KR102021970B1 - 발광다이오드 표시장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 구동 스위칭소자의 문턱전압 및 전자 이동도 특성을 함께 보상할 수 있으며 아울러 화소의 개구율 저하를 방지할 수 있는 발광다이오드 표시장치에 관한 것으로, 데이터 라인에 공통으로 접속된 다수의 화소들을 포함하며; 이 다수의 화소들 중 제 n 화소는, 제 p 수평기간(p는 자연수) 중에 인가된 제 1 검출전압 및 기준전압을 이용하여 구동 스위칭소자를 초기화하고; 제 p+1 내지 제 p+k 수평기간들(k는 1보다 큰 자연수) 중에 순차적으로 인가된 제 1 검출전압들을 이용하여 구동 스위칭소자의 문턱전압을 검출하고, 이 검출된 문턱전압을 근거로 상기 구동 스위칭소자에 대한 문턱 보상전압을 생성하고; 제 p+k+1 수평기간 중에 인가된 제 2 검출전압을 근거로 상기 구동 스위칭소자의 이동도 특성에 따른 이동도 보상전압을 검출하고, 상기 문턱 보상전압 및 전자 이동도 보상전압을 근거로 상기 구동 스위칭소자에 대한 최종 보상전압을 생성하고; 제 n 수평기간(n은 p+k+2) 중에 인가된 데이터전압과 상기 최종 보상전압을 근거로 상기 구동 스위칭소자를 구동시킴으로써 발광다이오드의 발광에 필요한 구동 전류를 발생시킴을 특징으로 한다.

Description

발광다이오드 표시장치{LIGHT EMITTING DIODE DISPLAY DEVICE}

본 발명은 발광다이오드 표시장치에 관한 것으로, 특히 구동 스위칭소자의 문턱전압 및 전자 이동도 특성을 함께 보상할 수 있는 발광다이오드 표시장치에 대한 것이다.

발광다이오드는 전류에 의해 제어되는 소자이며, 이때 발광다이오드를 통해 흐르는 전류는 이 발광다이오드와 연결된 구동 스위칭소자의 게이트 전압 조절로 제어한다.

전류를 제어하는 구동 스위칭소자의 문턱전압은 공정편차 등에 의하여 화소 마다 상이하게 결정되므로, 이들 화소로 동일 계조에 대응하는 데이터전압이 공급되어도 구동 스위칭소자의 문턱전압 차에 의하여 화소마다 서로 다른 휘도의 빛이 생성된다.

이를 회로적으로 보상하고자 각 화소마다 추가적인 다수의 스위칭소자들을 형성하는 내부 보상회로 구조가 제안되었으나, 이와 같은 추가적인 스위칭소자들로 인해 화소의 개구율이 감소하는 문제점이 발생된다.

또한, 구동 스위칭소자의 전류 구동능력은 이의 전자 이동도 특성에도 많은 영향을 받는 바, 따라서 화소 마다 그 구동 스위칭소자의 전자 이동도 특성에 대한 보상 작업이 수행되어야 화소간 휘도 편차를 최소화할 수 있다.

그러나, 구동 스위칭소자의 특성상 문턱전압과 전자 이동도 특성을 함께 보상하는데 어려운 바, 따라서 종래에는 이를 해결하지 못하여 여전히 화소간 휘도 편차가 발생하는 것을 피할 수 없었다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로, 스캔 신호의 펄스폭 길이를 짧게 설정하여 그 한 펄스폭 기간내에서 전자 이동도 특성을 검출하고, 그리고 그 짧은 펄스폭 기간을 여러 번 반복하여 상대적으로 긴 시간에 걸쳐 안정적으로 문턱전압을 검출할 수 있는 발광다이오드 표시장치를 제공하는데 그 목적이 있다.

상술된 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 발광다이오드 표시장치는, 데이터 라인에 공통으로 접속된 다수의 화소들을 포함하며; 이 다수의 화소들 중 제 n 화소는, 제 p 수평기간(p는 자연수) 중에 인가된 제 1 검출전압 및 기준전압을 이용하여 구동 스위칭소자를 초기화하고; 제 p+1 내지 제 p+k 수평기간들(k는 1보다 큰 자연수) 중에 순차적으로 인가된 제 1 검출전압들을 이용하여 구동 스위칭소자의 문턱전압을 검출하고, 이 검출된 문턱전압을 근거로 상기 구동 스위칭소자에 대한 문턱 보상전압을 생성하고; 제 p+k+1 수평기간 중에 인가된 제 2 검출전압을 근거로 상기 구동 스위칭소자의 이동도 특성에 따른 이동도 보상전압을 검출하고, 상기 문턱 보상전압 및 전자 이동도 보상전압을 근거로 상기 구동 스위칭소자에 대한 최종 보상전압을 생성하고; 제 n 수평기간(n은 p+k+2) 중에 인가된 데이터전압과 상기 최종 보상전압을 근거로 상기 구동 스위칭소자를 구동시킴으로써 발광다이오드의 발광에 필요한 구동 전류를 발생시킴을 특징으로 한다.

하나의 수평기간은 제 1 기간, 제 2 기간 및 제 3 기간으로 구분되며; 상기 제 1 검출전압은 상기 제 1 기간 마다 발생되고, 상기 제 2 검출전압은 상기 제 2 기간 마다 발생되며, 그리고 상기 데이터전압은 상기 제 3 기간 마다 발생됨을 특징으로 한다.

상기 제 n 화소는, 제 n 스캔 라인으로부터의 제 n 스캔 신호에 따라 제어되며, 상기 데이터 라인과 제 1 노드 사이에 접속된 스캔 스위칭소자; 제 n 센스 라인으로부터의 제 n 센스 신호에 따라 제어되며, 제 2 노드와 상기 기준전압을 전송하는 기준전위전송라인 사이에 접속된 센스 스위칭소자; 상기 제 1 노드의 전압에 따라 제어되며, 고전위전압을 전송하는 고전위전송라인과 상기 제 2 노드 사이에 접속된 구동 스위칭소자; 상기 제 1 노드와 제 2 노드 사이에 접속된 스토리지 커패시터; 및, 상기 제 2 노드와 저전위전압을 전송하는 저전위전송라인 사이에 접속된 발광다이오드를 포함함을 특징으로 한다.

상기 제 n 스캔 신호는, 상기 제 p 내지 p+k번째 수평기간들 각각의 제 1 기간마다 액티브 상태를 유지하며; 상기 제 p+k+1 수평기간의 제 2 기간 동안 액티브 상태를 유지하며; 그리고, 상기 제 n 수평기간의 제 3기간 동안 액티브 상태를 유지함을 특징으로 한다.

상기 제 n 센스 신호는, 상기 제 p 수평기간의 제 1 기간 동안 액티브 상태를 유지함을 특징으로 한다.

상기 기준전압은 상기 발광다이오드의 문턱전압과 상기 저전위전압을 합한 값보다 큰 것을 특징으로 한다.

상기 제 n 화소는, 제 2 노드(n2_S)와 저전위전송라인(VSL) 사이에 접속된 보조 커패시터를 더 포함함을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 발광다이오드 표시장치는 다음과 같은 효과를 갖는다.

본 발명에서는, 스캔 신호의 펄스폭 길이를 짧게 설정하여 그 한 펄스폭 기간내에서 전자 이동도 특성을 검출하고, 그리고 그 짧은 펄스폭 기간을 여러 번 반복하여 상대적으로 긴 시간에 걸쳐 안정적으로 문턱전압을 검출할 수 있다.

더불어, 하나의 화소에 3개의 스위칭소자들과 하나의 스토리지 커패시터만이 구성되므로, 개구율의 저하를 방지할 수 있다.

