KR102193357B1 - 무선 통신 시스템의 하이브리드 프리코딩 제공 방법 및 그 전자 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템의 하이브리드 프리코딩 제공 방법 및 그 전자 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 저복잡도 하이브리드 프리코딩을 제공하는 방법에 관한 것으로서, 상기 방법은 복수의 프리코딩 셋의 서브셋을 감소된 검색 영역으로 식별하는 과정과, 선호 프리코딩 셋에 대해 상기 감소된 검색 영역을 통해 검색을 수행하는 과정을 포함하며, 상기 감소된 검색 영역을 식별하는 과정은 복수의 빔 방향들 각각에 대해 수신 전력과 같은 적어도 하나의 파라미터를 결정하는 과정을 포함할 수 있다.

Description

무선 통신 시스템의 하이브리드 프리코딩 제공 방법 및 그 전자 장치{METHOD AND ITS APPARATUS FOR PROVIDING LOW-COMPLEXITY HYBRID PRECODING IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS}
본 발명은 무선통신에 관한 것으로서, 특히 무선 통신 시스템에서 복잡성이 낮은 하이브리드 프리코딩(low-complexity hybrid precoding)을 제공하기 위한 방법 및 장치에 관한 것입니다.
최근에는 고속 데이터 전송을 위해 밀리미터파(mmwave) 스펙트럼을 사용하는 광대역 이동 통신에 대한 관심이 급격하게 증가하고 있다. 밀리미터파 주파수 대역에서 작은 캐리어 파장은 소형 폼 팩터에서 고지향성 안테나 합성을 가능하게 하여, 밀리미터파 시스템에서 발생되는 중요한 전파 손실을 극복할 수 있도록 링크 성능을 개선 시킬 수 있다. 이와 같은 시스템에서, 하이브리드 아날로그/디지털 프리코딩 구조는 디지털(기저대역)과 아날로그(무선 주파수)를 혼합한 프로세싱을 이용하여 멀티 스트림 데이터 전송이 가능하도록 구현될 수 있다. 하지만, 비교적 간단한 밀리미터파 시스템의 하이브리드 프리코딩일지라도 하이브리드 구조의 복잡성으로 인해 사용하지 못하게 될 수도 있다.
따라서, 본 발명의 실시 예는 무선 통신 시스템에서 복잡성이 낮은 하이브리드 프리코딩을 제공하기 위한 방법 및 장치를 제공함에 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 저복잡도 하이브리드 프리코딩을 제공하는 방법은, 복수의 프리코딩 셋의 서브셋을 감소된 검색 영역으로 식별하는 과정과, 선호 프리코딩 셋에 대해 상기 감소된 검색 영역을 통해 검색을 수행하는 과정을 포함할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 저 복잡도 하이브리드 프리코딩을 제공하는 방법은, 복수의 빔 방향들 각각에 대한 적어도 하나의 파라미터를 결정하는 과정과, 상기 적어도 하나의 결정된 파라미터를 기반으로 빔 방향들의 서브셋을 주 빔 방향들로서 식별하는 과정과, 선호 프리코딩 셋에 대한 주 빔 방향들을 통해 검색을 수행하는 과정을 포함할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 사용자 단말의 장치는, 수신 안테나들의 서브 배열들의 배열과, 안테나들의 서브 배열 각각에 대한 RF(radio Frequency) 프리코딩을 제공하기 위한 RF 프리코더와, 복수의 프리코딩 셋의 서브셋을 감소된 검색 영역으로서 식별하고, 선호 프리코딩 셋에 대해 상기 감소된 검색 영역을 통해 검색을 수행하는 처리 장치를 포함할 수 있다.
본 발명은 복수의 프리코딩 셋의 서브셋을 감소된 검색 영역으로 식별하고, 선호 프리코딩 셋에 대해 상기 감소된 검색 영역을 통해 검색을 수행함으로써, 저복잡도 하이브리드 프리코딩 방식을 제공할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 네트워크를 도시하는 도면,
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 단말의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 기지국의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 하이브리드 프리코딩을 제공하는 송신기의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 하이브리드 프리코딩을 제공하는 시스템을 도시하는 도면,
도 6a 및 6b는 본 발명의 실시 예에 따른 복잡성이 낮은 하이브리드 프리코딩과 복잡성이 높은 하이브리드 프리코딩의 성능을 비교한 그래프를 도시하는 도면 및
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 복잡성이 낮은 하이브리드 프리코딩을 제공하기 위한 절차를 도시하는 도면.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략할 것이다. 또한, 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 네트워크를 도시하고 있다.
도 1에 도시된 무선 네트워크(100)는 본 발명의 실시 예일 뿐이며, 무선 네트워크(100)는 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 다른 실시 예들에서도 사용될 수도 있다.
도 1을 참조하면, 무선 네트워크(100)는 제 1 기지국(101), 제 2 기지국(102) 및 제 3 기지국(103)을 포함할 수 있다. 제 1 기지국(101)은 제 2 기지국(102) 및 제 3 기지국(103)과 통신을 수행할 수 있다. 제 1 기지국(101)은 인터넷, 고유 IP 네트워크, 혹은 다른 데이터 네트워크 등과 같은 적어도 하나의 IP(Internet Protocol) 네트워크(130)와 통신을 수행할 수 있다.
제 2 기지국(102)은 제 2 기지국(102)의 서비스 지역(120) 내 복수의 단말들을 포함하는 제 1 집단으로 무선 광대역 액세스를 제공할 수 있다. 복수의 단말들을 포함하는 제 1 집단은 소규모 회사(SB:Small Business)에 위치한 제 1 단말(111), 기업(E:Enterprise)에 위치한 제 2 단말(112), 와이파이 핫스팟(HS:WiFi hotspot)에 위치한 제 3 단말(113), 제 1 주택(R:Residence)에 위치한 제 4 단말(114), 제 2 주택(R:Residence)에 위치한 제 5 단말(115) 및 휴대폰, 무선 노트북, 무선 PDA 등과 같은 모바일 기기인 제 6 단말을 포함할 수 있다. 제 3 기지국(103)은 제 3 기지국(102)의 서비스 지역(125) 내 복수의 단말들을 포함하는 제 2 집단으로 무선 광대역 액세스를 제공할 수 있다. 복수의 단말들을 포함하는 제 2 집단은 제 5 단말(115) 및 제 6 단말(116)을 포함할 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따라, 적어도 하나의 기지국(101 내지 103)은 적어도 하나의 기지국(101 내지 103) 혹은 단말(111 내지 116)들과 5G(5th Generation mobile communications), LTE(Long Term Evolution), LTE-A(Long Term Evolution- Advanced), WiMAX(World Interoperability for Microwave Access) 혹은 다른 무선 통신 기술을 이용하여 통신을 수행할 수 있다.
네트워크의 종류에 따라, 기지국(eNodeB 혹은 eNB)이란 용어는 베이스 스테이션(base station) 혹은 액세스 포인트(access point)란 용어와 동일한 의미로 사용될 수 있으나, 본 발명에서는 편의상 원격 장치에 무선 액세스를 제공하는 네트워크 구성요소를 기지국(eNodeB 혹은 eNB)이란 용어로 사용하도록 한다. 또한, 네트워크 종류에 따라, 단말(User Equipment 혹은 UE)이란 용어는 이동국(mobile station), 가입자 지국(subscriber station), 원격 장치(remote terminal), 무선 장치(wireless terminal) 혹은 사용자 기기(user device)란 용어와 동일한 의미로 사용될 수 있으나, 본 발명에서는 편의상 이동 단말(이동 전화기 혹은 스마트폰) 및 고정된 단말(데스크탑 혹은 자판기)을 포함하여 기지국에 무선으로 액세스하는 원격 무선 장치를 단말(UE)이란 용어로 사용하도록 한다.
점선은 서비스 영역(120 및 125)의 크기를 나타내며, 본 발명에서는 제 1 서비스 영역(120) 및 제 2 서비스 영역(125)과 기지국 사이의 관계를 나타내는 명확히 나타내기 위해 원형으로 도시였으나, 자연 발생적인 장애물 혹은 인공적인 장애물에 의해 불규칙하게 변형된 형태의 서비스 영역도 존재할 수 있다.
이하에서는, 무선 네트워크(100)의 구성요소(기지국(101 내지 103) 및 단말(111 내지 116))가 하이브리드 프리코딩을 수행하는 구성에 대해 상세히 설명하도록 한다. 본 발명의 실시 예에 따르면, 무선 네트워크(100)는 밀리미터파 시스템으로 구성될 수 있다. 밀리미터파 송수신기는 밀리미터파 RF 및 데이터 변환 하드웨어와 관련된 비용과 전력을 감소시키기 위해 하이브리드 아날로그/디지털 프리코딩 구조를 사용할 수 있으며, 이는 디지털(기저대역)과 아날로그(무선 주파수)를 혼합한 프로세싱을 이용하여 멀티 스트림 데이터 전송이 가능하게 할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 코드북 기반의 하이브리드 프리코딩은 RF 와 기저대역 프리코더를 이용하는 기지국(101 내지 103) 및/혹은 단말(111 내지 116)이 지정된 코드북을 선택하도록 구현될 수 있다. 3GPP LTE와 같은 셀룰러 시스템에서, 이와 같은 프리코딩을 사용할 경우, 채널 상태 정보(CSI:Channel State Information)의 피드백 오버헤드를 낮출 수 있다. 예를 들어, 단말(111 내지 116)은 프리코더 혹은 채널의 아날로그 피드백에 반대되도록, 최적 프리코더에 대응하는 인덱스들을 피드백할 수 있다.
하지만, 논리적인 시스템 파라미터일지라도, 하이브리드 프리코더의 최적화 문제를 위해 복잡성이 높은 무차별 접근을 금지시킬 수 있다. 이에 따라, 아래에서 상세히 설명한 바와 같이, 저복잡성 하이브리드 프리코딩 절차는 구현될 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른, 시스템 및 절차는 밀리터리파를 이용하여 통신 시스템을 바탕으로 설명하였으나, 빔포밍을 이용하는 다른 통신 시스템(예를 들어, 안테나 배열을 이용한 통신 시스템) 및 코드북 기반의 프리코딩 방법을 적용한 시스템에서도 동일하게 적용될 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른, "셀룰러 대역"은 수 MHz부터 수백 GHz까지를 포함하는 의미이며, "밀리미터파 대역"은 수 GHz(~30GHz)부터 수백 GHz를 포함하는 의미일 수 있다. 셀룰러 대역에서 무선 전파는, 전파 손실이 작기 때문에, 보다 좋은 서비스를 제공할 수 있으며, 상대적으로 적은 수의 안테나를 이용할 수 있다. 반면, 밀리미터파 대역에서 무선 전파는 전파 손실이 크기 때문에, 하이게인 안테나 혹은 소형 폼 팩터로 설계된 안테나 배열에 적합할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 시스템은 이동 통신에 대한 종래의 기술을 활용하여, 데이터 통신을 위한 추가 스펙트럼으로서, 밀리미터파 채널을 이용하여 설계될 수 있다. 이와 같은 시스템에서 기지국(101 내지 103) 및 단말(111 내지 116)은 셀룰러 대역 및 밀리미터파 대역을 모두 이용하여 통신을 수행할 수 있다. 셀룰러 대역에서 무선 전파는 밀리미터파에 비해 전파 손실이 작고, 장애물 관통률이 좋으며, 가시선(NLOS:Non-Line-Of-Sight) 통신 링크 혹은 산소, 비, 공기 중에 존재하는 다른 입자에 의해 흡수되는 것과 같은 다른 손상에 덜 민감한 특징을 가질 수 있다.
이에 따라, 밀리터리파가 높은 데이터 전송률을 요구하는 통신에 활용되는 동안, 특정 제어 채널 신호는 셀룰러 무선 주파수를 통해 전송될 수 있다.
