KR102187119B1 - 신호 송신 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 출원은 신호 송신 방법 및 장치를 개시한다. 상기 방법은, 복수의 저차 변조 신호를 N개의 변조 신호로 조합하는 단계; 및 N개의 변조 신호를 N개의 부반송파상에서 송신하는 단계를 포함하며, N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이고, N개의 변조 신호에서 n번째 변조 신호는 N개의 부반송파에서 n번재 부반송파상에서 송신되고, N은 2 이상의 정수이고, M은 2 이상의 정수이며, n = 1,2,…, N이다. 본 출원의 실시 예의 신호 송신 방법 및 장치는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.

Description

신호 송신 방법 및 장치
삭제
본 출원은 통신 분야에 관한 것으로, 더욱 상세하게 말하자면, 신호 송신 방법 및 장치에 관한 것이다.
직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) 기술에 기반한 무선 근거리 통신망(Wireless local area network, WLAN) 표준은 802.11a, 802.11n, 802.11ac 및 802.11ad와 같이 점진적으로 진화한 표준을 포함한다. 현재 무선 고화질(high-definition) 오디오 및 비디오 신호 송신 표준 802.11ad는 주로 무선 고화질 오디오 및 비디오 신호의 인트라홈(intra-home) 송신을 구현하고, 가정용 멀티미디어 애플리케이션을 위한 보다 우수한 고화질 비디오 솔루션을 제공하는 데 사용된다. 802.11ad에서, 혼잡한(crowded) 2.4GHz 및 5GHz 주파수 대역이 포기되고, 60GHz의 고주파 반송파 스펙트럼이 사용된다.
현재, 60GHz 주파수 대역은 4개의 채널로 분할될 수 있으며, 각각의 채널의 대역폭은 2.16GHz이다. 그러나 802.11ad에서, 하나의 신호를 송신하는데 한번에 하나의 채널만이 사용될 수 있다. 하나의 채널만이 신호를 송신하는 데 사용되면, 더 많은 다이버시티(diversity)가 유연하게 구현될 수 없으며, 다이버시티 이득 효과가 현저하지 않다.
본 출원의 실시 예는 다이버시티 이득의 효율을 향상시키는 신호 송신 방법 및 장치를 제공한다.
제1 측면에 따르면, 신호 송신 방법이 제공되며, 상기 신호 송신 방법은,
복수의 저차(low-order) 변조 신호를 N개의 고차((high-order) 변조 신호로 조합(combine)하는 단계; 및
N개의 고차 변조 신호를 N개의 부반송파상에서 송신하는 단계
를 포함하고, N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이고, N개의 고차 변조 신호에서 n 번째의 고차 변조 신호는 N개의 부반송파에서 n번째 부반송파상에서 송신되며, N은 2 이상의 정수이고, M은 2 이상의 정수이며, n =1,2,…, N이다.
본 출원의 본 실시 예에서, 복수의 저차 변조 신호는 전송될 신호이다. 복수의 저차 변조 신호는 N개의 고차 변조 신호로 조합되고, N개의 고차 변조 신호는 N개의 부반송파 상에서 송신되며, N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
선택적으로, 상기 복수의 저차 변조 신호를 N개의 고차 변조 신호로 조합하는 단계는, 복수의 저차 변조 신호 및 채널 행렬 Q에 기반하여 N개의 고차 변조 신호를 결정하는 단계를 포함한다.
여기서, 고차 변조 신호는 복수의 저차 변조 신호의 조합으로 분할될 수 있다. 예를 들어, 고차 변조 신호는 채널 행렬 Q에 복수의 저차 변조 신호를 포함하는 열(column) 벡터를 곱하는 것에 의해 획득될 수 있다.
제1 측면을 참조하여 제1 가능한 구현에서, 상기 N개의 고차 변조 신호를 N개의 부반송파상에서 송신하는 단계는, N개의 고차 변조 신호 중
Figure 112018130935600-pct00001
개를 M개의 채널에서 m번째 채널의
Figure 112018130935600-pct00002
개의 부반송파상에서 송신하는 단계를 포함하며,
Figure 112018130935600-pct00003
이며,
Figure 112018130935600-pct00004
는 2보다 큰 정수이고, m = 1, 2, …, M이다.
여기서, 복수의 고차 변조 신호는 복수의 채널의 복수의 부반송파상에서 송신될 수 있다. 구체적으로, 복수의 고차 변조 신호에서
Figure 112018130935600-pct00005
개의 고차 변조 신호는 M개의 채널에서 m번째 채널의
Figure 112018130935600-pct00006
개의 부반송파상에서 송신되며, 이에 따라 다이버시티 이득을 효과적으로 구현한다.
Figure 112018130935600-pct00007
이며,
Figure 112018130935600-pct00008
는 2보다 큰 정수이고, m = 1, 2, …, M이다.
제1 측면 또는 제1 측면의 제1 가능한 구현을 참조하여 제2 가능한 구현에서, M = 2 및 N = 4인 경우, M개의 채널은 제1 채널 및 제2 채널이고, N개의 부반송파는 제1 부반송파, 제2 부반송파, 제3 부반송파, 및 제4 부반송파이며, N개의 고차 변조 신호는 제1 고차 변조 신호 x1, 제2 고차 변조 신호 x2, 제3 고차 변조 신호 x3 및 제4 고차 변조 신호 x4이고, 그리고,
상기 N개의 고차 변조 신호를 N개의 부반송파상에서 송신하는 단계는,
제1 고차 변조 신호 x1을 제1 채널의 제1 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제2 고차 변조 신호 x2를 제2 채널의 제2 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제3 고차 변조 신호 x3을 제1 채널의 제3 부반송파 상에서 송신하는 단계; 및
제4 고차 변조 신호 x4를 제2 채널의 제4 부반송파 상에서 송신하는 단계를 포함한다.
선택적으로, 상기 복수의 저차 변조 신호는 s1, s2, s3, 및 s4이고, 상기 채널 행렬 Q는
Figure 112018130935600-pct00009
,
Figure 112018130935600-pct00010
,
Figure 112018130935600-pct00011
, 및
Figure 112018130935600-pct00012
중 어느 하나이다.
제1 측면 또는 제1 측면의 제1 가능한 구현을 참조하여 제3 가능한 구현에서, M = 3 및 N = 9인 경우, M개의 채널은 제1 채널, 제2 채널 및 제3 채널이고, N개의 부반송파는 제1 부반송파, 제2 부반송파, 제3 부반송파, 제4 부반송파, 제5 부반송파, 제6 부반송파, 제7 부반송파, 제8 부반송파, 및 제9 부반송파이며, N개의 고차 변조 신호는 제1 고차 변조 신호 x1, 제2 고차 변조 신호 x2, 제3 고차 변호 신호 x3, 제4 고차 변조 신호 x4, 제5 고차 변조 신호 x5, 제6 고차 변조 신호 x6, 제7 고차 변조 신호 x7, 제8 고차 변조 신호 x8, 제9 고차 변조 신호 x9이고, 그리고,
상기 N개의 고차 변조 신호를 N개의 부반송파상에서 송신하는 단계는,
제1 고차 변조 신호 x1을 제1 채널의 제1 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제2 고차 변조 신호 x2를 제2 채널의 제2 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제3 고차 변조 신호 x3을 제3 채널의 제3 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제4 고차 변조 신호 x4를 제1 채널의 제4 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제5 고차 변조 신호 x5를 제2 채널의 제5 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제6 고차 변조 신호 x6을 제3 채널의 제6 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제7 고차 변조 신호 x7을 제1 채널의 제7 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제8 고차 변조 신호 x8을 제2 채널의 제8 부반송파 상에서 송신하는 단계; 및
제9 고차 변조 신호 x9를 제3 채널의 제9 부반송파 상에서 송신하는 단계를 포함한다.
선택적으로, 상기 복수의 저차 변조 신호는 s1, s2, s3, s4, s5, s6, s7, s8 및 s9이고, 상기 채널 행렬 Q는
Figure 112018130935600-pct00013
이다.
제1 측면을 참조하여 제4 가능한 구현에서, 상기 N개의 고차 변조 신호를 N개의 부반송파상에서 송신하는 단계는, N개의 고차 변조 신호를 N개의 부대역(subband)의 N개의 부반송파상에서 송신하는 단계를 포함하고, N개의 부반송파의 n 번째 부반송파는 N개의 부대역에서 n 번째 부대역의 부반송파이고, N개의 부대역은 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부대역이다.
여기서, 복수의 고차 변조 신호는 복수의 부대역의 복수의 부반송파상에서 송신될 수 있다. 복수의 부대역은 광대역 채널의 주파수 도메인 리소스를 기반으로 한 분할을 통해 획득된다.
제1 측면의 제4 가능한 구현을 참조하여 제5 가능한 구현에서, N = 4인 경우, N개의 부대역은 제1 부대역, 제2 부대역, 제3 부대역 및 제4 부대역이고, N개의 부반송파는 제1 부반송파, 제2 부반송파, 제3 부반송파 및 제4 부반송파이며, N개의 고차 변조 신호는 제1 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00014
, 제2 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00015
, 제3 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00016
및 제4 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00017
이며,
Figure 112018130935600-pct00018
는
Figure 112018130935600-pct00019
의 공액(conjugate)이며,
Figure 112018130935600-pct00020
는
Figure 112018130935600-pct00021
의 공액이고, 그리고
상기 N개의 고차 변조 신호를 N개의 부대역의 N개의 부반송파상에서 송신하는 단계는,
제1 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00022
을 제1 부대역의 제1 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제2 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00023
를 제2 부대역의 제2 부반송파상에서 송신하는 단계;
제3 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00024
를 제3 부대역의 제3 부반송파상에서 송신하는 단계; 및
제4 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00025
를 제4 부대역의 제4 부반송파상에서 송신하는 단계를 포함한다.
선택적으로, 상기 복수의 저차 변조 신호는 s1 및 s2이고, 그리고 상기 채널 행렬 Q는
Figure 112018130935600-pct00026
이며,
Figure 112018130935600-pct00027
Figure 112018130935600-pct00028
및
Figure 112018130935600-pct00029
이거나, 또는 채널 행렬 Q가
Figure 112018130935600-pct00030
이고,
Figure 112018130935600-pct00031
,
Figure 112018130935600-pct00032
,
Figure 112018130935600-pct00033
, 및
Figure 112018130935600-pct00034
이다.
제1 측면의 제4 가능한 구현을 참조하여 제6 가능한 구현에서, N = 3인 경우, N개의 부대역은 제1 부대역, 제2 부대역 및 제3 부대역이고, N개의 부반송파는 제1 부반송파, 제2 부반송파 및 제3 부반송파이며, N개의 고차 변조 신호는 제1 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00035
, 제2 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00036
및 제3 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00037
이고, 그리고
상기 N개의 고차 변조 신호를 N개의 부대역의 N개의 부반송파상에서 송신하는 단계는,
제1 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00038
을 제1 부대역의 제1 부반송파상에서 송신하는 단계;
제2 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00039
를 제2 부대역의 제2 부반송파상에서 송신하는 단계; 및
제3 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00040
을 제3 부대역의 제3 부반송파상에서 송신하는 단계를 포함한다.
선택적으로, 상기 복수의 저차 변조 신호는 s1, s2, 및 s3이고, 상기 채널 행렬 Q는
Figure 112018130935600-pct00041
이고,
Figure 112018130935600-pct00042
,
Figure 112018130935600-pct00043
및
Figure 112018130935600-pct00044
이다.
제2 측면에 따르면 신호 송신 장치가 제공된다. 상기 장치는 제1 측면 또는 제1 측면의 어느 가능한 구현에서의 방법을 수행하도록 구성된다. 구체적으로, 상기 장치는 제1 측면 또는 제1 측면의 어느 가능한 구현에서의 방법을 수행하도록 구성된 유닛을 포함한다.
제3 측면에 따르면, 신호 송신 장치가 제공된다. 상기 장치는 수신기, 송신기, 메모리, 프로세서 및 버스 시스템을 포함한다. 수신기, 송신기, 메모리, 및 프로세서는 버스 시스템을 사용하여 연결된다. 메모리는 명령을 저장하도록 구성된다. 프로세서는 메모리에 저장된 명령을 실행하여 수신기가 신호를 수신하도록 제어하고, 송신기가 신호를 전송하도록 제어하도록 구성된다. 또한, 프로세서가 메모리에 저장된 명령을 실행하는 경우, 프로세서는 제1 측면 또는 제1 측면의 어느 가능한 구현에서의 방법을 수행하도록 인에이블된다.
