KR102130020B1

KR102130020B1 - 무선랜 시스템에서 신호의 송수신 방법 및 이를 위한 장치

Info

Publication number: KR102130020B1
Application number: KR1020197003018A
Authority: KR
Inventors: 윤선웅; 김진민; 박성진; 최진수
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2017-07-26
Filing date: 2018-04-09
Publication date: 2020-07-03
Also published as: KR20190020144A; EP3565173A1; US20200195380A1; US11563523B2; CN110999199B; CN110999199A; WO2019022343A1; US10608789B2; US20190199478A1; US10972222B2; US20210194631A1; EP3565173A4; EP3565173B1

Abstract

본 명세서는 무선랜(WLAN) 시스템에서 신호의 송수신 방법 및 이를 위한 장치에 대하여 제시한다.
구체적으로, 본 명세서는 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 모드로 동작하는 스테이션이 2개의 결합된 채널을 통해 신호를 송수신하는 방법 및 이를 위한 장치에 대하여 제시한다.

Description

무선랜 시스템에서 신호의 송수신 방법 및 이를 위한 장치

이하의 설명은 무선랜(WLAN) 시스템에서 스테이션의 신호의 송수신 방법 및 이를 위한 장치에 대한 것이다.

보다 구체적으로, 이하의 설명은 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 모드로 동작하는 스테이션이 2개의 결합된 채널을 통해 신호를 송수신하는 방법 및 이를 위한 장치에 대한 것이다.

무선랜 기술에 대한 표준은 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11 표준으로서 개발되고 있다. IEEE 802.11a 및 b는 2.4. GHz 또는 5 GHz에서 비면허 대역(unlicensed band)을 이용하고, IEEE 802.11b는 11 Mbps의 전송 속도를 제공하고, IEEE 802.11a는 54 Mbps의 전송 속도를 제공한다. IEEE 802.11g는 2.4 GHz에서 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal frequency-division multiplexing, OFDM)를 적용하여, 54 Mbps의 전송 속도를 제공한다. IEEE 802.11n은 다중입출력 OFDM(multiple input multiple output-OFDM, MIMO-OFDM)을 적용하여, 4 개의 공간적인 스트림(spatial stream)에 대해서 300 Mbps의 전송 속도를 제공한다. IEEE 802.11n에서는 채널 대역폭(channel bandwidth)을 40 MHz까지 지원하며, 이 경우에는 600 Mbps의 전송 속도를 제공한다.

상술한 무선랜 표준은 최대 160MHz 대역폭을 사용하고, 8개의 공간 스트림을 지원하여 최대 1Gbit/s의 속도를 지원하는 IEEE 802.11ac 표준을 거쳐, IEEE 802.11ax 표준화에 대한 논의가 이루어지고 있다.

한편, IEEE 802.11ad에서는 60 GHz 대역에서의 초고속 처리율을 위한 성능향상을 규정하고 있으며, 이러한 IEEE 802.11ad 시스템에 처음으로 채널 본딩 및 MIMO 기술을 도입하기 위한 IEEE 802.11ay에 대한 논의가 이루어지고 있다.

본 발명에서는 OFDM 모드로 동작하는 스테이션이 2개의 결합된 채널을 통해 신호를 송수신하는 방법 및 이를 위한 장치를 제안한다.

상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 측면에서는, 무선랜(WLAN) 시스템에서 제1 스테이션(STA)이 제2 STA에게 신호를 전송하는 방법에 있어서, 입력 인코딩 비트 (input encoded bits)에 포함된 각 비트 짝 (pair of bits)에 대한 변조 심볼 값과 상기 변조 심볼 값에 대한 켤레 값을 결합된 채널에 포함된 제1 결합 채널 (aggregated channel) 및 제2 결합 채널 각각에 매핑; 및 상기 제1 결합 채널 및 상기 제2 결합 채널에 매핑된 신호들을 상기 제1 결합 채널 및 상기 제2 결합 채널을 포함하는 상기 결합된 채널을 통해 상기 제2 STA에게 전송;하는 것을 포함하는, 신호 전송 방법을 제안한다.

상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 다른 측면에서는, 무선랜(WLAN) 시스템에서 신호를 전송하는 스테이션 장치에 있어서, 하나 이상의 RF(Radio Frequency) 체인을 가지고, 다른 스테이션 장치와 신호를 송수신하도록 구성되는 송수신부; 및 상기 송수신부와 연결되어, 상기 다른 스테이션 장치와 신호를 송수신한 신호를 처리하는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는, 입력 인코딩 비트 (input encoded bits)에 포함된 각 비트 짝 (pair of bits)에 대한 변조 심볼 값과 상기 변조 심볼 값에 대한 켤레 값을 결합된 채널에 포함된 제1 결합 채널 (aggregated channel) 및 제2 결합 채널 각각에 매핑; 및 상기 제1 결합 채널 및 상기 제2 결합 채널에 매핑된 신호들을 상기 제1 결합 채널 및 상기 제2 결합 채널을 포함하는 상기 결합된 채널을 통해 상기 제2 STA에게 전송;하도록 구성되는, 스테이션 장치를 제안한다.

상기 구성에 있어, 상기 입력 인코딩 비트에 포함된 N 번째 비트 짝에 대한 변조 심볼 값은 상기 제1 결합 채널 내 N 번째 부반송파에 매핑되고, 상기 입력 인코딩 비트에 포함된 N 번째 비트 짝에 대한 변조 심볼 값에 대한 켤레 값은 상기 제2 결합 채널 내 N 번째 부반송파에 매핑될 수 있다. 이때, 상기 N로는 자연수인 값이 적용될 수 있다.

이때, 상기 N 번째 비트 짝에 대한 변조 심볼은, 상기 N 번째 비트 짝에 대해 QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) 변조 방법이 적용되어 생성될 수 있다.

상기 구성에 있어, 상기 제1 결합 채널 및 상기 제2 결합 채널은 각각 2.16 GHz 또는 4.32 GHz 에 대응하는 대역폭을 가질 수 있다.

또한, 상기 입력 인코딩 비트는, 제1 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트 및 제2 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트를 포함하고, 상기 제1 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트 및 상기 제2 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트는 각각 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 별 코딩된 비트의 개수에 대응하는 길이를 가질 수 있다.

이때, 상기 제1 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트에 포함된 X 번째 비트 짝에 대한 변조 심볼 값은 상기 제1 결합 채널 내 X 번째 부반송파에 매핑되고, 상기 제2 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트에 포함된 Y 번째 비트 짝에 대한 변조 심볼 값은 상기 제1 결합 채널 내 Y+Z 번째 부반송파에 매핑될 수 있다. 이 경우, 상기 X, Y, Z로는 자연수인 값이 적용될 수 있다.

여기서, 상기 Z 값으로는 상기 OFDM 심볼 별 코딩된 비트의 개수의 절반에 대응하는 값이 적용될 수 있다.

또한, 상기 제1 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트에 포함된 X 번째 비트 짝에 대한 변조 심볼 값에 대한 켤레 값은 상기 제2 결합 채널 내 X 번째 부반송파에 매핑되고, 상기 제2 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트에 포함된 Y 번째 비트 짝에 대한 변조 심볼 값에 대한 켤레 값은 상기 제2 결합 채널 내 Y+Z 번째 부반송파에 매핑될 수 있다.

상기 구성에 있어, 상기 전송되는 신호를 포함하는 물리 프로토콜 데이터 유닛(Physical Protocol Data Unit; PPDU)은 SQPSK (Staggered Quadrature Phase Shift Keying) 변조 방법이 상기 결합된 채널들에 걸쳐 적용됨을 지시하는 필드를 포함할 수 있다.

