KR102076588B1 - 히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치 - Google Patents

히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치에 대한 것이다.
본 발명에 따른 히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치는 입력된 3상 교류전압이 3상 다이오드 정류기에 의해 정류된 커패시터의 전압을 검출하는 커패시터 전압 검출부와, 커패시터로부터 출력된 전압을 인가받아 연결된 히터에 교류 전압을 각각 인가하는 복수의 단상 인버터와, 복수의 단상 인버터에 각각 인가되는 전류를 측정하여 단상 인버터 내 스위칭 소자의 전압강하 및 데드타임(dead time)에 의한 전압강하를 연산하는 전압강하 연산부와, 검출된 커패시터의 전압, 연산된 전압강하 및 기 설정된 기준 전압의 크기를 이용하여 변조비를 연산하는 변조비 연산부 및 복수의 단상 인버터에 각각 연결된 복수의 히터의 히터 온도값을 히스테리시스 온도값이 반영된 기준 히터 온도값과 비교하고, 비교 결과에 따른 변조비를 단상 인버터에 전달하는 히터 온도 제어부를 포함한다.
이와 같이 본 발명에 따르면, 60V의 교류 전압을 출력시키기 위한 인버터의 변조비로 단상 인버터로부터 출력되는 교류 전압을 제어하여 입력되는 교류 전압의 크기에 관계없이 출력되는 교류 전압의 크기를 60V로 유지시킬 수 있어 히터 온도를 안정적으로 제어할 수 있다.

Description

히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치{MULTI-CHANNEL INVERTER TYPE POWER CONVERSION DEVICE FOR HEATER TEMPERATURE CONTROL}
본 발명은 히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 단상 인버터의 출력 전압을 제어하여 히터 온도가 안정적으로 제어되도록 하는 히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치에 관한 것이다.
구조물 용접 시 실행하는 열처리는 용접 전에 구조물의 용접 위치를 예열하는 예열 열처리와 용접 후 냉각 속도를 조정하는 후열 열처리로 나뉘며, 이러한 예열 및 후열 처리에 의해 용접부의 기계적 성질이 향상된다.
여기서 사용되는 열처리 시스템의 구성 요소는 열선으로 구성되어 이 열선의 전류에 의해 열을 발생시키는 히터와 히터의 온도를 제어하는 전력 변환 장치 등이 있다.
국내 열처리용으로 사용되고 있는 전력 변환 장치는 대부분 SCR형 전력 변환 장치로, 자세히는 SCR의 위상 제어로 출력 전압의 크기를 제어하여 원하는 온도로 히터를 제어하는 방식이다. 이러한 SCR형 전력 변환 장치는 무게가 가볍고 부피가 작다는 장점과 함께 SCR 위상 제어로 히터 온도를 제어할 수 있다는 장점이 있으나, 출력 전압의 크기가 220V 또는 440V로 고압이므로 감전 등으로 인한 인명 사고가 발생할 가능성이 있다는 문제가 있다.
따라서 유럽 연합 국가에서는 인명 사고를 방지하기 위하여 열처리용 전력 변환 장치의 출력 전압의 크기를 60V이하로 제한하고 있어 SCR 전력 변환 장치를 사용할 수 없고, 권선비를 조정하여 변압기 2차 측 전압 즉 히터 입력 전압을 60V로 낮추는 방식인 변압기형 전력 변환 장치를 사용하고 있다.
도 1은 종래의 3 채널 변압기형 전력 변환 장치를 나타낸 구성도이다.
도 1에 도시된 바와 같이 종래에는 3상(a-상, b-상, c-상) 전원 전압을 3상 변압기의 1차 측 권선 단자에 연결하고 권선비를 조정하여 변압기 2차 측 전압을 SCR 전압 강하를 고려하여 65V로 한다. 그리고 각 상별로 연결된 히터의 온도를 제어하기 위하여 역병렬로 연결된 두 SCR(S1, S2)를 사용하며, 히터 온도가 기준 온도보다 낮을 경우에는 두 SCR를 도통시켜 히터에 60V를 전압을 인가함으로써 히터 온도를 상승시키며, 히터 온도가 기준 온도보다 높을 경우에는 두 SCR를 오프시켜 히터에 인가되는 전압을 차단함으로써 히터 온도를 낮춘다.