제4 측면에 따르면, 컴퓨터 판독 가능한 매체가 제공된다. 상기 컴퓨터 판독 가능한 매체는 컴퓨터 프로그램을 저장하도록 구성된다. 컴퓨터 프로그램은 제1 측면 또는 제1 측면의 어느 가능한 구현에서의 방법을 수행하는데 사용되는 명령을 포함한다.
도 1은 본 출원의 실시 예에 따른 채널 분할의 개략도이다.
도 2는 본 출원의 실시 예에 따른 애플리케이션 시나리오의 개략도이다.
도 3은 직교 위상 편이 변조(quadrature phase shift keying)의 성상도(constellation diagram)의 개략도이다.
도 4는 16 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation)의 성상도의 개략도이다.
도 5는 64 직교 진폭 변조의 성상도의 개략도이다.
도 6은 64 직교 진폭 변조의 성상도의 다른 개략도이다.
도 7은 256 직교 진폭 변조의 성상도의 개략도이다.
도 8은 본 출원의 실시 예에 따른 신호 송신 방법의 개략적인 흐름도이다.
도 9는 채널 어그리게이션(aggregation)의 개략적인 원리도이다.
도 10은 본 출원의 실시 예에 따른 2-채널 어그리게이션의 일례의 개략도이다.
도 11은 본 출원의 실시 예에 따른 2-채널 어그리게이션의 다른 예의 개략도이다.
도 12는 본 출원의 실시 예에 따른 2-채널 어그리게이션의 다른 예의 개략도이다.
도 13은 본 출원의 실시 예에 따른 2-채널 어그리게이션의 다른 예의 개략도이다.
도 14는 본 출원의 실시 예에 따른 2-채널 어그리게이션의 다른 예의 개략도이다.
도 15는 본 출원의 실시 예에 따른 2-채널 어그리게이션의 또 다른 예의 개략도이다.
도 16은 본 출원의 실시 예에 따른 3-채널 어그리게이션의 일례의 개략도이다.
도 17은 본 출원의 실시 예에 따른 3-채널 어그리게이션의 다른 예의 개략도이다.
도 18은 광대역 채널의 데이터 구조의 개략도이다.
도 19는 본 출원의 실시 예에 따른 광대역 채널의 일례의 개략도이다.
도 20은 본 출원의 실시 예에 따른 광대역 채널의 다른 예의 개략도이다.
도 21은 본 출원의 실시 예에 따른 신호 송신 장치의 개략적인 블록도이다.
도 22는 본 출원의 실시 예에 따른 신호 송신 장치의 개략적인 구조도이다.
다음은 첨부된 도면을 참조하여 본 출원의 실시 예에서의 기술적 솔루션을 명확하게 설명한다.
본 출원의 실시 예에서의 기술적 솔루션은 다양한 통신 시스템, 예를 들어 이동 통신을 위한 글로벌 시스템(Global System of Mobile communication, GSM), 코드 분할 다중 접속(Code Division Multiple Access, CDMA) 시스템, 광대역 코드 분할 다중 접속(Wideband Code Division Multiple Access, WCDMA) 시스템, 일반 패킷 무선 서비스(General Packet Radio Service, GPRS) 시스템, LTE(Long Term Evolution) 시스템, LTE 주파수 분할 듀플렉스(Frequency Division Duplex, FDD) 시스템, LTE 시분할 듀플렉스(Time Division Duplex, TDD) 시스템, 및 범용 이동 통신 시스템 Universal Mobile Telecommunication System, UMTS)에 적용될 수 있다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 출원의 실시 예에서 채널은 무료(free-of-charge) 60GHz 주파수 대역을 분할하는 것에 의해 획득된 4개의 채널이며, 도 1의 시퀀스 번호 1, 2, 3 및 4에 대응한다. 4개의 채널은 각각 2.16GHz의 대역폭을 가지며, 4개의 채널에 대응하는 중심 주파수는 각각 58.320GHz, 60.480GHz, 62.640GHz 및 64.800GHz이다.
도 2는 애플리케이션 시나리오의 개략도이다. 본 출원의 실시 예에서의 기술적 솔루션은 Wi-Fi(Wireless Fidelity) 네트워크에서 액세스 포인트(Access point, AP)와 스테이션(Station, STA) 사이의 통신에 적용될 수 있다. 도 2에 도시된 바와 같이, STA1(102)과 STA2(102)가 AP(101)에 연결되어 있다. AP(101)는 무선 신호를 사용하여 STA2(102)와 통신할 수 있다. 통상적으로, 통신에 사용되는 무선 신호는 특정 변조 방식을 사용하여 송수신되며, 변조 방식은 단일 반송파 변조와 다중 반송파 변조의 두 가지 유형으로 분류된다.
본 출원의 실시 예들은 도 2의 애플리케이션 시나리오만을 일례로 사용하여 설명됨을 이해해야 한다. 그러나 본 출원은 이에 한정되지 않는다. 예를 들어, 도 2에서, STA1(102) 및 STA2(102)는 설명의 예로 사용되며, 시스템은 더 많은 STA를 더 포함할 수 있다.
도 2의 STA는, 단말(Terminal), 이동국(Mobile Station, MS), 이동 단말(Mobile Terminal) 등일 수 있으며, 예를 들면, 노트북 컴퓨터 또는 이동 전화 디바이스일 수 있다. 단말은 무선 액세스 네트워크(Radio Access Network, RAN)를 통해 하나 이상의 코어 네트워크와 통신할 수 있다. 예를 들어, 단말은 이동 전화(또는 "셀룰러 전화"라고 지칭됨) 또는 이동 단말을 갖는 컴퓨터일 수 있다. 예를 들어, 단말은 다르게는 무선 액세스 네트워크와 음성 및/또는 데이터를 교환하는, 휴대용, 포켓 크기, 핸드헬드(handheld), 컴퓨터 내장형 또는 차량내의 이동 장치일 수 있다. 도 2의 AP는 STA와 네트워크 간의 통신을 제공하도록 구성되며, 단말이 네트워크에 액세스하는 액세스 포인트이다.
본 출원의 실시 예는 WLAN 시스템에서 AP 및 STA를 예로 사용하여 설명되지만, 본 출원은 이에 한정되지 않는다. 본 출원의 실시 예에 따른 방법 및 장치는 또한 다른 통신 시스템의 기지국 및 사용자 장비에도 적용될 수 있다. 마찬가지로, 본 출원의 실시 예는 WLAN 시스템을 예로 사용하여 설명되지만, 본 출원은 이에 한정되지 않는다는 것을 추가로 이해해야 한다. 본 출원의 실시 예에 따른 방법 및 장치는 다른 통신 시스템에도 적용될 수 있다.
현재 Wi-Fi 기술에서, 전기 전자 학회(Institute of Electrical and Electronics Engineers, IEEE) 802.11ad 기술을 구현하기 위한 솔루션들 중 하나는 직교 주파수 분할 다중(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 시스템이다. 본 출원의 실시 예에서의 기술적 솔루션은 OFDM 시스템에 적용될 수 있다. OFDM은 다중 반송파 변조 방식으로, 인터코드(intercode) 간섭의 영향을 줄이고 제거함으로써 채널의 주파수 선택적 페이딩을 극복한다. OFDM에 의해 지원되는 변조 방식은 스태거드 4중 위상 편이 변조(staggered quadriphase shift keying, SQPSK), 직교 위상 편이 변조(Quadrature Phase Shift Keying, QPSK), 16 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, QAM) 및 32QAM을 포함한다. 이중 반송파 변조(Dual Carrier Modulation, DCM) 방법은 SQPSK와 QPSK에 사용된다.
DCM은 주파수 다이버시티를 사용하여 전송(sending) 성능을 향상시키는 방법이다. 예를 들어, 2개의 전송될 신호
Figure 112018130935600-pct00045
의 경우, 2개의 신호를 조합(combining)하는 것에 의해 생성되는 신호
Figure 112018130935600-pct00046
및
Figure 112018130935600-pct00047
가 동시에 상이한 주파수(반송파)에서 전송된다. 예를 들어, 신호
Figure 112018130935600-pct00048
는 각각 주파수 f1과 주파수 f2에서 전송되어 주파수 다이버시티의 효과를 달성한다.
Figure 112018130935600-pct00049
는
Figure 112018130935600-pct00050
로 표현될 수 있으며,
Figure 112018130935600-pct00051
이다. 여기서, DCM은 전형적인 성상도에서 신호
Figure 112018130935600-pct00052
및
Figure 112018130935600-pct00053
가 점(dot)인 것을 요구한다. 예를 들어, 전형적 구현에서,
Figure 112018130935600-pct00054
가 QPSK 신호인 경우, Q 와
Figure 112018130935600-pct00055
가 곱해짐으로써, 2개의 16QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00056
가 생성될 수 있으며,
Figure 112018130935600-pct00057
이다.
그러나 기존의 802.11ad 표준에서, 신호 송신을 위해 한 번에 하나의 채널만이 사용될 수 있다. 결과적으로, 송신 처리량(throughput)이 상대적으로 낮고, 더 많은 다이버시티가 유연하게 구현될 수 없다. 따라서, 본 출원은 신호가 복수의 채널의 복수의 부반송파(subcarrier) 상에서 송신되는 솔루션을 제공한다. 본 출원에서의 신호 송신의 핵심 개념은 다음과 같다: 복수의 채널들 및 복수의 부반송파들이 조합(combine)되어 복수의 채널들 상에서 신호들을 송신한다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
본 출원의 실시 예에서, 신호가 복수의 채널 상에서 송신되는 경우, "고차(high-order) 변조 신호를 복수의 저차(low-order) 변조 신호의 조합(combination)으로 분할하는 것"의 관련 내용이 포함된다. 이하, 우선, 고차 변조 신호가 복수의 저차 변조 신호의 조합으로 분할될 수 있는 것과 관련된 내용을 상세히 설명한다. 설명의 편의를 위해, 다음에서 x를 사용하여 고차 변조 신호를 나타내고, s를 사용하여 저차 변조 신호를 나타낸다. 고차 변조 신호와 저차 변조 신호는 행렬 형태로 표현될 수 있다. 다음과 같은 경우가 구체적으로 포함된다.
(1) QPSK = 이진 위상 편이 변조(Binary Phase Shift Keying, BPSK) + BPSK
고차 변조 신호가 QPSK 신호인 경우, QPSK 신호
Figure 112018130935600-pct00058
는 2개의 저차 변조 신호, 즉 BPSK 신호들의 조합으로 분할될 수 있다. QPSK 신호
Figure 112018130935600-pct00059
의 값은
Figure 112018130935600-pct00060
일 수 있다.
예를 들어, 도 3은 QPSK의 성상도의 개략도이다. 도 3에 도시된 바와 같이, 도면에서 검은 점 4개는 QPSK 신호
Figure 112018130935600-pct00061
의 값들에 대응한다.
구체적으로,
Figure 112018130935600-pct00062
는 2개의 BPSK 신호
Figure 112018130935600-pct00063
의 조합으로 분할될 수 있으며,
Figure 112018130935600-pct00064
로 표현될 수 있다.
Figure 112018130935600-pct00065
의 값은
Figure 112018130935600-pct00066
를 포함하며,
Figure 112018130935600-pct00067
의 값은
Figure 112018130935600-pct00068
를 포함한다.
Figure 112018130935600-pct00069
에 대해 2개의 조합 방식이 있다. 표 1은
Figure 112018130935600-pct00070
의 조합 계수를 나타낸다.
Figure 112018130935600-pct00071
(2) 16QAM = QPSK + QPSK
고차 변조 신호가 16QAM 신호인 경우, 16QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00072
는 2개의 저차 변조 신호, 즉 QPSK 신호들의 조합으로 분할될 수 있다. 16QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00073
의 값은
Figure 112018130935600-pct00074
일 수 있다.
예를 들어, 도 4는 16QAM의 성상도의 개략도이다. 도 4에 도시된 바와 같이, 도면에서 16개의 검은 점은 16QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00075
의 값들에 대응한다.
구체적으로,
Figure 112018130935600-pct00076
는 2개의 QPSK 신호
Figure 112018130935600-pct00077
의 조합으로 분할되며,
Figure 112018130935600-pct00078
로 표혐될 수 있다.
Figure 112018130935600-pct00079
의 값은
Figure 112018130935600-pct00080
를 포함하며,
Figure 112018130935600-pct00081
의 값은
Figure 112018130935600-pct00082
를 포함한다.
Figure 112018130935600-pct00083
에 대한 4개의 조합 방식이 있다. 표 2는
Figure 112018130935600-pct00084
의 조합 계수를 나타낸다.