이때, 상기 PPDU로는 EDMG (Enhanced Directional Multi Gigabit) OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 모드 PPDU가 적용될 수 있다.

또한, 상기 필드는 상기 EDMG OFDM 모드 PPDU에 포함된 제1 EDMG 헤더 필드에 포함될 수 있다.

이때, 상기 필드는 'DCM (Dual Carrier Modulation) SQPSK Applied' 필드일 수 있다.

상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 측면에서는, 무선랜(WLAN) 시스템에서 제1 스테이션(STA)이 제2 STA으로부터 신호를 수신하는 방법에 있어서, 제1 결합 채널 (aggregated channel) 및 제2 결합 채널을 포함하는 결합된 채널을 통해 신호를 수신; 및 상기 제1 결합 채널에 매핑된 변조 심볼 값 및 상기 제2 결합 채널에 매핑된 상기 변조 심볼 값에 대한 켤레 값에 기반하여 수신된 비트 정보를 디코딩;하는 것을 포함하는, 신호 수신 방법을 제안한다.

상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 측면에서는, 무선랜(WLAN) 시스템에서 신호를 수신하는 스테이션 장치에 있어서, 하나 이상의 RF(Radio Frequency) 체인을 가지고, 다른 스테이션 장치와 신호를 송수신하도록 구성되는 송수신부; 및 상기 송수신부와 연결되어, 상기 다른 스테이션 장치와 신호를 송수신한 신호를 처리하는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는, 제1 결합 채널 (aggregated channel) 및 제2 결합 채널을 포함하는 결합된 채널을 통해 신호를 수신; 및 상기 제1 결합 채널에 매핑된 변조 심볼 값 및 상기 제2 결합 채널에 매핑된 상기 변조 심볼 값에 대한 켤레 값에 기반하여 수신된 비트 정보를 디코딩;하도록 구성되는, 스테이션 장치를 제안한다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

상기와 같은 구성을 통해, 본 발명에 따른 OFDM 모드로 동작하는 스테이션은 2개의 결합된 채널을 통해 신뢰성 높게 신호를 송수신할 수 있다.

본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
도 1은 무선랜 시스템의 구성의 일례를 나타낸 도면이다.
도 2는 무선랜 시스템의 구성의 다른 예를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시형태에 따른 채널 본딩 동작 설명을 위한 60GHz 대역에서의 채널을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 무선랜 시스템에서 채널 본딩을 수행하는 기본적인 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 비콘 간격의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 기존 무선 프레임의 물리 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 7 및 도 8은 도 6의 무선 프레임의 헤더 필드의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 본 발명에 적용 가능한 PPDU 구조를 도시한 도면이다.
도 10은 본 발명에 적용 가능한 PPDU 구조를 간단히 도시한 도면이다.
도 11은 본 발명의 제1 방법에 따라 결합된 채널을 통해 신호를 전송하는 방법을 간단히 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명의 제2 방법에 따라 결합된 채널을 통해 신호를 전송하는 방법을 간단히 나타낸 도면이다.
도 13은 본 발명의 일 예에 따른 송신기의 신호 전송 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 14는 상술한 바와 같은 방법을 구현하기 위한 장치를 설명하기 위한 도면이다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.

이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시된다.

본 발명이 적용되는 이동통신 시스템은 다양하게 존재할 수 있으나, 이하에서는 이동통신 시스템의 일례로서 무선랜 시스템에 대해 구체적으로 설명한다.

1. 무선랜(Wireless LAN, WLAN) 시스템

1-1. 무선랜 시스템 일반

도 1은 무선랜 시스템의 구성의 일례를 나타낸 도면이다.

도 1에 도시된 바와 같이, 무선랜 시스템은 하나 이상의 기본 서비스 세트(Basic Service Set, BSS)를 포함한다. BSS는 성공적으로 동기화를 이루어서 서로 통신할 수 있는 스테이션(Station, STA)의 집합이다.

STA는 매체 접속 제어(Medium Access Control, MAC)와 무선 매체에 대한 물리계층(Physical Layer) 인터페이스를 포함하는 논리 개체로서, 액세스 포인트(access point, AP)와 비AP STA(Non-AP Station)을 포함한다. STA 중에서 사용자가 조작하는 휴대용 단말은 Non-AP STA로써, 단순히 STA라고 할 때는 Non-AP STA을 가리키기도 한다. Non-AP STA는 단말(terminal), 무선 송수신 유닛(Wireless Transmit/Receive Unit, WTRU), 사용자 장비(User Equipment, UE), 이동국(Mobile Station, MS), 휴대용 단말(Mobile Terminal), 또는 이동 가입자 유닛(Mobile Subscriber Unit) 등의 다른 명칭으로도 불릴 수 있다.

그리고, AP는 자신에게 결합된 STA(Associated Station)에게 무선 매체를 통해 분배 시스템(Distribution System, DS)으로의 접속을 제공하는 개체이다. AP는 집중 제어기, 기지국(Base Station, BS), Node-B, BTS(Base Transceiver System), PCP/AP(personal basic service set central point/access point) 또는 사이트 제어기 등으로 불릴 수도 있다.

BSS는 인프라스트럭처(infrastructure) BSS와 독립적인(Independent) BSS(IBSS)로 구분할 수 있다.

도 1에 도시된 BBS는 IBSS이다. IBSS는 AP를 포함하지 않는 BSS를 의미하고, AP를 포함하지 않으므로, DS로의 접속이 허용되지 않아서 자기 완비적 네트워크(self-contained network)를 이룬다.

도 2는 무선랜 시스템의 구성의 다른 예를 나타낸 도면이다.

도 2에 도시된 BSS는 인프라스트럭처 BSS이다. 인프라스트럭처 BSS는 하나 이상의 STA 및 AP를 포함한다. 인프라스트럭처 BSS에서 비AP STA들 사이의 통신은 AP를 경유하여 이루어지는 것이 원칙이나, 비AP STA 간에 직접 링크(link)가 설정된 경우에는 비AP STA들 사이에서 직접 통신도 가능하다.

도 2에 도시된 바와 같이, 복수의 인프라스트럭처 BSS는 DS를 통해 상호 연결될 수 있다. DS를 통하여 연결된 복수의 BSS를 확장 서비스 세트(Extended Service Set, ESS)라 한다. ESS에 포함되는 STA들은 서로 통신할 수 있으며, 동일한 ESS 내에서 비AP STA는 끊김 없이 통신하면서 하나의 BSS에서 다른 BSS로 이동할 수 있다.

DS는 복수의 AP들을 연결하는 메커니즘(mechanism)으로서, 반드시 네트워크일 필요는 없으며, 소정의 분배 서비스를 제공할 수 있다면 그 형태에 대해서는 아무런 제한이 없다. 예컨대, DS는 메쉬(mesh) 네트워크와 같은 무선 네트워크일 수도 있고, AP들을 서로 연결시켜 주는 물리적인 구조물일 수도 있다.

이상을 바탕으로 무선랜 시스템에서 채널 본딩 방식에 대해 설명한다.

1-2. 무선랜 시스템에서의 채널 본딩

도 3은 본 발명의 일 실시형태에 따른 채널 본딩 동작 설명을 위한 60GHz 대역에서의 채널을 설명하기 위한 도면이다.