이러한 변압기형 전력 변환 장치는 출력 전압 즉, 히터의 입력 전압이 60V이므로 감전 발생의 우려를 저감시킬 수 있으며, 각 상별 2차 측 단자 수를 증가시키면 SCR-히터의 수를 6개, 9개 등으로 쉽게 증가시킬 수 있다는 장점도 있다.
그러나 3상 변압기는 무게가 무겁고 부피가 크므로 작업 현장에서 이동시키기가 상당히 어렵다는 문제점이 있고, 입력 교류 전압 크기의 변동이 심하여 입력 교류 전압의 변동에 따라 출력 전압 즉, 히터 입력 전압 역시 많이 변동되어 입력 교류 전압에 상관없이 히터에 인가되는 전압을 60V로 맞추어야 하므로 입력 교류 전압의 크기에 따라 다른 권선비를 가진 변압기를 각각 설계 제작해야 한다는 문제점이 있다.
본 발명의 배경이 되는 기술은 대한민국 등록특허공보 제10-0825475호(2008. 04. 28. 공고)에 개시되어 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 단상 인버터의 출력 전압을 제어하여 히터 온도가 안정적으로 제어되도록 하는 히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치를 제공하기 위한 것이다.
이러한 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 실시예에 따른 다채널 인버터형 전력 변환 장치는, 입력된 3상 교류 전압이 3상 다이오드 정류기에 의해 정류된 커패시터의 전압을 검출하는 커패시터 전압 검출부; 상기 커패시터로부터 출력된 전압을 인가받아 연결된 히터에 교류 전압을 각각 인가하는 복수의 단상 인버터; 상기 복수의 단상 인버터에 각각 인가되는 전류를 측정하여 상기 단상 인버터 내 스위칭 소자의 전압강하 및 데드타임(dead time)에 의한 전압강하를 연산하는 전압강하 연산부; 상기 검출된 커패시터의 전압, 상기 연산된 전압강하 및 기 설정된 기준 전압의 크기를 이용하여 변조비를 연산하는 변조비 연산부; 및 상기 복수의 단상 인버터에 각각 연결된 복수의 히터의 히터 온도값을 히스테리시스 온도값이 반영된 기준 히터 온도값과 비교하고, 비교 결과에 따른 변조비를 상기 단상 인버터에 전달하는 히터 온도 제어부를 포함하고, 상기 복수의 단상 인버터 각각은, 상기 히터 온도 제어부로부터 전달받은 변조비를 이용하여 크기가 제어된 교류 전압을 연결된 히터에 각각 인가할 수 있다.
또한 상기 3상 교류 전압을 입력받아 직류 전압으로 변환시키는 3상 다이오드 정류기; 상기 변환된 직류 전압에 포함된 리플 성분을 제거하는 커패시터; 상기 각각의 단상 인버터에 연결되어, 각각의 단상 인버터로부터 발생된 교류 전압의 고주파 성분 또는 전류 리플 성분을 제거하는 복수의 LC 필터를 더 포함하고, 상기 복수의 단상 인버터는 상기 변조비를 이용하여 정현파의 기준 신호 크기 및 주파수를 조정하고, 조정된 기준 신호를 일정한 크기와 주파수를 가지는 삼각파와 크기를 비교하여 비교 결과에 따라 복수의 스위칭 소자를 온오프시켜 펄스폭을 변조하여 교류 전압을 출력할 수 있다.
또한 상기 히터 온도 제어부는 상기 히터 온도값이 상기 기준 히터 온도값과 상기 히스테리시스 온도값을 더한 값보다 높은 경우, 상기 단상 인버터로부터 출력되는 교류 전압의 크기가 0V가 되도록 변조비를 0으로 설정하고, 상기 히터 온도값이 상기 기준 히터 온도값에서 상기 히스테리시스 온도값을 뺀 값보다 낮은 경우, 상기 단상 인버터로부터 출력되는 교류 전압의 크기가 상기 기준 전압이 되도록 변조비를 상기 변조비 연산부로부터 연산된 변조비로 설정할 수 있다.
또한 상기 복수의 단상 인버터는 제1단과 제2단이 상기 커패시터의 제1단과 제2단에 각각 연결되며, 서로 병렬 연결될 수 있다.
또한 상기 전압강하 연산부는 다음의 수학식에 의해 상기 단상 인버터 내 동시에 도통되는 두 스위칭 소자의 전압강하를 연산할 수 있다.