Figure 112018130935600-pct00085
Figure 112018130935600-pct00086
는 전술한
Figure 112018130935600-pct00087
의 4개의 방식을 기반으로
Figure 112018130935600-pct00088
의 표현으로 대체되며,
Figure 112018130935600-pct00089
,
Figure 112018130935600-pct00090
,
Figure 112018130935600-pct00091
, 및
Figure 112018130935600-pct00092
가 대응하여 획득될 수 있다.
(3) 64QAM = QPSK + QPSK + QPSK
고차 변조 신호가 64QAM 신호인 경우, 64QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00093
는 3개의 저차 변조 신호, 즉 QPSK 신호들의 조합으로 분할될 수 있다. 64QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00094
의 값은
Figure 112018130935600-pct00095
일 수 있다.
예를 들어, 도 5는 64QAM의 성상도의 개략도이다. 도 5에 도시된 바와 같이, 도면에서 64개의 검은 점은 64QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00096
의 값들에 대응한다.
구체적으로,
Figure 112018130935600-pct00097
는 3개의 QPSK 신호
Figure 112018130935600-pct00098
,
Figure 112018130935600-pct00099
, 및
Figure 112018130935600-pct00100
의 조합으로 분할되며,
Figure 112018130935600-pct00101
로 표현될 수 있다.
Figure 112018130935600-pct00102
의 값은
Figure 112018130935600-pct00103
를 포함하고,
Figure 112018130935600-pct00104
의 값은
Figure 112018130935600-pct00105
를 포함하며,
Figure 112018130935600-pct00106
의 값은
Figure 112018130935600-pct00107
를 포함한다.
Figure 112018130935600-pct00108
에 대한 복수의 조합 방식이 있으며, 24 개의 조합 방식이 여기서 나열된다. 표 3은
Figure 112018130935600-pct00109
의 조합 계수를 나타낸다.
Figure 112018130935600-pct00110
전술한 24개의 조합은 다음과 같은 방식으로 생성된다.
먼저, 8개의 기준선 조합들이 표 3에서
Figure 112018130935600-pct00111
의 기준선 조합 계수를 기반으로
Figure 112018130935600-pct00112
대해 생성되며, 다시 말하자면,
Figure 112018130935600-pct00113
이다.
Figure 112018130935600-pct00114
의 8개의 기준선 조합의 값은
Figure 112018130935600-pct00115
,
Figure 112018130935600-pct00116
,
Figure 112018130935600-pct00117
,
Figure 112018130935600-pct00118
,
Figure 112018130935600-pct00119
,
Figure 112018130935600-pct00120
,
Figure 112018130935600-pct00121
, 및
Figure 112018130935600-pct00122
이다.
그 다음에, 8개의 기준선 조합 각각에 대해 두 번의 순환 시프트(cyclic shift)가 수행되고, 각 시프트 후에 8개의 값 그룹이 생성된다.
Figure 112018130935600-pct00123
의 경우, 1비트씩 순환 시프트한 후에
Figure 112018130935600-pct00124
가 획득되며, 2비트씩 순환 시프트한 후에
Figure 112018130935600-pct00125
이 획득된다.
Figure 112018130935600-pct00126
가 순환적으로 시프트된 후에 이후에 획득된 다른 값은 유사하며, 세부 사항은 설명되지 않는다.
(4) 64QAM = QPSK + 16QAM
고차 변조 신호가 64QAM 신호인 경우, 64QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00127
는 하나의 저차 변조 신호, 즉 QPSK 신호와 하나의 16QAM 신호의 조합으로 분할될 수 있다. 64QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00128
의 값은
Figure 112018130935600-pct00129
일 수 있다.
예를 들어, 도 6은 64QAM의 성상도의 다른 개략도이다. 도 6에 도시된 바와 같이, 도면에서 64개의 검은 점이 64QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00130
의 값들에 대응한다.
구체적으로,
Figure 112018130935600-pct00131
는 하나의 QPSK 신호
Figure 112018130935600-pct00132
와 하나의 16QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00133
의 조합으로 분할되며,
Figure 112018130935600-pct00134
로 표현될 수 있다.
Figure 112018130935600-pct00135
의 값은
Figure 112018130935600-pct00136
를 포함하며,
Figure 112018130935600-pct00137
의 값은
Figure 112018130935600-pct00138
를 포함한다.
Figure 112018130935600-pct00139
에 대해 4개의 조합 방식이 있다. 표 4는
Figure 112018130935600-pct00140
의 조합 계수를 나타낸다.
Figure 112018130935600-pct00141
Figure 112018130935600-pct00142
는 전술한
Figure 112018130935600-pct00143
의 4개의 방식을 기반으로
Figure 112018130935600-pct00144
의 표현으로 대체될 수 있으며,
Figure 112018130935600-pct00145
,
Figure 112018130935600-pct00146
,
Figure 112018130935600-pct00147
, 및
Figure 112018130935600-pct00148
가 대응하여 획득될 수 있다.
(5) 256QAM = QPSK + QPSK + QPSK + QPSK
고차 변조 신호가 256QAM 신호인 경우, 256QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00149
는 다르게는 4개의 QPSK 신호의 조합으로 분할될 수 있다. 256QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00150
의 값은
Figure 112018130935600-pct00151
일 수 있다.
예를 들어, 도 7은 256QAM의 성상도의 개략도이다. 도 7에 도시된 바와 같이, 도면에서 256개의 검은 점이 256QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00152
의 값들에 대응한다.
구체적으로,
Figure 112018130935600-pct00153
는 4개의 QPSK 신호
Figure 112018130935600-pct00154
의 조합으로 분할되며,
Figure 112018130935600-pct00155
로 표현될 수 있다.
Figure 112018130935600-pct00156
의 값은
Figure 112018130935600-pct00157
를 포함하고,
Figure 112018130935600-pct00158
의 값은
Figure 112018130935600-pct00159
를 포함하며,
Figure 112018130935600-pct00160
의 값은
Figure 112018130935600-pct00161
를 포함하고,
Figure 112018130935600-pct00162
의 값은
Figure 112018130935600-pct00163
를 포함한다.
Figure 112018130935600-pct00164
에 대해 복수의 조합 방식이 있으며, 64 조합 방식이 여기서 나열된다. 표 5는
Figure 112018130935600-pct00165
의 조합 계수를 나타낸다.
Figure 112018130935600-pct00166
전술한 64개의 조합은 다음과 같은 방식으로 생성된다.
먼저, 16개의 기준선 조합들이 표 5의
Figure 112018130935600-pct00167
의 기준선 조합들을 기반으로
Figure 112018130935600-pct00168
에 대해 생성되며, 다시 말하자면,
Figure 112018130935600-pct00169
이며,
Figure 112018130935600-pct00170
그 다음에, 3개의 순환 시프트가 16개의 기준선 조합 각각에 대해 수행되고, 각각의 시프트 후에 16개의 값 그룹이 생성된다.
예를 들어,
Figure 112018130935600-pct00171
가 1비트씩 순환 시프트된 후에
Figure 112018130935600-pct00172
가 획득되고,
Figure 112018130935600-pct00173
가 2비트씩 순환 시프트된 후에
Figure 112018130935600-pct00174
가 획득되며,
Figure 112018130935600-pct00175
가 3비트씩 순환 시프트된 후에
Figure 112018130935600-pct00176
가 획득된다. x의 다른 값들이 순환 시프트된 후에 획득된 값은 유사하며, 세부 사항은 여기서 설명하지 않는다.
전술한 것은 몇몇 고차 변조 신호를 저차 변조 신호로 분할하는 복수의 경우를 열거한다. 고차 변조 신호가 분할되는 저차 변조 신호의 조합 형태가 더 있을 수 있음을 이해해야 한다. 이것은 제한되지 않는다.
도 8은 본 출원의 실시 예에 따른 신호 송신 방법(300)의 개략적인 흐름도이다. 도 8에 도시된 바와 같이, 방법(300)은 다음 단계들을 포함한다.
S310. 복수의 저차 변조 신호를 N개의 고차 변조 신호로 조합한다.
S320. N개의 고차 변조 신호를 N개의 부반송파 상에서 송신하며, N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이며, N개의 고차 변조 신호에서 n 번째 고차 변조 신호가 N개의 부반송파에서 n번째 부반송파 상에서 송신되며, N은 2 이상의 정수이고, M은 2 이상의 정수이며, n = 1,2,…, N이다.
구체적으로, 신호 송신 장치는 복수의 저차 변조 신호를 N개의 고차 변조 신호로 조합하고, 그 다음에 N개의 고차 변조 신호를 N개의 부반송파 상에서 송신한다. N개의 부반송파는 복수(예를 들어, M) 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파다. N개의 고차 변조 신호에서 n 번째 고차 변조 신호는 N개의 부반송파에서 n 번째의 부반송파 상에서 송신되고, N은 2 이상의 정수이며, M은 2 이상의 정수이며, n = 1, 2, …, N이다.
본 출원의 본 실시 예에서, 전송될 신호는 저차 변조 신호이고, 저차 변조 신호는 고차 변조 신호로 조합되며, 전송될 저차 변조 신호는 고차 변조 신호를 사용하여 복수의 채널 상에서 송신된다.
본 출원의 본 실시 예에서, 복수의 저차 변조 신호의 수량은 N 일 수 있고 또는 N/2일 수 있다. 이것은 제한되지 않는다. 예를 들어, 2개의 저차 변조 신호 및 그의 대응하는 공액 신호(conjugate signal)가 부반송파 상에서 송신되는 경우, 4개의 대응하는 고차 변조 신호가 4개의 부반송파 상에서 송신된다.
본 출원의 본 실시 예에서, N개의 부반송파가 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파라는 것은, 다음과 같은 경우를 포함한다. 첫 번째 경우에, N개의 부반송파는 M개의 채널의 채널상의 부반송파이다. 두번째 경우에, N개의 부반송파는 N개의 부대역(subband)의 부대역상의 부반송파이고, N개의 부대역은 주파수 도메인 리소스를 사용하여 광대역 채널을 분할하는 것에 의해 획득된 부대역들이다.
본 출원의 본 실시 예에서, N 및 M은 모두 2 이상의 정수이다. N은 복수의 고차 변조 신호를 나타내거나 복수의 부반송파를 나타내기 위해 도입되고, n 번째 고차 변조 신호는 n 번째 부반송파상에서 송신된다. M은 복수의 채널을 나타내기 위해 도입되고, N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이다. 특정 상황을 참조하여, 부반송파의 수량(N)과 채널의 수량(M) 간의 관계가 선택될 수 있다. 예를 들어, 2개의 채널 상에 4개의 부반송파가 있을 수 있으며, 또는 3개의 채널 상에 9개의 부반송파가 있을 수 있다. 이것은 제한되지 않는다.
따라서, 본 출원의 본 실시 예의 신호 송신 방법에서, 복수의 저차 변조 신호가 N개의 고차 변조 신호로 조합되고, N개의 고차 변조 신호는 N개의 부반송파 상에서 송신되며, 여기서 N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
선택적으로, 본 출원의 본 실시 예에서, 복수의 저차 변조 신호를 N개의 고차 변조 신호로 조합하는 단계는,
복수의 저차 변조 신호 및 채널 행렬 Q에 기반하여 N개의 고차 변조 신호를 결정하는 단계를 포함한다.
구체적으로는, 예를 들어, 복수의 저차 변조 신호의 복수의 고차 변조 신호가 결정되는 경우, 복수의 저차 변조 신호를 포함하는 열(column) 벡터가 채널 행렬 Q에 곱해져서 N개의 고차 변조 신호를 획득한다. 예를 들어, 특정 동작에 대해서는, 고차 변조 신호를 저차 변조 신호들로 분할하는 전술한 복수의 경우를 참조한다. 세부 사항은 여기에서 다시 설명하지 않는다.
본 출원의 본 실시 예에서, 복수의 부반송파는 복수의 채널상의 부반송파이거나, 또는 복수의 부반송파는 복수의 부대역상의 부반송파이며, 복수의 부대역은 광대역 채널의 주파수 도메인 리소스에 기반한 분할을 통해 획득된다.
본 출원의 본 실시 예의 기술적 솔루션에서, 채널 어그리게이션(channel aggregation) 솔루션 또는 광대역 채널(wideband) 솔루션이 송신에 사용될 수 있다. 여기서, "복수의 부반송파가 복수의 채널상의 부반송파라는 것"은 "채널 어그리게이션" 솔루션에 대응하고, "복수의 부반송파가 복수의 부대역 상의 부반송파인 것"은 "광대역 채널" 솔루션에 대응한다.
다음은 두 가지 애플리케이션 시나리오, 즉 "채널 어그리게이션" 시나리오 또는 "광대역 채널" 시나리오에서의 본 출원의 기술적 솔루션을 자세히 설명한다.