대체 시스템은 다운 링크(기지국에서 단말)에서는 밀리미터파 대역에서 통신을 수행하고, 업 링크(단말에서 기지국)에서는 셀룰러 대역에서 통신을 수행하도록 설계하거나 혹은 다운 링크 및 업 링크를 모두 밀리미터파 대역에서 통신을 수행하도록 설계할 수 있다. 이와 같은 방법은 코드북 기반의 하이브리드 프리코딩을 사용하는 모든 시스템 설계에 적용될 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른, 기지국(101 내지 103) 및 단말(111 내지 116) 각각은 배열안테나의 서브배열을 사용할 수 있으며, 서브 배열 각각은 빔포밍을 형성할 수 있다. 안테나의 서브 배열은 폭이 넓은 빔 혹은 폭이 좁은 빔과 같이 서로 다른 폭을 가지는 빔을 형성할 수 있다. 다운링크 제어 채널, 브로드캐스트 신호/메시지 및/혹은 브로드캐스트 데이터 혹은 제어 채널은 폭이 넓은 빔을 통해 전송될 수 있다. 폭이 넓은 빔은 한 번에 하나의 폭이 넓은 빔을 통해 전송되거나, 한 번에 폭이 좁은 빔 다수를 통해 전송되거나, 폭이 좁은 빔을 통해 연속적으로 전송되거나 혹은 그 외 적합한 방법으로 전송될 수 있다. 멀티캐스트 및 유니캐스트 데이터/제어 신호 혹은 메시지는 폭이 좁은 빔을 통해 전송될 수 있다.
도 1에 도시된 무선 네트워크(100)는 하나의 실시 예 일뿐, 무선 네트워크(100)는 다양한 형태로 변형될 수도 있다. 예를 들어, 무선 네트워크(100)는 임의의 개수의 기지국과 임의의 개수의 단말이 배치되어 구성될 수 있다. 또한, 제 1 기지국(101)은 임의의 개수의 단말과 직접적으로 통신할 수 있고, 해당 단말들이 네트워크(130)에 무선 광대역 액세스를 수행하도록 할 수 있다. 유사하게, 기지국(102 및 103) 각각은 네트워크(130)와 직접적으로 통신할 수 있고, 단말들이 네트워크(130)에 직접 무선 광대역 액세스를 수행하도록 할 수 있다. 또한, 제 1 기지국(101), 제 2 기지국(102) 및/혹은 제 3 기지국(103)은 외부 전화 네트워크 혹은 다른 종류의 데이터 네트워크 등과 같은 다른 네트워크나 추가적인 외부 네트워크에 대한 액세스를 제공할 수 있다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 단말의 블록 구성을 도시하고 있다.
도 2는 설명을 위해 제 4 단말(114)의 블록 구성을 대표로 설명하고 있으나, 도 1에 도시된 다른 단말들 또한 제 4 단말(114)의 블록 구성과 동일하거나 유사한 블록 구성을 가질 수 있다. 하지만, 본 발명의 실시 예에 따른 단말은 도 2에 제한되지 않고 다양하게 구현될 수 있다.
도 2를 참조하면, 제 4 단말(114)은 안테나(205), RF(Radio Frequency) 송수신기(210), 송신 처리 회로(215), 마이크로폰(220) 및 수신 처리 회로(225)를 포함할 수 있다. 또한, 제 4 단말(114)은 스피커(230), 메인 프로세서(240), 입출력(I/O: Input/Output) 인터페이스(Interface)(245), 키패드(250), 디스플레이 장치(250) 및 메모리(260)를 포함할 수 있다. 더욱이, 메모리(260)는 기본 운영 체제(OS:Operating System) 프로그램(261) 및 적어도 하나의 애플리케이션(262)를 포함할 수 있다.
안테나(205)는 배열 안테나의 서브배열을 포함할 수 있다. 따라서, 안테나(205)는 각각 하나 이상의 안테나를 포함하는 하나 이상의 서브배열로 구성될 수 있다. 안테나의 서브배열 각각은 빔포밍 신호를 안테나(205)로부터 수신하거나 송신하도록 구성될 수 있다.
RF 송수신기(210)는 기지국 혹은 다른 단말로부터 수신되는 RF 신호를 안테나(205)를 통해 수신할 수 있다. RF 송수신기(210)는 중간 주파수(IF:Intermediate Frequency) 혹은 기저대역 신호를 생성하기 위하여, 수신된 RF 신호를 RF 프리코딩하고, 하향변환할 수 있다. 기저대역 신호 혹은 중간주파수 신호는 수신 처리 회로(225)로 전송되고, 수신 처리 회로(225)는 기저대역 신호 혹은 중간주파수 신호를 필터링, 디코딩, 디지털화하여 처리된 기저대역 신호를 생성한다. 수신 처리 회로(225)는 처리된 기저대역 신호를 추가 처리하기 위해 스피커(230) 혹은 메인 프로세서(240)로 전송할 수 있다. 예를 들어, 수신 처리회로(225)는 처리된 기저대역 신호가 음성 데이터인 경우 스피커로 전송할 수 있고, 처리된 기저대역 신호가 웹 브라우징 데이터인 경우 메인 프로세서로 전송할 수 있다.
송신 처리 회로(215)는 마이크로폰(22)으로부터 아날로그 혹은 디지털 음성 신호를 수신하거나, 메인 프로세서(240)로부터 외부 기저대역 데이터(outgoing baseband signal)(예를 들어, 웹 데이터, 이메일 혹은 쌍방향 비디오 게임 데이터 등)를 수신할 수 있다. 송신 처리 회로(215)는 처리된 기저대역 신호 혹은 중간주파수 신호를 생성하기 위해, 외부 기저대역 데이터를 부호화, 다중화 및/혹은 디지털화할 수 있다. RF 송수신기(210)는 외부 처리된 기저대역 혹은 중간 주파수 신호를 송신 처리 회로(215)로부터 수신하고, 수신된 기저대역 신호 혹은 중간주파수 신호를 RF 신호로 상향변환한 후, 변환된 RF 신호를 RF 프리코딩(예를 들어, 다양한 서브배열의 빔포밍)하여 안테나(205)를 통해 전송할 수 있다.
메인 프로세서(240)는 적어도 하나의 프로세서 혹은 다른 처리 장치를 포함할 수 있고, 제 4 단말(114)의 전반적인 동작을 제어하기 위해 메모리(260)에 저장된 기본 운영 체제 프로그램(261)을 실행할 수 있다. 예를 들어, 메인 프로세서(240)는 공지된 원리에 따라서, RF 송수신기(210), 수신 처리 회로(225), 송신 처리회로(215)에 의해 순방향 채널 신호의 수신 및 역방향 채널 신호의 전송을 제어할 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따른, 메인 프로세서(240)는 적어도 하나의 마이크로폰 혹은 마이크로 제어기를 포함할 수 있다.
메인 프로세서(240)는 다른 프로세서 및 메모리(250)에 저장된 프로그램을 실행할 수 있다. 메인 프로세서(240)는 실행 과정에서 필요한 데이터를 메모리(260)에 저장하거나 메모리(260)로부터 출력할 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따라, 메인 프로세서(240)는 기본 운영체제 프로그램(261)을 기반으로 애플리케이션을 실행하거나 기지국, 다른 단말 혹은 사용자로부터 수신된 신호에 따라 애플리케이션을 실행할 수 있다. 또한, 메인 프로세서(240)는 단말(114)을 노트북 및 휴대용 컴퓨터 등과 같은 다른 전자 장치와 연결하기 위한 입출력 인터페이스(245)와 결합될 수 있다. 입출력 인터페이스(245)는 이와 같은 외부 전자 장치 혹은 액세서리와 메인 프로세서(240) 사이의 통신 경로일 수 있다.
더하여, 메인 프로세서(240)는 키패드(250) 및 디스플레이 장치(255)와 결합될 수 있다. 제 4 단말(114)의 사용자는 키패드를 이용하여 제 4 단말(114)에 데이터를 입력할 수 있다. 디스플레이 장치(255)는 텍스트 및/혹은 웹 사이트 등과 같은 적어도 하나의 그래픽 요소를 렌더링할 수 있는 LCD(Liquid Crystal Display) 혹은 다른 유형의 디스플레이 장치를 포함할 수 있다. 더하여, 디스플레이 장치(255)는 터치 스크린을 포함할 수 있다.
메모리(260)는 메인 프로세서(240)와 결합될 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따른 메모리(160)는 RAM(Random Access Memory)을 포함하고, ROM(Read Only Memory)의 기능을 수행하는 플래시 메모리 등과 같은 비 휘발성 메모리를 포함한다.
애플리케이션(262)는 저복잡성 하이브리드 프리코딩 애플리케이션을 포함할 수 있다. 메인 프로세서(240)는 감소된 검색 공간으로 복수의 프리코딩 세트의 부분 집합을 식별하고, 선호하는 프리코딩 세트를 검색할 수 있는 애플리케이션(262)을 실행할 수 있도록 구성될 수 있다.
도 2에 도시된 제 4 단말(114)은 하나의 실시 예 일뿐, 제 4 단말(114)은 다양한 형태로 변형될 수도 있다. 자세히 말해, 도 2에 도시된 구성 요소들은 필요에 따라 서로 결합되거나 분리될 수 있고, 추가되거나 생략될 수 있다. 예를 들어, 메인 프로세서(240)는 적어도 하나의 중앙 처리 장치(CPU:Central Processing Units)와 적어도 하나의 그래픽 처리 장치(Graphics Processing Units)등과 같은 복수의 프로세서로 분리될 수 있다. 또한, 도 2에 도시된 제 4 단말(114)은 휴대용 전화기 혹은 스마트폰과 같이 구성될 수 있고, 제 4 단말(114)은 이동 장치 혹은 고정 장치의 다른 형태와 같이 동작하도록 구성될 수 있다. 더하여, 도 2에 도시된 구성요소들은 기지국(101 내지 103)과 다른 단말과의 통신에 이용되는 서로 다른 RF 구성요소들과 같이, 복제될 수 있다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 기지국의 블록 구성을 도시하고 있다.
도 3은 설명을 위해 제 2 기지국(102)의 블록 구성을 대표로 설명하고 있으나, 도 1에 도시된 다른 기지국들 또한 제 2 기지국(102)의 블록 구성과 동일하거나 유사한 블록 구성을 가질 수 있다. 하지만, 본 발명의 실시 예에 따른 단말은 도 2에 제한되지 않고 다양하게 구현될 수 있다.
도 3을 참조하면, 제 2 기지국(102)은 복수의 안테나(305a 내지 305n), 복수의 RF 송수신기(310a 내지 310n), 송신 처리 장치(315) 및 수신 처리 장치(320)를 포함할 수 있다. 또한, 제 2 기지국(102)은 제어기/프로세서(325), 메모리(330) 및 백홀(backhaul) 혹은 네트워크 인터페이스(335)를 포함할 수 있다.
안테나(305a 내지 305n)은 서브배열 안테나의 배열을 포함할 수 있다. 따라서, 안테나(305a 내지 305n)는 적어도 하나의 안테나를 포함하는 서브배열 안테나일 수 있다. 각각의 서브배열 안테나는 서브배열을 통해 빔포밍 신호를 송수신할 수 있도록 구성될 수 있다.
RF 송수신기(310a 내지 310n)는 단말 혹은 다른 기지국으로부터 전송된 신호와 같이, 수신되는 RF 신호를 안테나(305a 내지 305n)을 통해 수신할 수 있다. RF 송수신기(310a 내지 310n)는 중간 주파수 혹은 기저대역 신호를 생성하기 위하여, 수신된 RF 신호를 RF 프리코딩하고, 하향변환할 수 있다.