도 3에 도시된 바와 같이 60GHz 대역에서는 4개의 채널이 구성될 수 있으며, 일반 채널 대역폭은 2.16GHz일 수 있다. 60 GHz에서 사용 가능한 ISM 대역 (57 GHz ~ 66 GHz)은 각국 상황에 따라 다르게 규정될 수 있다. 일반적으로 도 3에 도시된 채널 중 채널 2는 모든 지역에서 사용 가능하여 default 채널로 사용될 수 있다. 호주를 제외한 대부분의 지적에서 채널 2 및 채널 3을 사용할 수 있으며, 이를 채널 본딩에 활용할 수 있다. 다만, 채널 본딩에 활용되는 채널은 다양할 수 있으며, 본 발명은 특정 채널에 한정되지 않는다.

도 4는 무선랜 시스템에서 채널 본딩을 수행하는 기본적인 방법을 설명하기 위한 도면이다.

도 4의 예는 IEEE 802.11n 시스템에서 2개의 20MHz 채널을 결합하여 40 MHz 채널 본딩으로 동작하는 것을 예를 들어 설명한다. IEEE 802.11ac 시스템의 경우 40/80/160 MHz 채널 본딩이 가능할 것이다.

도 4의 예시적인 2개의 채널은 주 채널(Primary Channel) 및 보조 채널(Secondary Channel)을 포함하여, STA는 상기 2개의 채널 중 주 채널에 대해 CSMA/CA 방식으로 채널 상태를 검토할 수 있다. 만일 주 채널이 일정한 백오프 간격(backoff interval) 동안 유휴(idle)하여 백오프 카운트가 0이 되는 시점에서, 보조 채널이 소정 시간(예를 들어, PIFS) 동안 유휴인 경우, STA는 주 채널 및 보조 채널을 결합하여 데이터를 전송할 수 있다.

다만, 도 4와 같이 경쟁 기반으로 채널 본딩을 수행하는 경우 상술한 바와 같이 주 채널에 대한 백오프 카운트가 만료되는 시점에서 보조 채널이 일정 시간 동안 유휴 상태를 유지한 경우에 한하여 채널 본딩이 가능하기 때문에 채널 본딩의 활용이 매우 제한적이며, 매체 상황에 유연하게 대응하기 어려운 측면이 있다.

이에 따라 본 발명의 일 측면에서는 AP가 STA들에게 스케줄링 정보를 전송하여 스케줄링 기반으로 접속을 수행하는 방안을 제안한다. 한편, 본 발명의 다른 일 측면에서는 상술한 스케줄링에 기반하여 또는 상술한 스케줄링과 독립적으로 경쟁 기반으로 채널 접속을 수행하는 방안을 제안한다. 아울러, 본 발명의 다른 일 측면에서는 빔포밍(beamforming)에 기반하여 공간 공유(Spatial Sharing) 기법을 통해 통신을 수행하는 방법에 대해 제안한다.

1-3. 비콘 간격 구성

도 5는 비콘 간격의 구성을 설명하기 위한 도면이다.

11ad 기반 DMG BSS 시스템에서 매체의 시간은 비콘 간격들로 나누어질 수 있다. 비콘 간격 내의 하위 구간들은 접속 구간(Access Period)로 지칭될 수 있다. 하나의 비콘 간격 내의 서로 다른 접속 구간은 상이한 접속 규칙을 가질 수 있다. 이와 같은 접속 구간에 대한 정보는 AP 또는 PCP (Personal basic service set Control Point)에 의해 non-AP STA 또는 non-PCP에게 전송될 수 있다.

도 5에 도시된 예와 같이 하나의 비콘 간격은 하나의 BHI (Beacon Header Interval)과 하나의 DTI (Data Transfer Interval)을 포함할 수 있다. BHI는 도 4에 도시된 바와 같이 BTI(Beacon Transmission Interval), A-BFT(Association Beamforming Training) 및 ATI(Announcement Transmission Interval)를 포함할 수 있다.

BTI는 하나 이상의 DMG 비콘 프레임이 전송될 수 있는 구간을 의미한다. A-BFT는 선행하는 BTI 동안 DMG 비콘 프레임을 전송한 STA에 의한 빔포밍 트레이닝이 수행되는 구간을 의미한다. ATI는 PCP/AP와 non-PCP/non-AP STA 사이에 요청-응답 기반의 관리 접속 구간을 의미한다.

한편, DTI(Data Transfer Interval)는 STA들 사이의 프레임 교환이 이루어지는 구간으로서, 도 5에 도시된 바와 같이 하나 이상의 CBAP(Contention Based Access Period) 및 하나 이상의 SP(Service Period)가 할당될 수 있다. 도 5에서는 2개의 CBAP과 2개의 SP가 할당되는 예를 도시하고 있으나, 이는 예시적인 것으로서 이에 한정될 필요는 없다.

이하에서는 본 발명이 적용될 무선랜 시스템에서의 물리계층 구성에 대해 구체적으로 살펴본다.

1-4. 물리계층 구성

본 발명의 일 실시형태에 따른 무선랜 시스템에서는 다음과 같은 3가지 다른 변조 모드를 제공할 수 있는 것을 가정한다.

PHY	MCS	Note
Control PHY	0
Single carrier PHY(SC PHY)	1, ..., 1225, ..., 31	(low power SC PHY)
OFDM PHY	13, ..., 24

이와 같은 변조 모드들은 서로 상이한 요구조건(예를 들어, 높은 처리율 또는 안정성)을 만족시키기 위해 이용될 수 있다. 시스템에 따라 이들 중 일부 모드만 지원할 수도 있다.

도 6은 기존 무선 프레임의 물리 구성을 설명하기 위한 도면이다.

모든 DMG (Directional Multi-Gigabit) 물리계층은 도 6에 도시된 바와 같은 필드들을 공통적으로 포함하는 것을 가정한다. 다만, 각각의 모드에 따라 개별적인 필드의 규정 방식 및 사용되는 변조/코딩 방식에 있어서 차이를 가질 수 있다.

도 6에 도시된 바와 같이 무선프레임의 프리엠블은 STF (Short Training Field) 및 CE (Channel Estimation)을 포함할 수 있다. 또한, 무선 프레임은 헤더, 및 패이로드로서 데이터 필드와 선택적으로 빔포밍을 위한 TRN(Training) 필드를 포함할 수 있다.

도 7 및 도 8은 도 6의 무선 프레임의 헤더 필드의 구성을 설명하기 위한 도면이다.

구체적으로 도 7은 SC(Single Carrier) 모드가 이용되는 경우를 도시하고 있다., SC 모드에서 헤더는 스크램블링의 초기값을 나타내는 정보, MCS (Modulation and Coding Scheme), 데이터의 길이를 나타내는 정보, 추가적인 PPDU(Physical Protocol Data Unit)의 존재 여부를 나타내는 정보, 패킷 타입, 트레이닝 길이, Aggregation 여부, 빔 트레이닝 요청 여부, 마지막 RSSI (Received Signal Strength Indicator), 절단(truncation) 여부, HCS (Header Check Sequence) 등의 정보를 포함할 수 있다. 또한, 도 7에 도시된 바와 같이 헤더는 4 비트의 유보 비트들(reserved bits)을 가지고 있으며, 이하의 설명에서는 이와 같은 유보 비트들을 활용할 수도 있다.

또한, 도 8은 OFDM 모드가 적용되는 경우의 헤더의 구체적인 구성을 도시하고 있다. OFDM 헤더는 스크램블링의 초기값을 나타내는 정보, MCS, 데이터의 길이를 나타내는 정보, 추가적인 PPDU의 존재 여부를 나타내는 정보, 패킷 타입, 트레이닝 길이, Aggregation 여부, 빔 트레이닝 요청 여부, 마지막 RSSI, 절단 여부, HCS (Header Check Sequence) 등의 정보를 포함할 수 있다. 또한, 도 8에 도시된 바와 같이 헤더는 2 비트의 유보 비트들을 가지고 있으며, 이하의 설명에서는 도 7의 경우와 마찬가지로 이와 같은 유보 비트들을 활용할 수도 있다.

