KR102156322B1 - unipolar and synchronous isolation-type class D audio amplifier by use of single-winding transformer - Google Patents

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Abstract

The present invention relates to an isolated Class D audio amplifier for being generally used in a digital audio amplifier system. Specifically, the present invention relates to the isolated Class D audio amplifier wherein high efficiency can be achieved by implementing DC voltage adjustment, electrical isolation, and sound source signal amplification at the same time with one isolated Class D audio amplifier without the need for a separate SMPS stage deviated from a conventional digital audio amplifier system consisting of an isolated SMPS stage and a non-isolated Class D amplifier stage, a size of the system and manufacturing costs can be reduced by eliminating a capacitor bank, which was essential in the conventional digital audio amplifier system, a single winding transformer is adopted, and the isolated Class D audio amplifier is operated by a unipolar synchronous method. According to the present invention, the DC voltage adjustment, electrical isolation, and sound source signal amplification are implemented at the same time with one isolated Class D audio amplifier without the need for the separate SMPS stage, thereby achieving high efficiency. In addition, the present invention has an advantage of reducing the size of the system and manufacturing costs and improving the lifespan and reliability of the system by eliminating the capacitor bank. Also, since it is possible to significantly increase a switching frequency of a signal applied to a transformer element, a small transformer can be applied so that the amplifier system can be reduced in size and weight.

Description

단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프 {unipolar and synchronous isolation-type class D audio amplifier by use of single-winding transformer}Unipolar and synchronous isolation-type class D audio amplifier by use of single-winding transformer}

본 발명은 일반적으로 디지털 오디오 앰프 시스템에 사용하기 위한 절연형 Class D 오디오 앰프에 관한 것이다.The present invention relates generally to an isolated Class D audio amplifier for use in a digital audio amplifier system.

특히, 본 발명은 절연형 SMPS단과 비절연형 Class D 앰프단으로 구성된 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템에서 벗어나 별도의 SMPS단 필요없이 하나의 절연형 Class D 오디오 앰프로 DC 전압 조정, 전기적 절연, 음원신호 증폭을 동시에 구현하여 고효율을 달성할 수 있고 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템에서 필수적이었던 캐패시터 뱅크를 불요하게 함으로써 시스템 사이즈와 제작 단가를 저감할 수 있도록 하며 단일권선 변압기를 채택하고 유니폴라 동기 방식으로 작동하는 절연형 Class D 오디오 앰프에 관한 것이다.In particular, the present invention deviates from the conventional digital audio amplifier system consisting of an isolated SMPS stage and a non-isolated Class D amplifier stage, and without the need for a separate SMPS stage, DC voltage regulation, electrical isolation, sound source signal amplification with one isolated Class D audio amplifier. The system size and manufacturing cost can be reduced by simultaneously realizing high efficiency and eliminating the capacitor bank, which was essential in the conventional digital audio amplifier system, and adopting a single winding transformer and insulation operating in a unipolar synchronous method. It relates to a type Class D audio amplifier.

오디오 시스템에서 음원신호(소신호)를 증폭하여 스피커를 구동하는 오디오 앰프(audio amplifier)는 크게 아날로그 앰프와 디지털 앰프로 분류된다. 아날로그 앰프는 음질은 우수한 반면, 전력용 반도체의 손실이 많아 효율이 낮을 뿐만 아니라 소자 발열을 저감하기 위한 대형 방열기구가 필요하여 앰프 시스템의 사이즈와 중량이 매우 크다는 단점이 있다. 반면 디지털 앰프는 전력용 반도체의 손실과 발열이 아날로그 앰프에 비해 현저히 낮아 최근 대부분의 대용량 오디오 앰프는 디지털 앰프인 Class D 앰프를 적용하고 있다. Audio amplifiers that amplify sound source signals (small signals) in an audio system to drive speakers are largely classified into analog amplifiers and digital amplifiers. While the analog amplifier has excellent sound quality, it is not only low in efficiency due to high power semiconductor losses, but also has a disadvantage in that the size and weight of the amplifier system are very large because it requires a large heat dissipation mechanism to reduce heat generation of elements. On the other hand, digital amplifiers have significantly lower loss and heat generation of power semiconductors than analog amplifiers, and most of the recent large-capacity audio amplifiers use Class D amplifiers, which are digital amplifiers.

[도 1]은 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템의 일반적인 구성을 나타내는 블록도이다. [도 1]을 참조하면, 디지털 오디오 앰프 시스템은 일반적으로 교류 상용전원(Vac)을 입력으로 하는 정류단(11), 절연형 SMPS(Switch Mode Power Supply)단(12), Class D 앰프단(13)을 구비한다. 이처럼 종래의 일반적인 디지털 오디오 앰프 시스템은 절연형 SMPS단(12)과 Class D 앰프단(13)이 캐스캐이드로 연결된 2단 전력단 구조로 이루어져 있는데, 이러한 2단 전력단 구조로 인해 앰프 시스템의 전력 효율이 낮고 부품수도 많아진다.1 is a block diagram showing a general configuration of a digital audio amplifier system according to the prior art. Referring to [Fig. 1], a digital audio amplifier system generally includes a rectification stage 11 that receives AC commercial power (Vac) as an input, an isolated SMPS (Switch Mode Power Supply) stage 12, and a Class D amplifier stage ( 13). As such, the conventional digital audio amplifier system consists of a two-stage power stage structure in which the isolated SMPS stage (12) and the Class D amplifier stage (13) are cascaded. Due to this 2-stage power stage structure, the power of the amplifier system The efficiency is low and the number of parts increases.

이러한 디지털 오디오 앰프 시스템은 절연 설계가 적용되어 있다는 점이 특징인데, 이는 감전사고 방지를 위한 것이다. 절연 설계가 안되어 있으면 사용자가 물에 젖은 손으로 스피커를 만지는 등에 의해 감전이 발생하였을 때에 상용전원(Vac)으로부터 전류가 인체로 직접 흘러들어가므로 인명사고의 위험이 매우 커지게 된다. 이러한 사고가 발생하지 않도록 교류입력 상용전원(Vac)와 스피커 사이의 SMPS 단(12)에 절연 트랜스포머(12a)를 설치하여 상용전원(Vac)과 스피커를 전기적으로 분리한다. 감전 시에도 상용전원(Vac)의 전류가 인체로 직접 흘러가지 않으므로 인명사고 위험이 현저하게 낮아진다.This digital audio amplifier system is characterized by an isolation design, which is to prevent electric shock. If the insulation design is not provided, when an electric shock occurs due to the user touching the speaker with a wet hand, the current flows directly from the commercial power supply (Vac) to the human body, which increases the risk of personal accident. To prevent such an accident from occurring, an insulation transformer 12a is installed at the SMPS terminal 12 between the AC input commercial power Vac and the speaker to electrically separate the commercial power Vac and the speaker. Even in the event of an electric shock, the current from the commercial power supply (Vac) does not flow directly to the human body, thus significantly reducing the risk of personal accidents.

하지만, 이러한 구조에서는 Class D 앰프단(13)으로 공급되는 전류량은 절연형 SMPS단(12)의 전류 용량에 의해 제한받는다. 이러한 전류량으로는 순간적인 큰 진폭의 저주파 음성신호를 증폭하는 우퍼(woofer)를 제대로 구동하지 못하는 문제가 있어 절연형 SMPS단(12)과 Class D 앰프단(13) 사이에 캐패시터 뱅크(14)가 요구된다. 캐패시터 뱅크(14)는 평소에는 절연형 SMPS단(12)로부터 전류를 받아 에너지를 저장하고 있다가 Class D 앰프단(13)이 절연형 SMPS단(12)의 용량을 넘어서는 큰 전류를 사용하는 상황이 되면 캐패시터 뱅크(14)에 저장하고 있던 에너지를 공급해준다. 캐패시터 뱅크(14)는 일반적으로 다수의 큰 전해 캐패시터로 구성되어 사이즈가 꽤 크며, 부하(스피커 용량과 갯수)가 클수록 캐패시터의 용량과 수는 비례하여 증가한다. 고용량의 디지털 오디오 시스템은 이러한 캐패시터 뱅크(14)로 인해 시스템 사이즈가 커지는 문제점이 있을 뿐만 아니라, 전해 캐패시터로 인하여 시스템 수명과 신뢰성 측면에서 취약해지는 문제점이 발생한다. However, in this structure, the amount of current supplied to the Class D amplifier stage 13 is limited by the current capacity of the insulated SMPS stage 12. With this amount of current, there is a problem that the woofer that amplifies the instantaneous large amplitude low-frequency voice signal cannot be properly driven, so the capacitor bank 14 between the isolated SMPS stage 12 and the Class D amplifier stage 13 Required. The capacitor bank 14 normally receives current from the insulated SMPS stage 12 to store energy, but the Class D amplifier stage 13 uses a large current that exceeds the capacity of the insulated SMPS stage 12 When this occurs, the energy stored in the capacitor bank 14 is supplied. The capacitor bank 14 is generally composed of a large number of large electrolytic capacitors and is quite large in size. As the load (speaker capacity and number) increases, the capacity and number of capacitors increase proportionally. The high-capacity digital audio system has a problem in that the system size is increased due to the capacitor bank 14, and there is a problem that the system life and reliability are weakened due to the electrolytic capacitor.

이와 같은 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템을 구현하는 일반적인 회로 구성은 [도 2]와 같다. [도 2]는 종래의 가장 일반적인 디지털 오디오 앰프 시스템의 회로도를 나타낸 것으로서, 교류 상용전원(Vac)을 입력으로 하는 정류단(11), 절연형 SMPS단(12), Class D 앰프단(13)으로 구성된다. 절연형 SMPS단(12)에는 절연 트랜스포머(12a)와 캐패시터 뱅크(14)와 컨버터 제어회로(12b)가 구비되어 있으며, Class D 앰프단(13)에는 스위칭 회로(13a)와 저역통과 필터(13b)와 앰프 제어회로(13c)가 구비되어 있다. A general circuit configuration for implementing the digital audio amplifier system according to the prior art is shown in [Fig. 2]. [Fig. 2] shows a circuit diagram of the conventional most common digital audio amplifier system. The rectification stage 11, the isolated SMPS stage 12, and the Class D amplifier stage 13, which input AC commercial power (Vac). Consists of The isolated SMPS stage 12 is equipped with an insulation transformer 12a, a capacitor bank 14, and a converter control circuit 12b, and the class D amplifier stage 13 has a switching circuit 13a and a low-pass filter 13b. ) And an amplifier control circuit 13c.

이와 같은 디지털 오디오 앰프 시스템에서 정류단(11)의 일반적인 회로 구성은 [도 3]과 같다. 정류단(11)은 디지털 오디오 앰프 시스템에서 일종의 DC 전압원(DC voltage source)의 역할을 수행하는데, 먼저 역률개선이 요구되지 않는 경우에는 [도 3]의 (a) 및 (b)와 같이 다이오드를 통해 교류 상용전압을 정류한 후 큰 평활 캐패시터를 이용하여 작은 변동율을 갖는 직류 전압원을 출력하는 구성을 채택한다. [도 3]의 (a)는 풀브리지 정류기라고 불리는데 상용전원(Vac)이 220 V 정도의 고전압일 때에 사용되고, [도 3]의 (b)는 하프브리지 정류기 혹은 배압회로 정류기라고 불리는데 상용전원(Vac)이 110 V 정도의 낮은 전압일 때에 사용된다. 또한, 역률개선 및 고조파 규제 회피가 요구되는 경우에는 [도 3]의 (c)와 같이 별도의 역률개선 컨버터를 이용하는 방식의 정류기를 채택한다. In such a digital audio amplifier system, a general circuit configuration of the rectifying stage 11 is shown in FIG. 3. The rectifying stage 11 serves as a kind of DC voltage source in a digital audio amplifier system. First, when power factor improvement is not required, diodes are used as shown in (a) and (b) of [Fig. 3]. After rectifying the AC commercial voltage through the device, a large smoothing capacitor is used to output a DC voltage source with a small fluctuation rate. [Fig. 3] (a) is called a full-bridge rectifier, which is used when the commercial power supply (Vac) is at a high voltage of about 220 V, and (b) of [Fig. 3] is called a half-bridge rectifier or back-pressure circuit rectifier. Vac) is used when the voltage is as low as 110 V. In addition, when power factor improvement and harmonic regulation avoidance are required, a rectifier of a method using a separate power factor improvement converter as shown in (c) of FIG. 3 is adopted.

이와 같은 디지털 오디오 앰프 시스템에서 Class D 앰프단(13)의 일반적인 회로 구성은 [도 4]와 같다. Class D 앰프단(13)은 증폭대상인 아날로그 입력 신호(S1)를 고주파수의 캐리어 신호(S2)와 합성하여 PWM(Pulse Width Modulation) 방식으로 변조한 후에, 이 합성 PWM 신호(S3)로 스위칭 트랜지스터를 작동시켜 신호를 증폭시키고 그 증폭된 PWM 신호를 LC 저역통과 필터(Low Pass Filter)를 통과시킴으로써 결과적으로 소신호 아날로그 입력신호(S1)를 큰 진폭을 갖는 대신호 아날로그 신호(S4)로 증폭하는 방식을 채택하였다.In such a digital audio amplifier system, the general circuit configuration of the Class D amplifier stage 13 is shown in [Fig. 4]. Class D amplifier stage 13 synthesizes the analog input signal (S1) to be amplified with a high frequency carrier signal (S2) and modulates it by a PWM (Pulse Width Modulation) method, and then converts the switching transistor with this synthesized PWM signal (S3). A method of amplifying the signal by operating and passing the amplified PWM signal through an LC low pass filter, resulting in amplification of the small signal analog input signal (S1) into a large-signal analog signal (S4) having a large amplitude Adopted.

