KR102257606B1 - Miso 시스템의 개선된 피드백 - Google Patents

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KR102257606B1
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비요른 예론네크
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노키아 솔루션스 앤드 네트웍스 오와이
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Abstract

사전 왜곡이 입력 신호가 입력되는 분기로부터의 신호를 결합하는 결합기 및 신호 경로에 의해 유발되는 왜곡을 제거하도록 MISO 시스템의 분기에서 사전 왜곡기에 피드백을 제공하는 방법이 제공된다. 방법은 비상관 잡음을 생성하고 이를 입력 신호와 혼합하는 단계, 입력 신호 및 잡음에 기초하여 결합기의 출력을 평가하여, 결합기의 출력에 대한 각각의 입력 신호의 각각의 기여를 결정하는 단계, 및 이에 따라 적절한 사전 왜곡을 결정하는 단계를 포함한다. 신호 경로는 신호에 대해 비선형 및/또는 동적 함수를 적용할 수 있다.

Description

MISO 시스템의 개선된 피드백
본 발명은 MISO 시스템에 관한 것이다. 더 상세하게는, 본 발명은 3G, 4G, 5G 및 그 이상과 같은 LTE 및/또는 WCDMA에 대한 종래의 MISO 시스템을 개선하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
약어
3G, 4G, 5G: 3, 4, 5 세대
3GPP: 3 세대 파트너십 프로젝트
AAS: 능동 안테나 시스템
ADC: 아날로그/디지털 컨버터
ADS: 진보된 설계 시스템(Advanced Design System (of Keysight Technologies))
BW: 대역폭
DAC: 디지털/아날로그 컨버터
dc: 직류
DFE: 디지털 프론트엔드(Digital Front End)
DPD: 디지털 사전 왜곡(Digital Pre-Distortion)
EVM: 에러 벡터 크기(Error Vector Magnitude)
FB: 피드백
HW: 하드웨어
LTE: 롱텀 에볼루션(Long Term Evolution)
MIMO: 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output)
MISO: 다중 입력 단일 출력(Multiple Input Single Output)
NL: 비선형 동적(Nonlinear Dynamic)
OFDM: 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex)
OPEX: 동작 비용(Operational Expenditure)
PA: 전력 증폭기
RF: 라디오 주파수(Radio Frequency)
RFSW: 라디오 주파수 소프트웨어
rms: 평균 제곱근(root mean square)
SW: 소프트웨어
TX: 송신기
VSWR: 전압 정상파 비율(Voltage Standing Wave Ratio)
V2X: 차량 대 임의의 물건(Vehicle to anything)
WCDMA: 광대역 코드 분할 다중 액세스
WiFi: 와이파이(Wireless Fidelity)
라디오 모듈 효율은 i) 전기 요금(OPEX - 동작 비용), ii) 라디오 모듈의 부피/크기(덜 효율적인 동작일수록, 더 많은 전력을 소비하고, 필요한 히트 싱크의 크기가 커짐), iii) 에너지 낭비의 레벨(제품의 녹색 동작 분류)과 관련되므로 라디오 제품의 주요 지표이다. 따라서, 효율의 극대화는 차세대 라디오 모듈의 주요 목표 중 하나이다. 오늘날의 대부분의 라디오 모듈은 고효율 도허티 증폭기를 사용한다. 향후의 라디오의 경우, 스마트 디지털 도허티 아키텍처를 사용하여 최적화된 도허티 동작을 전달해야 한다.
라디오 모듈의 선형성은 각각의 표준(예를 들어, 3GPP) 및 기관에 의해 설정된 스펙트럼 방출 요건을 충족시키고 시스템 용량에 직접 영향을 미치는 낮은 비트 에러 레이트를 유지하기 위한 라디오 제품의 주요 요건이다. 소정의 응용의 경우, 라디오 모듈 선형성은 또한 안테나 신호 처리(즉, 다이버시티/빔 포밍)에 기초하는 고용량 시스템의 주요 요건이다. 라디오 모듈의 HW/SW 복잡성을 증가시키지 않고 선형화 기술의 문제점을 증가시키지 않으면서 높은 방사 출력 전력을 전달하는 것이 중요하다.
정의: 동작의 도메인
본 출원에서는, 동작의 필드로서 기저대역 복소 도메인이 채택된다. 따라서, 이 보고서에서 사용되는 모든 신호 및 모델은 그의 대역 제한 기저대역 표현으로 주어진다(즉, 고차 고조파는 고려되지 않는다). 또한, 고려중인 시스템은 그의 동작 윈도우에서 차별화된다.
정의: 다중 공선성(multicollinearity)
다중 공선성은 자신의 모델의 일부 회귀자가 매우 상관적이고 내생적인 제기된 시스템의 특성이다. 결과적으로, 추정된 계수는 식별 데이터 세트 또는 모델 구조의 작은 변화에 매우 민감하다. 다중 공선성은 식별 데이터 세트에 대해 모델 전체(블랙 박스)의 신뢰성을 감소시키지 않지만, 추정된 개별 회귀자의 기여의 유효성에 영향을 미친다. 즉, 추정된 모델 계수는 모델의 독립 변수 또는 예측자의 개별 기여를 반영하지 않는다.
정의: MISO 시스템
일반적인 다중 입력 단일 출력(MISO) 시스템이 도 1에 도시되어 있다. 이것은 각각의 입력 신호(x1, ..., xk)에 대해 각각의 비선형 함수 및/또는 각각의 동적 함수를 각각 적용하는 (증폭기와 같은) 복수(k>1)의 신호 변경기(1-1, ..., 1-k)를 포함한다. 신호 변경기(1-1, ..., 1-k)로부터의 출력은 출력 신호(y)를 얻기 위해 결합기(2)에 의해 결합된다.
동작시, MISO 시스템은 그의 입력 신호 및 출력 결합기에 의해 특성화되는 상이한 타입일 수 있다.
1. 입력 신호
a. 동일한/높은 상관성을 가짐
b. 상관성이 없음
2. 출력 결합기
a. 격리됨(경로가 독립적임)
b. 격리되지 않음(경로가 서로 결합됨)
비상관 신호는 서로에 대한 투영의 예상 값이 무한대인 경향이 있는 많은 수의 샘플(각각의 신호의 샘플 수)에 대해 0인 경향이 있는 신호이다. 예를 들어, 실제로, 비상관성은 적어도 100개의 샘플, 바람직하게는 500개보다 많은 샘플, 더 바람직하게는 1000개보다 많은 샘플의 서로에 대한 투영을 결정함으로써 입증될 수 있다. 투영의 정규화된 값이 0.2 미만, 바람직하게는 0.1 미만, 및 더 바람직하게는 0.01 미만인 경우, 2개의 신호는 상관되지 않은 것으로 간주된다. 여기서, 투영의 정규화된 값은 2개의 신호가 동일하면 1이고 완전히 상관되지 않으면 0이다. 대안 또는 추가 기준으로, 상관되지 않은 2개의 신호는 그 중 하나가 다른 하나의 신호의 함수로 모델링될 수 없다는 것을 의미한다.
격리된 결합기는 그의 입력 포트 사이의 격리가 -20dB보다 양호하고, 바람직하게는 -30dB보다 크고, 더 바람직하게는 -40dB보다 큰 임의의 결합기이다(격리되지 않은 결합기는 그의 입력 포트 사이의 격리가 -20dB 내지 0dB인 임의의 결합기이다).
아래에서는, 일례로서, 도 2에 도시된 바와 같이, 간소화를 위해, 경로(신호 변경기 1a-1, 1a-2)가 최대 3의 홀수 차수의 정적 다항식 파라미터 모델 f([f1,f3], x1) 및 g([g1, g3], x2)에 의해 특성화되는 2개의 입력 x1, x2를 갖는 MISO 시스템이 사용된다. 여기서, f1, f3, g1 및 g3은 각각의 정적 다항식의 파라미터이다. 접근법 및 파생물은 유효하며, 동적 비선형 모델 거동(즉, Volterra 기반 시리즈, 구분적 일반화 메모리 다항식 근사) 또는 그의 단순화(정적 선형)를 갖는 다수의 경로에 대해 일반화할 수 있다. 개별 경로로부터의 오프셋 또는 dc 기여는 고려되지 않는다.
출력 결합기 격리와 무관하게, 출력 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.
1.
Figure 112019011258067-pct00001
공식 1은 상이한 격리 시나리오에서 유효하다.
a. 격리된 출력 결합기: f() 및 g() 시스템은 독립적이다. 따라서, 공식은 항상 유효하거나;
b. 격리되지 않은 결합기: f() 및 g() 시스템은 출력에서의 상호 결합으로 인해 서로의 거동에 영향을 미치며; 따라서 자신의 거동 모델 파라미터 (f1, f3) 및 (g1, g3)에 의해 각각 정의되는 시스템 f() 및 g()는 식별된 쌍으로만 그리고 시스템 f()와 g() 사이의 상대적인 관계가 유지되는 동안만 유효하다. 이것은 아래의 조건 또는 조건부 시나리오에 대해 사실이다.