도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 발광다이오드 표시장치를 나타낸 도면
도 2는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 제 n 화소의 회로 구성을 나타낸 도면
도 3은 하나의 제 m 데이터 라인에 공통으로 접속된 제 n-1 수평라인 내지 제 n+1 수평라인 화소에 공급되는 각종 신호들 및 이들의 타이밍도를 나타낸 도면
도 4a 내지 도 4d는 도 2에 도시된 화소의 각 기간별 회로 상태를 나타낸 도면
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 화소의 구조를 나타낸 도면
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 제 n 화소에 대한 모의 실험을 결과를 나타낸 도면
도 7은 제 2 검출전압에 크기에 따른 문턱전압 보상과 전자 이동도 특성 보상간의 관계를 나타낸 도면

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 발광다이오드 표시장치를 나타낸 도면이다.

본 발명의 실시예에 따른 발광다이오드 표시장치는, 도 1에 도시된 바와 같이, 표시부(DSP), 시스템(SYS), 타이밍 컨트롤러(TC), 데이터 드라이버(DD), 스캔 드라이버(SCD), 센스 드라이버(SSD) 및 전원공급부(PS)를 포함한다.

표시부(DSP)는 i*j개의 화소(PX)들과, i개(i는 1보다 큰 자연수)의 스캔 라인들(SCL1 내지 SCLi) 및 i개의 센스 라인들(SSL1 내지 SSLi))과, j개(j는 1보다 큰 자연수)의 데이터 라인들(DL1 내지 DLj)을 포함한다. 여기서, 제 1 내지 제 i 스캔 라인들(SCL1 내지 SCLi)로는 각각 제 1 내지 제 i 스캔 신호가 인가되며, 제 1 내지 제 i 센스 라인들(SSL1 내지 SSLi)로는 각각 제 1 내지 제 i 센스 신호가 인가되며, 그리고 제 1 내지 제 j 데이터 라인들(DL1 내지 DLj)로는 제 1 검출전압, 제 2 검출전압 및 데이터전압이 순차적으로 입력된다.

i*j개의 화소(PX)들은 매트릭스 형태로 표시부(DSP)에 배열되어 있다. 이 화소(PX)들은 적색을 표시하는 적색 화소(R), 녹색을 표시하는 녹색 화소(G) 및 청색을 표시하는 청색 화소(B)로 구분된다. 이때, 수평 방향으로 인접한 적색 화소, 녹색 화소 및 청색 화소(R, G, B)는 하나의 단위 영상을 표시하기 위한 단위 화소가 된다.

한편, 도 1에 도시되지 않았지만, 이 표시부(DSP)에는 고전위전송라인과, 저전위전송라인과, 그리고 기준전위전송라인이 더 형성된다. 여기서, 고전위전송라인으로는 고전압(EVDD)이 인가되며, 저전위전송라인으로는 저전압(EVSS)이 인가되며, 그리고 기준전위전송라인으로는 기준전압(Vref)이 인가된다.

제 n 수평라인(n은 1 내지 i 중 어느 하나)을 따라 배열된 j개의 화소들(이하, 제 n 수평라인 화소들)은 제 1 내지 제 j 데이터 라인들(DL1 내지 DLj) 각각에 개별적으로 접속된다. 아울러, 이 제 n 수평라인 화소들은 제 n 스캔 라인 및 제 n 센스 라인에 공통으로 접속된다. 이에 따라, 제 n 수평라인 화소들은 제 n 스캔 신호 및 제 n 센스 신호를 공통으로 공급받는다. 즉, 동일 수평라인에 배열된 j개의 화소들은 모두 동일한 스캔 신호 및 센스 신호를 공급받지만, 서로 다른 수평라인에 위치한 화소들은 서로 다른 스캔 신호 및 센스 신호를 공급받는다. 예를 들어, 제 1 수평라인(HL1)에 위치한 적색 화소(R), 녹색 화소(G) 및 청색 화소(B)는 모두 제 1 스캔 신호 및 제 1 센스 신호를 공급받는 반면, 제 2 수평라인(HL2)에 위치한 적색 화소(R), 녹색 화소(G) 및 청색 화소(B)는 이들과는 다른 타이밍을 갖는 제 2 스캔 신호 및 제 2 센스 신호를 공급받는다.

전술된 i개의 스캔 신호들, i개의 센스 신호들은, 동일 이름의 신호들끼리 실상 동일한 형태의 펄스이며 단지 시간적으로 출력 타이밍만 다르다.

한편, i*j개의 화소들은 모두 고전위전송라인, 저전위전송라인 및 기준전위전송라인에 공통으로 접속된다. 이에 따라, i*j개의 화소들은 모두 공통적으로 고전압, 저전압 및 기준전압을 공급받는다.

시스템(SYS)은 그래픽 컨트롤러의 LVDS(Low Voltage Differential Signaling) 송신기를 통하여 수직동기신호, 수평 동기신호, 클럭신호 및 영상 데이터들을 인터페이스회로를 통해 출력한다. 이 시스템(SYS)으로부터 출력된 수직/수평 동기신호 및 클럭신호는 타이밍 컨트롤러(TC)에 공급된다. 또한, 이 시스템(SYS)으로부터 순차적으로 출력된 영상 데이터들은 타이밍 컨트롤러(TC)에 공급된다.

타이밍 컨트롤러(TC)는 자신에게 입력되는 수평동기신호, 수직동기신호, 및 클럭신호를 이용하여 데이터제어신호, 스캔제어신호 및 센스제어신호를 발생시켜 이들을 각각 데이터 드라이버(DD), 스캔 드라이버(SCD) 및 센스 드라이버(SSD)로 공급한다.

데이터 드라이버(DD)는 타이밍 컨트롤러(TC)로부터의 데이터제어신호에 따라 영상 데이터들(보상된 영상 데이터들)을 샘플링한 후에, 매 수평기간(Horizontal Time)마다 한 수평라인에 해당하는 샘플링 영상 데이터들을 래치하고 래치된 영상 데이터들을 데이터 라인들(DL1 내지 DLj)에 공급한다. 즉, 데이터 드라이버(DD)는 타이밍 컨트롤러(TC)로부터의 영상 데이터들을 전원공급부(PS)로부터 입력되는 감마전압을 이용하여 아날로그 신호(데이터전압)로 변환하여 데이터 라인들(DL1 내지 DLj)로 공급한다. 또한, 이 데이터 드라이버(DD)는 제 1 검출전압 및 제 2 검출전압을 출력하는 바, 이때 매 수평기간마다 각 데이터 라인(DL1 내지 DLj)으로 이 제 1 검출전압, 제 2 검출전압 및 데이터전압을 순차적으로 출력한다.

구체적으로, 하나의 수평기간은 제 1 기간, 제 2 기간 및 제 3 기간으로 구분되는 바, 이 데이터 드라이버(DD)는 제 n 수평기간의 제 1 기간에 제 n 수평라인 화소들에 필요한 j개의 제 1 검출전압들을 j개의 데이터 라인들(DL1 내지 DLj)로 동시에 공급하고, 이어서 그 제 n 수평기간의 제 2 기간에 제 n 수평라인 화소들에 필요한 j개의 제 2 검출전압들을 j개의 데이터 라인들(DL1 내지 DLj)로 동시에 공급하고, 이후 그 제 n 수평라인의 제 3 기간에 제 n 수평라인 화소들에 필요한 j개의 데이터전압들을 j개의 데이터 라인들(DL1 내지 DLj)로 동시에 공급한다.

제 1 검출전압은 제 2 검출전압보다 더 작게 설정된다.

제 1 검출전압은, 예를 들어 1[V]의 직류 전압으로 설정 될 수 있는 바, 각 데이터 라인으로 공급되는 제 1 검출전압의 크기는 모두 동일하다.

제 2 검출전압은, 예를 들어 4[V]의 직류 전압으로 설정 될 수 있는 바, 각 데이터 라인으로 공급되는 제 2 검출전압의 크기는 모두 동일하다.

데이터전압은 제 1 검출전압보다 크거나 또는 작은 값으로 설정되는 바, 그 해당 영상 데이터의 계조값에 따라 그 데이터전압의 크기는 화소마다 달라질 수 있다. 즉, 데이터전압은 이의 소스가 되는 디지털 영상 데이터의 계조값을 근거로 결정되는 바, 그 디지털 영상 데이터의 계조값에 따라 그 데이터전압의 크기는 제 1 검출전압과 같아질 수도 또는 더 커질 수도 있으며, 또는 제 2 검출전압과 같아질 수도 또는 더 작거나 더 커질 수도 있다.