[도 4]를 참조하면, 앰프 제어회로(13c)는 일반적으로 가청주파수 대역(예: 20 Hz ~ 20 kHz)의 입력 신호(오디오 신호)(S1)와 고주파(예: 200 kHz ~ 550 kHz)인 캐리어 신호(S2)를 제공받는다. 이들 입력 신호(S1)와 캐리어 신호(S2)는 소신호(small signal)(예: 3.3 V)이다. 이때, 캐리어 신호(carrier signal)는 샘플링 신호(sampling signal)라고 불리기도 하는데 삼각파, 톱니파 등을 사용할 수 있다. 앰프 제어회로(13c)는 입력 신호(S1)와 캐리어 신호(S2)를 합성하여 PWM 변조함으로써 고주파(예: 200 kHz ~ 550 kHz)인 합성 PWM 신호(S3)를 생성한다. 이 과정에서 입력 신호(S1)의 신호 크기(signal amplitude) 값은 합성 PWM 신호(S3)에 듀티비(duty ratio) 값에 반영된다. 즉, 입력 신호(S1)가 커지면 합성 PWM 신호(S3)의 듀티비는 증가하고, 입력 신호(S1)가 작아지면 합성 PWM 신호(S3)의 듀티비는 감소하게 되는 것이다. Referring to [Fig. 4], the amplifier control circuit 13c is generally an input signal (audio signal) (S1) in an audible frequency band (eg, 20 Hz to 20 kHz) and a high frequency (eg 200 kHz to 550 kHz). A phosphorus carrier signal S2 is provided. These input signals S1 and carrier signals S2 are small signals (for example, 3.3 V). At this time, the carrier signal is also called a sampling signal, and a triangle wave, sawtooth wave, or the like may be used. The amplifier control circuit 13c synthesizes the input signal S1 and the carrier signal S2 and performs PWM modulation to generate a high-frequency (for example, 200 kHz to 550 kHz) synthesized PWM signal S3. In this process, the signal amplitude value of the input signal S1 is reflected in the duty ratio value of the synthesized PWM signal S3. That is, when the input signal S1 increases, the duty ratio of the synthesized PWM signal S3 increases, and when the input signal S1 decreases, the duty ratio of the synthesized PWM signal S3 decreases.

스위칭 회로(13a3)는 합성 PWM 신호(S3)에 따라 상측 스위칭 트랜지스터(13a1)와 하측 스위칭 트랜지스터(13a2)를 반대 방향으로 스위칭 제어한다. 일반적으로, 이들 스위칭 트랜지스터(13a1, 13a2)로는 MOSFET 파워 트랜지스터를 사용한다. 이들 트랜지스터(13a1, 13a2)의 스위칭 제어를 통해 고전압(±HV)(예: ±70 V)으로 증폭된 PWM 신호를 얻게 되고, 이 증폭 PWM 신호를 LC 저역통과 필터(13b1, 13b2)를 통과시킴으로써 출력신호(S4)를 얻는다. 이 출력신호(S4)를 스피커에 전달하여 스피커 유닛을 구동한다. 이때, Class D 앰프단(13)을 구성하는 상측 및 하측 스위칭 트랜지스터(13a1, 13a2)는 컷오프(cut-off) 영역과 포화(saturation) 영역만 오갈 뿐이고 리니어(linear) 영역에서는 동작하지 않게 되므로 아날로그 앰프에 비해 손실이 확실히 작게 된다.The switching circuit 13a3 switches and controls the upper switching transistor 13a1 and the lower switching transistor 13a2 in opposite directions according to the synthesized PWM signal S3. In general, MOSFET power transistors are used as these switching transistors 13a1 and 13a2. By controlling the switching of these transistors 13a1 and 13a2, a PWM signal amplified with a high voltage (±HV) (eg, ±70 V) is obtained, and the amplified PWM signal is passed through the LC low-pass filters 13b1 and 13b2. The output signal S4 is obtained. This output signal S4 is transmitted to the speaker to drive the speaker unit. At this time, the upper and lower switching transistors 13a1 and 13a2 constituting the Class D amplifier stage 13 only come and go in the cut-off region and the saturation region and do not operate in the linear region. The loss is definitely smaller than that of an amplifier.

[도 5]와 [도 6]은 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템의 다른 구현 방식을 나타내는 도면이다.[Fig. 5] and [Fig. 6] are diagrams showing another implementation method of a digital audio amplifier system according to the prior art.

먼저, [도 5]는 라인 트랜스포머(22)를 적용한 구현 방식을 나타낸 도면이다. [도 5]를 참조하면, 상용전원(Vac)과 앰프 출력 사이의 전기적 절연을 위해 상용전원(Vac)에 라인 트랜스포머(22)를 설치하였다. 이러한 방식의 경우에는 전기적 절연 뿐만 아니라 트랜스포머(22)의 턴비(turn ratio)를 이용하여 교류 상용전압(Vac)을 승압 또는 강압시켜 Class D 앰프단(23)이 요구하는 소정의 직류 전압을 바로 얻는 것이 가능하며, 그로 인해 별도의 SMPS가 없어도 되므로 회로가 전체적으로 매우 간단하고 구현이 용이한 장점이 있다. 반면, 상용전원(Vac)의 주파수 60Hz 에서 작동하는 트랜스포머 소자는 용량 대비 사이즈도 크고 중량도 무겁기 때문에 주로 소용량에 적용되고 있다.First, [Fig. 5] is a diagram showing an implementation method to which the line transformer 22 is applied. Referring to [Fig. 5], a line transformer 22 is installed in the commercial power supply (Vac) for electrical insulation between the commercial power supply (Vac) and the amplifier output. In this case, by using the turn ratio of the transformer 22 as well as electrical insulation, the AC commercial voltage (Vac) is boosted or lowered to immediately obtain a predetermined DC voltage required by the Class D amplifier stage 23. It is possible, and therefore, there is no need for a separate SMPS, so the overall circuit is very simple and easy to implement. On the other hand, a transformer element operating at a frequency of 60 Hz of a commercial power supply (Vac) is mainly applied to small capacity because its size is large and its weight is heavy.

또한, [도 6]은 임피던스 매칭 트랜스포머(32)를 적용한 구현 방식을 나타낸 도면이다. [도 6]을 참조하면, 상용전원(Vac)과 앰프 출력 사이의 전기적 절연을 위해 Class D 앰프단(33)과 스피커 사이에 임피던스 매칭 트랜스포머(32)를 설치하였다. 이러한 방식의 경우에는 전기적 절연 뿐만 아니라 트랜스포머(32)의 턴비를 이용하여 스피커의 등가 임피던스를 변환할 수 있다. 이러한 방식 또한 별도의 SMPS가 없어도 되므로 회로가 전체적으로 매우 간단하고 구현이 용이한 장점이 있다. 그러나, 이 방식 또한 음원신호의 주파수가 가청주파수 대역인 20Hz ~ 20kHz 정도로 여전히 매우 낮아 임피던스 매칭 트랜스포머(32)가 용량 대비 사이즈도 크고 중량도 무겁기 때문에 주로 소용량에 적용되고 있다.In addition, [Fig. 6] is a diagram showing an implementation method in which the impedance matching transformer 32 is applied. Referring to FIG. 6, an impedance matching transformer 32 was installed between the Class D amplifier stage 33 and the speaker for electrical insulation between the commercial power supply (Vac) and the amplifier output. In this case, the equivalent impedance of the speaker can be converted by using the turn ratio of the transformer 32 as well as electrical insulation. This method also has the advantage that the circuit is very simple and easy to implement as a separate SMPS is not required. However, this method is also mainly applied to small capacity because the frequency of the sound source signal is still very low, about 20Hz to 20kHz, which is an audible frequency band, and the impedance matching transformer 32 is large in size and weight compared to capacity.

이상에서 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템의 구현 형태에 대해 살펴보았다. [도 2]와 같이 절연 트랜스포머(12a)를 SMPS에 내장한 방식은 소용량에서부터 대용량에 이르기까지 범용으로 사용 가능하고 사이즈와 중량이 적당하다는 장점이 있는 반면, 절연형 SMPS단(12)과 비절연형 Class D 앰프단(13)이 캐스캐이드 연결된 2단 전력단 구조로 되어 있어 효율이 저조하고 절연형 SMPS단(12)의 출력 전압을 제어하기 위한 컨버터 제어회로(12b)와 Class D 앰프단(13)의 출력 오디오 신호를 제어하기 위한 앰프 제어회로(13c)가 필요하며 전체적으로 제작 단가가 상당히 높다는 단점이 있다. In the above, the implementation form of the digital audio amplifier system according to the prior art has been described. As shown in [Fig. 2], the method in which the insulation transformer 12a is built into the SMPS has the advantage that it can be used for general purposes ranging from small capacity to large capacity, and is suitable in size and weight, whereas the insulated SMPS stage 12 and the non-insulated type The class D amplifier stage (13) is a cascade-connected two-stage power stage structure, so the efficiency is low, and the converter control circuit (12b) and the class D amplifier stage (12b) to control the output voltage of the isolated SMPS stage (12) The amplifier control circuit 13c is required to control the output audio signal of 13), and has a disadvantage in that the overall manufacturing cost is quite high.

또한, 순간적인 큰 진폭의 저주파 음성신호 증폭 시에 절연형 SMPS단(12)의 전류 용량 한계에 의해 출력신호가 클리핑(clipping)되는 등 왜곡이 발생하는 것을 방지하기 위해 다수의 큰 전해 캐패시터로 구성된 캐패시터 뱅크(14)가 요구되는 단점도 있었다. 이처럼 시스템 효율이 낮고 부품수가 많으며 많은 수의 전해 캐패시터로 인해 시스템 수명과 신뢰성 측면에서 취약할 뿐만 아니라 제작 단가도 높고 전체 시스템의 사이즈도 커지는 문제점이 있었다.In addition, in order to prevent distortion such as clipping of the output signal due to the current capacity limit of the isolated SMPS stage 12 when amplifying an instantaneous large amplitude low-frequency audio signal, a large number of large electrolytic capacitors are used. There is also a disadvantage that a capacitor bank 14 is required. As such, system efficiency is low, the number of parts is large, and due to the large number of electrolytic capacitors, not only is it weak in terms of system life and reliability, but also has a high manufacturing cost and a problem that the size of the entire system is increased.

또한, 라인 트랜스포머(22)를 적용한 구현 방식이나 임피던스 매칭 트랜스포머(32)를 적용한 구현 방식도 존재하였는데, 이들은 별도의 SMPS가 없어도 되므로 회로가 전체적으로 매우 간단하고 구현이 용이하다는 장점이 있는 반면, 트랜스포머(22, 32)에 인가되는 전압 및 신호의 동작 주파수가 매우 낮아 트랜스포머(22, 32)가 용량 대비 사이즈도 크고 중량도 무거운 문제점이 있어 소용량 적용 환경에만 한정되어 사용되고 있는 실정이다. In addition, there existed an implementation method using a line transformer 22 or an implementation method using an impedance matching transformer 32, and these have the advantage that the overall circuit is very simple and easy to implement because a separate SMPS is not required. Since the operating frequency of the voltage and signal applied to the voltages 22 and 32 is very low, the transformers 22 and 32 have a problem in that they have a large size compared to their capacity and have a heavy weight, so they are used only in a small capacity application environment.

그에 따라, 디지털 오디오 앰프 시스템에 대한 상기와 같은 종래기술의 문제점을 해결할 수 있는 기술이 요망된다.Accordingly, there is a need for a technique capable of solving the problems of the prior art for a digital audio amplifier system.

본 발명의 목적은 일반적으로 디지털 오디오 앰프 시스템에 사용하기 위한 절연형 Class D 오디오 앰프를 제공하는 것이다.It is an object of the present invention to provide an isolated Class D audio amplifier for use in a digital audio amplifier system in general.

특히, 본 발명의 목적은 절연형 SMPS단과 비절연형 Class D 앰프단으로 구성된 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템에서 벗어나 별도의 SMPS단 필요없이 하나의 절연형 Class D 오디오 앰프로 DC 전압 조정, 전기적 절연, 음원신호 증폭을 동시에 구현하여 고효율을 달성할 수 있고 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템에서 필수적이었던 캐패시터 뱅크를 불요하게 함으로써 시스템 사이즈와 제작 단가를 저감할 수 있도록 하며 단일권선 변압기를 채택하고 유니폴라 동기 방식으로 작동하는 절연형 Class D 오디오 앰프를 제공하는 것이다.In particular, the object of the present invention is to deviate from the conventional digital audio amplifier system consisting of an isolated SMPS stage and a non-insulated Class D amplifier stage, and without the need for a separate SMPS stage, DC voltage adjustment, electrical isolation, sound source with one isolated type Class D audio amplifier. By implementing signal amplification at the same time, high efficiency can be achieved, and system size and manufacturing cost can be reduced by eliminating the capacitor bank, which was essential in the conventional digital audio amplifier system, adopting a single winding transformer and operating in a unipolar synchronous method. It provides an isolated Class D audio amplifier.

한편, 본 발명의 해결 과제는 이들 사항에 제한되지 않으며 본 명세서의 기재로부터 다른 해결 과제가 이해될 수 있다.On the other hand, the problem to be solved of the present invention is not limited to these matters, and other problems may be understood from the description of the present specification.

