KR102091694B1 - Ｄｃ／ｄｃ 컨버터 및 이를 이용한 태양광 마이크로 인버터 - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃ 컨버터 및 이를 이용한 태양광 마이크로 인버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 DC/DC 컨버터 및 이를 이용한 태양광 마이크로 인버터에 관한 것으로, 본 발명의 실시예에 따른 DC/DC 컨버터는, 소정의 권선비를 갖는 트랜스포머; 및 상기 트랜스포머의 1차단에 결합 구조를 형성하는 부스트 컨버터와 하프 브릿지 컨버터;를 포함하되, 상기 트랜스포머의 2차단은 스너버 커패시터가 구비된 전압 더블러를 형성하며, 상기 트랜스포머의 1차단에 포함된 기생 인덕터와 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함된 저장용 커패시터 간에 준 공진을 형성하고, 상기 기생 인덕터와 상기 스너버 커패시터 간에 준 공진을 형성하는 것일 수 있다.

Description

ＤＣ／ＤＣ 컨버터 및 이를 이용한 태양광 마이크로 인버터{DC/DC CONVERTER AND PHOTOVOLTAIC MICRO INVERTER USING THE SAME}
본 발명은 DC/DC 컨버터 및 이를 이용한 태양광 마이크로 인버터에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 트랜스포머의 1차측 기생 인덕터와 저장용 커패시터, 트랜스포머의 1차측 기생 인덕터와 스너버 커패시터 간의 준 공진을 통해 스위칭소자와 다이오드의 스위칭 손실을 저감시킴으로써, 태양광 마이크로 인버터에 적용되는 DC/DC 컨버터에 높은 전력변환효율을 제공하기 위한, DC/DC 컨버터 및 이를 이용한 태양광 마이크로 인버터에 관한 것이다.
태양광 에너지는 무한정, 친환경, 안전성 등의 장점이 많기 때문에 유망한 신재생 에너지원으로 주목받고 있다.
태양광 에너지를 전력원으로 사용하기 위해서는 태양의 빛 에너지를 전기 에너지로 변환시키기 위한 태양광 발전 시스템이 필요하다. 이러한 태양광 발전 시스템은 태양의 빛 에너지를 전기 에너지로 변환시키는 태양전지 모듈과 전기 에너지를 직류에서 교류로 변환하여 전력 계통에 연결시키는 태양광 인버터로 구성한다.
기존의 태양광 발전 시스템은 다수의 태양전지 모듈과 하나의 인버터로 구성되는 중앙 집중 방식을 사용하였으나, 부분 그늘짐 현상으로 인해 한 모듈의 발전량이 감소할 경우 전체 시스템의 발전량이 급격히 저하되는 문제점이 존재한다.
이에 따라, 최근에는 태양전지 모듈 하나당 한 개의 인버터가 설치되는 마이크로 인버터가 사용되고 있다.
일반적으로, 마이크로 인버터는 간단한 제어 기능과 안정적인 동작을 위하여 DC/DC 컨버터와 DC/AC 컨버터로 구성된 2단 구조를 갖는다.
태양광 에너지를 전기에너지로 효율적으로 변환시키기 위해서는 마이크로 인버터의 전력변환효율을 높이기 위해 마이크로 인버터의 전력변환효율이 높아져야 한다. 이를 위해, 마이크로 인버터 내의 DC/DC 컨버터의 높은 전력변환효율이 필수적이다.
기존에는 인덕터, 다이오드 및 스위치를 하나만을 사용하는 부스트 컨버터가 제안된 바 있다. 이러한 부스트 컨버터는 사용되는 소자의 수가 적기 때문에 구조가 간단하고, 고정된 스위칭 주기 내에서 스위치의 듀티비만 이용하여 전압 게인을 조절하기 때문에 동작이 간단하다. 그런데, 기존 부스트 컨버터는 태양광 마이크로 인버터 내에서 요구되는 전압 게인을 충족시키기 위해 매우 높은 스위치 듀티비가 요구된다. 즉, 기존 부스트 컨버터는 매우 높은 스위치 듀티비가 요구됨에 따라 스위치의 높은 전압 스트레스, 높은 도통 손실, 그리고 높은 스위칭 손실이 발생된다. 이로 인해, 기존 부스트 컨버터는 전력변환효율이 떨어지게 된다.