본 출원의 본 실시 예는 먼저 "채널 어그리게이션"의 복수의 경우에서 설명된다. 특정 실시 예들이 설명되기 전에, "채널 어그리게이션"의 특정 구현 원리를 도 9를 참조하여 먼저 설명한다. 여기서, 3개의 채널이 있는 예가 설명을 위해 사용된다. 도 9에 도시된 바와 같이, 채널 1의 데이터가 코딩(coding) 및 변조되고 그 다음에 대응하는 반송파 주파수 신호
Figure 112018130935600-pct00177
와 곱해지며, 채널 2의 데이터는 코딩 및 변조되고 그 다음에 대응하는 반송파 주파수 신호
Figure 112018130935600-pct00178
와 곱해지고, 채널 3의 데이터는 코딩 및 변조되고 그 다음에 대응하는 반송파 주파수 신호
Figure 112018130935600-pct00179
와 곱해져서, 최종적으로 3개 채널의 데이터가 중첩되어 전송된다.
선택적으로, 일 실시 예에서, N개의 고차 변조 신호를 N개의 부반송파 상에서 송신하는 단계는,
N개의 고차 변조 신호 중
Figure 112018130935600-pct00180
개를 M개의 채널의 m 번째 채널의
Figure 112018130935600-pct00181
개의 부반송파 상에서 송신하는 단계를 포함하며,
Figure 112018130935600-pct00182
이며,
Figure 112018130935600-pct00183
는 2보다 큰 정수이고, m = 1, 2, …, M이다.
구체적으로, 복수의 고차 변조 신호는 복수의 채널 각각의 복수의 부반송파 상에서 송신될 수 있다. 예를 들어, N개의 고차 변조 신호 중
Figure 112018130935600-pct00184
개가 M개의 채널 에서 m 번째 채널의
Figure 112018130935600-pct00185
개의 부반송파 상에서 송신된다. 여기서,
Figure 112018130935600-pct00186
이며,
Figure 112018130935600-pct00187
는 2보다 큰 정수이고, m = 1,2, …, M이다. 예를 들어,
Figure 112018130935600-pct00188
, M = 3, N = 9인 경우, 9개의 고차 변조 신호 중 3개가 3개의 채널에서 하나의 채널(예를 들면, m 번째 채널)의 3개의 부반송파 상에서 송신된다(즉, 3개의 채널이 어그리게이션되는 경우, 9개의 고차 변조 신호는 9개의 부반송파 상에서 송신됨).
m 및 M은 복수의 채널 중 하나를 나타내기 위해 도입되지만 본 출원에 대한 특정 제한을 구성하지 않는다는 것을 이해해야 한다. 물론, 도입된 다른 문자, 예를 들어, N개의 고차 변조 신호의
Figure 112018130935600-pct00189
개의 기능은 유사하다. 이것은 제한되지 않는다.
다시 말하자면, 고차 변조 신호는 상이한 채널에서 별도로 송신된다. 이러한 방식으로, 송신이 하나의 채널에서만 수행되는 종래 기술과 본 출원의 차이는, 복수의 고차 변조 신호가 복수의 채널의 부반송파 상에서 송신되고, 이에 따라 주파수 다이버시티 이득의 효율을 향상시키는 것이다. 여기서, 주파수 다이버시티 이득은 채널이 주파수 도메인 선택적 페이딩을 가지기 때문에 발생한다. 하나의 채널로 송신된 신호가 복수의 채널로 분산되고 그 다음에 분산된 신호가 채널 행렬 Q를 사용하여 정류되면, 신호의 정확도가 향상되고 주파수 다이버시티 이득이 또한 구현된다.
따라서, 본 출원의 실시 예의 신호 송신 방법에서, 복수의 저차 변조 신호가 N개의 고차 변조 신호로 조합되고, N개의 고차 변조 신호는 N개의 부반송파 상에서 송신되며, 여기서 N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이다. 구체적으로, N개의 고차 변조 신호 중
Figure 112018130935600-pct00190
개가 M개의 채널에서 m 번째 채널의
Figure 112018130935600-pct00191
개의 부반송파상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
선택적으로, 일 실시 예에서, M = 2 및 N = 4인 경우, M개의 채널은 제1 채널 및 제2 채널이고, N개의 부반송파는 제1 부반송파, 제2 부반송파, 제3 부반송파 및 제4 부반송파고, N개의 고차 변조 신호는 제1 고차 변조 신호 x1, 제2 고차 변조 신호 x2, 제3 고차 변조 신호 x3 및 제4 고차 변조 신호 x4이며, 그리고
N개의 고차 변조 신호를 N개의 부반송파 상에서 송신하는 단계는,
제1 고차 변조 신호 x1을 제1 채널의 제1 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제2 고차 변조 신호 x2를 제2 채널의 제2 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제3 고차 변조 신호 x3을 제1 채널의 제3 부반송파 상에서 송신하는 단계; 및
제4 고차 변조 신호 x4를 제2 채널의 제4 부반송파 상에서 송신하는 단계를 포함한다.
예를 들어, 4개의 고차 변조 신호 x1, x2, x3, 및 x4는 채널 행렬 Q에 4개의 저차 변조 신호 s1, s2, s3, 및 s4 를 곱하는 것에 의해 획득될 수 있으며, 이는 구체적으로,
Figure 112018130935600-pct00192
와 같이, 표현될 수 있다.
따라서, 4개의 고차 변조 신호는 2개의 채널의 4개의 부반송파 상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
본 출원의 본 실시 예에서 "제1, 제2, …"는 단지 상이한 객체를 구별하기 위한, 예를 들어, 상이한 변조 신호, 상이한 부반송파, 상이한 채널 등을 구별하기 위한 것일 뿐이며, 본 출원의 실시 예에 대한 제한을 구성하지 않는다. 이하의 실시 예에서 "제1, 제2, …"의 번호는 실시 예에 대한 제한을 구성하지 않는다.
도 10은 본 출원의 실시 예에 따른 2-채널 어그리게이션의 일례의 개략도이다. 도 10에 도시된 바와 같이, 도 10에서, 제1 고차 변조 신호 x1은 제1 채널의 제1 부반송파상에서 송신되고, 제2 고차 변조 신호 x2는 제2 채널의 제2 부반송파상에서 송신되며, 제3 고차 변조 신호 x3은 제1 채널의 제3 부반송파상에서 송신되고, 제4 고차 변조 신호 x4는 제2 채널의 제4 부반송파 상에서 송신된다. 이러한 방식으로, 고차 변조 신호가 복수 채널의 복수의 부반송파상에서 송신되며, 이에 따라 다이버시티 이득을 실현한다. 제1 부반송파와 제2 부반송파는 동일한 시퀀스 번호를 가지며, 제3 부반송파와 제4 부반송파는 동일한 시퀀스 번호를 갖는다. 제1 부반송파와 제3 부반송파 사이의 간격은 데이터를 송신하기 위해 사용자에 의해 사용되는 부반송파의 수량의 절반이다.
선택적으로, 복수의 저차 변조 신호는 s1, s2, s3, 및 s4이고, 채널 행렬 Q는
Figure 112018130935600-pct00193
,
Figure 112018130935600-pct00194
,
Figure 112018130935600-pct00195
, 및
Figure 112018130935600-pct00196
중 어느 하나이다.
다음은 구체적인 예를 참조하여 본 출원의 실시 예를 상세히 설명한다. 전술한 설명 및 이하의 설명에서의 예들은 당업자가 본 출원의 이러한 실시 예를 더 잘 이해하도록 돕기 위한 것일 뿐이며, 본 출원의 실시 예의 범위를 제한하는 것은 아니다.
2-채널 어그리게이션을 기반으로 하는 DCM 솔루션에 대해, 다음과 같은 경우가 구체적으로 포함된다.
(1) a. 2-채널 어그리게이션이 BPSK에 사용되는 경우, 고차 변조 신호와 저차 변조 신호는
Figure 112018130935600-pct00197
와 같이 표현되며, 채널 행렬 Q는
Figure 112018130935600-pct00198
이고,
Figure 112018130935600-pct00199
는 BPSK 변조 신호이며,
Figure 112018130935600-pct00200
는 QPSK 변조 신호이고,
Figure 112018130935600-pct00201
이며,
Figure 112018130935600-pct00202
이고,
Figure 112018130935600-pct00203
는 공액(conjugate)을 획득하는 것을 의미한다.
예를 들어, 도 11은 본 출원의 실시 예에 따른 2-채널 어그리게이션의 일례의 개략도이다. 도 11에 도시된 바와 같이, 본 예에서, 제1 고차 변조 신호 x1은 제1 채널의 제1 부반송파상에서 송신되고, 제2 고차 변조 신호 x2는 제2 채널의 제2 부반송파상에서 송신되며, 제3 고차 변조 신호 x3은 제1 채널의 제3 부반송파상에서 송신되고, 제4 고차 변조 신호 x4는 제2 채널의 제4 부반송파 상에서 송신되고, 여기서,
Figure 112018130935600-pct00204
Figure 112018130935600-pct00205
이고,
Figure 112018130935600-pct00206
는 공액을 획득하는 것을 의미한다.
따라서, 본 특정 구현에서, 4개의 고차 변조 신호는 2개의 채널의 4개의 부반송파 상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
b. 2-채널 어그리게이션을 BPSK에 사용하는 경우, 고차 변조 신호와 저차 변조 신호는
Figure 112018130935600-pct00207
와 같이 표현되며, 채널 행렬 Q는
Figure 112018130935600-pct00208
이고,
Figure 112018130935600-pct00209
는 BPSK 변조 신호이며,
Figure 112018130935600-pct00210
는 16QAM 변조 신호이고,
Figure 112018130935600-pct00211
는 상이한 계수를 사용하여 BPSK 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00212
를 조합하는 것에 의해 획득된다.
예를 들어, 도 12는 본 출원의 실시 예에 따른 2-채널 어그리게이션의 일례의 개략도이다. 도 12에 도시된 바와 같이, 본 예에서, 제1 고차 변조 신호 x1은 제1 채널의 제1 부반송파상에서 송신되고, 제2 고차 변조 신호 x2는 제2 채널의 제2 부반송파상에서 송신되며, 제3 고차 변조 신호 x3은 제1 채널의 제3 부반송파상에서 송신되고, 제4 고차 변조 신호 x4는 제2 채널의 제4 부반송파 상에서 송신된다.
따라서, 본 특정 구현에서, 4개의 고차 변조 신호는 2개의 채널의 4개의 부반송파 상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
(2) a. 2-채널 어그리게이션이 QPSK에 사용되는 경우, 고차 변조 신호 및 저차 변조 신호는
Figure 112018130935600-pct00213
와 같이 표현되며, 채널 행렬 Q는
Figure 112018130935600-pct00214
이고,
Figure 112018130935600-pct00215
는 QPSK 변조 신호이며,
Figure 112018130935600-pct00216
는 16QAM 변조 신호이고,
Figure 112018130935600-pct00217
는 상이한 계수를 사용하여 QPSK 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00218
의 그룹을 조합하는 것에 의해 획득되며,
Figure 112018130935600-pct00219
는 상이한 계수를 사용하여 QPSK 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00220
의 그룹을 조합하는 것에 의해 획득된다.
예를 들어, 도 13은 본 출원의 실시 예에 따른 2-채널 어그리게이션의 일례의 개략도이다. 도 13에 도시된 바와 같이, 본 예에서, 제1 고차 변조 신호 x1은 제1 채널의 제1 부반송파상에서 송신되고, 제2 고차 변조 신호 x2는 제2 채널의 제2 부반송파상에서 송신되며, 제3 고차 변조 신호 x3은 제1 채널의 제3 부반송파상에서 송신되고, 제4 고차 변조 신호 x4는 제2 채널의 제4 부반송파 상에서 송신된다.
따라서, 본 특정 구현에서, 4개의 고차 변조 신호는 2개의 채널의 4개의 부반송파 상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
b. 2-채널 어그리게이션이 QPSK에 사용되는 경우, 고차 변조 신호 및 저차 변조 신호는
Figure 112018130935600-pct00221
와 같이 표현되며, 채널 행렬 Q은
Figure 112018130935600-pct00222
이고,
Figure 112018130935600-pct00223
는 QPSK 변조 신호이며,
Figure 112018130935600-pct00224
는 256QAM 변조 신호이고,
Figure 112018130935600-pct00225
는 상이한 계수를 사용하여 4개의 QPSK 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00226
를 조합하는 것에 의해 획득된다.