기저대역 신호 혹은 중간주파수 신호는 수신 처리 회로(320)로 전송되고, 수신 처리 회로(320)는 기저대역 신호 혹은 중간주파수 신호를 필터링, 디코딩, 디지털화하여 처리된 기저대역 신호를 생성한다. 수신 처리 회로(320)는 처리된 기저대역 신호를 추가 처리하기 위해 제어기/프로세서(325)로 전송할 수 있다.
송신 처리 회로(315)는 제어기/프로세서(325)로부터 아날로그 혹은 디지털 데이터(예를 들어, 웹 데이터, 이메일 혹은 쌍방향 비디오 게임 데이터 등)를 수신할 수 있다. 송신 처리 회로(315)는 처리된 기저대역 신호 혹은 중간주파수 신호를 생성하기 위해, 외부 기저대역 데이터를 부호화, 다중화 및/혹은 디지털화할 수 있다. RF 송수신기(310a 내지 310n)는 외부 처리된 기저대역 혹은 중간 주파수 신호를 송신 처리 회로(315)로부터 수신하고, 수신된 기저대역 신호 혹은 중간주파수 신호를 RF 신호로 상향변환한 후, 변환된 RF 신호를 RF 프리코딩하여 안테나(305a 내지 305n)를 통해 전송할 수 있다.
제어기/프로세서(325)는 기지국(102)의 전반적인 동작을 제어하기 위한 적어도 하나의 프로세서 혹은 다른 처리 장치를 포함할 수 있다. 예를 들어, 제어기/프로세서(325)는 공지된 원리에 따라서, RF 송수신기(310a 내지 310n), 수신 처리 회로(320), 송신 처리 회로(315)에 의해 순방향 채널 신호의 수신 및 역방향 채널 신호의 전송을 제어할 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따른, 메인 프로세서(240)는 적어도 하나의 마이크로폰 혹은 마이크로제어기를 포함할 수 있다. 제어기/프로세서(325)는 고급 무선 통신 기능뿐만 아니라 추가 기능을 지원할 수 있다. 예를 들어, 제어기/프로세서(325)는 복수의 안테나(305a 내지 305n)로부터 출력되는 신호들의 가중치를 서로 다르게 설정하여 출력되는 신호들이 원하는 방향으로 효율적으로 출력될 수 있도록 빔포밍 혹은 방향 라우팅 동작을 지원할 수 있다. 제어기/프로세서(325)는 제 2 기지국(102)의 다양한 다른 기능들을 지원할 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따른, 메인 프로세서(325)는 적어도 하나의 마이크로 프로세서 혹은 마이크로 제어기를 포함할 수 있다.
또한, 제어기/프로세서(325)는 기본 운영 체제 등과 같이 메모리(330)에 저장된 프로그램 및 다른 프로세스를 실행할 수 있다. 제어기/프로세서(325)는 실행 과정에서 필요한 데이터를 메모리(330)에 저장하거나 메모리(330)로부터 출력할 수 있다.
또한, 제어기/프로세서(325)는 백홀 혹은 네트워크 인터페이스(335)와 결합될 수 있다. 백홀 혹은 네트워크 인터페이스(335)는 백홀 연결 혹은 네트워크를 통해 기지국(102)이 다른 장치 혹은 시스템과 통신할 수 있도록 허여할 수 있다.
네트워크 인터페이스(335)는 임의의 무선 혹은 유선 연결을 통해 통신을 지원할 수 있다.
예를 들어, 제 2 기지국(102)은 셀룰러 통신 시스템(예: 5G, LTE, LTE-A 등)의 일부분으로 구현될 수 있고, 네트워크 인터페이스(335)는 기지국(102)이 유선 혹은 무선 백홀 연결을 통해 다른 기지국과 통신할 수 있도록 허여할 수 있다. 제 2 기지국(102)이 액세스 포인트로 구현되는 경우, 네트워크 인터페이스(335)는 제 2 기지국(102)이 유/무선 로컬 영역 네트워크 혹은 보다 큰 유/무선 네트워크(예: 인터넷 등)를 통해 통신할 수 있도록 허여할 수 있다.
네트워크 인터페이스(335)는 이더넷(Ethernet) 혹은 RF 송수신기 등과 같이 유/무선 연결을 통해 통신을 지원하는 임의의 구조물을 포함할 수 있다.
메모리(330)는 제어기/프로세서(325)와 결합될 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따른 메모리(330)는 RAM(Random Access Memory)을 포함하고, ROM(Read Only Memory)의 기능을 수행하는 플래시 메모리 등과 같은 비 휘발성 메모리를 포함한다.
상술한 바와 같이, 제 2 기지국(102)은 하이브리드 프리코딩 프레임워크를 이용하는 단말과 통신할 수 있다. 예를 들어, 제 2 기지국(102)은 단말(111 내지 116)들과 통신할 수 있다. 기지국과 단말에서 사용되는 RF 빔과 같은 프레임워크의 다양한 구성요소는 단말과 기지국의 피드백에 의해 최적화될 수 있다.
예를 들어, 단말은 기지국(102)으로부터 수신된 기준 심볼을 기반으로 기지국과 단말에서 빔포밍의 빔 방향에 대한 적어도 하나의 빔 파라미터를 결정하고, 결정된 파라미터를 기반으로 최적의 빔 방향 개수를 확인한 후, 최적 빔 방향들을 통해 선호 프리코딩 세트를 위한 저복잡성 검색을 수행할 수 있다.
단말은 선호 프리코딩 세트를 제 2 기지국(102)에게 통지할 수 있다.
도 3에 도시된 제 2 기지국(102)은 하나의 실시 예 일뿐, 제 2 기지국(102)은 다양한 형태로 변형될 수도 있다. 예를 들어, 제 2 기지국(102)은 도 3에 도시된 구성요소들의 일부분 혹은 모두를 포함하여 구성될 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따르면, 액세스 포인트는 다수의 인터페이스(335)를 포함할 수 있고, 제어기/프로세서(325)는 서로 다른 네트워크 주소들 사이의 라우팅 기능을 지원할 수 있다. 본 발명의 다른 실시 예에 따르면, 송신 처리 회로(315) 및 수신 처리 회로(320)가 싱글 인스턴스를 포함하는 것으로 도시되었으나, 기지국(102)은 복수의 인스턴스(예: 송수신기별 하나의 인스턴스)를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 공간 다중화 혹은 다수의 데이터 스트림의 전송은 동시에 구현될 수 있다. 현재 다중 MIMO(Multiple Input/Multiple Output) 셀룰러 시스템에서 멀티 스트림 데이터 전송은 기저대역 프리코딩을 수행하는 방법에 따라 완료될 수 있다. 예를 들어, 3GPP LTE에서 하향링크 전송을 위해 기지국은 기저대역 프리코더(예: 프리코더의 지정된 코드북에서 선택된 프리코더)를 이용하여 서로 다른 스트림으로 전송될 데이터를 프리코딩하고, 프리코더 출력은 각각의 안테나에 대해 구분된 RF 체인을 사용하여 서로 다른 안테나에 공급될 수 있다. 여기서, RF 체인은 디지털-아날로그 변환기, 상향 변환 구성요소 등의 구성 요소들을 포함할 수 있다.
대형 안테나배열을 사용하는 밀리미터파 시스템에서 이와 같은 구조는 RF 체인의 개수가 많아 가격이 매우 비싸기 때문에 실질적으로 구현하는데 어려울 수 있다. 오히려, 도 4와 관련하여 후술하는 바와 같이, 밀리미터파 송수신기는 서브배열의 배열을 구현하는 것이 바람직할 수 있다. 이 구조에서, 각각의 RF 체인은 안테나의 서브배열에 공급될 수 있고, 각각의 의 서브배열은 RF 위상 시프터 세트를 이용하여 전자 빔의 방향을 조절하도록 구성될 수 있다. 결과적으로, 가상 안테나를 대행하는 각각의 서브 배열은 지향성 전송을 가능하게 할 수 있다. 송신기와 수신기에서 지정된 서브배열의 최소 개수에 대해, 멀티 스트림 전송은 데이터 스트림의 최소 개수까지 지원할 수 있다.
각각의 서브배열에서 RF 빔포밍 외에도, 기저대역 프리코더는 서로 다른 스트림들에 송신될 데이터를 처리하고, RF에서 수행되는 위상 시프트 동작 이외에 유연성에 대한 추가적인 단계를 제공할 수 있다.
밀리미터파 시스템에 대한 하이브리드 아날로그/디지털 프리코딩은 기저대역 프리코더의 선택을 통해 RF 프리코더에 구비된 송신기 및 수신기의 연관성을 최적화할 수 있다. 코드북 기반의 프레임워크에서, 가장 간단한 방법은 송신 RF 프리코더, 기저대역 프리코더 및 수신 RF 프리코더의 모든 가능한 조합을 검색하여 연관성을 최적화하는 방법일 수 있다. 하지만, 이와 같은 방법은 송신기와 수신기에 사용되는 서브배열의 수가 급격하게 많아지기 때문에, 복잡성이 증가되는 문제점이 발생할 수 있다. 이와 같은 문제점은 심지어 합리적인 시스템 파라미터일지라도, 해당 방법을 사용하지 않도록 하는 이유가 될 수 있다.
따라서, 밀리미터파 시스템에서 프리코딩에 대한 복잡성 감소 알고리즘은 송신 RF 프리코더, 송신 기저대역 프리코더 및 수신 RF 프리코더의 특정 조합만을 검색하는 것과 같이, 선호 프리코딩 세트에 대한 검색 영역을 감소시키는 방식으로 구현될 수 있다.
특히, 밀리미터파 채널은 공간 영역이 송신기로부터의 작은 수의 AoDs(Angles of Departure) 및 수신기에 대한 작은 수의 AoAs(Angles of Arrival)에 대응하는 희소(sparse) 다중경로 구조에 의한 전형적인 특징을 갖는다. 이와 같이, RF 프리코더에 사용되는 송신기 및 수신기에 대한 검색 영역이 감소됨에 따라, 프리코더 선택의 복잡성이 감소될 수 있다. 예를 들어, 다운링크 참조 심볼 기반의 채널 측정을 이용하여, 감소된 검색 영역을 얻을 수 있다. 이 방법은 프리코더 선택 검색 영역의 기하급수적인 감소를 제공함과 동시에, 모든 프리코더 조합을 통해 철저한 검색을 수행할 수 있다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 하이브리드 프리코딩을 제공하는 송신기의 블록 구성을 도시하고 있다. 도 4에 도시된 송신기(400)는 본 발명의 일 예일 뿐, 본 발명에 따른 송신기(400)는 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 구현될 수 있다.
본 발명에 따른 송신기(400)는 기저대역 프리코더(404), 복수의 RF 체인(406a 내지 406b), RF 프리코더(408) 및 안테나배열(410)을 포함할 수 있다. 더하여, 송신기(400)는 도 4에 도시되지 않은 추가적인 구성요소들을 포함할 수 있다.
기저대역 프리코더(404)는 NL 층을 통해 전송되는 데이터 혹은 송신기(400)로부터 전송되는 데이터 스트림으로 구성되는 NL차 벡터(x)를 포함하는 입력(420)을 수신할 수 있도록 구성될 수 있다. 기저대역 프리코더(404)는 입력(420)에 기저대역 프리코딩을 적용할 수 있도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 기저대역 프리코더(404)는 출력을 생성하기 위해 입력(420)에 특정 행렬을 적용할 수 있도록 구성될 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따라, 특정 행렬은 송신기(400) 혹은 수신기 중 적어도 하나에 의해 코드북으로부터 선택될 수 있다.
각각의 RF 체인(406a 내지 406b)은 체인 요소들을 포함할 수 있다.
