KR102276441B1 - 정류기 제어 시스템 및 제어 방법 - Google Patents

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Abstract

실시예에 따른 정류기 제어 시스템은 3상의 입력 전원을 발생시키는 전원부와, 상기 3상의 입력 전원을 입력받아 직류 전압으로 변환시키는 스위칭 정류기와, 상기 스위칭 정류기에서 변환된 상기 직류 전압이 공급되는 부하단과, 상기 스위칭 정류기에 입력되는 상기 입력 전압 및 전류를 검출하여 상기 부하단으로 출력되는 출력 파형을 제어하는 제어부를 포함하고, 상기 제어부는 k번째 입력 전압을 적분하는 제1 적분기와, 상기 제1 적분기로부터 적분된 입력 전압의 미래 예측 전압을 측정하는 미래 예측 전압 측정부와, 상기 부하단의 전압으로부터 미래 기준 전압을 측정하는 미래 기준 전압 측정부와, 상기 미래 기준 전압과 상기 미래 예측 전압의 차의 절대값을 측정하는 비용 함수 적용부와, 상기 미래 기준 전압과 상기 미래 예측 전압의 차의 절대값이 최소가 되는 스위칭 상태를 이용하여 상기 스위칭 정류기를 제어하는 스위칭 제어부를 포함할 수 있다.
실시예는 왜곡된 입력 전압을 적분하여 입력 전압에 포함된 왜곡된 성분을 제거함으로써, 왜곡된 입력 전압에 의해 출력에 왜곡이 발생되어 성능이 저하되는 것을 방지할 수 있는 효과가 있다.

Description

정류기 제어 시스템 및 제어 방법{CONTROL SYSTEM AND CONTROL METHOD FOR RECTIFYING}
실시예는 전력 효율을 향상시키기 위한 정류기 제어 시스템에 관한 것이다.
최근 전력 사용량이 증가하면서 지속적인 에너지 절약 활동과 제품의 에너지 효율 재고의 중요성이 대두되고 있다. 에너지 절약도 중요하지만 발전소로부터 공급받는 전력을 버리지 않고 사용하는 것이 매우 중요하다.
산업용 전기 제품은 상용 전원을 안정화시키기 위한 전원 변환 장치를 구비하며, 전원 변환 장치는 자동 전압 조정기(AVR), 무정전 시스템(UPS), 정류기 등이 포함된다.
이 중 3상 정류기는 3상 전압을 발생시키는 입력부와, 상기 3상의 교류 전압을 입력받아 직류 전압으로 변환하는 스위칭 정류기와, 상기 스위칭 정류기에서 변환된 직류전압을 충전하기 위한 캐패시터와, 상기 캐패시터에 충전된 전압을 입력받아 동작하는 부하단으로 구성된다.
하지만, 3상의 정류기는 각 상(phase)의 전류 왜곡 문제가 발생하고, 전류 왜곡 문제는 입력 전류에 포함된 고조파 성분에 의해 발생된다. 입력 전류에 고조파 성분이 발생되면 출력 값도 왜곡되어 정류기의 성능이 저하된다.
이를 해소하기 위해 종래에는 입력 전류을 직접 제어하는 MPC(Model Predictive Control), MPDPC와, 입력 전력을 직접 제어하는 MPCC(Model Predictive Direct Power Control) 제어 기법이 제안된 바 있다.
이러한 제어 기법은 THD(Total Harmonic Distortion) 및 출력 전압을 낮추고 있지만, 왜곡된 입력 전압으로는 THD(Total Harmonic Distortion) 및 출력 전압을 더욱 낮추는 데에는 한계점이 있다.
실시예는 왜곡된 입력 전압에 의해 출력 성능이 저하되는 것을 방지하기 위한 정류기 제어 시스템 및 제어 방법에 관한 것이다.