상기의 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프는, 풀브리지 회로, 하프 브리지 회로, 푸시풀 회로 중 어느 하나를 구비하고 이에 의해 직류 입력전원(Vin)을 고속 스위칭하여 고주파 펄스 신호(Vpg)를 생성하는 고주파 펄스 발생부(210, 310, 410); 2차측이 단일 권선으로 구성된 내부의 단일권선 절연 트랜스포머 소자를 통해 앰프 출력단을 직류 입력전원(Vin)으로부터 전기적으로 절연하고 고주파 펄스 신호(Vpg)로부터 단일권선 절연 트랜스포머 소자의 턴비에 의해 직류 입력전원(Vin) 레벨의 펄스 진폭을 승압 또는 강압 조정한 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 생성하는 고주파 변압부(220, 320, 420); 고주파 변압펄스 신호(Vpm)에 대한 전류흐름 경로를 구성하는 복수의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 유니폴라 동기 방식으로 스위칭 제어하는 스위치 구동신호(Vqsw)에 따라 온 오프 스위칭함으로써 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 스위치 구동신호(Vqsw)에 대응하여 유니폴라 동기식으로 펄스폭 변조한 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 생성하는 펄스폭 변조부(230, 330, 430); 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 저역통과 필터링하여 오디오 출력신호(Vout)를 생성하는 저역통과 필터부(240, 340, 440); 저역통과 필터부(240, 340, 440)가 출력하는 오디오 출력신호(Vout)를 피드백받고, 고주파 펄스 신호(Vpg)와 주파수 및 위상이 동기화된 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)를 생성하고, 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 대응하여 캐리어 신호(Vcar)로부터 펄스폭 변조부(230, 330, 430)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 유니폴라 동기 방식에 따라 온 오프 스위칭하기 위한 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 펄스폭 변조부(230, 330, 430)로 제공하는 앰프 제어부(150);를 포함하여 구성된다.In order to achieve the above object, the unipolar synchronous isolation type Class D audio amplifier of the single winding transformer according to the present invention includes any one of a full bridge circuit, a half bridge circuit, and a push-pull circuit, thereby providing a DC input power source (Vin ) High-speed switching to generate a high-frequency pulse signal (Vpg) (210, 310, 410); The output of the amplifier is electrically insulated from the DC input power source (Vin) through an internal single-wound insulation transformer element in which the secondary side consists of a single winding, and the DC input power source ( High-frequency transforming units 220, 320, and 420 for generating a high-frequency transforming pulse signal Vpm obtained by adjusting the step-up or step-down of the pulse amplitude of the Vin) level; A high-frequency transforming pulse signal by switching on and off according to a switch driving signal (Vqsw) that switches and controls a plurality of internal switching transistors (Q1 to Q4) constituting the current flow path for the high-frequency transforming pulse signal (Vpm) in a unipolar synchronous method. Pulse width modulators 230, 330, and 430 for generating a high-frequency PWM switching signal Vpwm in which (Vpm) is pulse width-modulated in a unipolar synchronous manner in response to the switch driving signal Vqsw; A low-pass filter unit 240, 340, and 440 configured to generate an audio output signal Vout by low-pass filtering the high-frequency PWM switching signal Vpwm; Receives feedback on the audio output signal Vout output from the low-pass filter units 240, 340, and 440, generates a high frequency carrier signal Vcar whose frequency and phase are synchronized with the high frequency pulse signal Vpg, and inputs audio In response to the error between the signal Vs and the audio output signal Vout, the internal switching transistors Q1 to Q4 of the pulse width modulators 230, 330, and 430 are turned on from the carrier signal Vcar according to the unipolar synchronization method. And an amplifier control unit 150 that generates a switch driving signal Vqsw for off-switching and provides it to the pulse width modulators 230, 330, and 430.

이때, 고주파 변압부(220, 320, 420)의 단일권선 절연 트랜스포머 소자는 고주파 펄스 발생부(210, 310, 410)의 내부 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)의 기생 캐패시터로부터 전기에너지를 빼주는 경로를 형성하도록 구성되고, 고주파 펄스 발생부(210, 310, 410)는 직류 입력전원(Vin)을 고정주파수 및 50% 고정듀티로 고속 스위칭하여 고주파 펄스 발생부(210, 310, 410)의 내부 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)에 대한 영전압 스위칭을 수행하도록 구성될 수 있다.At this time, the single-wound insulation transformer element of the high frequency transformers 220, 320, 420 forms a path for subtracting electrical energy from the parasitic capacitors of the internal switching transistors M1 to M4 of the high frequency pulse generators 210, 310, and 410. The high-frequency pulse generator 210, 310, 410 switches the DC input power supply Vin at a fixed frequency and 50% fixed duty at a high speed, and the internal switching transistor of the high-frequency pulse generator 210, 310, 410 ( M1 to M4) may be configured to perform zero voltage switching.

또한, 앰프 제어부(150)는, 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 전압 스케일을 매칭시키기 위한 스케일러(151); 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차 값을 획득하는 감산기(152); 고주파 펄스 신호(Vpg)와 주파수 및 위상이 동기화된 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)를 생성하고, 오차 값이 영(0)으로 수렴하도록 오디오 출력신호(Vout)를 증가 혹은 감소시키기 위하여 캐리어 신호(Vcar)로부터 펄스폭 변조부(230, 330, 430)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 유니폴라 동기 방식에 따라 온 오프 스위칭하는 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 펄스폭 변조부(230, 330, 430)로 제공하는 스위칭 제어부(153);를 포함하여 구성될 수 있다.Further, the amplifier control unit 150 includes a scaler 151 for matching a voltage scale between the audio input signal Vs and the audio output signal Vout; A subtractor 152 that obtains an error value between the audio input signal Vs and the audio output signal Vout; In order to generate a high frequency carrier signal (Vcar) whose frequency and phase are synchronized with the high frequency pulse signal (Vpg), and increase or decrease the audio output signal (Vout) so that the error value converges to zero, the carrier signal (Vcar) ) From the internal switching transistors Q1 to Q4 of the pulse width modulators 230, 330, and 430 according to the unipolar synchronization method to generate a switch driving signal Vqsw for switching on and off the pulse width modulators 230, 330 And a switching control unit 153 provided to 430.

또한, 고주파 변압부(220, 320, 420)는, 자신의 공진주파수가 고주파 펄스 발생부(210, 310, 410)의 스위칭 주파수(fpg)에 매칭되어 공진조건을 이루고 단일권선 절연 트랜스포머 소자의 1차측 또는 2차측과 직렬 연결 구성된 LC 공진탱크(Lr, Cr);를 구비할 수 있다.In addition, the high-frequency transformer unit 220, 320, 420, its own resonance frequency is matched to the switching frequency (fpg) of the high-frequency pulse generator (210, 310, 410) to achieve a resonance condition, and 1 of the single winding insulation transformer element LC resonance tanks (Lr, Cr) configured to be connected in series with the secondary side or the secondary side; may be provided.

본 발명에 따르면 별도의 SMPS단 필요없이 하나의 절연형 Class D 오디오 앰프로 DC 전압 조정, 전기적 절연, 음원신호 증폭을 동시에 구현하므로 고효율을 달성할 수 있는 장점이 있다. According to the present invention, DC voltage regulation, electrical isolation, and sound source signal amplification are simultaneously implemented with a single isolated Class D audio amplifier without the need for a separate SMPS stage, thereby achieving high efficiency.

또한, 본 발명에 따르면 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템에서 필수적이었던 캐패시터 뱅크를 불요하게 함으로써 시스템 사이즈와 제작 단가를 저감하고 시스템 수명과 신뢰성을 제고할 수 있는 장점이 있다.In addition, according to the present invention, there is an advantage in that a capacitor bank, which is essential in a conventional digital audio amplifier system, is unnecessary, thereby reducing a system size and manufacturing cost, and improving system life and reliability.

또한, 본 발명에 따르면 트랜스포머 소자에 인가되는 신호의 스위칭 주파수를 대폭 높이는 것이 가능해져 소형 부품의 트랜스포머를 적용하는 것이 가능해져 앰프 시스템을 소형화 및 경량화할 수 있는 장점이 있다. In addition, according to the present invention, it is possible to significantly increase the switching frequency of a signal applied to the transformer element, so that it is possible to apply a transformer of small parts, thereby reducing the size and weight of the amplifier system.

[도 1]은 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템의 일반적인 구성을 나타내는 블록도.
[도 2]는 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템의 일반적인 회로 구성을 나타내는 도면.
[도 3]은 디지털 오디오 앰프 시스템을 위한 정류단의 일반적인 회로 구성을 나타내는 도면.
[도 4]는 디지털 오디오 앰프 시스템을 위한 Class D 앰프단의 일반적인 회로 구성을 나타내는 도면.
[도 5]는 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템의 다른 구현 방식을 나타내는 도면.
[도 6]은 종래기술에 따른 디지털 오디오 앰프 시스템의 다른 구현 방식을 나타내는 도면.
[도 7]은 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프의 기본 개념을 나타내는 블록도.
[도 8]은 본 발명에서 고주파 펄스 발생부의 회로 토폴로지를 나타내는 도면.
[도 9]는 본 발명에서 고주파 변압부의 회로 토폴로지를 나타내는 도면.
[도 10]은 본 발명에서 펄스 발생부와 고주파 변압부의 간략화된 결합 회로 토폴로지를 나타내는 도면.
[도 11]은 본 발명에서 펄스폭 변조부와 저역통과 필터부의 회로 토폴로지를 나타내는 도면.
[도 12]는 본 발명에서 펄스폭 변조부의 유니폴라 동작 파형을 나타내는 도면.
[도 13]은 본 발명에서 펄스폭 변조부의 바이폴라 동작 파형을 나타내는 도면.
[도 14]는 본 발명에서 펄스폭 변조부의 구동 방식을 정리하여 나타내는 도면.
[도 15]는 본 발명에서 펄스폭 변조부의 구동 방식에 따른 주요 스위칭 동작 파형을 나타내는 도면.
[도 16]은 본 발명에 따른 단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프의 제 1 실시예를 나타내는 도면.
[도 17]은 본 발명의 제 1 실시예에서 오디오 출력신호 Vout > 0 일 때 유니폴라 동작 파형을 나타내는 도면.
[도 18]은 본 발명의 제 1 실시예에서 오디오 출력신호 Vout > 0 일 때 유니폴라 동작의 시간 구간별 도통 경로를 나타내는 도면.
[도 19]는 본 발명의 제 1 실시예에서 오디오 출력신호 Vout < 0 일 때 유니폴라 동작 파형을 나타내는 도면.
[도 20]은 본 발명의 제 1 실시예에서 오디오 출력신호 Vout < 0 일 때 유니폴라 동작의 시간 구간별 도통 경로를 나타내는 도면.
[도 21]은 본 발명에 따른 단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프의 제 2 실시예를 나타내는 도면.
[도 22]는 본 발명의 제 2 실시예에서 오디오 출력신호 Vout > 0 일 때 유니폴라 동작 파형을 나타내는 도면.
[도 23]은 본 발명의 제 2 실시예에서 오디오 출력신호 Vout < 0 일 때 유니폴라 동작 파형을 나타내는 도면.
[도 24]는 본 발명에 따른 단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프의 제 3 실시예를 나타내는 도면.
[도 25]는 본 발명의 제 3 실시예에서 오디오 출력신호 Vout > 0 일 때 유니폴라 동작 파형을 나타내는 도면.
[도 26]은 본 발명의 제 3 실시예에서 오디오 출력신호 Vout < 0 일 때 유니폴라 동작 파형을 나타내는 도면.[Fig. 1] is a block diagram showing a general configuration of a digital audio amplifier system according to the prior art.
[Fig. 2] is a diagram showing a general circuit configuration of a digital audio amplifier system according to the prior art.
[Fig. 3] is a diagram showing a general circuit configuration of a rectifying stage for a digital audio amplifier system.
[Fig. 4] is a diagram showing a general circuit configuration of a Class D amplifier stage for a digital audio amplifier system.
[Fig. 5] is a diagram showing another implementation method of a digital audio amplifier system according to the prior art.
[Fig. 6] is a diagram showing another implementation method of a digital audio amplifier system according to the prior art.
[Fig. 7] is a block diagram showing the basic concept of an isolated Class D audio amplifier according to the present invention.
[Fig. 8] is a diagram showing the circuit topology of a high frequency pulse generator in the present invention.
[Fig. 9] is a diagram showing the circuit topology of a high frequency transformer in the present invention.
[Fig. 10] is a diagram showing a simplified combined circuit topology of a pulse generator and a high-frequency transformer in the present invention.
[Fig. 11] is a diagram showing the circuit topology of a pulse width modulator and a low-pass filter unit in the present invention.
12 is a diagram showing a unipolar operation waveform of a pulse width modulator in the present invention.
13 is a diagram showing a bipolar operation waveform of a pulse width modulator in the present invention.
[Fig. 14] is a diagram schematically showing a driving method of a pulse width modulator in the present invention.
[Fig. 15] is a diagram showing main switching operation waveforms according to a driving method of a pulse width modulator in the present invention.
[Fig. 16] is a diagram showing a first embodiment of a unipolar synchronous insulation type Class D audio amplifier of a single winding transformer according to the present invention.
[Fig. 17] is a diagram showing a unipolar operation waveform when the audio output signal Vout> 0 in the first embodiment of the present invention.
[Fig. 18] is a diagram showing a conduction path for each time section of a unipolar operation when the audio output signal Vout> 0 in the first embodiment of the present invention.
[Fig. 19] is a diagram showing a unipolar operation waveform when the audio output signal Vout <0 in the first embodiment of the present invention.
[Fig. 20] is a diagram showing a conduction path for each time section of a unipolar operation when the audio output signal Vout <0 in the first embodiment of the present invention.
[Fig. 21] is a view showing a second embodiment of a unipolar synchronous insulation type Class D audio amplifier of a single winding transformer according to the present invention.
[Fig. 22] is a diagram showing a unipolar operation waveform when the audio output signal Vout> 0 in the second embodiment of the present invention.
[Fig. 23] is a diagram showing a unipolar operation waveform when the audio output signal Vout <0 in the second embodiment of the present invention.
[Fig. 24] is a diagram showing a third embodiment of a unipolar synchronous insulation type Class D audio amplifier of a single winding transformer according to the present invention.
[Fig. 25] is a diagram showing a unipolar operation waveform when the audio output signal Vout> 0 in the third embodiment of the present invention.
[Fig. 26] is a diagram showing a unipolar operation waveform when the audio output signal Vout <0 in the third embodiment of the present invention.

이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 상세하게 설명한다.Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

종래의 디지털 오디오 앰프 시스템은 절연형 SMPS단(12)과 비절연형 Class D 앰프단(13)이 캐스캐이드로 연결된 2단 전력단 구조로 이루어져 있어 앰프 시스템의 전력 효율이 낮고 부품수도 많은 문제점이 있었다. 본 발명은 절연형 Class D 오디오 앰프(100) 단독으로도 DC 전압 조정, 전기적 절연, 음원신호 증폭을 동시에 구현하여 고효율을 달성할 수 있도록 한 점이 특징이다. 특히, 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템에서 필수적이었던 캐패시터 뱅크(14)가 없어도 되므로 시스템 사이즈와 제작 단가를 저감할 수 있다.The conventional digital audio amplifier system has a two-stage power stage structure in which the isolated SMPS stage 12 and the non-isolated Class D amplifier stage 13 are cascaded, so the power efficiency of the amplifier system is low and the number of parts is large. . The present invention is characterized in that it is possible to achieve high efficiency by simultaneously implementing DC voltage adjustment, electrical isolation, and sound source signal amplification even with the isolated Class D audio amplifier 100 alone. In particular, since the capacitor bank 14, which was essential in the conventional digital audio amplifier system, is not required, the system size and manufacturing cost can be reduced.