기준전압은, 예를 들어 -5[V]로 설정될 수 있다.

스캔 드라이버(SCD)는 타이밍 컨트롤러(TC)로부터의 스캔제어신호에 따라 전술된 제 1 내지 제 i 스캔 신호들을 순차적으로 발생시켜 출력한다. 제 n 수평라인 화소들은 제 n 스캔 신호에 따라 제어된다.

센스 드라이버(SSD)는 타이밍 컨트롤러(TC)로부터의 센스제어신호에 따라 전술된 제 1 내지 제 i 센스 신호들을 순차적으로 발생시켜 출력한다. 제 n 수평라인 화소들은 제 n 센스 신호에 따라 제어된다.

제 1 내지 제 i 스캔 신호들, 그리고 제 1 내지 제 i 센스 신호들은 액티브 상태(예를 들어, 하이레벨 전압)일 때 20[V]로, 그리고 비액티브 상태(예를 들어, 로우레벨 전압)일 때 -10[V]로 설정될 수 있다.

제 n 수평라인 화소들은 제 n 수평기간에 자신들에 대응되는 데이터전압들을 공급받는 바, 이 제 n 수평라인 화소들 각각은 이 제 n 수평기간보다 앞선 다수의 이전 수평기간들(단, 제 n-1 수평기간 제외) 동안 j개의 데이터 라인들(DL1 내지 DLj)로 인가된 제 1 검출전압들을 근거로 자신의 내부에 구비된 구동 스위칭소자의 문턱전압을 검출하고, 그리고 이 검출된 문턱전압을 근거로 구동 스위칭소자에 대한 문턱 보상전압을 생성한다.

또한, 이 제 n 수평라인 화소들을 각각은 제 n-1 수평기간 동안 j개의 데이터 라인들(DL1 내지 DLj)로 인가된 제 2 검출전압을 근거로 그 구동 스위칭소자의 이동도 특성에 따른 이동도 보상전압을 검출하고, 문턱 보상전압 및 이동도 보상전압을 근거로 상기 구동 스위칭소자에 대한 최종 보상전압을 생성한다.

여기서, 제 n 수평라인 화소들 중 제 m 데이터 라인에 접속된 하나의 제 n 화소를 예로 들어 이의 동작을 설명하면 다음과 같다.

제 n 화소는, 제 n-x 수평기간(x는 2보다 크고 n보다 작은 자연수) 내지 제 n-2 수평기간 동안 제 m 데이터 라인으로 공급된 제 1 검출전압들(x-1개의 제 1 검출전압들)을 근거로 내부의 구동 스위치소자의 문턱전압을 검출하고, 그리고 이 검출된 문턱전압을 근거로 구동 스위칭소자에 대한 문턱 보상전압을 생성한다.

이를 위해, 본 발명에 따른 화소(PX)들 각각은 다음과 같은 회로 구성을 가질 수 있는 바, 모든 화소(PX)들의 회로 구성이 동일하므로 전술된 제 n 화소에 대한 회로 구성을 대표적으로 설명한다.

도 2는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 제 n 화소의 회로 구성을 나타낸 도면이다.

제 n 화소(PXn)는, 도 2에 도시된 바와 같이, 구동 스위칭소자(Tr_DR), 스캔 스위칭소자(SW_scn), 센스 스위칭소자(SW_sns), 스토리지 커패시터(Cst) 및 발광다이오드(OLED)를 포함한다.

스캔 스위칭소자(SW_scn)는 제 n 스캔 라인(SCLn)으로부터의 제 n 스캔 신호(SCn)에 따라 제어되며, 데이터 라인(DLi)과 제 1 노드(n1_G) 사이에 접속된다. 이 스캔 스위칭소자는 제 n 스캔 신호에 따라 턴-온 또는 턴-오프되며, 턴-온시 데이터 라인(DLi)으로부터의 제 1 검출전압, 제 2 검출전압 및 데이터전압 중 어느 하나를 제 1 노드(n1_G)로 공급한다.

센스 스위칭소자(SW_sns)는 제 n 센스 라인(SSLn)으로부터의 제 n 센스 신호(SSn)에 따라 제어되며, 제 2 노드(n2_S)와 기준전위전송라인(RL) 사이에 접속된다. 이 센스 스위칭소자(SW_sns)는 제 n 센스 신호(SSn)에 따라 턴-온 또는 턴-오프되며, 턴-온시 기준전위전송라인(RL)으로부터의 기준전압(Vref)를 제 2 노드(n2_S)로 공급한다.

구동 스위칭소자(Tr_DR)는 제 1 노드(n1_G)의 전압에 따라 제어되며, 고전위전송라인(VDL)과 제 2 노드(n2_S) 사이에 접속된다. 이 구동 스위칭소자(Tr_DR)는 제 1 노드에 인가된 전압의 크기에 따라 고전위전송라인(VDL)으로부터 저전위전송라인(VSL)으로 흐르는 구동전류의 양(밀도)을 조절한다.

스토리지 커패시터(Cst)는 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 제 1 노드(n1_G)와 제 2 노드(n2_S) 사이에 접속되어 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 문턱전압을 저장한다.

발광다이오드(OLED)는 구동 스위칭소자(Tr_DR)를 통해 공급되는 구동 전류에 따라 발광하는 바, 이 구동 전류의 크기에 따라 다른 밝기로 발광한다. 이 발광다이오드(OLED)의 애노드전극은 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 소스전극(n2_S)에 접속되며, 이의 캐소드전극은 저전위전송라인(VSL)에 접속된다. 본 발명에서의 발광다이오드(OLED)는 유기 발광다이오드(OLED)가 사용될 수 있다.

이러한 제 n 화소(PXn)의 동작을, 도 3, 그리고 도 4a 내지 도 4d를 참조하여 설명한다.

도 3은 하나의 제 m 데이터 라인(DLm)에 공통으로 접속된 제 n-1 수평라인 내지 제 n+1 수평라인 화소에 공급되는 각종 신호들 및 이들의 타이밍도를 나타낸 도면이다. 그리고, 도 4a 내지 도 4d는 도 2에 도시된 화소의 각 기간별 회로 상태를 나타낸 도면이다.

본 발명의 실시예에 따른 발광다이오드 표시장치에 구비된 화소는 순차적으로 발생되는 초기화기간(T_ini), 문턱전압보상기간(T_th), 이동도보상기간(T_u), 데이터기입기간(T_d) 및 발광유지기간(T_e)에 맞추어 동작한다. 이에 따라, 센스 신호들(..., SSn-1, SSn, SSn+1, ...) 및 스캔 신호들(..., SCn-1, SCn, SCn+1, ...)은 순차적으로 발생되는 초기화기간(T_ini), 문턱전압보상기간(T_th), 이동도보상기간(T_u), 데이터기입기간(T_d) 및 발광유지기간(T_e)에 근거하여 액티브 상태 또는 비액티브 상태로 변화한다.

여기서, 어떤 신호의 액티브 상태란 이를 공급받는 스위칭소자를 턴-온시킬 수 있는 상태를 의미하며, 어떤 신호의 비액티브 상태란 이를 공급받는 어느 스위칭소자를 턴-오프시킬 수 있는 상태를 의미한다. 본 발명에서, 전술된 스캔 스위칭소자(SW_scn) 및 센스 스위칭소자(SW_sns)는 N타입 또는 P타입으로 구성된 트랜지스터가 사용될 수 있다. 만약 전술된 스위칭소자들이 모두 N타입이라면, 이 액티브 상태는 하이전압의 상태를 의미하고, 비액티브 상태는 로우전압의 상태를 의미한다. 반면, 이들 스위칭소자들이 모두 P타입이라면, 이 액티브 상태는 로우전압의 상태를 의미하고, 비액티브 상태는 하이전압의 상태를 의미한다. 본 발명에서의 이들 스위칭소자들이 모두 N타입의 트랜지스터인 것을 예로 들어 설명한다.