예를 들어, 도 14는 본 출원의 실시 예에 따른 2-채널 어그리게이션의 일례의 개략도이다. 도 14에 도시된 바와 같이, 본 예에서, 제1 고차 변조 신호 x1은 제1 채널의 제1 부반송파상에서 송신되고, 제2 고차 변조 신호 x2는 제2 채널의 제2 부반송파상에서 송신되며, 제3 고차 변조 신호 x3은 제1 채널의 제3 부반송파상에서 송신되고, 제4 고차 변조 신호 x4는 제2 채널의 제4 부반송파 상에서 송신된다.
따라서, 본 특정 구현에서, 4개의 고차 변조 신호는 2개의 채널의 4개의 부반송파 상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
(3) 2-채널 어그리게이션이 QPSK 및 QAM에 사용되는 경우, 고차 변조 신호 및 저차 변조 신호는
Figure 112018130935600-pct00227
와 같이 표현되며, 채널 행렬 Q는
Figure 112018130935600-pct00228
이고,
Figure 112018130935600-pct00229
는 QPSK 변조 신호이며,
Figure 112018130935600-pct00230
는 16QAM 변조 신호이고,
Figure 112018130935600-pct00231
는 64QAM 변조 신호이며,
Figure 112018130935600-pct00232
는 상이한 계수를 사용하여 QPSK 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00233
과 16QAM 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00234
를 조합하는 것에 의해 획득되며,
Figure 112018130935600-pct00235
는 상이한 계수를 사용하여 QPSK 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00236
와 16QAM 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00237
를 조합하는 것에 의해 획득된다.
예를 들어, 도 15는 본 출원의 실시 예에 따른 2-채널 어그리게이션의 일례의 개략도이다. 도 15에 도시된 바와 같이, 본 예에서, 제1 고차 변조 신호 x1은 제1 채널의 제1 부반송파상에서 송신되고, 제2 고차 변조 신호 x2는 제2 채널의 제2 부반송파상에서 송신되며, 제3 고차 변조 신호 x3은 제1 채널의 제3 부반송파상에서 송신되고, 제4 고차 변조 신호 x4는 제2 채널의 제4 부반송파 상에서 송신된다.
따라서, 본 특정 구현에서, 4개의 고차 변조 신호는 2개의 채널의 4개의 부반송파 상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
전술한 복수의 2-채널 어그리게이션 솔루션은 당업자가 본 출원의 기술적 솔루션을 이해하도록 돕기 위한 것이며, 본 출원에 대한 제한을 구성하지 않는다는 것을 이해해야 한다. 또한, 전술한 고차 변조 신호와 저차 변조 신호의 조합은 다르게는 다른 적절한 조합일 수도 있다. 이것은 제한되지 않는다.
따라서, 본 출원의 본 실시 예의 신호 송신 방법에서, 복수의 저차 변조 신호가 N개의 고차 변조 신호로 조합되고, N개의 고차 변조 신호는 N개의 부반송파상에서 송신되며, 여기서 N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이다. 구체적으로, N개의 고차 변조 신호 중
Figure 112018130935600-pct00238
개는 M개의 채널에서 m 번째 채널의
Figure 112018130935600-pct00239
개의 부반송파상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
선택적으로, 일 실시 예에서, M = 3 및 N = 9인 경우, M개의 채널은 제1 채널, 제2 채널 및 제3 채널이고, N개의 부반송파는 제1 부반송파, 제2 부반송파, 제3 부반송파, 제4 부반송파, 제5 부반송파, 제6 부반송파, 제7 부반송파, 제8 부반송파, 및 제9 부반송파이며, N개의 고차 변조 신호는 제1 고차 변조 신호 x1, 제2 고차 변조 신호 x2, 제3 고차 변호 신호 x3, 제4 고차 변조 신호 x4, 제5 고차 변조 신호 x5, 제6 고차 변조 신호 x6, 제7 고차 변조 신호 x7, 제8 고차 변조 신호 x8, 제9 고차 변조 신호 x9이며, 그리고,
N개의 고차 변조 신호를 N개의 부반송파 상에서 송신하는 단계는,
제1 고차 변조 신호 x1을 제1 채널의 제1 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제2 고차 변조 신호 x2를 제2 채널의 제2 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제3 고차 변조 신호 x3을 제3 채널의 제3 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제4 고차 변조 신호 x4를 제1 채널의 제4 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제5 고차 변조 신호 x5를 제2 채널의 제5 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제6 고차 변조 신호 x6을 제3 채널의 제6 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제7 고차 변조 신호 x7을 제1 채널의 제7 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제8 고차 변조 신호 x8을 제2 채널의 제8 부반송파 상에서 송신하는 단계; 및
제9 고차 변조 신호 x9를 제3 채널의 제9 부반송파 상에서 송신하는 단계를 포함한다.
구체적으로는, 3-채널 어그리게이션 솔루션이 사용되는 경우, 9개의 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00240
는, 9개의 저차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00241
에 행렬 Q를 곱하는 것에 의해 출력될 수 있다. 예를 들어, 도 16은 본 출원의 실시 예에 따른 3-채널 어그리게이션의 일 예의 개략도이다. 도 16에 도시된 바와 같이, 고차 변조 신호의 특정 송신 솔루션은, 제1 고차 변조 신호 x1을 제1 채널의 제1 부반송파상에서 송신하는 단계, 제2 고차 변조 신호 x2를 제2 채널의 제2 부반송파상에서 송신하는 단계, 제3 고차 변조 신호 x3을 제3 채널의 제3 부반송파상에서 송신하는 단계, 제4 고차 변조 신호 x4를 제1 채널의 제4 부반송파상에서 송신하는 단계, 제5 고차 변조 신호 x5를 제2 채널의 제5 부반송파상에서 송신하는 단계, 제6 고차 변조 신호 x6을 제3 채널의 제6 부반송파상에서 송신하는 단계, 제7 고차 변조 신호 x7을 제1 채널의 제7 부반송파상에서 송신하는 단계, 제8 고차 변조 신호 x8을 제2채널의 제8 부반송파 상에서 송신하는 단계, 제9 고차 변조 신호 x9를 제3 채널의 제9 부반송파상에서 송신하는 단계이다. 이러한 방식으로, 고차 변조 신호가 복수 채널의 복수의 부반송파 상에서 송신되며, 이에 따라 다이버시티 이득의 효율을 향상시킨다.
제1 부반송파, 제2 부반송파 및 제3 부반송파는 동일한 시퀀스 번호를 가지며, 제4 부반송파, 제5 부반송파 및 제6 부반송파는 동일한 시퀀스 번호를 가지고, 제7 부반송파, 제8 부반송파 및 제9 부반송파는 동일한 시퀀스 번호를 가진다. 제1 부반송파와 제4 부반송파 사이의 간격 및 제4 부반송파와 제7 부반송파 사이의 간격은 802.15ay에서 데이터를 송신하는 데 사용되는 부반송파의 수량의 1/3이다.
예를 들면, 9개의 고차 변조 신호 x1, x2, x3, x4, …, x9가 9개의 저차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00242
에 행렬
Figure 112018130935600-pct00243
을 곱하는 것에 의해 획득될 수 있으며,
Figure 112018130935600-pct00244
와 같이 표현될 수 있다.
선택적으로, 복수의 저차 변조 신호는 s1, s2, s3, s4, s5, s6, s7, s8, 및 s9이며, 채널 행렬 Q는,
Figure 112018130935600-pct00245
이다.
특정 예를 참조하여 다음은 3-채널 어그리게이션의 경우에 대한 솔루션을 설명한다. 구체적인 설명은 다음과 같다.
3-채널 어그리게이션이 64QAM에 사용되는 경우, 고차 변조 신호와 저차 변조 신호는
Figure 112018130935600-pct00246
와 같이 표현되며, 채널 행렬 Q는
Figure 112018130935600-pct00247
이고,
Figure 112018130935600-pct00248
는 64QAM 변조 신호이며,
Figure 112018130935600-pct00249
는 QPSK 변조 신호이고,
Figure 112018130935600-pct00250
는 상이한 계수를 사용하여 64QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00251
를 조합하는 것에 의해 획득된 3개의 QPSK 신호이며,
Figure 112018130935600-pct00252
는 상이한 계수를 사용하여 64QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00253
를 조합하는 것에 의해 획득된 3개의 QPSK 신호이고,
Figure 112018130935600-pct00254
는 상이한 계수를 사용하여 64QAM 신호
Figure 112018130935600-pct00255
를 조합하는 것에 의해 획득된 3개의 QPSK 신호이다.
예를 들어, 도 17은 본 출원의 일 실시 예에 따른 3-채널 어그리게이션의 일 예의 개략도이다. 도 17에 도시된 바와 같이, 본 예에서, 고차 변조 신호의 특정 송신 솔루션은, 제1 고차 변조 신호 x1을 제1 채널의 제1 부반송파상에서 송신하는 단계, 제2 고차 변조 신호 x2를 제2 채널의 제2 부반송파상에서 송신하는 단계, 제3 고차 변조 신호 x3을 제3 채널의 제3 부반송파상에서 송신하는 단계, 제4 고차 변조 신호 x4를 제1 채널의 제4 부반송파상에서 송신하는 단계, 제5 고차 변조 신호 x5를 제2 채널의 제5 부반송파상에서 송신하는 단계, 제6 고차 변조 신호 x6을 제3 채널의 제6 부반송파상에서 송신하는 단계, 제7 고차 변조 신호 x7을 제1 채널의 제7 부반송파상에서 송신하는 단계, 제8 고차 변조 신호 x8을 제2채널의 제8 부반송파 상에서 송신하는 단계, 제9 고차 변조 신호 x9를 제3 채널의 제9 부반송파상에서 송신하는 단계이다. 이러한 방식으로, 고차 변조 신호가 복수 채널의 복수의 부반송파 상에서 송신되며, 이에 따라 다이버시티 이득의 효율을 향상시킨다.
따라서, 본 특정 구현에서, 9개의 고차 변조 신호는 3개의 채널의 9개의 부반송파 상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
따라서, 본 출원의 본 실시 예의 신호 송신 방법에서, 복수의 저차 변조 신호가 N개의 고차 변조 신호로 조합되고, N개의 고차 변조 신호는 N개의 부반송파상에서 송신되며, 여기서 N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이다. 구체적으로, N개의 고차 변조 신호 중
Figure 112018130935600-pct00256
개는 M개의 채널에서 m 번째 채널의
Figure 112018130935600-pct00257
개의 부반송파상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
전술한 것은 "채널 어그리게이션"의 복수의 경우에서의 본 출원의 실시 예를 설명한다. 다음은 "광대역 채널" 솔루션의 특정 실시 예를 설명한다. 특정 실시 예들이 설명되기 전에, "광대역 채널" 솔루션의 구현 원리를 도 18을 참조하여 설명한다.
도 18은 OFDM 데이터 구조의 개략도이다. 도 18에 도시된 바와 같이, 멀티 반송파 OFDM 데이터 구조는 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix, CP) 및 OFDM 심볼을 포함한다. OFDM 심볼의 주파수 도메인의 부반송파는 데이터를 송신하는데 사용되며, 변조된 OFDM 심볼(심볼은 변조 신호로 이해될 수 있음)은 주파수 도메인 데이터 블록을 형성하고, 이어서 주파수 도메인 데이터 블록은 역 푸리에 변환을 통해 대응하는 시간 도메인 신호로 변환된다.
도 18에서, 하나의 채널의 경우, 주파수 도메인에서 채널에 대해 512개의 부반송파가 존재하고, 부반송파 간격은
Figure 112018130935600-pct00258
이며, 11ad에서 5.15625MHz이고, 대응하는 대역폭(Bandwidth, BW)은 BW=2.64GHz이다. 따라서, 시간 도메인에서의 신호 송신 시간은
Figure 112018130935600-pct00259
이고, 11ad에서 0.38ns이며, 총 512개의 신호가 송신되고, 대응하는 총 송신 시간 T는 194ns와 동일하다.
도 18에서, 2개의 채널의 경우, 주파수 도메인에서 2개의 채널에 대해 1024개의 부반송파가 존재하고, 부반송파 간격
Figure 112018130935600-pct00260
은 변하지 않고, 대응하는 대역폭은 2BW=5.28GHz이다. 따라서, 시간 도메인에서의 신호 송신 시간은
Figure 112018130935600-pct00261
이고 0.19ns이며, 총 1024개의 신호가 송신되고, 대응하는 총 송신 시간 T는 변하지 않는다.
도 18에서, 3개의 채널의 경우, 주파수 도메인에서 3개의 채널에 대해 1536개의 부반송파가 존재하고, 부반송파 간격
Figure 112018130935600-pct00262
은 변하지 않고, 대응하는 대역폭은 BW=7.92GHz이다. 따라서, 시간 도메인에서의 신호 송신 시간은
Figure 112018130935600-pct00263
이고 0.1267ns이며, 총 1536개의 신호가 송신되며, 대응하는 총 송신 시간 T는 변하지 않는다.