또한, 비절연형(non-isolation) DC/DC 컨버터는 기존 부스트 컨버터를 개선하기 위해 제안된 바 있다. 비절연형 DC/DC 컨버터는 기존 부스트 컨버터에 수동 소자(커패시터, 인덕터)와 능동 소자(다이오드)를 추가하여 높은 전압 게인을 얻을 수 있다. 그런데, 비절연형 DC/DC 컨버터는 전압 게인을 높이기 위해 추가되는 소자의 개수가 많아지기 때문에 구조가 복잡할 뿐만 아니라, 태양전지 모듈에서 야기된 기생 전류가 출력단으로 그대로 흘러 들어가 기생 전류에 의한 손실 및 EMI(Eletron Magnetic interference)가 발생하는 한계점이 존재한다.
그리고, 절연형(isolation) DC/DC 컨버터는 비절연형 DC/DC 컨버터를 개선하기 위해 제안된 바 있다. 절연형 DC/DC 컨버터는 트랜스포머를 사용함으로써 트랜스포머의 권선비를 조절하여 소자의 개수를 줄이면서 전압 게인을 쉽게 높일 수 있다. 이러한 절연형 DC/DC 컨버터는 트랜스포머를 통해 입력단과 출력단 사이를 전기적으로 절연시키기 때문에 태양전지 모듈의 기생 전류에 의한 문제들이 발생하지 않는다.
절연형 DC/DC 컨버터에는 부스트 하프 브릿지 컨버터(boost half-bridge converter)와 푸시 풀 컨버터(push-pull converter)가 있다.
부스트 하프 브릿지 컨버터는 태양광 마이크로 인버터 내 승압형 DC/DC 컨버터로서 널리 사용되나, 낮은 입력전압/높은 입력전류 특성을 가지는 태양전지 모듈에서 사용될 때, 스위치들에 대한 높은 턴 오프 스위칭 손실을 가지기 때문에 높은 출력 파워에서 낮은 전력변환효율을 가진다.
그리고, 푸시 풀 컨버터는 트랜스포머의 2차단 기생 인덕터에 남아 있는 에너지로 인해 스위치들의 높은 전압 스트레스를 유발시키고, 트랜스포머의 DC 오프셋 전류로 인해 낮은 출력 파워에서 낮은 전력변환효율을 나타낸다.
따라서, 기존의 DC/DC 컨버터는 태양광 마이크로 인버터에 적용될 때, 전력변환을 효과적으로 달성할 수 있는 방안이 마련될 필요가 있다.
대한민국 공개특허공보 제10-2013-0094064호
본 발명의 목적은 트랜스포머의 1차측 기생 인덕터와 저장용 커패시터, 트랜스포머의 1차측 기생 인덕터와 스너버 커패시터 간의 준 공진을 통해 스위칭소자와 다이오드의 스위칭 손실을 저감시킴으로써, 태양광 마이크로 인버터에 적용되는 DC/DC 컨버터에 높은 전력변환효율을 제공하기 위한, DC/DC 컨버터 및 이를 이용한 태양광 마이크로 인버터를 제공하는데 있다.
본 발명의 실시예에 따른 DC/DC 컨버터는, 소정의 권선비를 갖는 트랜스포머; 및 상기 트랜스포머의 1차단에 결합 구조를 형성하는 부스트 컨버터와 하프 브릿지 컨버터;를 포함하되, 상기 트랜스포머의 2차단은 스너버 커패시터가 구비된 전압 더블러를 형성하며, 상기 트랜스포머 1차단의 일단에 연결되는 기생 인덕터와 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함된 저장용 커패시터 간에 준 공진을 형성하고, 상기 기생 인덕터와 상기 스너버 커패시터 간에 준 공진을 형성하되, 상기 부스트 컨버터는 입력전압을 부스트 인덕터를 통해 승압시킨 후 상기 저장용 커패시터에 저장시키고, 상기 부스트 컨버터에 포함된 제1 스위칭소자와 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함된 제2 스위칭소자는 서로 직렬로 연결되며, 상기 부스트 인덕터는 상기 제1 스위칭소자와 상기 제2 스위칭소자 사이에 병렬로 연결되고, 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함되어 상기 트랜스포머 1차단의 타단에 연결되는 블럭킹 커패시터에 직렬로 연결되는 것일 수 있다.
상기 부스트 컨버터에 포함된 제1 스위칭소자와 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함된 제2 스위칭소자는, 고정된 스위칭 주기내에서 상보적 듀티비를 가지고 동작하되, 상기 기생 인덕터에 저장된 에너지를 이용하여 영전압 턴 온 스위칭을 이루는 것일 수 있다.
상기 스너버 커패시터는,
수학식
Figure 112019112780665-pat00016
(여기서, Csn은 스너버 커패시터, Llk는 기생 인덕터, D는 제1 스위칭소자의 듀티비, Ts는 스위칭주기, n은 트랜스포머의 권선비, Lm은 마그넷타이징 인덕턴스임)를 만족하여 설계하는 것일 수 있다.