Figure 112018042158711-pat00001
여기서, VCE(sat)는 단상 인버터 내에 포함되는 스위칭 소자 도통 시 스위칭 소자의 컬렉터와 에미터 사이의 포화전압, rCE는 상기 스위칭 소자 도통 시 스위칭 소자의 컬렉터와 에미터 사이의 저항성분, IDn은 n번 단상 인버터에 인가되는 전류이다.
또한 상기 전압강하 연산부는 다음의 수학식에 의해 상기 단상 인버터 내 스위칭 소자의 데드 타임에 의한 전압강하를 연산할 수 있다.
Figure 112018042158711-pat00002
여기서, fs는 단상 인버터 내 스위칭 소자의 스위칭 주파수, td는 스위칭 소자의 데드타임, VDC는 검출된 커패시터 전압이다.
또한 상기 변조비 연산부는 다음의 수학식에 의해 상기 변조비를 연산할 수 있다.
Figure 112018042158711-pat00003
여기서, Mcn은 n번 단상 인버터의 변조비, fs는 단상 인버터 내 스위칭 소자의 스위칭 주파수, td는 스위칭 소자의 데드타임, VDC는 검출된 커패시터 전압, VCE(sat)는 단상 인버터 내에 포함되는 스위칭 소자 도통 시 스위칭 소자의 컬렉터와 에미터 사이의 포화전압, rCE는 상기 스위칭 소자 도통 시 스위칭 소자의 컬렉터와 에미터 사이의 저항성분, IDn은 n번 단상 인버터에 인가되는 전류이다.
또한 상기 기준 전압은 실효치 60V일 수 있다.
이와 같이 본 발명에 따르면, 60V의 교류 전압을 출력시키기 위한 인버터의 변조비로 단상 인버터로부터 출력되는 교류 전압을 제어하여 입력되는 교류 전압의 크기에 관계없이 출력되는 교류 전압의 크기를 60V로 유지시킬 수 있어 히터 온도를 안정적으로 제어할 수 있다.
또한 본 발명에 따르면, 단상 인버터가 경량의 반도체 스위칭 소자로 구성됨으로써 전력 변환 회로의 중량 및 부피를 감소시킬 수 있다.
또한 본 발명에 따르면, 커패시터 전압에 원하는 채널 수의 단상 인버터-히터를 병렬로 연결하여 각 채널별 히터 온도를 독립적으로 제어할 수 있다.
도 1은 종래의 3 채널 변압기형 전력 변환 장치를 나타낸 구성도이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치를 나타낸 구성도이다.
도 3은 도 2에 도시된 단상 인버터 및 LC 필터의 구조를 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치에서 단상 인버터의 펄스 변조를 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 3상 입력 교류 전압이 220V에서 440V로 증가할 때의 파형 시뮬레이션 결과 예시도이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 3상 입력 교류 전압이 380V에서 220V로 감소할 때의 파형 시뮬레이션 결과 예시도이다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 이 과정에서 도면에 도시된 선들의 두께나 구성요소의 크기 등은 설명의 명료성과 편의상 과장되게 도시되어 있을 수 있다.
또한 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서, 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 이러한 용어들에 대한 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
도 2 내지 6을 통해 본 발명의 실시예에 따른 히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치에 대하여 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치를 나타낸 구성도이고, 도 3은 도 2에 도시된 단상 인버터 및 LC 필터의 구조를 나타낸 도면이다.
도 2 및 도 3에서와 같이 본 발명의 실시예에 따른 다채널 인버터형 전력 변환 장치(100)는, 3상 다이오드 정류기(110), 커패시터(120), 커패시터 전압 검출부(130), 전압강하 연산부(140), 변조비 연산부(150), 히터 온도 제어부(160), 단상 인버터(170) 및 LC 필터(180)를 포함한다.
먼저, 3상 다이오드 정류기(110)는 3상(a, b, c)으로부터 3상 교류 전압을 입력받아 직류 전압으로 변환시킨다.
그리고 커패시터(120)는 3상 다이오드 정류기(110)를 통해 변환된 직류 전압에 포함된 리플 성분을 제거한다.
따라서 커패시터(120)는 평활용 커패시터(120)가 적용되는 것이 바람직하다.
그리고 커패시터 전압 검출부(130)는 3상 교류 전압이 3상 다이오드 정류기(110)에 의해 정류된 커패시터(120)의 전압(VDC)을 검출한다.
