts 320A-320D or 330A-330D) has a lower degree of freedom and a lower ΔU It is maintained during the transition of membrane displacement at the expense of _{Z_AVE} /mm ² . In other words, the lower the sound-producing frequency range of the membrane, the lower the allowed air leakage through the slits in the membrane, and thus generally the lower the degree of freedom. Compared to slit pattern 310, slit patterns 320 and 330 of FIG. 5 have lower deviations between membrane subparts because the subparts of the membrane are jointed together at the center of the membrane to fit membrane 130M. have

본 출원의 일 측면에서, 입력 신호(Sn)의 주파수/오디오 대역을 다중 오디오 대역으로 분할하는 것에 의해, 각 셀(110 또는 130)은 (수신된) 신호(S110 또는 S130)의 오디오 대역에 따라 최적화되어, 공진 주파수, 컴플라이언스(compliance)(예: 강성), 자유도 및/또는 공기 누출과 같은 팩터의 균형을 맞출 수 있다.In one aspect of the present application, by dividing the frequency/audio band of the input signal Sn into multiple audio bands, each cell 110 or 130 is configured according to the audio band of the (received) signal S110 or S130. It can be optimized to balance factors such as resonant frequency, compliance (eg stiffness), degrees of freedom and/or air leakage.

입력 신호(Sn)를 구동 신호(S110 및 S130)로 나누는 것에 의해, 사람의 청각이 가장 민감한 주파수 대역(대략 900Hz ~ 4KHz 사이) 주변에서 IEM(in-ear-monitor, IEM) 스피커와 자유 필드 스피커(free-field speaker) 사이의 불일치(discrepancy)가 경감될(mitigated) 수 있으므로, SPL 요건이 낮아지거나 완화될(relaxed) 수 있다. 구체적으로, 멤브레인 변위 사운드 D와 사운드의 주파수 f가 D∝1/f²의 관계를 갖는 자유 필드 스피커와 달리, IEM 스피커에서 공기 누출이 적다고 가정하면, 동일한 SPL에 대응하는 멤브레인 변위 D가, 밀폐된 챔버 압축 동작 모드로 인해, 약 900Hz 미만의 주파수에 대해 주파수와 크게 독립적이다. 다시 말해서, IEM 스피커가 100Hz에서 3KHz까지 10톤(10-tone) 신호를 생성할 때, 각 톤은 동일한 멤브레인 변위 D를 유발할 수 있으며; 다른 한편으로, 자유 필드 스피커는 더 높은 음역의 음(note)에 대해 훨씬 적은 멤브레인 변위를 일으킬 수 있다. 따라서, 실제 음악을 재생할 때 100Hz에서 최대 SPL 출력이 100dB/1m인 자유 필드 스피커가, 100Hz에서 최대 SPL 출력이 100dB인 IEM 스피커보다 훨씬 더 크게 들릴 수 있다. 이러한 불일치를 보상하기 위해, 일 실시 예에서 IEM 드라이버(driver)의 최대 SPL 요건에 대해 약 12-15dB가 추가되며; 다시 말해서, IEM 드라이버는 100dB 대신 100Hz에서 112-115dB의 최대 SPL 요건을 가질 수 있다. 다른 실시 예에서, 입력 신호(Sn)는 크로스오버 회로(190)에 의해 구동 신호(S130 및 S110)로 파티셔닝되며; 따라서 멤브레인 변위 요건을 2개의 상이한 그룹의 사운드 생성 셀(110 및 130)로 분리하는 것으로 인해 SPL 요건으로부터 4-6dB가 공제될(deduction) 수 있으므로, IEM 스피커 역할을 하는 셀(110 또는 130) 그룹의 최대 SPL 요건이 115dB에서 110-112dB로 감소될 수 있다.By dividing the input signal Sn into the drive signals S110 and S130, an in-ear-monitor (IEM) speaker and a free field speaker around a frequency band where human hearing is most sensitive (between approximately 900 Hz and 4 KHz) Since discrepancy between free-field speakers can be mitigated, the SPL requirement can be lowered or relaxed. Specifically, unlike a free field speaker in which the membrane displacement sound D and the frequency f of the sound have a relationship of D∝1/f ² , assuming that the air leakage is small in the IEM speaker, the membrane displacement D corresponding to the same SPL is, Due to the closed chamber compression mode of operation, it is highly independent of frequency for frequencies below about 900 Hz. In other words, when the IEM speaker generates a 10-tone signal from 100Hz to 3KHz, each tone can cause the same membrane displacement D; On the other hand, free field speakers can produce much less membrane displacement for higher register notes. Therefore, when playing real music, a free field speaker with a maximum SPL output of 100dB/1m at 100Hz can sound much louder than an IEM speaker with a maximum SPL output of 100dB at 100Hz. To compensate for this discrepancy, in one embodiment about 12-15 dB is added to the maximum SPL requirement of the IEM driver; In other words, the IEM driver may have a maximum SPL requirement of 112-115dB at 100Hz instead of 100dB. In another embodiment, input signal Sn is partitioned into drive signals S130 and S110 by crossover circuit 190; Therefore, a group of cells 110 or 130 acting as IEM speakers can deduct 4-6 dB from the SPL requirement due to separating the membrane displacement requirements into two different groups of sound producing cells 110 and 130. The maximum SPL requirement of can be reduced from 115dB to 110-112dB.

입력 신호(Sn)의 주파수/오디오 대역을 다중 오디오 대역으로 나누는 것에 의해, 사운드/압력(P110 또는 P130)을 생성하기 위한 전력 소모도 감소될 수 있다. 특히, 압전 물질 구동 MEMS 마이크로 스피커의 경우, 전력 소비는 생성된 사운드 주파수에 110T 및 130T와 같은 액츄에이터의 면적을 곱한 값에 선형적으로 비례한다. 입력 신호(Sn)가 서로 다른/상보적인 오디오 대역의 구동 신호(S110, S130)로 분할된 후, 구동 신호(S110, S130)는 각각의 셀(110, 130)로 채널링되어(channeled) 대응하는 멤브레인 액츄에이터만을 구동하여 전력 소비를 감소시킨다.By dividing the frequency/audio band of the input signal Sn into multiple audio bands, power consumption for generating the sound/pressure P110 or P130 can also be reduced. In particular, for a piezoelectric material driven MEMS micro speaker, power consumption is linearly proportional to the product of the sound frequency produced by the area of the actuator, such as 110T and 130T. After the input signal (Sn) is divided into driving signals (S110, S130) of different/complementary audio bands, the driving signals (S110, S130) are channeled into the respective cells (110, 130) to correspond to Reduces power consumption by driving only membrane actuators.

도 6은 본 출원의 실시 예에 따른 멤브레인 패턴(사운드 생성 셀을 나타냄)(610P1)의 평면도의 개략도이다. 멤브레인 패턴(610P1)은 또한 본 출원의 사운드 생성 셀의 실시 예를 나타낸다.6 is a schematic diagram of a plan view of a membrane pattern (representing a sound generating cell) 610P1 according to an embodiment of the present application. Membrane pattern 610P1 also represents an embodiment of a sound producing cell of the present application.

사운드 생성 셀(610P1) 내의 멤브레인(예: 멤브레인(110M))은 두개의 멤브레인 서브파트(411, 412)로 분할되어, 반사 대칭을 갖는 멤브레인 패턴(610P1)을 형성할 수 있다. 멤브레인 서브파트(411, 412)는 멤브레인 상의 액츄에이터(들)(예: 액츄에이터(110T))에 인가되는 구동 신호(예: 구동 신호(S110))에 따라 도개교( bascule bridge)의 플랩(flap)/리브(leave)로서 상하로(upwards/downwards) 스윙할(swing) 수 있다. 일 실시 예에서, 멤브레인 서브파트(411, 412)는 멤브레인 서브파트(411, 412) 사이의 큰 갭(들)이 형성되는 것을 방지하기 위해 Z 방향으로 동기식으로 위아래로 이동할 수 있다. 일 실시 예에서, 멤브레인 서브파트(411, 412)는 동일한 방향을 향해 이동하도록 작동될(actuated) 수 있다.A membrane (eg, membrane 110M) in sound producing cell 610P1 may be divided into two membrane subparts 411 and 412 to form a membrane pattern 610P1 having reflection symmetry. The membrane subparts 411 and 412 are configured to open/close the flaps of the bascule bridge according to the driving signal (eg, the driving signal S110) applied to the actuator(s) on the membrane (eg, the actuator 110T). As a rib, it can swing upwards/downwards. In one embodiment, the membrane subparts 411 and 412 can move up and down synchronously in the Z direction to avoid forming large gap(s) between the membrane subparts 411 and 412. In one embodiment, membrane subparts 411 and 412 may be actuated to move in the same direction.