1) 초기화기간(T_ ini )

먼저, 도 3 및 도 4a를 참조하여, 초기화기간(T_ini)에서의 제 n 화소(PXn)의 동작을 살펴보자.

여기서, 제 n 화소(PXn)의 초기화기간(T_ini)은 제 n-x-1 수평기간에 해당하는 기간으로서, 예를 들어 도 3에 도시된 바와 같이, 제 n-5 수평기간(Hn-5)이 될 수 있다.

이 초기화기간(T_ini; 즉, 제 n-5 수평기간) 중에는, 도 3에 도시된 바와 같이, 제 n 스캔 신호(SCn) 및 제 n 센스 신호(SSn)가 일정 기간 동안 액티브 상태를 유지한 후 나머지 기간 동안 비액티브 상태로 유지된다. 구체적으로, 이 초기화기간(T_ini)의 제 1 기간(①)에는, 도 3에 도시된 바와 같이, 제 n 스캔 신호(SCn) 및 제 n 센스 신호(SSn)가 모두 액티브 상태로 유지되고, 그리고 제 m 데이터 라인(DLm)으로 제 1 검출전압(V1)이 인가된다. 한편, 이 초기화기간(T_ini)의 제 2 기간(②) 및 제 3 기간(③) 동안 전술된 제 n 스캔 신호(SCn) 및 제 n 센스 신호(SSn)는 모두 비액티브 상태로 유지된다.

이와 같은 상태의 신호들에 의해, 도 4a에 도시된 바와 같이, 스캔 스위칭소자(SW_scn) 및 센스 스위칭소자(SW_sns)가 모두 턴-온된다. 그러면, 턴-온된 스캔 스위칭소자(SW_scn)를 통해 제 1 검출전압(V1)이 제 1 노드(n1_G), 즉 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트전극으로 인가된다. 또한, 턴-온된 센스 스위칭소자(SW_sns)를 통해 기준전압(Vref)이 제 2 노드(n2_S), 즉 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 소스전극으로 인가된다.

이에 따라, 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트전극 및 소스전극이 각각 제 1 검출전압(V1) 및 기준전압(Vref)으로 초기화된다. 즉, 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 드레인전극으로는 정전압인 고전압(EVDD)이 계속해서 인가되고 있지만, 게이트전극 및 소스전극의 전압은 스위칭소자들의 동작에 따라 변화하므로 이 구동 스위칭소자(Tr_DR)에 데이터전압을 인가하기에 앞서 이 구동 스위칭소자를 초기화하여야 하는 바, 이를 위해 이 초기화기간(T_ini)에 이 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트전극 및 소스전극으로 전술된 전압이 인가된다.

이때, 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트전극과 소스전극간 전압(이하, 게이트-소스 전압)이 이의 문턱전압보다 약간 높아짐에 따라, 이 초기화기간(T_ini) 동안 구동 스위칭소자가 약하게 턴-온된 상태를 유지한다.

이때, 이 턴-온된 구동 스위칭소자(Tr_DR)에 의해 발생된 전류가 발광다이오드로 흐르지 않도록, 그 초기화기간(T_ini) 동안 제 2 노드(n2_S)의 전압이 아래와 같은 수학식1을 만족할 수 있도록 기준전압(Vref)의 값이 설정될 수 있다.

[수학식1]

V_n2_S < Vth_oled + EVSS

위의 수학식1에서 V_n2_S는 제 2 노드(n2_S)의 전압을, Vth_oled는 발광다이오드(OLED)의 문턱전압을 의미한다.

위의 수학식1에 나타난 바와 같이, 기준전압(Vref)은, 그 기준전압(Vref)이 인가되는 제 2 노드(n2_S)의 전압(V_n2_S)이 위의 수학식1을 만족하도록 그 값이 설정될 수 있다.

한편, 초기화기간(T_ini) 동안 게이트-소스 전압이 아래와 같은 수학식2를 만족할 수 있도록 제 1 검출전압(V1)의 값이 설정될 수 있다.

여기서, 위의 수학식1에서 문턱전압(Vth_oled)의 값은, 전체 화소들에 구비된 모든 발광다이오드(OLED)들의 문턱전압들 중 가장 큰 값(이하, 최대값), 또는 이 최대값보다 높은 값으로 설정될 수 있다.

[수학식2]

Vgs = V1 - Vref >Vth_dr

위의 수학식2에서 Vgs는 게이트-소스 전압을, Vth_dr은 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 문턱전압을 의미한다.

위의 수학식2에 나타난 바와 같이, 제 1 검출전압(V1)은, 그 제 1 검출전압(V1)이 인가되는 제 1 노드(n1_G)와 제 2 노드(n2_S)간의 전압(즉, 게이트-소스 전압) 위의 수학식2를 만족하도록 그 값이 설정될 수 있다.

여기서, 위의 수학식2에서 문턱전압(Vth_dr)의 값은, 전체 화소들에 구비된 모든 구동 스위칭소자(Tr_DR)들의 문턱전압들 중 가장 큰 값(이하, 최대값), 또는 이 최대값보다 높은 값으로 설정될 수 있다.

한편, 이 제 n-5 수평기간(Hn-5)에는 제 m 데이터 라인(DLm)에 접속된 다른 수평라인의 화소들이 그 수평기간에 맞는 동작을 개별적으로 수행한다. 예를 들어, 이 제 n-5 수평기간(Hn-5)의 제 1 기간(①)에는, 제 n-1 화소(PXn-1)가 제 1 검출전압(V1)을 공급받아 이의 문턱전압보상기간내에 포함된 첫 번째 수평기간에 해당하는 동작을 수행하며, 그리고 제 n+1 화소(PXn+1)가 이전 프레임에 인가된 데이터전압에 의해 발광상태를 유지하고 있다.

2) 문턱전압기간(T_ th )

이어서, 도 3 및 도 4b를 참조하여, 문턱전압보상기간(T_th)에서의 제 n 화소(PXn)의 동작을 살펴보자.

여기서, 제 n 화소(PXn)의 문턱전압보상기간(T_th)은 전술된 제 n-x 수평기간 내지 제 n-2 수평기간에 해당하는 기간으로서, 예를 들어 도 3에 도시된 바와 같이, 제 n-4 내지 제 n-2 수평기간(Hn-4 내지 Hn-2)이 될 수 있다.

이 문턱전압보상기간(T_th; 즉, 제 n-4 내지 제 n-2 수평기간) 중에는, 도 3에 도시된 바와 같이, 제 n 스캔 신호(SCn)가 일정 기간 동안 액티브 상태를 유지한 후 나머지 기간 동안 비액티브 상태로 유지된다. 그리고, 제 n 센스 신호(SSn)는 이 문턱전압보상기간(T_th) 동안 비액티브 상태로 유지된다. 구체적으로, 도 3에 도시된 바와 같이, 이 문턱전압보상기간(T_th)에 포한된 각 수평기간의 제 1 기간(①) 마다 제 n 스캔 신호(SCn)가 액티브 상태로 유지되는 바, 그 제 1 기간(①) 마다 제 m 데이터 라인(DLm)으로 제 1 검출전압(V1)이 인가된다. 한편, 이 문턱전압보상기간(T_th)의 제 2 기간(②) 및 제 3 기간(③)들 동안 전술된 제 n 스캔 신호(SCn)는 비액티브 상태로 유지된다.

이와 같이 문턱전압보상기간(T_th)은 연속된 총 3개의 수평기간들을 포함하는 바, 이 문턱전압보상기간(T_th)에 포함된 각 수평기간에서의 제 n 화소(PXn)의 동작은 모두 동일하므로, 하나의 제 n-4 수평기간(Hn-4)에서의 동작만을 설명한다.

제 n-4 수평기간(Hn-4)의 제 1 기간(①)에는, 도 3에 도시된 바와 같이, 제 n 스캔 신호(SCn)가 액티브 상태로 유지되고, 그리고 제 n 센스 신호(SSn)가 비액티브 상태로 유지되며, 그리고 제 m 데이터 라인(DLm)으로 제 1 검출전압(V1)이 인가된다.

