KR101856008B1 - 인터리브드 llc 공진형 컨버터 및 그 제어방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은, 풀브리지회로를 구성하는 복수의 스위치, 공진인덕터, 공진캐패시터 및 변압기를 포함하고, LLC 공진형으로 작동하는 N개의 컨버터모듈; 및 상기 N개의 컨버터모듈을 동일한 주파수로 제어하고, 각각의 컨버터모듈에서 출력되는 전류의 편차가 오차범위 내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하며, 기준이 되는 컨버터모듈과 다른 컨버터모듈의 모듈 위상차(Ф)를 (πK/N - θ/2)로부터 일정 범위 이내로 제어하는 제어기를 포함하는 인터리브드 LLC 공진형 컨버터를 제공한다.

Description

인터리브드 LLC 공진형 컨버터 및 그 제어방법{INTERLEAVED LLC RESONANT CONVERTER AND CONTROL METHOD THEREOF}
본 발명은 전력을 변환하는 컨버터에 관한 것이다.
공진형 컨버터는 전력 변환 장치의 소형화, 고효율에 대한 요구를 만족시키기 위한 좋은 대안 중 하나로써, 이에 대한 관심이 지속적으로 증가하고 있다. 특히 LLC 공진형 컨버터의 경우, 넓은 부하 범위에서 주스위치의 영전압 스위칭, 그리고 정류단의 영전류 스위칭이 가능하기 때문에 높은 주파수에서도 고효율 동작과 노이즈 발생 저감의 이유로 그 응용범위가 확대되고 있는 추세다.
하지만 낮은 전압의 고출력 응용에서는 그 사용이 제한될 수 있다. 이는 정류단의 전류가 불연속 영역에서 동작할 경우 전류의 피크값이 증가하기 때문이다. 출력 전류 리플의 증가는 출력 전압 리플의 증가와 출력캐패시터의 전류 정격 문제를 초래할 수 있으며, 이를 방지하기 위해 많은 수의 병렬 연결된 출력캐패시터를 필요로 하게 된다.
이러한 문제는 기존에 잘 알려진 병렬 컨버터의 인터리빙 기법을 통해 해결 가능하다. 인터리빙 기법은 모듈간 스위칭 동작에 위상차를 두어 전력처리 용량을 키우면서도 전류 리플을 줄임으로써, 더 적은 용량의 출력 필터의 캐패시턴스로 전압 리플을 줄일 수 있는 방법이다.
하지만 LLC 공진형 컨버터의 인터리빙 방법이 항상 출력 전류 리플을 줄일 수 있는 것은 아니다. 실제로 모듈간 소자의 편차는 전압 이득 특성에 영향을 미치며, 이는 전력 불평형을 가져올 수 있다. 따라서 전력 처리 용량 증가와 더불어 전류 리플 저감이라는 원래의 목적을 달성하기 위해 병렬 연결된 LLC 공진형 컨버터의 경우, 전류 평형을 위한 추가적인 회로 또는 제어 기법이 필수적이다. 또한 LLC 공진형 컨버터의 경우 주파수 가변 제어로 동작하기 때문에 스위칭 주파수의 동기화에 대한 문제가 신중히 고려되어야 한다.
이러한 배경에서, 본 발명의 목적은, 모듈 간 처리 전력량을 균일하게 유지하면서 전류 리플을 최소화하는 컨버터 기술을 제공하는 것이다.
전술한 목적을 달성하기 위하여, 일 측면에서, 본 발명은, 풀브리지회로를 구성하는 복수의 스위치, 공진인덕터, 공진캐패시터 및 변압기를 포함하고, LLC 공진형으로 작동하는 N(N은 자연수)개의 컨버터모듈; 및 상기 N개의 컨버터모듈을 동일한 주파수로 제어하고, 각각의 컨버터모듈에서 출력되는 전류의 편차가 오차범위 내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하며-상기 스위치 위상차(θ)에 의해 각 컨버터모듈의 듀티가 결정됨, 기준이 되는 컨버터모듈과 다른 컨버터모듈의 모듈 위상차(Ф)를 (πK/N - θ/2)로부터 일정 범위 이내로 제어하는 제어기-K는 N보다 작은 자연수-를 포함하는 인터리브드 LLC 공진형 컨버터를 제공한다.
이러한 컨버터에서, 상기 N개의 컨버터모듈 중에서 적어도 두 개의 컨버터모듈의 상기 공진인덕터의 인덕턴스 혹은 상기 공진캐패시터의 캐패시턴스가 상이할 수 있다.