상기 트랜스포머의 2차단은, 상기 트랜스포머의 전류를 출력 전류로 정류시키는 제1 출력 다이오드와 제2 출력 다이오드를 포함하고, 상기 제1 출력 다이오드와 상기 제2 출력 다이오드는, 상기 전압 더블러 내에서 영전압 턴 온 스위칭과 영전류 턴 오프 스위칭을 이루는 것일 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에 따른 태양광 마이크로 인버터는, 태양전지 모듈의 DC 전압을 승압하기 위한 DC/DC 컨버터; 및 상기 DC/DC 컨버터에 의해 승압된 DC 전압으로부터 정현파인 AC 계통 전압을 생성하기 위한 AC/DC 컨버터;를 포함하되, 상기 DC/DC 컨버터는, 소정의 권선비를 갖는 트랜스포머; 및 상기 트랜스포머의 1차단에 결합 구조를 형성하는 부스트 컨버터와 하프 브릿지 컨버터;를 포함하되, 상기 트랜스포머의 2차단은 스너버 커패시터가 구비된 전압 더블러를 형성하며, 상기 트랜스포머 1차단의 일단에 연결되는 기생 인덕터와 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함된 저장용 커패시터 간에 준 공진을 형성하고, 상기 기생 인덕터와 상기 스너버 커패시터 간에 준 공진을 형성하되, 상기 부스트 컨버터는 입력전압을 부스트 인덕터를 통해 승압시킨 후 상기 저장용 커패시터에 저장시키고, 상기 부스트 컨버터에 포함된 제1 스위칭소자와 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함된 제2 스위칭소자는 서로 직렬로 연결되며, 상기 부스트 인덕터는 상기 제1 스위칭소자와 상기 제2 스위칭소자 사이에 병렬로 연결되고, 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함되어 상기 트랜스포머 1차단의 타단에 연결되는 블럭킹 커패시터에 직렬로 연결되는 것일 수 있다.
본 발명은 트랜스포머의 1차측 기생 인덕터와 저장용 커패시터, 트랜스포머의 1차측 기생 인덕터와 스너버 커패시터 간의 준 공진을 통해 스위칭소자와 다이오드의 스위칭 손실을 저감시킴으로써, 태양광 마이크로 인버터에 적용되는 DC/DC 컨버터에 높은 전력변환효율을 제공할 수 있다.
또한, 본 발명은 기생 인덕터와 저장용 커패시터 간의 준 공진을 통해 스위칭소자들이 턴-오프할 때 전류값을 낮출 수 있다.
또한, 본 발명은 스위치 전압 스트레스를 낮출 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 태양광 마이크로 인버터를 나타낸 도면,
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 DC/DC 컨버터를 나타낸 도면,
도 3a 내지 도 3e는 상기 도 2의 DC/DC 컨버터에 대한 동작 모드를 설명하는 도면,
도 4는 DC/DC 컨버터의 동작 모드에 따른 전압/전류 파형을 나타낸 도면,
도 5a는 상기 도 2의 DC/DC 컨버터에서 스위칭소자 및 다이오드에 대한 전압/전류 파형을 나타낸 도면,
도 5b는 기존 부스트 하프 브릿지 컨버터에서 스위칭소자 및 다이오드에 대한 전압/전류 파형을 나타낸 도면,
도 5c는 기존 부스트 푸쉬 풀 컨버터에서 스위칭소자 및 다이오드에 대한 전압/전류 파형을 나타낸 도면이다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 다만, 하기의 설명 및 첨부된 도면에서 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 공지 기능 또는 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다. 또한, 도면 전체에 걸쳐 동일한 구성 요소들은 가능한 한 동일한 도면 부호로 나타내고 있음에 유의하여야 한다.
이하에서 설명되는 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니 되며, 발명자는 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위한 용어로 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야만 한다.
따라서 본 명세서에 기재된 실시 예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 가장 바람직한 일 실시 예에 불과할 뿐이고, 본 발명의 기술적 사상을 모두 대변하는 것은 아니므로, 본 출원시점에 있어서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형 예들이 있을 수 있음을 이해하여야 한다.
첨부 도면에 있어서 일부 구성요소는 과장되거나 생략되거나 또는 개략적으로 도시되었으며, 각 구성요소의 크기는 실제 크기를 전적으로 반영하는 것이 아니다. 본 발명은 첨부한 도면에 그려진 상대적인 크기나 간격에 의해 제한되어지지 않는다.
명세서 전체에서 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있음을 의미한다. 또한, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다.
단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 태양광 마이크로 인버터를 나타낸 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 태양광 마이크로 인버터(1)는, DC/DC 컨버터(10)와 DC/AC 컨버터(20)로 구성된 2단 구조이다.