실시예에 따른 정류기 제어 시스템은 3상의 입력 전원을 발생시키는 전원부와, 상기 3상의 입력 전원을 입력받아 직류 전압으로 변환시키는 스위칭 정류기와, 상기 스위칭 정류기에서 변환된 상기 직류 전압이 공급되는 부하단과, 상기 스위칭 정류기에 입력되는 상기 입력 전압 및 전류를 검출하여 상기 부하단으로 출력되는 출력 파형을 제어하는 제어부를 포함하고, 상기 제어부는 k번째 입력 전압을 적분하는 제1 적분기와, 상기 제1 적분기로부터 적분된 입력 전압의 미래 예측 전압을 측정하는 미래 예측 전압 측정부와, 상기 부하단의 전압으로부터 미래 기준 전압을 측정하는 미래 기준 전압 측정부와, 상기 미래 기준 전압과 상기 미래 예측 전압의 차의 절대값을 측정하는 비용 함수 적용부와, 상기 미래 기준 전압과 상기 미래 예측 전압의 차의 절대값이 최소가 되는 스위칭 상태를 이용하여 상기 스위칭 정류기를 제어하는 스위칭 제어부를 포함할 수 있다.
상기 제어부는 상기 k번째 입력 전압을 지연시켜 k+1번째 입력 전압을 생성하는 제1 입력 전압 지연부를 더 포함할 수 있다. 상기 미래 예측 전압 측정부는 k+1번째 입력 전압을 입력받아 k+2번째 입력 전압을 예측할 수 있다. 상기 비용 함수 적용부는 k+2번째 가상 미래 전압과 k+2번째 미래 전압을 이용할 수 있다. 상기 미례 기준 전압 측정부는 상기 부하단의 전압을 PI 제어한 출력 값과 k번째 입력 전압을 2번 지연시켜 적분한 k+2 번째 입력 전원을 이용하여 상기 미래 기준 전압을 측정할 수 있다.
상기 제어부는 상기 제1 입력 전압 지연부로부터 출력된 k+1번째 입력 전압을 지연시켜 k+2번째 입력 전압을 생성하는 제2 입력 전압 지연부와, 상기 제2 입력 전압 지연부로부터 출력된 k+2번째 입력 전압을 적분하는 제2 적분기를 포함할 수 있다.
상기 미래 예측 전압 측정부는 아래의 수학식에 의해 결정될 수 있다.
<수학식>
Figure 112019060082516-pat00001
(여기서,
Figure 112021073396016-pat00002
는k+2번째 시간 단위의 미래 기준 전압의 플럭스이고,
Figure 112021073396016-pat00003
는 k+1번째 시간 단위의 미래 예측 전압의 플럭스, L은 선로 인덕턴스 이고, R은 선로 저항이고, icon은 정류기의 전류이고, vcon은 정류기의 전압이고, Ts는 샘플링 시간(sampling period)이다.)
실시예는 3상의 입력단, 스위칭 정류기, 부하단을 가지는 3상 정류기를 제어하는 방법에 있어서, 상기 3상의 입력단의 k번째 입력 전압을 적분하여 고조파 성분을 제거하는 단계와, 상기 고조파 성분이 제거된 입력 전압의 미래 예측 전압을 측정하는 단계와, 상기 3상 정류기의 부하단의 전압으로부터 미래 기준 전압을 측정하는 단계와, 상기 미래 기준 전압과 상기 미래 예측 전압의 차의 절대값을 측정하는 단계와, 상기 미래 기준 전압과 상기 미래 예측 전압의 차의 절대값이 최소가 되는 스위칭 상태를 이용하여 상기 스위칭 정류기를 제어하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 k번째 입력 전압을 지연시켜 k+1번째 입력 전압을 생성할 수 있다. 상기 미래 예측 전압을 측정하는 단계는 k+1번째 입력 전압을 입력받아 k+2번째 입력 전압을 예측할 수 있다. 상기 미래 기준 전압과 상기 미래 예측 전압의 차의 절대값을 측정하는 단계는 k+2번째 가상 미래 전압과 k+2번째 미래 전압을 이용할 수 있다.
상기 부하단의 전압을 PI 제어한 출력 값과 k번째 입력 전압을 2번 지연시켜 적분한 k+2 번째 입력 전원을 이용하여 상기 미래 기준 전압을 측정할 수 있다.