예를 들어, 각각의 RF 체인(406a 내지 406b)은 DAC(Digital-to-Analog Converter)(422a 내지 422b) 및 주파수 믹서와 필터를 포함하는 IF+RF 상향컨버터(424a 내지 424b)를 포함할 수 있다. 각각의 RF 체인(406a 내지 406b)은 적합한 다른 구성 요소들을 포함할 수 있다. 각각의 RF 체인(406a 내지 406b)은 기저대역 프리코더(404)의 출력 중 하나를 처리할 수 있도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 출력은 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환한 후, 상향변환할 수 있고, 더하여, 다른 적절한 처리를 수행할 수 있다.
RF 프리코더(408)는 RF 프리코딩을 수행할 수 있다. 예를 들어, RF 프리코더(408)는 다른 RF 체인으로부터의 신호 위상 변환에 의해 RF 프리코딩을 수행할 수 있다. 서브배열의 구조에서, 각각의 RF 체인(406a 내지 406b), RF 프리코더(408)는 RF 체인(406a 내지 406b)에 의한 출력 신호의 위상을 변환시키기 위해 구성된 위상 변환기(426a 내지 426b) 세트를 포함할 수 있다.
또한, 송신기(400)는 위상 변환기(426a 내지 426b)의 각각의 세트에 대한 전력 증폭기(428a 내지 428b)의 세트를 포함할 수 있다.
전력 증폭기(428a 내지 428b)의 세트 각각은 위상 변환기(426a 내지 426b)의 세트에 의한 출력 신호를 증폭하도록 구성될 수 있다. 안테나배열(410)은 복수의 서브배열(430a 내지 430b)을 포함할 수 있다. 각각의 서브배열(430a 내지 430b)는 적어도 하나의 안테나를 포함할 수 있다. 서브배열(430a 내지 430b)의 안테나 각각은 전력 증폭기(428a 내지 428b)에 대응하는 전력 증폭기로부터 출력된 신호를 전송하도록 구성될 수 있다. 따라서, 도4에 도시된 서브배열(430a 내지 430b) 각각은 대응되는 RF체인(406a 내지(406b), 위상 변환기(426a 내지 426b)의 세트 및 전력 증폭기(428a 내지 428b)를 포함할 수 있다.
예를 들어, 기저대역 프리코더(404)는 입력(420)에 기저대역 프리코딩을 적용하고, 각각의 RF 체인(406a 내지 406b)에 공급되는 출력을 생성하는 동작을 수행할 수 있다.
제 1 RF 체인(406a)는 DAC 422a에서 디지털 출력을 아날로그 신호로 변환하고, IF+RF 상향컨버터(424a)에서 아날로그 신호를 상향변환할 수 있다. 제 1 위상 변환기(426a)는 상향변환된 신호를 위상 변환할 수 있고, 제 1 전력 증폭기(428)은 위상 변환된 신호를 증폭시킬 수 있다. 마지막으로, 제 1 서브배열(430a)는 제 1 위상 변환기(426a)에 의해 적용된 위상 변화에 대응하는 빔 방향으로 증폭된 신호를 전송할 수 있다. 기저대역 프리코더(404)에 의해 생성된 다른 출력 각각은 유사한 절차에 의해 처리될 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 송신기(400)의 기저대역 프리코더 및 RF 프리코더는 프리코더의 지정된 코드북으로부터 선택될 수 있다.
이는 CSI(Chnnel State Information)의 낮은 오버해드 피드백을 위한 것일 수 있다. 예를 들어, FDD 시스템에서 하향링크 전송에 대해, 송신기는 수신기에 의해 전송된 상향링크 참조 신호를 이용하는 정확한 하향링크 CSI를 얻기 위해 채널 상호성에 의존하지 않을 수 있다. 하지만, 수신기는 송신기에 의해 전송된 하향링크 참조 심볼을 이용하여 하향링크 CSI를 얻을 수 있다. 코드북 기반의 프리코딩 프레임워크에서, 수신기는 지정된 코드북으로부터 프리코더의 선택을 최적화하고, 최적화된 선택을 나타내는 색인을 피드백함으로써, 하향링크의 아날로그 피드백에 비해 피드백 오버헤드는 감소할 수 있다.
도 4는 설명을 위해 송신기(400)의 블록 구성을 대표로 설명하고 있으나, 도 4 에 도시된 다른 송신기들 또한 송신기(400)과 유사한 블록 구성을 가질 수 있다. 하지만, 본 발명의 실시 예에 따른 송신기(400)는 도 4에 제한되지 않고 다양하게 구현될 수 있다. 특히, RF 체인(406a 내지 406b)는 다른 적합한 구성요소들을 포함할 수 있다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 하이브리드 프리코딩을 제공하는 시스템을 도시하고 있다.
도 5에 도시된 시스템(500)은 본 발명의 일 예일 뿐, 본 발명에 따른 시스템(500)은 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 구현될 수 있다.
시스템(500)은 송신기(502) 및 수신기(532)를 포함할 수 있다. 송신기(502) 및 수신기(532)는 도 5에 도시되지 않은 추가적인 구성요소들을 포함할 수 있다.
송신기(502)가 기지국을 포함하는 반면, 수신기(532)는 단말을 포함할 수 있다. 하지만, 본 발명의 실시 예에 따르면, 송신기(502) 및 수신기(532)는 무선 통신 시스템의 다른 적절한 구성요소들 각각을 포함할 수 있다.
송신기(400)와 유사하게, 송신기(502)는 기저대역 프리코더(504), RF 프리코더(508) 및 안테나배열(510)을 포함할 수 있다.
기저대역 프리코더(504)는 복수의 층 혹은 데이터 스트림을 포함하는 입력을 수신하고, 디지털 출력을 생성하기 위해 입력(502)에 프리코더 매트릭스를 적용하도록 구성될 수 있다.
RF 프리코더(508)는 복수의 위상 변환기(526a 내지 526b) 세트를 포함하며, 위상 변환기 세트 각각은 기저대역 프리코더(504)로부터 출력된 신호에 위상 변환을 적용하도록 구성될 수 있다. 이와 같은 신호들은 RF 프리코더(508)에 제공되기 전에 도 5에 도시되지 않은 소자의 RF 체인을 통해 처리될 수 있다.
안테나배열(510)은 복수의 서브배열(530a 내지 530b)를 포함하며, 복수의 서브배열(530a 내지 530b) 각각은 위상 변환기(526a 내지 526b)에 의해 적용된 위상 변환을 기반으로한 방향으로 위상 변환기(526a 내지 526b)의 세트에 대응하는 출력을 전송하도록 구성될 수 있다. 도시된 바에 따르면, 각각의 서브배열(530a 내지 530b)은 네가지 빔 방향(560)을 포함할 수 있다. 예를 들어, 특정 서브배열(530a 내지 530b)에 수신된 신호의 위상 변환에 기초하여, 서브배열(530a 내지 530b)의 안테나는 네가지 빔 방향(560) 중에서 특정한 하나의 신호를 빔포밍하도록 구성할 수 있다. 빔포밍이 가능한 빔 방향(560)의 개수는 하나 이상일 수 있다.
안테나배열(510)의 서브배열(530a 내지 530b)에서 안테나에 의해 송신된 신호는 채널 H(534)를 통과하여, 수신기(532)로 도착할 수 있다. 송신기(502)와 유사하게, 수신기(532)는 서브배열(542a 내지 542b)의 안테나배열(540)을 포함할 수 있다. 각각의 서브 배열(542a 내지 542b)은 RF 프리코더(548)에서 위상 변환기(556a 내지 556b)의 대응하는 세트로 연결될 수 있다. 따라서, 위상 변환기(556a 내지 556b)의 세트에 대응하는 위상 변환에 기초하여, 서브배열(542a 내지 542b)의 안테나는 특정 빔 방향(570)의 채널(534)에서 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 서브배열(542a 내지 542b)을 통해 수신되는 신호는 도 5에 도시되지는 않았지만, 주파수 하향변환기(믹서, 필터) 및 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 포함하는 소자의 RF 체인을 통해 처리될 수 있다.
도시된 바에 따르면, 각각의 서브배열(542a 내지 542b)은 네 가지 빔 방향(570)을 포함할 수 있다. 예를 들어, 서브배열(542a 내지 542b)의 안테나는 RF 프리코더(548)에서 위상 변환기(556a 내지 556b)의 세트에 의해 적용된 위상 변환을 기반으로 네 가지 빔 방향(570) 중에서 특정한 하나의 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 빔포밍이 가능한 빔 방향(570)의 개수는 하나 이상일 수 있다.
아래의 설명은 본 발명의 실시 예에서 사용되는 용어에 대해 설명하도록 한다.
Figure 112014043776848-pat00001
는 송신기(502)에서 서브배열(530a 내지 530b)의 개수를 의미하고,
Figure 112014043776848-pat00002
는 수신기(532)에서 서브배열(542a 내지 542b)의 개수를 의미하며,
Figure 112014043776848-pat00003
는 각각의 전송 서브배열 (530a 내지 530b)에서 안테나의 개수를 의미하고,
Figure 112014043776848-pat00004
는 각각의 수신 서브배열(542a 내지 542b)에서 안테나의 개수를 의미한다.
더하여,
Figure 112014043776848-pat00005
는 송신기(502)의 안테나의 총 개수를 의미하고,
Figure 112014043776848-pat00006
는 수신기(532)의 안테나의 총 개수를 의미한다.
H는
Figure 112014043776848-pat00007
MIMO 채널 매트릭스를 의미하며, H의 각 성분은 복소 이득을 의미할 수 있다.(예를 들어, MIMO-OFDM 시스템에서 하나의 특정 서브캐리어에서의 채널과 같은 협대역 채널)
Figure 112014043776848-pat00008
는 입력(520)에서 데이터 스트림의 개수 등과 같은 층의 개수를 의미하고,
Figure 112014043776848-pat00009
는 송신기(502)에서의 기저대역 프리코더 매트릭스
Figure 112014043776848-pat00010
를 의미하고,
Figure 112014043776848-pat00011
는 송신기(502)에서의 RF 프리코더 매트릭스
Figure 112014043776848-pat00012
를 의미하며,
Figure 112014043776848-pat00013
는 수신기(532)에서의 RF 프리코더 매트릭스
Figure 112014043776848-pat00014
를 의미할 수 있다.
만약, x가 전송된 심볼의 벡터인 NL×1이고, y가 수신 안테나를 통해 수신된 심볼의 벡터인
Figure 112014043776848-pat00015
인 경우, y는 아래와 같이 계산할 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00016
여기서, w는 독립적이고 동일하게 분포된 복소 노말 CN(0,σ2)성분을 포함하는 노이즈 벡터
Figure 112014043776848-pat00017
일 수 있다.
RF 프리코더(548)에 의해 수신기(532)에서 RF 프리코딩을 수행한 후, 수신기의 서브배열(542a 내지 542b)을 통해 수신된 심볼의 벡터가
Figure 112014043776848-pat00018
인 경우, z는 아래와 같이 계산할 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00019
도 5에 도시된 서브배열 구조의 배열을 참조하면, 송신기(502) 및 수신기(532)에서 이용되는 RF 프리코더 행렬들은 각각 특별한 구조를 가질 수 있다. 도 5에 도시되진 않았지만, 각각의 서브배열(530a 내지 530b 혹은 542a 내지 542b)이 하나의 RF 체인에 의해 결합되어 있기 때문에, RF 프리코더 행렬의 각 열은 0이 아닌 성분의 연속된 블록을 제외하고 0일 수 있다. 여기서, 0이 아닌 성분은 서브배열(530a 내지 530b 혹은 542a 내지 542b)에 대응되어 사용되는 빔포밍 가중치에 대응되는 성분을 의미할 수 있다.
RF 프리코더 행렬의 각 열에서 빔포밍 벡터는 단위 전력을 가지는 것으로 가정하여,
Figure 112014043776848-pat00020
이고,
Figure 112014043776848-pat00021
일 수 있다.