[도 7]은 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)의 기본 개념을 나타내는 블록도이다. [도 7]을 참조하면, 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)는 고주파 펄스 발생부(110), 고주파 변압부(120), 펄스폭 변조부(130), 저역통과 필터부(140), 앰프 제어부(150)를 포함하여 구성된다. 이때, 정류단(11)은 [도 3]에 예시된 정류 회로로 구현될 수 있으며, 교류 상용전원(Vac)으로부터 직류(DC) 동작전원(Vin)을 생성하여 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)로 공급하는 모듈이다. [Fig. 7] is a block diagram showing the basic concept of the isolated Class D audio amplifier 100 according to the present invention. Referring to [Fig. 7], the isolated Class D audio amplifier 100 according to the present invention includes a high frequency pulse generator 110, a high frequency transformer 120, a pulse width modulator 130, a low pass filter unit ( 140), it is configured to include the amplifier control unit 150. At this time, the rectification stage 11 may be implemented with the rectification circuit illustrated in [Fig. 3], and generates a direct current (DC) operating power (Vin) from an AC commercial power source (Vac) to generate an insulated Class D according to the present invention. This module is supplied to the audio amplifier 100.

이하에서는 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)의 각 구성요소에 대해 기술한다.Hereinafter, each component of the isolated Class D audio amplifier 100 according to the present invention will be described.

고주파 펄스 발생부(110)는 정류단(11)으로부터 공급받은 직류 입력전압(Vin)을 바람직하게는 고정주파수 및 50% 고정듀티로 고속 스위칭하여 고주파수의 구형파 펄스 신호, 즉 고주파 펄스 신호(Vpg)를 생성한다.The high-frequency pulse generator 110 switches the DC input voltage Vin supplied from the rectifying terminal 11 at high speed, preferably at a fixed frequency and 50% fixed duty, so that a high-frequency square wave pulse signal, that is, a high-frequency pulse signal Vpg. Create

본 발명에서 고주파 펄스 발생부(110)는 고정주파수 및 고정듀티로 스위칭하므로 별도의 제어회로가 필요하지 않으며, 고정주파수 및 50% 고정듀티로 스위칭함에 따라 전력 반도체 소자의 소프트 스위칭이 부하량에 관계없이 보장되므로 스위칭 손실을 대폭 저감할 수 있어 고효율을 획득할 수 있을 뿐만 아니라 매우 높은 주파수로 고속 스위칭이 가능하다. 이 경우, 고주파 변압부(120)에 내장되는 절연 트랜스포머 소자의 부품 사이즈를 대폭 축소할 수 있어 앰프 시스템을 소형화 및 경량화하는 장점을 얻을 수 있다.In the present invention, since the high frequency pulse generator 110 switches at a fixed frequency and a fixed duty, a separate control circuit is not required, and as switching at a fixed frequency and 50% fixed duty, the soft switching of the power semiconductor device is performed regardless of the load. As a result, switching losses can be significantly reduced, resulting in high efficiency and high-speed switching at very high frequencies. In this case, it is possible to significantly reduce the size of the components of the insulating transformer element embedded in the high-frequency transformer unit 120 to obtain the advantage of miniaturization and weight reduction of the amplifier system.

고주파 변압부(120)는 내부의 절연 트랜스포머 소자를 통해 앰프 출력단을 직류 입력전원(Vin)으로부터 전기적으로 절연하고 고주파 펄스 신호(Vpg)로부터 절연 트랜스포머 소자의 턴비를 이용하여 직류 입력전원(Vin) 레벨의 펄스 진폭을 소망하는 바에 따라 승압 또는 강압 조정한 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 생성한다. 절연 트랜스포머 소자의 1차측에 수백 kHz 내지 수 MHz에 달하는 고주파수의 펄스 신호(Vpg)가 인가됨에 따라 절연 트랜스포머 소자의 부품 사이즈를 대폭 축소할 수 있어 앰프 시스템을 소형화 및 경량화하는 장점을 얻을 수 있다.The high frequency transformer 120 electrically insulates the amplifier output terminal from the DC input power (Vin) through an internal insulation transformer element, and uses the turn ratio of the insulation transformer element from the high frequency pulse signal (Vpg) to the DC input power (Vin) level. A high-frequency transforming pulse signal (Vpm) obtained by adjusting the step-up or step-down according to the desired pulse amplitude of is generated. As a high-frequency pulse signal (Vpg) of hundreds of kHz to several MHz is applied to the primary side of the insulating transformer element, the size of the parts of the insulating transformer element can be significantly reduced, thereby miniaturizing and reducing the weight of the amplifier system.

펄스폭 변조부(130)는 고주파 변압부(120)가 출력하는 고주파 변압펄스 신호(Vpm)에 대한 전류흐름 경로를 구성하는 복수의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 앰프 제어부(150)가 제공하는 스위치 구동신호(Vqsw)에 따라 온 오프 스위칭함으로써 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 스위치 구동신호(Vqsw)에 대응하여 펄스폭 변조한 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 생성한다.The pulse width modulator 130 is provided by the amplifier control unit 150 with a plurality of internal switching transistors Q1 to Q4 constituting a current flow path for the high frequency transforming pulse signal Vpm output from the high frequency transforming unit 120 By switching on and off according to the switch driving signal Vqsw, a high-frequency PWM switching signal Vpwm is generated in which the high-frequency transforming pulse signal Vpm is pulse-width modulated in response to the switch driving signal Vqsw.

저역통과 필터부(140)는 펄스폭 변조부(130)가 출력하는 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 저역통과 필터링하여 오디오 출력신호(Vout)를 생성한다. 일반적으로 오디오 출력신호(Vout)에 의해 스피커가 구동된다.The low-pass filter unit 140 generates an audio output signal Vout by low-pass filtering the high-frequency PWM switching signal Vpwm output from the pulse width modulator 130. In general, the speaker is driven by the audio output signal Vout.

앰프 제어부(150)는 저역통과 필터부(140)가 출력하는 오디오 출력신호(Vout)를 피드백받고, 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 대응하여 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 펄스폭 변조부(130)로 제공한다. 오디오 입력신호(Vs)가 오디오 출력신호(Vout)보다 큰 경우에는 펄스폭 변조부(130)에서의 PWM 듀티비를 증가시켜 Vout을 올리는 방향으로 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 Vs와 Vout 간의 오차가 영(0)으로 수렴하도록 한다. 반대로, 오디오 입력신호(Vs)가 오디오 출력신호(Vout)보다 작은 경우에는 펄스폭 변조부(130)에서의 PWM 듀티비를 감소시켜 Vout을 줄이는 방향으로 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 Vs와 Vout 간의 오차가 영(0)으로 수렴하도록 한다. The amplifier control unit 150 receives feedback of the audio output signal Vout output from the low-pass filter unit 140, and corresponds to an error between the audio input signal Vs and the audio output signal Vout, and a switch driving signal Vqsw And provides it to the pulse width modulator 130. When the audio input signal (Vs) is larger than the audio output signal (Vout), a switch driving signal (Vqsw) is generated in the direction of increasing Vout by increasing the PWM duty ratio in the pulse width modulator 130 to generate a switch driving signal (Vqsw) between Vs and Vout. Let the error converge to zero. Conversely, when the audio input signal Vs is smaller than the audio output signal Vout, a switch driving signal Vqsw is generated in the direction of reducing Vout by reducing the PWM duty ratio in the pulse width modulator 130, Make the error between Vout converge to zero.

이러한 작용을 통해 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차를 보상함으로써 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)가 정밀한 오디오 출력신호를 출력하도록 한다. By compensating for an error between the audio input signal Vs and the audio output signal Vout through this action, the isolated Class D audio amplifier 100 according to the present invention outputs a precise audio output signal.

한편, 앰프 제어부(150)는 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)로 동작하는데, 이 캐리어 신호(Vcar)로부터 펄스폭 변조부(130)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 유니폴라 또는 바이폴라 방식에 따라 온 오프 스위칭하는 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성한다. 본 명세서에서는 캐리어 신호(Vcar)의 스위칭 주파수를 fcar라고 표시한다. [도 7]에 도시된 바와 같이, 펄스폭 변조부(130)에는 스위칭 주파수(fpg)의 고주파 변압펄스 신호(Vpm)와 스위칭 주파수(fcar)의 스위치 구동신호(Vqsw)가 제공되며, 이들을 이용하여 펄스폭 변조가 이루어진다.On the other hand, the amplifier control unit 150 operates as a high frequency carrier signal Vcar, from which the internal switching transistors Q1 to Q4 of the pulse width modulator 130 are transferred according to a unipolar or bipolar method. A switch driving signal Vqsw for on-off switching is generated. In this specification, the switching frequency of the carrier signal Vcar is denoted as fcar. As shown in [Fig. 7], the pulse width modulator 130 is provided with a high-frequency transforming pulse signal (Vpm) of a switching frequency (fpg) and a switch driving signal (Vqsw) of a switching frequency (fcar), and using these Thus, pulse width modulation is achieved.

앰프 제어부(150)는 스케일러(scaler)(151), 감산기(subtracter)(152), 스위칭 제어부(153);를 포함하여 구성될 수 있다. 스케일러(151)는 소신호(small signal)인 오디오 입력신호(Vs)와 큰 신호(large signal)인 오디오 출력신호(Vout) 간의 전압 스케일을 매칭시키기 위한 구성요소이다. 그리고, 감산기(152)는 그 스케일 매칭이 이루어진 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차 값을 획득하는 구성요소이다. 그리고, 스위칭 제어부(153)는 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차 값이 영(0)으로 수렴하도록 오디오 출력신호(Vout)를 증가 혹은 감소시키기 위하여 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)로부터 펄스폭 변조부(130)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 유니폴라 또는 바이폴라 방식에 따라 [도 12] 및 [도 13]과 같이 온 오프 스위칭하는 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 펄스폭 변조부(130)로 제공하는 구성요소이다.The amplifier control unit 150 may include a scaler 151, a subtracter 152, and a switching control unit 153. The scaler 151 is a component for matching a voltage scale between an audio input signal Vs, which is a small signal, and an audio output signal Vout, which is a large signal. In addition, the subtractor 152 is a component that obtains an error value between the audio input signal Vs and the audio output signal Vout in which the scale matching is performed. In addition, the switching control unit 153 increases or decreases the audio output signal Vout so that the error value between the audio input signal Vs and the audio output signal Vout converges to zero. ) From the internal switching transistors Q1 to Q4 of the pulse width modulator 130 according to a unipolar or bipolar method as shown in [Fig. 12] and [Fig. 13] to generate a switch driving signal (Vqsw) It is a component provided to the pulse width modulator 130.

[도 2]와 [도 7]을 비교하면, 종래의 디지털 오디오 앰프 시스템은 절연형 SMPS단(12)과 비절연형 Class D 앰프단(13)을 위한 개별 제어회로(12b, 13c)가 요구되는 반면, 본 발명은 하나의 절연형 Class D 오디오 앰프(100)만으로 구성되어 있어 하나의 제어회로(150)만 요구되므로 앰프 시스템이 간단해지고 제작 단가를 저감하는 것이 가능하다. Comparing [Fig. 2] and [Fig. 7], the conventional digital audio amplifier system requires individual control circuits 12b and 13c for the isolated SMPS stage 12 and the non-isolated Class D amplifier stage 13 On the other hand, since the present invention is composed of only one isolated Class D audio amplifier 100, only one control circuit 150 is required, thus simplifying the amplifier system and reducing the manufacturing cost.

또한, 종래에는 절연형 SMPS단(12)의 전류 용량 한계에 의한 클리핑 왜곡을 방지하기 위해 다수의 전해 캐패시터로 구성된 캐패시터 뱅크(14)가 필요하였고 이들 전해 캐패시터로 인해 시스템 수명과 신뢰성 측면에서 취약할 뿐만 아니라 앰프 시스템의 사이즈와 제작 단가가 커지는 문제점이 있었다. 반면, 본 발명에서는 정류단(11)에서 생성된 직류 전압원(Vin)을 펄스폭 변조하여 직접 출력 부하(스피커)에 인가하는 방식이므로 캐패시터 뱅크(14)가 필요 없게 되어 전해 캐패시터로 인한 종래의 문제점이 해소된다.In addition, conventionally, a capacitor bank 14 composed of a plurality of electrolytic capacitors was required to prevent clipping distortion due to the current capacity limit of the isolated SMPS stage 12, and these electrolytic capacitors would be vulnerable in terms of system life and reliability. In addition, there was a problem that the size and manufacturing cost of the amplifier system increased. On the other hand, in the present invention, since the DC voltage source (Vin) generated in the rectifying stage 11 is pulse-width modulated and applied to the output load (speaker) directly, the capacitor bank 14 is not required, and the conventional problem caused by the electrolytic capacitor This is resolved.

먼저, [도 8] 내지 [도 10]을 참조하여, 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)를 위한 고주파 펄스 발생부(110)와 고주파 변압부(120)의 회로 토폴로지에 대해 상세하게 기술한다.First, a detailed circuit topology of the high frequency pulse generator 110 and the high frequency transformer 120 for the isolated Class D audio amplifier 100 according to the present invention with reference to FIGS. 8 to 10 Be described clearly.

[도 8]은 본 발명에서 고주파 펄스 발생부(110)의 회로 토폴로지를 나타내는 도면이다. 본 발명에서 고주파 펄스 발생부(110)는 정류단(11)에서 공급받은 직류 입력전압(Vin)을 고속 스위칭하여 고주파수의 구형파 펄스 신호를 발생시키는 구성요소이다. 본 발명을 위한 고주파 펄스 발생부(PG: Pulse Generator)(110)의 3가지 회로 토폴로지가 [도 8]에 제시되었는데, 이들은 A, B 단에 고주파 펄스 신호(Vpg)(예: 200 kHz의 구형파 신호)를 출력한다. 이때, [도 8]의 (a)와 (b)는 각각 풀브리지(full-bridge) 방식과 하프브리지(half-bridge) 방식이고, [도 8]의 (c)는 푸시풀 방식(push-pull) 방식으로서 고주파 변압부(120)에 탭(tap)이 있는 트랜스포머와 사용하기에 적합한 구조이다. [Fig. 8] is a diagram showing the circuit topology of the high frequency pulse generator 110 in the present invention. In the present invention, the high-frequency pulse generator 110 is a component that generates a high-frequency square-wave pulse signal by switching the DC input voltage Vin supplied from the rectifying terminal 11 at high speed. Three circuit topologies of the high-frequency pulse generator (PG: Pulse Generator) 110 for the present invention are presented in [Fig. 8], and these are high-frequency pulse signals (Vpg) at the A and B terminals (eg, a square wave of 200 kHz). Signal). At this time, (a) and (b) of [Fig. 8] are a full-bridge method and a half-bridge method, respectively, and (c) of [Fig. 8] is a push-pull method (push- As a pull) method, it is a structure suitable for use with a transformer having a tap on the high-frequency transformer unit 120.

