KR102166404B1 - 무선통신 시스템에서 수신 장치 및 방법 - Google Patents

무선통신 시스템에서 수신 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명의 다양한 실시예는 무선통신 시스템에서 수신 장치 및 방법에 관한 것으로, 상기 수신기는, 수신 신호 중 파일럿 신호를 검출하는 파일럿 검출부; 상기 파일럿 신호를 필터링하여 상기 파일럿 신호 중의 잡음을 제거하는 저역 통과 필터; 상기 필터링된 파일럿 신호를 기반으로, 상기 수신 신호 중 상기 데이터에 대해 채널 등화를 수행하는 채널 등화기; 및 상기 저역 통과 필터의 계수 및 차수 중 적어도 하나를 적응적으로 조절하는 채널 추정 제어기를 포함하고, 상기 계수는 상기 파일럿 신호의 특성에 따라 제어되고, 상기 차수는 상기 수신 신호 중의 데이터의 전송 특성에 따라 제어될 수 있다.

Description

무선통신 시스템에서 수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR RECEVING SIGNAL IN WIRELESS COMMUNICATION}
본 발명의 다양한 실시예는 무선통신 시스템에서 수신 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 무선통신 시스템에서 적응적으로 필터 차수 및 대역폭 조절이 가능한 저역 통과 필터(Low-Pass Filter: LPF)를 사용하여 채널추정을 수행하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access), HSDPA(High Speed Downlink Packet Access)와 같은 고속의 이동통신 시스템이 규격화 및 상용화되면서, 고속 수신에 적합한 등화기 기반의 수신기가 여러 가지 형태로 연구 및 개발되어 지고 있다. 등화기 기반 수신기는 채널을 추정하는 채널추정기와 추정된 채널을 이용하여 채널을 등화하는 등화기로 구성될 수 있다. 상기 등화기는 신호대 잡음(Signal to Noise Ratio: SNR)을 향상시키며 다중경로 및 심벌간 간섭(Inter Symbol Interference: ISI)를 보상하도록 가중치를 선택할 수 있다. 상기 등화기는 왜곡을 교정하고 송신 심볼의 추정치를 생성할 수 있다. 채널 등화를 위한 가중치는 추정된 채널로부터 생성되므로, 추정된 채널의 정확도와 채널 등화를 위한 가중치를 생성하는 방법에 따라, 전체 시스템의 성능이 결정될 수 있다.
통상적으로, 저역 통과 필터는 전달받은 신호가 갖는 대역폭에 따라 통과대역폭을 조절하여 잡음을 제거하며, 종래에는 일차 저역 통과 필터(Low-Pass Filter: LPF)를 이용하여 잡음을 제거하는 방법을 사용하였다. 예컨대, 채널 추정을 위한 파일럿 신호의 대역폭 내의 잡음 성분을 제외한 나머지 잡음성분은 일차 저역 통과 필터를 통해 제거될 수 있다.
하지만, 일차 저역 통과 필터를 사용하는 경우에는 전이대역(transition width) 구간은 고차 저역 통과 필터에 비해 상대적으로 크며 전이대역에서 필터의 전달함수의 기울기가 완만하여, 고차 저역 통과 필터보다 잡음성분을 효율적으로 제거할 수 없으며, 이는 성능 저하의 원인이 될 수 있다.
반면, 고차 저역 통과 필터(예컨대, 일차 이상의 저역 통과 필터)는 일차 저역 통과 필터보다 군지연이 커질 수 있다. 상기 군지연은 저역 통과 필터에 신호가 입력되어 출력될 때까지 걸리는 시간을 의미한다.
종래의 기술이 고차 저역 통과 필터에서 군지연을 적응적으로 보상하지 못해, 일차 저역 통과 필터만을 이용하여, 잡음이 많거나 도플러 확산이 큰 환경에서 성능이 열화되는 단점을 해결하기 위하여, 본 발명의 다양한 실시예는 적응형 저역 통과필터(low-pass filter: LPF)를 이용한 채널 추정 장치 및 방법을 제공할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예는 입력 신호를 지연시키는 유닛과 지연 버퍼를 이용하여 고차 저역 통과 필터 사용시 발생할 수 있는 군지연을 보상하기 위한 장치 및 방법을 제공할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예는 무선통신 시스템에서 적응적으로 필터 차수 및 대역폭 조절이 가능한 저역 통과 필터를 사용하여 채널추정을 수행함으로써 채널 추정 성능을 향상시키기 위한 장치 및 방법을 제공할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시 예에 따르면, 수신기에 있어서, 수신 신호 중 파일럿 신호를 검출하는 파일럿 검출부; 상기 파일럿 신호를 필터링하여 상기 파일럿 신호 중의 잡음을 제거하는 저역 통과 필터; 상기 필터링된 파일럿 신호를 기반으로, 상기 수신 신호 중 상기 데이터에 대해 채널 등화를 수행하는 채널 등화기; 및 상기 저역 통과 필터의 계수 및 차수 중 적어도 하나를 적응적으로 조절하는 채널 추정 제어기를 포함하고, 상기 계수는 상기 파일럿 신호의 특성에 따라 제어되고, 상기 차수는 상기 수신 신호 중의 데이터의 전송 특성에 따라 제어될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시 예에 따르면, 수신 방법에 있어서, 수신 신호 중 파일럿 신호를 검출하는 단계; 저역 통과 필터의 계수 및 차수 중 적어도 하나를 적응적으로 조절하는 단계; 상기 계수는 상기 파일럿 신호의 특성에 따라 제어되고, 상기 차수는 상기 수신 신호 중의 데이터의 전송 특성에 따라 제어되고, 상기 저역 통과 필터를 이용하여, 상기 파일럿 신호를 필터링하여 상기 파일럿 신호 중의 잡음을 제거하는 단계; 상기 필터링된 파일럿 신호를 기반으로, 상기 수신 신호 중 상기 데이터에 대해 채널 등화를 수행하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시 예에 따르면, 채널추정 장치에 있어서, 파일럿 신호를 검출하는 파일럿 검출부; 상기 파일럿 신호를 필터링하여 상기 파일럿 신호 중의 잡음을 제거하는 저역 통과 필터; 상기 저역 통과 필터의 계수 및 차수 중 적어도 하나를 적응적으로 조절하는 채널 추정 제어기; 상기 계수는 상기 파일럿 신호의 특성에 따라 제어되고, 상기 차수는 상기 수신 신호 중의 데이터의 전송 특성에 따라 제어되고, 상기 저역 통과 필터의 차수에 의해 발생하는 군지연을 보상하는 군지연 보상 버퍼를 포함할 수 있다.