1. 시스템 f() 및/또는 시스템 g()의 독립적인 물리적 변화는 식별/적응 레이트보다 느리며;
2. 입력 x1 및 x2는 다음과 같이 상관된다.
i. x1=F(c, x2), 여기서 x2는 제약이 없는 일반적인 신호이고, c는 식별/적응 레이트보다 느린 모델 F() -> 조건:
Figure 112019011258067-pct00002
의 파라미터를 나타내는 복소 벡터임; 및/또는
ii. z1=F(e, x) 및 z2=G(d, x), 여기서 x는 제약이 없는 일반적인 신호이고, e는 모델 F()의 파라미터를 나타내는 복소 벡터이고, d는 모델 G()의 파라미터를 나타내는 복소 벡터이다. dr/dt와 ds/dt 및 de/dt와 dd/dt가 식별/적응 레이트보다 느리고, x의 모든 통계값이 식별 윈도우 동안 캡처되는 조건하에서 x1=f(r, z1, z2) 및 x2=g(s, z1, z2)이다.
따라서, 시나리오 b에 대한 공식 1은 조건 1 및 2가 충족되는 경우에 유효하다.
이하, 전술한 공식 유효성 조건을 충족시키는 다중 공선성 특성을 갖고 입력 신호 상에 포커스를 갖는 MISO 시스템이 주로 고려된다.
- x1=c*x2, 여기서 c는 MISO 시스템에 대한 입력 신호 사이의 선형 관계를 정의하는 복소 계수이고, x2는 제약이 없는 일반적인 신호이다.
공식 1에 설명된 MISO 시스템은 다음과 같이 행렬 형태로 표현될 수 있다.
Figure 112019011258067-pct00003
Y: MISO 시스템으로부터의 측정된 출력
xi,j: 입력 신호 Xi의 샘플 수 j(이 예에서는 i=1, 2 및 j=[1:N] 샘플을 갖는다)
Figure 112019011258067-pct00004
f1, f3, g1 및 g3을 결정하기 위해 최소 제곱 면에서 공식 2를 푸는 것은 회귀 행렬의 반전을 요구한다.
Figure 112019011258067-pct00005
여기서, H=[H1 H2], *는 복소 켤레를 의미하고, Ra,b는 a와 b의 내적을 의미한다. Xi는 입력 신호 i의 벡터 표기이다(i는 입력 신호가 귀속되는 분기의 인덱스이다.
입력 신호 X1=X 및 X2=c*X(c는 복소 스칼라임)에 대해, 공식 3은 도 3에 도시된 공식 4에 나타낸 바와 같이 표현된다.
공식 4는 다음과 같이 공식 5로서 표현될 수 있다.
Figure 112019011258067-pct00006
여기서, Qi는 공식 4의 행렬의 각각의 열을 의미한다.
공식 4 및 5로부터 알 수 있는 바와 같이, 회귀 행렬의 열 Q3 및 Q4는 각각 열 Q1 및 Q2와 고도로 상관된다. 또한, H*H의 행 3 및 4는 행 1 및 2와 고도로 상관된다. 결과적으로, X1=c*X2에 대한 회귀 시스템(4), 따라서 MISO 시스템(2)은 다중 공선성을 갖고 특이적이며, 파라미터 계수 (f1, f3) 및 (g1, g3)에 대해 정확하게 풀릴 수 없다.
도 4는 다중 공선성 특성(NMSE 추정 = -1.2 dB) 하에서 MISO 시스템의 불량한 식별 성능을 보여주는 Matlab 예를 도시한다.
주: 자신의 회귀자 사이에 완전한 다중 공선성을 갖는 제기된 시스템에서, 시스템의 상관 회귀 행렬의 주 대각선 상의 dc 오프셋의 삽입에 의한 안정화 기술은 정확한 파라미터 계수를 추정하는 데 도움이 되지 않는다.
본 발명의 목적은 종래 기술을 개선하는 것이다.
본 발명의 제1 양태에 따르면, 장치로서, 각각의 입력 신호를 입력하도록 각각 적응되는 제1 수의 입력 포트 - 상기 제1 수는 적어도 2임 -; 상기 입력 포트 중 각각의 상이한 입력 포트에 각각 대응하고, 각각의 잡음을 제공하도록 적응되는 제2 수의 잡음 생성기 출력 포트 - 상기 제2 수는 상기 제1 수 이하의 수임 -; 상기 잡음 생성기 출력 포트 중 각각의 상이한 잡음 생성기 출력 포트에 각각 대응하고, 상기 각각의 입력 신호를 상기 각각의 잡음과 혼합하여 각각의 혼합 신호를 생성하도록 적응되는 상기 제2 수의 믹서; 상기 입력 포트 중 각각의 상이한 입력 포트에 각각 대응하고, 상기 잡음 생성기 출력 포트 중 하나가 상기 각각의 입력 포트에 대응하는 경우에 상기 각각의 혼합 신호에 각각의 예비 사전 왜곡을 적용하고, 상기 잡음 생성기 출력 포트 중 어느 것도 상기 각각의 입력 포트에 대응하지 않는 경우에 상기 입력 신호에 각각의 예비 사전 왜곡을 적용하여, 각각의 사전 왜곡 신호를 획득하도록 적응되는 상기 제1 수의 사전 왜곡기; 상기 입력 포트 중 각각의 상이한 입력 포트에 각각 대응하고, 상기 각각의 사전 왜곡 신호를 변경하여 각각의 변경된 신호를 획득하도록 적응되는 상기 제1 수의 신호 경로; 상기 신호 경로로부터의 상기 변경된 신호를 결합하여 출력 신호를 획득하도록 적응되는 결합기; 상기 입력 신호 각각에 대해, 피드백 신호로부터 그리고 상기 각각의 잡음 및 상기 각각의 입력 신호에 기초하여, 상기 출력 신호에 대한 상기 각각의 입력 신호의 기여를 분리하도록 적응되는 기여 분리기 - 상기 피드백 신호는 상기 출력 신호에 기초함 -; 상기 입력 신호 중 적어도 하나에 대한 각각의 사전 왜곡을 결정하고, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡으로 상기 각각의 예비 사전 왜곡을 대체하여, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡이 상기 각각의 사전 왜곡기에 의해 상기 각각의 혼합 신호 또는 입력 신호에 적용되는 경우, 상기 각각의 기여가 사전 정의된 함수가 적용되는 상기 각각의 입력 신호에 대응하게 하도록 적응되는 결정기 - 상기 사전 정의된 함수는 비선형 및 동적 중 적어도 하나이며, 제3 수의 사전 정의된 파라미터를 가짐 -를 포함하는 장치가 제공된다.
본 발명의 제2 양태에 따르면, 장치로서, 각각의 입력 신호를 입력하도록 각각 적응되는 제1 수의 입력 포트 - 상기 제1 수는 적어도 2임 -; 상기 입력 포트 중 각각의 상이한 입력 포트에 각각 대응하고, 상기 각각의 입력 신호에 각각의 예비 사전 왜곡을 적용하여, 각각의 사전 왜곡 신호를 획득하도록 적응되는 상기 제1 수의 사전 왜곡기; 상기 입력 포트 중 각각의 상이한 포트에 각각 대응하고, 각각의 잡음을 제공하도록 적응되는 제2 수의 잡음 생성기 출력 포트 - 상기 제2 수는 상기 제1 수 이하의 수임 -; 상기 잡음 생성기 출력 포트 중 각각의 상이한 잡음 생성기 출력 포트에 각각 대응하고, 상기 각각의 사전 왜곡 신호를 상기 각각의 잡음과 혼합하여 각각의 혼합 신호를 생성하도록 적응되는 상기 제2 수의 믹서; 상기 입력 포트 중 각각의 상이한 입력 포트에 각각 대응하고, 상기 믹서 중 어느 것도 상기 각각의 입력 포트에 대응하지 않는 경우에 상기 각각의 사전 왜곡 신호를 변경하고, 상기 믹서 중 하나가 상기 각각의 입력 포트에 대응하는 경우에 상기 혼합 신호를 변경하여, 각각의 변경된 신호를 획득하도록 적응되는 상기 제1 수의 신호 경로; 상기 신호 경로로부터의 상기 변경된 신호를 결합하여 출력 신호를 획득하도록 적응되는 결합기; 상기 입력 신호 각각에 대해, 피드백 신호로부터 그리고 상기 각각의 잡음 및 상기 각각의 입력 신호에 기초하여, 상기 출력 신호에 대한 상기 각각의 입력 신호의 기여를 분리하도록 적응되는 기여 분리기 - 상기 피드백 신호는 상기 출력 신호에 기초함 -; 상기 입력 신호 중 적어도 하나에 대한 각각의 사전 왜곡을 결정하고, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡으로 상기 각각의 예비 사전 왜곡을 대체하여, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡이 상기 각각의 사전 왜곡기에 의해 상기 각각의 입력 신호에 적용되는 경우, 상기 각각의 기여가 사전 정의된 함수가 적용되는 상기 각각의 입력 신호에 대응하게 하도록 적응되는 결정기 - 상기 사전 정의된 함수는 비선형 및 동적 중 적어도 하나이며, 제3 수의 사전 정의된 파라미터를 가짐 -를 포함하는 장치가 제공된다.
제1 및 제2 양태 각각의 장치에 대해, 다음 중 하나 이상이 적용될 수 있다.
상기 신호 경로 중 적어도 하나는 증폭기를 포함할 수 있다.
상기 결정기 중 적어도 하나는 상기 각각의 입력 신호에 대해, 상기 사전 정의된 함수를 상기 각각의 기여에 피팅함으로써 상기 사전 정의된 함수의 상기 제3 수의 실제 파라미터를 결정하고, 상기 제3 수의 실제 파라미터로 상기 사전 정의된 함수를 반전시킴으로써 상기 각각의 사전 왜곡을 결정하도록 적응될 수 있다.