본 발명에서 고주파 펄스 발생부(110)는 고정주파수 및 50% 고정듀티로 스위칭하도록 구성되는 것이 바람직하다. 고정주파수와 고정듀티로 스위칭하는 경우에는 별도의 제어회로가 필요없게 되어 시스템 복잡도와 제작 단가를 낮출 수 있다. 또한, 고정주파수 및 50% 고정듀티로 스위칭하면 고주파 변압부(120)의 트랜스포머 소자와 협조 동작하면서 전력 반도체 소자(M1 ~ M4)의 소프트 스위칭(soft switching)을 항상 보장할 수 있다. 소프트 스위칭이 이루어지면 전력 반도체 소자(M1 ~ M4)의 스위칭 손실이 대폭 낮아지게 되어 고효율을 달성할 뿐만 아니라 열 발생이 적어지게 되어 전력 반도체 소자(M1 ~ M4)의 스위칭 주파수를 매우 높은 수준, 예컨대 수백 kHz 내지 수 MHz 레벨로까지 올리는 것이 가능해진다. 고주파 펄스 신호(Vpg)의 주파수가 올라감에 비례하여 고주파 변압부(120)의 트랜스포머 소자의 크기를 소형화할 수 있어 앰프 사이즈를 더욱 작게 만들 수 있다.In the present invention, the high frequency pulse generator 110 is preferably configured to switch at a fixed frequency and 50% fixed duty. In the case of switching at a fixed frequency and a fixed duty, a separate control circuit is not required, so system complexity and manufacturing cost can be reduced. In addition, when switching at a fixed frequency and a fixed 50% duty, soft switching of the power semiconductor devices M1 to M4 can always be guaranteed while cooperatively operating with the transformer element of the high frequency transformer 120. When soft switching is performed, the switching loss of the power semiconductor devices (M1 to M4) is significantly lowered to achieve high efficiency as well as to reduce heat generation, thereby increasing the switching frequency of the power semiconductor devices (M1 to M4) to a very high level, for example. It becomes possible to go up to hundreds of kHz to several MHz levels. As the frequency of the high-frequency pulse signal Vpg increases, the size of the transformer element of the high-frequency transformer 120 can be reduced, so that the size of the amplifier can be made smaller.

고주파 펄스 발생부(110)가 고정주파수 및 50% 고정듀티(fixed-duty)로 스위칭하면 전력 반도체 소자(M1 ~ M4)의 소프트 스위칭, 다른 말로 영전압 스위칭(zero-voltage switching)을 부하의 크기에 무관하게 항상 보장할 수 있다. 일반적으로 스위칭 과정에서 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)의 기생 캐패시터(parasitic capacitor)에는 전기에너지가 채워지고 비워지는 동작이 반복되는데, 이때 미처 비워지지 못한 전기에너지는 스위칭 과정에서 열 에너지로 변환되어 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)에 발열이 일어나게 된다. 본 발명에서는 고주파 변압부(120)의 절연 트랜스포머 소자가 고주파 펄스 발생부(110)의 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)의 기생 캐패시터로부터 전기에너지를 빼주는 경로를 제공하도록 구성되는데, 고주파 펄스 발생부(110)가 50% 고정듀티로 동작하므로 트랜지스터의 기생 캐패시터에 저장된 전기에너지를 비우는 조건이 모든 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)에 대해 동일할 뿐만 아니라 고정주파수로 스위칭하게 되면 부하 조건(load condition)에 따른 영향이 제거되므로, 일단 달성된 영전압 스위칭은 부하량의 변화와 상관없이 계속 보장된다.When the high-frequency pulse generator 110 switches to a fixed frequency and 50% fixed-duty, soft switching of the power semiconductor devices (M1 to M4), in other words, zero-voltage switching is performed by the size of the load. Regardless of whether you can always guarantee. In general, during the switching process, the parasitic capacitors of the switching transistors (M1 to M4) are filled with electrical energy and emptied repeatedly.At this time, the electrical energy that has not been emptied is converted into thermal energy during the switching process. Heat generation occurs in (M1 ~ M4). In the present invention, the insulating transformer element of the high frequency transformer unit 120 is configured to provide a path for subtracting electrical energy from the parasitic capacitors of the switching transistors M1 to M4 of the high frequency pulse generator 110, the high frequency pulse generator 110 ) Operates at 50% fixed duty, so the condition for emptying the electric energy stored in the parasitic capacitor of the transistor is the same for all switching transistors (M1 ~ M4), and switching at a fixed frequency is affected by the load condition. Since this is eliminated, the zero voltage switching once achieved is still guaranteed regardless of the change in the load amount.

한편, 전술한 바와 같이, 소프트 스위칭에서는 스위칭 과정에서의 발열이 매우 적기 때문에 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)의 스위칭 주파수를 매우 높은 수준, 예컨대 수 MHz 레벨까지 올릴 수 있다. 역시 전술한 바와 같이, 고주파 펄스 발생부(110)가 생성하는 고주파 펄스 신호(Vpg)의 주파수가 올라갈수록 고주파 변압부(120)의 트랜스포머 소자의 크기를 더욱 소형화할 수 있으므로, 본 발명에 따르면 앰프 사이즈를 작게 만들 수 있는 장점을 얻을 수 있다. On the other hand, as described above, in soft switching, since heat generation in the switching process is very small, the switching frequency of the switching transistors M1 to M4 can be raised to a very high level, for example, to a level of several MHz. As also described above, as the frequency of the high-frequency pulse signal Vpg generated by the high-frequency pulse generator 110 increases, the size of the transformer element of the high-frequency transformer 120 can be further reduced, according to the present invention. You can get the advantage of making the size smaller.

[도 9]는 본 발명에서 고주파 변압부(120)의 회로 토폴로지를 나타내는 도면이다. 본 발명에서 고주파 변압부(120)는 앰프 출력단을 입력 전원(Vin)으로부터 전기적으로 절연하고 트랜스포머 소자의 턴비를 이용하여 고주파 펄스 신호(Vpg)의 펄스 진폭을 원래의 직류 입력전원(Vin) 레벨로부터 소망하는 바에 따라 승압 또는 강압하여 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 생성하는 구성요소이다. 고주파 변압부(120)는 전기적 절연을 위해 트랜스포머 소자를 구비하는데, 본 발명에서 고주파 펄스 발생부(110)는 수십 내지 수백 kHz, 혹은 수 MHz 정도의 고주파수인 펄스 신호(Vpg)를 생성하여 제공하므로 고주파 변압부(120)의 트랜스포머 소자는 사이즈가 매우 작은 것을 사용할 수 있다. 고주파 변압부(120)는 트랜스포머 소자의 턴비를 이용하여 펄스 진폭을 조정하는데, 이는 종래에는 절연형 SMPS단(12)에서 수행하던 기능에 대응한다. 따라서, 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)에는 SMPS 모듈이 별도로 구비되지 않더라도 무방하다.[Fig. 9] is a diagram showing a circuit topology of the high frequency transformer 120 in the present invention. In the present invention, the high-frequency transformer 120 electrically insulates the output terminal of the amplifier from the input power source Vin and uses the turn ratio of the transformer element to determine the pulse amplitude of the high-frequency pulse signal Vpg from the original DC input power source Vin level. It is a component that generates a high-frequency transforming pulse signal (Vpm) by boosting or stepping down as desired. The high-frequency transformer 120 is provided with a transformer element for electrical insulation. In the present invention, the high-frequency pulse generator 110 generates and provides a pulse signal Vpg having a high frequency of about several tens to several hundred kHz, or several MHz. The transformer element of the high frequency transformer 120 may be of a very small size. The high-frequency transformer 120 adjusts the pulse amplitude using the turn ratio of the transformer element, which corresponds to a function conventionally performed by the isolated SMPS stage 12. Therefore, the isolated Class D audio amplifier 100 according to the present invention may not have a separate SMPS module.

본 발명을 위한 고주파 변압부(TR: Transformer)(120)의 8가지 회로 토폴로지가 [도 9]에 제시되었다. 적용 분야의 요구사양에 따라서 이들 중에서 적절한 회로 토폴로지를 선택하여 사용하면 된다. 예를 들어, 저전압 고전류의 요구사양에는 탭(tap)이 있는 트랜스포머 소자를 사용하는 회로 토폴로지를 채택하는 것이 유리하고, 고전압 저전류의 요구사양에는 탭이 없는 트랜스포머 소자를 사용하는 회로 토폴로지를 채택하는 것이 유리하다.Eight circuit topologies of the high-frequency transformer (TR) 120 for the present invention are presented in FIG. 9. Depending on the requirements of the application field, you can select and use an appropriate circuit topology among them. For example, it is advantageous to adopt a circuit topology using a tapped transformer element for low voltage and high current requirements, and a circuit topology using a tapless transformer element for high voltage and low current requirements. It is advantageous.

또한, [도 9]의 (e), (f), (g), (h)에서는 Lr과 Cr 소자로 이루어진 LC 공진탱크가 절연 트랜스포머 소자의 1차측 또는 2차측과 직렬 연결 구성되어 있는데, 이들 LC 공진탱크(Lr, Cr)는 고주파 펄스 발생부(110)의 스위칭 주파수(fpg)와 공진조건을 이루도록 설정된다. 이때, 공진탱크(Lr, Cr)의 공진주파수가 고주파 펄스 발생부(110)의 스위칭 주파수(fpg)에 매칭되면, 즉 동일하거나 혹은 매우 근접하면, LC 공진탱크의 공진조건이 이루어진 것이 된다. 공진조건이 만족되면 고주파 펄스 발생부(110)가 고주파 변압부(120)로 구형파 전압을 인가하였을 때에 사인파 전류가 흐르게 되는데, 이는 EMI(Electro Magnetic Interference) 노이즈 저감이 요구되는 상황에서 유리해진다. LC 공진탱크에서 Lr은 외부에서 삽입된 별도의 인덕터 소자로 구현할 수 있으나, 구현 예에 따라서는 트랜스포머 소자의 누설 인덕터(leakage inductor)로도 구현 가능하다.In addition, in (e), (f), (g), and (h) of [Fig. 9], an LC resonance tank composed of Lr and Cr elements is connected in series with the primary or secondary side of the insulating transformer element. The LC resonance tanks Lr and Cr are set to achieve a resonance condition with the switching frequency fpg of the high frequency pulse generator 110. At this time, when the resonance frequencies of the resonance tanks Lr and Cr match the switching frequency fpg of the high frequency pulse generator 110, that is, the same or very close, the resonance condition of the LC resonance tank is established. When the resonance condition is satisfied, when the high frequency pulse generator 110 applies a square wave voltage to the high frequency transformer 120, a sine wave current flows, which is advantageous in situations in which EMI (Electro Magnetic Interference) noise reduction is required. In the LC resonance tank, Lr can be implemented as a separate inductor element inserted from the outside, but depending on implementation examples, it can also be implemented as a leakage inductor of a transformer element.

또한, 고주파 변압부(120)에 구비된 트랜스포머 소자의 자화 인덕터(magnetizing inductor)와 여기에 흐르는 자화 인덕터 전류 크기를 조정함으로써 고주파 펄스 발생부(110)에 구비된 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)의 턴온 시에 영전압 스위칭을 보장할 수도 있다. 영전압 스위칭은 고주파 펄스 발생부(110)의 스위칭 손실을 대폭 저감할 수 있으므로 고효율을 획득할 수 있을 뿐만 아니라 고주파 펄스 신호(Vpg)의 주파수를 높일 수 있어 고주파 변압부(120)의 트랜스포머 소자 사이즈를 작게 만들 수 있다는 점에서 유리하다.In addition, the switching transistors M1 to M4 provided in the high frequency pulse generator 110 are turned on by adjusting the magnitude of the magnetizing inductor of the transformer element provided in the high frequency transformer 120 and the magnetizing inductor current flowing therein. It is also possible to ensure zero voltage switching at the time. Zero-voltage switching can significantly reduce the switching loss of the high-frequency pulse generator 110, so that not only high efficiency can be obtained, but also the frequency of the high-frequency pulse signal Vpg can be increased, so that the size of the transformer element of the high-frequency transformer 120 It is advantageous in that it can be made small.

[도 10]은 본 발명에서 고주파 펄스 발생부(110)와 고주파 변압부(120)의 간략화된 결합 회로 토폴로지를 나타내는 도면이다. [도 8]에는 고주파 펄스 발생부(100)의 3가지 회로 토폴로지(PG-1 ~ PG-3)가 제시되어 있고, [도 9]에는 고주파 변압부(120)의 8가지 회로 토폴로지(TR-1 ~ TR-8)이 제시되어 있다. 이들 중에서 하프브리지 방식인 PG-2에 TR-5 또는 TR-7이 결합된 경우에는 고주파 펄스 발생부(110)의 입력 캐패시터(C1, C2)는 LC 공진탱크(Lr, Cr)의 캐패시터 Cr과 중복되거나 역할이 미약하게 되므로 이들을 생략하고 [도 10]의 (a) 및 (b)와 같이 간략화된 회로 토폴로지를 구성할 수 있다.[FIG. 10] is a diagram showing a simplified combined circuit topology of the high frequency pulse generator 110 and the high frequency transformer 120 in the present invention. [Fig. 8] shows three circuit topologies (PG-1 to PG-3) of the high-frequency pulse generator 100, and [Fig. 9] shows eight circuit topologies (TR-) of the high-frequency transformer unit 120. 1 to TR-8) are presented. Among them, when TR-5 or TR-7 is coupled to the half-bridge PG-2, the input capacitors C1 and C2 of the high frequency pulse generator 110 are the capacitors Cr of the LC resonance tanks Lr and Cr. Since the redundancy or the role becomes weak, these can be omitted and a simplified circuit topology can be configured as shown in (a) and (b) of [Fig. 10].