상술한 바와 같이, 1차에서 n차까지 필터 차수 및 필터 차수가 조절가능한 적응형 저역 통과 필터를 이용하여 채널 추정을 수행함으로써, 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있다.
도플러 확산과 신호 대 잡음비, 송신 데이터의 스케줄링 정보를 지속적으로 모니터링하여 필터 대역폭과 필터 차수를 조절함으로써, 수신기의 성능 손실 없이 채널 변이에 적응적으로 신호를 수신할 수 있다.
도 1은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 이동통신 시스템에서 적응형 채널추정기를 포함하는 수신기의 블록도를 도시한다.
도 2는 본 발명의 다양한 실시예에 따른 상기 도 1의 상세한 적응형 채널추정기의 블록도를 도시한다.
도 3은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 상기 도 2의 적응형 채널추정기 내의 저역 통과 필터의 블록도를 도시한다.
도 4는 본 발명의 다양한 실시예에 따른 상기 도 3의 저역 통과 필터 내의 심볼지연기의 블록도를 도시한다.
도 5는 본 발명의 다양한 실시예에 따른 상기 도 2의 적응형 채널추정기 내의 채널추정 제어기의 블록도를 도시한다.
도 6의 (a)은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 필터 차수에 따른 대역폭 변화를 도시한다.
도 6의 (b)은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 도플러 확산 또는 속도에 따른 대역폭 변화를 도시한다.
도 7은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 이동통신 시스템에서 수신기의 동작 흐름도를 도시한다.
도 8은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 적응형 채널추정기 내의 저역 통과 필터의 차수를 결정하기 위함 흐름도를 도시한다.
도 9는 본 발명의 다양한 실시예에 따른 적응형 채널추정기 내의 저역 통과 필터의 계수를 결정하기 위함 흐름도를 도시한다.
도 10은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 적응형 채널추정기 내의 저역 통과 필터의 차수를 결정하기 위함 흐름도를 도시한다.
도 11은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 적응형 채널추정기 내의 저역 통과 필터의 계수를 결정하기 위함 흐름도를 도시한다.
도 12 및 도 13은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 2차 저역 통과 필터에서 최대 군지연을 5로 제한했을 때 도플러 주파수에 따른 평균 제곱 오차를 나타내는 그래프이다.
이하 본 발명의 다양한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
이하, 본 발명의 다양한 실시 예는 무선통신 시스템의 수신기에서 채널 추정 장치 및 방법에 관해 설명하기로 한다. 특히, 본 발명의 다양한 실시예는 고차 저역 통과 필터를 포함한 채널추정기와 등화기를 이용한 수신기 및 수신 방법을 제안한다.
한편, 본 발명의 다양한 실시예는 WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access), HSDPA(High Speed Downlink Packet Access)와 같이 고속의 데이터 전송을 요구하는 이동통신 시스템의 수신기 구조에 적용가능하다. 하지만, 본 발명의 다양한 실시예는 WCDMA, HSDPA 시스템에 제한되지 않으며, 채널추정기와 등화기를 이용하는 다른 종류의 수신기에 이용가능함은 자명할 것이다.
도 1은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 이동통신 시스템에서 적응형 채널추정기를 포함하는 수신기의 블록도를 도시한다.
상기 도 1을 참조하면, 수신기는 RF 수신부(102), 정합필터(112), 채널추정 제어기(114), 신호측정부(116), 채널추정기(108), 등화기(111), 디스크램블링부/역확산부(112), 추가 처리부(113)를 포함할 수 있다. 수신기 종류에 따라, 정합필터(112) 및 디스크램블링부/역확산부(112)는 삭제되거나 다른 기능 블럭도로 대체될 수 있다.
RF 수신부(102)는 안테나(101)를 통해 RF 신호를 수신하고, RF 신호를 기저역신호로 변환하여 정합 필터(Matched Filter)(112)로 출력할 수 있다.
상기 정합 필터(Matched Filter)(112)는 상기 RF 수신부(102)로부터의 수신신호를 정합필터링할 수 있다. 예컨대, 신호대잡음의 크기가 최대가 되는 시점에서 펄스의 존재 유무를 판별할 수 있다. 상기 정합 필터부(112)의 출력은 입력 신호와 임펄스 응답과의 상관(correlation) 연산 결과일 수 있으며, 상기 정합 필터(112)를 통해 수배의 칩으로 샘플링된 디지털 신호(104)가 출력될 수 있다. 상기 디지털 신호(104)는 채널추정기(108)와 등화기(111)를 거친 후, 등화된다. 상기 등화된 디지털 신호는 역스크램블링 및 역확산(112)(Descrambling & Despreading)되고, 추가적인 데이터 프로세싱(113)을 거쳐 정보 신호로 복원될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예에서 상기 채널추정 제어기(114)는 스케줄링 정보(115)기반으로 채널추정기(108) 내의 저역 통과 필터의 차수(order)를 조절(107)하고, 또한, 신호측정부(116)로부터의 수신신호 강도(Received Signal Strength Indication)(105) 및 채널추정기(108)로부터의 파일럿 신호(106)를 기반으로 채널추정기(108) 내의 저역 통과 필터의 계수(coefficient)를 조절(107)할 수 있다. 채널추정기(108)로부터의 파일럿 신호(106)는 다중 경로의 신호의 에너지를 산출하거나 도플러 확산을 추정하기 위해 사용될 수 있다.
상기 신호측정부(116)는 상기 정합 필터부(112)로부터의 출력신호에 대해 수신신호 강도(105)를 측정하여 그 결과를 상기 채널추정 제어기(114)로 제공할 수 있다.
도 2는 본 발명의 다양한 실시예에 따른 상기 도 1의 상세한 적응형 채널추정기의 블록도를 도시한다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 채널추정기(108)는 샘플링 생성부(201), 누산기(205), 저역 통과 필터(210), PN 생성기(207), 데이터 버퍼(204)를 포함할 수 있다. 상기 채널추정기(108)는 파일럿(pilot) 신호와 같이 전송 패턴을 이미 알고 있는 신호를 역 확산한 후, 원래의 정보 신호와의 상관도를 이용하여 채널을 추정하는 블록이다. 다중 경로 채널을 겪은 수신 신호에 대하여, 상기 채널추정기(108)는 다중-경로에 대한 정보를 추정할 수 있어야 하는데, 본 발명의 다양한 실시예에서 반 칩 간격의 지연 시간 차이를 가지는 N개의 연속적인 탭에 대한 병렬적인 채널 추정을 수행할 수 있으며, 이때의 상기 채널추정기(108)는 N/2 칩의 채널추정 범위를 갖는 다중-탭 채널추정기를 가정한다.