실시예는 왜곡된 입력 전압을 적분함으로써, 입력 전압에 포함된 고조파 성분을 제거할 수 있는 효과가 있다.
또한, 실시예는 입력 전압에 포함된 왜곡된 성분을 제거함으로써, 왜곡된 입력 전압에 의해 출력에 왜곡이 발생되어 성능이 저하되는 것을 방지할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 실시예에 따른 3상 정류기를 나타낸 회로도이다.
도 2는 실시예에 따른 3상 정류기의 제어 구조를 나타낸 블럭도이다.
도 3은 실시예에 따른 3상 정류기의 도 1의 한 상에 대해 간소화된 회로도이다.
도 4는 실시예에 따른 3상 정류기의 제어부 구조를 나타낸 블럭도이다.
도 5는 입력 전압과 적분한 입력 전압의 크기 및 위상 차이를 보여주는 그래프이다.
도 6 내지 도 8은 종래 3상 정류기의 제어 방식과 실시예에 따른 3상 정류기의 제어 방식에 따른 출력값을 비교한 그래프이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세하게 설명한다.
도 1은 실시예에 따른 3상 정류기를 나타낸 회로도이고, 도 2는 실시예에 따른 3상 정류기의 제어 구조를 나타낸 블럭도이고, 도 3은 실시예에 따른 3상 정류기의 도 1의 한 상에 대해 간소화된 회로도이고, 도 4는 실시예에 따른 3상 정류기의 제어부 구조를 나타낸 블럭도이고, 도 5는 입력 전압과 적분한 입력 전압의 크기 및 위상 차이를 보여주는 그래프이고, 도 6 내지 도 8은 종래 3상 정류기의 제어 방식과 실시예에 따른 3상 정류기의 제어 방식에 따른 출력값을 비교한 그래프이다.
도 1 내지 도 3을 참조하면, 실시예에 따른 3상 정류기는 전원부(100)와, 입력 전원을 입력받아 직류 전압으로 변환시키는 스위칭 정류기(200)와 상기 스위칭 정류기에서 변환된 상기 직류 전압이 공급되는 부하단(300)과, 상기 스위칭 정류기(200)에 입력되는 입력 전압 및 입력 전원을 검출하여 상기 부하단(300)으로 출력되는 출력 파형을 제어하는 제어부를 포함할 수 있다.
전원부(100)는 3개의 입력 전원을 포함할 수 있다. 3개의 입력 전원은 교류 전류를 발생시킬 수 있다. 3개의 입력 전원은 a상의 입력 전원과, b상의 입력 전원과 c상의 입력 전원을 포함할 수 있다. a상과 b상과 c상의 위상은 서로 다를 수 있다. 3개의 입력 전원과 스위칭 정류기(200) 사이에는 전송 선로가 각각 연결될 수 있다. 각각의 전송 선로에는 선로 인덕턴스(L)와 선로 저항(R)이 포함될 수 있다.
스위칭 정류기(200)는 3상의 교류 전압을 직류 전압으로 변환시킬 수 있다. 스위칭 정류기(200)는 6개의 다이오드를 포함할 수 있다. 6개의 다이오드를 통해 출력되는 출력 전류는 회로도에서 상단부 다이오드 중 하나와 하단부 다이오드 중 하나가 온되어 흐르게 된다. 즉, 상단부에서는 임의의 시간에 3상 전원 각각이 공진회로를 통과한 값들 중 전압의 크기가 양의 방향으로 가장 큰 상의 다이오드가 온되고 나머지 2개의 다이오드는 역방향 바이어스되어 오프 상태를 유지한다. 하단부에서는 역으로 3상 전원 각각이 공진회로를 통과한 값들 중 전압의 크기가 음의 방향으로 가장 큰 상의 다이오드가 온된다.
부하단(300)에는 커패시터(C)가 배치될 수 있다. 커패시터(C)는 스위칭 정류기(200)로부터 출력된 직류 전압을 제1 커패시터(C1)와 제2 커패시터(C2)로 분배 받아 충전되고, 충전된 전력은 최종적으로 부하단(300)에 공급된다.