그리고, 제어기는, 출력전류가 가장 작은 컨버터모듈을 상기 기준이 되는 컨버터모듈로 결정할 수 있다.
그리고, 제어기는, 상기 기준이 되는 컨버터모듈을 풀듀티(full duty)로 제어할 수 있다.
그리고, 제어기는, 각각의 컨버터모듈로 입력되는 입력전류를 측정하고, 상기 입력전류의 편차가 일정 범위 이내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어할 수 있다.
그리고, 제어기는, 각각의 컨버터모듈의 공진캐패시터의 전압을 측정하고, 상기 공진캐패시터의 전압 편차가 일정 범위 이내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어할 수 있다.
다른 측면에서, 본 발명은, 고전압측에 위치하는 제1스위치 및 저전압측에 위치하는 제2스위치로 구성되는 제1레그 및 저전압측에 위치하는 제3스위치 및 고전압측에 위치하는 제4스위치로 구성되는 제2레그를 포함하고, 상기 제1스위치 및 상기 제2스위치가 연결되는 제1노드 및 상기 제3스위치 및 상기 제4스위치가 연결되는 제2노드 사이에 직렬로 연결되는 공진인덕터, 공진캐패시터 및 변압기를 포함하는 두 개의 컨버터모듈; 및 상기 두 개의 컨버터모듈을 동일한 주파수로 제어하고, 제1컨버터모듈과 제2컨버터모듈에서 출력되는 전류의 편차가 오차범위 내에 해당되도록 제2컨버터모듈의 상기 제1스위치와 상기 제3스위치의 스위치 위상차(θ)를 제어하며, 상기 제1컨버터모듈과 상기 제2컨버터모듈의 모듈 위상차(Ф)를 (π/2 - θ/2)로부터 일정 범위 이내로 제어하는 제어기를 포함하는 인터리브드 LLC 공진형 컨버터를 제공한다.
이러한 컨버터에서, 상기 두 개의 컨버터모듈의 상기 공진인덕터의 인덕턴스 혹은 상기 공진캐패시터의 캐패시턴스가 상이할 수 있다.
그리고, 상기 제1컨버터모듈은 풀듀티(full duty)로 제어하고, 상기 제2컨버터모듈의 듀티는 0.5(풀듀티는 0.5)보다 작아지도록 제어할 수 있다.
또 다른 측면에서, 본 발명은, LLC 공진형 컨버터를 제어하는 방법에 있어서, 상기 LLC 공진형 컨버터는, 고전압측에 위치하는 제1스위치 및 저전압측에 위치하는 제3스위치로 구성되는 제1레그 및 고전압측에 위치하는 제2스위치 및 저전압측에 위치하는 제4스위치로 구성되는 제2레그를 포함하고, 상기 제1스위치 및 상기 제3스위치가 연결되는 제1노드 및 상기 제2스위치 및 상기 제4스위치가 연결되는 제2노드 사이에 직렬로 연결되는 공진인덕터, 공진캐패시터 및 변압기를 포함하는 N(N은 자연수)개의 컨버터모듈을 포함하고, 부하량에 따라 제어주파수를 결정하는 단계; 상기 N개의 컨버터모듈 중 출력전류가 가장 작은 컨버터모듈을 기준컨버터모듈로 결정하는 단계; 각각의 컨버터모듈에서 출력되는 전류의 편차가 오차범위 내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 단계-상기 스위치 위상차(θ)에 의해 각 컨버터모듈의 듀티가 결정됨; 및 상기 기준컨버터모듈과 다른 컨버터모듈의 모듈 위상차(Ф)를 (πK/N - θ/2)로부터 일정 범위 이내로 제어하는 단계-K는 N보다 작은 자연수-를 포함하는 LLC 공진형 컨버터 제어방법을 제공한다.
이러한 제어방법에서, 상기 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 단계에서, 컨버터는 상기 기준컨버터모듈을 풀듀티(full duty)로 제어할 수 있다.
그리고, 상기 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 단계에서, 컨버터는 다른 컨버터모듈의 출력전류가 상기 기준컨버터모듈의 출력전류와 같아지도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어할 수 있다.
그리고, 컨버터는, 각 컨버터모듈의 입력전류를 측정하는 단계를 더 포함하고, 상기 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 단계에서, 상기 입력전류의 편차가 일정 범위 이내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어할 수 있다.