상기 채널추정기(108) 내의 샘플링 생성부(201), 누산기(205), PN 생성기(207)는 WCDMA 또는 HSDPA 시스템과 관련된 블럭으로, 본 발명의 다양한 실시예는 WCDMA 또는 HSDPA 시스템에 제한되지 않는다. 예컨대, OFDM(Othogonal Frequency Division Multiplexing) 기반 수신기인 경우, 샘플링 생성부(201), 누산기(205), PN 생성기(207) 대신, 직/병렬 변환 블록, CP(cyclic prefix) 제거 블록, FFT(fast Fourier transform) 연산부 등으로 대체될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예에서, 상기 채널추정기(108) 내의 샘플링 생성부(201), 누산기(205), PN 생성기(207)는 파일럿 신호를 검출하는 파일럿 검출부로 칭하기로 한다.
여기서, 적응형 다중 탭 세그먼트 채널 추정기 내부에서의 동작은 샘플링 생성부(201)와 PN 생성기(207), 누산기(205), 데이터 버퍼(204) 및 등화기(111)가 각각 클럭(clock)에 동기화되어 동작할 수 있다.
상기 샘플링 생성부(201)는 상기 정합 필터(112)로부터의 수배의 칩 속도로 샘플링된 디지털 신호(104)에 대해 한 칩 속도의 디지털 신호로 변환하고, 이후 한 칩 속도의 디지털 신호는 온-샘플(On Sample)(202)과 레이트-샘플(Late Sample)(203)로 오버샘플링할 수 있다. 상기 샘플링 생성부(201)를 통과한 디지털 신호는 누산기(205)와 데이터 버퍼(204)로 동시에 전달되어 채널 추정과 채널 등화 과정이 진행될 수 있다.
상기 PN 생성기(207)는 채널추정 제어기(114)의 제어신호(210)에 따라, 디스크램블링 및 역확산을 수행하기 위한 PN 코드를 생성하여 상기 누산기(205)로 출력할 수 있다. 상기 PN 코드는 골드 시퀀스(gold sequence) 또는 파일럿 채널을 위한 직교 코드(예컨대, OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드, 또는 왈쉬 코드)일 수 있다. 상기 직교 코드는 서로 다른 채널을 구분하기 위해 사용되는 코드이다.
상기 누산기(205)는 상기 샘플링 생성부(201)로부터의 샘플링된 신호(202, 203)와 상기 PN 생성기(207)로부터의 PN 코드를 곱하여, 디스크램블링 및 역확산을 수행할 수 있다. 예컨대, 상기 누산기(205)는 파일럿 신호와 PN 코드를 곱해서 파일럿 신호를 복원시킬 수 있다.
상기 저역 통과 필터(210)는 조절된 필터 대역폭 및 차수에 따라 상기 누산기(205)로부터 역확산된 채널추정을 위한 파일럿 신호(209)를 필터링하여 통과대역 이외의 잡음을 제거한 후, 그 결과를 등화기(111)에 제공할 수 있다(109).
상기 데이터 버퍼(204)는 오버샘플링된 신호(202, 203)를 기정의된 시간만큼 지연시켜 등화기(111)로 출력할 수 있다.
여기서, 상기 데이터 버퍼(204)는 입력되는 2배 칩 속도의 데이터를 번갈아 저장하고, FIFO(First Input First Output) 방식으로 데이터를 출력할 수 있다. 그리고, 상기 데이터 버퍼(204)는 채널추정기(108) 및 등화기 탭 이득 (Equalizer Tap Gain)을 연산하여 출력하기 위해 필요한 시간까지 데이터 신호를 지연시켜, 유효한 등화기 탭 이득을 이용하여 데이터 신호를 등화시키기 위한 목적으로 사용될 수 있다.
상기 저역 통과 필터(210)의 차수 및 대역폭은 상기 채널 추정 제어기(114)의 제어신호(211)에 의해 조절될 수 있다.
예컨대, 상기 채널 추정 제어기(114)는 상기 저역 통과 필터(210)의 차수 및 대역폭을 결정하기 위해, 스케줄러(미도시함)로부터 스케줄링 정보를 수신하고, 상기 신호측정부(116)으로부터 RSSI 측정 정보를 수신하고, 상기 채널추정기(108)로부터 상기 저역 통과 필터(210)의 입력신호 및 출력신호를 수신할 수 있다.
상기 채널 추정 제어기(114)는 각 탭의 채널 추정 신호(106)와 역확산 이전의 신호(105)를 기반으로 추정한 수신신호강도(RSSI)를 이용하여 추정된 채널의 신호 대 잡음비를 계산하고 이를 통해 상기 저역 통과 필터(210)의 계수를 조절하여 대역폭을 결정할 수 있다(211). 또한, 채널 추정 제어기(114)는 각 채널 탭의 에너지를 분석하고 트래킹하여, 추정하고자 하는 채널이 항상 동작 윈도우 내에 있도록 조절할 수 있다.
더하여, 상기 채널 추정 제어기(114)는 스케줄링 정보를 기반으로 상기 저역 통과 필터(210)의 차수를 결정하여 조절할 수 있다(211).
상술한 바와 같이, 본 발명의 다양한 실시예는 저역 통과 필터의 차수 및 대역폭을 적응적으로 조절함으로써, 수신신호에 함께 들어오는 잡음 신호를 효율적으로 감소시킬 수 있다. 한편, 고차 저역 통과 필터를 이용할 때 발생하는 군지연보상, 대역폭 조절(211)을 자동으로 수행하기 위해, 단말에 적용되는 도플러 확산, 탭별 신호대잡음비, 수신신호 강도(RSSI)의 추정이 필요하다. 이를 위해 역 확산 이전의 수신신호의 강도 값, 저역 통과 필터(210)의 각 탭별 값 (106), 도플러 확산의 추정을 위해 상기 저역 통과 필터(210)를 통과하기 이전의 신호(208)가 채널 추정 제어기(114)로 전송될 수 있다.
