KR102090845B1 - 단일 반송파 광대역 채널에서의 블라인드 등화 - Google Patents

Abstract

판정지향(DD) 최소평균제곱(LMS) 블라인드 등화기를 포함하는 블라인드 등화 장치에 관한 발명. 이 블라이드 등화 장치는 DD LMS 블라인드 등화기를 포함하며, 이 블라인드 등화 장치에서, 블라인드 등화기는 필터 탭 업데이트 알고리즘을 사용하여 적응적으로 업데이트되는 탭 가중치를 갖는 유한 임펄스 응답 필터를 사용하고, 동상(I) 채널 및 직교위상(Q) 채널 중 하나의 블라인드 등화가 2진 변조된 파형의 유클리드 거리를 최대화함으로써 수행되고, 상기 블라인드 등화기는 블록별로 독립적인 위상 추정값을 계산하기 위하여 블록을 평균화하고, 상기 블라인드 등화기는 블록별 위상 추정값으로부터 블록별로 오차 변수를 계산하고, 상기 블라인드 등화기는 위상 추정값 및 동상/직교위상(I/Q) 교번 1차원/2진 슬라이싱을 사용하여 경판정을 수행하고, 상기 블라인드 등화기는 상기 경판정을 사용하여, 필터 탭 가중치를 업데이트하는 데 사용되는 오차 변수를 도출한다.

Description

단일 반송파 광대역 채널에서의 블라인드 등화{BLIND EQUALIZATION IN A SINGLE CARRIER WIDEBAND CHANNEL}

본 발명은 단일 반송파 광대역 채널에서의 블라인드 등화(blind equalization)에 관한 것이다.

<정부 권리의 진술>

미합중국 정부는 정부 계약 제09-C-4138호에 의거하여 본 발명에 대한 권리를 갖는다.

1군의 실시예들에 있어서, 판정지향(DD) 최소평균제곱(LMS) 블라인드 등화기를 포함하는 블라인드 등화 장치가 제공된다.

다른 군의 실시예들에 있어서, 판정지향(DD) 최소평균제곱(LMS) 블라인드 등화기를 포함하는 블라인드 등화 장치가 제공되는데, 이 장치에서, 블라인드 등화기는 필터 탭 업데이트 알고리즘을 이용하여 적응적으로 업데이트되는 탭 가중치를 갖는 유한 임펄스 응답 필터를 사용하고, 동상(I) 채널 및 직교위상(Q) 채널 중 하나의 블라인드 등화가 2진 변조된 파형의 유클리드 거리를 최대화함으로써 수행되고, 상기 블라인드 등화기는 블록별로 독립적인 위상 추정값을 계산하기 위하여 블록을 평균화하고, 상기 블라인드 등화기는 블록별 위상 추정값으로부터 블록별로 오차 변수를 계산하고, 상기 블라인드 등화기는 위상 추정값 및 동상/직교위상(I/Q) 교번 1차원/2진 슬라이싱을 사용하여 경판정을 수행하고, 상기 블라인드 등화기는 상기 경판정을 이용하여, 필터 탭 가중치를 업데이트하는 데 사용되는 오차 변수를 도출한다.

또다른 군의 실시예들에 있어서는, 신호를 등화하기 위한 판정지향 부분간격 등화기(FSE)를 포함하는 블라인드 등화 장치가 제공된다.

다른 군의 실시예들에 따르면, 판정지향(DD) 최소평균제곱(LMS) 등화기를 제공; 유한 임펄스 응답 필터를 사용하여, 필터 탭 업데이트 알고리즘을 이용해서 탭 가중치를 적응적으로 업데이트; 블라인드 등화기를 사용하여, 2진 변조된 파형의 유클리드 거리를 최대화함으로써 동상(I) 채널 및 직교위상(Q) 채널 중 하나의 블라인드 등화를 수행; 블라인드 등화기를 사용하여, 블록별로 독립적인 위상 추정값을 계산하기 위하여 블록을 평균화; 블라인드 등화기를 사용하여, 블록별 위상 추정값으로부터 블록별로 오차 변수를 계산; 블라인드 등화기를 사용하여, 위상 추정값 및 동상/직교위상(I/Q) 교번 1차원/2진 슬라이싱을 이용해서 경판정을 수행; 블라인드 등화기를 사용하여, 상기 경판정을 이용해서, 필터 탭 가중치를 업데이트하는 데 사용되는 오차 변수를 도출하는 것을 포함하는 블라인드 등화 방법이 제공된다.

또다른 군의 실시예들에 따르면, 블라이드 등화 방법은, 판정지향 최소평균제곱(LMS) 등화기를 사용하여 위상 옵셋을 검출; LMS 규칙에 따라 유한 임펄스 응답 필터를 사용하여 필터 탭 업데이트를 수행하는 것을 포함한다.

또다른 군의 실시예들에 따르면, 블라이드 등화 방법은, 판정지향 최소평균제곱(LMS) 등화기를 사용하여 위상 역회전을 수행; 최소평균제곱 규칙에 따라 필터 탭 업데이트를 수행하는 것을 포함한다.

또다른 군의 실시예들에 따르면, 블라이드 등화 방법은, 판정지향 부분간격 등화기(FSE)를 사용하여 위상 옵셋을 검출; 최소평균제곱 규칙에 따라 필터 탭 업데이트를 수행하는 것을 포함한다.

또다른 군의 실시예들에 따르면, 블라이드 등화 방법은, 판정지향 부분간격 등화기(FSE)를 사용하여 위상 역회전을 수행; 최소제곱평균 규칙에 따라 필터 탭 업데이트를 수행하는 것을 포함한다.

이하의 첨부 도면은 다양한 대표 실시예들을 보다 더 완전하게 설명하기 위하여 사용된 것이며 당업자가 본원에 개시된 실시예들 및 그 장점을 보다 잘 이해하기 위해 이용할 수 있는 시각적 표현을 제공해주기 위한 것이다. 이들 도면에서, 동일한 참조 번호는 동일한 구성요소를 가리킨다.
도 1은 MSK 심볼수의 함수로서 일정계수 알고리즘(CMA) 블라인드 등화기의 비트 오류율(BER) 궤적을 나타내는 그래프이다.
도 2는 블라인드 등화기가 포함된, MSK 신호를 이용하는 종단간 통신 시스템의 구성요소들을 나타낸다.
도 3은 블라인드 등화기의 구조를 나타낸다.
도 4는 주로 AWGN에 의해 발생된 왜곡의 경우와 비선형 왜곡의 경우에 있어서, 상이한 반송파 주파수 옵셋 f₀에서의 DD LMS 블라인드 등화기의 신호대잡음비(SNR)에 대한 비트 오류율(BER)을 나타내는 그래프이다.
도 5a는 가산성 백색 가우시안 노이즈(AWGN) 존재하의, DD LMS 등화기의 직교위상 및 동상 출력의 상관 산점도이다.
도 5b는 AWGN 존재하의, DD LMS 등화기에 있어서의 주파수의 함수로서의 등화기 응답의 크기를 나타내는 그래프이다.
도 6a는 f₀=6MHz인 경우의 AWGN 존재하의 디지털 위상동기 루프(DPLL)의 동상(I) 채널 출력의 산점도이다.
도 6b는 f₀=6MHz인 경우의 AWGN 존재하의 디지털 위상동기 루프(DPLL)의 직교위상(Q) 채널 출력의 산점도이다.
도 7은 판정지향 최소평균제곱 등화기 및 위상 옵셋 검출을 이용한 블라인드 등화 방법의 흐름도이다.
도 8은 판정지향 최소평균제곱 등화기 및 위상 역회전을 이용한 블라인드 등화 방법의 흐름도이다.
도 9는 판정지향 부분간격 등화기 및 위상 옵셋 검출을 이용한 블라인드 등화 방법(900)의 흐름도이다.
도 10은 판정지향 부분간격 등화기를 이용한 블라인드 등화 방법의 흐름도이다.
도 11은 판정지향 최소평균제곱(LMS) 블라인드 등화기를 이용하며, 그리고 경판정을 하기 위하여 I/Q 교번 1차원/2진 슬라이싱을 이용하는 블라인드 등화 방법(1100)의 흐름도이다.