멤브레인(예: 멤브레인(110M))의 멤브레인 서브파트(411, 412) 각각이 하나의(고정된(anchored)) 에지(414) 상에만 부착/고정되고 멤브레인 서브파트(411 또는 412)의 다른 모든(3개) 에지가 제한되지 않기(unbounded) 때문에, 멤브레인 패턴(610P1)은 멤브레인 패턴(310-330) 중 어느 하나보다 가장 높은 자유도를 가질 수 있으며, 이에 따라 Z 방향 멤브레인 이동에 대한 제약이 가장 적다. 멤브레인 서브파트(411, 412)는 슬릿 개구/세그먼트(413, 415)를 따라 자유롭게 이동할 수 있기 때문에, 멤브레인 패턴(610P1)은 멤브레인 이동에서 높은 자유도를 갖는다.Each of the membrane subparts 411 and 412 of the membrane (eg, membrane 110M) is attached/anchored only on one (anchored) edge 414 and all other membrane subparts 411 or 412 Since the (three) edges are unbounded, the membrane pattern 610P1 may have the highest degree of freedom than any one of the membrane patterns 310 to 330 , and thus the Z-direction membrane movement is most restricted. little. Since the membrane subparts 411 and 412 can move freely along the slit openings/segments 413 and 415, the membrane pattern 610P1 has a high degree of freedom in membrane movement.

일 실시 예에서, 서로 평행하지 않을 수 있는 슬릿 개구/세그먼트(413, 415)(또는 도 5에 도시된 슬릿 세그먼트(313, 311, 312))의 너비는, 가능한 한 작게 유지될 수 있으며, 일반적으로 공기 누출을 최소화하기 위해 약 1 마이크로미터(μm)이거나 또는 더 좁다.In one embodiment, the width of the slit openings/segments 413, 415 (or the slit segments 313, 311, 312 shown in FIG. 5), which may not be parallel to each other, can be kept as small as possible, and typically is about 1 micrometer (μm) or narrower to minimize air leakage.

도 6으로부터, 하나의 에지 즉, 멤브레인 서브파트(411/412)의 에지(414)만이 고정되고, 멤브레인 서브파트(411/412) 각각의 다른 에지가 해제된다. 슬릿 세그먼트(415)는 멤브레인 서브파트(411)와 SR 제2 멤브레인 서브파트(412) 사이에 형성되며, 멤브레인 서브파트(411/412)의 긴 에지에 평행하다. 슬릿 세그먼트(413)는 멤브레인 서브파트(411/412)의 짧은 에지를 따라 멤브레인 경계와 일치한다.From Fig. 6 it can be seen that only one edge, edge 414 of the membrane subparts 411/412, is fixed and the other edge of each of the membrane subparts 411/412 is released. Slit segment 415 is formed between membrane subpart 411 and SR second membrane subpart 412 and is parallel to the long edge of membrane subparts 411/412. Slit segment 413 coincides with the membrane boundary along the short edges of membrane subparts 411/412.

일 실시 예에서, 고정된 에지(414)의 길이 및 슬릿 세그먼트(415)의 길이는 동일하거나 실질적으로 동일하다. 일 실시 예에서, 멤브레인 서브파트(411)의 슬릿 세그먼트(413)의 길이는 멤브레인 서브파트(412)의 길이와 실질적으로 같다.In one embodiment, the length of the fixed edge 414 and the length of the slit segment 415 are the same or substantially the same. In one embodiment, the length of slit segment 413 of membrane subpart 411 is substantially equal to the length of membrane subpart 412 .

셀의 수 또는 배열은 상이한 설계 요건에 따라 조정될 수 있다. 예를 들어, 도 7은 본 출원의 실시 예에 따른 사운드 발생/생성 셀 어레이(700)의 평면도를 도시한 개략도이다. 셀 어레이(700)는 구동 신호(S110)를 수신하는 하나의 사운드 생성 (트위터) 셀(410)과 트위터 셀(410)을 둘러싸는 4개의 (우퍼) 셀(130)을 포함할 수 있다. 셀(410)은 도 6에 도시된 멤브레인 패턴(610P1)을 채택할 수 있으며, 한편, 우퍼 셀(130)은 도 5에 도시된 330 또는 320과 같은 멤브레인 패턴 또는 저주파 사운드를 생성하기에 적합한 다른 멤브레인 패턴을 채택할 수 있다.The number or arrangement of cells can be adjusted according to different design requirements. For example, FIG. 7 is a schematic diagram showing a plan view of a sound generating/producing cell array 700 according to an embodiment of the present application. The cell array 700 may include one sound generating (tweeter) cell 410 receiving the driving signal S110 and four (woofer) cells 130 surrounding the tweeter cell 410 . Cell 410 may adopt membrane pattern 610P1 shown in FIG. 6, while woofer cell 130 may adopt membrane pattern such as 330 or 320 shown in FIG. A membrane pattern may be adopted.

사운드 생성 (트위터) 셀(410)의 단변(short side)은 더 높은 공진 주파수를 얻는 데 유익할 수 있으며, 사운드 생성 (트위터) 셀(410)의 장변(long side)은 SPL을 확대하는 데 유용할 수 있음을 유의한다. 다시 말해서, 단변의 길이에 대한 장변의 길이의 비율인 종횡비(aspect ratio)가 큰 셀(410)은, 더 작은 종횡비를 갖는 셀에 비해 더 높은 공진 주파수와 더 큰 SPL을 모두 달성할 수 있다. 또한, 높은 종횡비를 갖는 트위터 셀(410)은 셀 어레이(700)의 면적을 줄이는 데 도움이 될 수 있다. 트위터 셀의 종횡비는 실제 요건에 따라 달라질 수 있다. 종횡비가 2보다 크면 본 출원의 요건이 만족되며, 이는 본 출원의 범위 내에 있다.The short side of the sound producing (tweeter) cell 410 can be beneficial for obtaining a higher resonant frequency, and the long side of the sound producing (tweeter) cell 410 can be useful for broadening the SPL. Note that you can In other words, the cell 410 having a large aspect ratio, which is the ratio of the length of the long side to the length of the short side, can achieve both a higher resonant frequency and a larger SPL than a cell having a smaller aspect ratio. Additionally, tweeter cells 410 having a high aspect ratio can help reduce the area of cell array 700 . The aspect ratio of the tweeter cells may vary according to actual requirements. An aspect ratio greater than 2 satisfies the requirements of this application and is within the scope of this application.

또한, 크로스오버 회로의 구조는 상이한 설계 요건에 따라 조정될 수 있다. 일 실시 예에서, 도 1 또는 도 2에 도시된 크로스오버 회로(190 또는 290)는 BiQuad 무한 임펄스 응답(infinite impulse response, IIR) 필터로서 DSP 기능을 수행할 수 있다. 일 실시 예에서, 크로스오버 회로(190 또는 290)는 LPF 및 HPF 기능을 수행하기 위해 단순화된 BiQuad 필터를 캐스케이딩하는(cascading) 것에 의해 구현될 수 있는 4차(또는 6차) Linkwitz-Riley(LR-4 또는 LR-6)일 수 있다. 일 실시 예에서, BiQuad 필터는 5개의 곱셈 연산, 4개의 덧셈 연산 및 스테이지(stage) 당 2개의 레지스터를 포함하는 BiQuad 필터의 직접 포맷(Direct form) 2일 수 있다. 일 실시 예에서, 저역 통과 BiQuad IIR 필터는, 어떠한 곱셈도 없이 6개의 덧셈 연산 및 스테이지 당 2개의 레지스터를 가지고, 여기에 참조로 포함되는 미국 가출원 번호 제63/079,680호에 도입된 것과 같은 적절한 대안에 의해 구현될 수 있으며, 여기서 레지스터(들)는 저장 유닛(들)/회로(들)로서 역할(serve)/기능하고(function), 하나의 레지스터는 하나의 저장 유닛/회로를 나타낼 수 있다. 다시 말해서, 48Kpps(kilo sample per second)에서 1,439.24Hz 또는 96Kpps에서 2,878.5Hz의 크로스오버 주파수(fcx)를 가지는 LR-4 크로스오버 회로(190 또는 290)의 LPF 부분을 구현하기 위해 총 12개의 덧셈 연산이 필요하며, 크로스오버 회로(또는 그 안의 필터(들))의 LPF 부분은 곱셈 회로를 포함하지 않을 수 있다.Also, the structure of the crossover circuit can be adjusted according to different design requirements. In one embodiment, the crossover circuit 190 or 290 shown in FIG. 1 or 2 may perform a DSP function as a BiQuad infinite impulse response (IIR) filter. In one embodiment, the crossover circuit 190 or 290 can be implemented by cascading a simplified BiQuad filter to perform the LPF and HPF functions, which can be implemented as a 4th (or 6th) Linkwitz-Riley (LR-4 or LR-6). In one embodiment, the BiQuad filter may be a Direct form 2 of the BiQuad filter including 5 multiplication operations, 4 addition operations and 2 registers per stage. In one embodiment, a low pass BiQuad IIR filter, with 6 addition operations without any multiplication and 2 registers per stage, is a suitable alternative, such as that introduced in US Provisional Application No. 63/079,680, incorporated herein by reference. where the register(s) serve/function as storage unit(s)/circuit(s), and one register may represent one storage unit/circuit. In other words, a total of 12 addition operations to implement the LPF part of the LR-4 crossover circuit (190 or 290) with a crossover frequency (fcx) of 1,439.24 Hz at 48 Kpps (kilo sample per second) or 2,878.5 Hz at 96 Kpps is required, and the LPF portion of the crossover circuit (or filter(s) therein) may not include a multiplier circuit.