선택적으로, 일 실시 예에서, N개의 고차 변조 신호를 N개의 부반송파 상에서 송신하는 단계는,
N개의 고차 변조 신호를 N개의 부대역의 N개의 부반송파 상에서 송신하는 단계를 포함하며, N개의 부반송파에서 n번째 부반송파는 N개의 부대역의 n번째 부대역의 부반송파이고, N개의 부대역은 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부대역이다.
구체적으로, 복수의 고차 변조 신호가 복수의 부대역의 복수의 부반송파 상에서 송신될 수 있다. 복수의 부반송파는 복수의 부대역의 부반송파이다. 예를 들어, N개의 고차 변조 신호는 N개의 부대역의 N개의 부반송파상에서 송신되고, N개의 부반송파의 n번째 부반송파는 N개의 부대역에서 n번째 부대역의 부반송파이다. 다시 말하자면, 고차 변조 신호를 송신하는 데 사용되는 부반송파는 부대역의 부반송파이다. 복수의 부대역은 주파수 도메인 리소스에 기반하여 광대역 채널을 분할하여 획득된 복수의 부대역이다. 이러한 방식으로, 고차 변조 신호는 복수의 부대역의 복수의 부반송파상에서 송신될 수 있다.
따라서, 본 출원의 본 실시 예의 신호 송신 방법에서, 복수의 저차 변조 신호가 N개의 고차 변조 신호로 조합되고, N개의 고차 변조 신호는 N개의 부반송파상에서 송신되며, 여기서 N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이다. 구체적으로, N개의 고차 변조 신호는 복수의 부대역의 N개의 부반송파상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
선택적으로, 일 실시 예에서, N = 4인 경우, N개의 부대역은 제1 부대역, 제2 부대역, 제3 부대역 및 제4 부대역이고, N개의 부반송파는 제1 부반송파, 제2 부반송파, 제3 부반송파 및 제4 부반송파이며, N개의 고차 변조 신호는 제1 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00264
, 제2 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00265
, 제3 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00266
및 제4 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00267
이며,
Figure 112018130935600-pct00268
는
Figure 112018130935600-pct00269
의 공액이며,
Figure 112018130935600-pct00270
는
Figure 112018130935600-pct00271
의 공액이고, 그리고
N개의 고차 변조 신호를 N개의 부대역의 N개의 부반송파 상에서 송신하는 단계는,
제1 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00272
을 제1 부대역의 제1 부반송파 상에서 송신하는 단계;
제2 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00273
를 제2 부대역의 제2 부반송파상에서 송신하는 단계;
제3 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00274
를 제3 부대역의 제3 부반송파상에서 송신하는 단계; 및
제4 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00275
를 제4 부대역의 제4 부반송파상에서 송신하는 단계를 포함한다.
구체적으로, 주파수 도메인의 OFDM 부반송파는 4개의 부대역 또는 서브블록으로 분할될 수 있다. 그 다음, 전송될 저차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00276
및
Figure 112018130935600-pct00277
는 4개의 고차 변조 신호로 조합되고, 4개의 고차 변조 신호는 4개의 부대역의 부반송파상에서 각각 송신된다. 도 19는 주파수 도메인의 OFDM 부반송파가 4개의 부대역으로 분할된 경우의 송신 솔루션의 개략도이다. 도 19에 도시된 바와 같이, 특정 송신 솔루션은, 제1 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00278
을 제1 부대역의 제1 부반송파 상에서 송신하는 단계, 제2 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00279
를 제2 부대역의 제2 부반송파상에서 송신하는 단계, 제3 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00280
를 제3 부대역의 제3 부반송파상에서 송신하는 단계, 및 제4 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00281
를 제4 부대역의 제4 부반송파상에서 송신하는 단계이다.
Figure 112018130935600-pct00282
는
Figure 112018130935600-pct00283
의 공액이며,
Figure 112018130935600-pct00284
는
Figure 112018130935600-pct00285
의 공액이다.
본 출원의 본 실시 예에서, 4개의 고차 변조 신호 각각은 4개의 부대역의 부반송파상에서 송신된다. 부대역의 다른 부반송파들은 또한 고차 변조 신호를 송신하는 데 사용될 수 있음을 이해해야 한다. 이것은 제한되지 않는다. 예를 들어, 본 예에서, 1000개의 고차 변조 신호가 있으면, 1000개의 고차 변조 신호는 4개의 고차 변조 신호를 하나의 그룹으로서 처리하는 것에 의해 4개의 부대역의 복수의 부반송파상에서 동시에 송신될 수 있다. 물론, 이것은 단지 당업자가 본 솔루션을 이해하도록 돕기 위한 것이며, 본 출원에 대한 제한을 구성하지 않는다.
본 출원의 본 실시 예에서, 도 19의 제1 부대역이 일례로서 사용된다. 제1 부대역의 제1 부반송파상에서 송신된 신호는
Figure 112018130935600-pct00286
이다. 다른 고차 변조 신호는 또한 제1 부대역의 다른 부반송파상에서 송신될 수 있다. 제1 부대역의 제1 부반송파는 설명을 위한 예로서만 사용된다.
또한, 제1 부대역의 부반송파는, 도 19에서
Figure 112018130935600-pct00287
만을 송신하는 것에 한정되는 것은 아니다.
Figure 112018130935600-pct00288
이 제1 부대역의 제1 부반송파상에서 송신되는 예는 단지 개략적인 설명을 위해 사용된다. 특정 애플리케이션에서, 다른 고차 변조 신호들이 제1 부대역의 제1 부반송파를 제외한 다른 부반송파들상에서 동시에 송신될 수 있다. 이것은 제한되지 않는다. 도 19의 다른 부대역과, 아래에 나타나는 경우는 제1 부대역과 유사하다. 세부 사항은 다음에서 설명하지 않는다.
따라서, 본 특정 구현 예에서, 4개의 고차 변조 신호는 4개의 부대역의 4개의 부반송파상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
선택적으로, 채널 행렬 Q는
Figure 112018130935600-pct00289
이고,
Figure 112018130935600-pct00290
Figure 112018130935600-pct00291
및
Figure 112018130935600-pct00292
이거나, 또는 채널 행렬 Q는
Figure 112018130935600-pct00293
이고,
Figure 112018130935600-pct00294
,
Figure 112018130935600-pct00295
,
Figure 112018130935600-pct00296
, 및
Figure 112018130935600-pct00297
이다.
구체적으로, 저차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00298
및
Figure 112018130935600-pct00299
가 BPSK 변조 신호이고, 고차 변호 신호
Figure 112018130935600-pct00300
및
Figure 112018130935600-pct00301
는 QPSK 신호인 경우,
Figure 112018130935600-pct00302
Figure 112018130935600-pct00303
,
Figure 112018130935600-pct00304
이고,
Figure 112018130935600-pct00305
인 대응하는 채널 행렬 Q는 표 1의 조합 계수를 참조하여 획득될 수 있으며, 또는, 저차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00306
및
Figure 112018130935600-pct00307
는 QPSK 변조 신호이고, 고차 변호 신호
Figure 112018130935600-pct00308
및
Figure 112018130935600-pct00309
는 16QAM 신호인 경우,
Figure 112018130935600-pct00310
,
Figure 112018130935600-pct00311
,
Figure 112018130935600-pct00312
,
Figure 112018130935600-pct00313
이고,
Figure 112018130935600-pct00314
인 대응하는 채널 행렬 Q는 표 2의 조합 계수를 참조하여 획득될 수 있다.
따라서, 본 출원의 본 실시 예의 신호 송신 방법에서, 복수의 저차 변조 신호가 N개의 고차 변조 신호로 조합되고, N개의 고차 변조 신호는 N개의 부반송파상에서 송신되며, 여기서 N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이다. 구체적으로, N개의 변조 신호는 복수의 부대역의 N개의 부반송파상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
선택적으로, 일 실시 예에서, N = 3인 경우, N개의 부대역은 제1 부대역, 제2 부대역 및 제3 부대역이고, N개의 부반송파는 제1 부반송파, 제2 부반송파 및 제3 부반송파이며, N개의 고차 변조 신호는 제1 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00315
, 제2 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00316
및 제3 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00317
이고, 그리고,
N개의 고차 변조 신호를 N개의 부대역의 N개의 부반송파 상에서 송신하는 단계는,
제1 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00318
을 제1 부대역의 제1 부반송파상에서 송신하는 단계;
제2 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00319
를 제2 부대역의 제2 부반송파상에서 송신하는 단계; 및
제3 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00320
을 제3 부대역의 제3 부반송파상에서 송신하는 단계를 포함한다.
구체적으로, 주파수 도메인의 OFDM 부반송파는 3개의 부대역 또는 서브 블록으로 분할될 수 있다. 그 다음, 전송될 저차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00321
,
Figure 112018130935600-pct00322
, 및
Figure 112018130935600-pct00323
는 각각 3개의 부대역의 부반송파상에서 송신된다. 도 20은 OFDM이 3개의 부대역으로 분할된 경우의 송신 솔루션의 개략도이다. 도 20에 도시된 바와 같이, 특정 송신 솔루션은, 제1 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00324
을 제1 부대역의 제1 부반송파상에서 송신하는 단계, 제2 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00325
를 제2 부대역의 제2 부반송파상에서 송신하는 단계, 및 제3 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00326
을 제3 부대역의 제3 부반송파상에서 송신하는 단계이다.
따라서, 본 출원의 본 실시 예의 신호 송신 방법에서, 복수의 저차 변조 신호가 N개의 고차 변조 신호로 조합하고, N개의 고차 변조 신호는 N개의 부반송파상에서 송신되며, 여기서 N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이다. 구체적으로, N개의 변조 신호는 복수의 부대역의 N개의 부반송파상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
선택적으로, 복수의 저차 변조 신호는
Figure 112018130935600-pct00327
,
Figure 112018130935600-pct00328
및
Figure 112018130935600-pct00329
이고, 채널 행렬 Q는,
Figure 112018130935600-pct00330
이며,
Figure 112018130935600-pct00331
,
Figure 112018130935600-pct00332
및
Figure 112018130935600-pct00333
이다.
구체적으로, 저차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00334
,
Figure 112018130935600-pct00335
, 및
Figure 112018130935600-pct00336
가 QPSK 변조 신호이고, 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00337
가 64QAM 변조 신호인 경우,
Figure 112018130935600-pct00338
이고,
Figure 112018130935600-pct00339
이며,
Figure 112018130935600-pct00340
이고, 그리고
Figure 112018130935600-pct00341
인 대응하는 채널 행렬 Q가 표 3의 조합 계수로부터 임의 조합 계수의 그룹을 선택하는 것에 의해 획득될 수 있다.
따라서, 본 특정 구현에서, 3개의 고차 변조 신호는 3개의 부대역의 3개의 부반송파상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
Figure 112018130935600-pct00342
의 값은 표 3의 임의의 계수 그룹일 수 있음을 이해해야 한다. 이것은 제한되지 않는다.
따라서, 본 출원의 본 실시 예의 신호 송신 방법에서, 복수의 저차 변조 신호가 N개의 고차 변조 신호로 조합되고, N개의 고차 변조 신호는 N개의 부반송파상에서 송신되며, 여기서 N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이다. 구체적으로, N개의 변조 신호는 복수의 부대역의 N개의 부반송파상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
이상이 본 출원의 실시 예에서의 신호 송신 방법을 상세히 설명한다. 다음은 본 출원의 실시 예에 따른 신호 송신 장치를 설명한다.
도 21은 본 출원의 실시 예에 따른 신호 송신 장치(900)의 개략적인 블록도이다. 도 21에 도시된 바와 같이, 장치(900)는, 복수의 저차 변조 신호를 N개의 고차 변조 신호로 조합하도록 구성된 결정 모듈(910); 및 결정 모듈(910)에 의해 결정된 N개의 고차 변호 신호를 N개의 부반송파 상에서 송신하도록 구성된 송신 모듈(920)을 포함하고, N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이며, N개의 고차 변조 신호에서 n 번째 고차 변조 신호는 N개의 부반송파에서 n번째 부반송파상에서 송신되며, N은 2 이상의 정수이고, M은 2 이상의 정수이며, n은 1,2,…, N이다.
본 실시 예의 신호 송신 장치는, 복수의 저차 변조 신호를 N개의 고차 변조 신호로 조합하고, N개의 고차 변조 신호를 N개의 부반송파상에서 송신하며, N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
선택적으로, 결정 모듈(910)은 구체적으로, 복수의 저차 변조 신호 및 채널 행렬 Q에 기반하여 N개의 고차 변조 신호를 결정하도록 구성된다.