상기 결합기는 격리되거나, 상기 결합기는 격리되지 않을 수 있다.
상기 사전 정의된 함수는 2차, 3차, 4차, 5차 또는 그 이상의 차수의 다항식, 메모리를 갖는 다항식, 및 상기 다항식 및/또는 메모리를 갖는 상기 다항식의 구분적 조합 중 하나일 수 있다.
상기 잡음 생성기 출력 포트는 상기 잡음 각각이 상기 잡음 중 나머지 잡음 각각과 상관되지 않도록 또는 상기 잡음 각각이 상기 잡음 중 나머지 잡음 각각과 실질적으로 상관되지 않도록 적응될 수 있다.
상기 잡음 각각은 랜덤 잡음 및 임펄스 잡음 중 적어도 하나일 수 있다.
상기 결정된 사전 왜곡은 하나의 입력 신호의 경로를 상기 입력 신호 중 다른 하나의 입력 신호의 적어도 하나의 다른 경로에 대해 조정할 수 있다.
상기 결합기, 상기 기여 분리기 및 상기 결정기 중 적어도 하나는 수동 회로로서 구현될 수 있다.
본 발명의 제3 양태에 따르면, 방법으로서, 각각의 입력 신호를 제1 수의 입력 포트에 입력하는 단계 - 상기 제1 수는 적어도 2임 -; 제2 수의 잡음 생성기 출력 포트에서 각각의 잡음을 제공하는 단계 - 각각의 잡음 생성기 출력 포트는 상기 입력 포트 중 각각의 상이한 입력 포트에 대응하고, 상기 제2 수는 상기 제1 수 이하의 수임 -; 잡음 각각을 상기 각각의 입력 신호와 혼합하여 각각의 혼합 신호를 생성하는 단계; 상기 혼합 신호 각각에 각각의 예비 사전 왜곡을 적용하고, 상기 잡음 중 임의의 잡음과 혼합되지 않은 경우에 상기 입력 신호에 각각의 예비 사전 왜곡을 적용하여 사전 왜곡 신호를 획득하는 단계; 상기 사전 왜곡 신호 각각을 상기 각각의 사전 왜곡 신호를 변경하도록 적응되는 각각의 상이한 신호 경로에 입력하여 각각의 변경된 신호를 획득하는 단계; 상기 신호 경로로부터의 상기 변경된 신호를 결합하여 출력 신호를 획득하는 단계; 상기 입력 신호 각각에 대해, 피드백 신호로부터 그리고 상기 각각의 잡음 및 상기 각각의 입력 신호에 기초하여, 상기 출력 신호에 대한 상기 각각의 입력 신호의 기여를 분리하는 단계 - 상기 피드백 신호는 상기 출력 신호에 기초함 -; 상기 입력 신호 중 적어도 하나에 대한 각각의 사전 왜곡을 결정하고, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡으로 상기 각각의 예비 사전 왜곡을 대체하여, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡이 상기 각각의 혼합 신호 또는 입력 신호에 적용되는 경우, 상기 각각의 기여가 사전 정의된 함수가 적용되는 상기 각각의 입력 신호에 대응하게 하는 단계 - 상기 사전 정의된 함수는 비선형 및 동적 중 적어도 하나이며, 제3 수의 사전 정의된 파라미터를 가짐 -를 포함하는 방법이 제공된다.
본 발명의 제4 양태에 따르면, 방법으로서, 각각의 입력 신호를 제1 수의 입력 포트에 입력하는 단계 - 상기 제1 수는 적어도 2임 -; 상기 입력 신호 각각에 각각의 예비 사전 왜곡을 적용하여 사전 왜곡 신호를 획득하는 단계; 제2 수의 잡음 생성기 출력 포트에서 각각의 잡음을 제공하는 단계 - 상기 제2 수는 상기 제1 수 이하의 수이고, 각각의 잡음 생성기 출력 포트는 상기 입력 포트 중 상이한 입력 포트에 대응함 -; 상기 잡음 각각을 상기 각각의 사전 왜곡 신호와 혼합하여 혼합 신호를 생성하는 단계; 상기 혼합 신호 각각을 각각의 신호 경로에 입력하고, 상기 사전 왜곡 신호가 상기 잡음 중 임의의 잡음과 혼합되지 않은 경우에 상기 사전 왜곡 신호를 각각의 신호 경로에 입력하는 단계 - 상기 신호 경로 각각은 상기 각각의 혼합 신호 및 사전 왜곡 신호를 각각 변경하여 변경된 신호를 획득하도록 적응됨 -; 상기 신호 경로로부터의 상기 변경된 신호를 결합하여 출력 신호를 획득하는 단계; 상기 입력 신호 각각에 대해, 피드백 신호로부터 그리고 상기 각각의 잡음 및 상기 각각의 입력 신호에 기초하여, 상기 출력 신호에 대한 상기 각각의 입력 신호의 기여를 분리하는 단계 - 상기 피드백 신호는 상기 출력 신호에 기초함 -; 상기 입력 신호 중 적어도 하나에 대한 각각의 사전 왜곡을 결정하고, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡으로 상기 각각의 예비 사전 왜곡을 대체하여, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡이 상기 각각의 입력 신호에 적용되는 경우, 상기 각각의 기여가 사전 정의된 함수가 적용되는 상기 각각의 입력 신호에 대응하게 하는 단계 - 상기 사전 정의된 함수는 비선형 및 동적 중 적어도 하나이며, 제3 수의 사전 정의된 파라미터를 가짐 -를 포함하는 방법이 제공된다.
제3 및 제4 양태 각각의 방법에 대해, 다음 중 하나 이상이 적용될 수 있다.
상기 신호 경로 중 적어도 하나는 증폭기를 포함할 수 있다.
상기 사전 왜곡 중 적어도 하나의 사전 왜곡의 상기 결정은 상기 사전 정의된 함수를 상기 각각의 기여에 피팅함으로써 상기 사전 정의된 함수의 상기 제3 수의 실제 파라미터를 결정하고, 상기 제3 수의 실제 파라미터로 상기 사전 정의된 함수를 반전시킴으로써 상기 각각의 사전 왜곡을 결정하는 것을 포함할 수 있다.
상기 변경된 신호는 격리된 결합기에 의해 결합되거나, 상기 변경된 신호는 격리되지 않은 결합기에 의해 결합될 수 있다.
상기 사전 정의된 함수는 2차, 3차, 4차, 5차 또는 그 이상의 차수의 다항식, 메모리를 갖는 다항식, 및 상기 다항식 및/또는 메모리를 갖는 상기 다항식의 구분적 조합 중 하나일 수 있다.
상기 잡음 각각은 상기 잡음 중 나머지 잡음 각각과 상관되지 않거나, 상기 잡음 각각은 상기 잡음 중 나머지 잡음 각각과 실질적으로 상관되지 않을 수 있다.
상기 잡음 각각은 랜덤 잡음 및 임펄스 잡음 중 적어도 하나일 수 있다.
상기 결정된 사전 왜곡은 하나의 입력 신호의 경로를 상기 입력 신호 중 다른 하나의 입력 신호의 적어도 하나의 다른 경로에 대해 조정할 수 있다.
상기 입력 신호 중 적어도 2개는 서로 상관될 수 있다.
상기 방법 각각은 피드백을 제공하는 방법일 수 있다.
본 발명의 일부 예시적인 실시예에 따르면, 다음의 기술적 효과 중 적어도 하나가 제공될 수 있다:
- 감소된 수의 출력 인터페이스, 피드백 네트워크 및 RF 스위치 및 그의 제어의 제거를 갖는 간소화된 HW 아키텍처;
- 더 양호한 선형화 및/또는 더 양호한 상대적 거동 동작 및/또는 더 효율적인 동작으로 인한 최적화된 RF 성능;
- 격리된 전력 결합기 및 격리되지 않은 전력 결합기 양자에 대한 증가된 시스템 효율;
- 실시간 최적화된 RF 성능;
- 샘플간 변동, 생산 동안의 라인업에서의 편차, 및 동작 조건의 편차로 인한 변동을 처리할 수 있는 능력;
- 결합된 출력의 단일 샷 식별을 사용하여 동작 조건의 빠르고 급격한 변화에 대한 신속한 반응 및 적응. 통상적으로, 이것은 시간 제약으로 인해 가능하지 않았다.
추가적인 상세, 특징, 목적 및 이점은 첨부 도면과 관련하여 해석되는 본 발명의 예시적인 실시예에 대한 다음의 상세한 설명으로부터 명백해진다.
도 1은 종래의 MISO 시스템을 도시한다.
도 2는 2개의 입력 경로를 갖는 종래의 MISO 시스템을 도시한다.
도 3은 공식 4를 도시한다.
도 4는 종래의 MISO 시스템을 해결하기 위한 Matlab 예를 도시한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 MISO 시스템을 도시한다.
도 6은 공식 6을 도시한다.
도 7은 공식 7을 도시한다.
도 8은 공식 8을 도시한다.
도 9는 공식 9를 도시한다.
도 10은 공식 10을 도시한다.
도 11은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 Matlab 시뮬레이션을 도시한다.
도 12는 종래의 MISO 시스템(상부)과 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 MISO 시스템(하부)을 비교한다.
도 13은 종래의 MISO 아키텍처의 피드백 아키텍처를 도시한다.
도 14는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 MISO 시스템에 따른 피드백 구조를 도시한다.
도 15는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 MISO 시스템을 도시한다.