제어부(300)는 스위칭 정류기(200)에 입력되는 전압 및 전류를 검출하고 최적의 스위칭 상태를 결정하여 출력 파형을 결정하는 역할을 한다. 제어부(300)는 종래 기술과 다르게 입력 전압의 고조파 성분을 제거하고, 고조파가 제거된 입력 전압을 이용하여 출력을 제어하기 때문에 정류기의 성능이 저하되는 것을 방지할 수 있게 된다.
더욱 구체적으로, 제어부(300)는 가상의 미래 예측 전압과, 가상의 미래 기준 전압을 측정하고 이를 비교하여 최적의 스위칭 상태를 결정할 수 있다.
이하에서는 실시예에 따른 제어부의 구성을 보다 상세히 설명한다.
도 4를 참조하면, 제어부(400)는 미례 예측 전압 측정부(430)와, 미래 기준 전압 측정부(450)와, 비용함수 적용부(460)를 포함할 수 있다.
미래 예측 전압 측정부(430)는 입력 전압으로부터 가상의 미래 예측 전압을 측정하는 역할을 한다. 미래 예측 전압은 k번째 시간 단위의 입력 전압을 적분하여 얻을 수 있다. 또한, 미래 예측 전압 측정부(430)는 스위칭 정류기(200)에 입력되는 k+1번째 시간 단위(이후, k번째, k+1번째, k+2 번째는 각각 k번째 시간 단위, K=1번째 시간 단위, k+2 번째 시간 단위를 나타냄)의 입력 전류값을 측정할 수 있다. k+1번째의 입력 전류값은 미래 전류 측정부(440)로부터 측정될 수 있다.
이하에서는 미래 예측 전압을 계산하는 과정을 상세히 설명한다.
도 3을 참조하면, 연속 시간 도메인에서의 동적 방정식은 아래의 수학식 1로 나타낼 수 있다. 여기서, x는 a,b,c 중 어느 하나의 상을 포함하고, L은 선로 인덕턴스, R은 선로 저항, Vconx는 스위칭 정류기에 걸리는 전압, Icon은 스위칭 정류기에 걸리는 전류를 지칭한다.
[수학식 1]
Figure 112019060082516-pat00004
도 3으로부터 구한 동적 방정식은 Euler approximation을 통해 수학식 2와 같이 이산 시간 영역에서의 동적 방정식으로 나타낼 수 있다. 여기서, Ts는 샘플링 주기(Sampling Period)를 나타낸다.
[수학식 2]
Figure 112019060082516-pat00005
수학식 2를 통해 αβ축에서의 k+1번째 스위칭 정류기의 예측 전류를 구하면 수학식 3과 같다. 수학식 3을 유도하기 위한 abc to αβ 변환은 아래 행렬로 표현될 수 있다.
[수학식 3]
Figure 112019060082516-pat00006
수학식 3과 동일한 방법으로 αβ축에서의 k+1번째 스위칭 정류기의 예측 전압(Vcon)을 구할 수 있다.
도 3의 동적 방정식의 양변을 적분하면 아래의 수학식 4으로 나타낼 수 있다. 여기서, Ψsx(t)는 가상 입력 전압의 플럭스를 지칭한다.
[수학식 4]
Figure 112019060082516-pat00007
상기와 같이, 입력 전압을 적분하게 되면, 도 5에 도시된 바와 같이, 크기는 1/w가 되고 위상은 -90도 바뀌게 된다. 전압을 적분하는 것은 전압을 저주파 필터에 통과시키는 것과 같기 때문에 적분된 전압을 이용하게 되면 입력 전압에 포함된 고조파를 효과적으로 제거할 수 있게 된다.
수학식 4에 의해 계산된 가상 입력 전압의 플럭스를 αβ축식으로 바꾸게 되면 아래의 수학식 5로 표현될 수 있다.
[수학식 5]
Figure 112019060082516-pat00008
수학식 5를 이용하여 k+1번째의 가상의 미래 예측 전압의 플럭스를 계산하면 아래의 수학식 6으로 표현될 수 있다.