본 발명에서는 다양한 형태로 된 많은 실시예들이 나올 수 있지만, 여기서는 하나 이상의 특정 실시예를 도면에 도시하고 설명한다. 여기 개시되는 것은 본 발명의 원리의 예시로서 고려되어야 할 것으로, 본 발명을 특정 실시예들에 한정하려는 것이 아님을 이해하여야 한다. 이하의 설명에서 그리고 여러 첨부 도면에서, 동일한 참조 번호는 동일 또는 유사한 구성요소를 참조하기 위하여 사용된 것이다.

본 발명은 전반적으로 블라인드 등화(blind equalization)에 관한 것으로, 보다 상세하게는 단일 반송파 광대역 채널에서의 최소편이 변조(MSK: minimum shift keying) 신호 및 대역폭 효율적 변조(bandwidth-efficient modulation) 신호의 블라인드 등화에 관한 것이다.

최소편이 변조(MSK)는 1950년대 후반과 1960년대에 개발된 연속위상 주파수편이 변조(continuous-phase frequency-shift keying)의 한 종류이다. MSK는 심볼 주기의 반주기만큼 지연된 직교위상(Q) 채널 성분을 갖는 직교위상 성분들 사이에서 비트가 교번(alternating)하도록 인코드한다. MSK는 각 비트를 반 정현파(half sinusoid)로서 인코드하여 일정계수 신호(constant-modulus signal)를 출력하는데, 이로써 비선형 왜곡(non-linear distortion)에 의해 발생되는 문제를 줄일 수 있다.

MSK 신호의 검출(detection) 및 블라인드 등화(blind equalization)는, MSK 변조 기법의 도입 이래로 오랫동안 문헌상 연구되어 왔다. MSK 신호의 처리를 위한 최적의 수신기 구조에서는 채널상태 정보(CSI: channel state information)를 완벽하게 알도록 매칭된 필터가 필요하다. 실무상, CSI는 스펙트럼 효율을 감소시키는 학습 신호열(training sequence) 또는 파일럿 신호(pilot signal)를 통해서 취득해야 하거나, 아니면, 수신기에서 알지 못하는 것으로 전제해야 한다. CSI없는 MSK 신호의 복조의 성공여부는 수신기측에서의 블라인드 등화에 좌우된다.

블라인드 등화란 수신된 신호로부터 송신 신호를 추측(infer) 또는 등화(equalize)하는 디지털 신호 처리 기법으로서, 수신 신호를 참고하지 않고, 송신된 신호 통계치만을 사용한다. 따라서 그 이름을 "블라인드"라고 명명한 것이다. 그 다음에, 추정된 등화값은 수신 신호와 컨벌루션(convolve)되어서 송신 신호의 추정치를 산출한다.

공간 기반 통신 시스템의 최근의 발달로 점점 더 도전적인 문제 - 사용 가능한 주파수 스펙트럼의 부족 문제가 늘어나고 있다. 가용 스펙트럼의 사용을 극대화하기 위하여 위성 시스템 설계자가 사용할 수 있는 하나의 방법은, 대역폭 효율적 변조(BEM: bandwidth-efficient modulation)이다. 이 기법은 적정한 전력 효율 및 구현 복잡도를 유지하면서도 대역폭의 효율을 향상시킬 수 있다.

본 발명의 실시예들은 또한 부분간격 등화(FSE: fractional space equalize)에도 적용될 수 있다. FSE는 적응형 등화기(adaptive equalizer)로서, 그 탭(tap)들이 기저대역 신호의 가장 높은 주파수 성분의 역수의 2배(즉,

)보다 더 가까운 간격으로 배열된다. FSE는 종래의 심볼간격 등화기(symbol spaced equalizer)에 비해 우수한 성능을 발휘하며, 종래의 동기 심볼간격 등화기에 비해 지연왜곡을 훨씬 더 효과적으로 보상할 수 있다.

MSK 신호는 스펙트럼 효율을 유지하면서도 비선형 왜곡에 대처하는 효율적인 수단을 제공한다. 채널상태 정보(CSI)를 취득하기 위해서는 스펙트럼 효율 및 하드웨어 복잡도가 모두 요구된다. MSK 신호의 CSI 없는 복조는 블라인드 등화 기술에 의존한다.

광범위한 컴퓨터 시뮬레이션 결과에 의해 입증된 것과 같이, 제안된 구조(아키텍처)에 의해서, 개방 루프(open loop), 최소의 하드웨어 복잡도, 및 MSK 신호 및 BEM 신호에 적용되는 블라인드 등화기에서 얻을 수 있는 최적의 성능에 근접하는 매우 연산 효율적인 설계가 가능해진다.

본 발명의 실시예에 따르면, 탭 가중치(tap weight)가 적응적으로 업데이트되므로, 탭 가중치가 최적의 탭 가중치로부터 거의 이탈되지 않는다.

일정한 엔벨로프(포락선)를 갖는 특성에 의해 매력적인 스펙트럼 효율 및 전력 효율을 내는 연속위상 변조(CPM: continuous phase modulation)가 무선 통신 시스템에 널리 사용된다. 대역폭이 제한되고 진폭이 제한되는 채널에서는, CPM의 특별한 형태로서 최소편이 변조(MSK)의 사용이 늘어났다. 특히, 그 일정한 포락선 특성에 의해서, MSK 변조는 비선형 왜곡으로 인한 문제를 크게 완화시킨다.

MSK 신호 처리를 위한 최적의 수신기 구조는 CSI를 완벽하게 알 수 있도록 매칭된 필터링을 필요로 한다. CSI를 획득함에 의해 스펙트럼 효율이 감소되고 하드웨어의 복잡도가 증가된다. 예를 들어, CSI는 학습 신호열을 통해서 또는 파일럿 신호를 사용하여서 취득할 수 있는데, 이는 스펙트럼 효율을 감소시킨다. 또는 이와 달리, 수신기에서는 CSI를 알지 못한다고 전제할 수도 있다. CSI없는 MSK 신호의 복조의 성공은 수신기측에서의 블라인드 등화에 좌우된다.

블라인드 검출기(detector)의 성능은, 신호대잡음비(SNR)가 증가함에 따라 제로포싱(ZF: zero-forcing) 검출기의 성능으로 수렴하는 것으로 밝혀져 있다. 그러나 채널 왜곡(channel distortion) 및 가산성 백색 가우시안 노이즈(AWGN: addaptive white Gaussian noise) 모두가 있는 환경에서 블라인드 등화가 얼마나 잘 작동하는지는 공개된 질문이다. 또한, 이러한 설정에서, 필터 탭(filter tap)은 매회의 블라인드 등화시마다 재계산해야 하는데, 이는 비용이 많이 소요되는 역행렬 연산을 포함한다. 따라서, 과거의 접근 방식에 따르면, 연산 복잡도가 입력 데이터의 길이에 따라 지수함수적으로 늘어난다.

연산 복잡도와 성능 사이의 적정한 절충을 이루기 위한 시도로서, MSK 신호의 블라인드 등화시에 일정계수 알고리즘(CMA: constant modulus algorithm)을 적용하려는 시도가 있었다. 이러한 CMA가 적용된 블라인드 등화는, 등화기 출력의 제곱 크기가 상수 γ에 대하여 분산되는 것을 최소화한다. 이 접근법은 매우 불안정하다. AWGN의 존재하에, 일정계수(CM) 블라인드 수신기는 시간이 지남에 따라 최적의 탭 가중치로부터 발산한다는 것이 분석적 및 실험적으로 입증되어 있다. 도 1은 MSK 심볼수의 함수로서 CMA 블라인드 등화의 비트 오류율(BER: bit error rate) 궤적의 그래프이다. 도 1로부터 알 수 있는 것과 같이, 최적의 필터 탭 가중치는 MSK 심볼수가 대략 17,000개일 때로부터 발산하기 시작한다.