선택적으로, 일 실시 예에서, 송신 모듈(920)은 구체적으로, N개의 고차 변조 신호 중
Figure 112018130935600-pct00343
개를 M개의 채널에서 m 번째 채널의
Figure 112018130935600-pct00344
개의 부반송파상에서 송신하도록 구성되며,
Figure 112018130935600-pct00345
이고,
Figure 112018130935600-pct00346
는 2보다 큰 정수이고, m = 1, 2, …, M이다.
선택적으로, 일 실시 예에서, M = 2 및 N = 4인 경우, M개의 채널은 제1 채널 및 제2 채널이고, N개의 부반송파는 제1 부반송파, 제2 부반송파, 제3 부반송파 및 제4 부반송파이며, N개의 고차 변조 신호는 제1 고차 변조 신호 x1, 제2 고차 변조 신호 x2, 제3 고차 변조 신호 x4 및 제4 고차 변조 신호 x4이고, 그리고
송신 모듈은 구체적으로 :
제1 고차 변조 신호 x1을 제1 채널의 제1 부반송파상에서 송신하고;
제2 고차 변조 신호 x2를 제2 채널의 제2 부반송파상에서 송신하고;
제3 고차 변조 신호 x3을 제1 채널의 제3 부반송파상에서 송신하고; 그리고
제4 차 고차 변조 신호 x4를 제2 채널의 제4 부반송파상에서 송신하도록 구성된다.
선택적으로, 복수의 저차 변조 신호는 s1, s2, s3, 및 s4이고, 채널 행렬 Q는
Figure 112018130935600-pct00347
,
Figure 112018130935600-pct00348
,
Figure 112018130935600-pct00349
, 및
Figure 112018130935600-pct00350
중 어느 하나이다.
선택적으로, 일 실시 예에서, M = 3 및 N = 9인 경우, M개의 채널은 제1 채널, 제2 채널 및 제3 채널이고, N개의 부반송파는 제1 부반송파, 제2 부반송파, 제3 부반송파, 제4 부반송파, 제5 부반송파, 제6 부반송파, 제7 부반송파, 제8 부반송파, 및 제9 부반송파이며, N개의 고차 변조 신호는 제1 고차 변조 신호 x1, 제2 고차 변조 신호 x2, 제3 고차 변조 신호 x3, 제4 고차 변조 신호 x4, 제5 고차 변조 신호 x5, 제6 고차 변조 신호 x6, 제7 고차 변조 신호 x7, 제8 고차 변조 신호 x8, 및 제9 고차 변조 신호 x9이고,
송신 모듈(920)은 구체적으로,
제1 고차 변조 신호 x1을 제1 채널의 제1 부반송파상에서 송신하고;
제2 고차 변조 신호 x2를 제2 채널의 제2 부반송파상에서 송신하며;
제3 고차 변조 신호 x3를 제3 채널의 제3 부반송파상에서 송신하고;
제4 고차 변조 신호 x14를 제1 채널의 제4 부반송파상에서 송신하며;
제5 고차 변조 신호 x5를 제2 채널의 제5 부반송파상에서 송신하고;
제6 고차 변조 신호 x6을 제3 채널의 제6 부반송파상에서 송신하며;
제7 고차 변조 신호 x7을 제1 채널의 제7 부반송파상에서 송신하고;
제8 고차 변조 신호 x8을 제2 채널의 제8 부반송파상에서 송신하며; 그리고
제9 고차 변조 신호 x9를 제3 채널의 제9 부반송파상에서 송신하도록 구성된다.
선택적으로, 복수의 저차 변조 신호는 s1, s2, s3, s4, s5, s6, s7, s8, 및 s9이며, 채널 행렬 Q는,
Figure 112018130935600-pct00351
이다.
따라서, 본 실시 예의 신호 송신 장치는 복수의 저차 변조 신호를 N개의 고차 변조 신호로 조합하고, N개의 고차 변조 신호를 N개의 부반송파상에서 송신하며, 여기서 N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이다. 구체적으로, N개의 변조 신호는 M개의 채널의 부반송파상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
선택적으로, 일 실시 예에서, 송신 모듈(920)은 구체적으로, N개의 고차 변조 신호를 N개의 부대역의 N개의 부반송파상에서 송신하도록 구성되며, N개의 부반송파에서 n 번째 부반송파가 N개의 부대역에서 n 번째 부대역의 부반송파이고, N개의 부대역은 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부대역이다.
선택적으로, 일 실시 예에서, N = 4인 경우, N개의 부대역은 제1 부대역, 제2 부대역, 제3 부대역 및 제4 부대역이고, N개의 부반송파는 제1 부반송파, 제2 부반송파, 제3 부반송파 및 제4 부반송파이며, N개의 고차 변조 신호는 제1 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00352
, 제2 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00353
, 제3 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00354
및 제4 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00355
이며,
Figure 112018130935600-pct00356
는
Figure 112018130935600-pct00357
의 공액이며,
Figure 112018130935600-pct00358
는
Figure 112018130935600-pct00359
의 공액이고, 그리고
송신 모듈은 구체적으로,
제1 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00360
을 제1 부대역의 제1 부반송파 상에서 송신하고,
제2 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00361
를 제2 부대역의 제2 부반송파상에서 송신하며,
제3 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00362
을 제3 부대역의 제3 부반송파상에서 송신하고, 그리고
제4 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00363
를 제4 부대역의 제4 부반송파상에서 송신하도록 구성된다.
선택적으로, 복수의 저차 변조 신호는
Figure 112018130935600-pct00364
및
Figure 112018130935600-pct00365
이고, 채널 행렬 Q는
Figure 112018130935600-pct00366
이고,
Figure 112018130935600-pct00367
Figure 112018130935600-pct00368
및
Figure 112018130935600-pct00369
이거나, 또는 채널 행렬 Q는
Figure 112018130935600-pct00370
이고,
Figure 112018130935600-pct00371
,
Figure 112018130935600-pct00372
,
Figure 112018130935600-pct00373
, 및
Figure 112018130935600-pct00374
이다.
선택적으로, 일 실시 예에서, N = 3인 경우, N개의 부대역은 제1 부대역, 제2 부대역 및 제3 부대역이고, N개의 부반송파는 제1 부반송파, 제2 부반송파 및 제3 부반송파이며, N개의 고차 변조 신호는 제1 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00375
, 제2 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00376
및 제3 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00377
이고, 그리고,
송신 모듈(920)은 구체적으로,
제1 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00378
을 제1 부대역의 제1 부반송파상에서 송신하고,
제2 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00379
를 제2 부대역의 제2 부반송파상에서 송신하며, 그리고,
제3 고차 변조 신호
Figure 112018130935600-pct00380
을 제3 부대역의 제3 부반송파상에서 송신하도록 구성된다.
선택적으로, 복수의 저차 변조 신호는
Figure 112018130935600-pct00381
,
Figure 112018130935600-pct00382
및
Figure 112018130935600-pct00383
이고, 채널 행렬 Q는,
Figure 112018130935600-pct00384
이며,
Figure 112018130935600-pct00385
,
Figure 112018130935600-pct00386
및
Figure 112018130935600-pct00387
이다.
따라서, 본 출원의 본 실시 예의 신호 송신 장치는 복수의 저차 변조 신호를 N개의 고차 변조 신호로 조합하고 N개의 고차 변조 신호를 N개의 부반송파상에서 송신하며, N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이다. 구체적으로, N개의 변조 신호는 복수의 부대역의 부반송파상에서 송신된다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
본 출원의 본 실시 예의 데이터 저장 장치(900)는 본 출원의 실시 예에서의 방법의 실행 주체(body)에 대응할 수 있다. 또한, 데이터 저장 장치(900)의 모듈의 전술한 동작 및/또는 기능은 전술한 방법의 대응하는 프로세스를 구현하기 위한 것이며, 간결성을 위해 여기서 설명하지 않는다.
본 실시 예의 신호 송신 장치는, 복수의 저차 변조 신호를 N개의 고차 변조 신호로 조합하고, N개의 고차 변조 신호를 N개의 부반송파상에서 송신하며, N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스 상의 부반송파이다. 이는 다이버시티 이득의 효율을 향상시킬 수 있다.
도 22는 본 출원의 다른 실시 예에서 제공되는 신호 송신 장치의 구조를 도시한다. 장치는 적어도 하나의 프로세서(1002)(예를 들어, CPU), 적어도 하나의 네트워크 인터페이스(1005) 또는 다른 통신 인터페이스, 메모리(1006) 및 이들 장치들간의 연결 및 통신을 구현하도록 구성된 적어도 하나의 통신 버스(1003)를 포함한다. 프로세서(1002)는 메모리(1006)에 저장된 실행 가능한 모듈, 예를 들어 컴퓨터 프로그램을 실행하도록 구성된다. 메모리(1006)는 고속 랜덤 액세스 메모리(Random Access Memory, RAM)를 포함할 수 있고, 예를 들어, 적어도 하나의 디스크 메모리와 같은 비 휘발성 메모리(non-volatile memory)를 더 포함할 수 있다. 하나 이상의 다른 네트워크 엘리먼트에 대한 통신 연결은 (유선 또는 무선일 수 있는) 적어도 하나의 네트워크 인터페이스(1005)를 사용함으로써 구현된다.
일부 구현 예에서, 메모리(1006)는 프로그램(10061)을 저장한다. 프로그램(10061)은 프로세서(1002)에 의해 실행될 수 있다.
본 명세서에서 용어 "및/또는"은 연관 객체를 설명하기 위한 연관 관계만을 설명하고, 3개의 관계가 존재할 수 있음을 나타낸다는 것을 이해해야 한다. 예를 들어, A 및/또는 B는 A만 존재하고, A와 B가 모두 존재하며, B만 존재하는 세가지 경우를 나타낸다. 또한, 본 명세서에서 문자 "/"는 일반적으로 관련 객체들 간의 "또는" 관계를 나타낸다.
전술한 프로세스의 시퀀스 번호는 본 출원의 다양한 실시 예에서 실행 시퀀스를 의미하지 않는다는 것을 이해해야 한다. 프로세스의 실행 순서는 프로세스의 기능 및 내부 논리에 기반하여 결정되어야 하며, 본 출원의 실시 예의 구현 프로세스에 대한 임의의 제한으로 해석되어서는 안된다.
당업자라면, 본 명세서에 개시된 실시 예들에서 설명된 예들을 참조하여, 유닛들 및 알고리즘 단계들이 전자 하드웨어 또는 컴퓨터 소프트웨어 및 전자 하드웨어의 조합에 의해 구현될 수 있음을 인식할 수 있다. 기능이 하드웨어 또는 소프트웨어에 의해 수행되는 지의 여부는 기술적 솔루션의 특정 애플리케이션 및 설계 제약 사항에 따라 다르다. 당업자는 각각의 특정 애플리케이션에 대해 기술된 기능을 구현하기 위해 상이한 방법을 사용할 수 있지만, 구현이 본 애플리케이션의 범위를 벗어나는 것으로 간주되어서는 안된다.
전술한 시스템, 장치 및 유닛의 상세한 작업 프로세스에 대한 설명의 편의 및 간략화를 위해, 전술한 방법 실시 예에서 대응하는 프로세스가 참조될 수 있음이 당업자에 의해 명확하게 이해될 수 있으며, 상세한 설명은 여기서 다시 설명하지 않는다.
본 출원에 제공된 몇몇 실시 예에서, 개시된 시스템, 장치 및 방법은 다른 방식으로 구현될 수 있다는 것을 이해해야 한다. 예를 들어, 설명된 장치 실시 예는 단지 예일 뿐이다. 예를 들어, 유닛 구분은 논리적인 기능 구분일 뿐이며 실제 구현에서는 다른 구분일 수 있다. 예를 들어, 복수의 유닛 또는 구성 요소가 조합되거나 다른 시스템에 통합되거나, 일부 특징이 무시되거나 수행되지 않을 수 있다. 또한, 도시되거나 논의된 상호 커플링(coupling) 또는 직접 커플링 또는 통신 연결은 일부 인터페이스를 사용하여 구현될 수 있다. 장치 또는 유닛들간의 간접적 커플링 또는 통신 연결은 전기적, 기계적 또는 다른 형태로 구현될 수 있다.
분리된 부분들로 기술된 유닛들은 물리적으로 분리될 수도 있고 그렇지 않을 수도 있으며, 유닛들로서 도시된 부분들은 물리적 유닛일 수도 있고 아닐 수도 있으며, 또는 한 위치에 위치되거나 또는 복수의 네트워크 유닛 상에 분포될 수 있다. 유닛의 일부 또는 전부는 실시 예의 솔루션의 목적을 달성하기 위한 실제 요구 사항에 따라 선택될 수 있다.