그리고, 컨버터는, 각 컨버터모듈의 공진캐패시터 전압을 측정하는 단계를 더 포함하고, 상기 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 단계에서, 상기 공진캐패시터의 전압 편차가 일정 범위 이내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어할 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 모듈 간 처리 전력량을 균일하게 유지하면서 전류 리플을 최소화할 수 있다.
도 1은 일 실시예에 따른 컨버터의 구성도이다.
도 2는 일 실시예에 따른 컨버터의 회로도이다.
도 3은 공진탱크 편차에 따른 전압이득의 차이를 나타내는 그래프이다.
도 4는 듀티에 따른 전압이득의 변화를 나타내는 그래프이다.
도 5는 일 실시예에 따른 컨버터의 주요 파형을 나타내는 도면이다.
도 6은 모듈 위상차와 스위치 위상차를 나타내는 도면이다.
도 7은 일 실시예에 따른 제어방법의 흐름도이다.
도 8은 일 실시예를 적용한 컨버터의 실험 파형이다.
이하, 본 발명의 일부 실시예들을 예시적인 도면을 통해 상세하게 설명한다. 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
또한, 본 발명의 구성 요소를 설명하는 데 있어서, 제 1, 제 2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성 요소의 본질이나 차례 또는 순서 등이 한정되지 않는다. 어떤 구성 요소가 다른 구성요소에 "연결", "결합" 또는 "접속"된다고 기재된 경우, 그 구성 요소는 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되거나 또는 접속될 수 있지만, 각 구성 요소 사이에 또 다른 구성 요소가 "연결", "결합" 또는 "접속"될 수도 있다고 이해되어야 할 것이다.
도 1은 일 실시예에 따른 컨버터의 구성도이다.
도 1을 참조하면, 컨버터(100)는 N(N은 자연수)개의 컨버터모듈(110, 120, 130) 및 이를 제어하는 제어기(140)를 포함할 수 있다.
컨버터(100)는 입력전압(Vin)을 부하(Ro)에 적합한 출력전압(Vo)으로 변환한다. 그리고, 각각의 컨버터모듈(110, 120, 130)이 공급하는 출력전류(io1, io2, ioN)가 합쳐져서 부하전류(io)를 형성하게 된다.
각 컨버터모듈(110, 120, 130)의 출력전류(io1, io2, ioN)는 LLC공진에 따라 일정한 주기를 가지는 정류된 사인파의 형태를 가지게 되는데, 이때, 각 컨버터모듈(110, 120, 130)은 출력전류(io1, io2, ioN)의 위상을 다르게 제어함으로써 인터리빙 제어를 수행할 수 있다.
예를 들어, 컨버터(100)가 2개의 컨버터모듈을 인터리빙 제어한다고 할 때, 제2컨버터모듈(120)의 출력전류(io2)는 제1컨버터모듈(110)의 출력전류(io1)d와 π/2만큼 위상차를 가질 수 있다. 다만, 출력전류(io1, io2, ioN)가 완벽하게 사인파의 형태를 나타내지는 않기 때문에 실제로는 1차측 스위치들의 위상차를 제어하여 인터리빙을 모사하게 된다.
이렇게 컨버터(100)가 각 컨버터모듈(110, 120, 130)의 출력전류(io1, io2, ioN)를 인터리빙 제어하게 되면 출력캐패시터(Co)에 형성되는, 리플이 작아지게 된다.
한편, 인터리빙 제어를 위해 컨버터(100)는 각 컨버터모듈(110, 120, 130)을 동일 주파수로 제어할 수 있다. 이때, 각 컨버터모듈(110, 120, 130)이 동일 주파수 및 동일 듀티(duty)로 제어되면, 각 컨버터모듈(110, 120, 130)의 처리 전력량에 불균형이 발생할 수 있다.
구체적으로, LLC 컨버터모듈은 공진인덕터 및 공진캐패시터의 특성값(인덕턴스, 캐패시턴스)에 따라 전압이득이 결정되는데, 각 컨버터모듈(110, 120, 130)을 동일 조건(동일 주파수 및 동일 듀티)으로 제어하게 되면, 각 컨버터모듈(110, 120, 130)의 특성값에 따라 전압이득이 달라짐으로써 각 컨버터모듈(110, 120, 130)이 처리하는 전력량에도 불균형이 발생할 수 있다.
일 실시예에 따른 제어기(140)는 각 컨버터모듈(110, 120, 130)의 출력전류(io1, io2, ioN)를 측정하고, 출력전류(io1, io2, ioN)가 같아지도록 각 컨버터모듈(110, 120, 130)의 듀티를 제어한다.