DC/DC 컨버터(10)는 태양전지 모듈(2)의 낮은 DC 전압(VIN)을 DC/AC 컨버터(20)의 높은 DC 전압(VO)으로 변환하고, DC/AC 컨버터(20)는 높은 DC 전압(VO)으로부터 정현파인 AC 계통 전압(vg)을 생성한다.
여기서, DC/DC 컨버터(10)는 준 공진을 통해 스위치와 다이오드들의 스위칭 손실을 저감하여 높은 전력변환효율을 갖는다. 이는 태양광 마이크로 인버터(1)의 전력변환효율이 높기 때문에 태양광 에너지를 전기 에너지로 효율적으로 변환시킬 수 있음을 의미한다. 즉, DC/DC 컨버터(10)는 태양광 마이크로 인버터(1) 내에서 승압형 DC/DC 컨버터로 사용될 때, 트랜스포머의 기생 인덕터와 저장용 커패시터 간, 트랜스포머의 기생 인덕터와 스너버(snubber) 커패시터 간의 준 공진을 이룸으로써 스위치들의 턴 오프 손실과 다이오드들의 스위칭 손실을 줄여준다.
이러한 DC/DC 컨버터(10)는 스위칭 손실이 감소함에 따라, 태양전지 모듈(2)의 낮은 입력전압과 높은 입력전류 조건에서도 높은 전력변환효율을 이루는 것을 가능하게 만들어 준다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 DC/DC 컨버터를 나타낸 도면이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 DC/DC 컨버터(10)는, 권선비(turn ratio) 1:n의 트랜스포머(T)에서, 입력단인 1차단에 부스트 컨버터(boost converter)와 하프 브릿지 컨버터(half-bridge converter)의 결합 구조가 형성되고, 출력단인 2차단에 스너버 커패시터(Csn)가 구비된 전압 더블러(voltage doubler)가 형성된다.
이러한 DC/DC 컨버터(10)는 후술할 제1 스위칭소자(S1) 및 제2 스위칭소자(S2), 제1 출력 다이오드(D1)와 제2 출력 다이오드(D2)의 소프트 스위칭을 위해 준 공진을 이용한다. 이를 위해, DC/DC 컨버터(10)는 스위칭 주파수를 가변시키는 PFM(Pulse Frequency Modulation) 제어 방식이 아니라, 고정된 스위칭 주파수에서 동작시키는 PWM(Pulse Width Modulation) 제어 방식을 사용한다.
또한, DC/DC 컨버터(10)는 트랜스포머(T)의 권선비 즉, n을 조정하여 전압 게인을 조정할 수 있다.
그리고, DC/DC 컨버터(10)는 트랜스포머(T)에 의해 입력단과 출력단이 전기적으로 절연시키기 때문에, 태양전지 모듈(2)에서 야기된 기생 전류가 출력단으로 그대로 흘러 들어가 기생 전류에 의한 손실 및 EMI가 발생하지 않는다.
우선, 트랜스포머(T)의 1차단은 부스트 컨버터를 형성하는 제1 스위칭소자(S1), 부스트 인덕터(LB)를 포함하고, 하프 브릿지 컨버터를 형성하는 제2 스위칭소자(S2), 저장용 커패시터(CS), 블럭킹 커패시터(CB), 기생 인덕터(Llk)를 포함한다. 여기서, 트랜스포머(T)는 2차측 기생 인덕터를 포함하여 1차측 기생 인덕터(Llk)와 마그넷타이징 인덕턴스(Lm)를 포함하여 모델링된다.
이때, 부스트 컨버터는 낮은 입력 전압(VIN)을 부스트 인덕터(LB)를 통해 승압시킨 후, 저장용 커패시터(CS)에 저장시키는 기능을 담당한다.
그리고, 하프 브릿지 컨버터는 기생 인덕터(Llk)와 저장용 커패시터(CS) 간에 준 공진을 이루면서, 1:n의 권선비를 갖는 트랜스포머(T)를 통해 저장용 커패시터(CS)의 전압을 n배 승압시키는 동시에 에너지를 출력단인 트랜스포머(T)의 2차단으로 전달하는 기능을 담당한다.
구체적으로, 제1 스위칭소자(S1) 및 제2 스위칭소자(S2)는 부스트 컨버터 동작과 하프 브릿지 컨버터 동작을 동시에 수행시키기 위해, 고정된 스위칭 주기 내에서 상보적인 듀티비를 가지고 동작한다.