본 발명의 실시예에 따르면, MSK 변조는, 직교위상 채널(quadrature channel), 즉, Q 채널에 수직인 동상 채널(in-phase channel), 즉, I 채널을 사용한 스태거 2진 변조(staggered binary modulation)로 지정할 수 있다. 이러한 접근방법을, 본 발명의 실시예에 따른 블라인드 등화 아키텍처 설계를 가이드하기 위해 사용한다.

도 2는 블라인드 등화기를 포함하는, MSK 신호의 종단간(end-to-end) 통신 시스템(200)의 구성요소들을 나타내는 도면이다. 이 통신 시스템(200)은 송신기 시스템(210) 및 수신기 시스템(220)을 포함한다. 송신기 시스템(210)은 출력 신호 x(t)를 생성하며, 비트 소스(bit source)(225), 변조기(modulator)(230), 및 펄스정형 필터(PSF: pulse shaping filter)(235)를 포함한다. 비트 소스(225)는 변조기(230)로 전송되는 정보 비트 b(227)를 생성한다. 변조기(230)는 정보 비트 b(227)를 직교 좌표계의 심볼로 매핑하여, PSF(235)로 전송되는 변조된 출력 심볼 신호열 m(232)을 생성한다. PSF는, 신호가 제대로 거동하도록 하기 위한 그리고 하나 이상의 신호를 각자의 할당된 스펙트럼에 한정하여 인접한 스펙트럼 대역으로 거의 유출되지 않도록 하기 위한 하나 이상의 스펙트럼 마스크(spectral mask)를 만들기 위하여 통신 시스템에서 일반적으로 사용된다. PSF는 스펙트럼 봉쇄(spectral containment)를 하는 것이다.

PSF(235)는 주파수 도메인에서의 각자의 개별 스펙트럼 대역을 관심 기능에 할당하여서, 매우 혼잡한(crowded) 스펙트럼에서 동작하도록 구성된다. PSF(235)는 대역폭 및 주파수 중심점 τ를 관심 기능에 할당하는 것이 바람직하다. 예를 들면, PSF(235)는 주파수 중심점 τ=1.00 GHz의 대략 995 MHz ~ 1.05 ㎓의 대역폭을 관심 주파수에 할당할 수 있다. PSF(235)는 아날로그 시간 도메인의 출력 신호 x(t)(215)를 생성한다.

입력 신호 x(t)는 채널(237)에서 발생되는 채널발생 컨벌루션 효과로 인해 왜곡되어 왜곡 신호 h(t)가 되고나서 채널(237)에서 출력된다. 노이즈 n(t)가 또한 신호에 부가되어, 아날로그 시간 도메인의 수신 신호 y(t)가 생성된다. 노이즈 n(t)에는 AWGN이 포함된다. AWGN은 수신기 시스템(220)의 가열을 포함한 하나 이상의 원인 및 그 밖의 전력 소모 등의 원인에 의하여 발생할 수 있다. 노이즈 n(t)는 선형이며 x(t)에 의존하지 않는다.

수신기 시스템(220)은 수신 신호 y(t)를 수신하며, 수신기 전단 처리 블록(receiver front-end processing block)(240), 등화기(equalizer)(250), DPLL(260), 및 비트 싱크(bit sink)(265)를 포함한다. 수신기 전단 처리 블록(240)은 수신 신호 y(t)를 수신한다. 등화기 이전에 MSK 신호를 복조하기 위해 필요한 모든 충분한 통계치를 생성하기 위해, 상기 수신기 전단 처리 블록(240)은, 자동 이득 제어(AGC: automatic gain control) 알고리즘, 아날로그-디지털 변환기(ADC) 알고리즘, 타이밍 복구(TR: timing recovery) 알고리즘, 다운샘플러(DS: down sampler) 알고리즘 중 하나 이상을 수행하도록 구성된다. 이들 기능들은 수신 신호가 최적으로 동기화되고 다운샘플링되는 것을 확실하게 하는 역할을 한다.

수신된 아날로그 신호 y(t)의 샘플링은, 작은 샘플링 간격 T_S와 이에 상응하는 샘플링 주파수 1/T_S를 사용하여 아날로그 도메인에서 수행된다. 예를 들어, 대표적인 샘플링 주파수 1/T_S는 약 20 GHz인데, 이는 약 0.05 나노초(nsec)의 샘플링 간격에 해당된다.

이에, 수신된 아날로그 신호 y(t)로부터 디지털화된 샘플 신호열 y(n)(275)가 생성된다. 샘플 신호열 y(n)이란 y(n)이 x(t)로부터 채널 컨볼루션 h(t) 및 노이즈 발생 n(t)를 통해 어떻게 생성되는지를 나타내는 근사적인 수학적 설명이다. 따라서, 본 발명의 실시예에 있어서, y(n)=y(nT_S)는

의 n번째 원소이다. 본 발명의 실시예에 따르면, 샘플링 레이트(sampling rate)는 심볼 레이트(symbol rate) 1/T_S와 대략 일치한다.

심볼당 1개보다 많은 샘플이 있을 것이기 때문에, 심볼 기반의 MSK 블라인드 등화기 대신에 FSE를 이용하는 실시예들의 경우에 샘플

이다. 여기서, M은 오버샘플링 인수(oversampling factor)이며 M>1이다. 이러한 실시예 군에 따르면, 샘플 y(n)은 여전히, 길이 N으로 수신된

의 n번째 원소이다. 그러나, 샘플링 시간 간격이 작기 때문에 각 원소의 정의는 상이하다.

본 발명의 실시예는 또한 부분간격 등화기(FSE)에도 적용될 수 있다. 보다 구체적으로, FSE의 경우, 등화기의 탭 간격은 보 간격(baud spacing)(즉, 시간)의 일부분 또는 전송되는 심볼의 주기(즉, T_S)의 일부분이다. 표기의 편의를 위해, 연속 시간에서의 채널과 펄스정형 필터의 임펄스 응답의 결합된 효과는

로 나타낼 수 있다. 연속 시간 노이즈는 n(t)로 표현할 수 있다. m(n)을 심볼 주기 T_S(즉, 샘플링 레이트

)로 전송된 이산심볼 시퀀스(discrete symbol sequence)라고 하면, 아날로그 수신 신호 y(t)의 기저대역 등가식은 다음과 같이 표현할 수 있다.

부분간격 등화기(FSE)는 필터 탭 간격이

인 FIR 필터이다. 여기서 M은 오버샘플링 인수(M>1)이다. 입력 신호열의 샘플 주기(즉, 레이트)가 필터의 탭 간격과 동일하기 때문에, FSE로의 입력 신호열 y(t)는 시간 간격

만큼 떨어진 간격으로 샘플링되어야 한다. 이산시간등가 신호(discre time-equivalent signal)

는 아래 식으로 주어진다.

여기서 k는 정수이고, T_S는 입력 신호 m(n)의 심볼 주기이다. 시간 지수 k는 부분 공간(fractional space)에서의 샘플을 표기하기 위해 사용하기로 하며, 지수 n은 보 공간(baud space)(즉, 샘플링 레이트

)에서의 샘플을 표기하기 위해 사용하기로 한다. 부분 공간에서, 등화기의 출력 m(k)는 아래 식으로 주어진다.