한편, 인터리빙 제어를 위해 컨버터모듈(110, 120, 130) 사이의 모듈 위상차(Ф)를 제어한 후에, 처리 전력량의 불균형을 해소하기 위한 듀티 제어(각 컨버터모듈 내의 스위치 위상차(θ) 제어)를 수행하게 되면, 컨버터모듈(110, 120, 130) 사이의 위상 편차가 다시 어긋나게 되고 인터리빙 제어가 정확하게 이루어지지 않을 수 있다.
예를 들어, 제2컨버터모듈(120)이 제1컨버터모듈(110)보다 Фb만큼의 모듈 위상차를 가지도록 제어할 때, 제2컨버터모듈(120)이 듀티제어에 따라 θb만큼의 스위치 위상차를 가지게 되면, 실질적으로 제1컨버터모듈(110)의 출력전류(io1)와 제2컨버터모듈(120)의 출력전류(io2)는 Фb+θb/2만큼의 위상차를 가지게 된다. 이는, 제2컨버터모듈(120)이 듀티제어를 수행함으로써 출력전류(io2)에 θb/2만큼의 위상변동이 생기기 때문이다.
이러한 문제를 해결하기 위해, 일 실시예에 따른 제어기(140)는 각각의 컨버터모듈(110, 120, 130)에서 출력되는 전류의 편차가 오차범위 내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어한다. 그리고, 제어기(140)는 기준이 되는 컨버터모듈과 다른 컨버터모듈의 모듈 위상차(Ф)를 (πK/N - θ/2)로부터 일정 범위 이내로 제어할 수 있다-K는 N보다 작은 자연수.
컨버터(100)는 3개 이상의 컨버터모듈을 포함하고 있을 수 있다. 다만, 아래에서는 설명의 편의상 컨버터(100)가 두 개의 컨버터모듈(110, 120)을 포함하고 있는 것으로 설명한다.
도 2는 일 실시예에 따른 컨버터의 회로도이다.
도 2를 참조하면, 컨버터모듈(110, 120)은 풀브리지회로를 구성하는 복수의 스위치(S11 ~ S41, S12 ~ S42)를 포함하고, 공진인덕터(Lr1, Lr2), 공진캐패시터(Cr1, Cr2) 및 변압기(TF1, TF2)를 포함할 수 있다.
구체적으로, 컨버터모듈(110, 120)은 고전압측에 위치하는 제1스위치(S11, S12) 및 저전압측에 위치하는 제2스위치(S21, S22)로 구성되는 제1레그(L11, L12) 및 저전압측에 위치하는 제3스위치(S31, S32) 및 고전압측에 위치하는 제4스위치(S41, S42)로 구성되는 제2레그(L21, L22)를 포함한다.
그리고, 컨버터모듈(110, 120)은 직렬로 연결되는 공진인덕터(Lr1, Lr2), 공진캐패시터(Cr1, Cr2) 및 변압기(TF1, TF2)를 포함한다. 공진인덕터(Lr1, Lr2) 및 공진캐패시터(Cr1, Cr2)를 공진탱크로 부르기도 하는데, 공진탱크는 제1스위치(S11, S12) 및 제2스위치(S21, S22)가 연결되는 제1노드(N11, N12) 및 제3스위치(S31, S32) 및 제4스위치(S41, S42)가 연결되는 제2노드(N21, N22) 사이에 연결된다.
컨버터모듈(110, 120)은 변압기(TF1, TF2)를 포함하는데, 변압기(TF1, TF2)는 매그네타이징 인덕턴스(Lm1, Lm2)가 있는 것으로 모델될 수 있다.
컨버터모듈(110, 120)은 변압기(TF1, TF2)의 2차측으로 정류다이오드(D11, D21, D12, D22)를 포함할 수 있다.
제어기(140)는 출력전압(Vo)을 피드백받아 전압제어를 수행할 수 있다. 그리고, 제어기(140)는 각 컨버터모듈(110, 120)의 출력전류(io1, io2)를 측정하여 각 컨버터모듈(110, 120)이 처리하는 전력량이 균등해지도록 제어할 수 있다.
제어기(140)는 컨버터모듈(110, 120)을 제어하기 위해 복수의 스위치(S11 ~ S41, S12 ~ S42)를 온오프하는 게이트신호를 출력할 수 있다.
한편, 각각의 컨버터모듈(110, 120)의 공진탱크는 편차를 갖을 수 있다. 이에 따라, 각각의 컨버터모듈(110, 120)의 공진주파수 및 전압이득은 서로 다르게 결정될 수 있다.