여기서, IM은 M 차원의 항등 행렬을 의미한다. 따라서, 처리된 노이즈(예:
Figure 112014043776848-pat00022
)의 성분은 여전히 독립적이고 동일하게 분포된 CN(0,σ2)일 수 있다. 결과적으로, z는 아래와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00023
여기서, n은 성분은 독립적이고 동일하게 분포된 CN(0,σ2)을 포함할 수 있다.
밀리미터파 채널은 일반적으로 마이크로파 주파수에 대해 풍족한 분산 모델과 반대로 높은 전파 손실 및 한정된 공간 분산적인 특징을 가질 수 있다.
(협대역)공간 채널 모델은 기지국과 단말 사이의 분산의 제한된 개수(U)를 가정하여, H를 아래와 같이 계산할 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00024
여기서, gu 는 uth 채널 경로(uth 분산과 관련된 경로)의 복소 이득일 수 있고, αu 및 βu는 각각 수신기(532)에서 방위각 AOA 및 Uth 경로에 대한 송신기(502)로부터의 방위각 AoD를 나타낼 수 있다.
벡터 aR(·) 및 aT(·)는 각각 수신기(532) 및 송신기(502)의 배열 응답을 나타낼 수 있다. 안테나N 및 안테나의 영역d의 균일한 선형 안테나 배열의 경우, 각도 Ø에서 배열 응답은 아래와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00025
하이브리드 프리코딩에서, 송신기(502) 및 수신기(532)의 RF 프리코더 행렬과 송신기(502)의 기저대역 프리코더 행렬은 일반적으로 링크 처리량 등을 이용하는 공동의 최적의 방법으로 선택될 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따라, 송신기(502)는 CSI에 액세스할 수 없으나, 대신 수신기(532)에서 사용되는 프리코더 행렬에 대해 피드백을 수신할 수 있다. 예를 들어, 3GPP LTE 시스템의 하향링크 전송을 고려할 수 있다. 채널 상호성이 유지되지 않을 수 있기 때문에, 단말은 기지국에 의해 전송된 하향링크 참조 심볼(예:CSI-RS)로부터 유도된 채널 추정치를 기반으로 기지국에 하향링크 CSI를 피드백할 수 있다.
피드백 오버헤드를 감소시키기 위해, 단말은 일반적으로 행렬의 특정 코드북으로부터 기저대역 프리코더 행렬을 최적으로 선택하도록 할 수 있고, 최적의 프리코더 행렬 색인에 대응하여 기지국으로 피드백을 수행할 수 있다. 해당 기능은 LTE 시스템에서 수행될 수 있다. 유사하게 밀리미터파 시스템에서, 단말은 기지국 및 단말에서의 RF 프리코더 선택을 최적화하고, 기지국에서의 BB 프리코더 선택을 최적화하고, 최적화된 선택을 기지국으로 피드백할 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따르면, 코드북 기반의 프리코딩 프레임워크는 낮은 오버헤드에서 피드백할 수 있도록 구현될 수 있다.
서브배열 구조의 배열에 대해, 각각의 서브배열(530a 내지 530b 혹은 542a 내지 542b)에서 RF 프리코딩은 특정 방향으로의 빔포밍을 포함할 수 있다. 예를 들어, 각각의 서브배열에서 점진적인 위상 변환기의 세트를 이용하도록 구현될 수 있고, 위상 변환은 서브 배열의 다양한 선형 방식과 위상 변환기의 색인을 포함하는 다른 위상변환기에 의해 도입될 수 있다. 송신기(502)의 방위각에서의 적용 범위는 RTx로 나타낼 수 있고, 수신기(532)의 방위각에서의 적용 범위는 RRx로 나타낼 수 있다. 송신기(502)(혹은 수신기(532))에서 빔 방향의 코드북은 송신기(502)(혹은 수신기(532)가 빔 포밍을 수행할 수 있는 범위RTx(혹은 범위RRx)의 방향과 범위의 이산 집합일 수 있다. 송신기(502)에서 RF 빔 방향의 코드북은 아래와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00026
여기서,
Figure 112014043776848-pat00027
는 송신기(502)에서 가능한 RF 빔 방향의 개수를 의미한다. 유사하게, 수신기(532)에서 RF 빔 방향의 코드북은 아래와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00028
여기서,
Figure 112014043776848-pat00029
는 수신기(532)에서 가능한 RF 빔 방향의 개수를 의미한다.
송신기(502)에서 서브배열(530a 내지 530b)(혹은 수신기(532)에서 서브배열(542a 내지 542b) 각각은
Figure 112014043776848-pat00030
(혹은
Figure 112014043776848-pat00031
)방향으로 빔포밍을 수행할 수 있다. 따라서, 송신기(502)(혹은 수신기(532))에서 RF 프리코더 행렬의 관점에서, 각 열의 0이 아닌 벡터는
Figure 112014043776848-pat00032
방향(혹은
Figure 112014043776848-pat00033
) 중 임의에 해당하는 빔포밍 벡터로 선택될 수 있다.
송신기(502)의 서브배열(530a 내지 530b)은
Figure 112014043776848-pat00034
에 대해(예를 들어,
Figure 112014043776848-pat00035
의
Figure 112014043776848-pat00036
열 등과 같이),아래의 수학식을 만족할 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00037
유사하게, 수신기(532)의 경우, 아래의 수학식을 만족할 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00038
본 발명의 실시 예에 따르면, 송신기(502)에서 기저대역 프리코더 행렬은 아래의 수학식을 통해, 행렬의 지정된 코드북으로부터 선택될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00039
여기서,
Figure 112014043776848-pat00040
는 기저대역 프리코더(504)에 대한 코드북을 의미하며, 코드북은 ith, Pi T 로 구성된 가능한 프리코더 행렬의 개수
Figure 112014043776848-pat00041
를 포함할 수 있다. 코드북 기반의 프리코딩 프레임워크의 종류에 대해, 단말에서 기지국으로 피드백되는 CSI는 기지국으로의 기저대역 프리코더 행렬에 대응되는 색인을 포함할 수 있고, 색인
Figure 112014043776848-pat00042
은 기지국의 서브배열(530a 내지 530b)에서 빔 방향
Figure 112014043776848-pat00043
에 대응될 수 있다.
3GPP LTE 시스템에서, 단말은 기지국에 의해 전송된 하향링크 CSI-RS로부터 얻어진 채널 추정치에 기초하여, 기저대역 프리코더 행렬 색인을 기지국으로 피드백할 수 있다. 특히, 기지국은 수신 안테나는 서로 다른 전송 안테나로부터의 어떠한 간섭 없이 채널을 감지하기 위해 각각의 송신안테나를 통해 참조 심볼을 전송할 수 있다. 각각의 송신안테나로부터 각각의 수신안테나로의 채널이 예측된 단말은(예: MIMO 채널이 예측된 단말) 기지국 프리코더 행렬의 선택을 최적화하고, 최적화된 선택을 기지국으로 피드백할 수 있다.
밀리미터파 시스템에 대해, 송신 서브배열(530a 내지 530b) 및 수신 서브배열(542a 내지 542b)은 가능한 다수의 방향(560 혹은 570)으로 빔포밍을 수행할 수 있다. 결과적으로, 송신 서브배열(530a 내지 530b) 및 수신 서브배열(542a 내지 542b)에서 다른 빔 쌍 조합에 대응하는 채널을 측정할 수 있도록, CSI-RS는 전송기(502)의 각각의 서브배열(530a 내지 530b)로부터 전송될 수 있다.
특히, 송신기(502)에서 가능한 빔 방향(560)의 개수가
Figure 112014043776848-pat00044
이고, 수신기(532)에서 가능한 빔 방향(570)의 개수가
Figure 112014043776848-pat00045
인 경우, 특정 전송 서브배열(542a 내지 542b)은
Figure 112014043776848-pat00046
을 통해 CSI-RS를 전송할 수 있다. 수신기(532)는 각각의 수신 서브배열(542a 내지 542b)에서 각각의 빔 쌍 조합에 대응하는 특정 송신 서브배열(530a 내지 530b)로부터 채널을 측정하도록 허여할 수 있다. 다시 말해, 각각의 송신 서브배열(530a 내지 530b)에 의해 전송된 CSI-RS가 심볼들을 스캐닝한 후, 수신기(532)는 다음 채널 계수(측정치)
Figure 112014043776848-pat00047
를 획득할 수 있다. 여기서,
Figure 112014043776848-pat00048
는 수신 서브배열i 가 빔 색인 bR의 방향으로 빔포밍을 수행하고, 송신 서브배열j 가 빔 색인 bT의 방향으로 빔포밍을 수행할 때, 수신 서브배열 i와 송신 서브배열j 사이의 채널을 나타낼 수 있다. 이때,
Figure 112014043776848-pat00049
,
Figure 112014043776848-pat00050
,
Figure 112014043776848-pat00051
,
Figure 112014043776848-pat00052
등은 모두 만족될 수 있다.
따라서, 밀리미터파 시스템에서, 각각의 전송 서브배열(530a 내지 530b)이 참조 심볼을
Figure 112014043776848-pat00053
으로 전송하기 때문에, CSI-RS의 오버헤드 크기는 아래와 같이 결정될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00054
CSI-RS 채널 측정을 기반으로, 수신기(532)는 송신기(502)의 RF 프리코더(508) 및 수신기(532)의 RF 프리코더(548)의 선택(예를 들어, 송신기(502)와 수신기(532)의 서로 다른 서브배열(530a 내지 530b 및 542a 내지 542b)에 사용되는 빔 방향(560 및 570))과 송신기(502)에서 기저대역 프리코더(504)의 선택(예를 들어, 기저대역 프리코더 행렬)을 모두 최적화할 수 있다.
송신기(502)에서의 기저대역 프리코더/RF 프리코더 조합과 수신기(532)에서의 RF 프리코더 등과 같은 특정 프리코딩 세트 각각의 선택에 대해, 종합적으로 압축된 채널은 다음과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00055
따라서, 송신과 관련된 수학식은 다음과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00056
최적화 기준으로 해당 채널을 통해 달성된 상호간의 측정된 정보를 이용하여, 최적화 문제는 다음과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00057
여기서, I는 항등 행렬을 의미한다. 최적화에 대한 다른 기준은 다른 대안으로 사용될 수 있고, 감소된 복잡성 프리코더 검색에 대해 개시된 방법은 여전히 적용될 수 있다. 특히, 감소된 프리코더 검색 영역을 얻기 위한 개시된 방법은 최적화 측정 기준에 의존하지 않을 수 있다.
수신기(532)는 가능한 프리코딩 세트 각각에 대해 압축된 채널 H를 얻을 수 있다.
구체적으로, 송신 서브배열(530a 내지 530b)에 이용되는 빔 방향 색인의 세트는
Figure 112014043776848-pat00058
와 같이 표시될 수 있다.
유사하게, 수신 서브배열(542a 내지 542b)에 이용되는 빔 방향 색인 세트는
Figure 112014043776848-pat00059
와 같이 표시될 수 있다.
따라서, 압축된 채널 H는 송신 기저대역 프리코더 행렬의 함수이며, 다음을 만족할 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00060
여기서,
Figure 112014043776848-pat00061
채널 행렬
Figure 112014043776848-pat00062
는 송신 서브배열(530a 내지 530b)이 bT에 의한 방향(560)으로 자신의 빔을 조종하고, 수신 서브배열(542a 내지 542b)이 bR에 의한 방향(570)으로 자신의 빔을 조종하는 경우, 송신기(502)와 수신기(532) 사이의 효과적인 채널을 의미한다. 더하여, 해당 행렬의 계수는 CSI-RS 측정을 기반으로 이용할 수 있다.
구체적으로 해당 행렬은 아래와 같은 수학식을 만족할 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00063
여기서,
Figure 112014043776848-pat00064
는 빔 인덱스
Figure 112014043776848-pat00065
의 빔 방향으로 수신 서브배열 i를 조종하고, 빔 인덱스
Figure 112014043776848-pat00066
의 빔 방향으로 송신 서브배열 j를 조종하는 경우, 수신 서브배열i 와 송신 서브배열j 사이의 채널을 의미할 수 있다.