여기서, f(i)는 등화기 탭이며, FSE의 탭 간격은

이다. FSE의 길이는 MN이다. 우리는 하나의 입력 심볼 m(n)에 대응하는 하나의 출력 심볼만을 필요로 하기 때문에, 매 M 샘플마다 m(k)를 1회 계산하면 충분하다. FSE의 출력 레이트를 보 레이트(baud rate)(즉, 샘플링 레이트

)와 동일하게 만드는 또다른 방법은, M을 인수로 하여 m(k)를 다운샘플링하는 것이다.

수신기 전단 처리 블록(240)은 처리 신호 y(n)(275)을 생성하며 이 신호는 등화기(250)로 전송된다. 등화기는 처리 신호 y(n)(275)을 수신하고, 본 발명의 실시예에 따라 채널 왜곡을 제거(undo)하여서 이 처리 신호 y(n)(275)을 등화처리하여, 등화기 출력 q(280)를 디지털 위상동기루프(DPLL)(260)로 전송한다. DPLL(260)은 등화기 출력 q(280)를 수신하여, 반송파 주파수 옵셋(CFO: carrier frequency offset)을 추적 및 추정하여, DPLL 출력 m(285)을 생성한다. DPLL 출력 m(285)은 신호대잡음비(SNR)가 주어진 정보 비트 b(227)의 가장 근접한 추정치를 나타낸다. CFO는 위상 옵셋(phase offset) θ₀의 변화율이다.

상기 수신기의 목적은 채널 왜곡, 반송파 주파수 옵셋(CFO), 및 부가 노이즈에 의해 손상된 정보 비트 b(227)를 복구하는 것이다.

수신 신호 y(t)는 송신 신호 x(t)에 선형적으로 의존하지만, 채널 왜곡, CFO, 및 AWGN에 의해 손상된다. 등화기(250)의 기능은, 수신 신호 y(t)에 가해진 채널 왜곡 및 기타 손상을 제거 또는 복원하는 것이다.

을

(정보 심볼 시퀀스를 나타냄)의 n번째 원소라고 하자. 또한

은 ±1이 될 확률이 동일하다고 가정하고, 또한, m은 독립적이고 동일하게 분포된(IID: independently and identically distributed) 확률변수(random variable)라고 가정한다. 복소수 기저대역 정보를 담고있는 MSK 신호 x(t)는 다음과 같이 쓸 수 있다.

여기서, 위상 φ(t)는 아래 식으로 주어진다.

여기서 T_S는 심볼 주기를 나타내며,

이다.

식 (4)는 x(t), h(t), n(t)에 대한 y(t)의 의존성을 기술하고 있다. 식 (6)에서 p(t)는 [, T_S]의 간격에서 지원되는 펄스정형 필터를 나타낸다. 식 (4)에서의 x(t)를, 아래 식에서와 같이 각

에 대해서 재정의 할 수 있음을 주목해야 할 가치가 있다.

따라서, 하나의 심볼에 의해 발생된 위상 편이는 π/2이다.

수신기 측에서, 수신 파형 y(t)는 반송파 주파수 옵셋을 갖는 x(t)에 선형으로 의존한다. 수신 파형 y(t)는 일반적으로 AWGN 노이즈 n(t)에 의해 손상된다.

즉,

이다.

위 식에서 f₀는 Hz 단위의 반송파 주파수 옵셋을 나타내며, 초기 위상 옵셋 θ₀∈[,2π]와 노이즈 프로세스 n(t)의 노이즈 전력 스펙트럼 밀도는 N₀이다. 초기 위상 옵셋 θ₀는 시간에 의존하지 않는다. 또한, h(t)는 채널 임펄스 응답을 의미하며, 이는 선형 왜곡 채널(즉, 종래의 다중경로 채널) 또는 비선형 왜곡 채널 중 하나를 나타낸다.

도 3은 블라인드 등화기(250)의 구성도이다. 블라인드 등화기(250)는 탭 가중치 w=[w(1),w(2),...,w(L)]^T를 갖는 유한 임펄스 응답(FIR: finite impulse response) 필터를 이용하여 길이 L의 출력 신호 q(n)(280)을 출력한다. q(n)은 아래 식과 같이 표현될 수 있다.

MSK 블라인드 등화기 대신에 FSE를 사용하는 실시예에서, FIR 필터의 출력 q(n)은 시간 간격 T_S로는 분리되지 않고 시간 간격

로 분리된다.

FIR 필터(310)는 탭 가중치 w를 사용하며 필터 탭 업데이트 알고리즘(340)을 통해 적응적으로 업데이트될 수 있다. 제1 스냅샷 버퍼(320)는 y를 서브샘플링(subsampling)하고 제2 스냅샷 버퍼(330)는 등화기 출력(280)을 서브샘플링한다. 채널이 느리게 변화(예를 들어, 수 Hz 내지 수십 Hz의 변화)하더라도 데이터가 훨씬 더 빠른 데이터 레이트(예를 들어, 수 MHz 내지 GHz)로 도착할 경우에는, 데이터 레이트에 기초하여 FIR(310)을 업데이트할 필요가 없다. 대신에, 본 발명의 실시예에 따르면, 탭 업데이트 알고리즘(340)에 의해서, 채널의 변화 레이트와 일치하는 레이트로 업데이트가 수행될 수 있다. 제1 스냅샷 버퍼(320) 및 제2 스냅샷 버퍼(330)는 필터 탭 업데이트 알고리즘을 훨씬 낮은 레이트로 동작할 수 있도록 한다.

적응형(addaptive) FIR 필터(310)는 수신 신호 y(t)의 데이터 레이트가 아닌 채널 왜곡의 변화 레이트만을 추적하면 된다. 도 3에 도시된 것과 같이, 처리 신호 y(n)(275)에서부터 FIR(310)을 지나서 등화기 출력 q(280)까지 굵은 선으로 표시한 주 신호경로는, 데이터 레이트가 잠재적으로 상당히 빠른 경로이다. 반면에, 주 신호경로에서 벗어나서 제1 스냅샷 버퍼(320) 또는 제2 스냅샷 버퍼(330) 중 하나를 통과하고 필터 탭 업데이트 알고리즘(340)을 지난 다음에 적응형 FIR 필터(310)로 재전송되어서 주 신호경로와 합쳐지는 두 개의 부 신호경로(점선으로 표시하였음)는 일반적으로 데이터 레이트가 상당히 낮다.

MSK 심볼의 분포형태(constellation)는 업데이트된 필터 탭 가중치를 사용하여 등화기(250)의 출력 q(280)에서 업데이트된다.

채널 왜곡의 변화 레이트를 추적하는 것으로 충분한 결정적인 관측에 의해서, 성능의 저하없이 훨씬 낮은 레이트로 탭 가중치 w를 업데이트할 기회를 가질 수 있다. 만일 수신 신호 y(t)의 데이터 레이트를 추적해야 한다면, 성능이 손상되지 않으면서도 상당히 낮은 레이트에서 탭 가중치 w를 업데이트하는 것이 가능하지 않을 것이다.

제2 SS 버퍼의 크기를 K라 하면,

는 c=[q(n) q(N-1) ... q(n-K+1)]^T 로 정의된다. 여기서, c는 등화기에서 출력되고 제2 SS 버퍼에 저장되는 심볼이다. 그리고 이와 유사하게 제1 SS 버퍼는 u=[y(n) y(n-1) ... y(n-K-L+2)]^T 로 정의될 수 있다. 여기서, u는 제1 SS 버퍼(320)에 저장된 샘플이고, y(275)는 PSF(235)에서 출력된 다음에 채널 컨벌루션 h(t)와 노이즈 발생분 n(t)이 가해진 후에 수신된 아날로그 신호의 디지털화 버전 y(n)(275)으로서 이때

이다. 그 다음에, 필터 탭 업데이트 알고리즘(340)은 알고 있는 u와 c로써 w의 업데이트를 연산한다.