도 16은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 장치를 도시한다.
도 17은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 방법을 도시한다.
도 18은 본 발명의 실시예에 따른 피드백 구조를 도시한다.
이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 소정의 예시적인 실시예가 상세히 설명되며, 달리 설명하지 않는 한 예시적인 실시예의 특징은 서로 자유롭게 결합될 수 있다. 그러나, 소정 실시예에 대한 설명은 단지 예로서 주어지며 결코 본 발명을 개시되는 상세로 제한하는 것으로 이해되는 것을 의도하지 않는다는 점을 명백히 이해해야 한다.
또한, 장치는 대응하는 방법을 수행하도록 구성되지만, 일부 경우에는 장치만이 또는 방법만이 설명된다는 것을 이해해야 한다.
본 발명의 일부 실시예는 디지털 도허티 또는 아웃페이징과 같은 고효율 아키텍처를 사용하고 코히런트 전력 결합을 사용하는 라디오 모듈에 그리고 다수의 TX 파이프에 기초하는 라디오 모듈의 선형화 및 아키텍처 설계에 매우 적합하다.
본 발명의 일부 실시예는 선형 상관 일반 입력을 갖는 제기된 MISO 시스템의 다중 공선성 특성을 극복하며, 이는 MISO 시스템의 각각의 분기의 거동 기여를 식별 및 분리하는 것을 도울 것이다. 따라서, 라디오 모듈의 증폭 아키텍처의 간소화 및 최적화가 이하에서 상세히 설명되는 바와 같이 달성된다.
공식 3-5에서 상관 행렬 시스템의 다중 공선성을 파괴하기 위해, 도 5에서 도시된 바와 같이, 정보 신호와 병렬로 비상관 및 저전력 잡음 패턴이 MISO 시스템의 각각의 입력 분기에서 전송된다.
도 5에 따르면, 입력 신호 xi(i = 1, ..., k; k≥2)는 믹서(50i)에서 각각의 비상관 잡음 시퀀스 ni와 혼합된다. 잡음 레벨은 가장 작은 신호 레벨보다 훨씬 작은데, 즉 rms(n1), ..., rms(nk) << min(rms(xi))이다.
잡음 생성기는 상이한 경로에 추가되는 잡음이 실질적으로 상관되지 않는 것을 보장하는 한 임의적일 수 있다. 바람직하게는, 잡음은 완전히 상관되지 않는다. 그러나, 완전한 비상관을 보장하는 것은 소정의 노력을 요구하므로, 상이한 잡음간의 상관은 임의의 이러한 잡음 시퀀스의 자동 상관에 비해 -10dB 미만, 바람직하게는 -15dB 미만, 더 바람직하게는 -20dB 미만이면 충분하다. 다른 옵션으로서, 잡음이 서로 독립적으로 생성되면 실질적인 비상관이 달성될 수 있다. 예를 들어, 각각의 경로에서, 잡음은 그의 각각의 입력 신호를 임의의 지연 시간만큼 지연시킴으로써(그리고 그의 전력을 줄임으로써) 생성될 수 있다. 또한, 잡음은 각각의 분기에 대한 랜덤(또는 의사 랜덤) 신호 시퀀스 상의 각각의 상이한 지연에 의해 생성될 수 있다. (실질적으로) 상관되지 않은 잡음은 하나 이상의 잡음 생성기에 의해 생성될 수 있다.
잡음은 백색 잡음(즉, 주파수에 걸쳐 평평한 스펙트럼을 갖는 잡음)일 수 있다. 대안으로서, 잡음은 스펙트럼이 형상화되는 유색 잡음일 수 있다. 예를 들어, 유색 잡음은 예를 들어 일부 스펙트럼 방출 마스크를 반사하기 위해 백색 잡음을 필터링함으로써 생성될 수 있다.
각각의 입력 분기에 대해, 잡음 시퀀스의 대역폭은 바람직하게는 각각의 정보 신호 xi의 순시 대역폭보다 커야 한다. 모든 잡음 시퀀스의 rms 전력은 다음의 이유로 인해 모든 신호 rms 전력의 최소치보다 작거나, 바람직하게는 훨씬 더 작다(즉, 신호 레벨에 대해 -20dBc 미만(바람직하게는 -30dBc 미만, 더 바람직하게는 -40dBc 미만)이다).
a. 에러 벡터 크기(EVM), 따라서 정보 충실도에 영향을 미치지 않기 위해; 그리고
b. 여기 신호에 의해서만 트리거되는 시스템의 비선형 거동에 영향을 미치지 않기 위해.
한편, 추가된 잡음 시퀀스는 합당한 시간에 충분한 정확도로 잡음 추가 신호를 서로 분리하기에 충분한 최소 rms 전력을 가져야 한다. 따라서, 이것은 바람직하게는 모든 신호 rms 전력의 최대치의 적어도 1%, 더 바람직하게는 최대치의 적어도 5% 이상, 훨씬 더 바람직하게는 최대치의 적어도 10%이어야 한다.
신호 경로(51i)에서, 각각의 비선형 함수 NLi 및/또는 동적 함수 Dynamici가 혼합 신호 각각에 적용된다. 신호 경로로부터의 신호는 격리 레벨에 따라 격리되거나 격리되지 않을 수 있는 결합기(52)에서 결합된다(위 참조).
수신기(53)는 결합기(52)의 출력에 기초하는 피드백 신호를 수신한다. 예를 들어, 피드백 신호는 결합기 자체의 출력, 그의 분할 부분, 또는 결합기(52)의 출력 포트에 접속된 전송 라인 상의 반사를 고려한 피드백 신호일 수 있다. 수신기(53)는 식별기(54)가 디지털 회로로 구현되는 경우에는 수신된 피드백 신호를 디지털 도메인으로 변환할 수 있다(신호 경로(51i) 중 적어도 일부 및 결합기(52)는 아날로그 도메인에 속하는 반면, 입력 신호 xi 및 잡음 시퀀스 ni는 통상적으로 디지털 신호이며, ADC 및 DAC의 도시는 간소화를 위해 본 도면에서 생략된다).
아래에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 식별기(54)는 피드백 신호에 대한 각각의 경로의 기여를 식별하며, 결합기(52)의 출력에 대한 각각의 입력 신호의 기여가 (NLi 및 Dynamici의 소정의 거동을 반영하는) 사전 정의된 함수가 적용되는 입력 신호에 대응하는 것을 보장하기 위해 입력 신호 xi 중 하나에 적용될 수 있는 사전 왜곡을 결정한다(바람직하게는, 입력 신호 각각에 대한 각각의 사전 왜곡이 결정될 것이다).
잡음 시퀀스 삽입의 결과로서, 시스템 방정식 1의 공식 3은 도 6에 도시된 공식 6으로 표현된다. 여기서, 전술한 바와 같이, H=[H1 H2]이고, *는 복소 켤레를 의미하고, Ra,b는 a와 b의 내적을 의미한다.
X1=X 및 X2=c*X인 경우, 공식 6은 도 7에 도시된 공식 7이 된다.
또한, 다수의 샘플 및 rms(Ni)<<min(rms(Xi))에 대해, |Xi + Ni|2
Figure 112019011258067-pct00007
|Xi|2이며, 이는 도 8에 도시된 단순화된 공식 8이 된다.
따라서, 상관 행렬 H*H는 도 9에 도시된 공식 9에 나타낸 바와 같이 다시 표현될 수 있으며, F1 내지 F4는 도 10에 도시된 공식 10에 나타낸 바와 같이 정의되고, Qi,j는 잡음 추가가 없는 종래의 MISO 시스템에 대한 설명의 공식 4 및 5로부터 획득된다.
공식 9 및 10에 의해 나타낸 바와 같이, 추가적인 잡음 관련 항으로 인해, 상관 회귀 행렬의 열 사이에도 그의 행 사이에도 선형 관계가 존재하지 않는다. 결과적으로, 다음과 같이, 공식 1-2에 설명된 MISO 시스템의 파라미터 계수 (f1, f3) 및 (g1, g3)에 대한 선형 방정식 시스템을 표준 최소 제곱 해법(피팅)을 사용하여 정확하게 풀 수 있다.
Figure 112019011258067-pct00008
(공식 11)
이어서, 각각의 파이프의 기여가 다음과 같이 계산될 수 있다.
Figure 112019011258067-pct00009
(공식 12)
여기서, 공식 11 및 12에서의 ^는 각각의 값이 피팅에 따라 추정된다는 것을 의미한다. 특정한 경우에, MISO 시스템의 파라미터 계수 (f1, f3) 및 (g1, g3)에 대한 방정식 시스템은 훨씬 분석적으로 풀릴 수 있다.
본 발명자의 지식으로는, 이것은 공식 1 유효성 조건을 충족시키는 일반적인 MISO 시스템의 개별 기여를 식별하고 근사화하는 최초의 폐쇄 해법이다.
도 11은 잡음 삽입이 사용될 때 다중 공선성 특성 하의 MISO 시스템의 식별 성능을 보여주는 Matlab 예를 도시한다. NMSE 추정의 훨씬 낮은 값(-146.55 dB)은 잡음이 추가되지 않은 종래의 경우(도 4)보다 식별 성능이 훨씬 양호함을 보여준다.