이와 같은 상태의 신호들에 의해, 도 4b에 도시된 바와 같이, 스캔 스위칭소자(SW_scn)는 턴-온되는 반면, 센스 스위칭소자(SW_sns)는 턴-오프된다. 그러면, 턴-온된 스캔 스위칭소자(SW_scn)를 통해 제 1 검출전압(V1)이 제 1 노드(n1_G), 즉 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트전극으로 인가된다. 한편, 센스 스위칭소자(SW_sns)가 턴-온프됨으로 인해 제 2 노드(n2_S)의 기준전압(Vref)로 고정되지 못하고, 턴-온 상태의 구동 스위칭소자(Tr_DR)로부터 제공된 전류에 의해 서서히 변화하기 시작한다. 즉, 제 n-4 수평기간(Hn-4)의 제 1 기간(①) 동안 제 1 노드(n1_G)로 인가된 제 1 검출전압(V1)에 의해 그 제 1 기간(①) 동안 그 구동 스위칭소자(Tr_DR)가 턴-온 상태를 유지하는 바, 그때 그 턴-온된 구동 스위칭소자(Tr_DR)를 통해 제 2 노드(n2_S)의 전압이 서서히 증가하게 된다.

이후, 제 n-4 수평기간(Hn-4)의 제 2 기간(②) 및 제 3 기간(③)에 이르러 스캔 스위칭소자(SW_scn)가 턴-오프되면 제 1 노드(n1_G)가 플로팅(floating) 상태로 되고, 그로 인해 그 기간(②, ③) 동안 제 1 노드(n1_G)의 전압은 스토리지 커패시터(Cst)에 의해 제 2 노드(n2_S)의 전압에 영향을 받게 된다. 즉, 제 2 노드(n2_S)의 전압의 전압이 서서히 상승함에 따라 이에 동반하여 제 1 노드(n1_S)의 전압도 같이 상승한다. 따라서, 제 1 노드(n1_G)가 플로팅 상태로 유지되는 그 기간 동안(②, ③)에 제 1 노드(n1_G)와 제 2 노드(n2_S)간 전압, 즉 게이트-소스 전압은 거의 변화가 없다.

이와 같이 제 n 화소(PXn)의 제 n-4 수평기간(Hn-4)의 제 1 기간(①)에는 제 1 노드(n1_G)의 전압이 제 1 검출전압(V1)에 의해 거의 일정한 전압으로 유지됨과 아울러 제 2 노드(n2_S)의 전압이 서서히 증가하는 반면, 그 이후의 제 2 기간(②) 및 제 3 기간(③)에는 제 1 노드(n1_G)의 전압과 제 2 노드(n2_S)의 전압이 같이 서서히 증가한다.

따라서, 제 n-3 및 제 n-2 수평기간(Hn-3 내지 Hn-2) 동안 전술된 동작(제 n-4 수평기간의 동작과 동일한 동작)이 반복되면, 제 1 노드(n1_G)는 제 1 기간(①) 마다 인가되는 제 1 검출전압(V1)에 의해 거의 일정한 전압으로 유지되지만, 제 2 노드(n2_S)는 계속적으로 증가하므로, 결국 게이트-소스 전압이 감소하는 방향으로 변화한다. 이때, 게이트-소스 전압이 서서히 감소하여 그 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 문턱전압에 도달하게 되면 그 순간 구동 스위칭소자(Tr_DR)가 턴-오프된다. 이 검출된 문턱전압은 스토리지 커패시터(Cst)에 의해 저장되는 바, 이때 제 2 노드(n2_S)의 전압은 제 1 검출전압(V1)으로부터 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 문턱전압(Vth_dr)을 차감한 값으로 유지된다.

따라서, 문턱전압보상기간(T_th)에 포함된 모든 수평기간들 동안 전술된 동작이 수행되면, 그 마지막 수평기간(Hn-2)에 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 문턱전압(Vth_dr)이 검출되어 저장된다. 이 저장된 문턱전압(Vth_dr)이 문턱 보상전압이다.

이와 같이 본 발명에 따르면 하나의 충분히 긴 기간 동안 문턱전압(Vth_dr)을 검출하지 않고, 여러 번의 수평기간들에 걸쳐 짧은 기간 동안 비연속적으로 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트전극으로 제 1 검출전압(V1)을 공급하여 이의 문턱전압(Vth_dr)을 검출하는 바, 그렇게 하는 이유는 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트 전극으로 최대한 짧은 시간 동안 제 2 검출전압(V2)을 인가해야만 이후 설명할 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전자 이동도 특성을 검출할 수 있기 때문이다. 다시 말하여, 구동 스위칭소자의 문턱전압은 상대적으로 긴 시간 동안 그의 게이트전극으로 제 1 검출전압(V1)을 인가해야 정확히 검출되는 반면, 이의 전자 이동도 특성은 상대적으로 짧은 시간 동안 그 게이트전극으로 제 2 검출전압(V2)을 인가해야 정확히 검출된다. 여기서, 제 1 검출전압(V1)과 제 2 검출전압(V2)의 인가 시간은 모두 스캔 스위칭소자(SW_scn)의 턴-온 시간에 영향을 받으며, 그 스캔 스위칭소자(SW_scn)의 턴-온 시간은 스캔 신호의 펄스폭(액티브 상태에서의 펄스폭)의 길이에 의해 결정된다.

따라서, 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전자 이동도 특성을 정확하게 검출하기 위해서는 스캔 신호의 펄스폭 길이가 상당히 짧아야 하는 바, 그러나 그렇게 하게 되면 문턱전압(Vth_dr)을 한 수평기간에서의 그 기간(즉 스캔 신호가 액티브 상태로 유지되는 기간)에 검출할 수 없게 된다. 따라서, 본 발명에서는 스캔 신호의 펄스폭 길이를 짧게 설정하여 그 한 펄스폭 기간내에서 전자 이동도 특성을 검출하고, 그리고 그 짧은 펄스폭 기간을 여러 번 반복하여 상대적으로 긴 시간에 걸쳐 안정적으로 문턱전압을 검출할 수 있다.

한편, 이 제 n-4 수평기간(Hn-4)에는 제 m 데이터 라인(DLm)에 접속된 다른 수평라인의 화소들이 그 수평기간에 맞는 동작을 개별적으로 수행한다. 예를 들어, 이 제 n-4 수평기간(Hn-4)의 제 1 기간(①)에는, 제 n-1 화소(PXn-1)가 제 1 검출전압(V1)을 공급받아 이의 문턱전압보상기간내에 포함된 두 번째 수평기간에 해당하는 동작을 수행하며, 그리고 제 n+1 화소(PXn+1)가 이의 초기화기간에 해당하는 동작을 수행한다.

3) 이동도보상기간 (T_u)

다음으로, 도 3 및 도 4c를 참조하여, 이동도보상기간(T_u)에서의 제 n 화소(PXn)의 동작을 살펴보자.

여기서, 제 n 화소(PXn)의 이동도보상기간(T_u)은 제 n-1 수평기간(Hn-1)에 해당하는 기간에 해당한다.

이 이동도보상기간(T_u; 즉, 제 n-1 수평기간) 중에는, 도 3에 도시된 바와 같이, 제 n 스캔 신호(SCn)가 일정 기간 동안 액티브 상태를 유지한 후 나머지 기간 동안 비액티브 상태로 유지된다. 그리고, 제 n 센스 신호(SSn)는 이 이동도보상기간(T_u) 동안 비액티브 상태로 유지된다. 구체적으로, 도 3에 도시된 바와 같이, 이 이동보보상기간(T_u)의 제 2 기간(②)에 제 n 스캔 신호(SCn)가 액티브 상태로 유지되는 바, 그 제 2 기간(②)에 제 m 데이터 라인(DLm)으로 제 2 검출전압(V2)이 인가된다. 한편, 이 이동도보상기간(T_u)의 제 1 기간(①) 및 제 3 기간(③) 동안 전술된 제 n 스캔 신호(SCn)는 비액티브 상태로 유지된다.