상술한 바와 같이 IEEE 802.11ay 시스템은 기존 11ad 시스템에 처음으로 채널본딩 및 MIMO 기술의 도입을 고려하고 있다. 11ay에서 채널본딩 및 MIMO를 구현하기 위해서는 새로운 PPDU 구조가 필요하다. 즉, 기존 11ad PPDU 구조로는 레거시 단말을 지원함과 동시에 채널본딩과 MIMO를 구현하기에는 한계가 있다.

이를 위해 레거시 단말을 지원하기 위한 레거시 프리엠블, 레거시 헤더 필드 뒤에 11ay 단말을 위한 새로운 필드를 정의할 수 있으며, 여기서 새롭게 정의된 필드를 통하여 채널본딩과 MIMO를 지원할 수 있다.

도 9는 본 발명의 바람직한 일 실시형태에 따른 PPDU 구조를 도시한 도면이다. 도 9에서 가로축은 시간 영역에 세로축은 주파수 영역에 대응할 수 있다.

2개 이상의 채널을 본딩 하였을 때, 각 채널에서 사용되는 주파수 대역(예: 1.83GHz) 사이에는 일정 크기의 주파수 대역(예:400MHz 대역)이 존재할 수 있다. Mixed mode의 경우, 각 채널을 통하여 레거시 프리엠블 (레거시 STF, 레거시 :CE)이 duplicate로 전송되는데, 본 발명의 일 실시형태에서는 각 채널 사이의 400MHz 대역을 통하여 레거시 프리엠블과 함께 동시에 새로운 STF와 CE 필드의 전송(gap filling)을 고려할 수 있다.

이 경우, 도 9에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 PPDU 구조는 ay STF, ay CE, ay 헤더 B, 페이로드(payload)를 레거시 프리엠블, 레거시 헤더 및 ay 헤더 A 이후에 광대역으로 전송하는 형태를 가진다. 따라서, 헤더 필드 다음에 전송되는 ay 헤더, ay Payload 필드 등은 본딩에 사용되는 채널들을 통하여 전송할 수 있다. 이하, ay 헤더를 레거시 헤더와 구분하기 위해 EDMG (enhanced directional multi-gigabit) 헤더라 명명할 수도 있으며, 해당 명칭은 혼용하여 사용될 수 있다.

일 예로, 11ay에는 총 6개 또는 8개의 채널(각 2.16 GHz)이 존재 할 수 있으며, 단일 STA으로는 최대 4개의 채널을 본딩하여 전송할 수 있다. 이에, ay 헤더와 ay Payload는 2.16GHz, 4.32GHz, 6.48GHz, 8.64GHz 대역폭을 통하여 전송할 수 있다.

또는, 상술한 바와 같은 Gap-Filling을 수행하지 않고 레거시 프리엠블을 반복하여 전송할 때의 PPDU 포맷 역시 고려할 수 있다.

이 경우, Gap-Filling을 수행하지 않아 도 8에서 점선으로 도시된 GF-STF 및 GF-CE 필드 없이 ay STF, ay CE 및 ay 헤더 B를 레거시 프리엠블, 레거시 헤더 및 ay 헤더 A 이후에 광대역으로 전송하는 형태를 가진다.

도 10은 본 발명에 적용 가능한 PPDU 구조를 간단히 도시한 도면이다. 상술한 PPDU 포맷을 간단히 정리하면 도 10과 같이 나타낼 수 있다

도 10에 도시된 바와 같이, 11ay 시스템에 적용 가능한 PPDU 포맷은 L-STF, L-CE, L-Header, EDMG-Header-A, EDMG-STF, EDMG-CEF, EDMG-Header-B, Data, TRN 필드를 포함할 수 있으며, 상기 필드들은 PPDU의 형태 (예: SU PPDU, MU PPDU 등)에 따라 선택적으로 포함될 수 있다.

여기서, L-STF, L-CE, L-header 필드를 포함하는 부분은 비 EDMG 영역 (Non-EDMG portion)이라 명명할 수 있고, 나머지 부분은 EDMG 영역이라 명명할 수 있다. 또한, L-STF, L-CE, L-Header, EDMG-Header-A 필드들은 pre-EDMG modulated fields라 명명될 수 있고, 나머지 부분은 EDMG modulated fields라 명명될 수 있다.

상기와 같은 PPDU의 (레거시) 프리앰블 부분은 패킷 검출 (packet detection), AGC (Automatic Gain Control), 주파수 오프셋 측정 (frequency offset estimation), 동기화 (synchronization), 변조 (SC 또는 OFDM)의 지시 및 채널 측정 (channel estimation)에 사용될 수 있다. 프리앰블의 포맷은 OFDM 패킷 및 SC 패킷에 대해 공통될 수 있다. 이때, 상기 프리앰블은 STF (Short Training Field) 및 상기 STF 필드 이후에 위치한 CE (Channel Estimation) 필드로 구성될 수 있다. (The preamble is the part of the PPDU that is used for packet detection, AGC, frequency offset estimation, synchronization, indication of modulation (SC or OFDM) and channel estimation. The format of the preamble is common to both OFDM packets and SC packets. The preamble is composed of two parts: the Short Training field and the Channel Estimation field.)

3. 본 발명에 적용 가능한 실시예

이하에서는, 상기와 같은 기술 구성에 기반하여 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 모드에서의 DCM (Dual Carrier Modulation) 기법 및 이에 기반한 신호 송수신 방법에 대하여 상세히 설명한다.

보다 구체적으로, 본 발명에서는 OFDM 모드의 채널 결합 (Channel Aggregation) 상황에서 DCM SQPSK (Staggered Quadrature Phase Shift Keying) 변조 방법을 적용하여 신호를 송수신하는 방법을 중심으로 본 발명에서 제안하는 기술 구성에 대해 설명한다. 다만, 상기 SQPSK 변조 방법은 적용 가능한 변조 방법의 하나에 불과하며, 본 발명에 따른 다른 실시예에서는 이와는 상이한 변조 방법이 적용될 수 있다.

또한, 본 발명에서 언급하는 채널 결합이라 함은, 11ay 시스템 등에서 정의된 2개 채널이 결합되거나 (예: 2.16 GHz + 2.16 GHz), 4개 채널이 결합되는 (예: 4.32 GHz + 4.32 GHz) 구성을 모두 포함한다.

이와 같은 기술적 구성들에 기반하여 본 발명에서는 다음과 같은 신호 송수신 방법을 제안한다.

본 발명이 적용 가능한 11ay 시스템에 따르면, 도 10의 EDMG Header-A 필드는 하기 표와 같은 필드를 포함할 수 있다.

Field	Number of bits	Start bit
SU/MU Format	1	0
Channel Aggregation	1	1
BW	8	2
Primary Channel Number	3	10
Beamformed	1	13
Short/Long LDPC	1	14
STBC Applied	1	15
PSDU Length	22	16
Number of SS	3	38
EDMG-MCS	21	41
DCM SQPSK Applied	1	62

여기서, 표 2는 EDMG Header-A 필드에 포함 가능한 일부 필드만을 예시로 제시하였으며, 본 발명에 따른 EDMG Header-A 필드는 표 2에 도시된 필드 외 다른 필드들도 포함할 수 있다.