다음으로, [도 11] 내지 [도 15]를 참조하여, 본 발명에 따른 절연형 Class D 오디오 앰프(100)를 위한 펄스폭 변조부(130)와 저역통과 필터부(140)의 회로 토폴로지에 대해 상세하게 기술한다.Next, referring to [Figs. 11] to [Fig. 15], the circuit topology of the pulse width modulator 130 and the low pass filter unit 140 for the isolated Class D audio amplifier 100 according to the present invention It will be described in detail.

[도 11]은 본 발명에서 펄스폭 변조부(130)와 저역통과 필터부(140)의 회로 토폴로지를 나타내는 도면이다. 본 발명에서 펄스폭 변조부(130)는 앰프 제어부(150)의 스위치 구동신호(Vqsw)에 대응하여 고주파 변압부(120)의 출력신호, 즉 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 펄스폭 변조(PWM)하는 구성요소이다. 고주파 변압부(120)의 출력신호는 고주파 펄스 신호(Vpg)를 트랜스포머 소자를 통과시켜 얻은 신호이므로 고정주파수 및 50% 고정듀티에 대응한다. 펄스폭 변조부(130)는 이처럼 고정주파수 및 50% 고정듀티인 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 스위치 구동신호(Vqsw)에 대응하여 PWM 변조한다. 전술한 바와 같이, 앰프 제어부(150)는 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 기초하여 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하므로, 펄스폭 변조부(130)의 PWM 변조도 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 대응하여 이루어진다.11 is a diagram showing the circuit topology of the pulse width modulator 130 and the low-pass filter unit 140 in the present invention. In the present invention, the pulse width modulator 130 modulates the output signal of the high frequency transformer 120, that is, the high frequency transform pulse signal Vpm, in response to the switch driving signal Vqsw of the amplifier controller 150. ) Is a component. The output signal of the high frequency transformer 120 is a signal obtained by passing a high frequency pulse signal Vpg through a transformer element, and thus corresponds to a fixed frequency and a fixed duty of 50%. The pulse width modulator 130 PWM modulates a high-frequency transforming pulse signal Vpm having a fixed frequency and 50% fixed duty in response to the switch driving signal Vqsw. As described above, since the amplifier control unit 150 generates the switch driving signal Vqsw based on the error between the audio input signal Vs and the audio output signal Vout, the PWM modulation degree of the pulse width modulator 130 It is made in response to an error between the audio input signal Vs and the audio output signal Vout.

본 발명을 위한 펄스폭 변조부(PM: Pulse Width Modulator)(130)의 5가지 회로 토폴로지가 [도 11]에 제시되었다. [도 11]의 회로 토폴로지를 참조하면, 펄스폭 변조부(130)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)는 고주파 변압펄스 신호(Vpm)에 대한 전류흐름 경로를 구성한다. 회로 토폴로지에 따라서는 전류흐름 경로에 하나 또는 두 개의 다이오드 소자가 포함될 수 있다. 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)는 스위치 구동신호(Vqsw)에 따라 온 오프 스위칭함으로써 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 출력단(Vpwm)으로 전달하거나 혹은 전달하지 않을 수도 있고, 출력단(Vpwm)으로 전달하는 경우에도 전달 경로를 조정함으로써 양(+)으로 전달하거나 음(-)으로 전달할 수 있다. 스위치 구동신호(Vqsw)는 이처럼 펄스폭 변조부(130)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)가 턴온 되는 시간 구간과 턴오프 되는 시간 구간을 조정함으로써 PWM 변조를 수행하며, 그 결과로 생성되는 출력신호를 본 명세서에서는 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)라고 부른다.Five circuit topologies of the pulse width modulator (PM) 130 for the present invention are presented in [Fig. 11]. Referring to the circuit topology of FIG. 11, the internal switching transistors Q1 to Q4 of the pulse width modulator 130 constitute a current flow path for the high-frequency transforming pulse signal Vpm. Depending on the circuit topology, one or two diode elements may be included in the current flow path. When switching transistors (Q1 to Q4) are switched on and off according to the switch driving signal (Vqsw), the high-frequency transforming pulse signal (Vpm) may or may not be transmitted to the output terminal (Vpwm), or to the output terminal (Vpwm). Edo can be delivered as positive (+) or negative (-) by adjusting the delivery path. The switch driving signal Vqsw performs PWM modulation by adjusting the turn-on time period and the turn-off time period of the internal switching transistors Q1 to Q4 of the pulse width modulator 130, and the resulting output The signal is referred to as a high frequency PWM switching signal (Vpwm) in this specification.

이때, 펄스폭 변조부(130)의 출력신호인 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)는 고주파 변압부(120)로부터 전달되는 고주파 변압펄스 신호(Vpm)가 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 경유하여 흘러나온 것이므로 큰 신호(large signal)이다. 그리고, 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)가 (+)하이 레벨인 시간 구간, 제로 레벨인 시간 구간, (-)하이 레벨인 시간 구간은 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 온 오프 제어하는 스위치 구동신호(Vqsw)에 의해서 조정된다.At this time, the high-frequency PWM switching signal Vpwm, which is an output signal of the pulse width modulator 130, flows through the internal switching transistors Q1 to Q4 through the high-frequency transforming pulse signal Vpm transmitted from the high-frequency transformer 120. It is a large signal. In addition, the high-frequency PWM switching signal Vpwm is a (+) high level time period, a zero level time period, and a (-) high level time period a switch driving signal for on-off control of the switching transistors Q1 to Q4 ( Vqsw).

[도 11]의 (a)와 (b)는 동기식 유니폴라 구동방식의 펄스폭 변조 방식의 경우에 적용 가능한 형태이고, [도 11]의 (c), (d), (e)는 모든 펄스폭 변조 방식, 즉 동기식 유니폴라 구동방식, 비동기식 유니폴라 구동방식, 동기식 바이폴라 구동방식, 비동기식 바이폴라 구동방식에 모두 적용 가능한 형태이다. [도 11]의 (c)와 (d)에 삽입된 스너버 캐패시터(snubber capacitor)(Csb)는 비동기 구동방식에서 고주파 펄스 발생부(110)의 고주파 펄스 신호(Vpg)와 펄스폭 변조부(130)의 스위치 구동신호(Vqsw)가 서로 어긋나면서 스위칭이 일어날 때에, 스위칭 과도 구간(switching transient period)의 짧은 기간 동안 발생하는 전류와 전압의 링잉(ringing)을 흡수하는 기능을 수행하기 위해 펄스폭 변조부(130)에 구비되었다. 스너버 캐패시터(Csb)는 이 목적에 적합한 정도의 매우 작은 용량, 예컨대 수 ㎋ 내지 수 ㎌ 정도의 매우 작은 용량으로도 충분하다. [Fig. 11] (a) and (b) are a form applicable to the case of the pulse width modulation method of the synchronous unipolar driving method, and (c), (d), (e) of [Fig. 11] are all pulses. The width modulation method, that is, the synchronous unipolar driving method, the asynchronous unipolar driving method, the synchronous bipolar driving method, and the asynchronous bipolar driving method are all applicable. The snubber capacitor (Csb) inserted in (c) and (d) of FIG. 11 is a high-frequency pulse signal Vpg of the high-frequency pulse generator 110 and a pulse width modulator ( When switching occurs when the switch driving signals (Vqsw) of 130) deviate from each other, the pulse width to perform the function of absorbing the ringing of current and voltage that occurs during a short period of the switching transient period. It was provided in the modulator 130. The snubber capacitor (Csb) is sufficient for a very small capacity suitable for this purpose, for example a very small capacity on the order of several ㎋ to several ㎌.

또한, 저역통과 필터부(140)는 펄스폭 변조부(130)가 출력하는 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 저역통과 필터링(low-pass filitering)하여 오디오 출력신호(Vout)를 생성하는 구성요소이다. 저역통과 필터부(140)는 [도 11]에 도시된 일반적인 단일단 LC 필터로 구현될 수도 있고, 다른 형태의 저역통과 필터 회로, 예컨대 다단 LC 필터 또는 LCL 필터 등 종래에 알려진 다양한 형태의 저역통과 필터 회로로 구현될 수 있다.In addition, the low-pass filter unit 140 is a component that generates an audio output signal Vout by low-pass filtering the high-frequency PWM switching signal Vpwm output from the pulse width modulator 130. . The low-pass filter unit 140 may be implemented as a general single-stage LC filter shown in FIG. 11, and other types of low-pass filter circuits, such as a multi-stage LC filter or LCL filter, etc. It can be implemented as a filter circuit.

[도 12]는 본 발명에서 펄스폭 변조부(130)의 유니폴라 동작 파형을 나타내는 도면이고, [도 13]은 본 발명에서 펄스폭 변조부(130)의 바이폴라 동작 파형을 나타내는 도면이다. [도 12]와 [도 13]에서 오디오 출력신호(Vout)은 오디오 앰프가 출력해야하는 신호를 의미한다. 앰프 제어부(150)가 제공하는 스위치 구동신호(Vqsw)에 의하여 펄스폭 변조부(130)의 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)가 [도 12] 및 [도 13]과 같이 온 오프 스위칭하며, 그 결과로 펄스폭 변조부(130)는 [도 12] 및 [도 13]과 같은 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 출력한다. [Fig. 12] is a diagram showing a unipolar operation waveform of the pulse width modulator 130 in the present invention, and [Fig. 13] is a view showing a bipolar operation waveform of the pulse width modulator 130 in the present invention. In [Fig. 12] and [Fig. 13], the audio output signal (Vout) means a signal to be output by the audio amplifier. The switching transistors Q1 to Q4 of the pulse width modulator 130 are switched on and off as shown in Figs. 12 and 13 by the switch driving signal Vqsw provided by the amplifier control unit 150, and as a result The low pulse width modulator 130 outputs a high frequency PWM switching signal Vpwm as shown in FIGS. 12 and 13.

먼저, [도 12]는 펄스폭 변조부(130)의 유니폴라 동작 파형을 나타내고 있다. Vout > 0 일 때 스위치 Q1은 상시 온 되고 스위치 Q3는 상시 오프 되며, 스위치 Q2 및 Q4는 피드백된 오디오 출력신호(Vout)와 오디오 입력신호(Vs) 간의 오차에 따라 펄스폭 변조하여 서로 상보적(complementary)으로 동작한다. Vout < 0 일 때 스위치 Q2는 상시 오프 되고 스위치 Q4는 상시 온 되며, 스위치 Q1 및 Q3은 오디오 입력신호(Vs)와 그 피드백된 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 따라 펄스폭 변조하여 서로 상보적으로 동작한다. First, [Fig. 12] shows a unipolar operation waveform of the pulse width modulator 130. When Vout> 0, switch Q1 is always on and switch Q3 is always off, and switches Q2 and Q4 are complementary to each other by modulating the pulse width according to the error between the feedback audio output signal (Vout) and audio input signal (Vs). complementary). When Vout <0, switch Q2 is always off and switch Q4 is always on, and switches Q1 and Q3 are complementary by modulating the pulse width according to the error between the audio input signal (Vs) and the audio output signal (Vout) fed back. It works as

다음으로, [도 13]은 펄스폭 변조부(130)의 바이폴라 동작 파형을 나타내고 있다. Vout > 0 일 때 스위치 Q1 및 Q2의 구동신호는 듀티가 50% 이상이고 오디오 입력신호(Vs)와 그 피드백된 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 따라 펄스폭 변조되며 스위치 Q3 및 Q4는 스위치 Q1 및 Q2와 상보적으로 동작한다. Vout < 0 일 때 스위치 Q1 및 Q2의 구동신호는 듀티가 50% 이하이고 오디오 입력신호(Vs)와 그 피드백된 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 따라 펄스폭 변조되며 스위치 Q3 및 Q4는 스위치 Q1 및 Q2와 서로 상보적으로 동작한다.Next, Fig. 13 shows a bipolar operation waveform of the pulse width modulator 130. When Vout> 0, the driving signals of switches Q1 and Q2 have a duty of 50% or more, and the pulse width is modulated according to the error between the audio input signal (Vs) and the feedback audio output signal (Vout), and switches Q3 and Q4 are switches Q1. And operates complementarily with Q2. When Vout <0, the driving signals of switches Q1 and Q2 have a duty of less than 50%, and the pulse width is modulated according to the error between the audio input signal (Vs) and the audio output signal (Vout) fed back, and switches Q3 and Q4 are switches Q1. And Q2 and operate complementarily.

한편, [도 12]와 [도 13]에서 내부 스위치 트랜지스터(Q1 ~ Q4)가 온 오프 스위칭하는 동작 클럭 및 그에 따라 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)의 스위칭 클럭은 캐리어 신호(Vcar)에 대응한다.Meanwhile, in Figs. 12 and 13, an operation clock for switching on and off the internal switch transistors Q1 to Q4 and a switching clock of the high frequency PWM switching signal Vpwm accordingly correspond to the carrier signal Vcar.

[도 14]는 본 발명에서 펄스폭 변조부(130)의 구동 방식을 정리하여 나타내는 도면이다. 본 발명에서 동기식과 비동기식은 펄스 발생부(110)의 고주파 펄스 신호와 앰프 제어부(150)의 캐리어 신호(Vcar)가 주파수와 위상의 측면에서 서로 동기화되어 있는지 여부에 따라 정해진다. 유니폴라와 바이폴라의 개념은 [도 12]와 [도 13]에서 이미 나타낸 바 있다. [Fig. 14] is a diagram showing a summary of the driving method of the pulse width modulator 130 in the present invention. In the present invention, the synchronous type and the asynchronous type are determined depending on whether the high frequency pulse signal of the pulse generator 110 and the carrier signal Vcar of the amplifier control unit 150 are synchronized with each other in terms of frequency and phase. The concepts of unipolar and bipolar have already been shown in [Fig. 12] and [Fig. 13].