크로스오버 회로(290)의 구조를 추가로 조정하기 위해, LR-4 크로스오버 네트워크의 경우 S110과 S130 사이의 360 °위상 편이를 제외하고, HPF(501)의 출력(신호(S110))과 LPF(503)의 출력(신호(S130))의 합은, 입력 신호(Sn)와 같으며, 단위 합(unit sum)을 달성한다. 본 출원에서, 단위 합의 목적을 달성하기 위한 두 가지 대안이 크로스오버 회로(890A 및 890B)의 개략도에 의해, 도 8에 도시되어 있다.To further tune the structure of crossover circuit 290, the output of HPF 501 (signal S110) and the LPF The sum of the outputs (signal S130) of 503 is equal to the input signal Sn, and achieves a unit sum. In this application, two alternatives to achieve the purpose of unit sum are shown in Figure 8, by means of schematic diagrams of crossover circuits 890A and 890B.

도 8의 (a)에 도시된 크로스오버 회로(890A)는 크로스오버 회로(890A)의 감산 회로(506)(또는 감산기(subtracter/subtractor))에 의해 도 2의 HPF(501)를 대체하면서, (우퍼) 셀(130)에 대한 구동 신호(S130)를 출력하도록 구성된 LPF(503)를 포함할 수 있다. 감산 회로(506)는 입력 신호(Sn)에서 구동 신호(S130)를 감산하여 셀(110)에 대한 구동 신호(S110)에 대응하는 신호를 획득하도록 구성된다. 다시 말해서, 수식 V_HPF=Vin-V_LPF(또는 동등하게 V_HPF+V_LPF=Vin)가 만족되며, 여기서 V_HPF, V_LPF, Vin은 각각 구동 신호(S110)의 전압, 신호(S130)의 전압 및 입력 신호(Sn)의 전압을 나타낸다. 구동 신호(S130)를 LPF(503)를 통해 전달하고 감산 회로(506)로부터 구동 신호(S110)에 대응하는 더 높은 오디오 대역을 출력하는 것에 의해, 크로스오버 회로(890A)는 또한 도 2에 도시된 크로스오버 회로(290)와 같은 단위 합을 특징으로 한다.The crossover circuit 890A shown in (a) of FIG. 8 replaces the HPF 501 of FIG. 2 by the subtraction circuit 506 (or subtracter/subtractor) of the crossover circuit 890A, The LPF 503 configured to output the driving signal S130 for the (woofer) cell 130 may be included. The subtraction circuit 506 is configured to subtract the drive signal S130 from the input signal Sn to obtain a signal corresponding to the drive signal S110 for the cell 110. In other words, the formula V _HPF =Vin-V _LPF (or equivalently, V _HPF +V _LPF =Vin) is satisfied, where V _HPF , V _LPF , and Vin are the voltage of the driving signal S110 and the voltage of the signal S130, respectively. It represents the voltage and the voltage of the input signal (Sn). By passing drive signal S130 through LPF 503 and outputting a higher audio band corresponding to drive signal S110 from subtraction circuit 506, crossover circuit 890A is also shown in FIG. characterized by the same unit sum as the crossover circuit 290.

위에서 볼 수 있듯이, 크로스오버 회로(890A)는 LR-4 크로스오버 네트워크의 LPF 기능을 수행하기 위해 12개의(즉, LPF(503)의 경우, 6×2=12) 덧셈 연산과, HPF 기능을 수행(구동 신호(S110)를 출력)하기 위해 하나의 (506의) 감산 연산만을 필요로 하여, 계산을 크게 단순화한다.As can be seen above, the crossover circuit 890A has 12 (i.e., 6 × 2 = 12 in the case of the LPF 503) addition operations and HPF functions to perform the LPF function of the LR-4 crossover network. Only one (506) subtraction operation is required to perform (output drive signal S110), greatly simplifying the calculation.

또한, 감산기(506)의 지연을 제외하고 신호(S130)와 신호(S110)의 합이 입력 신호(Sn)와 같고(즉, V_HPF+V_LPF=Vin), 크로스오버 회로(890A)의 출력의 합(즉, 구동 신호(S130)와 구동 신호(S110)의 합)과 입력 신호(Sn), 즉, S110 + S130 = Sn 사이에는 위상차(phase difference)가 없음을 유의한다. 이 제로 위상 편이(Zero-phase-shift) 특징은, 지연이 발생하면 위상 오정렬(phase misalignment)이 발생하고 ANC(active-noise cancelling) 회로의 효능이 저하될 수 있으므로, ANC에 매우 유용하다. 특히, ANC 분야에서 위상 응답은 진폭 응답만큼 중요하며, 평탄한 진폭 응답만으로는 높은 수준의 노이즈 제거를 달성하기에 충분하지 않다. ANC는 크로스오버 회로(890A)의 사용을 통해 완벽하게 달성될 수 있으며, 이는 전체 주파수 범위에서 평탄한 진폭 응답을 나타낼 뿐만 아니라 제로 위상 편이를 보장하거나 또는 입력 신호(Sn)에 대한 합산 신호(S110+S130)의 위상 편이가 예를 들어, 10°보다 작고, 25°미만의 입력 신호(Sn)에 대해 통합된 사운드(P110+P130)의 위상 지연을 달성하는 것을 보장한다.Also, except for the delay of the subtractor 506, the sum of the signals S130 and the signals S110 is equal to the input signal Sn (ie, V _HPF +V _LPF =Vin), and the output of the crossover circuit 890A Note that there is no phase difference between the sum of (that is, the sum of driving signals S130 and S110) and the input signal Sn, that is, S110 + S130 = Sn. This zero-phase-shift feature is very useful for ANC, as any delay can cause phase misalignment and reduce the effectiveness of the active-noise canceling (ANC) circuit. Especially in ANC applications, the phase response is just as important as the amplitude response, and a flat amplitude response alone is not sufficient to achieve a high level of noise rejection. ANC can be fully achieved through the use of the crossover circuit 890A, which not only exhibits a flat amplitude response over the entire frequency range, but also guarantees zero phase shift or the sum signal S110+ to the input signal Sn. S130) is less than 10°, for example, and achieves a phase delay of the integrated sound P110+P130 for the input signal Sn of less than 25°.

수식 V_HPF+V_LPF=Vin의 일반성 때문에, 크로스오버 회로(890A)의 LPF(503)는 LR4로 제한되지 않는다. 임의의 저역 통과 필터를 사용하여 상이한 시스템 설계에 대한 특정 목적을 충족할 수 있다. 예를 들어, 6차 또는 8차 LPF가 채택되어 셀(130)에 대해 더 빠른 컷오프율(sharper cutoff rate)(즉, 더 가파른 주파수 응답 기울기)을 생성할 수 있다. V_HPF+V_LPF=Vin의 일반성으로 인해, LPF(503)에 대응하는 더 빠른 주파수 응답 컷오프율이 셀(110)에 대한 구동 신호(S110)에 각인되는(imprint) 반면, 셀(110 및 130)에 대한 크로스오버 회로(890A)의 조합된 출력은 항상 입력 신호(Sn)에 대해 같고, 항상 입력 신호(Sn)에 대해 제로 위상 편이를 갖는다.Due to the generality of the formula V _HPF +V _LPF =Vin, LPF 503 of crossover circuit 890A is not limited to LR4. Any low pass filter can be used to meet specific objectives for different system designs. For example, a 6th or 8th order LPF may be employed to produce a sharper cutoff rate (ie, steeper frequency response slope) for cell 130 . Due to the generality of V _HPF +V _LPF =Vin, a faster frequency response cutoff factor corresponding to LPF 503 is imprinted in drive signal S110 for cell 110, whereas cells 110 and 130 The combined output of crossover circuit 890A for ) is always equal to input signal Sn and always has zero phase shift with respect to input signal Sn.