다만, 종래 시스템에 따르면, 상기 EMDG Header-A 필드에 포함된 'DCM SQPSK Applied' 필드는 SC 모드에 대해서만 활용 가능할 뿐, OFDM 모드에 대해서는 활용이 불가능하였다. 왜냐하면, OFDM 모드에 대한 DCM SQPSK 동작에 대해 정의가 되지 않았기 때문이다.

이에, 본 발명에서는 OFDM 모드에 대한 DCM SQPSK 동작을 새로이 정의하며, 이에 따라, OFDM 모드에서의 상기 DCM SQPSK Applied 필드는 다음과 같이 해석될 수 있다.

- “If set to 1 in EDMG OFDM mode PPDU, indicates that SPQSK across the aggregated channels was applied at the transmitter. Otherwise, set to 0.”

이처럼 EDMG Header-A 필드 내 'DCM SQPSK Applied' 필드의 값이 1로 설정되는 경우, 송신기(transmitter)는 아래에서 제안하는 방법 중 하나의 방법을 적용하여 결합된 채널을 통해 신호를 수신기(receiver)로 전송할 수 있다.

3.1. 제1 방법 (SQPK in each aggregated channel)

도 11은 본 발명의 제1 방법에 따라 결합된 채널을 통해 신호를 전송하는 방법을 간단히 나타낸 도면이다.

먼저, 송신기는 전송하고자 하는 신호를 일정 길이의 데이터 심볼로 구분할 수 있다. 보다 구체적으로, 송신기는 전송하고자 하는 입력 인코딩된 비트(input encoded bits)를 일정 길이의 데이터 심볼 (또는 하나의 OFDM 심볼별 코딩된 비트의 개수)로 구분할 수 있다. 이때, 상기 일정 길이의 데이터 심볼은 336 길이, 734 길이, 1134 길이 또는 1532 길이 등을 가질 수 있다.

일 예로, 송신기는 전송하고자 하는 비트 시퀀스 (bit sequence)에 대해 QPSK 변조 방법을 적용하여 336 길이 단위의 데이터 심볼을 생성할 수 있다. 이때, 상기 336 길이를 갖는 데이터 심볼 내 인덱스 m (여기서, m은 0 ~ 335)을 갖는 데이터 심볼은 상기 비트 시퀀스의 [인덱스 2m 을 갖는 비트 시퀀스, 인덱스 2m+1 을 갖는 비트 시퀀스]에 대응할 수 있다.

이어, 상기 송신기는, 도 11과 같이, 상기 일정 길이 단위로 구분된 데이터 심볼을 첫 번째 결합된 채널 또는 두 번째 결합된 채널에 매핑하여 수신기로 전송할 수 있다.

보다 구체적으로, 송신기는 상기 일정 길이 단위로 구분된 데이터 심볼들 (예: 336 길이의 데이터 심볼들)을 두 개의 그룹으로 구분하고, 각 그룹 (예: first half of the data symbols, second half of the data symbols)에 대응하는 데이터 심볼들을 SQPSK 변조 방법을 이용하여 첫 번째 결합된 채널 또는 두 번째 결합된 채널에 매핑할 수 있다.

이에 따라, 송신기는 첫 번째 그룹에 포함된 특정 데이터 심볼에 대응하는 제1 값 및 상기 제1 값에 대한 켤레 값인 제2 값을 첫 번째 결합된 채널에 매핑할 수 있다. 이때, 상기 제1 값 및 제2 값이 매핑되는 부반송파 간격은 상기 결합된 채널에 포함된 총 부반송파 개수의 1/2이 적용될 수 있다.

즉, 도 11의 첫 번째 그룹에 포함된 X번째 데이터 심볼에 대한 심볼 값 (S(X))는 첫 번째 결합된 채널의 X 번째 부반송파에 매핑되고, 상기 X 번째 데이터 심볼에 대한 심볼 값의 켤레 값 (conj(S(X)))은 첫 번째 결합된 채널의 168+X 번째 부반송파에 매핑될 수 있다.

이와 유사하게, 송신기는 두 번째 그룹에 포함된 특정 데이터 심볼에 대응하는 제3 값 및 상기 제3 값에 대한 켤레 값인 제4 값을 두 번째 결합된 채널에 매핑할 수 있다. 이때, 상기 제3 값 및 제4 값이 매핑되는 부반송파 간격은 상기 결합된 채널에 포함된 총 부반송파 개수의 1/2이 적용될 수 있다.

즉, 도 11의 두 번째 그룹에 포함된 Y번째 데이터 심볼에 대한 심볼 값 (S(Y))는 두 번째 결합된 채널의 Y 번째 부반송파에 매핑되고, 상기 Y 번째 데이터 심볼에 대한 심볼 값의 켤레 값 (conj(S(Y)))은 두 번째 결합된 채널의 168+Y 번째 부반송파에 매핑될 수 있다. 여기서, 도 11은 single channel aggregation (2.16 GHz + 2.16 GHz)인 경우를 나타낸 도면으로 각 결합된 채널이 336 부반송파로 구성되나, 2 channel bonding channel aggregation (4.32 GHz + 4.32 GHz)인 경우 각 결합된 채널은 734 부반송파로 구성될 수 있다. 이 경우, 상기 Y 번째 데이터 심볼에 대한 심볼 값의 켤레 값 (conj(S(Y)))은 두 번째 결합된 채널의 367+Y 번째 부반송파에 매핑될 수 있다.

상기 구성을 일반적으로 설명하면, 데이터 심볼의 제1 절반은 제1 결합된 채널의 제1 절반에 매핑되고, 상기 데이터 심볼의 제1 절반에 대한 켤레 반복은 상기 제1 결합된 채널의 제2 절반에 매핑된다 (The first half of data symbols are mapped to the first half of first aggregated channel. Its conjugated repetitions are mapped to second half of the first aggregated channel). 이와 유사하게, 데이터 심볼의 제2 절반은 제2결합된 채널의 제1 절반에 매핑되고, 상기 데이터 심볼의 제2 절반에 대한 켤레 반복은 상기 제2 결합된 채널의 제2 절반에 매핑된다 (The second half of data symbols are mapped to the first half of second aggregated channel. Its conjugated repetitions are mapped to second half of the second aggregated channel).

3.2. 제2 방법 (SQPK across the aggregated channels)

앞서 상술한 제1 방법과 달리, 본 발명에 따른 제2 방법에 따르면, 변조된 데이터 심볼에 대한 심볼 값은 첫 번째 결합된 채널에 매핑되고, 상기 심볼 값에 대한 켤레 값은 두 번째 결합된 채널에 매핑될 수 있다.

도 12는 본 발명의 제2 방법에 따라 결합된 채널을 통해 신호를 전송하는 방법을 간단히 나타낸 도면이다.

본 발명의 제2 방법에 따르면, 송신기는 상기 일정 길이 단위로 구분된 데이터 심볼들에 대한 심볼 값 및 상기 심볼 값에 대한 켤레 반복 값 (또는 켤레 값)을 서로 다른 결합된 채널에 매핑하여 수신기로 전송할 수 있다.

보다 구체적으로, 송신기는 상기 일정 길이 단위로 구분된 데이터 심볼들 (예: 336 길이의 데이터 심볼들)에 대한 심볼 값을 첫 번째 결합된 채널의 부반송파에 순서대로 매핑하고, 상기 데이터 심볼들에 대한 켤레 (반복) 값을 두 번째 결합된 채널의 부반송파에 순서대로 매핑하여 수신기로 전송할 수 있다.