[도 15]는 본 발명에서 펄스폭 변조부(130)의 구동 방식에 따른 주요 스위칭 동작 파형을 나타내는 도면이다.[Fig. 15] is a diagram showing a main switching operation waveform according to the driving method of the pulse width modulator 130 in the present invention.

[도 15]에서 Vpg는 고주파 펄스 발생부(110)가 출력하는 고주파수 펄스 신호의 파형을 나타내는데, 전술한 바와 같이 고정주파수(fpg) 및 고정듀티(50%)로 동작하고 있다. 또한, [도 15]에서 Vpwm은 고주파 펄스 발생부(110)의 고주파수 펄스 신호(Vpg)가 고주파 변압부(120)를 통해 트랜스포머 턴비만큼 승압 또는 강압되고, 펄스폭 변조부(130)를 통해 캐리어 신호(Vcar)의 동작주파수(fpwm)로 펄스폭 변조가 이루어진 이후의 신호 파형을 나타내고 있다. 여기에서, Vpwm과 Vpg의 신호 파형에서 빗금친 부분과 점선 부분의 파형은 서로 대응된다. 즉, Vpwm 파형의 빗금친 부분과 점선 부분의 파형은 Vpg의 빗금친 부분과 점선 부분의 파형을 펄스폭 변조하여 각각 생성한 파형을 의미한다.In FIG. 15, Vpg represents a waveform of a high-frequency pulse signal output from the high-frequency pulse generator 110, and is operated at a fixed frequency (fpg) and a fixed duty (50%) as described above. In addition, Vpwm in FIG. 15 indicates that the high-frequency pulse signal Vpg of the high-frequency pulse generator 110 is boosted or stepped down by the transformer turn ratio through the high-frequency transformer unit 120, and the carrier through the pulse width modulator 130 A signal waveform after pulse width modulation is performed at the operating frequency fpwm of the signal Vcar is shown. Here, in the signal waveforms of Vpwm and Vpg, the waveforms of the hatched portion and the dotted line correspond to each other. That is, the hatched and dotted waveforms of the Vpwm waveform mean waveforms generated by pulse width modulation of the hatched and dotted waveforms of Vpg.

[도 15]를 참조하면, 고주파 펄스 신호(Vpg)와 캐리어 신호(Vcar)는 스위칭 주파수(fpg, fcar)와 위상이 각각 설정된다. 특히, [도 15]의 (a), (b), (e), (f)에 나타낸 바와 같이, 동기식 구동 방식에서는 고주파수 펄스 신호(Vpg)와 캐리어 신호(Vcar)가 스위칭 주파수(fpg, fcar) 및 위상이 완전히 동기화되어 있어야 한다. [도 15]를 참조하면, Vpwm은 캐리어 신호(Vcar)의 동작 주파수(fcar)에 따라 스위칭 동작함을 알 수 있다.Referring to FIG. 15, the high frequency pulse signal Vpg and the carrier signal Vcar have a switching frequency (fpg, fcar) and a phase respectively set. In particular, as shown in (a), (b), (e), and (f) of [Fig. 15], in the synchronous driving method, the high frequency pulse signal (Vpg) and the carrier signal (Vcar) are the switching frequencies (fpg, fcar). ) And phase must be fully synchronized. Referring to FIG. 15, it can be seen that Vpwm performs switching according to the operating frequency fcar of the carrier signal Vcar.

[도 15]의 (a), (b)는 동기식이므로 펄스폭 변조부(130)에 스너버 캐패시터(Csb)가 필요 없거나 최소화가 가능하고, [도 15]의 (c)는 비동기식이면서 스위칭 과도 구간에 스너버 캐패시터(Csb)가 개입하여야 하므로 작은 용량의 스너버 캐패시터가 배치될 필요가 있다. Since (a) and (b) of Fig. 15 are synchronous, the snubber capacitor (Csb) is not required or can be minimized in the pulse width modulator 130, and (c) of [Fig. 15] is asynchronous and switching transient Since the snubber capacitor Csb must intervene in the section, a small-capacity snubber capacitor needs to be disposed.

[도 15]의 (d), (e), (f)와 같이 바이폴라 구동방식의 경우 펄스폭 변조부(130)의 한 스위칭 주기는 오디오 출력단(Cf)으로 전기에너지 전달이 이루어지는 에너지 전달구간과 오디오 출력단(Cf)으로부터 전기에너지가 뽑아져 나오는 에너지 회생구간으로 나뉘어진다. 출력 부하전류가 양(+)의 값인 때에는, Vpwm이 양(+)인 시간 구간을 에너지 전달구간이라 할 수 있고 Vpwm이 음(-)인 시간 구간을 에너지 회생구간이라 할 수 있다. 출력 부하전류가 음(-)의 값인 때에는 그 반대이다. 에너지 전달구간과 에너지 회생구간은 펄스폭 변조부(130)의 구동주파수(fcar)가 수백 kHz 내지 수 MHz 정도의 고속이므로 상당히 짧다. 이렇게 짧은 에너지 회생구간 동안에 오디오 출력단(Cf)으로부터 뽑아져 나오는 전기에너지를 임시 저장하기 위해 펄스폭 변조부(130)는 PM-3, PM-4와 같이 스너버 캐패시터(Csb)가 요구되며, 스너버 캐패시터(Csb)에 저장된 회생 에너지는 이후 에너지 전달구간에서 다시 오디오 출력단(Cf)으로 전달되어 부하 에너지로 사용된다.In the case of the bipolar driving method as shown in (d), (e), and (f) of Fig. 15, one switching period of the pulse width modulator 130 is an energy transfer section in which electric energy is transmitted to the audio output terminal Cf. It is divided into an energy regeneration section where electric energy is extracted from the audio output terminal (Cf). When the output load current is positive (+), the time period in which Vpwm is positive (+) can be referred to as the energy transfer period, and the time period in which Vpwm is negative (-) can be referred to as the energy regeneration period. When the output load current is negative (-), it is the opposite. The energy transfer section and the energy regeneration section are considerably short since the driving frequency fcar of the pulse width modulator 130 is a high speed of about several hundred kHz to several MHz. In order to temporarily store the electric energy extracted from the audio output terminal (Cf) during such a short energy regeneration period, the pulse width modulator 130 requires a snubber capacitor (Csb), such as PM-3 and PM-4. The regenerative energy stored in the null capacitor Csb is then transferred back to the audio output terminal Cf in the energy transfer section and used as load energy.

특히, 본 발명은 단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프를 제시한다. In particular, the present invention proposes a unipolar synchronous isolation type Class D audio amplifier of a single winding transformer.

본 발명에서 고주파 펄스 발생부(110)는 풀브리지 회로, 하프 브리지 회로, 푸시풀 회로 중 어느 하나를 구비하고 이에 의해 직류 입력전원(Vin)을 고속 스위칭하여 고주파 펄스 신호(Vpg)를 생성한다.In the present invention, the high-frequency pulse generator 110 includes any one of a full-bridge circuit, a half-bridge circuit, and a push-pull circuit, thereby generating a high-frequency pulse signal Vpg by switching the DC input power supply Vin at high speed.

또한, 고주파 변압부(120)는 2차측이 단일 권선으로 구성된 단일권선 절연 트랜스포머 소자를 내부에 구비하며, 이 단일권선 절연 트랜스포머 소자를 통해 앰프 출력단을 직류 입력전원(Vin)으로부터 전기적으로 절연하고, 고주파 펄스 신호(Vpg)로부터 단일권선 절연 트랜스포머 소자의 턴비(turn-ratio)에 의해 직류 입력전원(Vin) 레벨의 펄스 진폭을 승압 또는 강압 조정한 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 생성한다. In addition, the high-frequency transformer 120 has a single winding insulation transformer element in which the secondary side is composed of a single winding, and electrically insulates the amplifier output terminal from the DC input power source Vin through the single winding insulation transformer element, From the high-frequency pulse signal Vpg, a high-frequency transforming pulse signal Vpm obtained by step-up or step-down adjustment of the pulse amplitude at the level of the DC input power supply Vin is generated by the turn-ratio of the single-wound insulating transformer element.

또한, 펄스폭 변조부(130)는 고주파 변압펄스 신호(Vpm)에 대한 전류흐름 경로를 구성하는 복수의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 유니폴라 동기 방식으로 스위칭 제어하는 스위치 구동신호(Vqsw)에 따라 온 오프 스위칭함으로써 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 스위치 구동신호(Vqsw)에 대응하여 유니폴라 동기식으로 펄스폭 변조한 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 생성한다.In addition, the pulse width modulator 130 is a switch driving signal Vqsw for switching and controlling a plurality of internal switching transistors Q1 to Q4 constituting a current flow path for the high frequency transforming pulse signal Vpm in a unipolar synchronous manner. According to the on-off switching, a high-frequency PWM switching signal Vpwm is generated in which the high-frequency transforming pulse signal Vpm is pulse-width modulated in a unipolar synchronous manner in response to the switch driving signal Vqsw.

저역통과 필터부(140)는 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 저역통과 필터링하여 오디오 출력신호(Vout)를 생성한다.The low-pass filter unit 140 generates an audio output signal Vout by low-pass filtering the high-frequency PWM switching signal Vpwm.

앰프 제어부(150)는 저역통과 필터부(140)가 출력하는 오디오 출력신호(Vout)를 피드백받고, 오디오 입력신호(Vs)와 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 대응하여 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)로부터 펄스폭 변조부(130)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 유니폴라 동기 방식에 따라 온 오프 스위칭하기 위한 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 펄스폭 변조부(130)로 제공한다. 본 발명은 유니폴라 동기 방식이므로 앰프 제어부(150)는 고주파 펄스 신호(Vpg)와 주파수 및 위상이 모두 동기화되어 있는 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)를 생성하여 스위치 구동신호(Vqsw)의 생성에 활용한다.The amplifier control unit 150 receives feedback of the audio output signal Vout output from the low-pass filter unit 140, and corresponds to an error between the audio input signal Vs and the audio output signal Vout. ), a switch driving signal Vqsw for on-off switching of the internal switching transistors Q1 to Q4 of the pulse width modulator 130 according to a unipolar synchronization method is generated and provided to the pulse width modulator 130. Since the present invention is a unipolar synchronous method, the amplifier control unit 150 generates a high-frequency pulse signal Vpg and a high-frequency carrier signal Vcar whose frequency and phase are all synchronized and utilizes it to generate the switch driving signal Vqsw. .

[도 16]은 본 발명에 따른 단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프의 제 1 실시예를 나타내는 도면이다.[Fig. 16] is a diagram showing a first embodiment of a unipolar synchronous insulation type Class D audio amplifier of a single winding transformer according to the present invention.

[도 16]을 참조하면, 본 발명에 따른 단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프의 제 1 실시예에서는 고주파 펄스 발생부(210)에 풀브리지 토폴로지를 채택하고 고주파 변압부(220)의 2차측이 단일 권선으로 구성되어 있으며, 펄스폭 변조부(230)는 유니폴라 방식으로 구동되고 고주파 펄스 발생부(210)와 펄스폭 변조부(230)의 주파수와 위상은 [도 17] 및 [도 19]와 같이 서로 동기되어 있다. 이때, 고주파 펄스 발생부(210)의 주파수는 펄스폭 변조부(230)의 주파수보다 크거나 작게 설정될 수 있다.Referring to FIG. 16, in the first embodiment of the unipolar synchronous insulation type Class D audio amplifier of the single winding transformer according to the present invention, a full bridge topology is adopted for the high frequency pulse generator 210 and the high frequency transformer 220 ) Is composed of a single winding, the pulse width modulator 230 is driven in a unipolar manner, and the frequency and phase of the high frequency pulse generator 210 and the pulse width modulator 230 are [Fig. 17] And [Fig. 19], they are synchronized with each other. In this case, the frequency of the high frequency pulse generator 210 may be set to be greater or less than the frequency of the pulse width modulator 230.

[도 17]은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 회로를 유니폴라 동작시킬 경우에 오디오 출력신호 Vout > 0 일 때의 상세 동작 파형을 나타내는 도면이고, [도 18]은 Vout > 0 인 경우에 고주파 펄스 발생부(210)의 스위칭 한 주기 동안 각 시간 구간별 도통 경로를 나타내는 도면이다.[Fig. 17] is a diagram showing a detailed operation waveform when the audio output signal Vout> 0 in the case of unipolar operation of the circuit according to the first embodiment of the present invention, and [Fig. 18] is a diagram showing a case where Vout> 0 A diagram showing a conduction path for each time section during one switching period of the high frequency pulse generator 210.

또한, [도 19]는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 회로를 유니폴라 동작시킬 경우에 오디오 출력신호 Vout < 0 일 때의 상세 동작 파형을 나타내는 도면이고, [도 20]은 Vout < 0 인 경우에 고주파 펄스 발생부(210)의 스위칭 한 주기 동안 각 시간 구간별 도통 경로를 나타내는 도면이다.In addition, [Fig. 19] is a diagram showing detailed operation waveforms when the audio output signal Vout <0 in the case of unipolar operation of the circuit according to the first embodiment of the present invention, [Fig. 20] In this case, a diagram showing a conduction path for each time section during one switching period of the high frequency pulse generator 210.

[도 17] 및 [도 19]를 참조하면, 본 발명에 따른 단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프의 제 1 실시예에서는 고주파 펄스 발생부(210)에서 스위치 M1, M2가 하나의 그룹을 이루고 있고, 스위치 M3, M4가 또 다른 하나의 그룹을 이루고 있으며, 이들 2개의 스위치 그룹은 각각 고정주파수 및 50% 고정듀티로 동작하고 있다.Referring to [Fig. 17] and [Fig. 19], in the first embodiment of the unipolar synchronous insulation type Class D audio amplifier of the single winding transformer according to the present invention, one switch M1, M2 in the high frequency pulse generator 210 A group of, and switches M3 and M4 form another group, and these two switch groups operate at a fixed frequency and 50% fixed duty, respectively.

[도 21]은 본 발명에 따른 단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프의 제 2 실시예를 나타내는 도면이다.[Fig. 21] is a diagram showing a second embodiment of a unipolar synchronous insulation type Class D audio amplifier of a single winding transformer according to the present invention.