도 3은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 상기 도 2의 적응형 채널추정기 내의 저역 통과 필터의 블록도를 도시한다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 저역 통과 필터(210)는 두 개의 심볼 지연기(301)와 군지연 버퍼(305)로 구성될 수 있다. 제1 심볼 지연기(301)와 군지연 버퍼(305) 사이에 제2 심볼 지연기(301)를 이용하여 피드백 경로가 구성될 수 있다. 상기 제1 심볼 지연기(301)의 출력 신호(302)와 제2 심볼 지연기(301)의 출력 신호(303)는 더해져 군지연 버퍼(305)의 입력(304)으로 제공될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예는 상기 저역 통과 필터(210)의 차수를 적응적으로 조절할 때, 필터 차수에 따른 군지연을 일정하게 유지하기 위해 군지연 보상 버퍼(305)를 사용할 수 있다. 상기 저역 통과 필터(210)는 필터를 표현하는 전달함수의 영점과 극점의 위치에 따라서 결정되므로, 적응적으로 영점과 극점의 위치를 조절하고, 필터의 차수를 변경할 수 있도록 하기 위해 입력값의 피드포워드 경로(302)와 피드백 경로(303)에 각각 두 개의 심볼 지연기(301)를 이용한다. 상기 채널 추정 제어기(114)에서는 유효한 채널 추정 값의 전달을 위하여 심볼 지연기(301)를 제어하여(211) 선택한 대역폭에 따라 지연되는 데이터를 적응적으로 보상하고 필터의 차수를 결정하며 필터의 차수에 따라 적당한 계수를 할당하여 대역폭을 결정한다. 이를 위해 채널 추정 제어기(114)는 상기 저역 통과 필터(210)의 계수와 필터의 대역폭을 결정하기 위해 도플러확산 정도와 신호 대 잡음비를 추정해야 하며 선택된 대역폭에 따른 시스템의 전체 지연 정도를 고려하여 상기 저역 통과 필터(210)의 차수를 결정한다. 상기 저역 통과 필터의 차수를 적응적으로 결정해야하는 이유는 유효 데이터의 수신/비수신이 반복되는 경우, 군지연이 큰 필터를 사용하는 경우 유효한 채널 값을 얻기 이전에 비수신으로 전환될 수 있기 때문이며 이 경우 군지연이 작은 낮은 차수의 저역 통과 필터(210)를 사용하는 것이 유리할 수 있다. 피드포워드 경로(302)와 피드백 경로(303)의 심볼 지연기를 이용하여, 채널 추정 제어기에서 대역폭을 조절하며 필터링된 데이터는 군지연 보상 버퍼(305)를 통과하여 일정한 지연 값을 가지고 등화기에 전달될 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예에서, 적응적으로 필터의 차수 및 대역폭을 단말의 성능 열화 없이 변경할 수 있다.
상기 도 2의 데이터 버퍼(204)와 상기 도 3의 저역 통과 필터(210) 내의 군 지연 보상 버퍼(305) 사이의 관계를 상세히 살펴보기로 한다.
다양한 실시예에서, 데이터 버퍼(204)의 크기는 상기 저역 통과 필터(210)에 발생할 수 있는 최대 군지연을 고려하여 충분한 마진을 고려하여 고정값으로 결정할 수 있고, 상기 군 지연 보상 버퍼(305)을 통해 보상받는 지연 값은 상기 저역 통과 필터(210)의 차수에 따라 적응적으로 변경될 수 있다. 예컨대, 상기 군 지연 보상 버퍼(305)의 을 통해 보상받는 지연 값은 저역 통과 필터의 차수에 따라 반비례할 수 있다. 예컨대, 데이터 버퍼(204)의 크기가 10으로 고정되어 있고, 채널추정기(108) 및 등화기 탭 이득 (Equalizer Tap Gain)을 연산하여 출력하기까지 필요한 시간이 6이라면, 상기 군 지연 보상 버퍼(305)의 크기는 4(=10-6)으로 되고, 채널추정기(108) 및 등화기 탭 이득을 연산하여 출력하기까지 필요한 시간이 4라면, 상기 군 지연 보상 버퍼(305)의 크기는 6(=10-4)으로 될 수 있다.
다양한 실시예에서, 상기 군 지연 보상 버퍼(305) 없이, 채널추정기(108) 및 등화기 탭 이득을 연산하여 출력하기까지 필요한 시간에 따라서, 상기 데이터 버퍼(204)의 크기를 적응적으로 변경하여 사용할 수도 있다.
도 4는 본 발명의 다양한 실시예에 따른 상기 도 3의 저역 통과 필터 내의 심볼지연기의 블록도를 도시한다.
상기 도 4를 참조하면, 심볼 지연기(301)는 심볼 데이터의 전달을 단위시간 동안 지연시키는 다수의 심볼 버퍼(401)와 필터의 차수 선택을 위한 다수의 멀티플렉서(411), 필터 계수를 곱하기 위한 곱셈기(421)로 구성될 수 있다.
예컨대, 심볼 버퍼(401)들이 직렬로 배열되고, 제1 심볼 버퍼와 제2 심볼 버퍼 사이를 제외하고, 각 심볼 버퍼 사이는 멀티플렉서(411)로 연결될 수 있다. 상기 멀티플렉서(411)의 제1 입력은 이전 상기 멀티플렉서(411)의 출력과 연결되고, 상기 멀티플렉서(411)의 제2 입력은 채널 추정 제어기(114)와 연결될 수 있다.
필터 계수(k1, k2,...,kn)는 채널 추정 제어기(114)에서 데이터가 필요로 하는 대역폭에 따라 결정될 수 있으며(211), 필터의 차수(order)를 조정하기 위해 채널 추정 제어기(114)의 제어하에 멀티플렉서(411)가 동작할 수 있다. 예컨대, 필터 차수가 1인 경우 모든 멀티플렉서(411)의 제2 입력 값을 '0'으로 설정되어 동작하는 경우이고, 필터 차수가 2인 경우 제1 멀티플렉서(411)의 제2 입력 값을 '1'로 설정하고 나머지 멀티플렉서(411)의 입력 값을 '0'으로 설정하는 경우이고, 필터 차수가 n인 경우 모든 멀티플렉서(411)의 제2 입력 값을 '1'로 설정하는 경우이다.