심볼 기반 MSK 블라인드 등화기 대신에 FSE를 이용하는 실시예에서, FIR(310) 출력 관측 벡터(output observation vector) c는 심볼 간격 T_S로 이격된 시간에 샘플을 수집한다. FSE 실시예에서, FIR(310) 관측 벡터 c는 아래의 방정식을 이용하여 결정할 수 있다.

FIR(310)의 출력 관측 벡터(c)는, MSK 블라인드 등화기를 사용하는 실시예에서와 같이, 길이 K를 갖는다. 수학적 분석의 대조 평가(balance)는 MSK나 본 발명의 FSE 실시예나 모두 유사하다.

회귀 벡터(regression vector) u를 관측하면, 일정계수 알고리즘(CMA)은 u의 부분집합으로부터 k번째 길이 L의 회귀 행 벡터(regression low vector)를 형성한다. 즉, 아래 식과 같다.

여기서

이다. 일정계수(CM)의 의미에서 최적의 필터 가중치 w는 아래 식을 풀어서 구할 수 있다.

식 (10)은 아래의 재귀식을 통해 반복적으로 근사화할 수 있는 것으로 널리 알려져 있다.

여기서 μ는 양수의(positive) 단계크기(step-size)(일반적으로, 작은 크기임)이고 (ㆍ)는 켤레복소수(complex conjugate)이다. 초기값 w_-1은 공통의 중심탭 초기화(central tap initialization) 또는 그 밖의 사전에 알고 있는 필터 탭 가중치에 의해 얻을 수 있다. 실무상 종종, 식 (11)의 재귀식은 아래 식과 같은 정규화된 형태로 구현된다.

다음에, FIR 등화기가 새로운 필터 가중치 w_k로써 적응적으로 업데이트(adaptively update)된다. 그 다음, 반송파 주파수 옵셋이 포함될 가능성이 있는 FIR 필터의 출력 q(n)은 디지털 위상동기 루프(DPLL)로 전달된다.

본 발명의 실시예에 따른 단순한 블라인드 등화기에는, 판정지향(DD: decision-directed) 최소평균제곱(LMS: least mean square) 등화기가 포함된다.

본 발명의 실시예들에는, 단일의 반송파 채널에서 최소편이 변조(MSK) 신호를 등화처리하는 블라인드 등화기가 포함된다.

본 발명의 실시예에 따르면, 블라인드 등화 방법은, DD LMS 등화기를 이용하여 위상 옵셋 θ₀을 검출하고, DD LMS 등화기를 이용하여 위상 역회전을 시행하고, LMS 규칙에 따라 필터 탭을 업데이트를 시행하는 것을 포함한다.

위상 검출기는 c의 내재된 위상 옵셋 θ₀을 추정한다. 수신 신호 y가 위상 옵셋 θ₀ 및 반송파 주파수 옵셋 f₀ 만큼 회전되는 본 발명의 실시예에 따르면, 위상 옵셋 θ₀를 구하기 위하여 아래의 식에 따라서 충분한 통계치 T를 계산할 수 있다.

위 식에서, c(k)는 벡터 c에서의 k번째 원소를 나타낸다. 식 (13)의 T로부터 위상 옵셋 θ₀를 아래 식으로 추정할 수 있다.

다음, FIR 필터 출력 심볼 신호열 c를 θ₀ 만큼 역회전시킬 수 있다. 샘플링된 기저대역 MSK 신호 d에 대한 역회전된 신호열은 아래 식에 의해 구성될 수 있다.

본 발명의 실시예에 있어서, 역회전된 심볼 신호열을 주의깊게 고찰하면 샘플링된 기저대역 MSK 신호 d는 연속되는 원소별로 실수 및 허수 값 사이에서 교번함을 알 수 있다. 즉,

MSK의 내재적인 변조 속성으로 인해, 위상은 각 연속된 심볼마다 π/2만큼 증가하거나 또는 감소한다. 따라서, 샘플링된 기저대역 MSK 신호 d는 역회전 후에 실수 및 허수 값 사이에서 교번하는 것이다.

u와 d를 모두 알기 때문에, FIR 필터 탭을 LMS 알고리즘에 따라 업데이트할 수 있다. 최소평균제곱(LMS)의 의미에서 최적의 필터 탭 가중치는 아래의 최적화 문제를 풀음으로써 구할 수 있다.

위 식에서, u_k는 식 (9)에 정의된 회귀 데이터이다. d의 구조적 속성을 고려하면, 식 (16)에 대한 최적의 해는 반복 방식으로(iteratively) 구할 수 있다.

위 식에서, μ는 상수이고(일반적으로 작은 크기임),

는 판정(decision)이다. 판정

는 아래의 식들로 구할 수 있다. 아래의 식들은 함께 사용해야 한다.

위 식에서, μ는 상수이고 u_k는 회귀 벡터이다.

상기 d(k)에 관한 방정식은 경판정(hard decision)을 용이하게 한다. d(k)의 관측값이 0보다 크면, 추정된 심볼값

= 1이다. d(k)의 관측값이 0보다 작으면, 추정된 심볼값

= -1이다.

이와 다른 대안으로서, 식 (16)에 대한 최적의 해는 아래와 같은 다르 정규화된 방정식 세트를 이용하여 반복 방식으로 구할 수 있다.

위 μ는 상수이고(일반적으로 작은 크기임), ε은 작은 크기의 양수의 테더링 파라미터(tethering parameter)이고, u_k는 회귀 벡터이고,

는 판정이다.

테더링 파라미터 ε은 최적의 수렴(convergence)을 위해 언제든지 응용분야에 맞게 조정될 수 있어서, 또다른 자유도를 준다.

또한, 식 (19) 및 (20)으로부터 알 수 있는 바와 같이, 정규화된 판정지향 LMS는, 식 (17)과 (18)에서 사용된 일정 단계크기 μ와 반대로

형태의 시변(time-variant) 단계크기를 사용한다.

시변 단계크기는 DD LMS 알고리즘이 훨씬 더 빠르게 수렴하도록 한다. 왜냐하면 w_{k -1}로의 변화의 크기가 회귀 데이터 u_k의 놈(norm)에 비례하기 때문이다. 따라서, LMS의 의미에서, 등화기는 최적의 탭 가중치로 수렴하고, 또한, 시간이 진행됨에 따라 또한 최적의 탭 가중치로 고정된다.

블라인드 등화 알고리즘은, 필터 탭 업데이트 알고리즘을 이용하여 적응적으로 업데이트되는 탭 가중치를 갖는 유한 임펄스 응답 필터를 사용한다. 본 발명의 실시예에 따르면 2개의 스냅샷 버퍼가 사용되어서, 필터 탭 업데이트 알고리즘이, 그렇지 않은 경우에 비해서 훨씬 낮은 레이트로, 성능을 훼손시킴이 없이 동작할 수 있도록 한다.

이하, 본 발명에 따른, MSK 신호에 대한 판정지향(DD) LMS 블라인드 등화기의 성능을 보여주기 위해 컴퓨터 시뮬레이션 결과를 제시한다. FIR 필터 탭의 개수는 L=41인데, 이는 적정한 복잡도를 유지하면서도 양호한 성능을 낸다. 스냅샷(SS) 버퍼₂의 크기는 K=128이고, DD LMS 등화기의 일정 단계크기 μ=1.O×10^-4이고 ε=1.O×10^-4이다.