수신기(532)에서 프리코딩 최적화를 수행하기 위한 직접적인 방법은 송신기(502)에서 기저대역 프리코더(504) 및 RF 프리코더(508)의 가능한 조합과, 수신기(532)에서 RF 프리코더(548) 등과 같은 가능한 프리코딩 세트 각각에 대한 상호 정보를 평가하는 것이다.
Figure 112014043776848-pat00067
을 만족하기 때문에, 송신 RF 프리코더(508)에 대해 선택 가능한
Figure 112014043776848-pat00068
의 총합이 존재할 수 있다. 예를 들어, 송신기(502)에서 각각의 서브배열(530a 내지 530b)은
Figure 112014043776848-pat00069
방향 중 임의의 방향으로 빔포밍을 수행할 수 있다. 유사하게, 수신 RF 프리코더(548)에 대한 가능한 선택
Figure 112014043776848-pat00070
의 총합이 존재할 수 있다.
송신기(502)에서 BB 프리코더 행렬은
Figure 112014043776848-pat00071
프리코더 행렬들 사이에서 선택될 수 있기 때문에, 조합의 총 개수는 아래와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00072
따라서, 조합의 총 개수는 송신기(502)와 수신기(532)에서 이용되는 서브배열(530a 내지 530b 및 542a 내지 542b)의 개수에 따라, 기하급수적으로 증가될 수 있다. 심지어, 시스템 파라미터의 합당한 값일지라도, 조합의 개수는 엄청난 수의 조합을 전반적으로 철저하게 검색하도록 할 수 있다. 예를 들어, 송신기(502)의 네 개의 서브배열(530a 내지 530b)과 수신기(532)의 두 개의 서브배열(542a 내지 542b)을 포함하고, 송신기(502)와 수신기(532) 각각의 8개의 가능한 빔 방향(560 및 570)을 포함하는 간단한 시스템에 대해, 조합의 총 개수는 아래와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00073
반면, LTE 프리코더 선택을 위해, 단말은 오직 CSI를 피드백하도록 모듈 리소스를 집중적으로 계산하는
Figure 112014043776848-pat00074
기저대역 프리코더의 선택을 통해 최적화될 수 있다. 따라서, 하이브리드 프리코딩 시스템에서 가능한 프리코딩 각각의 철저한 검색은 복잡성의 증가를 초래하기 때문에, 저 복잡성 및 철저하지 않은 방법이 프리코더 선택에 사용될 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따르면, 아래에 보다 자세히 설명된 것처럼, 복잡성이 감소된 프리코더 선택 알고리즘이 구현될 수 있다. 예를 들어, 복잡성이 감소된 프리코더 선택 알로기즘은 밀리미터파 채널의 희소성이 전제될 수 있다. 이는, 상술한 채널 모델의 관점에서 보면, 채널에서 주 경로의 개수는 적은 것을 의미할 수 있다. 예를 들어, 개수가 적은 경로에 대응하는 채널 이득이 다른 경로의 채널 이득을 지배할 수 있다.
도 5와 관련하여 상술한 바와 같이, 하이브리드 프리코더 선택의 높은 복잡성은 송신기(502) 및 수신기(532)의 다른 서브배열의 RF 빔 방향 선택 때문일 수 있다. 이는, 밀리미터파 채널의 드문 특성 때문이나, 에너지의 대부분은 공간 방향의 작은 세트 주변, 즉, 주 채널 경로의 채널 AoAs 및 AoDs로 집중될 것으로 예상된다. AoAs 및 AoD를 이용하면, 송신기 및 수신기의 코드북에서 빔 방향에 가장 가까운 AoAs 와 AoDs의 매핑하고, 통신에 대한 빔 방향을 선택한 결과에 따라 큰 성능 저하 없이 RF 빔 선택의 복잡성을 감소시킬 수 있을 것이다.
하지만, 주 채널 AoAs 와 AoDs와 가장 가까운 빔 방향이 결정되더라도, 수신기(532)의 서브배열과 송신기(502)의 서브배열에 대한 빔 방향 결정이 남아있을 수 있다.
다음 설명은, 주 채널 경로의 지정된 개수 P에 대응하는 AoAs 및 AoDs를 사용할 수 있음을 가정으로 한다. 본 발명의 실시 예에서, 주 경로 P의 채널 AoAs 와 AoD에 가장 가까운 빔 방향은 수신기(532) 및 송신기(502)의 RF 빔포빙 방향의 코드북 사이에서 얻을 수 있다. 수신기(532)에서 감소된 집합 원소의 개수는
Figure 112014043776848-pat00075
로 나타낼 수 있고, 수신기(502)에서 감소된 집합 원소의 개수는
Figure 112014043776848-pat00076
로 나타낼 수 있다. 수신기(532)에서 RF 빔 방향의 세트가
Figure 112014043776848-pat00077
로 제한되고, 송신기(502)에서
Figure 112014043776848-pat00078
로 제한되는 동안, 각각의 가능한 프리코딩 세트를 통한 철저한 검색이 수행될 수 있다. 다시 말해, 먼저, 감소된 집합 원소 개수 코드북
Figure 112014043776848-pat00079
와
Figure 112014043776848-pat00080
을 얻은 후, 아래와 같이, 감소된 복잡성 최적화 과정을 수행할 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00081
P 빔 방향에 대해 RF 빔 방향 코드북 각각의 집합 원소 개수가 감소 되었기 때문에, 프리코딩 최적화의 고려되어야할 조합의 총 개수는 아래와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00082
따라서, 코드북에 있는 빔 방향의 개수에 비해 P가 작을 수 있기 때문에, 복잡성이 상당히 감소될 수 있다.
수신기(532) 및 송신기(502)의 RF 빔포밍 방향의 코드북 사이에서 주 경로 P의 채널 AoAs 및 AoDs에 가장 가까운 빔 방향을 선택하는 동안, 반복을 방지하기 위한 절차가 구현될 수 있다. 예를 들어, 주 AoAs에 가장 가까운 수신 빔 방향 두 개를 선택하는 동안, AoA 방향 모두를 수신 RF 코드북의 동일한 빔과 매핑할 수 있다. 반복 방지를 위한 하나의 방법은 주어진 AoA 방향에 대해, 빔 방향이 다른 AoA 방향에 가장 가까운 것으로 미리 획득된 AoA와 가까운지 체크하고, 가장 가까운 빔이 아닌 경우에만, 해당 빔 방향을 축소된 검색 공간에 포함시키는 것일 수 있다. 반복 방지를 위한 접근을 시도하는 동안에, AoA/AoD 값에 의존하여 특정 코드북으로부터 선호하는 다른 빔포밍 방향들의 개수(P)를 획득할 수 있는지 여부를 검사하고, P개의 다른 코드북 빔들보다 작도록 공지된 AoA/AoD 값들을 매핑할 수 있도록 한다.
상술한 실시 예에서, 수신기(532)는 주 채널 경로 P 에 대응하는 채널 AoAs 및 AoDs을 알고 있고, 각각 AoAs 와 AoDs에 가장 가까운 코드북 빔 방향을 선택함에 따라 수신기(532) 및 송신기(502)의 빔 P의 세트를 획득함을 가정으로 한다. 대형 안테나(하드웨어 관련 규제를 수용한 안테나)를 이용한 방향 추적에 대한 알고리즘은 현재 개발중이며, 적어도 수신기의 AoA 추정에 대해서는 좋은 결과를 보여줄 것으로 기대되고 있다. 특히, 예를 들어, 방향 추정은 압축된 추정 프레임워크를 이용하여 수행될 수 있다. 따라서, 대형 안테나를 이용한 시스템의 방향 추정은 실현 가능할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, AoA 및 AoDs를 정확하게 추정하고, 코드북에서 가장 가까운 빔들을 매핑하는 대신, 채널 AoAs 와 AoDs에 대한 분명한 추정 없이 주 빔 방향 P를 직접적으로 얻기 위한 절차가 수행될 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따르면, 주 빔 방향을 얻기 위한 참조 심볼의 추가 전송 없도록 표준 CSI-RS 심볼을 기반으로한 수신기(532)에 의한 채널 측정이 사용될 수 있다.
구체적으로, 신호 전력의 대부분이 공간 방향의 작은 세트 주변으로 집중될 것으로 예상되기 때문에, 수신기 및 송신기 코드북에서 최대 신호 전력을 식별하여 해당 빔 방향을 결정할 수 있다. CIS-RF 채널 측정은 다른 빔 쌍 조합과, 수신기(532)와 수신기(502)의 서브배열을 통한 신호 세기를 추정하도록 할 수 있다. 이와 같은 추정은 수신기 및 송신기 코드북의 다른 빔 방향에서 유효 신호 전력 추정치를 얻기 위해서 사용될 수 있고, 수신기(532) 및 송신기(502)에서 최대 유효 전력을 가지는 빔은 주 빔 P로써 선택될 수 있다.
상술한 바와 같이, CSI-RS 심볼로 만든 전형적인 채널 추정
Figure 112014043776848-pat00083
는 빔 방향 색인 bR의 수신 서브배열이 빔 포밍을 수행하고, 빔 방향 색인 bT의 송신 서브배열이 빔 포밍을 수행할 때, 수신기(532)의 서브배열 i와 송신기(502)의 서브배열 j 사이에서의 채널 추정일 수 있다. 수신기(532)에서 빔 색인 l에 대한 유효 전력 추정치를 획득하기 위해, 추정된 전력은 모든 채널 계수를
Figure 112014043776848-pat00084
로 설정함으로써, 평균화될 수 있다.
이와 같은 방식에서, 공간 스무딩(smooting)은 더 신뢰성 있는 추정치를 얻기 위해 서브배열과 빔 쌍을 통해 수행될 수 있다. 예를 들어, 유효 전력은 아래와 같이 정의될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00085
수신기 코드북에서 각각의 빔 방향에 대해 유효 전력 추정치가 획득되면, 가장 큰 유효 전력을 가지는 P 빔은 수신기(532)의 주 빔 P로 선택될 수 있다.
송신 빔 방향에 대응하여 유사한 절차가 수행될 수 있다. 특히, 송신 빔에 대한 유효 전력은 아래와 같이 정의될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00086
이후, 수신기(532)와 같이, 송신기(502)의 가장 큰 유효 전력을 가지는 P 빔이 송신기(502)의 주 빔 P로 선택될 수 있다.
상술한 유효 전력에 관한 절차를 이용하여, 수신기와 송신기의 주 빔 방향 P가 선택될 수 있다.
수신기(532)의 코드북 대한 감소된 집합 원소의 개수(주 빔 P 포함)는
Figure 112014043776848-pat00087
로 나타낼 수 있고, 송신기(502)의 코드북에 대한 감소된 집합 원소의 개수는
Figure 112014043776848-pat00088
로 나타낼 수 있다. 수신기(532)의 RF 빔 방향의 세트가
Figure 112014043776848-pat00089
로 제한되고, 송신기(502)가
Figure 112014043776848-pat00090
로 제한되는 동안, 각각의 가능한 프리코딩 세트를 통한 철저한 검색이 수행될 수 있다. 다시 말해, 먼저, 유효 전력 방법을 이용하여 획득된 감소된 집합 원소 개수 코드북
Figure 112014043776848-pat00091
와
Figure 112014043776848-pat00092
을 얻은 후, 아래와 같이, 감소된 복잡성 최적화 과정을 수행할 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00093
P 빔 방향에 대해 RF 빔 방향 코드북 각각의 집합 원소 개수가 감소 되었기 때문에, 프리코딩 최적화의 고려되어야할 조합의 총 개수는 아래와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00094
도 5와 관련된 실시 예들은 밀리미터파 시스템에서 저복잡성 하이브리드 프리코딩을 제공하는 예에 대해 설명하지만, 본 발명은 이에 제한되지 않고 다양하게 변형되어 적용될 수 있다. 예를 들어, 빔의 다른 개수는 송신기(502) 및 수신기(532)의 감소된 검색 영역에 포함될 수 있다. 즉, P1과 P2가 서로 다른 경우, 수신기(532)이 주 빔 방향 P2의 감소된 검색 영역을 포함하는 동안, 송신기(502)는 주 빔 방향 P1의 감소된 검색 영역을 포함할 수 있다.