회로(890A)의 실시 예는 아날로그 또는 디지털일 수 있다. 아날로그 실시 예에서, LPF(503)는 다단 연산 증폭기(multi-stage operational amplifier)에 의해 구현될 수 있고, 506의 감산 기능은 차동 증폭기로서 또는 증폭기(502)의 입력단 회로 토폴로지의 일부로서 구현될 수 있다. 디지털 실시 예에서, LPF(503)는 미국 가출원 번호 제63/079,680호에서 논의된 것과 같은 BiQuad 필터로 구현될 수 있고, 감산기(506)는 지연을 최소화하기 위해 조합 논리 게이트로 구현될 수 있다. 이러한 회로의 세부 사항은 연산 증폭기 설계 및/또는 디지털 회로 설계 분야에서 잘 문서화되어 있으며, 간결성을 위해 여기에서는 생략한다.An embodiment of circuit 890A may be analog or digital. In an analog embodiment, LPF 503 may be implemented by a multi-stage operational amplifier, and the subtraction function of 506 may be implemented as a differential amplifier or as part of the input circuit topology of amplifier 502. have. In a digital embodiment, LPF 503 may be implemented with a BiQuad filter such as discussed in US Provisional Application Serial No. 63/079,680, and subtractor 506 may be implemented with combinational logic gates to minimize delay. The details of these circuits are well documented in the field of op amp design and/or digital circuit design, and are omitted here for brevity.

890A에 대한 대안으로서, 도 8의 (b)에 도시된 크로스오버 회로(890B)는 셀(110)에 대한 구동 신호(S110)를 출력하도록 구성된 HPF(501)를 포함할 수 있지만, 도 2에 도시된 LPF(503)는 크로스오버 회로(890B)의 감산 회로(506)로 대체된다.As an alternative to 890A, crossover circuit 890B shown in FIG. 8(b) may include HPF 501 configured to output drive signal S110 for cell 110, but in FIG. The illustrated LPF 503 is replaced by subtraction circuit 506 of crossover circuit 890B.

위에서 도시된 바와 같이 MEMS 사운드 생성 셀의 0에 가까운 위상 래그(near-zero-phase lag)뿐만 아니라 도 8에 도시된 크로스오버 회로 중 하나에 의해 기여된 제로 위상 편이가 주어지면, 본 출원에서의 SPD는 ANC 능력을 갖춘 웨어러블 청각 디바이스(hearing device)에 적용될 수 있다.Given the near-zero-phase lag of the MEMS sound-producing cells as shown above, as well as the zero-phase shift contributed by one of the crossover circuits shown in FIG. 8, in this application SPD can be applied to a wearable hearing device with ANC capability.

셀 어레이의 셀들은 두 가지 이상의 유형으로 나뉠 수 있다. 예를 들어, 도 9는 본 출원의 실시 예에 따른 3-웨이 SPD(90)의 개략도이다. 도 9의 (a)는 SPD(90)의 구조를 나타낸다. 도 9의 (b)는 SPD(90)의 크로스오버 회로(990)에 대응하는 주파수 응답을 예시한다.The cells of a cell array can be divided into two or more types. For example, FIG. 9 is a schematic diagram of a 3-way SPD 90 according to an embodiment of the present application. Figure 9 (a) shows the structure of the SPD (90). 9(b) illustrates a frequency response corresponding to the crossover circuit 990 of the SPD 90.

SPD(90)의 사운드 발생/생성 셀 어레이(900A)는 서로 다른 유형의 셀(110, 130, 120)을 포함할 수 있다. 예를 들어, 도 10은 본 출원의 실시 예에 따른 사운드 발생/생성 셀 어레이(900B)의 평면도를 예시하는 개략도이다. 도 9에 도시된 셀 어레이(900A)는 셀 어레이(900B)로 구현될 수 있다. 셀 어레이(900B)는 MR1에 대응하는 주파수 대역을 커버하고 사운드/압력(P110)을 생성하는 2개의 트위터 셀(110), MR3에 대응하는 주파수 대역을 커버하고 사운드/압력(P130)을 생성하는 1개의 우퍼 셀(130), 및 MR2에 대응하는 주파수 대역을 커버하고 사운드/압력(P120)을 생성하는 하나의 중간 범위(mid-range) 셀(120)을 포함한다.The sound generation/production cell array 900A of the SPD 90 may include cells 110, 130, and 120 of different types. For example, FIG. 10 is a schematic diagram illustrating a top view of a sound generating/producing cell array 900B according to an embodiment of the present application. The cell array 900A shown in FIG. 9 may be implemented as a cell array 900B. The cell array 900B includes two tweeter cells 110 that cover a frequency band corresponding to MR1 and generate sound/pressure P110, and cover a frequency band corresponding to MR3 and generate sound/pressure P130. One woofer cell 130, and one mid-range cell 120 covering a frequency band corresponding to MR2 and generating sound/pressure P120.

유사하게, 중간 범위 사운드 생성 셀(120)은 제1 오디오 대역 및 제2 오디오 대역과는 상이한, 제3 오디오 대역 상에서 음향 사운드(acoustic sound)(P120)를 생성하도록 구성된다. 구동 신호(S120)에 대응하는 제3 오디오 대역은 최대 주파수(f_max,S120)에 의해 상한이 제한된다. 중간 범위 셀(120) 내의 멤브레인(120M)의 공진 주파수(f_r,120)는 최대 주파수(f_max,S120) 보다 높다.Similarly, the mid-range sound producing cells 120 are configured to generate acoustic sound P120 on a third audio band, different from the first audio band and the second audio band. The upper limit of the third audio band corresponding to the driving signal S120 is limited by the maximum frequency f _{max, S120} . The resonant frequency (f _r,120 ) of the membrane 120M in the mid-range cell 120 is higher than the maximum frequency (f _max,S120 ).

일 실시 예에서, 셀(120)은 중간 범위 주파수를 커버하기 위한 중간 범위 드라이버로서 기능할 수 있다. 멤브레인(120M)(중간 범위 셀(120) 내부)의 면적은 멤브레인(110M)(트위터 셀(110) 내부)의 면적보다 크고, 멤브레인(130M)(우퍼 셀(110) 내부)보다 작지만, (중간 범위) 멤브레인(120M)의 공진 주파수는 (트위터) 멤브레인(110M)의 공진 주파수보다 낮고 (우퍼) 멤브레인(130M)의 공진 주파수보다 높을 수 있다. 일 실시 예에서, (중간 범위) 셀(120)의 공진 주파수는 구동 신호(S120)와 구동 신호(S110) 사이의 크로스오버 주파수(fcx2)보다 상당히 높을 수 있다(나중에 자세히 설명됨). 실제로, MR3과 MR2에 대응하는 오디오 대역 간 크로스오버 주파수(fcx1)은 300Hz ~ 1KHz 범위에 있을 수 있고, MR1과 MR2에 대응하는 오디오 대역 간 크로스오버 주파수(fcx2)는 2KHz 내지 6KHz 범위에 있을 수 있다.In one embodiment, cell 120 may function as a mid-range driver to cover mid-range frequencies. The area of membrane 120M (inside midrange cell 120) is larger than that of membrane 110M (inside tweeter cell 110) and smaller than that of membrane 130M (inside woofer cell 110), but (middle Range) The resonance frequency of the membrane 120M may be lower than that of the (tweeter) membrane 110M and higher than that of the (woofer) membrane 130M. In one embodiment, the resonant frequency of the (midrange) cell 120 may be significantly higher than the crossover frequency fcx2 between drive signal S120 and drive signal S110 (described in detail later). In practice, the crossover frequency between audio bands corresponding to MR3 and MR2 (fcx1) may be in the range of 300 Hz to 1 KHz, and the crossover frequency between audio bands (fcx2) corresponding to MR1 and MR2 may be in the range of 2 KHz to 6 KHz. have.

일 실시 예에서, 셀(110, 120, 130)은 SOI(Silicon-On-Insulator) 또는 POI(Poly-On-Insulator) 웨이퍼로 만들어 질 수 있으며; Si 층 또는 Poly 층은 멤브레인(110M, 120M, 130M)을 형성하며; SOI 또는 POI 웨이퍼의 Si 기판은 셀 간 격벽(cell-to-cell partition wall)(102) 및 전체 칩 경계벽(overall chip border wall)(106)을 형성한다. 일 실시 예에서, 셀(110, 120, 130)은 모놀리식(monolithic) 실리콘 기판으로 제조될 수 있고 일체로 형성될 수 있으므로, 셀(110, 120, 130)은 동일한 물질로 형성되고 이들의 연결에는 기계적 조인트(mechanical joint)가 없다.In one embodiment, the cells 110, 120, and 130 may be made of silicon-on-insulator (SOI) or poly-on-insulator (POI) wafers; The Si layer or the Poly layer forms the membranes 110M, 120M, and 130M; The Si substrate of the SOI or POI wafer forms a cell-to-cell partition wall 102 and an overall chip border wall 106. In one embodiment, cells 110, 120, and 130 may be fabricated from a monolithic silicon substrate and formed integrally, such that cells 110, 120, and 130 are formed of the same material and their There are no mechanical joints in the connection.