이때, 제1 스위칭소자(S1) 및 제2 스위칭소자(S2)는 기생 인덕터(Llk)에 저장된 에너지를 이용하여 영전압 턴 온 스위칭(Zero Voltage Switching, ZVS)을 이룰 수 있다. 즉, 제1 스위칭소자(S1) 및 제2 스위칭소자(S2)는 스위칭 손실(switching loss)을 줄임으로써 고효율을 구현할 수 있다.
그리고, 저장용 커패시터(CS)와 기생 인덕터(Llk)는 준 공진(quasi resonance)을 이룸으로써 제1 스위칭소자(S1) 및 제2 스위칭소자(S2)의 턴 오프 전류값을 낮춰 턴 오프 손실을 줄여준다.
여기서, 준 공진은 고정된 스위칭 주파수에서 동작시키며 듀티비를 조절하기 때문에, 예를 들어, t1부터 t2까지의 시간(t1~t2)과 t4부터 TS+t1까지의 시간(t4~TS+t1) 각각에서 L과 C의 공진 주기가 달라지게 된다(후술할 도 4 참조). 이처럼, 저장용 커패시터(CS)와 기생 인덕터(Llk)는 완전한 LC 공진을 이용하지 않고 일부 이용하여 준 공진을 형성한다.
또한, 저장용 커패시터(CS)는 낮은 입력 전압(VIN)으로부터 승압된 전압을 저장한다. 그리고, 부스트 인덕터(LB)는 입력 전류의 리플(ripple)을 줄여준다.
한편, 저장용 커패시터(CS)는 아래 [수학식 1]을 만족하여 설계되고, 기생 인덕터(Llk)는 아래 [수학식 2]와 [수학식 3]을 만족하여 설계된다.
Figure 112018072595898-pat00001
여기서, D는 제1 스위칭소자(S1)의 듀티비이고, n은 트랜스포머(T)의 권선비이고, TS는 스위칭주기이고, IO는 출력전류를 의미한다.
Figure 112018072595898-pat00002
여기서, α1은 (t1-t0)/TS이고, α2는 (t2-t1)/TS이며, D는 (t3-t0)/TS를 의미한다.
Figure 112018072595898-pat00003
아울러, 블럭킹 커패시터(CB)는 하프 브릿지 컨버터 내에서 트랜스포머(T)의 DC 오프셋 전류로 인한 포화를 방지한다.
다음으로, 트랜스포머(T)의 2차단에는 제1 출력 다이오드(D1), 제2 출력 다이오드(D2), 스너버 커패시터(Csn), 제1 더블러 커패시터(C1), 제2 더블러 커패시터(C2), 출력 커패시터(CO)를 포함한다.
먼저, 제1 출력 다이오드(D1)와 제2 출력 다이오드(D2)는 트랜스포머(T)의 전류를 출력 전류로 정류시킨다.
또한, 제1 출력 다이오드(D1)와 제2 출력 다이오드(D2)는 전압 더블러 구조 내에서 스너버 커패시터(Csn)와 기생 인덕터(Llk) 간 준 공진을 형성함으로써 영전압 턴 온 스위칭(ZVS)과 영전류 턴 오프 스위칭(ZCS)을 이룰 수 있다.
즉, 스너버 커패시터(Csn)와 기생 인덕터(Llk)는 준 공진을 이룸으로써, 제1 출력 다이오드(D1)와 제2 출력 다이오드(D2)가 턴-온되기 전에 제1 출력 다이오드(D1)와 제2 출력 다이오드(D2)의 전압을 0V로 만들어주어 제1 출력 다이오드(D1)와 제2 출력 다이오드(D2)에 대한 영전압 턴 온 스위칭 상태를 만들어주고, 제1 출력 다이오드(D1)와 제2 출력 다이오드(D2)가 턴-오프할 때 제1 출력 다이오드(D1)와 제2 출력 다이오드(D2)의 전압 기울기를 낮춰 제1 출력 다이오드(D1)와 제2 출력 다이오드(D2)에 대한 영전류 턴 오프 스위칭 상태를 만들어준다.
한편, 스너버 커패시터(Csn)는 아래 [수학식 4]를 만족하여 설계된다.
Figure 112018072595898-pat00004
그리고, 제1 더블러 커패시터(C1)와 제2 더블러 커패시터(C2)는 트랜스포머(T)의 전압을 출력 전압(VO)의 절반만큼 만들어 저장하기 때문에 전압 게인을 2배 높여준다.
이상에 살펴본 바와 같이, 저장용 커패시터(CS)와 기생 인덕터(Llk) 간 준 공진은, 제1 스위칭소자(S1)와 제2 스위칭소자(S2)에 대한 소프트 스위칭 동작을 가능하게 함으로써, 스위칭 손실을 줄여 높은 전력변환효율을 나타낼 수 있게 한다.