이와 같은 상태의 신호들에 의해, 도 4c에 도시된 바와 같이, 스캔 스위칭소자(SW_scn)는 턴-온 상태를 유지하고, 그리고 센스 스위칭소자(SW_sns)는 턴-오프 상태를 유지한다. 그러면, 턴-온된 스캔 스위칭소자(SW_scn)를 통해 제 2 검출전압(V2)이 제 1 노드(n1_G), 즉 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트전극으로 인가된다. 한편, 센스 스위칭소자(SW_sns)가 턴-온프됨으로 인해 제 2 노드(n2_S)의 기준전압(Vref)로 고정되지 못하고, 턴-온 상태의 구동 스위칭소자(Tr_DR)로부터 제공된 전류에 의해 서서히 변화하기 시작한다. 즉, 제 n-1 수평기간(Hn-1)의 제 2 기간(②) 동안 제 1 노드(n1_G)로 인가된 제 2 검출전압(V2)에 의해 그 제 2 기간(②) 동안 그 구동 스위칭소자(Tr_DR)가 턴-온 상태를 유지하는 바, 그때 그 턴-온된 구동 스위칭소자(Tr_DR)를 통해 제 2 노드(n2_S)의 전압이 증가하게 된다. 이때, 제 1 노드(n1_G)에 인가된 전압이 그 이전 기간 보다 더 높은 전압(V1+V2)으로 상승됨에 따라 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트전극의 전압이 급격하게 상승하며, 이에 따라 제 2 노드(n2_S)의 전압도 빠르게 상승한다. 한편, 이 제 2 노드(n2_S), 즉 소스전극의 전압은 이 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전자 이동도 특성에 따라 다르게 변화한다. 즉, 소스전극의 전압은, 제 1 노드(n1_G)의 전압 상승에 의한 풀-업(pull-up) 현상과 구동 스위칭소자(Tr_DR)로부터 발생된 전류의 증가로 인해, 아래의 수학식3에 정의된 값으로 상승된다.

[수학식3]

V_n2_S = V1 - Vth_dr + (g*V2)+ ΔV

위의 수학식3에서 g는 전압 전달율에 해당하는 비례 상수로서, 이 값은 스토리지 커패시터(Cst)의 값에 따라 달라진다. 그리고, ΔV는 구동 스위칭소자의 이동도 특성에 직접적인 영향을 받는 전압 변화량으로서, 이 값은 구동 스위칭소자의 전자 이동도 특성이 우수할 경우 상대적으로 높아지고, 반대로 그 전자 이동도 특성이 좋지 않을 경우 상대적으로 낮아진다. 따라서, 전자 이동도 특성이 우수할수록 그 설정된 기간(즉, 이동도보상기간(T_u)의 제 2 기간(②)) 동안 소스전극의 전압이 빠르게 상승한다. 이에 대하여 좀 더 구체적으로 설명하면 다음과 같다.

즉, 도 3에 도시된 바와 같이, 이 제 2 기간(②)의 종료 시점에 제 n 스캔 신호(SCn)가 비액티브 상태로 천이되어 스캔 스위칭소자(SW_scn)가 턴-오프된다. 그러면, 도 4c에 도시된 바와 같이, 제 1 및 제 2 노드(n1_G, n2_S), 즉 구동스위칭소자(Tr_dr)의 게이트전극과 소스전극이 모두 플로팅 상태로 된다. 결국, 이 제 2 기간(②)의 종료 시점에 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트전극(제 1 노드(n1_G)) 및 소스전극(제 2 노드(n2_S))이 플로팅 상태가 된다. 그 종료 시점부터 제 1 노드(n1_G)의 전압은 스토리지 커패시터(Cst)에 의해 제 2 노드(n2_S)의 전압에 영향을 받게 된다. 즉, 제 2 노드(n2_S)의 전압의 전압이 상승함에 따라 이에 동반하여 제 1 노드(n1_S)의 전압도 같이 상승한다. 따라서, 제 1 노드(n1_G)가 플로팅 상태로 유지되는 제 3 기간(③; 이동도보상기간에 포함된 제 3 기간) 동안에 제 1 노드(n1_G)와 제 2 노드(n2_S)간 전압, 즉 게이트-소스 전압은 거의 변화가 없다.

단, 스캔 스위칭소자(SW_scn)가 턴-온 상태인 제 2 기간(②) 동안에는 제 1 노드(n1_G)의 전압은 제 2 검출전압(V2)에 의해 거의 일정하게 유지되는 반면, 제 2 노드(n2_S)의 전압은 턴-온된 구동 스위칭소자(Tr_DR)로부터 발생된 전류에 따라 증가하게 된다. 따라서, 이 제 2 기간(②)내에서의 게이트-소스 전압은 감소하는 방향으로 변화한다. 이때, 그 제 2 기간(②)내에서의 소스전극의 전압 변화량(ΔV)에 영향을 받는다.

예를 들어, 화소(PXL)별로 각 구동 스위칭소자(Tr_DR)에 대한 특성, 즉 전자이동도 특성이 다를 수 있는 바, 어떤 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전자 이동도 특성이 우수하다면 이 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전류 구동능력 또한 우수하기 때문에, 상술된 제 2 기간(②) 동안 이 턴-온된 구동 스위칭소자(Tr_dr)를 통해 흐르는 전하량도 많을 것이다. 이에 따라, 제 2 노드(n2_S)로 전압이 충전되는 속도 또한 높아지게 되어, 그 기간(②) 동안 이 제 2 노드(n2_S)의 전압이 빠르게 상승할 것이다.

반면, 이 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전자 이동도 특성이 좋지 않다면 이 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전류 구동능력 또한 저조하기 때문에, 상술된 제 2 기간(②) 동안 이 턴-온된 구동스위칭소자(Tr_DR)를 통해 흐르는 전하량도 적을 것이다. 이에 따라, 제 2 노드(n2_S)로 전압이 방전되는 속도 또한 낮아지게 되어, 그 기간(②) 동안 이 제 2 노드(n2_S)의 전압이 더디게 증가할 것이다.

결국, 이 이동도보상기간(T_u)에 포함된 제 2 기간(②)동안 각 구동 스위칭소자(Tr_dr)의 전자 이동도 특성이 검출됨을 알 수 있다.

이때, 이 제 2 기간(②)은 상당히 작은 시간이어야 한다. 이 시간이 크면, 구동 스위칭소자(Tr_DR)들간의 전자 이동도 특성이 구분되지 않기 때문이다. 즉, 이 제 2 기간(②)이 상당히 길다면(다시 말해 제 2 노드(n2_S)의 전압이 완전하게 충전될 수 있을 만큼 충분히 길다면), 각 구동스위칭소자(Tr_DR)의 소스전극의 전압이 모두 동일한 값으로 포화되므로, 문턱전압(Vth_dr)에 대한 특성은 검출될 수 있지만 전자 이동도에 대한 특성은 검출될 수 없다. 따라서, 이 제 2 기간(②)은 작게 설정할수록 좋으며, 가장 전자 이동도 특성이 우수한 구동스위칭소자(Tr_DR)를 사용하였을 때를 기준으로 하여 제 2 노드(n2_S)의 전압이 완전히 충전될 수 있는 시간 보다는 작아야 한다.