도 9에 도시된 크로스오버 회로(990)는 입력 신호(Sn)를 3개의 구동 신호(S110, S120, S130)로 파티셔닝하여 각각 셀(110, 120, 130)로 전달되도록 구성된다. 크로스오버 회로(990)는 입력 신호(Sn)에 따라 구동 신호(S130, S120, S110)를 생성하기 위해 저역 통과 필터링 동작, 대역 통과 필터링 동작 및 고역 통과 필터링 동작을 수행해야 할 수 있다. 일 실시 예에서, 크로스오버 회로(990)는 HPF(501)(고역 통과 필터링 동작을 수행하기 위해), LPF(503)(저역 통과 필터링 동작을 수행하기 위해) 및 셀(120)을 위한 대역 통과 필터를 포함할 수 있다.The crossover circuit 990 shown in FIG. 9 is configured to partition the input signal Sn into three driving signals S110, S120, and S130 to be transmitted to the cells 110, 120, and 130, respectively. The crossover circuit 990 may need to perform low-pass filtering, band-pass filtering, and high-pass filtering to generate driving signals S130, S120, and S110 according to the input signal Sn. In one embodiment, crossover circuit 990 is a band pass for HPF 501 (to perform high pass filtering operations), LPF 503 (to perform low pass filtering operations) and cell 120. May contain filters.

다른 실시 예에서, 위상 래그(lag)/편이를 감소시키거나 제로 위상 편이를 달성하기 위해, 감산기가 필터링 동작(들)을 수행하도록 포함될 수 있다. 도 11에 도시된 바와 같이, 크로스오버 회로(990')가 도시되어 있다. 크로스오버 회로(990')는 LPF(503, 593) 및 감산기(506, 596)를 포함한다. LPF(503)는 fcx1에서 컷오프 주파수를 가질 수 있고, LPF(593)는 fcx2에서 컷오프 주파수를 가질 수 있다. 현재 실시 예에서, fcx2 > fcx1이다. 감산기(596)의 "+"로 표시된 양의 입력 단자는 LPF(503)의 입력 단자에 연결되고; 감산기(506)의 "+"로 표시된 양의 입력 단자는 LPF(593)의 입력 단자에 연결되며; 감산기(596)의 "-"로 표시된 음의 입력 단자는 LPF(503)의 출력 단자에 연결되고; 감산기(506)의 "-"로 표시된 음의 입력 단자는 LPF(593)의 출력 단자에 연결된다. LPF(503)의 입력 단자는 입력 신호(Sn)을 수신한다.In another embodiment, a subtracter may be included to perform filtering operation(s) to reduce phase lag/shift or achieve zero phase shift. As shown in FIG. 11, a crossover circuit 990' is shown. The crossover circuit 990' includes LPFs 503 and 593 and subtractors 506 and 596. LPF 503 may have a cutoff frequency at fcx1, and LPF 593 may have a cutoff frequency at fcx2. In the current embodiment, fcx2 > fcx1. The positive input terminal marked “+” of the subtractor 596 is connected to the input terminal of the LPF 503; The positive input terminal marked "+" of the subtractor 506 is connected to the input terminal of the LPF 593; The negative input terminal marked "-" of the subtractor 596 is connected to the output terminal of the LPF 503; The negative input terminal marked “-” of the subtractor 506 is connected to the output terminal of the LPF 593. An input terminal of the LPF 503 receives an input signal (Sn).

대역 통과 필터링 동작의 기능은 LPF(503)에서 출력 신호를 가져와서 이를 감산기(596)의 음의 입력 단자에 연결하여 LPF(503)의 입력 신호 즉, Sn에서 감산하고, 그리고 LPF(503)에 의한 결과 신호(감산기(596)에 의해 생성됨)에 대해 저역 통과 필터링 동작을 수행하는 것에 의해 수행된다. HPF(501)(또는 고역 통과 필터링 동작)의 기능은 LPF(593)에서 출력 신호를 가져와서 이를 감산기(506)의 음의 입력 단자에 연결하여 LPF(593)의 입력 신호에서 감산하는 것에 의해 수행된다.The function of the band pass filtering operation is to take the output signal from LPF 503 and connect it to the negative input terminal of subtractor 596 to subtract from the input signal of LPF 503, i.e. Sn, and to LPF 503. It is performed by performing a low-pass filtering operation on the resultant signal (generated by subtractor 596). The function of HPF 501 (or high pass filtering operation) is performed by taking the output signal from LPF 593 and subtracting it from the input signal of LPF 593 by connecting it to the negative input terminal of subtractor 506. do.

감도 보상 블록(502, 592)에 대해 G1 = G2 = 1인 경우, S110 S120 S130으로 표현되는 크로스오버 회로(990)의 출력 신호의 합은 자동으로 단위 합, 주파수 범위에 대한 평탄도 및 그리고 제로 위상 편이 특성을 갖는다. 즉, S110 + S120 + S130 = Sn(G1 = G2 = 1일 때)이다. 또한, (fx1에서) MR3과 MR2 사이의 크로스오버는 MR3과 MR2가 자동으로 6dB 감소한 주파수 상에 떨어지며(fall), (fx2에서) MR1과 MR2 사이의 크로스오버는 MR1과 MR2가 자동으로 6dB 감소한 주파수 상에 떨어진다. 주파수(fcx1, fcx2)는 크로스오버 회로(990')의 크로스오버 주파수로 간주될 수 있다. 일 실시 예에서, fcx1 < f_r,130 < fcx2 < f_r,120 < f_max,S110 < f_r,110이며, f_r,120은 멤브레인(120M)의 공진 주파수를 나타낸다.When G1 = G2 = 1 for the sensitivity compensation blocks 502 and 592, the sum of the output signals of the crossover circuit 990, represented by S110 S120 S130, is automatically a unit sum, flatness over the frequency range, and zero It has a phase shift characteristic. That is, S110 + S120 + S130 = Sn (when G1 = G2 = 1). Also, the crossover between MR3 and MR2 (at fx1) will automatically fall on frequency with MR3 and MR2 automatically attenuated by 6dB, and the crossover between MR1 and MR2 (at fx2) will automatically fall on frequency with MR1 and MR2 attenuated by 6dB. falls on frequency. The frequencies fcx1 and fcx2 may be regarded as crossover frequencies of the crossover circuit 990'. In one embodiment, fcx1 < f _r,130 < fcx2 < f _r,120 < f _max,S110 < f _r,110 , and f _r,120 represents the resonance frequency of the membrane 120M.

일 실시 예에서, 입력 신호(Sn)는 48Ksps(kilo samples per second) 또는 96Ksps 샘플 레이트에서 펄스 코드 변조(pulse-code modulation, PCM) 포맷일 수 있다.In one embodiment, the input signal Sn may be in pulse-code modulation (PCM) format at a sample rate of 48 kilo samples per second (Ksps) or 96 Ksps.

본 출원의 일 측면에서, 입력 신호(Sn)를 다중 주파수 대역으로 파티셔닝하는 것에 의해, 미국 가출원 번호 제62/897,365호 및/또는 미국 특허 번호 제10,805,751호에 개시된 바와 같이 최대 입력 주파수(즉, 구동 신호(S120 또는 S130)의 최대 주파수)를 멤브레인의 공진 주파수보다 상당히 낮게 하면서, 멤브레인(예: 멤브레인(120M 또는 130M))의 공진 주파수를 낮출 수 있다. 따라서, 본 출원은 미국 가출원 번호 제62/897,365호 및/또는 미국 특허 번호 제10,805,751호에 개시된 설계 원칙에 따른 사운드 품질 및 생성의 일관성을 희생하지 않고, 낮은 멤브레인 강성, 증가된 멤브레인 컴플라이언스, 더 효과적인 멤브레인 설계, 셀(예: 셀(120 및 130))의 개선된 단위 실리콘 면적 사운드 생성 효능(unit silicon area sound generating efficacy)을 가질 수 있다.In one aspect of the present application, by partitioning the input signal (Sn) into multiple frequency bands, the maximum input frequency (i.e., drive The resonance frequency of the membrane (eg, the membrane 120M or 130M) may be lowered while the maximum frequency of the signal S120 or S130 is significantly lower than the resonance frequency of the membrane. Accordingly, the present application provides lower membrane stiffness, increased membrane compliance, more effective sound quality without sacrificing sound quality and consistency of production according to the design principles disclosed in US Provisional Application No. 62/897,365 and/or US Patent No. 10,805,751. Membrane designs, cells (eg, cells 120 and 130) may have improved unit silicon area sound generating efficacy.