마찬가지로, 스너버 커패시터(Csn)와 기생 인덕터(Llk) 간 준 공진은, 제1 출력 다이오드(D1)와 제2 출력 다이오드(D2)에 대한 소프트 스위칭 동작을 가능하게 함으로써, 스위칭 손실을 줄여 높은 전력변환효율을 나타낼 수 있게 한다.
도 3a 내지 도 3e는 상기 도 2의 DC/DC 컨버터에 대한 동작 모드를 설명하는 도면이고, 도 4는 DC/DC 컨버터의 동작 모드에 따른 전압/전류 파형을 나타낸 도면이다.
본 발명의 실시예에 따른 DC/DC 컨버터(10)는 5개 동작 모드에 따라 다음과 같이 동작한다.
먼저, 도 3a의 '제1 모드(Mode 1)'에 대해 설명하면, 제1 모드는 제1 스위칭소자(S1)의 역방향 다이오드(DS1)가 기생 인덕터(Llk)에 저장된 에너지에 의해 턴-온(turn-on)되면서 시작한다. 이때, 제1 스위칭소자(S1)는 영전압 턴 온 스위칭(ZVS) 상태가 된다. 그리고, 이 구간 동안에는 입력 전압(VIN)이 부스트 인덕터(LB)를 통해 저장용 커패시터(CS)로 에너지가 전달된다. 그러면, 제1 모드는 제2 출력 다이오드(D2)의 전류가 서서히 감소하여 OA에 도달하는 순간 종료된다.
여기서, 제1 스위칭소자(S1)와 제2 스위칭소자(S2)는 기생 인덕터(Llk)에 남아있는 에너지에 대한 프리휠링 패스(freewheeling path)를 형성한다. 이때, 프리휠링 패스는 DS1→VCB→기생 인덕터(Llk)→저장용 커패시터(CS)를 의미한다. 이는 스위치들의 전압 스트레스가 커지는 것을 방지할 수 있다.
다음, 도 3b의 '제2 모드(Mode 2)'에 대해 설명하면, 제2 모드는 제2 출력 다이오드(D2)가 턴-오프(turn-off)되고 나서, 기생 인덕터(Llk)에 남아 있던 에너지로 스너버 커패시터(Csn)를 충전시키면서 시작한다. 그리고, 제1 출력 다이오드(D1)의 전압은 스너버 커패시터(Csn)가 충전되는 동안에 서서히 0V로 떨어진다. 그러면, 제2 모드는 스너버 커패시터(Csn)의 전압이 제1 더블러 커패시터(C1)의 전압(VC1)과 동일해지는 순간, 제1 출력 다이오드(D1)의 전압이 0V로 되면서 종료된다.
다음, 도 3c의 '제3 모드(Mode 3)'에 대해 설명하면, 제3 모드는 제1 출력 다이오드(D1)가 영전압 턴 온 스위칭을 이루면서 시작한다. 이 구간 동안에는 저장용 커패시터(CS)의 전압이 트랜스포머(T)를 거쳐 n배 승압되어 제1 더블러 커패시터(C1)에 저장된다. 이와 동시에, 저장용 커패시터(CS)에 저장된 에너지는 트랜스포머(T)의 2차단인 출력단으로 전달된다. 그러면, 제3 모드는 제1 출력 다이오드(D1)의 전류가 0A가 되는 순간 종료된다.
다음, 도 3d의 '제4 모드(Mode 4)'에 대해 설명하면, 제4 모드는 제2 스위칭소자(S2)의 역방향 다이오드(DS2)가 기생 인덕터(Llk)에 저장된 에너지에 의해 턴-온되면서 시작한다. 이때, 제2 스위칭소자(S2)는 영전압 턴 온 스위칭(ZVS) 상태가 된다. 이 구간 동안에는 부스트 인덕터(LB)에 저장된 에너지가 저장용 커패시터(CS)로 전달되면서 입력 전압(VIN)보다 높은 전압이 저장용 커패시터(CS)에 저장된다. 이와 동시에, 스너버 커패시터(Csn)는 방전하기 시작하면서, 전압이 서서히 감소한다. 그러면, 제4 모드는 스너버 커패시터(Csn)의 전압이 -VC2와 동일하게 되는 순간에 종료된다.
다음, 도 3e의 '제5 모드(Mode 5)'에 대해 설명하면, 제5 모드는 제2 출력 다이오드(D2)가 영전압 턴 온 스위칭 상태를 이루면서 시작한다. 이 구간 동안에는 입력 전압(VIN)에서 저장용 커패시터(CS)로 에너지가 전달되고, 블럭킹 커패시터(CB)에 저장되어 있던 에너지가 트랜스포머(T)를 통해 출력단으로 전달된다. 그러면, 제5 모드는 제2 스위칭소자(S2)가 턴-오프되는 순간에 종료된다.