이 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전자이동도 특성은 이 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트-소스 전압에 반영된다. 즉, 소스전극의 전압은 결국 제 2 노드(n2_S)의 전압인 바, 이 제 2 기간(②)에서의 이 제 2 노드(n2_S)의 전압 변화량(ΔV)은 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전자 이동도 특성에 따라 다르므로, 이 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전자 이동도 특성은 이의 게이트-소스전 전압에 반영된다. 다시 말하여, 이 제 2 기간(②)이 종료하기 전까지는 이 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트전극에는 일정한 제 2 검출신호(V2)가 공급되고 있으므로 이 게이트전극의 전압은 고정되어 있으며, 상술된 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전자 이동도 특성에 따라 소스전극의 전압 변화량(ΔV)이 다르게 나타나므로, 게이트전극의 전압을 기준으로 할 때 이 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전자 이동도 특성은 소스전극의 전압 변화량(ΔV)으로 알 수 있다. 본 발명에서는 제 2 기간(②)동안 이 소스전극의 전압 변화량(ΔV)에 근거하여 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트-소스 전압이 자동으로 설정된다. 예를 들어, 전자 이동도 특성이 우수한 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트-소스 전압은 상대적으로 작게 설정되는 반면, 전자 이동도 특성이 좋지 않은 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트-소스 전압은 상대적으로 크게 설정된다. 이에 따라, 각 화소(PXL)별로 각 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전자 이동도 특성에 맞게 게이트-소스 전압이 보상된다. 이에 따라 화소(PXL)별로 각 구동 스위칭소자(Tr_DR)간의 전자 이동도 특성이 서로 다르다고 하더라도, 동일한 조건에서 각 구동 스위칭소자(Tr_DR)를 통해 흐르는 전류간 편차를 최소화할 수 있어 화질 향상에 효과가 있다.

이 구동 스위칭소자(Tr_dr)의 게이트-소스 전압은 스토리지 커패시터(Cst)에 의해 유지된다. 즉, 이 스토리지 커패시터의 양단에 걸린 전압이 바로 최종 보상전압이 된다.

한편, 이 제 n-1 수평기간(Hn-1)에는 제 m 데이터 라인(DLm)에 접속된 다른 수평라인의 화소들이 그 수평기간에 맞는 동작을 개별적으로 수행한다. 예를 들어, 이 제 n-1 수평기간(Hn-1)의 제 3 기간(③)에는 제 n-1 화소(PXn-1)가 자신에 해당하는 데이터전압(Vd)을 공급받아 발광하기 시작하며, 그리고 이 제 n-1 수평기간(Hn-1)의 제 1 기간(①)에는 제 n+1 화소(PXn+1)가 이의 문턱전압보상기간내에 포함된 세 번째 수평기간에 해당하는 동작을 수행한다.

4) 데이터기입기간 (T_d)

다음으로, 도 3 및 도 4d를 참조하여, 데이터기입기간(T_d)에서의 제 n 화소(PXn)의 동작을 살펴보자.

여기서, 제 n 화소(PXn)의 데이터기입기간(T_d)은 제 n 수평기간(Hn)에 해당하는 기간에 해당한다.

이 데이터기입기간(T_d; 즉, 제 n-1 수평기간) 중에는, 도 3에 도시된 바와 같이, 제 n 스캔 신호(SCn)가 일정 기간 동안 액티브 상태를 유지한 후 나머지 기간 동안 비액티브 상태로 유지된다. 그리고, 제 n 센스 신호(SSn)는 이 데이터기입기간(T_d) 동안 비액티브 상태로 유지된다. 구체적으로, 도 3에 도시된 바와 같이, 이 데이터기입기간(T_d)의 제 3 기간(③)에 제 n 스캔 신호(SCn)가 액티브 상태로 유지되는 바, 그 제 3 기간(③)에 제 m 데이터 라인(DLm)으로 데이터전압(Vd; 제 n 화소에 해당되는 데이터전압)이 인가된다. 한편, 이 데이터기입기간(T_d)의 제 1 및 제 2 기간(①, ②)들 동안 전술된 제 n 스캔 신호(SCn)는 비액티브 상태로 유지된다.

이와 같은 상태의 신호들에 의해, 도 4d에 도시된 바와 같이, 스캔 스위칭소자(SW_scn)는 턴-온 상태를 유지하고, 그리고 센스 스위칭소자(SW_sns)는 턴-오프 상태를 유지한다. 그러면, 턴-온된 스캔 스위칭소자(SW_scn)를 통해 데이터전압(Vd)이 제 1 노드(n1_G), 즉 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트전극으로 인가된다. 이에 따라 제 1 노드(n1_G)의 전압은 그 이전 기간 보다 더 높은 전압(V1+V2+Vd)으로 상승된다. 이에 따라 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 게이트전극의 전압이 상승하며, 이에 따라 제 2 노드(n2_S)의 전압도 상승한다. 이 소스전극의 전압은 아래의 수학식4에 정의된 값으로 상승된다.

[수학식4]

V_n2_S = V1 - Vth_dr + [g*(V2 + Vd)] + ΔV

이에 따라 스토리지 커패시터(Cst)에 저장되는 값, 즉 스토리지 커패시터(Cst)의 양단 전압은 아래의 수학식5로 정의된다.

[수학식5]

Vgs = (1 - g)(V2 + Vd) + Vth_dr - ΔV

위의 수학식5에서 Vgs는 스토리지 커패시터(Cst)의 양단 전압, 즉 게이트-소스 전압을 나타낸다.

전술된 바와 같은 스토리지 커패시터에 의해 유지된 게이트-소스 전압에 의해 구동 스위칭소자(Tr_DR)는 포화 구간에서 동작하게 되며, 그 때 이 구동 스위칭소자(Tr_DR)를 통해 흐르는 최종 구동전류를 아래의 수학식6으로 정의된다.

[수학식6]

Ids = (1/2)*u*Cox*(W/L)*(Vgs - Vth_dr)²

위의 수학식6에서 u는 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전자 이동도를, Cox는 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 기생 커패시턴스를, W는 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 채널 폭을, 그리고 L은 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 채널 길이를 나타낸다.

이 구동전류(Ids)는 발광다이오드(OLED)로 공급되는 바, 그에 따라 발광다이오드(OLED)가 발광하기 시작한다.

한편, 이 제 n 수평기간(Hn)에는 제 m 데이터 라인(DLm)에 접속된 다른 수평라인의 화소들이 그 수평기간에 맞는 동작을 개별적으로 수행한다. 예를 들어, 이 제 n 수평기간(Hn)에는 제 n-1 화소(PXn-1)가 발광 상태를 유지하며, 그리고 이 제 n 수평기간(Hn)의 제 3 기간(③)에는 제 n+1 화소(PXn+1)가 자신에 해당하는 데이터전압을 공급받는다.

이후, 제 n 화소의 발광유지기간(T_e)에는 제 n 스캔 신호(SCn)와 제 n 센스 신호(SSn)이 모두 비액티브 상태로 변화하게 되고, 그에 따라 제 1 노드(n1_G) 및 제 2 노드(n2_S)가 플로팅 상태로 유지된다. 따라서, 제 n 화소는 스토리지 커패시터(Cst) 양단에 걸린 전압(Vgs)에 대응되는 구동전류(Ids)를 계속해서 발광다이오드(OLED)로 공급한다. 따라서, 제 n 화소(PXn)는 그 전압(Vgs)에 따라 발생된 구동전류(Ids)를 이용하여 그 발광유지기간(T_e) 동안 발광다이오드(OLED)를 발광 상태로 유지시킨다.

도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 화소의 구조를 나타낸 도면이다.

본 발명에 따른 제 n 화소는, 도 5에 도시된 바와 같이. 보조 커패시터(Cax)를 더 포함할 수 있다.

이 보조 커패시터(Cax)는 제 2 노드(n2_S)와 저전위전송라인(VSL) 사이에 접속되어, 제 2 노드(n2_S)의 전압을 안정적으로 유지하는 역할을 한다.

만약, 발광다이오드(OLED)에 존재하는 기생 커패시터의 용량이 충분히 크다면, 전술된 보조 커패시터(Cax)는 그 기생 커패시터로 대체될 수 도 있다.

도 5에서의 나머지 구성요소들은 전술된 도 2에서의 그것들과 동일하므로, 이들에 대한 설명은 도 2 및 그에 관련된 내용을 참조한다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 제 n 화소에 대한 모의 실험을 결과를 나타낸 도면이다.

도 6에 따르면, 문턱전압보상기간이 총 9개의 수평기간을 포함하고 있다. 구동 스위칭소자의 문턱전압은 총 9번의 스캔 신호에 의해 검출된다. 그리고 전자 이동도 특성은 1번의 스캔 신호에 의해 검출된다.

도 7은 제 2 검출전압에 크기에 따른 문턱전압 보상과 전자 이동도 특성 보상간의 관계를 나타낸 도면이다.