자세히는 본 발명의 실시예에서는 입력되는 교류 전압의 크기에 관계없이 단상 인버터(170)로부터 출력되는 교류 전압을 실효치 60V로 제어하기 위하여 3상 교류 전압 크기를 검출하는데 3상 교류 전압 크기를 검출하기 위해 커패시터(120)의 전압(VDC)을 검출한다.
이때, 커패시터(120)의 전압(VDC)은 3상 교류 전압을 3상 다이오드 정류기(110)로 정류한 평균 전압값이므로, 커패시터의 전압(VDC)을 검출함으로써 3상 교류 전압 크기를 계산할 수 있다. 이러한 방법은 한 개의 커패시터 전압 검출 회로만 필요하며, 검출된 커패시터(120)의 전압(VDC)에 3상 다이오드 정류기(110)의 다이오드 전압강하 값이 고려되었으므로 검출된 커패시터(120)의 전압(VDC)에 단상 인버터(170)의 전압강하 값을 고려하면 60V로 제어된 단상 인버터(170)의 변조비를 정확하게 연산할 수 있다.
그리고 전압강하 연산부(130)는 먼저 복수의 단상 인버터(170)에 각각 인가되는 전류를 측정하여 단상 인버터(170) 내 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)의 전압강하를 연산한다.
이때 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4) 도통 시 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)의 컬렉터와 에미터 사이에 순방향 전압강하가 발생되며 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)의 전압강하가 단상 인버터(170)의 출력 전압 크기를 감소시키므로, 단상 인버터(170)의 변조비를 계산할 때 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)의 전압강하를 고려해야 한다.
자세히는 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4) 중 동시에 두 개의 스위칭 소자가 도통될 때, 두 스위칭 소자의 컬렉터와 에미터 사이에 포화전압과 함께 저항성분이 존재하므로, 다음의 수학식 1에 의해 단상 인버터(170) 내 두 스위칭 소자의 전압강하를 연산할 수 있다.
Figure 112018042158711-pat00004
여기서, VCE(sat)는 단상 인버터(170) 내에 포함되는 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4) 도통 시 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)의 컬렉터와 에미터 사이의 포화전압, rCE는 상기 스위칭 소자 도통 시 스위칭 소자의 컬렉터와 에미터 사이의 저항 성분, IDn은 n번 단상 인버터(170)에 인가되는 전류이다.
이때 복수의 단상 인버터(170) 포함된 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)는 모두 동일한 제품이 적용되므로 각각의 단상 인버터(170) 내의 포화전압과 저항성분은 동일하다.
그리고 전압강하 연산부(130)는 단상 인버터(170)의 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4) 암단락 방지를 위하여 상단 및 하단의 스위칭 소자의 PWM신호에 데드타임(dead time)을 첨가해야하며, 이 데드타임에 의해 출력전압 강하가 발생된다. 본 발명의 실시예에 따른 단상 인버터(170)의 부하인 히터(200)는 거의 저항성분만 있으므로 다음의 수학식 2에 의해 단상 인버터(170) 내 데드타임에 의한 전압강하의 기본파 피크치를 연산한다.
Figure 112018042158711-pat00005
여기서, fs는 단상 인버터(170) 내 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)의 스위칭 주파수, td는 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)의 데드타임, VDC는 전압 검출부(130)로부터 검출된 커패시터(120)의 전압이다.
그리고 변조비 연산부(150)는 커패시터 전압 검출부(130)로부터 검출된 커패시터(120)의 전압, 전압강하 연산부(130)에서 연산된 전압강하 및 기 설정된 기준 전압의 크기를 이용하여 변조비를 연산한다.
이때, 기준 전압은 실효치로 60V로 설정될 수 있다.
즉, 기준 신호의 주파수와 크기에 의해 단상 인버터(170)로부터 출력되는 전압의 주파수와 크기가 결정되므로, 기준 신호의 주파수는 50Hz 또는 60Hz로 고정시키고, 입력되는 교류 전압의 크기 즉, 커패시터의 전압(VDC) 크기에 각 채널별 단상 인버터(170)의 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4) 및 데드타임에 의한 전압강하를 고려하여 각 채널별 단상 인버터(170)의 기준 신호 피크치인 변조비(Ma)값을 연산하여 단상 인버터(170)로부터 출력되는 교류 전압의 크기를 60V로 제어한다. 여기서 삼각파 피크값을 1로 하였으므로 변조비(Ma)는 1 이하 값이 된다.