또한, 감소된 검색 영역에서 빔의 개수는 서브배열에 따라 다를 수 있다. 예를 들어, 송신기(502)의 제 1 서브배열은 주 빔 방향 P1 ,1의 감소된 검색 영역을 포함하고, 송신기(502)의 제 2 서브배열은 주 빔 방향 P1 ,2의 감소된 검색 영역을 포함할 수 있다. 유사하게, 수신기(532)의 제 1 서브배열은 주 빔 방향 P2 ,1의 감소된 검색 영역을 포함하고, 수신기(532)의 제 2 서브배열은 주 빔 방향 P2 ,2의 감소된 검색 영역을 포함할 수 있다.
더욱이, 송신기(502) 및 수신기(532)에 대해 감소된 검색 영역은 각각의 송수신 빔 쌍 조합에 대해 유효 전력을 계산함으로써(예를 들어, 다른 송수신 서브배열을 통해 빔 쌍 조합에 대한 수신 신호 전력을 평균화함으로써), 공동으로 결정되는 대신, 각각 결정되거나 각각의 서브배열에 대해 각각 결정될 수도 있다. 또한, 송신기(502) 및 수신기(532)에 대한 감소된 검색 영역의 결정은 조건 방식에 따라 수행될 수 있다. 예를 들어, 수신기(532)의 주 빔 방향이 먼저 결정될 수 있다. 송신기(502)의 주 빔 방향은 수신기(532)에 대해 가능한 모든 빔 방향을 제한하는 대신, 수신기(532)에 대해 미리 결정된 주 빔 방향을 제한하는 방식으로 결정될 수 있다. 유사하게, 송신기(502)의 주 빔 방향이 결정된 후, 송신기(502)에 대해 결정된 빔 방향을 제한하여 수신기(532)에 대한 주 빔 방향을 결정할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시 예에 따르면, 송신기(502)는 주 빔 경로에 대한 참조 심볼을 수신기로 전송하는 대신, 송신기 및 수신기 RF 코드북에서 가능한 모든 빔 경로에 대한 참조 심볼을 수신기로 전송할 수 있다. 이와 같은 방법을 통해, CSI-RS의 오버헤드가 감소될 수 있다.
도 6A 및 6B는 본 발명의 실시 예에 따른 복잡성이 낮은 하이브리드 프리코딩과 복잡성이 높은 하이브리드 프리코딩의 성능을 비교한 그래프를 도시하고 있다. 도 6A 및 6B에 관련된 설명은 도 6A 및 6B에 도시된 그래프(600 및 650)를 참조하여 설명하도록 한다.
아래의 예에서는 도 5와 관련하여 설명한 시스템(500)을 예를 들어 설명하도록 한다. 특히, 송신기(502)는 두 개의 서브배열(530a 내지 530b)를 포함하고, 수신기(532)는 두 개의 서브배열(542a 내지 542b)를 포함함을 예를 들어 설명한다. 이때, 송신기 서브배열(530a 내지 530b) 각각은 8 개의 안테나를 포함하고, 수신기의 서브배열(542a 내지 542b) 각각은 네 개의 안테나를 포함할 수 있다.
송신기(502)는 주변 120도의 범위를 포괄하는 섹터를 포함하고, 수신기(532)는 주변 영역의 180도를 모니터링하도록 구성될 수 있다. 송신기(502)에서 RF 코드북은 섹터에서 균일하게 확산되는 8개의 빔 방향(560)을 포함하고, 수신기(532)에서 RF 코드북은 균일하게 확산되는 12개의 빔 방향(570)을 포함할 수 있다. 채널을 시뮬레이션하기 위한 공간 채널 모델은 아래와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112014043776848-pat00095
이 실시 예에서, 경로의 개수 6개이며, 6개의 경로 각각은 동일한 평균 전력을 나타낼 수 있다. 6개 경로의 AoAs 및 AoDs는 수신기(532) 및 송신기(502)의 공간 범위에서 균일하게 분산될 수 있다. 기저대역 프리코더 행렬은 LTE 표준에서 사용되는 2×2 코드북으로부터 선택되는 것으로 가정할 수 있다.
도 6에 도시된 그래프(600)는 이와 같은 파라미터들을 이용하여, 저복잡성 하이브리드 프리코딩과 P의 다른 값(예:선택된 주 빔 경로의 개수)에 대한 철저한 하이브리드 프리코딩간의 성능을 비교한 결과를 도시하고 있다. 이러한 주 빔 경로 P는 상술한 유효 전력 측정 기준을 기반으로 선택될 수 있다.
또한, 도 6에 도시된 그래프(600)는 임의의 성능과, 감소된 복잡성 검색을 비교하기 위해 도시되었으며, 송신기(502) 및 수신기(532)의 빔 방향(560 및 570) P는 유효 전력 측정 기준을 기반으로 선택된 것과 반대로 송신기(502) 및 수신기(532)의 RF 코드북으로부터 임의로 선택될 수 있다.
따라서, 도시된 그래프(600)는 모든 가능한 빔 경로의 철저한 검색에 대응하는 성능(예: 최적화 성능), 주 빔 경로 P의 분석된 선택에 대응하는 성능(예: 유효 전력 측정 기준 기반) 및 빔 경로 P의 임의의 선택에 대응하는 성능을 도시하고 있다. 빔 경로 P의 선택의 성능은 분석적인 것과 임의의 것을 모두 포함할 수 있으며, P = 1, 2, 3, 4 일 수 있다. 이와 같은 성능과 관련된 값(P=1 제외)을 아래에 표를 통해 나타낼 수 있다.
방법 복잡성 철저한 방법 대비 손실
철저한 방법 64,512 n/a
분석적인 방법(P=2) 112 2.4 dB
임의의 방법(P=2) 112 9 dB
분석적인 방법(P=3) 567 0.9 dB
임의의 방법(P=3) 567 6.2 dB
분석적인 방법(P=4) 1,792 0.45 dB
임의의 방법(P=4) 1,792 4.2 dB
그래프(600)는 P =3 인 경우, 최적의 성능과 가장 가까운 성능을 나타낼 수 있음을 도시하고 있다. 예를 들어, 10 dB SNR에서 최적화 성능의 손실은 0.9 dB일 수 있다.
분석적인 방법의 프리코더 조합의 개수는 P=3인 경우, 철저한 검색의 프리코더 조합의 개수가 K = 122×82×7=64,512와 같이 계산되는 것과는 반대로, K3=32×32×7=567 과 같이 계산될 수 있다. 이 예에서, LTE 기저대역 코드북의 집합 원소 개수는 7개 일 수 있다. 따라서, 분석적인 방법을 이용하면, 성능 저하를 무시할 수 있는 동안, 복잡성을 상당한 수준까지(예: 복잡성 100이상) 감소시킬 수 있다. P의 값이 동일한 경우, 임의의 빔 경로 선택의 성능은 철저한 검색의 성능보다 6.2dB 더 나쁠 수 있다.
도 6B에 도시된 그래프(650)는, 도 6A와 같은 모든 프리코더 조합을 통한 철저한 검색에 대응하는 성능, 상술한 유효 전력 추정 기준을 이용하여 추정된 주 빔 선택 방법을 기반으로한 감소된 복잡성 검색에 대응하는 성능, 수신기/송신기 RF 코드북에서 가장 가까운 빔 방향에 매핑된 AoA/AoD 방향을 기반으로한 감소된 복잡성 검색에 대한 성능을 비교하기 위해 도시되었다. 도 6B에서는 임의의 빔 경로 선택의 성능에 대해서는 도시하지 않는다.
그래프(650)을 참조하면, 철저한 검색의 성능은 이상적인 채널 AoA/AoD의 10dB SNR에서 P=2인 경우, 0.7dB 이내이고, P=3인 경우, 철저한 검색의 성능은 0.25dB 이내일 수 있다.
주 빔 선택을 기반으로한 유효 전력을 이용하는 철저한 검색의 성능은 P=3인 경우, 0.9dB 이내일 수 있다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 복잡성이 낮은 하이브리드 프리코딩을 제공하기 위한 절차를 도시하고 있다.
도 7에 도시된 방법(700)은 단지 설명을 위한 것이다.
저복잡성 하이브리드 프리코딩을 제공하기 위한 방법은 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위에서 적합한 다른 방식으로 구현될 수 있다.
먼저, 각각의 빔 방향에 대한 적어도 하나의 파라미터를 결정할 수 있다.(702단계) 예를 들어, 적어도 하나의 빔 파라미터는 즉시 전력, 서브배열을 통한 평균 전력, 빔 쌍을 통한 평균 전력 및 유효 전력 등을 포함할 수 있다.
이후, 결정된 빔 파라미터를 기반으로 주 빔을 식별할 수 있다.(704 단계) 예를 들어, 결정된 빔 파라미터가 각각의 빔 방향의 유효 전력인 경우, 주 빔 경로는 가장 높은 유효 전력을 가지는 빔 방향을 결정하여, 식별할 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따르면, 식별될 주 빔 방향 P와 주 빔 방향의 개수는 지정될 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시 예에 따른 유효 전력에 대해, 가장 높은 유효 전력을 가지는 빔 방향 P는 주 빔 방향으로 식별될 수 있다.
파라미터 P값을 선택하기 위한 결정 방법도 고려될 수 있다. 허여 가능한 검색 복잡성을 기반으로 선택하기 위한 방법도 존재할 수 있다. 즉, 원하는 검색 복잡성이 주어진 경우, 검색 복잡성이 보장된 P의 가장 큰 값은 원하는 한도 내에서 선택될 수 있다. 상술한 바와 같이, P의 다른 값은 송신기 및 수신기에 대해 감소된 집합 원소 개수를 가지는 빔 세트를 얻기 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, P1은 송신기에 대해 사용될 수 있고, P2는 수신기에 대해 사용될 수 있다. 이와 같은 경우, 원하는 범위 내에서 P1 및 P2의 어떠한 조합이라도 고려하는 것이 가능할 수 있다,
P 값을 선택하는 다른 암시적인 방법은 수신 RF 코드북(수신기에 대해 가능한 빔 방향의 세트)을 고려하는 방법일 수 있다. 해당 코드북에서 빔 각각의 유효 전력을 계산할 수 있다. 이후, P는 해당 코드북에서 빔의 가장 작은 서브세트의 사이즈일 수 있다. 이때, 가장 작은 서브세트는 해당 코드북 내에서 다른 빔 방향에 대해 계산된 유효 전력의 합의 일정 비율(△< 1) 이상을 점유할 수 있다. 예를 들어, △는 0.95와 같이 큰 비율일 수 있다. 송신 코드북 서브세트 선택을 위해 사용되는 P의 값을 얻기 위해 유사한 절차가 이용될 수 있다.
P 값을 선택하는 다른 암시적인 방법은 계산된 유효 전력에 임계값을 적용하는 방법일 수 있다. 예를 들어, 특정 임계 값보다 큰 유효 전력의 빔만, 프리코더 최적화 검색을 수행하기 위한 목적으로 보유할 수 있다. 다른 임계값은 송신기 및 수신기의 다른 서브배열뿐만 아니라, 송신기 및 수신기에 사용될 수 있다. 예를 들어, 임계 값은 모든 빔들 사이에서 가장 높은 유효 전력의 일정 비율(1보다 작은 비율)이 선택될 수 있다.