도 5a는 상기 도 2의 DC/DC 컨버터에서 스위칭소자 및 다이오드에 대한 전압/전류 파형을 나타낸 도면이고, 도 5b는 기존 부스트 하프 브릿지 컨버터에서 스위칭소자 및 다이오드에 대한 전압/전류 파형을 나타낸 도면이며, 도 5c는 기존 부스트 푸쉬 풀 컨버터에서 스위칭소자 및 다이오드에 대한 전압/전류 파형을 나타낸 도면이다.
도 5a는 DC/DC 컨버터(10)에서 제1 스위칭소자(S1)와 제2 스위칭소자(S2)에 대해 영전압 턴 온 스위칭, 제1 출력 다이오드(D1)와 제2 출력 다이오드(D2)에 대해 영전압 턴 온 스위칭 및 영전류 턴 오프 스위칭을 이루는 것을 나타낸다.
한편, 도 5b의 기존 부스트 하프 브릿지 컨버터는 낮은 입력전압, 높은 입력전류 특성을 가지는 태양전지 모듈을 사용할 때, 스위치들에 대한 높은 턴 오프 스위칭 손실을 가지기 때문에 높은 출력 파워에서 낮은 전력변환효율을 나타낸다.
기존 부스트 하프 브릿지 컨버터는 스위칭 소자들이 턴 오프할 때 전류값이 21A와 11A로 높게 나타난다. 이는 다이오드의 전류가 트랜스포머의 권선비인 n배 만큼 승압되어 1차단으로 전달되고, 이 전류가 트랜스포머의 마그넷타이징 전류와 더해져서 스위치들로 흐르기 때문이다.
반면에, 도 5a의 DC/DC 컨버터(10)는 기생 인덕터(Llk)와 저장용 커패시터(CS) 간의 준 공진을 통해 제1 스위칭소자(S1)와 제2 스위칭소자(S2)가 턴-오프할 때 전류값을 낮출 수 있다. 즉, DC/DC 컨버터(10)는 준 공진을 이루기 때문에 제1 스위칭소자(S1)와 제2 스위칭소자(S2)의 턴 오프 전류인 11A와 6A를 형성한다.
또한, 도 5c의 기존 푸쉬 풀 컨버터는 기생 인덕터에 남아있는 에너지로 인하여 스위치들의 높은 전압 스트레스를 유발시키고, 트랜스포머의 DC 오프셋 전류로 인해 낮은 출력 파워에서 낮은 전력변환효율을 나타낸다. 반면에, 도 5a의 DC/DC 컨버터(10)는 스위치 전압 스트레스를 낮출 수 있다.
도 5a 내지 도 5c를 통해 살펴볼 때, DC/DC 컨버터(10)는 태양광 마이크로 인버터(1) 내에서 승압형 DC/DC 컨버터로 적용할 때 전력 변환을 효과적으로 달성할 수 있음을 알 수 있다.
비록 상기 설명이 다양한 실시예들에 적용되는 본 발명의 신규한 특징들에 초점을 맞추어 설명되었지만, 본 기술 분야에 숙달된 기술을 가진 사람은 본 발명의 범위를 벗어나지 않으면서도 상기 설명된 장치 및 방법의 형태 및 세부 사항에서 다양한 삭제, 대체, 및 변경이 가능함을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 범위는 상기 설명에서보다는 첨부된 특허청구범위에 의해 정의된다. 특허청구범위의 균등 범위 안의 모든 변형은 본 발명의 범위에 포섭된다.