예컨대, 짧은 구간 동안 데이터를 수신하고, 이후 데이터를 수신하지 않는 구간이 반복되는 경우, 군지연을 짧게 하여(필터 차수를 낮게 설정) 데이터를 빠르게 처리시키고, 반면 넓은 구간 동안에 데이터를 수신하고, 이후 데이터를 수신하지 않는 구간이 반복되는 경우, 필터 차수를 크게 설정하여 통과 대역의 범위를 정밀하게 좁힐 수 있다. 이는 데이터 스케줄링 정보를 기반으로 판단할 수 있다.
필터 계수(k1, k2,...,kn)의 조합에 의해 대역폭이 조절되므로, 채널 추정 제어기(114)는 신호의 에너지, RSSI 측정 값과 도플러 확산을 기반으로, 대역폭을 결정하고, 결정된 대역폭에 대응하는 필수 계수를 제공할 수 있다.
도 5는 본 발명의 다양한 실시예에 따른 상기 도 2의 적응형 채널추정기 내의 채널추정 제어기의 블록도를 도시한다.
상기 채널추정 제어기(114)는 도플러 추정기(501), 계산부(502), 필터 대역폭 결정기(503), 필터 차수 선택기(504)를 포함할 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예에서 채널 추정기(108)의 제어를 위해서 채널 추정 제어기(114)는 네 가지 정보가 필요하며 이를 이용하여 채널 추정기(108)의 대역폭을 설정하고, 저역 통과 필터의 차수를 결정할 수 있다.
상기 도플러 추정기(501)는 채널추정기(108)로부터 저역 통과 필터링 이전의 파일럿 신호(106)를 이용하여 도플러 확산 정도를 추정하고, 상기 계산부(502)는 저역 통과 필터링 이후의 파일럿 신호(106)를 이용하여 채널 추정 윈도우 내의 탭별 에너지를 추정하고, 상기 필터 대역폭 결정기(503)는 외부로부터 수신된 RSSI 측정 값(105, 404), 상기 도플러 추정기(501)로부터의 도플러 확산 정보(혹은 도플러 주파수), 상기 계산부(502)로부터의 채널 추정 윈도우 내의 탭별 에너지 정보(405)를 기반으로, 추정된 채널의 대역폭을 결정하고, 상기 필터 차수 선택기(504)는 스케줄링 정보(115)를 기반으로 필터의 차수를 결정할 수 있다.
상기 채널 추정 제어기(114)는 상기 필터 대역폭 결정기(503) 및 상기 필터 차수 선택기(504)에 의해 결정된 필터 계수(혹은 대역폭) 및 차수에 따라, 제어신호(211)를 심볼 지연기(301)에 전달하여 필터의 대역폭을 전달하고, 차수를 결정할 수 있다. 예를 들어, 주파수간 핸드오버 이전에 핸드오버를 위한 파라미터들을 측정하기 위해 발생하는 컴프레스드 모드(compressed mode)와 같이 송신 데이터의 스케줄링이 변화가 심하여, 짧은 구간 내에 유효 채널 추정 결과를 전달해야 하는 상황인 경우 낮은 차수의 필터를 이용하도록 제어하며, 스케줄링이 안정적이고 고성능 등화기 이득을 구하기 위해서는 높은 차수의 필터를 이용하도록 제어할 수 있다.
도 6의 (a)은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 필터 차수에 따른 대역폭 변화를 도시한다.
도 6의 (a)을 참조하면, 필터 차수에 따른 대역폭 변화를 도시하고 있다. 예컨대, 필터 차수가 낮아질수록 필터의 전달함수의 기울기가 완만하게 나타나게 돼(610), 전이대역(transition width) 구간이 넓어질 수 있고, 필터 차수가 높아질수록 필터의 전달함수의 기울기가 급격하게(sharp) 나타나게 돼(600), 전이대역(transition width) 구간이 낮은 차수의 필터보다 짧아지게 될 수 있다.
도 6의 (b)은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 도플러 확산 또는 속도에 따른 대역폭 변화를 도시한다.
도 6의 (b)을 참조하면, 도플러 확산에 따른(혹은 속도에 따른) 대역폭 변화를 도시하고 있다. 예컨대, 도플러 확산이 증가할수록(혹은 속도가 빠를수록) MSE(Mean Square Error)는 상대적으로 넓은 대역폭의 필터를 사용할 때 최소가 될 수 있고 (620), 도플러 확산이 감소할수록(혹은 속도가 느릴수록) MSE는 상대적으로 좁은 대역폭의 필터를 사용할 때 MSE가 최소가 될 수 있다(630). 따라서, 도플러 확산을 기반으로, MSE를 최소화하는 대역폭을 결정하고 결정된 대역폭에 대응하여 필터 계수가 결정될 수 있다.
도 6의 (a) 및 도 6의 (b)를 참조할 때, 저역 통과 필터를 통해 통과 대역 이외의 잡음성분은 제거될 수 있을 것이다.
도 7은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 이동통신 시스템에서 수신기의 동작 흐름도를 도시한다.
상기 도 7을 참조하면, 수신기는 700단계에서 파일럿 신호를 수신하고, 702단계에서 수신된 파일럿 신호를 기반으로 채널 추정을 수행할 수 있다. 예컨대, 파일럿 신호는 PN 코드와 곱해져서 파일럿 신호를 복원할 수 있고, 복원된 파일럿 신호를 기반으로 채널추정을 수행할 수 있다.
수신기는 704단계에서 조절된 필터 차수 및 대역폭(혹은 필터 계수)을 기반으로, 상기 복원된 파일럿 신호를 저역 통과 필터를 통과시켜 통과 대역 이외의 대역에 포함된 잡음을 제거할 수 있다.
상기 필터 차수는 데이터 스케줄링 정보에 기반하여, 결정될 수 있다. 예컨대, 기지국에서 압축 모드(compressed mode)에 기반하여 데이터를 송신하는 경우, 하향링크 전송구간의 갭(gap)에서 주파수가 다른 주변 셀에 대한 측정(measurement)을 수행하게 된다. 기지국에서는 TGPS(transmission gap pattern sequence)를 지정하여, 이에 의해 갭 간격이나 갭 길이 등이 결정될 수 있으며, 갭과 갭 사이의 간격이 소정의 슬롯 구간만큼 짧게 결정되는 경우가 존재할 수 있다. 이 경우 필터 차수가 높은 저역 통과 필터를 사용하는 경우 필터에 의한 군지연(group delay)이 증가하여 저역 통과 필터가 늦게 수렴할 경우, 채널 추정기의 출력 값을 이용하기 전에 다시 비수신 구간으로 진입하여, 채널 추정이 무의미할 수 있다. 따라서, 압축 모드에 진입하는 경우, 필터의 차수를 낮게 조절하여 군지연이 작도록 조절하는 것이 필요할 수 있다.