이에 따라, 상기 일정 길이 단위로 구분된 데이터 심볼들 (예: 336 길이의 데이터 심볼들) 중 X 번째 데이터 심볼에 대한 심볼 값 (S(X))은 첫 번째 결합된 채널의 X 번째 부반송파에 매핑되어 전송되고, 상기 X 번째 데이터 심볼에 대한 켤레 반복 값 (conj(S(X)))은 두 번째 결합된 채널의 X 번째 부반송파에 매핑되어 전송될 수 있다.

상기와 같은 제1 방법 및 제2 방법에 대해 시뮬레이션을 한 결과, 제2 방법에 따른 변조 방법이 제1 방법에 따른 변조 방법보다 나은 성능을 가짐을 확인할 수 있다.

보다 구체적으로, 11ad CB 채널 모델의 경우, 제1 방법(Option 1)과 제2 방법(Option 2)의 SNR (Signal to Noise Ratio)는 하기 표와 같을 수 있다.

즉, PER (Packet Error Rate)가 1% 및 0.1 %인 경우 모두, 제2 방법이 제1 방법보다 높은 SNR 게인을 가짐을 알 수 있다.

또한, 11ad CR 채널 모델의 경우, 제1 방법(Option 1)과 제2 방법(Option 2)의 SNR (Signal to Noise Ratio)는 하기 표와 같을 수 있다.

이처럼, 보다 나은 성능을 갖는 제2 방법에 따른 채널 결합에서의 SQPSK (SQPSK in channel aggregation) 기법을 정리하면, 다음과 같이 정리될 수 있다.

결합된 채널들에 걸쳐 SQPSK 변조가 적용되는 경우, 제1 공간 시간 스트림 (i_sts=1)의 입력 스트림과 제2 공간 시간 스트림 (i_sts=2)의 압력 스트림은 N_CBPS 비트 의 그룹들로 다음과 같이 구별될 수 있다 (In SQPSK modulation across the aggregated channels, the input stream of the first space-time stream(i_sts=1) and the second space-time stream(i_sts=1) is broken into the groups of N_CBPS bits as:)

상술한 설명에 있어, N_CBPS는 심볼 별 코딩된 비트의 개수 (the number of coded bits per OFDM symbol)를 의미하고, q는 그룹 번호를 의미할 수 있다.

참고로, 상기 N_CBPS는 변조 타입 및 채널 별 데이터 부반송파의 개수인 N_SD에 따라 하기와 같이 다르게 정의될 수 있다.

이에, 도 11 및 도 12는 N_CBPS 및 N_SD 가 336 인 경우를 나타낸 것으로 이해될 수 있다.

앞서 구분된 각 공간 시간 스트림별 입력 스트림에 대한 각각의 비트 짝 (pair of bits) 인

및

, 여기서 k =

, 는 각각 복소 성상 위치 (complex constellation point)인

및

로 변환될 수 있다 (Each pair of bits　

and

k =

are converted into a complex constellation point

and

respectively).

여기서,

은 프라이머리 채널을 포함한 결합된 채널의 OFDM 부반송파들의 제1 절반을 위한 성상 위치를 생성하고,

은 프라이머리 채널을 포함한 결합된 채널의 OFDM 부반송파들의 제2 절반을 위한 성상 위치를 생성할 수 있다 (

generates the constellation point for the first half of the OFDM subcarriers in channel containing the primary 2.16GHz and

generates the constellation point for the second half of the OFDM subcarriers in channel containing the primary 2.16GHz).

또한, conj(

)은 프라이머리 채널을 포함하지 않은 결합된 채널의 OFDM 부반송파들의 제1 절반을 위한 성상 위치를 생성하고,

은 프라이머리 채널을 포함하지 않은 결합된 채널의 OFDM 부반송파들의 제2 절반을 위한 성상 위치를 생성할 수 있다 (conj(

) generates the constellation point for the first half of the OFDM subcarriers in channel that does not contain the primary channel and

generates the constellation point for the second half of the OFDM subcarriers in channel that does not contain the primary channel).

앞서 상술한 설명에서, P(k)는 N_CBPS/2 부터 N_CBPS -1 까지의 인덱스를 지시하는 인덱스를 의미한다. 이때, 본 발명과 같이 N_CBPS = N_SD인 경우, P(k)는 하기 수학식과 같이 나타낼 수 있다.

상기와 같은 구성은 다음과 같이 나타낼 수도 있다.

먼저, 송신기는 각 공간 시간 스트림 별 입력 인코딩된 비트를 N_CBPS 비트의 그룹으로 구분할 수 있다. 이때, 하나의 그룹에 포함된 인코딩된 비트는 하기 수학식과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, i_ss는 공간 시간 스트림을 나타내고, q는 그룹 번호를 나타낸다.

상기 하나의 그룹에 포함된 인코딩된 비트의 비트 짝

은 복소 위치 (complex point)

로 변환될 수 있다. 여기서, k 값은 0, 1, ……, N_SD/2 - 1 값을 가질 수 있다.

다시 말해, 송신기는 상기 각 공간 시간 스트림별 입력 인코딩 비트들의 비트 짝을 하나의 복소 위치

로 변환할 수 있다.

이때, OFDM 모드에서 2개의 채널이 결합되거나 (예: 2.16 + 2.16 GHz) 4 개의 채널이 결합되는 (예: 4.32 + 4.32 GHz) 경우, 송신기는 상기 결합된 채널 중 제1 결합 채널 (i_ss=1) 및 제2 결합 채널 (i_ss=2)에 대한 복소 위치

를 하기 수학식과 같이 적용할 수 있다.

여기서, P(k)는 앞서 상술한 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.

이와 같은 과정을 통해, i_ss 번째 공간 스트림의 q 번째 변조된 데이터는 i_ss 째 공간 스트림의 q 번째 OFDM 심볼의 NSD 데이터 부반송파들에 매핑될 수 있다 (The q^th modulated data block of the i_SS ^th spatial stream is mapped to N_SD data subcarriers of the q^th OFDM symbol of the i_SS ^th spatial stream).

도 13은 본 발명의 일 예에 따른 송신기의 신호 전송 방법을 나타낸 흐름도이다.

먼저, 송신기는 입력 인코딩 비트 (input encoded bits)에 포함된 각 비트 짝 (pair of bits)에 대한 변조 심볼 값(예: S(m))과 상기 변조 심볼 값에 대한 켤레 값 (예: conj (S(m))을 결합된 채널에 포함된 제1 결합 채널 (aggregated channel) 및 제2 결합 채널 각각에 매핑한다 (S1310).

보다 구체적으로, 도 12에 도시된 바와 같이, 송신기는 입력 인코딩 비트에 대한 데이터 심볼 S(m)은 결합된 제1 채널에 매핑하고, 상기 데이터 심볼에 대한 켤레 반복 값인 conj(S(m))은 결합된 제2 채널에 매핑할 수 있다. 이때, 상기 입력 인코딩 비트에 대한 데이터 심볼의 개수는 각 결합된 채널에 포함된 (데이터) 부반송파의 개수와 동일하게 설정될 수 있다.

이에 따라, 송신기는 상기 입력 인코딩 비트에 포함된 N 번째 비트 짝에 대한 변조 심볼 값을 상기 제1 결합 채널 내 N 번째 부반송파에 매핑하고, 상기 입력 인코딩 비트에 포함된 N 번째 비트 짝에 대한 변조 심볼 값에 대한 켤레 값을 상기 제2 결합 채널 내 N 번째 부반송파에 매핑할 수 있다. 즉, 도 12에 도시된 바와 같이, 입력 인코딩 비트에 대한 첫 번째 데이터 심볼 값을 S(x)라 하는 경우, 송신기는 상기 S(x)를 제1 결합 채널의 첫 번째 부반송파에 매핑하고, 상기 S(x)에 대한 변조 반복 값인 conj(S(x))를 제2 결합 채널의 첫 번째 부반송파에 매핑할 수 있다.