본 출원의 또 다른 측면에서, 입력 신호(Sn)를 다중 주파수 대역으로 파티셔닝하는 것에 의해, 멤브레인 패턴(예: 멤브레인 패턴(310))을 구성하는 슬릿(들)을 통한 멤브레인 누출이, 낮은 음역의 사운드를 생성할 책임이 없는 셀(예: 셀(110))에 대해 경감될 수 있다. 따라서, 보다 효율적인 멤브레인 설계가 적용될 수 있으며, 그 결과 셀(예를 들어, 셀(120 및 130))의 단위 실리콘 면적 사운드 생성 효율이 향상될 수 있다.In another aspect of the present application, membrane leakage through the slit(s) constituting the membrane pattern (eg, the membrane pattern 310) is reduced by partitioning the input signal Sn into multiple frequency bands, It may be mitigated for cells not responsible for producing sound (e.g., cell 110). Therefore, a more efficient membrane design can be applied, and as a result, sound generation efficiency per unit silicon area of the cells (eg, cells 120 and 130) can be improved.

특히, 상술한 실시예들은 본 출원의 개념을 예시하기 위해 활용된다. 당업자는 이에 따라 수정 및 변경을 할 수 있으며, 여기에 제한되지 않는다. 예를 들어, 도 12는 본 출원의 실시예에 따른 크로스오버 회로(890C)의 개략도이다. 크로스오버 회로(890A)와 유사하게, 크로스오버 회로(890C)는 사운드 생성 셀(110 및 130)을 각각 구동하기 위해 구동 신호(S110 및 S130)를 생성한다. 크로스오버 회로(890A)와 달리, 크로스오버 회로(890C)는 필터(507)를 더 포함한다. 필터(507)는 필터(503)의 출력 단자와 감산 회로(506)의 음의 입력 단자("-"로 표시됨) 사이에 연결된다. 필터(507)의 목적은 감산 회로(506)의 음의 입력 단자에 전달된 신호가 사운드 생성 셀(130)에 의해 생성된 음향 사운드(P130)를 에뮬레이트(emulate)하도록 사운드 생성 셀(130)을 에뮬레이트하는 것이다. 이와 관련하여, 필터(507) 및 사운드 생성 셀(130)은 실질적으로 동일한 전달 함수(transfer function) 또는 실질적으로 동일한 주파수 응답(frequency response)을 갖는다. 다시 말해서, 필터(507)와 제2 사운드 생성 셀(130)(우퍼)의 주파수 응답 또는 전달 함수는 실질적으로 동일하다.In particular, the embodiments described above are utilized to illustrate the concept of the present application. A person skilled in the art may make modifications and changes accordingly, but is not limited thereto. For example, FIG. 12 is a schematic diagram of a crossover circuit 890C according to an embodiment of the present application. Similar to crossover circuit 890A, crossover circuit 890C generates drive signals S110 and S130 to drive sound producing cells 110 and 130, respectively. Unlike crossover circuit 890A, crossover circuit 890C further includes a filter 507. Filter 507 is connected between the output terminal of filter 503 and the negative input terminal (indicated by "-") of subtraction circuit 506. The purpose of the filter 507 is to direct the sound producing cells 130 such that the signal passed to the negative input terminal of the subtraction circuit 506 emulates the acoustic sound P130 produced by the sound producing cells 130. to emulate. In this regard, the filter 507 and the sound producing cell 130 have substantially the same transfer function or substantially the same frequency response. In other words, the frequency response or transfer function of the filter 507 and the second sound producing cell 130 (woofer) are substantially the same.

본 출원에서, 주파수 응답(또는 전달 함수) H₁ 및 H₂가 실질적으로 동일하다는 것은, || H₁(f) - H₂ (f)||² ≤ε·|| H₂(f) ||² 또는 || H₁(s) - H₂ (s)||² ≤ε·|| H₂(s) ||²가 만족된다는 것을 의미하며, 여기서, || H(f) ||² 및 || H(s) ||²는 주파수 도메인(domain) 변수 f 또는 라플라스(Laplace) 도메인 변수 s에 의해 표현되는 임의의 전달 함수 또는 주파수 응답의 에너지를 나타낼 수 있고, ε는 예를 들어 10^-1, 10^-2, 10^-3 또는 그 이하일 수 있는 작은 수를 나타낸다. H₁ 및 H₂ 가 실질적으로 동일하다는 것은 또한 H₁(f)가 H₂(f)도 평평한(flat) 스펙트럼 상에서 평평하다는 것을 의미할 수 있으며, H₁(f)는 (공진) 주파수에서 피크(peak)를 가지며, H₂(f)도 그 (공진) 주파수에서 피크를 가진다. In this application, the frequency response (or transfer function) H ₁ and H ₂ are substantially the same means that || H ₁ ( f ) - H ₂ ( f )|| ² ≤ ε ·|| H ₂ ( f ) || ² or || H ₁ ( s ) - H ₂ ( s )|| ² ≤ ε ·|| H ₂ ( s ) || ² is satisfied, where || H( f ) || ² and || H( s ) || ² can represent the energy of any transfer function or frequency response represented by a frequency domain variable f or a Laplace domain variable s, and ε is for example 10 ^-1 , 10 ^-2 , 10 ^- Represents a small number that can be ³ or less. H ₁ and H ₂ being substantially equal can also mean that H ₁ ( f ) and H ₂ ( f ) are also flat on a flat spectrum, with H ₁ ( f ) having a peak at the (resonant) frequency. (peak), and H ₂ ( f ) also has a peak at its (resonant) frequency.

따라서, 입력 신호(Sn)에 대한 통합 사운드(aggregated sound)의 위상 편이는 가청 대역(audible band) 내에서 (대부분/거의(almost/near)) 0이다. P110+P130으로 표시되는 통합 사운드은 사운드 생성 셀(110)(트위터)에 의해 생성된 음향 사운드 P110과 사운드 생성 셀(130)에 의해 생성된 음향 사운드 P130(우퍼)의 통합이다. 입력 신호(Sn)에 대한 통합 사운드의 위상 편이가 25°보다 작은 한, 본 출원의 요건을 만족하며, 이는 본 출원의 범위 내에 있다.Accordingly, the phase shift of the aggregated sound with respect to the input signal Sn is (almost/near) zero within the audible band. The integrated sound denoted P110+P130 is the integration of the acoustic sound P110 generated by the sound producing cell 110 (tweeter) and the acoustic sound P130 (woofer) generated by the sound producing cell 130. As long as the phase shift of the integrated sound with respect to the input signal Sn is smaller than 25°, the requirements of the present application are satisfied, which is within the scope of the present application.

(거의) 제로 위상 편이는 도 13에 의해 검증될 수 있다. 도 13은 음향 사운드 P110, P130 및 P110+ P130의 위상 응답을 나타낸다. 도 13에서 알 수 있는 바와 같이, 음향 사운드 P110+P130의 위상 응답 또는 입력 신호(Sn)에 대한 통합 사운드 P110+P130의 위상 편이는 가청 주파수 대역 내에서 25°보다 작다(예: 가청 주파수 대역이 16KHz로 상한이 제한될 수 있음).A (nearly) zero phase shift can be verified by FIG. 13 . 13 shows the phase response of acoustic sounds P110, P130 and P110+P130. As can be seen from FIG. 13, the phase response of the acoustic sound P110+P130 or the phase shift of the integrated sound P110+P130 with respect to the input signal Sn is less than 25° within the audible frequency band (e.g., the audible frequency band may be capped at 16 KHz).

한마디로, 사운드 생성 셀(130)을 에뮬레이트하도록 구성된 필터(507)는 입력 신호(Sn)에 대해 통합된 사운드의 (거의) 제로 위상 편이를 촉진할(facilitate) 수 있다.In short, the filter 507 configured to emulate the sound producing cell 130 may facilitate a (nearly) zero phase shift of the integrated sound with respect to the input signal Sn.

도 14는 통합 음향 사운드 P110+P130, 음향 사운드 P130의 진폭 응답을 나타낸다. 도 14에 도시된 바와 같이, 음향 사운드 P110+P130의 진폭 응답은 가청 주파수 대역 내에서 실질적으로 평평하다.14 shows the amplitude response of integrated acoustic sound P110+P130, acoustic sound P130. As shown in Fig. 14, the amplitude response of the acoustic sound P110+P130 is substantially flat within the audible frequency band.