[수학식 6]
Figure 112019060082516-pat00009
여기서, 3상 전압은 정현파 전압이므로, k번째 입력 전압을 샘플 주기(Ts) 만큼 딜레이 시키게 되면 k+1번째의 입력 전압을 수학식 7에 의해 구할 수 있다.
[수학식 7]
Figure 112019060082516-pat00010
수학식 6에 의해 Ψcon(k+1)은 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 8]
Figure 112019060082516-pat00011
수학식 8은 수학식 5를 기초로 일련의 과정을 통해 정리하면, 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 9]
Figure 112019060082516-pat00012
또한, 실제 제어에서는 지연 보상을 위해 k+2번째의 입력 전압을 이용하기 때문에 아래와 같이 수학식 10을 구할 수 있다.
[수학식 10]
Figure 112019060082516-pat00013
한편, 미래 기준 전압 측정부(450)는 부하단(300)의 전압을 이용하여 미래 기준 전압을 측정할 수 있다. 미래 기준 전압 측정부(450)는 k+2번째의 적분된 입력 전류와 부하단의 전압을 PI 제어한 출력값을 이용하여 측정할 수 있다. k+2번째의 적분된 입력 전류는 제1 입력 전압 지연부(411)와 제2 입력 전압 지연부(412)와, 제2 적분기(422)를 통해 구해질 수 있다. 부하단(300)의 전압은 부하단(300)에 연결된 PI 제어기(470)로부터 PI 제어될 수 있다.
미래 기준 전압은 수학식 5를 이용하여 아래와 같이 수학식 11을 구할 수 있다. 여기서, Ψ*con(k+1)은 αβ축의 k+1의 가상의 미래 기준 전압의 플럭스를 나타내고, Ψs(k+1)은 k+1번째의 가상의 미래 예측 전압 플럭스이고, i*con(k+1)은 αβ축의 k+1번째의 미래 기준 전류 값을 나타낸다.
[수학식 11]
Figure 112019060082516-pat00014
실제 제어에서는 지연 보상을 위해 k+2번째의 입력 전압을 이용하기 때문에 아래와 같이 수학식 11을 기초하여 수학식 12를 구할 수 있다.
[수학식 12]
Figure 112019060082516-pat00015
한편, 비용 함수 적용부(460)는 미래 기준 전압과 미래 예측 전압을 이용하여 출력값을 구할 수 있다. 비용 함수 적용부(460)는 k+2번째의 미래 기준 전압과, k+2번째의 미래 예측 전압의 차의 절대값을 구할 수 있다. 이러한 비용 함수 적용부(460)는 아래의 수학식 13으로 나타낼 수 있다.
[수학식 13]
Figure 112019060082516-pat00016
스위칭 제어부(480)는 비용 함수 적용부(460)에서 측정된 출력값이 최소가 되는 스위칭 상태에 기초하여 스위칭 정류기(200)를 제어할 수 있다.
도 6은 (a)와 (b)는 정상 상태(Steady State)에서의 MPCC 제어 방식과 실시예에 따른 MPVFC 제어 방식의 시뮬레이션 결과를 나타낸다.
정상 상태에서의 출력값(Vdc)은 종래 MPCC 제어 방식과 실시예에 따른 MPVFC 제어 방식 모두 기준 전압인 260V를 잘 따라가고 있음을 알 수 있다. 또한, 스위칭 정류기의 전류 파형이 모두 균형잡힌 모습을 보이는 것을 알 수 있다.
하지만, 종래 MPCC 제어 방식에서의 THD(Total Harmonic Distortion)를 살펴보면, a상, b상, c상이 각각 4.03%, 4.83%, 4.94%를 보여주고 있으며, 실시예에 따른 MPVFC 제어 방식에서의 THD는 a상, b상, c상이 각각 4.16%, 4.74%, 4.68%를 보여주고 있다.
정상 상태일 경우 실시예에 따른 MPVFC 제어 방식의 THD 값이 낮게 나타남을 알 수 있다. 여기서, THD는 아래의 수학식 14에 의해 측정될 수 있다.