이와 같은 방법에 있어, 상기 변조 심볼은 QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) 변조 방법이 적용되어 생성될 수 있다. 이와 같은 방법을 통해, OFDM 모드로 동작하는 송신기는 입력 인코딩 비트에 대해 DCM SQPSK 기법이 적용된 신호들을 제1 결합 채널 및 제2 결합 채널에 매핑할 수 있다.

이어, 상기 송신기는 상기 제1 결합 채널 및 상기 제2 결합 채널에 매핑된 신호들을 상기 제1 결합 채널 및 상기 제2 결합 채널을 포함하는 상기 결합된 채널을 통해 상기 제2 STA에게 전송한다 (S1320). 이때, 송신기는 상기 결합된 채널의 하나 이상의 OFDM 심볼을 통해 상기 신호를 전송할 수 있다.

상기 S1320 단계에서 전송되는 신호는 물리 프로토콜 데이터 유닛(Physical Protocol Data Unit; PPDU)에 포함되어 전송될 수 있다. 이때, 상기 PPDU는 상기 신호 (또는 데이터)와 함께 상기 신호 (또는 데이터)에 대해 SQPSK (Staggered Quadrature Phase Shift Keying) 변조 방법이 상기 결합된 채널들에 걸쳐 적용됨을 지시하는 필드를 포함할 수 있다.

일 예로, 상기 PPDU는 EDMG (Enhanced Directional Multi Gigabit) OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 모드 PPDU일 수 있다. 이때, 상기 필드는 상기 EDMG OFDM 모드 PPDU에 포함된 제1 EDMG 헤더 필드(예: EDMG Header-A 필드)에 포함될 수 있다. 여기서, 상기 필드는 'DCM (Dual Carrier Modulation) SQPSK Applied' 필드일 수 있다.

상기 구성에 있어, 상기 제1 결합 채널 및 상기 제2 결합 채널은 각각 2.16 GHz 또는 4.32 GHz에 대응하는 대역폭을 가질 수 있다.

보다 구체적으로, 송신기가 하나 이상의 OFDM 심볼을 통해 신호를 전송하는 방법은 하기와 같을 수 있다.

먼저, 송신기는 제1 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트 및 제2 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트를 (순서대로) 포함하는 입력 인코딩 비트에 대해 DCM SPQSK 변조 기법을 적용하여 대응하는 신호를 각각 제1 결합 채널 및 제2 결합 채널에 매핑할 수 있다. 이때, 하나의 OFDM 심볼에 대응하는 입력 인코딩 비트는 각각 N_CBPS (심볼 별 코딩된 비트의 개수)에 대응하는 길이를 가지는 상기 제1 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트 및 상기 제2 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트를 (순서대로) 포함할 수 있다.

여기서, 본 발명에서 제안하는 일반적인 구성에 따르면, 송신기는 상기 제1 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트에 포함된 X 번째 비트 짝에 대한 변조 심볼 값을 상기 제1 결합 채널 내 X 번째 부반송파에 매핑하고, 상기 제2 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트에 포함된 Y 번째 비트 짝에 대한 변조 심볼 값은 상기 제1 결합 채널 내 Y+Z 번째 부반송파에 매핑할 수 있다 (도 12 참조). 여기서, 상기 Z 값은 N_CBPS/2 에 대응할 수 있다.

이와 대응하여, 상기 송신기는 상기 제1 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트에 포함된 X 번째 비트 짝에 대한 변조 심볼 값에 대한 켤레 값을 상기 제2 결합 채널 내 X 번째 부반송파에 매핑하고, 상기 제2 공간 시간 스트림의 입력 인코딩 비트에 포함된 Y 번째 비트 짝에 대한 변조 심볼 값에 대한 켤레 값을 상기 제2 결합 채널 내 Y+Z 번째 부반송파에 매핑할 수 있다.

상기와 같은 방법을 통해 송신기는 하나의 OFDM 심볼에 대응하는 신호를 제1 결합 채널 및 제2 결합 채널에 매핑할 수 있다. 즉, 송신기가 복수의 OFDM 심볼에 대응하는 신호에 대해 DCM SQPSK 변조 기법을 적용하는 경우, 상기 송신기는 앞서 상술한 하나의 OFDM 심볼에 대응하는 신호에 대한 DCM SQPSK 변조 기법을 복수 번 적용하여 해당 신호를 상기 제1 결합 채널 및 제2 결합 채널에 매핑할 수 있다.

이어, 상기 송신기는 상기 상기 제1 결합 채널 및 제2 결합 채널에 매핑된 신호를 수신기로 전송할 수 있다.

이때 상기 하나 이상의 OFDM 심볼은 EDMG OFDM 모드 PPDU의 데이터 필드 (또는 다른 필드)에 포함되어 전송될 수 있다.

수신기는 상기와 같은 방법을 통해 송신기가 전송한 신호를 하기와 같은 방법을 통해 수신할 수 있다.

먼저, 수신기는 제1 결합 채널 (aggregated channel) 및 제2 결합 채널을 포함하는 결합된 채널을 통해 전송되는 신호를 수신한다.

이어, 상기 수신기는 상기 제1 결합 채널에 매핑된 변조 심볼 값 및 상기 제2 결합 채널에 매핑된 상기 변조 심볼 값에 대한 켤레 값에 기반하여 수신된 비트 정보를 디코딩한다. 이를 위해, 상기 수신기는 MRC (Maximal Ratio Combining) 등 컴바이닝 기법을 활용하여 상기 송신기로부터 전송된 신호를 수신할 수 있다. 이를 통해, 상기 수신기는 상기 송신기가 전송하고자 한 입력 인코딩 비트에 대한 정보를 획득할 수 있고, 상기 송신기 및 수신기는 DCM SQPSK 변조 기법을 통해 다이버시티 이득을 획득할 수 있다.

4. 장치 구성

도 14는 상술한 바와 같은 방법을 구현하기 위한 장치를 설명하기 위한 도면이다.

도 14의 무선 장치(100)은 상술한 설명에서 설명한 신호를 전송하는 STA, 그리고 무선 장치(150)은 상술한 설명에서 설명한 신호를 수신하는 STA에 대응할 수 있다.

이때, 신호를 전송하는 스테이션은 11ay 시스템을 지원하는 11ay 단말 또는 PCP/AP에 대응될 수 있고, 신호를 수신하는 스테이션은 11ay 시스템을 지원하는 11ay 단말 또는 PCP/AP 에 대응할 수 있다.

이하, 설명의 편의를 위해 신호를 전송하는 STA은 송신 장치 (100)라 명명하고, 신호를 수신하는 STA은 수신 장치 (150)라 명명한다.

송신 장치 (100)는 프로세서(110), 메모리(120), 송수신부(130)를 포함할 수 있고, 수신 장치 (150)는 프로세서(160), 메모리(170) 및 송수신부(180)를 포함할 수 있다. 송수신부(130, 180)은 무선 신호를 송신/수신하고, IEEE 802.11/3GPP 등의 물리적 계층에서 실행될 수 있다. 프로세서(110, 160)은 물리 계층 및/또는 MAC 계층에서 실행되고, 송수신부(130, 180)와 연결되어 있다.