또한, 비상관 신호가 입력되고 단지 -6dB 격리의 결합기(비격리 결합기)에 의해 결합되는 2개의 입력 분기를 갖는 시스템에 대해 ADS-Matlab 공동 시뮬레이션이 수행되었다. 출력 신호(즉, 2개의 분기의 결합된 신호)에 기초하여, 출력 신호에 대한 각각의 입력 분기의 기여가 계산되고, 관련 파라미터 f1, f2, g1 및 g2가 전술한 공식 10 내지 12를 사용하여 결정되었다. 이어서, 이 분기 및 결합기의 왜곡을 보상하기 위해 분기 중 하나의 분기의 사전 왜곡이 적응된 반면, 다른 분기는 변경 없이 유지되었다. 정반대의 신호가 분기 1 및 2에 입력되었다. 그에 따라 적응된 사전 왜곡을 갖는 결과적인 출력 신호는 45dB를 초과하는 소거를 가졌으며, 이는 경로 1과 2의 신호 분리가 성공적이었다는 것을 나타낸다.
이러한 통찰에 기초하여, 본 발명의 실시예는 예를 들어 공통 디지털 사전 왜곡 피드백 경로 및 최적화된 전력 결합기를 이용하여 RF 코히런트 전력 결합을 제공한다. 이 해법은 바람직하게는 하드웨어 기반일 수 있다. 그러한 실시예에서, 결합기의 출력에서 피드백이 측정되며, 이는 선형화 스테이지(예를 들어, DPD)에서 출력 결합기를 식별하고 보상할 수 있게 한다. 종래의 해법에서, 이것은 가능하지 않았고, 피드백은 출력 결합기 앞에 배치되었다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 결합 아키텍처(상부)를 도시하고, 종래의 아키텍처(하부)와 비교한다. 종래의 아키텍처에서, 피드백은 각각의 PA 뒤에서, 그러나 결합기 앞에서 획득된다. 2개의 경로로부터의 피드백은 RF 스위치(SW)에 의해 스위칭(다중화)된다. 따라서, 종래의 수신기(503) 및 식별기(504)는 출력 신호에 대한 상이한 입력 신호의 기여를 분할할 필요가 없다.
이와 달리, 본 발명의 일부 실시예에 따르면, 하나의 피드백만이 결합기 뒤에서 획득된다. 상이한 경로의 기여는 (도 5의 그것들에 대응할 수 있는 수신기(53) 및 식별기(54)에 의해) 전술한 바와 같이 분리된다. 수신기(53) 및 식별기(54)(즉, 컴포넌트가 적절한 사전 왜곡을 결정할 때가지 결합기(52)를 따르는 컴포넌트)는 종래 기술에 따른 스위치를 요구하지 않는 수동 회로로서 완전히 또는 부분적으로 구현될 수 있다는 점에 유의한다.
따라서, 적어도 다음과 같은 이점이 얻어진다.
- 감소된 수의 출력 인터페이스, 피드백 네트워크 및 RF 스위치 및 그의 제어의 제거를 갖는 간소화된 HW 아키텍처;
- RF 성능을 최적화하는 결합 노드에서의 증폭 경로의 추정 및 개별 선형화;
- 시스템 효율을 증가시키기 위한 (격리되거나 격리되지 않은) 최적화된 무손실 전력 결합 아키텍처의 사용;
- 결합된 출력의 단일 샷 식별을 사용하여 동작 조건의 빠르고 급격한 변화에 대한 신속한 반응 및 적응. 통상적으로, 이것은 피드백 네트워크 및 수신기의 시간 다중화로 인해 가능하지 않았다.
입력 분기의 수가 증가하면 하드웨어 및 소프트웨어 아키텍처의 간소화와 관련된 이점이 훨씬 더 분명해진다.
도 13은 4개의 입력 분기를 갖는 종래의 MISO 아키텍처에 따른 피드백 아키텍처를 도시한다. 즉, 도 13은 완전한 피드백 경로를 나타내는 것이 아니라, 피드백 수신기 FB RX에서의 피드백 신호가 어떻게 증폭기의 출력 신호로부터 생성되는지를 나타낸다.
통상적으로, 피드백은 결합기에 의해 결합되기 전에 증폭기의 출력 신호로부터 얻어진다. 따라서, 이 경우, 피드백 타입마다 4개의 피드백이 얻어진다. 도 13에 둘 다 도시된 DPD FB 및 VSWR FB와 같은 2개 이상의 피드백 타입이 있을 수 있다.
도 13에 도시된 바와 같이, 하나의 피드백 수신기가 4개의 파이프로부터의 8개의 피드백 입력 사이에 시간 다중화된다. 어떤 파이프에서 어떤 기능을 관찰해야 하는지에 기초하여 7개의 RF 스위치가 RFSW에 의해 제어되어야 한다.
- 피드백 수신기의 시간 다중화는 동작 조건의 빠르고 급격한 변화에 대한 라디오 모듈 시스템의 반응 및 적응 시간에 대한 큰 제약을 부과하며, 이는 목표 성능으로부터의 편차를 유발할 수 있다.
- 과도한 양의 RF 스위치 및 그의 제어기의 사용은 HW 아키텍처의 복잡성을 증가시키며, 이는 고집적 설계 경향에 반하고, 라디오 모듈 효율에 영향을 줄 수 있는 누적된 소비 전력을 유발하며, 다수의 스위치의 제어로 인해 SW 복잡성을 증가시킨다.
그러한 아키텍처 복잡성은 TX-파이프의 수를 두 배로 늘리는 것에 의해 두 배가 된다. 따라서, 이것은 대용량 MIMO 또는 고차 빔 포밍을 지원하는 향후 제품에 대한 커다란 설계 문제를 증가시킨다.
또한, MISO 구조에서 여러 피드백을 결합하고 식별을 위해 즉시 측정하는 것은 전송 신호 사이의 선형 상관성의 매우 가능한 존재로 인해 수행할 수 없다. 그러한 선형 상관성은 결합된 피드백을 식별할 때 높은 다중 공선성을 초래하며, 이는 피드백 MISO 시스템의 개별 분기의 잘못된 추정을 유발한다. 따라서, 통상적으로, 입력 분기의 기여를 분리하는 것은 가능하지 않다.
도 14는 본 발명의 일부 실시예에 따른 MISO 시스템에 대한 대응하는 피드백 아키텍처를 도시한다. 도 14에서, 입력 X1 내지 X4는 전술한 바와 같이 잡음 시퀀스가 추가되는 입력 신호이다. 이 예에서, 각각의 타입(DPD, VSWR)의 피드백 신호는 각각의 결합기에 의해 결합되고, 피드백 경로는 단일 스위치(SW)에 의해 상이한 타입 사이에 시간 다중화된다. 즉, 스위치의 수는 종래 아키텍처의 7에서 본 발명의 일부 실시예에 따른 1로 감소된다.
피드백 수신기(FB RX)에서, 분기 1 내지 4의 기여는 입력 신호 및 알려진 잡음 시퀀스에 기초하여 전술한 바와 같이 분할된다.
도 14의 예에서, 피드백 신호의 결합은 MISO 시스템의 출력 신호가 얻어지는 증폭기 PA1 내지 PA4의 출력 신호의 결합과 별개로 수행된다는 점에 유의한다. 따라서, 결합기는 피드백 신호 및 출력 신호의 상이한 신호 레벨에 적절하게 적응될 수 있다.
본 발명의 일부 실시예에 따르면, 디지털 도허티 증폭 아키텍처의 자기 학습 거동 및 성능은 결합 노드에서 주 증폭기 및 피크 증폭기의 개별 기여를 추정함으로써 개선된다.
도허티 증폭 아키텍처는 피크 증폭기와 병렬로 주 증폭기로 구성된다. 입력 신호는 2개의 증폭기를 구동하기 위해 분할되고, 결합 네트워크는 증폭기의 2개의 출력 신호를 합산한다. 즉, 신호 레벨이 낮은 기간 동안, 주 증폭기는 신호에 대해 효율적으로 동작하고, 피크 증폭기는 차단되어 전력을 거의 소비하지 않는다. 신호 레벨이 높은 기간 동안, 주 증폭기는 그의 최대 전력을 전달하고, 피크 증폭기는 입력 신호의 레벨에 따라 그의 최대 전력까지 전달한다.
결합기 노드에서 주 증폭기 및 피크 증폭기의 기여를 추정함으로써, 전송 신호 사이의 관계가 동작 동안 최적화될 수 있다. 따라서, 이상적인 결합, 따라서 최적의 RF 성능 및 효율이 달성될 수 있다. 또한, 본 발명의 일부 실시예에 따른 방법은 생산 및 동작 중에 야기되어 시스템 성능에 크게 영향을 줄 수 있는 비이상성(non-ideality)에 강하다. 그러한 식별 및 최적화는 종래의 해법에서는 가능하지 않았다.
잡음 삽입을 갖는 디지털 도허티 아키텍처의 일반적인 블록도가 도 15에 제공된다. 이것은 2개의 증폭기가 "주" 증폭기 및 "피크" 증폭기이고 결합기가 격리되지 않은 도 5 및 12(하부)의 그것들에 실질적으로 대응한다. 도 15에서, 파선의 좌측 부분은 디지털이고, 그의 우측 부분은 아날로그이다. 수신기(53)는 아날로그/디지털 변환을 수행한다.
이러한 아키텍처는 종래의 디지털 도허티 아키텍처에 비해 적어도 다음과 같은 이점을 갖는다:
- 개별 증폭기 및 전체 도허티 아키텍처의 주파수 및 전력 대비 실시간 최적화된 RF 성능;
- 샘플간 변동, 생산 동안의 라인업에서의 편차, 및 동작 조건의 변동으로 인한 편차를 처리할 수 있는 능력. 이것은 주 및 피크 개별 거동의 온라인 식별 및 적응으로 인해 생산 수율을 개선하고, 수명 동안 성능을 유지한다.