상술한 두 개의 실시 예는 주 빔 선택을 기반으로한 유효 전력에 대한 P를 선택하는 암시적인 방법을 나타내고 있다. 반면, 채널 경로 이득에 대응되는 추정치가 유효한 경우, 주 빔을 선택하기 위해 채널 AoA 및 AoD 값을 사용하는 방법(가장 가까운 코드북 빔에 AoA 및 AoD를 매핑하는 방법)에 대해, 유사한 방법이 이용될 수 있다. 예를 들어, 임계 값은 채널 경로 이득에 적용될 수 있고, 임계 값보다 큰 이득을 가진 채널 경로의 AoA 및 AoD만 주 빔 선택에 대해 고려될 수 있다.
마지막으로, 식별된 주 빔 방향을 통해 선호 프리코딩 세트에 대한 저복잡성 검색을 수행할 수 있다.(706 단계) 따라서, 선호하는 프리코딩 세트에 대해 철저한 검색을 수행하는 대신, 검색은 검색의 복잡성이 크게 감소된 주 빔 방향과 같은 감소된 검색 영역을 통해 수행될 수 있다. 하이브리드 프리코딩은 해당 검색에 의해 식별된 선호하는 프리코딩 세트를 이용하여 수행될 수 있다. 이와 같은 방식으로, 하이브리드 프리코딩은 실행 불가능한 표준 하이브리드 프리코딩을 실행하기 위한 철저한 검색의 복잡성 없이 수행될 수 있다.
하이브리드 프리코딩 최적화 문제는 기저대역과 RF 프리코더의 공동 최적화를 포함할 수 있다. 프레임워크 기반의 코드북이 고려된 상술한 실시 예는, 기저대역 및 RF 프리코더는 프리코더의 지정된 코드북으로부터 선택되고, 철저한 세트에 비해, 가능한 RF 프리코더의 서브세트에 대한 관심을 제한시킴으로써, 공동 최적화의 복잡성을 감소시키는 방법에 대해 설명하였다. 주 빔 선택을 통해 주 RF 프리코더 서브세트를 얻기 위한 상술한 방법은 다른 설정으로 적용될 수도 있다. 예를 들어, RF 및 기저대역 프리코더의 선택은 공동으로 수행되지 않고, 순차적으로 수행될 수 있다. 예를 들어, 최적화 RF 프리코더 선택을 얻기 위해, RF 프리코더의 선택이 먼저 최적화 된 후, 기저대역 프리코더가 최적화될 수 있다. 기저대역 프리코더는 코드북 혹은 채널의 SVD(Singular Value Decomposition)와 같은 다른 기술을 기반으로 하여 선택될 수 있다. 다른 예를 들어, 기저대역 프리코더가 코드북으로부터 선택되지 않지 않고, SVD와 같은 기술을 기반으로 선택되는 경우, RF 및 기저대역 프리코더 최적화는 공동으로 수행될 수 있다. 하이브리드 프리코딩 최적화 방법 모두에서, 주 빔 선택을 통해 주 RF 프리코더의 서브세트를 얻기 위한 방법이 적용될 수 있다.
상술한 유효 전력 측정 기준을 기반으로 구현된 주 빔 선택의 원리는 다른 시나리오로 연장될 수도 있다. 예를 들어, 특정 서브배열(예: 송신기/수신기의 서브배열)의 위상변환기에서 적용된 위상 변환은 반드시 점진적인 위상 변환이 필요한 것은 아닐 수 있다. 이와 같은 상황에서, RF 프리코딩 동작은 반드시 특정 방향으로 빔포밍을 수행하는 것이 필요한 것은 아닐 수 있다.
심지어 이와 같은 애플리케이션에서, 가능한 RF 프리코딩 벡터의 분산된 코드북이 주어진 경우, 해당 원리는 유효 전력 측정 조건 혹은 다른 파라미터를 이용하여 코드북으로부터 주 RF 프리코딩 벡터의 서브세트를 얻기에 적절할 수 있다. 이때, RF 프리코딩 벡터는 각각의 서브배열의 RF 레벨에서 수행되는 동작을 명시할 수 있다.
더욱이, 일반적으로 유효 전력 측정 조건은 주 빔 선택의 궁극적인 목적이 하이브리드 프리코딩의 복잡성을 감소시키는 것이 아닐지라도, 본 발명에 적용될 수 있고, 빔의 코드북 사이에서 주 빔의 서브세트를 선택하기 위해 이용될 수 있다.
상술한 방법 및 절차는 방위면 전송을 위주로 설명하고 있다. 하지만, 모든 개념은 고차원으로 확장할 수 있다. 특히, 고 차원에서 코드북 기반 빔포밍에 대해, 감소된 집합 원소 개수의 빔 세트를 얻는 것뿐만 아니라, 유효 전력 측정 조건을 이용하는 원리는 간단한 방식으로 적용될 수 있다.
특히, 고 방향(elevation direction)은 하이브리드 프리코딩 최적화 문제에 전반적으로(예: 방위각 방향 및 서브배열의 상단에) 하나 이상의 차원을 추가할 수 있다. 유효 전력이 계산되는 동안 진행되는 확장은, 방위각과 고차원과 서브배열을 통해 신호 세기를 평균화할 수 있다.
복잡성이 감소된 프리코딩에 대해 기재된 방법이 밀리미터파 채널의 예측된 희소 다중 경로 성질에 의해 좌우되는 반면, 채널 희소성은 이 방법을 적용하기 위한 필수 사항은 아닐 수 있다. 해당 방법은 임의의 채널 모델의 컨텍스트에서 감소된 프리코더 검색 영역을 얻기 위해 사용될 수 있다.
상술한 본 발명의 실시 예들은 하향링크 시나리오의 통신에서도 고려될 수 있다. 하향링크 참조 심볼을 이용하여, 하이브리드 프리코딩 최적화의 복잡성을 감소시키기 위해 주 빔을 얻기 위한 방법이 존재할 수 있다. 또한, 유사한 기술이 상향링크 통신에서 적용될 수도 있다. 예를 들어, 단말에서 기지국으로 참조 심볼(예 채널 사운딩 참조 심볼)을 전송하는 상향링크 기반에서, 기지국은 단말과 기지국의 주 빔 방향의 세트를 얻기 위해 유효 전력 측정 조건을 이용할 수 있다. 예를 들어, 주 빔 선택은 상향링크 통신을 위해 기지국에서 수행되는 프리코더 최적화의 복잡성을 감소시키기 위해 사용될 수 있다.
또한, TDD(Time Division Duplexed) 시스템에서, 상향링크 채널 참조 심볼을 이용하여 기지국에서 수행되는 프리코딩 최적화의 복잡성을 감소시키는 것은 하향링크 목적에 대해서도 유익할 수 있다. 심지어, FDD 시스템에서, 상향링크 참조 심볼을 기반으로한 기지국의 주 빔 선택은 하향링크 통신의 목적을 위한 빔 선택을 위해 활용될 수 있다.
본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 한도 내에서 본 명세서에 기재된 시스템, 장치 및 방법은 수정, 추가 혹은 생략이 가능할 수 있다. 예를 들어, 시스템의 구성요소 및 장치가 결합되거나 혹은 분리될 수 있다. 더욱이, 시스템 및 장치의 동작은 더 많은 장치 혹은 더 적은 장치 혹은 다른 장치에 의해 수행될 수 있다. 방법은 더 많은 단계, 더 적은 단계, 혹은 다른 단계를 포함할 수 있다. 또한, 단계는 결합 및/혹은 다른 임의의 적절한 순서로 수행될 수 있다.
비록 본 발명이 예시적인 실시예로 기술되고 있지만 다양한 변형 및 수정이 당업자에게 제안될 수 있다. 본 발명은 부가되는 클레임들내에 속하는 변형 및 수정을 포함하도록 의도된다.

Claims (21)

  1. 저복잡도 하이브리드 프리코딩(hybrid precoding)을 제공하는 수신단에 의해 수행되는 방법에 있어서,
    송신단에서의 출발 각도(angle of departure)에 기반하여 복수의 송신 빔들 중에서 적어도 하나의 송신 빔을 식별하는 과정과,
    상기 수신단에서의 도착 각도(angle of arrival)에 기반하여 복수의 수신 빔들 중에서 적어도 하나의 수신 빔을 식별하는 과정과,
    상기 적어도 하나의 송신 빔과 상기 적어도 하나의 수신 빔에 기반하여 감소된 검색 영역을 식별하는 과정과,
    상기 감소된 검색 영역에서 프리코딩 세트에 대한 검색을 수행하는 과정을 포함하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 송신 빔을 식별하는 과정은, 송신단 코드북에 기반하여 상기 출발 각도에 가장 가까운 빔을 식별하는 과정을 포함하고,
    상기 적어도 하나의 수신 빔을 식별하는 과정은, 수신단 코드북에 기반하여 상기 도착 각도에 가장 가까운 빔을 식별하는 과정을 포함하는 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 검색된 프리코딩 세트를 나타내는 색인(index)을 상기 송신단으로 피드백(feedback)하는 과정을 포함하는 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 감소된 검색 영역에서 프리코딩 세트에 대한 검색을 수행하는 과정은,
    상기 감소된 검색 영역에 대응하는 다수의 프리코딩 세트들 중 SNR(signal to noise ratio)이 최대가 되도록 하는 프리코딩 세트에 대한 검색을 수행하는 과정을 포함하는 방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 프리코딩 세트는 상기 송신단의 기저대역 프리코더(precoder), 상기 송신단의 RF(radio frequency) 프리코더, 상기 수신단의 RF 프리코더를 포함하는 방법.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 감소된 검색 영역을 식별하는 과정은,
    미리 정의된 값보다 큰 유효 전력을 갖는 빔에 기초하여 식별하는 과정을 포함하는 방법.
  7. 저복잡도 하이브리드 프리코딩(hybrid precoding)을 제공하는 수신단 장치에 있어서,
    적어도 하나의 송수신기, 및
    상기 적어도 하나의 송수신기에 동작 가능하게 연결된 적어도 하나의 프로세서를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 송신단에서의 출발 각도(angle of departure)에 기반하여 복수의 송신 빔들 중에서 적어도 하나의 송신 빔을 식별하고, 상기 수신단에서의 도착 각도(angle of arrival)에 기반하여 복수의 수신 빔들 중에서 적어도 하나의 수신 빔을 식별하고, 상기 적어도 하나의 송신 빔과 상기 적어도 하나의 수신 빔에 기반하여 감소된 검색 영역을 식별하고, 상기 감소된 검색 영역에서 프리코딩 세트에 대한 검색을 수행하도록 구성되는 장치.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 송신단 코드북에 기초하여 상기 출발 각도에 가장 가깝도록 상기 적어도 하나의 송신 빔을 식별하고, 수신단 코드북에 기초하여 상기 도착 각도에 가장 가깝도록 상기 적어도 하나의 수신 빔을 식별하도록 구성되는 장치.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 검색된 프리코딩 세트를 나타내는 색인(index)을 상기 송신단으로 피드백(feedback)하도록 구성되는 장치.
  10. 제 7항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 감소된 검색 영역에 대응하는 다수의 프리코딩 세트들 중 SNR(signal to noise ratio)이 최대가 되는 프리코딩 세트를 검색하도록 구성되는 장치.
  11. 제 7항에 있어서,
    상기 프리코딩 세트는 상기 송신단의 기저대역 프리코더(precoder), 상기 송신단의 RF(radio frequency) 프리코더, 상기 수신단의 RF 프리코더를 포함하는 장치.
  12. 제 7항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 미리 정의된 값보다 큰 유효 전력을 갖는 빔에 기초하여 상기 감소된 검색 영역을 식별하도록 구성되는 장치.
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