[수학식 14]
Figure 112019060082516-pat00017
도 7은 (a)와 (b)는 정상 상태에서 a상의 입력 전압에 20%의 5차 고조파 성분이 존재할 경우의 MPCC 제어 방식과 실시예에 따른 MPVFC 제어 방식의 시뮬레이션 결과를 나타낸다.
MPCC 제어 방식과 MPVFC 제어 방식 모두 a상에서 심하게 왜곡된 것을 알 수 있다.
THD 값을 살펴보면, MPCC 제어 방식은 a상, b상, c상에서 각각 14.13%, 8.15%, 8.38%를 나타내고 있다. 반면, MPVFC 제어 방식은 a상, b상, c상에서 각각 5.28%, 4.85%, 6.41%를 나타내고 있다.
즉, 실시예에 따른 MPVFC 제어 방식은 a상이 심하게 왜곡되었음에도 불구하고, 전류 왜곡이 종래에 비해 완화된 것을 알 수 있다. 또한, 출력값을 살펴보더라도 실시예에 따른 MPVFC 제어 방식이 상당히 낮은 값을 가지고 있음을 알 수 있다.
실시예에 따른 MPVFC 제어 방식은 입력 전압에 왜곡이 발생될 경우, 낮은 THD 값과 낮은 출력 값을 가지게 되어 정류기의 성능이 저하되는 것을 방지할 수 있는 효과가 있음을 알 수 있다.
도 8은 (a)와 (b)는 정상 상태에서 a,b,c상의 입력 전압에 고조파 성분이 존재할 경우의 MPCC 제어 방식과 실시예에 따른 MPVFC 제어 방식의 시뮬레이션 결과를 나타낸다.
도 7에서와 마찬가지로, 종래 MPCC 제어 방식은 실시예에 따른 MPVFC 제어 방식에 비해 전류 값이 심하게 왜곡되어 있는 것을 알 수 있으며, THD, 출력 값도 실시예에 따른 MPVFC 제어 방식에 비해 현저하게 큰 것을 알 수 있다.
상기와 같이, 실시예에 따른 3상 정류기의 제어 시스템은 입력 전압의 왜곡을 제거한 상태에서 미래 예측 전압과 미래 기준 전압을 비교하여 스위칭 상태를 제어함으로써, 왜곡된 출력이 발생되는 것을 방지하여 정류기의 성능이 저하되는 것을 효과적으로 방지할 수 있는 효과가 있다.
이상에서 실시 예들에 설명된 특징, 구조, 효과 등은 본 발명의 적어도 하나의 실시예에 포함되며, 반드시 하나의 실시예에만 한정되는 것은 아니다. 나아가, 각 실시예에서 예시된 특징, 구조, 효과 등은 실시예들이 속하는 분야의 통상의 지식을 가지는 자에 의해 다른 실시예들에 대해서도 조합 또는 변형되어 실시 가능하다. 따라서 이러한 조합과 변형에 관계된 내용들은 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
100: 전원부
200: 스위칭 정류기
300: 부하단
400: 제어부

Claims (12)

  1. 3상의 입력 전원을 발생시키는 전원부;
    상기 3상의 입력 전원을 입력받아 직류 전압으로 변환시키는 스위칭 정류기;
    상기 스위칭 정류기에서 변환된 상기 직류 전압이 공급되는 부하단; 및
    상기 스위칭 정류기에 입력되는 상기 3상의 입력 전원의 입력 전압 및 전류를 검출하여 상기 부하단으로 출력되는 출력 파형을 제어하는 제어부를 포함하고,
    상기 제어부는 k번째 시간 단위의 입력 전압을 적분하는 제1 적분기와, 상기 제1 적분기로부터 적분된 입력 전압의 미래 예측 전압을 측정하는 미래 예측 전압 측정부와, 상기 부하단의 전압으로부터 미래 기준 전압을 측정하는 미래 기준 전압 측정부와, 상기 미래 기준 전압과 상기 미래 예측 전압의 차의 절대값을 측정하는 비용 함수 적용부와, 상기 미래 기준 전압과 상기 미래 예측 전압의 차의 절대값이 최소가 되는 스위칭 상태에 기초하여 상기 스위칭 정류기를 제어하는 스위칭 제어부를 포함하고,
    상기 비용 함수 적용부는 k+2번째 시간 단위의 가상 미래 전압과 k+2번째 시간 단위의 미래 전압을 이용하고,
    상기 미래 기준 전압 측정부는 상기 부하단의 전압을 PI 제어한 출력 값과 k번째 시간 단위의 입력 전압을 2번 지연시켜 적분한 k+2 번째 시간 단위의 입력 전압을 이용하여 상기 미래 기준 전압을 측정하는 것을 특징으로 하는 정류기 제어 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는 상기 k번째 시간 단위의 입력 전압을 지연시켜 k+1번째 시간 단위의 입력 전압을 생성하는 제1 입력 전압 지연부를 더 포함하는 정류기 제어 시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 미래 예측 전압 측정부는 k+1번째 시간 단위의 입력 전압을 입력받아 k+2번째 시간 단위의 입력 전압을 예측하는 정류기 제어 시스템.