필요할 때 선형화 성능의 완화. 즉, 이것은 도허티 선형기가 없어도 도허티 출력의 선형성을 개선시키기 위해 증폭기(주 및 피크)의 개별 동작을 조정할 수 있게 한다.
대응하는 아키텍처가 종래의 아웃페이징 아키텍처에 적용될 수 있다.
MISO 시스템이 M개의 입력 분기를 가지면, 본 발명의 일부 실시예에 따르면, 각각의 잡음은 M-1개의 분기 또는 M개의 분기에 추가된다. 전자의 경우, 형식적인 관점에서 볼 때, 잡음이 추가되지 않은 분기는 다른 모든 잡음과 전혀 관련이 없는 "제로 잡음"을 수신한다.
본 발명의 일부 실시예에 따르면, 두 가지 타입의 잡음 패턴: 랜덤 잡음 및 임펄스 잡음 중 하나 또는 양자가 입력 신호와 혼합될 수 있다. 이들 각각은 예를 들어 다음과 같이 상이한 특성을 갖는다.
a. 랜덤 잡음:
i. 잡음 대역폭: BWsignal<BWnoise<BWDPD
ii. 잡음 형상: 균일한 스펙트럼을 갖는 백색 잡음; 스펙트럼이 형상화됨
iii. 잡음 rms 레벨: 신호 레벨에 대해 < -20dBc(바람직하게는 < -30dBc, 더 바람직하게는 < -40 dBc)
iv. EVM에 대한 랜덤 잡음의 영향은 최소이어야 함
b. 임펄스 잡음:
i. 지속기간 << OFDM 심볼(예를 들어, OFDM 심볼의 지속기간의 2%, 5% 또는 10%)
ii. MISO 분기 사이의 상이한 상대 위치에서의 시간 및 주파수 도메인에서의 위치
iii. 펄스 레벨은 최악의 통계적 경우에 신호 피크 대 평균 비율을 증가시키지 않아야 한다. 예를 들어, 펄스 레벨은 시간의 98%에서 신호 피크 대 평균 비율을 증가시키지 않아야 한다(신호 엔빌로프와 임펄스 간의 코히런트 추가의 최악의 통계적 경우가 2% 미만이어야 한다). 일부 실시예에서, 98% 대신에 시간의 96% 또는 99%가 고려된다.
iv. EVM에 대한 임펄스 잡음의 영향은 최소이어야 함
본 발명의 일부 실시예에 따르면, 피드백은 영구적으로 평가되고, 그에 따라 선형화(사전 왜곡)가 적응된다. 그러나, 본 발명의 일부 실시예에서, 피드백은 예를 들어 온도 변화로 인해 또는 (피크와 같은) 소정의 트래픽 패턴이 발생하는 경우에 가끔(예를 들어 주기적으로) 평가되고/되거나 이벤트 기반이다.
도 16은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 장치를 도시한다. 장치는 MISO 아키텍처 또는 그의 요소일 수 있다. 도 17은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 방법을 도시한다. 도 16에 따른 장치는 도 17의 방법을 수행할 수 있지만, 이 방법으로 제한되지는 않는다. 도 17의 방법은 도 16의 장치에 의해 수행될 수 있지만, 이 장치에 의해 수행되는 것으로 제한되지 않는다.
장치는 n(n≥2)개의 입력 포트(1610-1 내지 1610-n), m(m = n 또는 m = n-1)개의 잡음 생성기 출력 포트(1620-1 내지 1620-m), m개의 믹서(1630-1 내지 1630-m), n개의 사전 왜곡기(1640-1 내지 1640-n), n개의 신호 경로(1650-1 내지 1650-n), 결합기(1660), 기여 분리기(1670) 및 결정기(1680)를 포함한다. 이하의 설명에서, 설명이 각각의 엔티티 모두에 적용되는 경우 인덱스("-1" 내지 "-n" 및 "-m" 각각)는 생략된다.
각각의 입력 신호가 각각의 입력 포트(1610)에 입력된다(S1610).
잡음 생성기 출력 포트(1620)는 바람직하게는 상관되지 않거나 실질적으로 상관되지 않는 상이한 잡음을 제공한다(S1620). 즉, 전술한 조건은 바람직하게는 잡음에 적용되어야 한다. 잡음 생성기 출력 포트(1620)에 의해 제공되는 잡음은 하나 이상의 잡음 생성기에 의해 생성될 수 있다.
믹서는 각각의 잡음을 각각의 입력 신호와 혼합한다(S1630). 즉, 각각의 잡음은 입력 신호 중 상이한 입력 신호와 혼합된다. 따라서, 혼합 신호가 생성된다.
혼합 신호, 및 입력 신호 중 하나가 각각의 잡음과 혼합되지 않은 경우의 이 입력 신호는 각각의 사전 왜곡기(1640)에서의 각각의 입력이다. 사전 왜곡기는 각각의 혼합 신호 및 입력 신호에 각각의 예비 사전 왜곡을 각각 적용하여, 각각의 사전 왜곡 신호를 획득한다(S1640). 사전 왜곡은 출력 신호의 선형화를 목표로 한다.
사전 왜곡된 신호는 각각의 신호 경로(1650) 상에 주어진다. 신호 경로는 사전 왜곡 신호를 변경할 수 있다(S1650). 예를 들어, 신호 경로는 각각의 사전 왜곡 신호를 변경하는 증폭기, 감쇠기 및 페이즈 시프터 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
결합기(1660)는 신호 경로로부터의 변경된 신호를 결합하여 출력 신호를 획득한다(S1660). 결합기는 예를 들어 결합시의 왜곡으로 인해 출력 신호를 추가로 변경할 수 있다.
피드백 신호가 출력 신호로부터 획득된다(S1665). 예를 들어, 피드백 신호는 출력 신호와 동일할 수 있다. 피드백 신호는 DPD 피드백 또는 VSWR 피드백일 수 있다.
기여 분리기(1670)는 각각의 잡음 및 각각의 입력 신호에 기초하여, 각각의 입력 신호에 대한 피드백 신호로부터 출력 신호에 대한 입력 신호의 각각의 기여를 분리한다(S1670). 이를 위해, 본 발명의 일부 실시예에 따른 기여 분리기는 전술한 알고리즘을 적용한다. 즉, 기여 분리기는 가능한 한 가깝게, 즉 최소 제곱의 합이 사전 정의된 임계치(최소 제곱 기준)보다 작을 때까지, 잡음 생성기, 사전 왜곡기를 포함하는 신호 경로 및 결합기의 모델을 실제 출력 신호에 피팅한다.
결정기(1680)는 입력 신호 중 적어도 하나에 대한 각각의 사전 왜곡을 결정하고, 각각의 예비 사전 왜곡을 결정된 사전 왜곡으로 대체한다(S1680). 사전 왜곡은 결정된 각각의 사전 왜곡이 각각의 입력 신호에 적용되는 경우에 각각의 기여가 사전 정의된 함수가 적용되는 각각의 입력 신호에 (실질적으로) 대응하도록 결정된다. 즉, 사전 왜곡은 결합기(1660)의 출력이 신호 경로(1650) 및 결합기(1660)가 (사전 왜곡기(1640) 없이) 거의 이상적인 경우와 같도록 설정되며, 이상적인 신호 경로와 이상적인 결합기의 결합은 입력 신호가 입력되면 사전 정의된 함수가 적용되는 입력 신호를 출력할 것이다. 사전 정의된 함수는 비선형 및 동적 중 적어도 하나이며, 임의 수의 사전 정의된 파라미터를 갖는다.
구현 또는 구성에 따라, 결정기(1690)는 결정된 사전 왜곡을 결정할 수 있으며, 따라서 입력 신호의 기여는 혼합 잡음을 갖거나 갖지 않는 입력 신호가 이상적인 신호 경로 및 이상적인 결합기에 입력되게 한다. 통상적으로 잡음 레벨은 신호 레벨보다 훨씬 작아야 하기 때문에 이러한 결정의 결과는 크게 다르지 않다(위 참조).
본 발명의 일부 실시예에서, 잡음 혼합(S1630) 및 사전 왜곡(S1640)의 시퀀스는 전술한 것과 반대일 수 있다. 즉, 이러한 실시예에서는, 입력 신호가 먼저 사전 왜곡된 다음, 각각의 잡음이 모든(또는 하나만 제외한 모든) 사전 왜곡된 입력 신호와 혼합된다. 이어서, 혼합 신호(및 경우에 따라, 잡음이 혼합되지 않은 하나의 사전 왜곡된 신호)는 신호 경로로 입력된다. 이러한 실시예에서, 도 16의 장치 및 도 17의 방법의 나머지 부분은 전술한 바와 같이 채택된다.
도 18은 본 발명의 실시예에 따른 피드백 루프를 도시한다. 도 18은 도 5에 대응한다. 또한, 사전 왜곡기(551 내지 55k)가 도시된다. 즉, 각각의 입력 분기에는 각각의 사전 왜곡기가 있다. 도 18에서 알 수 있는 바와 같이, 식별기(54)의 출력은 사전 왜곡기(일반적으로: 도 18의 실시예에서는 모든 사전 왜곡기가 식별기(54)에 의해 제어되지만, 사전 왜곡기 중 적어도 하나)를 제어한다. 즉, 식별기(54)는 각각의 입력 분기에 대해 각각의 잡음과 혼합되는 입력 신호에 적용되는 (전술한 바와 같은) 각각의 사전 왜곡을 결정한다.