도 14는 또한 H_eq,HPF = 1- H₅₀₃·H₅₀₇에 의해 계산된 등가 고역 통과 필터(equivalent high pass filter)의 진폭 응답을 보여주며, 이는 고역 통과 필터 동작(operation)에 상당하다. 여기서, H₅₀₃/H₅₀₇은 필터(503/507)의 주파수 응답(또는 이에 상응하는 전달 함수)을 나타낸다. 고역 통과 필터 동작 H_eq,HPF은 입력 신호(Sn)에 대한 감산 회로(506)의 출력 신호의 비율을 나타낸다.Figure 14 also shows the amplitude response of the equivalent high pass filter calculated by H _eq,HPF = 1 - H ₅₀₃ H ₅₀₇ , which corresponds to the high pass filter operation. Here, H ₅₀₃ /H ₅₀₇ denotes the frequency response (or transfer function corresponding thereto) of the filters 503/507. The high pass filter operation H _eq,HPF represents the ratio of the output signal of the subtraction circuit 506 to the input signal Sn.

도 14에서 알 수 있는 바와 같이, 등가 고역 통과 필터 H_eq,HPF의 진폭 응답은 320Hz와 1.26KHz 사이의 주파수 대역 내에서 0dB보다 크다. 0dB 이상(over-0dB)의 진폭 응답은 조합된(combined) 필터/동작 H₅₀₃·H₅₀₇의 위상 응답이 -180°에 가까울 때 발생하며, 이에 따라 조합된 필터/동작의 위상이 -180°에 가까울 때 1- H₅₀₃·H₅₀₇

1+ ||H₅₀₃·H₅₀₇||이다. 0dB 이상의 진폭 응답은 사운드 생성 셀(들)(110)이 MEMS SPD일 때 사운드 생성 셀(110), 특히 트위터의 물리적 디바이스 요구(demand)를 증가시킬 것이다. 예를 들어, 사운드 생성 셀(110)은 멤브레인 변위 대 SPL 관계에 대해 더 큰 선형 영역/범위(region/range)를 갖거나 또는 더 큰 멤브레인 변위를 생성할 수 있도록 요구될 수 있으며, 이는 사운드 생성 셀(110)의 비용(cost)을 증가시킬 수 있다.As can be seen in FIG. 14, the amplitude response of the equivalent high-pass filter H _eq,HPF is greater than 0 dB within a frequency band between 320 Hz and 1.26 KHz. An amplitude response of over-0dB occurs when the phase response of the combined filter/action H ₅₀₃ · H ₅₀₇ is close to -180°, so the phase of the combined filter/action is -180°. When close to 1- H ₅₀₃ H ₅₀₇

1+ ||H ₅₀₃ ·H ₅₀₇ ||. An amplitude response of 0 dB or greater will increase the physical device demand of the sound-producing cell 110, especially the tweeter, when the sound-producing cell(s) 110 is a MEMS SPD. For example, the sound producing cell 110 may be required to have a larger linear region/range for the membrane displacement versus SPL relationship or to be able to produce a larger membrane displacement, which results in a sound producing cell 110. The cost of the cell 110 may be increased.

0dB 이상의 진폭 응답 또는 영향(effect)은 저역 통과 필터인 필터(503)를 신중하게 설계함으로써 완화될 수 있다. 일 실시예에서, 필터(503)는 도 5에 도시된 바와 같이 제1 서브 필터(5031) 및 제2 서브 필터(5032)를 포함할 수 있다.Amplitude responses or effects above 0 dB can be mitigated by carefully designing filter 503, which is a low pass filter. In one embodiment, the filter 503 may include a first sub-filter 5031 and a second sub-filter 5032 as shown in FIG. 5 .

제1 서브 필터(5031)는 필터(503)의 위상 변이/응답이 -180°에 가까울 때 약한 감쇠(mild attenuation)를 제공하도록 구성된다. 이러한 목표를 달성하기 위해, 일 실시예에서, 제1 서브 필터(5031)는 낮은 필터 차수를 갖는 버터워스(Butterworth) 필터일 수 있다. 예를 들어, 제1 서브 필터(5031)는 2차 버터워스 필터일 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.The first sub-filter 5031 is configured to provide mild attenuation when the phase shift/response of filter 503 is close to -180°. To achieve this goal, in one embodiment, the first sub-filter 5031 may be a Butterworth filter with a low filter order. For example, the first sub-filter 5031 may be a second-order Butterworth filter, but is not limited thereto.

제2 서브 필터(5032)는 공진 주파수 f_r,130에서 사운드 생성 셀(130)(우퍼)에 의해 초래되는 피크 이득을 억제하도록 구성되며, 이는 도 14에 도시된 3.08KHz, 공진 주파수 f_r,130에서 사운드 P130에 의해 예시된다. 필터(507)는 사운드 생성 셀(130)을 에뮬레이트하기 위한 것이고, 사운드 생성 셀(130)은 공진 주파수 f_r,130에서 진폭 응답의 피크를 가질 수 있다는 점에 유의한다. 필터(507)는 또한 공진 주파수 f_r,130 근처에서 진폭 응답의 피크를 가질 수 있다(또는 가져야 한다).The second sub-filter 5032 is configured to suppress the peak gain caused by the sound producing cell 130 (woofer) at a resonance frequency f _r,130 , which is shown in FIG. 14 at a resonance frequency f _r, 3.08 KHz. ₁₃₀ is illustrated by sound P130. Note that the filter 507 is to emulate the sound producing cell 130, and the sound producing cell 130 may have a peak of the amplitude response at the resonant frequency f _r,130 . Filter 507 may also have (or should have) a peak in amplitude response near the resonant frequency f _r,130 .

공진 주파수 f_r,130에서 충분한 억제를 제공하기 위해, 교차 주파수(cross-over frequency) fcx가 일반적으로 공진 주파수 f_r,130에 가깝고(또는 약간 더 낮음), 제1 서브 필터(5031)가 약한 감쇠만을 제공한다는 점을 감안할 때, 제2 서브 필터(5032)는 급격한(sharp) 전이(transition) 진폭 응답을 가질 것으로 예상된다. 동일한 필터 차수를 갖는 급격한 전이 응답의 특징을 갖는 타원형(Elliptical) 필터는 제2 서브 필터(5032)에 대한 좋은 옵션일 수 있다. 또한, 홀수 필터 차수를 가지는 타원형 필터는 DC(direct current) 주파수에서 단위 이득을 가지며, 이는 서브 필터(5032)로 활용될 것을 제안한다. 일 실시예에서, 제2 서브 필터(5032)는 5차 타원형 필터일 수 있으나, 이에 제한되는 것은 아니다.To provide sufficient suppression at the resonant frequency f _r,130 , the cross-over frequency fcx is usually close to (or slightly lower than) the resonant frequency f _r,130 and the first subfilter 5031 is weak. Given that it only provides attenuation, the second sub-filter 5032 is expected to have a sharp transition amplitude response. An elliptical filter having a sharp transition response with the same filter order may be a good option for the second sub-filter 5032. In addition, an elliptical filter having an odd filter order has unity gain at a DC (direct current) frequency, and it is proposed to be used as a sub-filter 5032. In one embodiment, the second sub-filter 5032 may be a 5th order elliptical filter, but is not limited thereto.

또한, 타원형 필터는 통과대역에 리플(ripple)(들)이 있다. 타원형 필터의 필터 파라미터는 타원형 필터의 통과대역 리플이 -180° 위상 편이가 있는 주파수에 있고 약한 감쇠에 도움이 되도록 적절하게 선택될 수 있으며, 결과적으로 등가 고역 통과 필터의 0dB 이상 이득이 타원형 필터에 의해 초래되는 통과대역 리플로 인해 더욱 감소된다.Also, elliptical filters have ripple(s) in the passband. The filter parameters of the elliptical filter can be chosen appropriately so that the passband ripple of the elliptical filter is at a frequency with a -180° phase shift and is conducive to weak attenuation, resulting in a gain greater than 0 dB of the equivalent high-pass filter in the elliptical filter. It is further reduced due to the passband ripple caused by