프로세서(110, 160) 및/또는 송수신부(130, 180)는 특정 집적 회로(application-specific integrated circuit, ASIC), 다른 칩셋, 논리 회로 및/또는 데이터 프로세서를 포함할 수 있다. 메모리(120, 170)은 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 플래시 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 유닛을 포함할 수 있다. 일 실시 예가 소프트웨어에 의해 실행될 때, 상기 기술한 방법은 상기 기술된 기능을 수행하는 모듈(예를 들어, 프로세스, 기능)로서 실행될 수 있다. 상기 모듈은 메모리(120, 170)에 저장될 수 있고, 프로세서(110, 160)에 의해 실행될 수 있다. 상기 메모리(120, 170)는 상기 프로세스(110, 160)의 내부 또는 외부에 배치될 수 있고, 잘 알려진 수단으로 상기 프로세스(110, 160)와 연결될 수 있다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시형태에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시 형태를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 상술한 설명으로부터 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

상술한 바와 같은 본 발명은 IEEE 802.11 기반 무선랜 시스템에 적용되는 것을 가정하여 설명하였으나, 이에 한정될 필요는 없다. 본 발명은 채널 본딩에 기반하여 데이터 전송이 가능한 다양한 무선 시스템에 동일한 방식으로 적용될 수 있다.

Claims

무선랜(WLAN) 시스템에서 제1 스테이션(STA)에 의해 수행되는 방법에 있어서,
DCM(dual carrier modulation)이 적용되는지 여부에 관련된 정보를 포함하는 EDMG(enhanced directional multi-gigabit) 헤더 필드를 구성하는 단계;
제1 결합 채널(aggregated channel)에 대한 제1 변조 심볼 값 및 제2 결합 채널에 대한 제2 변조 심볼 값을 생성하여 상기 DCM을 적용하되,
상기 제1 변조 심볼 값은 제1 복소수 값 및 제2 복소수 값을 포함하고, 상기 제2 변조 심볼 값은 제3 복소수 값 및 제4 복소수 값을 포함하고,
상기 제1 복소수 값은 상기 제1 결합 채널 내 부반송파의 처음 절반을 위해 사용되고, 상기 제2 복소수 값은 상기 제1 결합 채널 내 부반송파의 다음 절반을 위해 사용되고, 상기 제3 복소수 값은 상기 제2 결합 채널 내 부반송파의 처음 절반을 위해 사용되고, 상기 제4 복소수 값은 상기 제2 결합 채널 내 부반송파의 다음 절반을 위해 사용되고,
상기 제1 복소수 값은 제1 공간 스트림의 제1 입력 인코딩 비트(input encoded bits)에 포함된 각 비트 짝(each pair of bits)을 기반으로 변조되고, 상기 제2 복소수 값은 제2 공간 스트림의 제2 입력 인코딩 비트에 포함된 각 비트 짝을 기반으로 변조되고, 상기 제3 복소수 값은 상기 제1 공간 시간 스트림의 상기 제1 입력 인코딩 비트에 포함된 각 비트 짝을 기반으로 변조되고, 상기 제4 복소수 값은 상기 제2 공간 시간 스트림의 상기 제2 입력 인코딩 비트에 포함된 각 비트 짝을 기반으로 변조되고, 상기 제1 변조 심볼 값은 상기 제2 변조 심볼 값의 복소 켤레 값이고, 상기 제1 결합 채널 및 상기 제2 결합 채널은 결합된 채널에 포함되는, 단계;
상기 EDMG 헤더 필드, 상기 제1 변조 심볼 값, 및 상기 제2 변조 심볼 값을 포함하는 EDMG PPDU(physical layer protocol data unit)를 구성하는 단계; 및
상기 EDMG PPDU를 상기 결합된 채널을 통해 제2 STA에게 송신하는 단계
를 포함하는
방법.
삭제
삭제
제 1항에 있어서,
상기 제1 결합 채널은 프라이머리(primary) 2.16 GHz 또는 프라이머리 4.32 GHz이고, 상기 제2 결합 채널은 세컨더리(secondary) 2.16 GHz 또는 세컨더리 4.32 GHz인, 방법.
제 1항에 있어서,
상기 제1 공간 스트림의 상기 제1 입력 인코딩 비트는 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 별 코딩된 비트의 개수와 관련된 길이를 갖고, 및 상기 제2 공간 스트림의 상기 제2 입력 인코딩 비트는 OFDM 심볼 별 코딩된 비트의 개수와 관련된 길이를 갖는, 방법.
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
무선랜(WLAN) 시스템의 제1 스테이션(STA)에 있어서,
하나 이상의 RF(Radio Frequency) 체인을 가지고, 신호를 송수신하도록 구성되는 송수신부; 및
상기 송수신부와 연결되는 프로세서를 포함하되,
상기 프로세서는,
DCM(dual carrier modulation)이 적용되는지 여부에 관련된 정보를 포함하는 EDMG(enhanced directional multi-gigabit) 헤더 필드를 구성하고;
제1 결합 채널(aggregated channel)에 대한 제1 변조 심볼 값 및 제2 결합 채널에 대한 제2 변조 심볼 값을 생성하여 상기 DCM을 적용하되, 상기 제1 변조 심볼 값은 제1 복소수 값 및 제2 복소수 값을 포함하고, 상기 제2 변조 심볼 값은 제3 복소수 값 및 제4 복소수 값을 포함하고, 상기 제1 복소수 값은 상기 제1 결합 채널 내 부반송파의 처음 절반을 위해 사용되고, 상기 제2 복소수 값은 상기 제1 결합 채널 내 부반송파의 다음 절반을 위해 사용되고, 상기 제3 복소수 값은 상기 제2 결합 채널 내 부반송파의 처음 절반을 위해 사용되고, 상기 제4 복소수 값은 상기 제2 결합 채널 내 부반송파의 다음 절반을 위해 사용되고, 상기 제1 복소수 값은 제1 공간 스트림의 제1 입력 인코딩 비트(input encoded bits)에 포함된 각 비트 짝(each pair of bits)을 기반으로 변조되고, 상기 제2 복소수 값은 제2 공간 스트림의 제2 입력 인코딩 비트에 포함된 각 비트 짝을 기반으로 변조되고, 상기 제3 복소수 값은 상기 제1 공간 시간 스트림의 상기 제1 입력 인코딩 비트에 포함된 각 비트 짝을 기반으로 변조되고, 상기 제4 복소수 값은 상기 제2 공간 시간 스트림의 상기 제2 입력 인코딩 비트에 포함된 각 비트 짝을 기반으로 변조되고, 상기 제1 변조 심볼 값은 상기 제2 변조 심볼 값의 복소 켤레 값이고, 상기 제1 결합 채널 및 상기 제2 결합 채널은 결합된 채널에 포함되고,
상기 EDMG 헤더 필드, 상기 제1 변조 심볼 값, 및 상기 제2 변조 심볼 값을 포함하는 EDMG PPDU(physical layer protocol data unit)를 구성하고,
상기 EDMG PPDU를 상기 결합된 채널을 통해 제2 STA에게 송신하는
장치.
제14항에 있어서,
상기 제1 결합 채널은 프라이머리(primary) 2.16 GHz 또는 프라이머리 4.32 GHz이고, 상기 제2 결합 채널은 세컨더리(secondary) 2.16 GHz 또는 세컨더리 4.32 GHz인,
장치.
제14항에 있어서,
상기 제1 공간 스트림의 상기 제1 입력 인코딩 비트는 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 별 코딩된 비트의 개수와 관련된 길이를 갖고, 및 상기 제2 공간 스트림의 상기 제2 입력 인코딩 비트는 OFDM 심볼 별 코딩된 비트의 개수와 관련된 길이를 갖는,
장치.