전술한 모든 도면에서, 수신기(53) 및 식별기(54)는 함께 기여 분리기(1670) 및 결정기(1680)와 같은 기여 분리기 및 결정기의 예라는 점에 유의한다.
본 발명의 실시예는 특히 입력 신호 중 적어도 2개가 서로 상관되는 다중 공선 시스템에 대해 설명된다. 그러나, 본 발명의 실시예는 다른 입력 신호, 즉 상관되지 않거나 부분적으로 상관된 입력 신호에도 적용될 수 있다.
본 발명의 실시예는 파이프 내의 임의의 위치로부터 피드백을 측정하고 평가하는 데 적용될 수 있다. 특히, 본 발명은 선형화, 등화, 경고/보호, 복잡한 이미지 억제, 임피던스 매칭 등에 대한 피드백을 측정하고 평가하는 데 사용될 수 있다.
본 발명의 실시예는 3GPP의 3G, 4G, 5G 네트워크, 와이파이 네트워크, 또는 V2X 네트워크와 같은 상이한 라디오 기술에서 그리고/또는 각각의 단말기에서 이용될 수 있다. 기지국은 NodeB 또는 eNodeB 또는 액세스 포인트와 같은 각각의 기술의 기지국일 수 있다. 실시예는 매크로, 매체 및/또는 작은 셀 커버리지에 적용될 수 있다. 이에 따라, 단말기는 각각의 기술의 단말기일 수 있고, 예를 들어 이동 전화, 스마트폰, 랩탑 등일 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예는 전송 신호의 관계(예를 들어, 디지털 빔 포밍, MIMO, TX 다이버시티, AAS)가 기저 대역에서 디지털 방식으로 제어되는 고차(≥2) 다중 TX 송신기를 갖는 모든 라디오 모듈에 적용될 수 있다.
네트워크 요소, 프로토콜 및 방법의 이름은 현재 표준에 기초한다. 다른 버전 또는 다른 기술에서, 이러한 네트워크 요소 및/또는 프로토콜 및/또는 방법의 이름은 대응하는 기능을 제공하는 한 상이할 수 있다.
달리 언급되지 않거나, 상황으로부터 달리 명확해지지 않는 한, 2개의 엔티티가 다르다는 설명은 그들이 다른 기능을 수행한다는 것을 의미한다. 이것은 그들이 다른 하드웨어에 기초한다는 것을 반드시 의미하지는 않는다. 즉, 본 설명에서 설명된 엔티티 각각은 상이한 하드웨어에 기초할 수 있거나, 엔티티의 일부 또는 전부가 동일한 하드웨어에 기초할 수 있다. 이것은 그들이 다른 소프트웨어에 기초한다는 것을 반드시 의미하지는 않는다. 즉, 본 설명에서 설명된 엔티티 각각은 상이한 소프트웨어에 기초할 수 있거나, 엔티티의 일부 또는 전부가 동일한 소프트웨어에 기초할 수 있다.
따라서, 전술한 설명에 따르면, 본 발명의 예시적인 실시예는 예를 들어 RF 증폭기와 같은 증폭기 또는 그의 컴포넌트, 이를 구현하는 장치, 또는 이를 제어하고/하거나 동작시키기 위한 방법을 제공한다는 것이 명백해야 한다.
전술한 블록, 장치, 시스템, 기술, 수단, 엔티티, 유닛, 디바이스 또는 방법 중 임의의 것의 구현은 비제한적인 예로서 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 특수 목적 회로 또는 논리, 범용 하드웨어 또는 제어기 또는 다른 컴퓨팅 디바이스, 가상 머신, 또는 이들의 소정 조합으로서의 구현을 포함한다.
실시예의 설명은 예시적으로 주어질 뿐이며 첨부된 청구 범위에 의해 정의된 바와 같은 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 다양한 변경이 이루어질 수 있다는 점에 유의해야 한다.

Claims (22)

  1. 장치로서,
    각각의 입력 신호를 입력하도록 각각 구성된 제1 수의 입력 포트 - 상기 제1 수는 적어도 2임 - 와,
    상기 입력 포트 중 각각의 상이한 입력 포트에 각각 대응하고, 각각의 잡음을 제공하도록 구성된 제2 수의 잡음 생성기 출력 포트 - 상기 제2 수는 상기 제1 수 이하의 수임 - 와,
    상기 잡음 생성기 출력 포트 중 각각의 상이한 잡음 생성기 출력 포트에 각각 대응하고, 상기 각각의 입력 신호를 상기 각각의 잡음과 혼합하여 각각의 혼합 신호를 생성하도록 구성된 상기 제2 수의 믹서와,
    상기 입력 포트 중 각각의 상이한 입력 포트에 각각 대응하고, 상기 잡음 생성기 출력 포트 중 하나가 상기 각각의 입력 포트에 대응하는 경우에 상기 각각의 혼합 신호에 각각의 예비 사전 왜곡을 적용하고, 상기 잡음 생성기 출력 포트 중 어느 것도 상기 각각의 입력 포트에 대응하지 않는 경우에 상기 입력 신호에 각각의 예비 사전 왜곡을 적용하여, 각각의 사전 왜곡 신호를 획득하도록 구성된 상기 제1 수의 사전 왜곡기와,
    상기 입력 포트 중 각각의 상이한 입력 포트에 각각 대응하고, 상기 각각의 사전 왜곡 신호를 변경하여 각각의 변경된 신호를 획득하도록 구성된 상기 제1 수의 신호 경로와,
    상기 신호 경로로부터의 상기 변경된 신호를 결합하여 출력 신호를 획득하도록 구성된 결합기와,
    상기 입력 신호 각각에 대해, 피드백 신호로부터 그리고 상기 각각의 잡음 및 상기 각각의 입력 신호에 기초하여, 상기 출력 신호에 대한 상기 각각의 입력 신호의 기여를 분리하도록 구성된 기여 분리기(contribution separator) - 상기 피드백 신호는 상기 출력 신호에 기초함 - 와,
    상기 입력 신호 중 적어도 하나에 대한 각각의 사전 왜곡을 결정하고, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡으로 상기 각각의 예비 사전 왜곡을 대체하여, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡이 상기 각각의 사전 왜곡기에 의해 상기 각각의 혼합 신호 또는 입력 신호에 적용되는 경우, 상기 각각의 기여가 사전 정의된 함수가 적용되는 상기 각각의 입력 신호에 대응하게 하도록 구성된 결정기 - 상기 사전 정의된 함수는 비선형 및 동적 중 적어도 하나이며, 제3 수의 사전 정의된 파라미터를 가짐 - 를 포함하는
    장치.
  2. 장치로서,
    각각의 입력 신호를 입력하도록 각각 구성된 제1 수의 입력 포트 - 상기 제1 수는 적어도 2임 - 와,
    상기 입력 포트 중 각각의 상이한 입력 포트에 각각 대응하고, 상기 각각의 입력 신호에 각각의 예비 사전 왜곡을 적용하여, 각각의 사전 왜곡 신호를 획득하도록 구성된 상기 제1 수의 사전 왜곡기와,
    상기 입력 포트 중 각각의 상이한 입력 포트에 각각 대응하고, 각각의 잡음을 제공하도록 구성된 제2 수의 잡음 생성기 출력 포트 - 상기 제2 수는 상기 제1 수 이하의 수임 - 와,
    상기 잡음 생성기 출력 포트 중 각각의 상이한 잡음 생성기 출력 포트에 각각 대응하고, 상기 각각의 사전 왜곡 신호를 상기 각각의 잡음과 혼합하여 각각의 혼합 신호를 생성하도록 구성된 상기 제2 수의 믹서와,
    상기 입력 포트 중 각각의 상이한 입력 포트에 각각 대응하고, 상기 믹서 중 어느 것도 상기 각각의 입력 포트에 대응하지 않는 경우에 상기 각각의 사전 왜곡 신호를 변경하고, 상기 믹서 중 하나가 상기 각각의 입력 포트에 대응하는 경우에 상기 혼합 신호를 변경하여, 각각의 변경된 신호를 획득하도록 구성된 상기 제1 수의 신호 경로와,
    상기 신호 경로로부터의 상기 변경된 신호를 결합하여 출력 신호를 획득하도록 구성된 결합기와,
    상기 입력 신호 각각에 대해, 피드백 신호로부터 그리고 상기 각각의 잡음 및 상기 각각의 입력 신호에 기초하여, 상기 출력 신호에 대한 상기 각각의 입력 신호의 기여를 분리하도록 구성된 기여 분리기 - 상기 피드백 신호는 상기 출력 신호에 기초함 - 와,
    상기 입력 신호 중 적어도 하나에 대한 각각의 사전 왜곡을 결정하고, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡으로 상기 각각의 예비 사전 왜곡을 대체하여, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡이 상기 각각의 사전 왜곡기에 의해 상기 각각의 입력 신호에 적용되는 경우, 상기 각각의 기여가 사전 정의된 함수가 적용되는 상기 각각의 입력 신호에 대응하게 하도록 구성된 결정기 - 상기 사전 정의된 함수는 비선형 및 동적 중 적어도 하나이며, 제3 수의 사전 정의된 파라미터를 가짐 - 를 포함하는
    장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 신호 경로 중 적어도 하나는 증폭기를 포함하는
    장치.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 결정기는 상기 각각의 입력 신호에 대해, 상기 사전 정의된 함수를 상기 각각의 기여에 피팅함으로써 상기 사전 정의된 함수의 상기 제3 수의 실제 파라미터를 결정하고, 상기 제3 수의 실제 파라미터로 상기 사전 정의된 함수를 반전시킴으로써 상기 각각의 사전 왜곡을 결정하도록 구성된
    장치.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 결합기는 격리되는
    장치.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 사전 정의된 함수는 2차, 3차, 4차, 5차 또는 그 이상의 차수의 다항식, 메모리를 갖는 다항식, 및 상기 다항식과 메모리를 갖는 상기 다항식 중 적어도 하나의 구분적(piece-wise) 조합 중 하나인
    장치.