자세히는 다음의 수학식 3에 의해 변조비(Mc)를 연산한다.
Figure 112018042158711-pat00006
여기서, Mcn은 n번 단상 인버터의 변조비, fs는 단상 인버터(170) 내 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)의 스위칭 주파수, td는 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)의 데드타임, VDC는 전압 검출부(130)로부터 검출된 커패시터(120)의 전압, VCE(sat)는 단상 인버터(170) 내에 포함되는 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4) 도통 시 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)의 컬렉터와 에미터 사이의 포화전압, rCE는 상기 스위칭 소자 도통 시 스위칭 소자의 컬렉터와 에미터 사이의 저항성분, IDn은 n번 단상 인버터(170)에 인가되는 전류이다.
그리고 히터 온도 제어부(160)는 복수의 단상 인버터(170)에 각각 연결된 복수의 히터(200)의 히터 온도값을 히스테리시스 온도값이 반영된 기준 히터 온도값과 비교하고, 비교 결과에 따른 변조비를 단상 인버터(170)에 전달한다.
자세히는 히터 온도 제어부(170)는, 히터 온도값이 기준 히터 온도값과 히스테리시스 온도값을 더한 값보다 높은 경우, 히터(200)의 온도를 하강시키기 위해 단상 인버터(170)로부터 출력되는 교류 전압의 크기가 0V가 되도록 변조비를 0으로 설정하고, 히터 온도값이 기준 히터 온도값에서 히스테리시스 온도값을 뺀 값보다 낮은 경우, 히터(200)의 온도를 상승시키기 위해 단상 인버터(170)로부터 출력되는 교류 전압의 크기가 기준 전압(60V)이 되도록 변조비를 변조비 연산부(150)로부터 연산된 변조비로 설정한다.
즉 본 발명의 실시예에서는 각 채널별 히터(200)의 온도를 기준 온도로 제어하기 위하여 히스테리시스 온/오프 제어 방식을 사용한다. 따라서 변조비를 0으로 설정하는 경우에는 단상 인버터(170)로부터 출력되는 교류 전압이 0V로 제어되므로 히터(200)에 0V을 인가하여 히터(200)의 온도가 하강되도록 한다. 그리고 변조비를 변조비 연산부(150)로부터 연산된 변조비(Mc)로 설정한 경우에는 단상 인버터(170)로부터 출력되는 교류 전압이 60V로 제어되므로 히터(200)에 60V를 인가하여 히터(200)의 온도가 상승되도록 한다.
그리고 단상 인버터(170)는 커패시터(120)로부터 출력된 전압을 인가받고, 히터 온도 제어부(160)로부터 전달받은 변조비를 이용하여 크기가 제어된 교류 전압을 연결된 히터(200)에 각각 인가한다.
이때, 단상 인버터(170)는 복수의 채널로 구성되어 제1단과 제2단이 커패시터(120)의 제1단과 제2단에 각각 연결되며 서로 병렬 연결되는 것이 바람직하다.
따라서 단상 인버터(170)의 채널수와 동일한 개수의 히터(200)가 각각의 단상 인버터(170)에 각각 연결된다. 즉, 본 발명의 실시예에 따르면 원하는 채널 수만큼 단상 인버터(170)와 히터(200)를 연결할 수 있으며 각 채널의 히터(200)의 온도를 독립적으로 제어할 수 있다.
즉, 복수의 단상 인버터(170)는, 변조비 연산부(150)에서 연산된 변조비를 이용하여 정현파의 기준 신호 크기 및 주파수를 조정하고, 조정된 기준 신호를 일정한 크기와 주파수를 가지는 삼각파와 크기를 비교하여 비교 결과에 따라 복수의 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)를 온오프시켜 펄스폭을 변조하여 히터(200)에 인가하기 위한 교류 전압을 출력한다.
도 3에서와 같이 단상 인버터(170)는 4개의 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)로 구성된다.
이때, 스위칭 소자는 FET와 같이 저항으로 동작하는 스위칭 소자를 제외한 IGBT, BJT, MOSFET 등이 적용될 수도 있다.