필터 대역폭 혹은 필터 계수(coefficient)는 도플러 확산 및 신호대잡음비 중 적어도 하나에 의해 결정될 수 있다. 예컨대, 도플러 확산이 증가할수록 넓은 필터의 대역폭에서 MSE가 낮게 나타나며 도플러 확산이 감소할수록 좁은 필터의 대역폭에서 MSE가 낮게 나타나게 되므로, 도플러 확산이 증가할수록 필터의 대역폭을 넓게 설정하고 도플러 확산이 감소할수록 필터의 대역폭을 좁게 설정하는 것이 바람직할 수 있다. 더욱이 도플러 확산뿐만 아니라 적응적으로 신호대잡음비(SNR)를 고려하여 필터 대역폭 또는 계수를 선택할 경우 효율적으로 신호에 포함된 잡음을 제거할 수 있다. 예컨대, SNR이 증가할수록 넓은 필터의 대역폭에서 MSE가 낮게 나타나며 SNR이 감소할수록 좁은 필터의 대역폭에서 MSE가 낮게 나타나게 되므로, SNR이 증가할수록 필터의 대역폭을 넓게 설정하고 SNR이 감소할수록 필터의 대역폭을 좁게 설정하는 것이 바람직할 수 있다.
수신기는 706단계에서 통과 대역 이외의 대역에 포함된 잡음이 제거된 파일럿 신호에 기반하여, 채널 등화를 수행할 수 있다.
도 8은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 적응형 채널추정기 내의 저역 통과 필터의 차수를 결정하기 위함 흐름도를 도시한다.
상기 도 8을 참조하면, 채널 추정 제어기(114)는 800단계에서 외부로부터 스케줄링 정보를 획득하고 802단계에서 필터의 차수를 결정할 수 있다. 예컨대, 데이터 전송 구간이 짧고 반복적으로 나타날 때, 필터 계수는 낮게 조절하여 필터링을 통과하는 채널추정이 빠르게 출력되도록 조절하고, 데이터 전송 구간이 길어 다음 데이터 전송구간까지 시간적 여유가 있는 경우 필터 계수는 높게 조절하여 필터링을 통과하는 채널추정이 느리게 출력되도록 조절할 수 있다.
도 9는 본 발명의 다양한 실시예에 따른 적응형 채널추정기 내의 저역 통과 필터의 계수를 결정하기 위함 흐름도를 도시한다.
채널 추정 제어기(114)는 900단계에서 도플러 확산 및 신호대잡음을 포함하는 평균 제곱 오차(Mean Square Error: MSE)를 기반으로 대역폭을 결정할 수 있다. 채널 추정 제어기(114)는 902단계에서 결정된 대역폭에 해당하는 필터 계수를 결정할 수 있다. 상기 필터 계수는 대역폭에 대응하여 기설정될 수 있다.
도 10은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 적응형 채널추정기 내의 저역 통과 필터의 차수를 결정하기 위함 흐름도를 도시한다.
상기 도 10을 참조하면, 채널 추정 제어기(114)는 1000단계에서 스케줄링 정보를 획득하고 1002단계에서 스케줄링 정보에 기반하여, 요구 군지연이 현재 필터의 군지연보다 작은지를 판단할 수 있다. 예컨대, 상기 요구 군지연은 데이터 스케줄링 정보에 기반하여 결정될 수 있으며, 현재 필터의 군지연은 현재 저역 통과 필터에 설정되어 있는 필터 차수에 대응하는 군지연일 수 있다.
채널 추정 제어기(114)는 1002단계에서 요구 군지연이 현재 필터의 군지연보다 작을 시, 1010단계에서 필터 차수를 감소시킬 수 있다.
채널 추정 제어기(114)는 1002단계에서 요구 군지연이 현재 필터의 군지연보다 클 시, 1004단계에서 채널 추정에서 잡음을 억제할 필요가 있는지를 판단하여, 채널 추정에서 잡음을 억제할 필요가 없을 시 1008단계에서 현재 필터 차수를 유지하고, 채널 추정에서 잡음을 억제할 필요가 있을 시 1006단계에서 필터 차수를 증가시킬 수 있다.
채널 추정 제어기(114)는 1012단계에서 증감된 필터 차수 혹은 유지된 필터 차수에 기반하여, 채널추정기(108) 내의 저역 통과 필터(210)의 차수를 조절할 수 있다.
도 11은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 적응형 채널추정기 내의 저역 통과 필터의 계수를 결정하기 위함 흐름도를 도시한다.
상기 도 11을 참조하면, 채널 추정 제어기(114)는 1100단계에서 순시 채널의 에너지를 계산하고, 1102단계에서 채널의 에너지의 이동 평균을 계산할 수 있다. 여기서, 상기 채널의 에너지는 추정하려는 채널이 동작 윈도우 내에서 있도록 하기 위해, 저역 통과 필터링 이후의 파일럿 신호에 기반하여 트래킹될 수 있다.
채널 추정 제어기(114)는 1104단계에서 상기 동작 윈도우 내에서 RSSI 측정을 기반으로 신호대잡음비를 결정할 수 있다.
채널 추정 제어기(114)는 1106단계에서 저역 통과 필터링 이전의 파일럿 신호에 기반하여 도플러 확산 또는 도플러 주파수를 결정할 수 있다.
채널 추정 제어기(114)는 1108단계에서 저역 통과 필터의 계수는 평균 제곱 오차(MSE)를 최소화하도록 선택될 수 있고, 1110단계에서 결정된 필터 대역폭에 대응하는 필터 계수를 룩업 테이블을 이용하여 결정할 수 있다.