또한, 본 출원의 실시 예에서의 기능 유닛은 하나의 처리 유닛에 통합되거나, 각각의 유닛이 물리적으로 단독으로 존재할 수도 있고, 2 이상의 유닛이 하나의 유닛으로 통합될 수도 있다.
기능들이 소프트웨어 기능 유닛의 형태로 구현되고 독립적인 제품으로서 판매되거나 사용되는 경우, 기능들은 컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장될 수 있다. 이러한 이해에 기반하여, 본 출원의 기술적 솔루션 또는 선행 기술에 기여하는 부분 또는 일부 기술적 솔루션은 소프트웨어 제품의 형태로 구현될 수 있다. 컴퓨터 소프트웨어 제품은 저장 매체에 저장되며, 컴퓨터 디바이스(개인용 컴퓨터, 서버, 네트워크 디바이스 등일 수 있음)가 본 출원의 실시 예들에 설명된 방법의 모든 단계 또는 일부를 수행하도록 지시하기 위한 몇 가지 명령을 포함한다. 저장 매체는 USB 플래시 드라이브, 제거 가능한 하드 디스크, 판독 전용 메모리(Read-Only Memory, ROM), 랜덤 액세스 메모리 RAM, 자기 디스크, 또는 자기 디스크 또는 광 디스크와 같은 프로그램 코드를 저장할 수 있는 임의의 매체를 포함한다.
전술한 설명은 본 출원의 특정 구현 예일 뿐이며, 본 출원의 보호 범위를 제한하려는 것은 아니다. 본 출원에 개시된 기술적 범위 내에서 당업자에 의해 용이하게 이해되는 임의의 변형 또는 대체는 본 출원의 보호 범위 내에 있다. 그러므로 본 출원의 보호 범위는 청구 범위의 보호 범위를 따라야 한다.

Claims (24)

  1. 신호 송신 방법으로서,
    N개의 변조 신호를 N개의 부반송파상에서 송신하는 단계
    를 포함하고,
    N개의 부반송파가 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이고, N은 2 이상의 정수이며, M은 2 이상의 정수이고,
    상이한 채널상에서 송신된 적어도 2개의 변조 신호가 공액(conjugate)이며,
    상기 N개의 변조 신호는 채널 행렬 Q를 기반으로 하는 것이고,
    상기 채널 행렬 Q는
    Figure 112020050312827-pct00489
    인, 신호 송신 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 N개의 부반송파가 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파라는 것은, 각각의 채널이 N/M개의 부반송파를 가진다는 것인, 신호 송신 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상이한 채널상에서 송신된 변조 신호는 공액인, 신호 송신 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    M = 2 및 N = 4인 경우, M개의 채널은 제1 채널 및 제2 채널이고, N개의 부반송파는 제1 부반송파, 제2 부반송파, 제3 부반송파, 및 제4 부반송파이며, N개의 변조 신호는 제1 변조 신호 x1, 제2 변조 신호 x2, 제3 변조 신호 x3 및 제4 변조 신호 x4이고, 그리고,
    상기 N개의 변조 신호를 N개의 부반송파상에서 송신하는 단계는,
    제1 변조 신호 x1을 제1 채널의 제1 부반송파상에서 송신하는 단계;
    제2 변조 신호 x2를 제2 채널의 제2 부반송파상에서 송신하는 단계;
    제3 변조 신호 x3을 제1 채널의 제3 부반송파상에서 송신하는 단계; 및
    제4 변조 신호 x4를 제2 채널의 제4 부반송파상에서 송신하는 단계를 포함하는, 신호 송신 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 x4는 상기 x1의 공액이거나, 또는, 상기 x3이 상기 x2의 공액인, 신호 송신 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    M = 2 및 N = 4인 경우, M개의 채널은 제1 채널 및 제2 채널이고, N개의 부반송파는 제1 채널의 제1 부반송파, 제1 채널의 제2 부반송파, 제2 채널의 제1 부반송파, 및 제2 채널의 제2 부반송파이며, N개의 변조 신호는 제1 변조 신호 x1, 제2 변조 신호 x2, 제3 변조 신호 x3 및 제4 변조 신호 x4이고, 그리고,
    상기 N개의 변조 신호를 N개의 부반송파상에서 송신하는 단계는,
    제1 변조 신호 x1을 제1 채널의 제1 부반송파상에서 송신하는 단계;
    제2 변조 신호 x2를 제2 채널의 제2 부반송파상에서 송신하는 단계;
    제3 변조 신호 x3을 제1 채널의 제2 부반송파상에서 송신하는 단계; 및
    제4 변조 신호 x4를 제2 채널의 제1 부반송파상에서 송신하는 단계를 포함하는, 신호 송신 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 x4는 상기 x1의 공액인, 신호 송신 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 x3은 상기 x2의 공액인, 신호 송신 방법.
  9. 신호 송신 장치로서,
    수신기,
    송신기,
    메모리 및
    프로세서
    를 포함하고,
    상기 송신기가 N개의 변조 신호를 N개의 부반송파상에서 송신하도록 구성되고, N개의 부반송파는 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파이며, N은 2 이상의 정수이고, M은 2 이상의 정수이며,
    상이한 채널상에서 송신된 적어도 2개의 변조 신호가 공액이고,
    상기 N개의 변조 신호는 채널 행렬 Q를 기반으로 하는 것이고,
    상기 채널 행렬 Q는
    Figure 112020050312827-pct00490
    인, 신호 송신 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 N개의 부반송파가 M개의 채널의 주파수 도메인 리소스상의 부반송파라는 것은, 각각의 채널이 N/M개의 부반송파를 가진다는 것인, 신호 송신 장치.
  11. 제9항에 있어서,
    M = 2 및 N = 4인 경우, M개의 채널은 제1 채널 및 제2 채널이고, N개의 부반송파는 제1 부반송파, 제2 부반송파, 제3 부반송파, 및 제4 부반송파이며, N개의 변조 신호는 제1 변조 신호 x1, 제2 변조 신호 x2, 제3 변조 신호 x3 및 제4 변조 신호 x4이고, 그리고,
    상기 송신기가 구체적으로,
    제1 변조 신호 x1을 제1 채널의 제1 부반송파상에서 송신하고,
    제2 변조 신호 x2를 제2 채널의 제2 부반송파상에서 송신하며,
    제3 변조 신호 x3을 제1 채널의 제3 부반송파상에서 송신하고, 그리고
    제4 변조 신호 x4를 제2 채널의 제4 부반송파상에서 송신하도록 구성되는, 신호 송신 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 x4는 상기 x1의 공액인, 신호 송신 장치.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 x3은 상기 x2의 공액인, 신호 송신 장치.
  14. 제9항에 있어서,
    M = 2 및 N = 4인 경우, M개의 채널은 제1 채널 및 제2 채널이고, N개의 부반송파는 제1 채널의 제1 부반송파, 제1 채널의 제2 부반송파, 제2 채널의 제1 부반송파, 및 제2 채널의 제2 부반송파이며, N개의 변조 신호는 제1 변조 신호 x1, 제2 변조 신호 x2, 제3 변조 신호 x3 및 제4 변조 신호 x4이고, 그리고,
    상기 송신기가 구체적으로,
    제1 변조 신호 x1을 제1 채널의 제1 부반송파상에서 송신하고,
    제2 변조 신호 x2를 제2 채널의 제2 부반송파상에서 송신하며,
    제3 변조 신호 x3을 제1 채널의 제2 부반송파상에서 송신하고, 그리고
    제4 변조 신호 x4를 제2 채널의 제1 부반송파상에서 송신하도록 구성되는, 신호 송신 장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 x4는 상기 x1의 공액인, 신호 송신 장치.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 x3은 상기 x2의 공액인, 신호 송신 장치.
  17. 제1항에 있어서,
    상기 N개의 변조 신호는, 이하의 표현식:
    Figure 112020050312827-pct00491

    을 따르는 고차 변조 신호 및 저차 변조 신호를 포함하고,
    여기서 Q는 채널 행렬이고,
    Figure 112020050312827-pct00492
    는 BPSK 변조 신호이며,
    Figure 112020050312827-pct00493
    는 QPSK 변조 신호이고,
    Figure 112020050312827-pct00494
    이며,
    Figure 112020050312827-pct00495
    이고,
    Figure 112020050312827-pct00496
    는 공액(conjugate)을 획득하는 것을 의미하는, 신호 송신 방법.
  18. 제9항에 있어서,
    상기 N개의 변조 신호는, 이하의 표현식:
    Figure 112020050312827-pct00497

    을 따르는 고차 변조 신호 및 저차 변조 신호를 포함하고,
    여기서 Q는 채널 행렬이고,
    Figure 112020050312827-pct00498
    는 BPSK 변조 신호이며,
    Figure 112020050312827-pct00499
    는 QPSK 변조 신호이고,
    Figure 112020050312827-pct00500
    이며,
    Figure 112020050312827-pct00501
    이고,
    Figure 112020050312827-pct00502
    는 공액(conjugate)을 획득하는 것을 의미하는, 신호 송신 장치.
  19. 삭제
  20. 삭제
  21. 삭제
  22. 삭제
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111083081A (zh) * 2018-10-19 2020-04-28 华为技术有限公司 基于双载波调制的数据通信方法及相关装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070147526A1 (en) * 2005-12-27 2007-06-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Sub-carrier diversity method on multi-band orthogonal-frequency-division-multiplexing symbol
US20150043596A1 (en) * 2013-08-12 2015-02-12 Texas Instruments Incorporated Frequency diversity modulation system and method

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002149317A (ja) * 2000-11-14 2002-05-24 Nagano Fujitsu Component Kk 入力システム及び入力装置
US7359311B1 (en) 2003-04-18 2008-04-15 Cisco Technology, Inc. Decoding method and apparatus using channel state information for use in a wireless network receiver
US7616698B2 (en) 2003-11-04 2009-11-10 Atheros Communications, Inc. Multiple-input multiple output system and method
US7516390B2 (en) * 2005-01-10 2009-04-07 Broadcom Corporation LDPC (Low Density Parity Check) coding and interleaving implemented in MIMO communication systems
JPWO2007004490A1 (ja) * 2005-06-30 2009-01-29 パナソニック株式会社 送信装置、受信装置及び通信方法
US8379738B2 (en) * 2007-03-16 2013-02-19 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus to improve performance and enable fast decoding of transmissions with multiple code blocks
WO2008154506A1 (en) * 2007-06-08 2008-12-18 Qualcomm Incorporated Hierarchical modulation for communication channels in single-carrier frequency division multiple access
CN101136725B (zh) * 2007-10-09 2010-04-14 北京邮电大学 用于无线网络的分层协同传输的实现方法
CN101414898A (zh) * 2007-10-19 2009-04-22 华为技术有限公司 接收合并方法、系统及设备
CN101471757B (zh) * 2007-12-25 2013-06-05 华为技术有限公司 一种接收合并方法、系统和设备
WO2009128030A1 (en) * 2008-04-18 2009-10-22 Koninklijke Philips Electronics N.V. An improved dual carrier modulation precoding
CN101631097B (zh) * 2008-07-15 2013-01-30 展讯通信（上海）有限公司 多子带系统的发送方法及其装置
JP5251984B2 (ja) * 2008-09-09 2013-07-31 富士通株式会社 送信機及び送信方法並びに受信機及び受信方法
CN101409696A (zh) * 2008-11-14 2009-04-15 电子科技大学 基于分层高阶调制的分层组合均衡技术
US8886138B2 (en) 2009-03-10 2014-11-11 Sharp Kabushiki Kaisha Wireless communication system, wireless transmitter, and control program for wireless transmitter
CN101765123B (zh) * 2009-12-11 2012-05-23 哈尔滨工业大学 多用户mimo-ofdm上行链路资源分配方法
JP2013514739A (ja) 2009-12-17 2013-04-25 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 周波数ダイバーシティ及び位相回転
JP5699913B2 (ja) * 2011-11-21 2015-04-15 アイコム株式会社 通信機および通信方法
CN104363192B (zh) * 2014-10-21 2017-10-31 江苏中兴微通信息科技有限公司 一种兼容多种帧格式的mimo通信系统的接收方法和装置
CN111934832B (zh) * 2016-07-15 2021-10-26 华为技术有限公司 基于多信道传输信号的方法和装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070147526A1 (en) * 2005-12-27 2007-06-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Sub-carrier diversity method on multi-band orthogonal-frequency-division-multiplexing symbol
US20150043596A1 (en) * 2013-08-12 2015-02-12 Texas Instruments Incorporated Frequency diversity modulation system and method

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