본 발명의 실시예에 따른 단상 인버터(170)는 펄스폭을 변조하여 단상 인버터(170)로부터 출력되는 교류 전압의 크기 및 주파수를 조정할 수 있어, 50Hz 또는 60Hz의 주파수에서 60V 크기의 교류 전압을 출력한다.
마지막으로 LC 필터(180)는 단상 인버터(170)의 채널 수와 동일한 개수로 구비되며, 각각의 단상 인버터(170)에 연결되어, 각각의 단상 인버터(170)로부터 발생된 교류 전압의 고주파 성분 또는 전류 리플 성분을 제거한다.
이때, LC 필터(180)는 단상 인버터(170)로부터 출력되는 교류 전압의 고주파 성분을 감소시켜 정현파 형태의 전압을 출력시키면서 단상 인버터(170)의 전류 리플 성분을 제거한다. 따라서 LC 필터(180)에 의한 LC 공진 전압 발생을 억제하기 위하여 LC 필터(180)의 제동저항(Rd)을 커패시터(Cf)에 직렬로 연결한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치에서 단상 인버터의 펄스 변조를 설명하기 위한 도면이다.
도 4에서와 같이 일정한 크기와 주파수를 가진 삼각파와 변조비(Ma)가 피크치인 정현파의 기준 신호와 비교한다.
먼저, 기준 신호가 양의 방향(+)일 경우, 스위칭 소자 S3은 항상 도통시키고 스위칭 소자 S4는 항상 오프시키며 나머지 두 스위칭 소자인 S1과 S2로 펄스폭을 변조한다. 즉, 기준 신호가 삼각파보다 큰 구간에서는 스위칭 소자 S1를 도통시키고 S2는 오프시켜 출력 전압이 입력 전압의 크기인 VDC값이 되고, 기준 신호가 삼각파보다 낮은 구간에서는 스위칭 소자 S2를 도통시키고 S1이 오프시켜 출력 전압이 0V가 된다.
그리고 기준 신호가 음의 방향(-)일 경우, 스위칭 소자 S2는 항상 도통시키고 S1은 항상 오프시키며 나머지 두 스위칭 소자인 S3과 S4로 펄스폭을 변조한다. 즉, 음의 방향(-)의 기준 신호를 절대치한 기준 신호와 삼각파를 비교하여 기준 신호의 절대치가 삼각파보다 큰 구간에서는 스위칭 소자 S4를 도통시키고 S3는 오프시켜 출력 전압이 -VDC값이 되고, 기준 신호의 절대치가 삼각파보다 낮은 구간에서는 스위칭 소자 S3을 도통시키고 S4를 오프시켜 출력 전압이 0V가 된다.
즉, 기준 신호의 주파수와 크기에 의해 단상 인버터(170)로부터 출력되는 교류 전압의 주파수와 크기가 제어된다. 이때 단상 인버터(170)로부터 출력되는 교류 전압의 주파수는 50Hz 또는 60Hz이므로 기준 신호의 주파수는 50Hz 또는 60Hz로 고정시키고 입력되는 교류 전압 크기에 따라 기준 신호 피크치인 변조비(Ma)값을 조정하여 출력되는 교류 전압 크기를 60V로 제어한다.
이하에서는 본 발명의 실시예에 따른 전력 변환 장치(100)에 의해, 입력되는 교류 전압의 크기에 따른 관계없이 출력되는 교류 전압의 크기가 60V로 유지됨을 확인하는 과정을 아래와 같이 예시를 들어 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 3상 입력 교류 전압이 220V에서 440V로 증가할 때의 파형 시뮬레이션 결과 예시도이다.
더욱 상세하게 설명하면, 도 5는 본 발명의 실시예에 따른 히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치에 입력되는 3상 교류 전압이 220V에서 440V로 증가할 때의 커패시터 전압, 변조비 및 변조비를 피치값으로 하는 정현파의 기준 신호, 출력 교류 전압에 대한 파형 시뮬레이션 결과를 나타낸 것이다.
도 5에서와 같이 교류 전압을 220V로 입력하면, 교류 전압을 정류하여 필터링한 커패시터의 전압값(VDC)은 300V이고, 이 커패시터의 전압값과 단상 인버터(170)의 전압강하를 고려하여 계산된 변조비는 0.29이며, 단상 인버터(170)는 이 변조비를 이용하여 출력 전압이 60V가 되도록 제어한다. 그리고 0.15초 후 입력 교류 전압을 440V로 증가시켜 입력하면, 커패시터의 전압값 역시 600V로 2배로 증가되고, 커패시터의 전압이 서서히 증가되는 과도 상태 구간에서는 실제 커패시터의 전압값과 변조비 계산시 사용하는 필터링된 커패시터의 전압값과 차이가 있으므로 출력 교류 전압이 일시적으로 증가됨을 알 수 있다.