도 4는 주로 AWGN에 의해 발생된 왜곡의 경우와 비선형 왜곡의 경우에 상이한 반송파 주파수 옵셋 f₀에서의 DD LMS 블라인드 등화기의 신호대잡음비(SNR) E_b/N₀의 함수로서 비트 오류율(BER)을 표시한 그래프이다. 도 4는 또한 AWGN의 존재하에, 코딩되지 않은 MSK 또는 BPSK에 대한 이론상의 BER을 포함하고 있다. 주로 AWGN에 의해 발생된 왜곡이 있는 채널의 경우에, DD LMS 블라인드 등화기를 사용하는 본 발명의 실시예들은, 반송파 주파수 옵셋 f₀이 6 MHz인 경우에도 이론상의 MSK/BPSK 한계치로부터 대략 1.0 dB 떨어진 것에 불과한 결과를 낸다. 반면에, 채널이 주로 비선형 왜곡을 갖는 경우에는, 블라인드 DD LMS 등화기는 반송파 주파수 옵셋 f₀이 최대 6 MHz 이하인 경우에도 이론상의 한계치로부터 대략 2.0 dB 떨어진 성능을 낸다.

도 5a는 AWGN의 존재하의, DD LMS 등화기의 직교위상 및 동상 출력 c의 상관 산점도(scatterplot)이다. 이 예에서, 반송파 주파수 옵셋 f₀=6 MHz이다. 도 5a는 고리 형태의 분포형태를 만드는 넌제로(non-zero) 반송파 주파수 옵셋 f₀의 효과를 분명하게 보여준다. 주파수는 위상의 미분이므로, 주파수 옵셋 f₀와 시간의 곱(식 (7)에서 적분기호의 우측으로 첫번째 항의 지수 참조)은 시간에 따라 변화될 것이고, 이에 고리형 분포형태가 형성된다. 이 시점에서, 후속 처리를 하기 전에, 등화기의 출력 신호는, 이 신호에 아직 CFO가 들어있기 때문에 비트 판정(bit decision) 장치로 갈 준비가 되어 있지 않다.

따라서, 출력에서 추정된 MSK 심볼의 분포형태는 비트 싱크로 하여금 전송 정보 신호열에서 에러를 최소화하하도록 해준다.

따라서, 본 구조는 개방 루프, 최소의 하드웨어 복잡도, 및 본 발명의 MSK 신호에 대한 블라인드 등화기 설계의 최적의 성능에 근접한 매우 연산효율적인 설계를 가능케 한다.

도 5a는 반송파 주파수 옵셋 f₀=6 MHz인 경우에 도 4와 동일한 예의 등화기의 출력에서의 신호 q의 분포형태를 나타낸 것이다. 채널 왜곡이 적정하게 등화되었으며 이에 따라 신호에 남아 있는 왜곡은 오직 CFO만인 것으로 여겨진다. 따라서, 신호는 f₀=6 MHz의 레이트로 계속 회전한다.

도 5b는 AWGN 존재하의, DD LMS 등화기의 주파수의 함수로서의 등화기 응답의 크기를 나타내는 그래프이다. 이 예에서, f₀=6 MHz이다.

어떠한 등화기라도 그 주파수 응답은, 채널 왜곡에 반응하는 등화기의 "싸인(signature)"라고 생각할 수 있다.

1개의 MSK 심볼이 생성된 후에 수치 실험이 시작되었지만, 도 5a, 도 5b에 제시된 데이터는 5.11×10⁸의 MSK 심볼 이후에 기록되었다. 등화기 구조의 판정지향 특성으로 인해서, 블라인드 DD LMS 등화기의 주파수 응답은 최적의 필터 탭 가중치를 유지시킨다. 비록 6 MHz의 큰 CFO인 경우에도, 최적의 필터 탭 가중치는, CMA를 채용한 등화기와 달리, 시간에 따라 변화되지 않는다. 이는 도 1에 도시된 것과 같이, ~17000의 MSK 심볼에서 최적 필터 탭으로부터 발산(이탈)하기 시작한다.

도 6a는 f₀=6MHz인 경우의 AWGN 존재하의 디지털 위상동기 루프(DPLL)의 동상(I) 채널 출력의 산점도이다.

도 6b는 f₀=6MHz인 경우의 AWGN 존재하의 디지털 위상동기 루프(DPLL)의 직교위상(Q) 채널 출력의 산점도이다.

블라인드 CM 등화기의 필터 탭이 대략 17,000 MSK 심볼에서 이탈하는 도 1의 경우와 대조적으로, 블라인드 DD LMS 등화기는 5.11×10⁸의 MSK 심볼의 긴 시간 이후에도 MSK 심볼 분포형태를 유지하면서 최적의 탭 가중치에서 크게 이탈하지 않는다.

도 6a 및 도 6b에 도시된 분포형태에서, 기본적인 MSK 신호가 홀수 심볼들에 대해서는 동상(I) 차원에 포함된 정보를 갖고, 짝수 심볼에 대해서는 직교위상(Q) 차원에 포함된 정보를 가짐을 재확인할 수 있다. DPLL은 반송파 주파수 옵셋 f₀와 랜덤 위상 옵셋 θ₀을 효율적으로 추적하여, 동상(I) 및 직교위상(Q) 성분으로 분리된 MSK 분포형태(도 6a 및 6b)를 만든다.

따라서, DPLL의 출력에서의 신호는 이제, 비트 판정을 위해 판정 장치로 전송될 준비가 된다.

본 발명의 실시예에 따르면, 판정지향(DD) 최소평균제곱(LMS) 블라인드 등화기는 각 블록별로 독립적인 위상 추정을 하기 위해 블록을 평균화한다. 알고리즘은 이 절차를 통해서 위상 잠금(phase lock) 및/또는 주파수 잠금(frequency lock)의 필요없이 동작할 수 있다.

더 이상 MSK가 없도록 신호처리의 형식을 변경하더라도, 본 발명은 여전히 작동한다. 본 발명의 실시예에 따르면, 상기 개시된 블라인드 DD LMS 등화기는 또한, 단일 반송파 채널에서의 대역폭 효율적 변조(BEM) 신호와 같은 넌스태거, non-MSK 신호(non-staggered non-MSK signal)도 등화할 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예에 따르면, 블라인드 DD LMS 등화기는, 정규 QPSK(regular QPSK), 위상편이 변조(PSK: phase-shift keying), 진폭 및 위상 편이 변조(APSK: amplitude and phase-shift keying), 그리고 직교위상 진폭 변조(QAM: quadrature amplitude modulation) 신호처리 형식(signaling format) 등의 단일 반송파 채널 신호에서 등화를 수행할 수 있다. BEM 실시예에 따르면, 샘플링된 기저대역 MSK 신호의 연속된 값 d가 실수 및 허수 사이에서 교번하는 구조가 필요치 않다.

예를 들어, 본 발명의 실시예들에 따르면, 개시된 DD LMS 등화기는 8-PSK, 16-APSK, 16APSK/16QAM, 및 64APSK/64QAM 신호처리 형식 등의 단일 반송파 채널 신호에서 등화를 행할 수 있다.

본 발명의 실시예에 의하면, MSK 변조의 동상(I) 채널 및 직교위상(Q) 채널을 독립적으로 등화할 수 있다. 본 발명의 실시예에 따르면, 동상(I) 채널과 직교위상(Q) 채널 중 하나의 블라인드 등화는, 2진 변조된 파형의 유클리드 거리(Euclidean distance)를 최대화함으로써 수행할 수 있다.

본 발명의 실시예에 따르면, DD LMS 블라인드 등화기는 경판정을 생성하기 위하여 위상 추정값과 교번하는 I/Q의 1차원/2진 슬라이싱(one dimensional/binary slicing)을 이용한다. 그 다음에, 본 발명의 실시예에 따르면, 경판정을 사용하여 LMS 업데이트 알고리즘에 공급하기 위한 오차 변수(error variable)를 도출한다.

본 발명의 실시예에 따르면, 오차 변수는 경판정을 위하여, 위상 추정값 및 교번하는 I/Q의 1차원/2진 슬라이싱으로부터 계산된다.