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 제3항에 있어서,
    상기 제어부는 상기 제1 입력 전압 지연부로부터 출력된 k+1번째 시간 단위의 입력 전압을 지연시켜 k+2번째 시간 단위의 입력 전압을 생성하는 제2 입력 전압 지연부와,
    상기 제2 입력 전압 지연부로부터 출력된 k+2번째 시간 단위의 입력 전압을 적분하는 제2 적분기를 포함하는 정류기 제어 시스템.
  7. 제1항, 제2항, 제3항, 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 미래 예측 전압 측정부는 아래의 수학식에 의해 결정되는 포함하는 정류기 제어 시스템.
    <수학식>
    Figure 112021073396016-pat00018

    (여기서,
    Figure 112021073396016-pat00019
    는 k+2번째 시간 단위의 미래 기준 전압의 플럭스이고,
    Figure 112021073396016-pat00020
    는 k+1번째 시간 단위의 미래 예측 전압의 플럭스, L은 선로 인덕턴스이고, R은 선로 저항이고, icon은 정류기의 전류이고, vcon은 정류기의 전압이고, Ts는 샘플링 시간(sampling period)이다.)
  8. 3상의 입력단, 스위칭 정류기, 부하단을 가지는 3상 정류기를 제어하는 방법에 있어서,
    상기 3상의 입력단의 k번째 시간 단위의 입력 전압을 적분하여 고조파 성분을 제거하는 단계;
    상기 고조파 성분이 제거된 입력 전압의 미래 예측 전압을 측정하는 단계;
    상기 3상 정류기의 부하단의 전압으로부터 미래 기준 전압을 측정하는 단계;
    상기 미래 기준 전압과 상기 미래 예측 전압의 차의 절대값을 측정하는 단계; 및
    상기 미래 기준 전압과 상기 미래 예측 전압의 차의 절대값이 최소가 되는 스위칭 상태에 기초하여 상기 스위칭 정류기를 제어하는 단계;를 포함하고,
    상기 미래 기준 전압과 상기 미래 예측 전압의 차의 절대값을 측정하는 단계는 k+2번째 시간 단위의 가상 미래 전압과 k+2번째 시간 단위의 미래 전압을 이용하고, 상기 부하단의 전압을 PI 제어한 출력 값과 k번째 시간 단위의 입력 전압을 2번 지연시켜 적분한 k+2 번째 시간 단위의 입력 전압을 이용하여 상기 미래 기준 전압을 측정하는 정류기 제어 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 k번째 시간 단위의 입력 전압을 지연시켜 k+1번째 시간 단위의 입력 전압을 생성하는 정류기 제어 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 미래 예측 전압을 측정하는 단계는 k+1번째 시간 단위의 입력 전압을 입력받아 k+2번째 시간 단위의 입력 전압을 예측하는 정류기 제어 방법.
  11. 삭제
  12. 삭제
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