그러나 커패시터의 전압이 정상 상태에 도달하면 변조비가 거의 반값인 0.145로 감소됨에 따라 입력되는 교류 전압이 220V에서 440V로 2배 증가함에도 불구하고 출력 교류 전압 크기는 거의 60V로 제어되는 것을 확인할 수 있다. 즉 본 발명의 실시예에 따르면 입력 교류 전압를 증가시켜도 출력 교류 전압의 크기는 일정하게 유지됨을 확인할 수 있다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 3상 입력 교류 전압이 380V에서 220V로 감소할 때의 파형 시뮬레이션 결과 예시도이다.
더욱 상세하게 설명하면, 도 6은 본 발명의 실시예에 따른 히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치에 입력되는 3상 교류전압이 380V에서 220V로 감소할 때의 커패시터 전압, 변조비 및 변조비를 피치값으로 하는 정현파의 기준 신호, 출력 교류 전압에 대한 파형 시뮬레이션 결과를 나타낸 것이다.
도 6에서와 같이 교류 전압을 380V로 입력하면 교류 전압을 정류하여 필터링한 커패시터의 전압값(VDC)은 523V이고, 이 커패시터의 전압값과 단상 인버터(170)의 전압강하를 고려하여 계산된 변조비는 0.16이며, 단상 인버터(170)는 이 변조비를 이용하여 출력 전압이 60V가 되도록 제어한다. 그리고 0.15초 후 입력 교류 전압을 220V로 감소하면, 커패시터의 전압값도 300V로 감소되고 이에 따라 변조비가 029로 증가됨에 따라 입력되는 교류 전압이 380V에서 220V로 감소함에도 불구하고 출력 교류 전압 크기는 거의 60V로 제어되는 것을 확인할 수 있다. 즉 본 발명의 실시예에 따르면 입력 교류 전압을 감소시켜도 출력 교류 전압의 크기는 일정하게 유지됨을 확인할 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치는 60V의 교류 전압을 출력시키기 위한 인버터의 변조비로 단상 인버터로부터 출력되는 교류 전압을 제어하여 입력되는 교류 전압의 크기에 관계없이 출력되는 교류 전압의 크기를 60V로 유지시킬 수 있어 히터 온도를 안정적으로 제어할 수 있다.
또한 본 발명의 실시예에 따르면, 단상 인버터가 경량의 반도체 스위칭 소자로 구성됨으로써 전력 변환 회로의 중량 및 부피를 감소시킬 수 있다.
또한 본 발명의 실시예에 따르면, 커패시터 전압에 원하는 채널 수의 단상 인버터-히터를 병렬로 연결하여 각 채널별 히터 온도를 독립적으로 제어할 수 있다.
본 발명은 도면에 도시된 실시예를 참고로 하여 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 기술이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 아래의 특허청구범위의 기술적 사상에 의하여 정해져야 할 것이다.