상기 저역 통과 필터의 계수는 저역 통과 필터의 대역폭을 결정하는 상수로 도플러 확산과 신호대잡음비에 따라 신호가 요구하는 대역폭이 다르므로, 이에 대해 각기 다른 저역 통과 필터 계수를 이용하는 것이 바람직하다. 상기 저역 통과 필터링은 유효 신호는 통과시키고 잡음 성분만을 제거하고자 하는 것이므로, 저역 통과 필터링 이후의 신호가 잡음 성분이 제거된 유효 신호 성분에 유사한지 판단할 기준(metric)이 필요하다. 본 발명의 다양한 실시예에서는 수신신호(y[n] = h[n]+v[n]; h[n]: 신호 성분, v[n]: 잡음성분)를 저역 통과 필터링 이후의 신호와 추정하고자 하는 원래의 신호(h[n])의 평균 제곱 오차를 구하고 평균 제곱 오차를 최소화시키는 필터 계수를 구하여 룩업테이블(look-up table)에 저장한다. 채널 추정 제어기(114)는 도플러 확산과 신호대잡음비를 추정한 뒤, 각각의 추정 값에 해당되는 저역 통과 필터 계수를 채널 추정 제어기(114)에서 룩업테이블에서 읽어 적용하게 된다. 저역 통과 필터의 임펄스 응답(impulse response)를 g[n]과 같이 표현하면 평균 제곱 오차는 하기 <수학식 1>과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112014085376176-pat00001
여기서, △는 필터에 의해서 발생하는 군지연이며, Ts는 입력 샘플간 간격,
Figure 112014085376176-pat00002
와
Figure 112014085376176-pat00003
는 채널의 에너지와 잡음의 분산 값이며,
Figure 112014085376176-pat00004
는 신호대잡음비의 역수이고, fd는 도플러 확산(또는 도플러 주파수)이고, J0는 0차 1종 베셀함수 (0th order Bessel function of first kind)이고, g[n]은 필터를 의미하고, h[n]은 신호성분을 의미하고, v[n]은 잡음성분을 의미한다.
도 12는 본 발명의 다양한 실시예에 따른 2차 저역 통과 필터에서 최대 군지연을 5로 제한했을 때 도플러 주파수에 따른 평균 제곱 오차를 나타내는 그래프이다.
상기 도 12의 그래프는, 5 심볼의 군지연을 보상하는 2차 저역 통과 필터를 이용했을 때, fd= 5.9(v=3km/h[at fc=2.14 GHz])인 경우 3 dB단위의 신호대잡음비 별, 평균 제곱 오차를 나타내는 그래프이다. 그래프에서 점선으로 표현된 부분은 이론적으로 계산한 해당 대역폭에서의 최소 평균 오차이며, 실선으로 표시된 부분은 시스템설계를 고려하여 군지연을 5로 설정하였을 때의 평균 오차이다. 저역 통과 필터의 계수는 저역 통과 필터의 평균 제곱 오차를 최소로 만드는 대역폭에 해당하는 계수를 이용한다.
예컨대, SNR=0dB일 때 MSE가 최소가 되는 대역폭은 대략 70Hz이고 SNR=3dB일 때 MSE가 최소가 되는 대역폭은 대략 90Hz이고, SNR=6dB일 때 MSE가 최소가 되는 대역폭은 대략 95Hz이고 SNR=9dB일 때 MSE가 최소가 되는 대역폭은 대략 105Hz이고, SNR=12dB일 때 MSE가 최소가 되는 대역폭은 대략 125Hz이고 SNR=15dB일 때 MSE가 최소가 되는 대역폭은 대략 150Hz이고, SNR=18dB일 때 MSE가 최소가 되는 대역폭은 대략 95Hz이고 SNR=21dB일 때 MSE가 최소가 되는 대역폭은 대략 200Hz이고, SNR=24dB일 때 MSE가 최소가 되는 대역폭은 대략 220Hz이고 SNR=27dB일 때 MSE가 최소가 되는 대역폭은 대략 250Hz이고, SNR=30dB일 때 MSE가 최소가 되는 대역폭은 대략 300Hz이다.
도 13는 본 발명의 다양한 실시예에 따른 2차 저역 통과 필터에서 최대 군지연을 5로 제한했을 때 도플러 주파수에 따른 평균 제곱 오차를 나타내는 그래프이다.
상기 도 13의 그래프는, 5 심볼의 군지연을 보상하는 2차 저역 통과 필터를 이용했을 때, fd= 237.8(v1203km/h[at fc=2.14 GHz])인 경우 3 dB단위의 신호대잡음비 별, 평균 제곱 오차를 나타내는 그래프이다. 그래프에서 점선으로 표현된 부분은 이론적으로 계산한 해당 대역폭에서의 최소 평균 오차이며, 실선으로 표시된 부분은 시스템설계를 고려하여 군지연을 5로 설정하였을 때의 평균 오차이다. 저역 통과 필터의 계수는 저역 통과 필터의 평균 제곱 오차를 최소로 만드는 대역폭에 해당하는 계수를 이용한다.
본 발명의 다양한 실시예에서, 고정된 필터 차수의 저역 통과 필터에 대해서 신호대잡음비와 도플러 확산 값을 추정하여, 필터의 계수를 적응적으로 선택하여 대역폭을 결정할 수 있다. 또한, 필터의 차수를 선택하는 것은 채널 추정기(108)를 시작하기 전에 시스템 요구사항을 고려하여 차수를 고정하고 저역 통과 필터의 계수를 변경하면서 적응적으로 적용할 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
102: RF 수신부, 112: 정합필터부
111: 등화기, 112: 디스크램블링/역확산부
113: 추가 처리부, 109: 채널추정기
116: 신호측정부, 114: 채널추정 제어기,
207: PN 생성기, 201: 샘플링 생성부,
205: 누산기, 210: 저역 통과 필터부,
204: 데이터 버퍼, 301: 심볼 지연기,
305: 군지연 보상 버퍼, 401: 심볼 버퍼
411: 멀티플렉서, 421: 곱셈기,
501: 도플러 추정부, 502: 계산부,
503: 필터 대역폭 조절기, 504: 필터 차수 선택기.