1 : 태양광 마이크로 인버터 2 : 태양전지 모듈
10 : DC/DC 컨버터 20 : DC/AC 컨버터
T : 트랜스포머 S1 : 제1 스위칭소자
S2 : 제2 스위칭소자 LB : 부스트 인덕터
Llk : 기생 인덕터 CB : 블럭킹 커패시터
CS : 저장용 커패시터 Csn : 스너버 커패시터
D1 : 제1 출력 다이오드 D2 : 제2 출력 다이오드
C1 : 제1 더블러 커패시터 C2 : 제2 더블러 커패시터

Claims (8)

  1. 소정의 권선비를 갖는 트랜스포머; 및
    상기 트랜스포머의 1차단에 결합 구조를 형성하는 부스트 컨버터와 하프 브릿지 컨버터;를 포함하되,
    상기 트랜스포머의 2차단은 스너버 커패시터가 구비된 전압 더블러를 형성하며,
    상기 트랜스포머 1차단의 일단에 연결되는 기생 인덕터와 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함된 저장용 커패시터 간에 준 공진을 형성하고, 상기 기생 인덕터와 상기 스너버 커패시터 간에 준 공진을 형성하되,
    상기 부스트 컨버터는 입력전압을 부스트 인덕터를 통해 승압시킨 후 상기 저장용 커패시터에 저장시키고,
    상기 부스트 컨버터에 포함된 제1 스위칭소자와 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함된 제2 스위칭소자는 서로 직렬로 연결되며,
    상기 부스트 인덕터는 상기 제1 스위칭소자와 상기 제2 스위칭소자 사이에 병렬로 연결되고, 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함되어 상기 트랜스포머 1차단의 타단에 연결되는 블럭킹 커패시터에 직렬로 연결되는 것인 DC/DC 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 부스트 컨버터에 포함된 제1 스위칭소자와 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함된 제2 스위칭소자는,
    고정된 스위칭 주기내에서 상보적 듀티비를 가지고 동작하되,
    상기 기생 인덕터에 저장된 에너지를 이용하여 영전압 턴 온 스위칭을 이루는 것인 DC/DC 컨버터.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 스너버 커패시터는,
    수학식
    Figure 112019112780665-pat00017
    (여기서, Csn은 스너버 커패시터, Llk는 기생 인덕터, D는 제1 스위칭소자의 듀티비, Ts는 스위칭주기, n은 트랜스포머의 권선비, Lm은 마그넷타이징 인덕턴스임)를 만족하여 설계하는 것인 DC/DC 컨버터.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 트랜스포머의 2차단은,
    상기 트랜스포머의 전류를 출력 전류로 정류시키는 제1 출력 다이오드와 제2 출력 다이오드를 포함하고,
    상기 제1 출력 다이오드와 상기 제2 출력 다이오드는,
    상기 전압 더블러 내에서 영전압 턴 온 스위칭과 영전류 턴 오프 스위칭을 이루는 것인 DC/DC 컨버터.
  5. 태양전지 모듈의 DC 전압을 승압하기 위한 DC/DC 컨버터; 및
    상기 DC/DC 컨버터에 의해 승압된 DC 전압으로부터 정현파인 AC 계통 전압을 생성하기 위한 DC/AC 컨버터;를 포함하되,
    상기 DC/DC 컨버터는,
    소정의 권선비를 갖는 트랜스포머; 및
    상기 트랜스포머의 1차단에 결합 구조를 형성하는 부스트 컨버터와 하프 브릿지 컨버터;를 포함하되,
    상기 트랜스포머의 2차단은 스너버 커패시터가 구비된 전압 더블러를 형성하며, 상기 트랜스포머 1차단의 일단에 연결되는 기생 인덕터와 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함된 저장용 커패시터 간에 준 공진을 형성하고, 상기 기생 인덕터와 상기 스너버 커패시터 간에 준 공진을 형성하되,
    상기 부스트 컨버터는 입력전압을 부스트 인덕터를 통해 승압시킨 후 상기 저장용 커패시터에 저장시키고,
    상기 부스트 컨버터에 포함된 제1 스위칭소자와 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함된 제2 스위칭소자는 서로 직렬로 연결되며,
    상기 부스트 인덕터는 상기 제1 스위칭소자와 상기 제2 스위칭소자 사이에 병렬로 연결되고, 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함되어 상기 트랜스포머 1차단의 타단에 연결되는 블럭킹 커패시터에 직렬로 연결되는 것인 태양광 마이크로 인버터.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 부스트 컨버터는에 포함된 제1 스위칭소자와 상기 하프 브릿지 컨버터에 포함된 제2 스위칭소자는,
    고정된 스위칭 주기내에서 상보적 듀티비를 가지고 동작하되,
    상기 기생 인덕터에 저장된 에너지를 이용하여 영전압 턴 온 스위칭을 이루는 것인 태양광 마이크로 인버터.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 스너버 커패시터는,
    수학식
    Figure 112019112780665-pat00018
    (여기서, Csn은 스너버 커패시터, Llk는 기생 인덕터, D는 제1 스위칭소자의 듀티비, Ts는 스위칭주기, n은 트랜스포머의 권선비, Lm은 마그넷타이징 인덕턴스임)를 만족하여 설계하는 것인 태양광 마이크로 인버터.
  8. 제 5 항에 있어서,
    상기 트랜스포머의 2차단은,
    상기 트랜스포머의 전류를 출력 전류로 정류시키는 제1 출력 다이오드와 제2 출력 다이오드를 포함하고,
    상기 제1 출력 다이오드와 상기 제2 출력 다이오드는,
    상기 전압 더블러 내에서 영전압 턴 온 스위칭과 영전류 턴 오프 스위칭을 이루는 것인 태양광 마이크로 인버터.
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