100 : 전력 변환 장치 110 : 3상 다이오드 정류기
120 : 커패시터 130 : 커패시터 전압 검출부
140 : 전압강하 연산부 150 : 변조비 연산부
160 : 히터 온도 제어부 170 : 단상 인버터
180 : LC 필터 200 : 히터

Claims (8)

  1. 히터 온도를 제어하기 위한 다채널 인버터형 전력 변환 장치에 있어서,
    입력된 3상 교류 전압이 3상 다이오드 정류기에 의해 정류된 커패시터의 전압을 검출하는 커패시터 전압 검출부;
    상기 커패시터로부터 출력된 전압을 인가받아 연결된 히터에 교류 전압을 각각 인가하는 복수의 단상 인버터;
    상기 복수의 단상 인버터에 각각 인가되는 전류를 측정하여 상기 단상 인버터 내 스위칭 소자의 전압강하 및 데드타임(dead time)에 의한 전압강하를 연산하는 전압강하 연산부;
    상기 검출된 커패시터의 전압, 상기 연산된 전압강하 및 기 설정된 기준 전압의 크기를 이용하여 변조비를 연산하는 변조비 연산부; 및
    상기 복수의 단상 인버터에 각각 연결된 복수의 히터의 히터 온도값을 히스테리시스 온도값이 반영된 기준 히터 온도값과 비교하고, 비교 결과에 따른 변조비를 상기 단상 인버터에 전달하는 히터 온도 제어부를 포함하고,
    상기 복수의 단상 인버터 각각은,
    상기 히터 온도 제어부로부터 전달받은 변조비를 이용하여 크기가 제어된 교류 전압을 연결된 히터에 각각 인가하는 다채널 인버터형 전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 3상 교류 전압을 입력받아 직류 전압으로 변환시키는 3상 다이오드 정류기;
    상기 변환된 직류 전압에 포함된 리플 성분을 제거하는 커패시터;
    상기 각각의 단상 인버터에 연결되어, 각각의 단상 인버터로부터 발생된 교류 전압의 고주파 성분 또는 전류 리플 성분을 제거하는 복수의 LC 필터를 더 포함하고,
    상기 복수의 단상 인버터는,
    상기 변조비를 이용하여 정현파의 기준 신호 크기 및 주파수를 조정하고, 조정된 기준 신호를 일정한 크기와 주파수를 가지는 삼각파와 크기를 비교하여 비교 결과에 따라 복수의 스위칭 소자를 온오프시켜 펄스폭을 변조하여 교류 전압을 출력하는 다채널 인버터형 전력 변환 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 히터 온도 제어부는,
    상기 히터 온도값이 상기 기준 히터 온도값과 상기 히스테리시스 온도값을 더한 값보다 높은 경우, 상기 단상 인버터로부터 출력되는 교류 전압의 크기가 0V가 되도록 변조비를 0으로 설정하고,
    상기 히터 온도값이 상기 기준 히터 온도값에서 상기 히스테리시스 온도값을 뺀 값보다 낮은 경우, 상기 단상 인버터로부터 출력되는 교류 전압의 크기가 상기 기준 전압이 되도록 변조비를 상기 변조비 연산부로부터 연산된 변조비로 설정하는 다채널 인버터형 전력 변환 장치.
  4. 제1항에 있어서.
    상기 복수의 단상 인버터는,
    제1단과 제2단이 상기 커패시터의 제1단과 제2단에 각각 연결되며, 서로 병렬 연결되는 다채널 인버터형 전력 변환 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 전압강하 연산부는,
    다음의 수학식에 의해 상기 단상 인버터 내 동시에 도통되는 두 스위칭 소자의 전압강하를 연산하는 다채널 인버터형 전력 변환 장치:
    Figure 112019076678480-pat00007

    여기서, VCE(sat)는 단상 인버터 내에 포함되는 스위칭 소자 도통 시 스위칭 소자의 컬렉터와 에미터 사이의 포화전압, rCE는 상기 스위칭 소자 도통 시 스위칭 소자의 컬렉터와 에미터 사이의 저항성분, IDn은 n번 단상 인버터에 인가되는 전류이다.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 전압강하 연산부는,
    다음의 수학식에 의해 상기 단상 인버터 내 스위칭 소자의 데드 타임에 의한 전압강하를 연산하는 다채널 인버터형 전력 변환 장치:
    Figure 112018042158711-pat00008

    여기서, fs는 단상 인버터 내 스위칭 소자의 스위칭 주파수, td는 스위칭 소자의 데드타임, VDC는 검출된 커패시터 전압이다.
  7. 제5항 또는 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 변조비 연산부는,
    다음의 수학식에 의해 상기 변조비를 연산하는 다채널 인버터형 전력 변환 장치:
    Figure 112019076678480-pat00009

    여기서, Mcn은 n번 단상 인버터의 변조비, fs는 단상 인버터 내 스위칭 소자의 스위칭 주파수, td는 스위칭 소자의 데드타임, VDC는 검출된 커패시터 전압, VCE(sat)는 단상 인버터 내에 포함되는 스위칭 소자 도통 시 스위칭 소자의 컬렉터와 에미터 사이의 포화전압, rCE는 상기 스위칭 소자 도통 시 스위칭 소자의 컬렉터와 에미터 사이의 저항성분, IDn은 n번 단상 인버터에 인가되는 전류이다.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 기준 전압은 실효치 60V인 다채널 인버터형 전력 변환 장치.
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