종래 기술에서는, 위상 잠금 및/또는 주파수 잠금을 수행하기 위해 신호를 필요로 하고 그 이후에 신호를 적용하여서 블라인드 등화 프로세스를 시작할 수 있다. 본 발명의 실시예에 따르면, 블라인드 등화 프로세스를 사전의 위상 잠금 및/또는 주파수 잠금의 필요없이 시작할 수 있다. 또한, DD LMS 블라인드 등화 알고리즘은 비 스태거 변조에 적용할 수 있는데, 종래에는 블라인드 등화를 스태거 변조(즉, MSK, CPM 신호처리)에 .

종래 기술에 비하여, 본 발명의 실시예들은 블라인드 등화기 필터 탭 계수/가중치를 훨씬 더 효과적이고 훨씬 더 계산 효율적으로 생성하고 업데이트한다. 본 발명의 실시예에서는 DD LMS 알고리즘에 의해서 적응형 업데이트가 이루어진다.

본 발명의 실시예들은 시간이 지남에 따라 최적의 필터 탭 가중치에 수렴한다. 또한 시간이 진행됨에 따라, 본 발명의 실시예들은 최적의 탭 가중치에 고정(lock)된다. 또한, 본 발명의 실시예들은 단지 위상 추정값만 필요하면 되어서, 위상 잠금 및/또는 주파수 잠금의 필요없이 결정될 수 있다.

도 7은 판정지향 최소평균제곱 등화기 및 위상 옵셋 검출을 이용하는 블라인드 등화 방법(700)의 흐름도이다. 이 방법(700)에서의 각 단계들의 순서는 도 7에 도시된 것 또는 이하에서 설명된 것에 구속되지 않는다. 단계들 중 일부는 최종 결과에 영향을 주지 않으면서도 다른 순서로 진행될 수 있다.

블록 710에서, 판정지향(DD) 최소평균제곱(LMS) 등화기가 제공된다.

블록 720에서, 유한 임펄스 응답 필터가 제공된다.

블록 730에서, 위상 옵셋이 DD LMS 등화기를 이용하여 검출된다.

블록 740에서, LMS 규칙에 따라 유한 임펄스 응답 필터를 사용하여 필터 탭 업데이트가 수행된다. 블록 740에서 프로세스가 종료한다.

도 8은 판정지향 최소평균제곱 등화기 및 위상 역회전을 이용하는 블라인드 등화 방법(800)의 흐름도이다. 이 방법(800)에서의 각 단계들의 순서는 도 8에 도시된 것 또는 이하에서 설명된 것에 구속되지 않는다. 단계들 중 일부는 최종 결과에 영향을 주지 않으면서도 다른 순서로 진행될 수 있다.

블록 810에서, 판정지향(DD) 최소평균제곱(LMS) 등화가 제공된다.

블록 820에서, 유한 임펄스 응답 필터가 제공된다.

블록 830에서, 위상 역회전이 DD LMS 등화기를 이용하여 수행된다.

블록 840에서, LMS 규칙에 따라 유한 임펄스 응답 필터를 사용하여 필터 탭 업데이트가 수행된다. 블록 840에서 프로세스가 종료한다.

도 9는 판정지향 부분간격 등화기 및 위상 옵셋 검출을 이용하는 블라인드 등화 방법(900)의 흐름도이다. 이 방법(900)에서의 각 단계들의 순서는 도 9에 도시된 것 또는 이하에서 설명된 것에 구속되지 않는다. 단계들 중 일부는 최종 결과에 영향을 주지 않으면서도 다른 순서로 진행될 수 있다.

블록 910에서, 판정지향(DD) 부분간격 등화기(FSE)가 제공된다.

블록 920에서, 유한 임펄스 응답 필터가 제공된다.

블록 930에서, 위상 옵셋이 DD FSE를 사용하여 검출된다.

블록 940에서, 최소평균제곱 규칙에 따라 유한 임펄스 응답 필터를 사용하여 필터 탭 업데이트가 수행된다. 블록 940에서 프로세스가 종료한다.

도 10은 판정지향 부분간격 등화기(FSE) 및 위상 역회전을 이용하는 블라인드 등화 방법(1000)의 흐름도이다. 이 방법(1000)에서의 각 단계들의 순서는 도 10에 도시된 것 또는 이하에서 설명된 것에 구속되지 않는다. 단계들 중 일부는 최종 결과에 영향을 주지 않으면서도 다른 순서로 진행될 수 있다.

블록 1010에서, 판정지향(DD) 부분간격 등화기(FSE)가 제공된다.

블록 1020에서, 유한 임펄스 응답 필터가 제공된다.

블록 1030에서, 위상 역회전이 DD FSE를 사용하여 수행된다.

블록 1040에서, 최소평균제곱 규칙에 따라 유한 임펄스 응답 필터를 사용하여 필터 탭 업데이트가 수행된다. 블록 1040에서 프로세스가 종료한다.

도 11은 판정지향 최소평균제곱(LMS) 블라인드 등화기를 이용하며, 그리고 경판정을 하기 위하여 I/Q 교번 1차원/2진 슬라이싱을 이용하는 블라인드 등화 방법(1100)의 흐름도이다. 이 방법(1100)에서 각 단계들의 순서는 도 11에 도시된 것 또는 이하에서 설명된 것에 구속되지 않는다. 단계들 중 일부는 최종 결과에 영향을 주지 않으면서도 다른 순서로 진행될 수 있다.

블록 1110에서, 판정지향 LMS 블라인드 등화기가 제공된다. 그런 다음 블록 1110은 블록 1120으로 제어권을 전달한다.

블록 1120에서, 유한 임펄스 응답 필터가 제공된다. 그런 다음 블록 1120은 블록 1130으로 제어권을 전달한다.

블록 1130에서, 유한 임펄스 응답 필터를 이용하여, 필터 탭 업데이트 알고리즘을 사용해서 탭 가중치를 적응적으로 업데이트한다. 그런 다음 블록 1130은 블록 1140으로 제어권을 전달한다.

블록 1140에서, 블라인드 등화기를 이용하여, 2진 변조된 파형의 유클리드 거리를 최대화함으로써 동상(I) 채널과 직교위상(Q) 채널 중 하나를 등화한다. 그런 다음 블록 1140은 블록 1150으로 제어권을 전달한다.

블록 1150에서, 블라인드 등화기를 이용하여, 블록별로 독립적인 위상 추정값을 계산하기 위해 블록을 평균화한다. 그런 다음 블록 1150은 블록 1160으로 제어권을 전달한다.

블록 1160에서, 블라인드 등화기를 이용하여, 블록별 위상 추정값으로부터 블록별로 오차 변수를 계산한다. 그런 다음 블록 1160은 블록 1170으로 제어권을 전달한다.

블록 1170에서, 블라인드 등화기를 이용하여, 위상 추정값과 동상/직교위상(I/Q) 교번 1차원/2진 슬라이싱을 사용해서 경판정을 행한다. 그런 다음 블록 1170은 블록 1180으로 제어권을 전달한다.

블록 1180에서, 블라인드 등화기를 이용하여, 경판정을 사용해서 필터 탭 가중치를 업데이트하는 데 사용되는 오차 변수를 도출한다. 블록 1180에서 프로세스가 종료한다.

상술한 대표적인 실시예들은 예시적인 구성의 특정 구성요소로써 설명되었지만, 발명 기술 분야의 통상의 기술자(당업자)는 다른 대표적인 실시예들을 상이한 구성 및/또는 상이한 구성요소들을 사용하여 구현될 수 있음을 이해할 것이다. 예를 들면, 당업자는 특정 제조 단계들 및 특정 구성요소들의 순서를 본 발명의 작용을 크게 손상시키지 않으며 변경할 수 있다는 것을 이해할 것이다.