Claims (20)

  1. 단말의 장치에 있어서,
    수신된 신호로부터 파일럿 신호를 검출하도록 구성되는 파일럿 검출부;
    상기 파일럿 신호로부터 잡음을 필터링하도록 구성되는 저역 통과 필터;
    상기 필터링된 파일럿 신호에 기반하여, 상기 수신된 신호 중 데이터에 대해 채널 등화를 수행하도록 구성되는 채널 등화기; 및
    상기 저역 통과 필터의 계수 및 차수 중 적어도 하나를 적응적으로 조절하도록 구성되는 채널 추정 제어기를 포함하고,
    상기 저역 통과 필터의 계수는, 상기 파일럿 신호의 특성에 따라 제어되고,
    상기 저역 통과 필터의 차수는, 선택된 대역폭에 따라 사용되는 현재의 저역 통과 필터의 군지연(group delay)에 기반하여 제어되고,
    상기 저역 통과 필터의 계수는, 상기 파일럿 신호의 신호 대 잡음비 및 도플러 주파수 중 적어도 하나와 관련된 최소 제곱 오차(mean square error)에 기반하여 결정되고,
    상기 최소 제곱 오차는,
    Figure 112019091722779-pat00005

    와 같이 정의되고,
    여기서, △는 상기 저역 통과 필터의 군지연, Ts는 입력 샘플들 간의 간격,
    Figure 112019091722779-pat00006
    및
    Figure 112019091722779-pat00007
    는 채널 에너지 및 잡음의 분산들,
    Figure 112019091722779-pat00008
    는 상기 신호 대 잡음비의 역수, fd는 상기 도플러 주파수, J0는 0차 1종 베셀함수(0th order Bessel function of first kind), g[n]은 상기 저역 통과 필터, h[n]은 신호 성분, v[n]은 잡음 성분을 의미하는 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 저역 통과 필터의 차수는, 상기 수신된 신호의 상기 데이터의 스케줄링 정보에 기반하여 결정되고,
    상기 데이터의 스케줄링 정보는, 상기 데이터에 포함된 제1 데이터 및 상기 제1 데이터에 인접한 제2 데이터 사이의 갭 간격을 포함하는 장치.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 저역 통과 필터는,
    제1 신호를 피드 포워드(feed forward)하도록 구성되는 제1 심볼 지연기;
    제2 신호를 피드백(feedback)하도록 구성되는 제2 심볼 지연기;
    상기 제1 심볼 지연기 및 상기 제2 심볼 지연기의 출력 신호들을 이용하여 상기 제2 신호를 생성하도록 구성되는 합산부; 및,
    상기 저역 통과 필터의 차수에 의해 발생하는 군지연을 보상하기 위해 상기 제2 신호를 버퍼링하도록 구성되는 군지연 보상 버퍼를 포함하는 장치.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 데이터를 버퍼링하도록 구성되는 데이터 버퍼를 더 포함하는 장치.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 채널 추정 제어기는,
    필터링되기 전의 상기 파일럿 신호에 기반하여, 도플러 주파수를 추정하도록 구성되는 도플러 추정기;
    상기 필터링된 파일럿 신호에 기반하여, 신호 대 잡음비를 측정하도록 구성되는 계산부;
    상기 도플러 주파수 및 상기 신호 대 잡음비에 기반하여, 상기 저역 통과 필터의 계수를 결정하도록 구성되는 대역폭 조절기; 및
    스케줄링 정보를 이용하여, 상기 저역 통과 필터의 차수를 결정하도록 구성되는 필터 차수 선택기를 포함하는 장치.
  6. 단말의 동작 방법에 있어서,
    수신된 신호로부터 파일럿 신호를 검출하는 과정과,
    저역 통과 필터의 계수 및 차수 중 적어도 하나를 적응적으로 조절하는 과정과, 상기 저역 통과 필터의 계수는, 상기 파일럿 신호의 특성에 따라 제어되고, 상기 저역 통과 필터의 차수는, 선택된 대역폭에 따라 사용되는 현재의 저역 통과 필터의 군지연(group delay)에 기반하여 제어되고,
    상기 저역 통과 필터를 이용하여, 상기 파일럿 신호로부터 잡음을 필터링하는 과정과,
    상기 필터링된 파일럿 신호에 기반하여, 상기 수신된 신호 중 데이터에 대해 채널 등화를 수행하는 과정을 포함하고,
    상기 저역 통과 필터의 계수는, 상기 파일럿 신호의 신호 대 잡음비 및 도플러 주파수 중 적어도 하나와 관련된 최소 제곱 오차(mean square error)에 기반하여 결정되고,
    상기 최소 제곱 오차는,
    Figure 112019091722779-pat00009

    와 같이 정의되고,
    여기서, △는 상기 저역 통과 필터의 군지연, Ts는 입력 샘플들 간의 간격,
    Figure 112019091722779-pat00010
    및
    Figure 112019091722779-pat00011
    는 채널 에너지 및 잡음의 분산들,
    Figure 112019091722779-pat00012
    는 상기 신호 대 잡음비의 역수, fd는 상기 도플러 주파수, J0는 0차 1종 베셀함수(0th order Bessel function of first kind), g[n]은 상기 저역 통과 필터, h[n]은 신호 성분, v[n]은 잡음 성분을 의미하는 방법.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 저역 통과 필터의 차수는, 상기 수신된 신호의 상기 데이터의 스케줄링 정보에 기반하여 결정되고,
    상기 데이터의 스케줄링 정보는, 상기 데이터에 포함된 제1 데이터 및 상기 제1 데이터에 인접한 제2 데이터 사이의 갭 간격을 포함하는 방법.
  8. 청구항 6에 있어서,
    상기 조절된 저역 통과 필터의 차수에 의해 발생하는 군지연을 보상하기 위해 상기 파일럿 신호를 버퍼링하는 과정과,
    상기 저역 통과 필터의 차수가 기준 차수보다 낮은 경우, 군지연 보상 버퍼를 통해 보상되는 군지연의 값을 증가시키는 과정과,
    상기 저역 통과 필터의 차수가 상기 기준 차수보다 높은 경우, 상기 군지연 보상 버퍼를 통해 보상되는 상기 군지연의 값을 감소시키는 과정을 더 포함하고,
    상기 기준 차수는 미리 설정된 저역 통과 필터의 차수인 방법.
  9. 청구항 6에 있어서,
    상기 데이터를 버퍼링하는 과정을 더 포함하는 방법.
  10. 청구항 6에 있어서,
    상기 저역 통과 필터의 계수 및 차수 중 적어도 하나를 적응적으로 조절하는 과정은,
    필터링되기 전의 상기 파일럿 신호에 기반하여, 도플러 주파수를 추정하는 과정과,
    상기 필터링된 파일럿 신호에 기반하여, 신호 대 잡음비를 측정하는 과정과,
    상기 도플러 주파수 및 상기 신호 대 잡음비에 기반하여, 상기 저역 통과 필터의 계수를 결정하는 과정과,
    스케줄링 정보를 이용하여, 상기 저역 통과 필터의 차수를 결정하는 과정을 포함하는 방법.
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