서브 필터들(5031 및 5032)에 의해 필터(503)를 구현하는 효과는 도 16에 의해 검증될 수 있다. 도 16은 제1 등가 고역 통과 필터(H_eq,HPF,1로 표시됨) 및 제2 등가 고역 통과 필터(H_eq,HPF,2로 표시됨)의 진폭 응답을 예시한다. 1차 등가 고역 통과 필터 H_eq,HPF,1내에서, 6차 버터워스 필터가 전체 필터(entire filter)(503)로 사용되며; 제2 등가 고역 통과 필터 H_eq,HPF,2내에서, 제1 서브 필터(5031)로서의 2차 버터워스 필터와 제2 서브 필터(5032)로서의 5차 타원형 필터가 사용된다. 도 16에 도시된 바와 같이, 등가 고역 통과 필터 H_eq,HPF,1의 0dB 이상 이득은 6.34dB이고, 제2 등가 고역 통과 필터 H_eq,HPF,2의 0dB 이상 이득은 2.93dB로 감소하여, 결과적으로 3.41dB 감소하며, 이는 사운드 생성 셀(110)에 대한 물리적 디바이스 요건을 완화한다.The effect of implementing the filter 503 by the sub-filters 5031 and 5032 can be verified by FIG. 16 . 16 illustrates the amplitude response of a first equivalent high pass filter (denoted H _eq,HPF,1 ) and a second equivalent high pass filter (denoted H _eq,HPF,2 ). Within the first-order equivalent high-pass filter H _eq,HPF,1 , a 6-order Butterworth filter is used as the entire filter 503; Within the second equivalent high-pass filter H _eq,HPF,2 , a second-order Butterworth filter as the first sub-filter 5031 and a fifth-order elliptical filter as the second sub-filter 5032 are used. As shown in FIG. 16, the gain of 0 dB or more of the equivalent high-pass filter H _eq,HPF,1 is 6.34 dB, and the gain of 0 dB or more of the second equivalent high-pass filter H _eq,HPF,2 is reduced to 2.93 dB, The result is a 3.41 dB reduction, which relaxes the physical device requirements for the sound producing cell 110.

한마디로, 감산 회로(506)의 출력 신호 대 감산 회로(506)의 양의 입력 단자에 입력된 입력 신호(Sn)의 비율은, 필터(503)가 약 -180°위상 편이에서 약한 감쇠를 제공하고 사운드 생성 셀(130)의 진폭 응답의 피크 이득을 억제하므로, 덜 긍정적일 수 있다.In short, the ratio of the output signal of the subtraction circuit 506 to the input signal Sn input to the positive input terminal of the subtraction circuit 506 is such that the filter 503 provides weak attenuation at about -180° phase shift. and suppress the peak gain of the amplitude response of the sound producing cell 130, it may be less positive.

또한, 도 17은 본 출원의 실시예에 따른 크로스오버 회로(990C)의 개략도이다. 크로스오버 회로(990')와 유사하게, 크로스오버 회로(990C)는 사운드 생성 셀(110, 120 및 130)을 각각 구동하기 위해 구동 신호(S110, S120 및 S130)를 생성한다. 크로스오버 회로(990')와 달리, 크로스오버 회로(990C)는 필터(507 및 508)를 더 포함한다. 도 17에서. 필터(508)는 필터(593)의 출력 단자와 감산 회로(506)의 음의 입력 단자("-"로 표기됨) 사이에 결합된다. 필터(507 및 508)의 목적은 감산 회로(596 및 50)의 음의 입력 단자에 전달된 신호가 음향 사운드 P130 및 P120을 각각 에뮬레이트하도록 사운드 생성 셀(130 및 120)을 각각 에뮬레이트하는 것이다. 따라서, 필터(507)와 사운드 생성 셀(130)은 실질적으로 동일한 전달 함수 또는 실질적으로 동일한 주파수 응답을 가지며, 필터(508) 및 사운드 생성 셀(120)은 실질적으로 동일한 전달 함수 또는 실질적으로 동일한 주파수 응답을 갖는다.17 is a schematic diagram of a crossover circuit 990C according to an embodiment of the present application. Similar to crossover circuit 990', crossover circuit 990C generates drive signals S110, S120 and S130 to drive sound producing cells 110, 120 and 130, respectively. Unlike crossover circuit 990', crossover circuit 990C further includes filters 507 and 508. in Figure 17. Filter 508 is coupled between the output terminal of filter 593 and the negative input terminal (labeled “−”) of subtraction circuit 506. The purpose of filters 507 and 508 is to emulate sound producing cells 130 and 120, respectively, such that the signals passed to the negative input terminals of subtraction circuits 596 and 50 emulate acoustic sounds P130 and P120, respectively. Thus, the filter 507 and the sound producing cell 130 have substantially the same transfer function or substantially the same frequency response, and the filter 508 and the sound producing cell 120 have substantially the same transfer function or substantially the same frequency response. have a response

유사한 근거하에, 입력 신호(Sn)에 대한 통합 사운드의 위상 편이는 가청 대역 내에서 (대부분/거의) 0이다. 여기에서 P110+P120+P130으로 표시된 통합 사운드는 사운드 생성 셀(들)(110)에 의해 생성된 음향 사운드 P110, 사운드 생성 셀(들)(120)에 의해 생성된 음향 사운드 P120, 그리고 사운드 생성 셀(들)(130)에 의해 생성된 음향 사운드 P120의 통합이다. 입력 신호(Sn)에 대한 통합 사운드의 위상 편이가 25°보다 작은 한, 본 출원의 요건을 만족하며, 이는 본 출원의 범위 내에 있다.On a similar basis, the phase shift of the integrated sound with respect to the input signal Sn is (mostly/nearly) zero within the audible band. Here, the integrated sound denoted P110+P120+P130 is the acoustic sound P110 generated by the sound-producing cell(s) 110, the acoustic sound P120 generated by the sound-producing cell(s) 120, and the sound-producing cell is the integration of the acoustic sound P120 produced by (s) 130 . As long as the phase shift of the integrated sound with respect to the input signal Sn is smaller than 25°, the requirements of the present application are satisfied, which is within the scope of the present application.

당업자는 본 발명의 교시를 유지하면서 디바이스 및 방법의 수많은 수정 및 변경이 이루어질 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다. 따라서, 상기 개시는 첨부된 청구 범위의 경계(mete)와 범위(bound)에 의해서만 제한되는 것으로 해석되어야 한다. Those skilled in the art will readily appreciate that numerous modifications and variations of the devices and methods can be made while maintaining the teachings of the present invention. Accordingly, the above disclosure should be construed as limited only by the metes and bounds of the appended claims.

Claims

A crossover circuit disposed in a sound producing device (SPD),
The SPD includes first sound generating cells driven by a first driving signal and second sound generating cells driven by a second driving signal;
The crossover circuit,
a first filter - receiving an input signal at an input terminal of the first filter;
A first subtraction circuit - a first input terminal of the first subtraction circuit coupled to an input terminal of the first filter and a second input terminal of the first subtraction circuit coupled to an output terminal of the first filter. become -; and
A second filter coupled between the output terminal of the first filter and the second input terminal of the first subtraction circuit
including,
The crossover circuit generates the first driving signal according to the first output signal of the first subtraction circuit;
Wherein the crossover circuit generates the second drive signal according to the second output signal of the first filter.

According to claim 1,
wherein the second filter and the second sound producing cell have the same transfer function or the same frequency response.

According to claim 1,
The first filter includes a first sub-filter and a second sub-filter. crossover circuit.

According to claim 3,
A first filter order of the first sub-filter is smaller than a second filter order of the second sub-filter.

According to claim 3,
The first sub-filter is a Butterworth filter, a crossover circuit.

According to claim 3,
The second sub-filter is an elliptic filter, a crossover circuit.

According to claim 3,
The first sub-filter is a second-order Butterworth filter, a crossover circuit.

According to claim 3,
The second sub-filter is an odd-order elliptical filter, the crossover circuit.

According to claim 1,
the first sound producing cell generates a first acoustic sound;
the second sound producing cell generates a second acoustic sound;
an aggregated sound generated by the SPD includes the first acoustic sound and the second acoustic sound;
and a phase shift of the combined sound with respect to the input signal is less than 25°.

According to claim 1,
The SPD includes a third sound generating cell driven by a third driving signal;
The crossover circuit,
a third filter receiving the first output signal of the first subtraction circuit; and
a second subtraction circuit, the first input terminal of the second subtraction circuit coupled to the input terminal of the second filter and the second input terminal of the second subtraction circuit coupled to the output terminal of the third filter; and
A fourth filter coupled between an output terminal of the third filter and a second input terminal of the second subtraction circuit
Including,
The crossover circuit generates the first driving signal according to a third output signal of the third filter;
wherein the crossover circuit generates the third driving signal according to a fourth output signal of the second subtraction circuit.

According to claim 10,
the first sound producing cell generates a first acoustic sound;
the second sound producing cell generates a second acoustic sound;
the third sound producing cell generates a third acoustic sound;
the integrated sound produced by the SPD includes the first acoustic sound, the second acoustic sound and the third acoustic sound;
and a phase shift of the combined sound with respect to the input signal is less than 25°.