예를 들어, 홀수 및 짝수 k에 대한 추정 심볼 값

의 현재의 취급을 뒤집을 수 있는바, 짝수 k를 홀수 k로 취급하거나 그 반대로 취급하도록 할 수 있다.

본 명세서에서 상세히 설명한 대표 실시예들 및 기술 주제는 예시로서 설명을 위해 제시된 것이지 제한적으로 제시된 것이 아니다. 당업자는, 기재된 실시예들의 구성 및 세부 내용을 다양하게 변경하여, 아래에 첨부된 특허청구범위에 포함되는 동등한 실시예들을 만들 수 있음을 이해할 것이다.

Claims (34)

1. 수신기 시스템으로서,
   단일 반송파 채널에서 최소편이 변조(MSK) 신호를 등화하기 위한 판정지향(DD) 최소평균제곱(LMS) 블라인드 등화기 ― DD LMS 블라인드 등화기의 출력 신호는, 5.11×10⁸의 MSK 심볼의 등화 후에, 넌제로(non-zero) 위상 옵셋 θ₀을 가지며, DD LMS 블라인드 등화기는 필터 탭 업데이트 알고리즘을 사용하여 적응적으로 업데이트되는 탭 가중치를 갖는 유한 임펄스 응답 필터를 더 포함하며, 출력 신호는, 5.11×10⁸의 MSK 심볼의 등화 후에, 넌제로 반송파 주파수 옵셋(CFO) f₀을 가짐 ―;를 포함하며,
   상기 DD LMS 블라인드 등화기는 블록별 독립적인 위상 추정값을 계산하기 위하여 블록을 평균화하고,
   상기 DD LMS 블라인드 등화기는 블록별 위상 추정값으로부터 블록별 오차 변수를 계산하며,
   상기 DD LMS 블라인드 등화기는 위상 추정값 및 교번하는 동상/직교위상(I/Q) 1차원/2진 슬라이싱을 사용하여 상기 수신기 시스템의 출력을 포함하지 않는 경판정을 행하고,
   DD 모드에서 동시에 동작하고,
   블라인드 등화기로서 상기 DD LMS 블라인드 등화기는 상기 경판정을 사용하여, 상기 DD LMS 블라인드 등화기의 필터 탭 가중치를 업데이트하는 데 사용되는 오차 변수를 도출하는,
   수신기 시스템.
2. 제1항에 있어서,
   상기 등화기는 스태거 2진 변조를 사용하는,
   수신기 시스템.
3. 제1항에 있어서,
   동상(I) 채널은 직교위상(Q) 채널에 직교하는,
   수신기 시스템.
4. 제3항에 있어서,
   상기 DD LMS 블라인드 등화기로의 입력 신호를 서브샘플링하는 제1 스냅샷 버퍼와 상기 DD LMS 블라인드 등화기로부터의 출력 신호를 서브샘플링하는 제2 스냅샷 버퍼를 추가로 포함하는,
   수신기 시스템.
5. 제4항에 있어서,
   상기 필터 탭 업데이트 알고리즘은 성능을 손상시키지 않으면서 상기 제1 및 제2 스냅 샷 버퍼가 사용되지 않을 때보다 더 낮은 레이트로 동작하는,
   수신기 시스템.
6. 제3항에 있어서,
   상기 동상(I) 채널 및 직교위상(Q) 채널은 독립적으로 등화되는,
   수신기 시스템.
7. 제3항에 있어서,
   상기 탭 가중치가 적응적으로 업데이트될 때에, 탭 가중치는 최적의 탭 가중치로부터 발산되지 않는,
   수신기 시스템.
8. 제1항에 있어서,
   상기 블라인드 등화기는 위상 고정 및 주파수 고정 중 하나를 필요로 하지 않고 동작하는,
   수신기 시스템.
9. 제1항에 있어서,
   상기 블라인드 등화기는, 채널 왜곡 및 가산성 백색 가우시안 노이즈(AWGN) 중 하나 이상이 있는 환경에서 동작하는,
   수신기 시스템.
10. 제1항에 있어서, 상기 필터 탭 업데이트 알고리즘은 채널 왜곡의 변화 레이트를 추적함으로써 탭 가중치를 업데이트하는,
    수신기 시스템.
11. 블라인드 등화 방법으로서,
    필터 탭 업데이트 알고리즘 및 유한 임펄스 응답 필터를 사용하여 판정지향(DD) 최소평균제곱(LMS) 블라인드 등화기의 탭 가중치를 적응적으로 업데이트하는 단계 ― 상기 DD LMS 블라인드 등화기는 수신기 시스템에 포함되고 단일 반송파 채널에서 최소편이 변조(MSK) 신호를 등화하기 위해 구성되며, 상기 DD LMS 블라인드 등화기의 출력 신호는, 5.11×10⁸의 MSK 심볼의 등화 후에, 넌제로(non-zero) 위상 옵셋 θ₀을 가지며, 상기 출력 신호는, 5.11×10⁸의 MSK 심볼의 등화 후에, 넌제로 반송파 주파수 옵셋(CFO) f₀을 가짐 ―;
    상기 DD LMS 블라인드 등화기를 사용하여, 블록별 독립적인 위상 추정값을 계산하기 위하여 블록을 평균화하는 단계;
    상기 DD LMS 블라인드 등화기를 사용하여, 블록별 위상 추정값으로부터 블록별 오차 변수를 계산하는 단계;
    상기 DD LMS 블라인드 등화기를 사용하여, 위상 추정값 및 교번하는 동상/직교위상(I/Q) 1차원/2진 슬라이싱을 사용하여 상기 수신기 시스템의 출력을 포함하지 않는 경판정을 행하는 단계; 및
    상기 DD LMS 블라인드 등화기를 사용하여 DD 모드에서 동시에 동작하고, 블라인드 등화기로서 상기 경판정을 사용하여 상기 DD LMS 블라인드 등화기의 필터 탭 가중치를 업데이트하는 데 사용되는 오차 변수를 도출하는 단계;를 포함하는,
    블라인드 등화 방법.
12. 제11항에 있어서,
    상기 등화는 스태거 2진 변조를 사용하는 것을 포함하는,
    블라인드 등화 방법.
13. 제11항에 있어서,
    상기 업데이트하는 단계는 성능을 손상시키지 않으면서 제1 및 제2 스냅 샷 버퍼가 사용되지 않을 때보다 낮은 레이트로 상기 필터 탭 업데이트 알고리즘을 동작시키는 단계를 포함하는,
    블라인드 등화 방법.
14. 제11항에 있어서,
    상기 등화는 동상(I) 채널 및 직교위상(Q) 채널을 독립적으로 등화하는 것을 포함하는,
    블라인드 등화 방법.
15. 제11항에 있어서,
    상기 업데이트하는 단계는 최적의 탭 가중치로부터 발산되지 않도록 탭 가중치를 적응적으로 업데이트하는 단계를 포함하는,
    블라인드 등화 방법.
16. 제11항에 있어서,
    상기 평균화하는 단계는 위상 고정 및 주파수 고정 중 하나를 필요로 하지 않고 동작하는 단계를 포함하는,
    블라인드 등화 방법.
17. 제11항에 있어서,
    상기 등화는 채널 왜곡 및 가산성 백색 가우시안 노이즈(AWGN) 중 하나가 있는 환경에서 작동하는 것을 포함하는,
    블라인드 등화 방법.
18. 제11항에 있어서,
    상기 업데이트하는 단계는 채널 왜곡의 변화 레이트를 추적하는 단계를 포함하는,
    블라인드 등화 방법.
19. 삭제
20. 삭제
21. 삭제
22. 삭제
23. 삭제
24. 삭제
25. 삭제
26. 삭제
27. 삭제
28. 삭제
29. 삭제
30. 삭제
31. 삭제
32. 삭제
33. 삭제
34. 삭제

Images