도 7에 도시된 바와 같이, 제 2 검출전압(V2)이 2.5[V]로 설정될 경우, 전자 이동도 특성(mobility) 보다는 문턱전압(Vth)에 대한 보상이 더 우수하게 나타났다. 즉, 제 2 검출전압(V2)이 2.5[V]로 설정된 제 1 조건 하에서 화소를 구동할 때, 구동전류(Current)와 문턱전압(Vth)간에는 거의 상관관계가 없이 나타났다. 이는 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 문턱전압이 변화하더라도, 구동전류(Current)가 그에 영향을 거의 받지 않음을 의미한다. 그러나, 동일한 제 1 조건하에서 화소를 구동할 때, 구동전류(Current)와 전자 이동도 특성(mobility)간에 다소 강한 상관관계가 나타났다. 이는 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전자 이동도 특성이 변화하면 그 영향을 받아 구동전류(Current)가 크게 변화한다는 것을 의미한다. 이로부터, 제 1 조건 하에서는, 전자 이동도 특성(mobility) 보다는 문턱전압(Vth)이 상대적으로 더 양호하게 보상됨을 알 수 있다.

한편, 도 7에 도시된 바와 같이, 제 2 검출전압(V2)이 4.0[V]로 설정될 경우, 전자 이동도 특성(mobility)과 문턱전압(Vth)에 대한 보상이 거의 비슷하게 나타났다. 즉, 제 2 검출전압(V2)이 4.0[V]로 설정된 제 2 조건 하에서 화소를 구동할 때, 구동전류(Current)와 문턱전압(Vth)간에는 약한 상관관계가 나타났다. 이는 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 문턱전압이 변화할 때 이에 약하게 영향을 받아 구동전류(Current)가 미소하게 변화함을 의미한다. 또한, 동일한 제 2 조건하에서 화소를 구동할 때, 구동전류(Current)와 전자 이동도 특성(mobility)간에는 약한 상관관계가 나타났다. 이는 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전자 이동도 특성이 변화할 때 이에 약하게 영향을 받아 구동전류(Current)가 미소하게 변화함을 의미한다. 이로부터, 제 2 조건 하에서는, 전자 이동도 특성(mobility)과 문턱전압(Vth)이 모두 유사한 정도로 보상됨을 알 수 있다.

한편, 도 7에 도시된 바와 같이, 제 2 검출전압(V2)이 5.0[V]로 설정될 경우, 문턱전압(Vth) 보다는 전자 이동도 특성(mobility)에 대한 보상이 더 우수하게 나타났다. 즉, 제 2 검출전압(V2)이 5.0[V]로 설정된 제 3 조건 하에서 화소를 구동할 때, 구동전류(Current)와 문턱전압(Vth)간에 다소 강한 상관관계가 나타났다. 이는 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 문턱전압(Vth)의 특성이 변화하면 그 영향을 받아 구동전류(Current)가 크게 변화한다는 것을 의미한다. 그러나, 동일한 제 3 조건하에서 화소를 구동할 때, 구동전류(Current)와 전자 이동도 특성(mobility)간에는 거의 상관관계가 없이 나타났다. 이는 구동 스위칭소자(Tr_DR)의 전자 이동도 특성(mobility)이 변화하더라도, 구동전류(Current)가 그에 따른 영향을 거의 받지 않음을 의미한다. 이로부터, 제 3 조건 하에서는, 문턱전압(Vth) 보다는 전자 이동도 특성(mobility)이 상대적으로 더 양호하게 보상됨을 알 수 있다.

이상에서 설명한 본 발명은 상술한 실시예 및 첨부된 도면에 한정되는 것이 아니고, 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하다는 것이 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 명백할 것이다.

DLm: 제 m 데이터 라인 RL: 기준전위라인
PXn: 제 n 화소 SW_scn: 스캔 스위칭소자
Tr_DR: 구동 스위칭소자 SW_sns: 센스 스위칭소자
OLED: 발광다이오드 Cst: 스토리지 커패시터
n1_G: 제 1 노드 n2_S: 제 2 노드
VDL: 고전위전송라인 VSL: 저전위전송라인

Claims (7)

1. 스캔라인, 데이터 라인 및 기준전위전송라인에 공통으로 접속된 다수의 화소들을 포함하며;
   이 다수의 화소들 중 제 n 화소는,
   제 p 수평기간(p는 자연수) 중에 인가된 제 1 검출전압 및 기준전압을 이용하여 구동 스위칭소자를 초기화하고;
   제 p+1 내지 제 p+k 수평기간들(k는 1보다 큰 자연수) 중에 반복적으로 인가된 제 1 검출전압들을 이용하여 구동 스위칭소자의 문턱전압을 검출하고, 이 검출된 문턱전압을 근거로 상기 구동 스위칭소자에 대한 문턱 보상전압을 생성하고;
   제 p+k+1 수평기간 중에 인가된 제 2 검출전압을 근거로 상기 구동 스위칭소자의 이동도 특성에 따른 이동도 보상전압을 검출하고, 상기 문턱 보상전압 및 전자 이동도 보상전압을 근거로 상기 구동 스위칭소자에 대한 최종 보상전압을 생성하고;
   제 n 수평기간(n은 p+k+2) 중에 인가된 데이터전압과 상기 최종 보상전압을 근거로 상기 구동 스위칭소자를 구동시킴으로써 발광다이오드의 발광에 필요한 구동 전류를 발생시킴을 특징으로 하는 발광다이오드 표시장치.
2. 제 1 항에 있어서,
   하나의 수평기간은 제 1 기간, 제 2 기간 및 제 3 기간으로 구분되며;
   상기 제 1 검출전압은 상기 제 1 기간 마다 발생되고, 상기 제 2 검출전압은 상기 제 2 기간 마다 발생되며, 그리고 상기 데이터전압은 상기 제 3 기간 마다 발생됨을 특징으로 하는 발광다이오드 표시장치.
3. 제 2 항에 있어서,
   상기 제 n 화소는,
   제 n 스캔 라인으로부터의 제 n 스캔 신호에 따라 제어되며, 상기 데이터 라인과 제 1 노드 사이에 접속된 스캔 스위칭소자;
   제 n 센스 라인으로부터의 제 n 센스 신호에 따라 제어되며, 제 2 노드와 상기 기준전압을 전송하는 상기 기준전위전송라인 사이에 접속된 센스 스위칭소자;
   상기 제 1 노드의 전압에 따라 제어되며, 고전위전압을 전송하는 고전위전송라인과 상기 제 2 노드 사이에 접속된 구동 스위칭소자;
   상기 제 1 노드와 제 2 노드 사이에 접속된 스토리지 커패시터; 및,
   상기 제 2 노드와 저전위전압을 전송하는 저전위전송라인 사이에 접속된 발광다이오드를 포함함을 특징으로 하는 발광다이오드 표시장치.
4. 제 3 항에 있어서,
   상기 제 n 스캔 신호는,
   상기 제 p 내지 p+k번째 수평기간들 각각의 제 1 기간마다 액티브 상태를 유지하며;
   상기 제 p+k+1 수평기간의 제 2 기간 동안 액티브 상태를 유지하며; 그리고,
   상기 제 n 수평기간의 제 3기간 동안 액티브 상태를 유지함을 특징으로 하는 발광다이오드 표시장치.
5. 제 3 항에 있어서,
   상기 제 n 센스 신호는, 상기 제 p 수평기간의 제 1 기간 동안 액티브 상태를 유지함을 특징으로 하는 발광다이오드 표시장치.
6. 제 3 항에 있어서,
   상기 기준전압은 상기 발광다이오드의 문턱전압과 상기 저전위전압을 합한 값보다 큰 것을 특징으로 하는 발광다이오드 표시장치.
7. 제 3 항에 있어서,
   상기 제 n 화소는, 제 2 노드(n2_S)와 상기 저전위전송라인(VSL) 사이에 접속된 보조 커패시터를 더 포함함을 특징으로 하는 발광다이오드 표시장치.

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