  7. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 잡음 생성기 출력 포트는 상기 잡음 각각이 상기 잡음 중 나머지 잡음 각각과 상관되지 않도록 또는 상기 잡음 각각이 상기 잡음 중 나머지 잡음 각각과 실질적으로 상관되지 않도록 구성된
    장치.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 잡음 각각은 랜덤 잡음과 임펄스 잡음 중 적어도 하나인
    장치.
  9. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 결정된 사전 왜곡은 하나의 입력 신호의 경로를 상기 입력 신호 중 다른 하나의 입력 신호의 적어도 하나의 다른 경로에 대해 조정하는
    장치.
  10. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 결합기, 상기 기여 분리기 및 상기 결정기 중 적어도 하나는 수동 회로로서 구현되는
    장치.
  11. 각각의 입력 신호를 제1 수의 입력 포트에 입력하는 단계 - 상기 제1 수는 적어도 2임 - 와,
    제2 수의 잡음 생성기 출력 포트에서 각각의 잡음을 제공하는 단계 - 각각의 잡음 생성기 출력 포트는 상기 입력 포트 중 각각의 상이한 입력 포트에 대응하고, 상기 제2 수는 상기 제1 수 이하의 수임 - 와,
    잡음 각각을 상기 각각의 입력 신호와 혼합하여 각각의 혼합 신호를 생성하는 단계와,
    상기 혼합 신호 각각에 각각의 예비 사전 왜곡을 적용하고, 상기 잡음 중 임의의 잡음과 혼합되지 않은 경우에 상기 입력 신호에 각각의 예비 사전 왜곡을 적용하여 사전 왜곡 신호를 획득하는 단계와,
    상기 사전 왜곡 신호 각각을 상기 각각의 사전 왜곡 신호를 변경하도록 구성된 각각의 상이한 신호 경로에 입력하여 각각의 변경된 신호를 획득하는 단계와,
    상기 신호 경로로부터의 상기 변경된 신호를 결합하여 출력 신호를 획득하는 단계와,
    상기 입력 신호 각각에 대해, 피드백 신호로부터 그리고 상기 각각의 잡음 및 상기 각각의 입력 신호에 기초하여, 상기 출력 신호에 대한 상기 각각의 입력 신호의 기여를 분리하는 단계 - 상기 피드백 신호는 상기 출력 신호에 기초함 - 와,
    상기 입력 신호 중 적어도 하나에 대한 각각의 사전 왜곡을 결정하고, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡으로 상기 각각의 예비 사전 왜곡을 대체하여, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡이 상기 각각의 혼합 신호 또는 입력 신호에 적용되는 경우, 상기 각각의 기여가 사전 정의된 함수가 적용되는 상기 각각의 입력 신호에 대응하게 하는 단계 - 상기 사전 정의된 함수는 비선형 및 동적 중 적어도 하나이며, 제3 수의 사전 정의된 파라미터를 가짐 - 를 포함하는
    방법.
  12. 각각의 입력 신호를 제1 수의 입력 포트에 입력하는 단계 - 상기 제1 수는 적어도 2임 - 와,
    상기 입력 신호 각각에 각각의 예비 사전 왜곡을 적용하여 사전 왜곡 신호를 획득하는 단계와,
    제2 수의 잡음 생성기 출력 포트에서 각각의 잡음을 제공하는 단계 - 상기 제2 수는 상기 제1 수 이하의 수이고, 각각의 잡음 생성기 출력 포트는 상기 입력 포트 중 상이한 입력 포트에 대응함 - 와,
    상기 잡음 각각을 상기 각각의 사전 왜곡 신호와 혼합하여 혼합 신호를 생성하는 단계와,
    상기 혼합 신호 각각을 각각의 신호 경로에 입력하고, 상기 사전 왜곡 신호가 상기 잡음 중 임의의 잡음과 혼합되지 않은 경우에 상기 사전 왜곡 신호를 각각의 신호 경로에 입력하는 단계 - 상기 신호 경로 각각은 상기 각각의 혼합 신호 및 사전 왜곡 신호를 각각 변경하여 변경된 신호를 획득하도록 구성됨 - 와,
    상기 신호 경로로부터의 상기 변경된 신호를 결합하여 출력 신호를 획득하는 단계와,
    상기 입력 신호 각각에 대해, 피드백 신호로부터 그리고 상기 각각의 잡음 및 상기 각각의 입력 신호에 기초하여, 상기 출력 신호에 대한 상기 각각의 입력 신호의 기여를 분리하는 단계 - 상기 피드백 신호는 상기 출력 신호에 기초함 - 와,
    상기 입력 신호 중 적어도 하나에 대한 각각의 사전 왜곡을 결정하고, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡으로 상기 각각의 예비 사전 왜곡을 대체하여, 상기 결정된 각각의 사전 왜곡이 상기 각각의 입력 신호에 적용되는 경우, 상기 각각의 기여가 사전 정의된 함수가 적용되는 상기 각각의 입력 신호에 대응하게 하는 단계 - 상기 사전 정의된 함수는 비선형 및 동적 중 적어도 하나이며, 제3 수의 사전 정의된 파라미터를 가짐 - 를 포함하는
    방법.
  13. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 신호 경로 중 적어도 하나는 증폭기를 포함하는
    방법.
  14. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 사전 왜곡 중 적어도 하나의 사전 왜곡을 결정하는 것은 상기 사전 정의된 함수를 상기 각각의 기여에 피팅함으로써 상기 사전 정의된 함수의 상기 제3 수의 실제 파라미터를 결정하며, 상기 제3 수의 실제 파라미터로 상기 사전 정의된 함수를 반전시킴으로써 상기 각각의 사전 왜곡을 결정하는 것을 포함하는
    방법.
  15. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 변경된 신호는 격리된 결합기에 의해 결합되는
    방법.
  16. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 사전 정의된 함수는 2차, 3차, 4차, 5차 또는 그 이상의 차수의 다항식, 메모리를 갖는 다항식, 및 상기 다항식과 메모리를 갖는 상기 다항식 중 적어도 하나의 구분적 조합 중 하나인
    방법.
  17. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 잡음 각각은 상기 잡음 중 나머지 잡음 각각과 상관되지 않거나, 상기 잡음 각각은 상기 잡음 중 나머지 잡음 각각과 실질적으로 상관되지 않는
    방법.
  18. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 잡음 각각은 랜덤 잡음과 임펄스 잡음 중 적어도 하나인
    방법.
  19. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 결정된 사전 왜곡은 하나의 입력 신호의 경로를 상기 입력 신호 중 다른 하나의 입력 신호의 적어도 하나의 다른 경로에 대해 조정하는
    방법.
  20. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 입력 신호 중 적어도 2개는 서로 상관되는
    방법.
  21. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 결합기는 격리되지 않는
    장치.
  22. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 변경된 신호는 격리되지 않은 결합기에 의해 결합되는
    방법.
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TWI700888B (zh) 2019-08-30 2020-08-01 中磊電子股份有限公司 數位預失真電路及數位預失真方法
US11777214B2 (en) 2020-04-09 2023-10-03 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Interleaved antenna array configuration in a radio node
US11653400B2 (en) * 2020-06-16 2023-05-16 Blu Wireless Technology Limited Wireless communication for vehicle based node

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5886573A (en) * 1998-03-06 1999-03-23 Fujant, Inc. Amplification using amplitude reconstruction of amplitude and/or angle modulated carrier
US6697436B1 (en) * 1999-07-13 2004-02-24 Pmc-Sierra, Inc. Transmission antenna array system with predistortion
US7317750B2 (en) * 2002-10-31 2008-01-08 Lot 41 Acquisition Foundation, Llc Orthogonal superposition coding for direct-sequence communications
US7483481B1 (en) * 2004-08-31 2009-01-27 Adtran, Inc. System and method for adaptively updating precoder taps
US8964821B2 (en) * 2011-10-14 2015-02-24 Qualcomm Incorporated Shared feedback for adaptive transmitter pre-distortion
KR102141257B1 (ko) * 2012-07-23 2020-08-05 달리 시스템즈 씨오. 엘티디. 무선 통신 시스템에서의 광대역 디지털 사전왜곡을 위해 주파수가 널리 이격된 신호들을 정렬하는 방법 및 시스템
US9214969B2 (en) * 2013-05-09 2015-12-15 King Fahd University Of Petroleum And Minerals Scalable digital predistortion system
CN105144600B (zh) * 2013-05-31 2018-11-02 英特尔Ip公司 用于大型天线阵列的混合数字和模拟波束成形
CN103856429A (zh) * 2014-03-26 2014-06-11 西安电子科技大学 基于混合间接学习算法的自适应预失真系统及方法

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