[도 21]을 참조하면, 본 발명에 따른 단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프의 제 2 실시예에서는 입력전압이 Vin/2씩 C1 및 C2에 각각 나눠져 인가되고 있으며, 고주파 펄스 발생부(310)에 하프브리지 토폴로지를 채택하고 고주파 변압부(320)의 2차측이 단일 권선으로 구성되어 있으며, 펄스폭 변조부(330)는 유니폴라 방식으로 구동되고 고주파 펄스 발생부(310)와 펄스폭 변조부(330)의 주파수와 위상은 [도 22] 및 [도 23]과 같이 서로 동기되어 있다. 이때, 고주파 펄스 발생부(310)의 주파수는 펄스폭 변조부(330)의 주파수보다 크거나 작게 설정될 수 있다.Referring to [Fig. 21], in the second embodiment of the unipolar synchronous isolation type Class D audio amplifier of the single winding transformer according to the present invention, the input voltage is divided and applied to C1 and C2 by Vin/2, respectively, and the high frequency pulse The half-bridge topology is adopted for the generator 310, and the secondary side of the high frequency transformer 320 is composed of a single winding, the pulse width modulator 330 is driven in a unipolar manner, and the high frequency pulse generator 310 The frequencies and phases of the and pulse width modulator 330 are synchronized with each other as shown in FIGS. 22 and 23. In this case, the frequency of the high frequency pulse generator 310 may be set to be greater or less than the frequency of the pulse width modulator 330.

[도 22]는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 회로를 유니폴라 동작시킬 경우에 오디오 출력신호 Vout > 0 일 때의 상세 동작 파형을 나타내는 도면이고, [도 23]은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 회로를 유니폴라 동작시킬 경우에 오디오 출력신호 Vout < 0 일 때의 상세 동작 파형을 나타내는 도면이다. [도 22] 및 [도 23]을 참조하면, 고주파 펄스 발생부(310)에서 스위치 M1, M2는 고정주파수 및 50% 고정듀티를 가지고 상보적으로 동작하고 있으며, 전체적인 동작은 고주파 펄스 발생부(310)를 제외하고 제 1 실시예와 유사하다.[Fig. 22] is a diagram showing detailed operation waveforms when the audio output signal Vout> 0 in the case of unipolar operation of the circuit according to the second embodiment of the present invention, and [Fig. 23] is a second embodiment of the present invention. A diagram showing detailed operation waveforms when the audio output signal Vout <0 when the circuit according to the example is unipolarly operated. Referring to [Fig. 22] and [Fig. 23], in the high frequency pulse generator 310, the switches M1 and M2 operate complementarily with a fixed frequency and a fixed duty of 50%, and the overall operation is a high frequency pulse generator ( It is similar to the first embodiment except 310).

[도 24]는 본 발명에 따른 단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프의 제 3 실시예를 나타내는 도면이다.[Fig. 24] is a diagram showing a third embodiment of a unipolar synchronous insulation type Class D audio amplifier of a single winding transformer according to the present invention.

[도 24]를 참조하면, 본 발명에 따른 단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프의 제 3 실시예에서는 고주파 펄스 발생부(410)에 푸쉬풀 토폴로지를 채택하고 고주파 변압부(420)의 2차측이 단일 권선으로 구성되어 있으며, 펄스폭 변조부(430)는 유니폴라 방식으로 구동되고 고주파 펄스 발생부(410)와 펄스폭 변조부(430)의 주파수와 위상은 [도 25] 및 [도 26]과 같이 서로 동기되어 있다. 이때, 고주파 펄스 발생부(410)의 주파수는 펄스폭 변조부(430)의 주파수보다 크거나 작게 설정될 수 있다.Referring to FIG. 24, in the third embodiment of the unipolar synchronous insulation type Class D audio amplifier of the single winding transformer according to the present invention, a push-pull topology is adopted for the high frequency pulse generator 410 and the high frequency transformer 420 ) Is composed of a single winding, the pulse width modulator 430 is driven in a unipolar manner, and the frequency and phase of the high frequency pulse generator 410 and the pulse width modulator 430 are [FIG. 25] And [Fig. 26], they are synchronized with each other. In this case, the frequency of the high frequency pulse generator 410 may be set to be greater or less than the frequency of the pulse width modulator 430.

[도 25]는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 회로를 유니폴라 동작시킬 경우에 오디오 출력신호 Vout > 0 일 때의 상세 동작 파형을 나타내는 도면이고, [도 26]은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 회로를 유니폴라 동작시킬 경우에 오디오 출력신호 Vout < 0 일 때의 상세 동작 파형을 나타내는 도면이다. [도 25] 및 [도 26]을 참조하면, 고주파 펄스 발생부(410)에서 스위치 M1, M2는 고정주파수 및 50% 고정듀티를 가지고 상보적으로 동작하고 있으며, 전체적인 동작은 고주파 펄스 발생부(410)를 제외하고 제 1 실시예와 유사하다.[Fig. 25] is a diagram showing detailed operation waveforms when the audio output signal Vout> 0 when the circuit according to the third embodiment of the present invention is unipolarly operated, and [Fig. 26] is a third embodiment of the present invention. A diagram showing detailed operation waveforms when the audio output signal Vout <0 when the circuit according to the example is unipolarly operated. Referring to [Fig. 25] and [Fig. 26], in the high frequency pulse generator 410, the switches M1 and M2 operate complementarily with a fixed frequency and a fixed duty of 50%, and the overall operation is a high frequency pulse generator ( It is similar to the first embodiment except 410).

100 : 절연형 Class D 오디오 앰프
110, 210, 310, 410 : 고주파 펄스 발생부
120, 220, 320, 420 : 고주파 변압부
130, 230, 330, 430 : 펄스폭 변조부
140, 240, 340, 440 : 저역통과 필터부
150 : 앰프 제어부
151 : 스케일러
152 : 감산기
153 : 스위칭 제어부100: Isolated Class D audio amplifier
110, 210, 310, 410: high frequency pulse generator
120, 220, 320, 420: high frequency transformer
130, 230, 330, 430: pulse width modulator
140, 240, 340, 440: low pass filter unit
150: amplifier control unit
151: Scaler
152: subtractor
153: switching control unit

Claims (4)

풀브리지 회로, 하프 브리지 회로, 푸시풀 회로 중 어느 하나를 구비하고 이에 의해 직류 입력전원(Vin)을 고속 스위칭하여 고주파 펄스 신호(Vpg)를 생성하는 고주파 펄스 발생부(210, 310, 410);
2차측이 단일 권선으로 구성된 내부의 단일권선 절연 트랜스포머 소자를 통해 앰프 출력단을 상기 직류 입력전원(Vin)으로부터 전기적으로 절연하고 상기 고주파 펄스 신호(Vpg)로부터 상기 단일권선 절연 트랜스포머 소자의 턴비에 의해 상기 직류 입력전원(Vin) 레벨의 펄스 진폭을 승압 또는 강압 조정한 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 생성하는 고주파 변압부(220, 320, 420);
상기 고주파 변압펄스 신호(Vpm)에 대한 전류흐름 경로를 구성하는 복수의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 유니폴라 동기 방식으로 스위칭 제어하는 스위치 구동신호(Vqsw)에 따라 온 오프 스위칭함으로써 상기 고주파 변압펄스 신호(Vpm)를 상기 스위치 구동신호(Vqsw)에 대응하여 유니폴라 동기식으로 펄스폭 변조한 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 생성하는 펄스폭 변조부(230, 330, 430);
상기 고주파 PWM 스위칭 신호(Vpwm)를 저역통과 필터링하여 오디오 출력신호(Vout)를 생성하는 저역통과 필터부(240, 340, 440);
상기 저역통과 필터부(240, 340, 440)가 출력하는 상기 오디오 출력신호(Vout)를 피드백받고, 상기 고주파 펄스 신호(Vpg)와 주파수 및 위상이 동기화된 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)를 생성하고, 오디오 입력신호(Vs)와 상기 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차에 대응하여 상기 캐리어 신호(Vcar)로부터 상기 펄스폭 변조부(230, 330, 430)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 유니폴라 동기 방식에 따라 온 오프 스위칭하기 위한 상기 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 상기 펄스폭 변조부(230, 330, 430)로 제공하는 앰프 제어부(150);
를 포함하여 구성되고,
상기 고주파 변압부(220, 320, 420)의 단일권선 절연 트랜스포머 소자는 상기 고주파 펄스 발생부(210, 310, 410)의 내부 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)의 기생 캐패시터로부터 전기에너지를 빼주는 경로를 형성하도록 구성되고,
상기 고주파 펄스 발생부(210, 310, 410)는 상기 직류 입력전원(Vin)을 고정주파수 및 50% 고정듀티로 고속 스위칭하여 상기 고주파 펄스 발생부(210, 310, 410)의 내부 스위칭 트랜지스터(M1 ~ M4)에 대한 영전압 스위칭을 수행하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프.
A high-frequency pulse generator 210, 310, and 410 having any one of a full-bridge circuit, a half-bridge circuit, and a push-pull circuit, thereby generating a high-frequency pulse signal Vpg by switching the DC input power supply Vin at high speed;
The secondary side electrically insulates the amplifier output terminal from the DC input power source Vin through an internal single winding insulation transformer element composed of a single winding, and the high frequency pulse signal Vpg by the turn ratio of the single winding insulation transformer element. High-frequency transforming units 220, 320, and 420 for generating a high-frequency transforming pulse signal Vpm obtained by boosting or stepping down the pulse amplitude of the DC input power supply Vin level;
The high-frequency transformation by switching on and off a plurality of internal switching transistors (Q1 to Q4) constituting a current flow path for the high-frequency transformation pulse signal (Vpm) in accordance with a switch driving signal (Vqsw) for switching and controlling a unipolar synchronous method A pulse width modulator (230, 330, 430) generating a high frequency PWM switching signal (Vpwm) obtained by modulating a pulse width of a pulse signal (Vpm) in a unipolar synchronous manner in response to the switch driving signal (Vqsw);
A low-pass filter unit (240, 340, 440) configured to generate an audio output signal (Vout) by low-pass filtering the high-frequency PWM switching signal (Vpwm);
Receiving feedback from the audio output signal Vout output from the low-pass filter units 240, 340, 440, and generating a high frequency carrier signal Vcar whose frequency and phase are synchronized with the high frequency pulse signal Vpg, , In response to an error between the audio input signal Vs and the audio output signal Vout, the internal switching transistors Q1 to Q4 of the pulse width modulators 230, 330, and 430 are united from the carrier signal Vcar. An amplifier control unit 150 for generating the switch driving signal Vqsw for on-off switching according to a polar synchronization method and providing it to the pulse width modulators 230, 330, and 430;
It is composed including,
The single-wound insulating transformer element of the high-frequency transformer unit 220, 320, 420 forms a path for subtracting electrical energy from the parasitic capacitors of the internal switching transistors M1 to M4 of the high-frequency pulse generator 210, 310, and 410. Is configured to
The high-frequency pulse generator 210, 310, 410 switches the DC input power supply Vin at a fixed frequency and 50% fixed duty at high speed, and the internal switching transistor M1 of the high-frequency pulse generator 210, 310, 410 A unipolar synchronous isolation type Class D audio amplifier of a single winding transformer, characterized in that configured to perform zero voltage switching for ~M4).
삭제delete 청구항 1에 있어서,
상기 앰프 제어부(150)는,
상기 오디오 입력신호(Vs)와 상기 오디오 출력신호(Vout) 간의 전압 스케일을 매칭시키기 위한 스케일러(151);
상기 오디오 입력신호(Vs)와 상기 오디오 출력신호(Vout) 간의 오차 값을 획득하는 감산기(152);
상기 고주파 펄스 신호(Vpg)와 주파수 및 위상이 동기화된 고주파수의 캐리어 신호(Vcar)를 생성하고, 상기 오차 값이 영(0)으로 수렴하도록 상기 오디오 출력신호(Vout)를 증가 혹은 감소시키기 위하여 상기 캐리어 신호(Vcar)로부터 상기 펄스폭 변조부(230, 330, 430)의 내부 스위칭 트랜지스터(Q1 ~ Q4)를 유니폴라 동기 방식에 따라 온 오프 스위칭하는 상기 스위치 구동신호(Vqsw)를 생성하여 상기 펄스폭 변조부(230, 330, 430)로 제공하는 스위칭 제어부(153);
를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프.
The method according to claim 1,
The amplifier control unit 150,
A scaler (151) for matching a voltage scale between the audio input signal (Vs) and the audio output signal (Vout);
A subtractor (152) obtaining an error value between the audio input signal (Vs) and the audio output signal (Vout);
In order to generate a high frequency carrier signal Vcar in which the frequency and phase are synchronized with the high frequency pulse signal Vpg, the audio output signal Vout is increased or decreased so that the error value converges to zero. From the carrier signal Vcar, the switch driving signal Vqsw for switching on and off the internal switching transistors Q1 to Q4 of the pulse width modulators 230, 330, and 430 according to a unipolar synchronization method is generated to generate the pulse A switching control unit 153 provided to the width modulators 230, 330, and 430;
Unipolar synchronous isolation type Class D audio amplifier of a single winding transformer, characterized in that configured to include.
청구항 1에 있어서,
상기 고주파 변압부(220, 320, 420)는,
자신의 공진주파수가 상기 고주파 펄스 발생부(210, 310, 410)의 스위칭 주파수(fpg)에 매칭되어 공진조건을 이루고 상기 단일권선 절연 트랜스포머 소자의 1차측 또는 2차측과 직렬 연결 구성된 LC 공진탱크(Lr, Cr);
를 구비하는 것을 특징으로 하는 단일권선 변압기의 유니폴라 동기식 절연형 Class D 오디오 앰프.The method according to claim 1,
The high-frequency transforming unit 220, 320, 420,
LC resonance tank configured to be connected in series with the primary or secondary side of the single winding insulation transformer element by matching its own resonance frequency with the switching frequency (fpg) of the high frequency pulse generators 210, 310, 410 Lr, Cr);
Unipolar synchronous isolation type Class D audio amplifier of a single winding transformer, characterized in that it comprises a.
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KR20070044283A (en) * 2005-10-24 2007-04-27 삼성전자주식회사 Digital audio amplifier and a method of amplifying digital audio
KR20090084500A (en) * 2008-02-01 2009-08-05 (주)디라직 Single switching power audio amplifier unifying power unit and amplification unit

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