도 3은 공진탱크 편차에 따른 전압이득의 차이를 나타내는 그래프이고, 도 4는 듀티에 따른 전압이득의 변화를 나타내는 그래프이다.
도 3에서, 실선과 점선은 공진탱크의 소자값이 10% 차이나는 경우의 전압이득 곡선을 나타낸다-점선으로 표시된 공진탱크의 소자값이 실선으로 표시된 공진탱크의 소자값보다 10% 작음.
도 3을 참조하면, 동일한 주파수에서 실선의 전압이득과 점선의 전압이득에 차이가 나는 것을 확인할 수 있다. 이렇게 전압 이득에 차이가 나기 때문에 두 컨버터모듈이 동일한 주파수로 작동되는 경우, 두 컨버터모듈 사이의 처리 전력량에 차이가 나타나게 된다.
일 실시예에 따른 컨버터는 컨버터모듈 사이의 처리 전력량을 균등하게 유지하기 위해서 컨버터는 도 4에 도시된 것과 같이 컨버터모듈들의 듀티를 제어하게 된다.
도 4를 참조하면, 듀티가 작아질수록 전압이득이 내려가는 것을 알 수 있다. 컨버터는 처리 전력량이 큰 컨버터모듈의 듀티가 작아지도록 제어함으로써 컨버터모듈 사이의 처리 전력량을 균등하게 유지할 수 있다.
도 4에는 듀티(Deff)가 0.5인 것부터 도시가 되고 있는데, 일반적으로 LLC 컨버터의 듀티가 풀듀티(full duty, 스위치 위상차가 없는 경우)인 경우의 듀티를 0.5라고 한다.
도 5는 일 실시예에 따른 컨버터의 주요 파형을 나타내는 도면이다.
도 2 및 도 5를 참조하여, 컨버터의 동작원리를 설명한다.
도 5에서, Vgx1은 제1컨버터모듈(110)의 스위치(S11 ~ S41) 게이트파형이고, Vgx2는 제2컨버터모듈(120)의 스위치(S12 ~ S42) 게이트파형이다. 그리고, Vlm2는 제2컨버터모듈(120)의 변압기(TF2) 양단에 걸리는 1차측 전압이고, ILr2는 제2컨버터모듈(120)의 공진인덕터(Lr2)에 흐르는 전류, Ilm2는 변압기(TF2)의 매그네타이징 인덕터(Lm2)에 흐르는 전류이다. 그리고, Idx1은 제1컨버터모듈(110)의 2차측 다이오드 전류이고, Idx2는 제2컨버터모듈(120)의 2차측 다이오드 전류이다.
그리고, Ф는 컨버터모듈 사이의 모듈 위상차이고, θ는 컨버터모듈 내에서 스위치 위상차를 나타낸다.
일 실시예에 따른 컨버터(100)는, 복수의 컨버터모듈(110, 120) 중에서 부하분담률이 가장 낮은 컨버터모듈을 기준컨버터모듈로 설정한다-여기서는 제1컨버터모듈(110)의 부하분담률이 가장 낮은 것으로 가정하여 설명한다.
컨버터(100)는 기준컨버터모듈(110)을 풀듀티(full duty)로 제어한다. 여기서, 풀듀티는 제1스위치와 제3스위치 사이에 위상차가 없는 것을 의미하며, 수치로는 0.5에 해당된다. 제1스위치와 제3스위치의 위상차를 스위치 위상차(θ)로 정의할 때, 풀듀티에서 스위치 위상차(θ)는 0에 해당된다.
컨버터(100)는 기준컨버터모듈(110)을 풀듀티로 제어하고, 다른 컨버터모듈(120)의 출력전류가 기준컨버터모듈(110)의 출력전류와 같아지도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ) 혹은 듀티를 제어한다.
스위치 위상차(θ)가 발생하지 않는 컨버터모듈의 경우는 일반적인 LLC 공진형 컨버터의 동작을 따른다. 따라서, 여기서는 스위치 위상차가 발생하는 경우(스위치 위상차(θ)가 0보다 큰 경우)에 대해서만 설명하며 동작은 반주기(Ts/2) 동안 대칭적으로 동작한다.
도 5를 참조하면, t0에서 t1구간은 S12와 S32가 동시에 도통되는 구간으로 Lr2와 Cr2가 공진하면서 전력이 출력쪽으로 전달된다. 이때, D12가 도통되고 따라서 Lm2에는 nVo 전압(n은 변압기 턴비)이 인가되어 전류가 선형적으로 증가한다.
t1에서 S12가 오프되기 시작하고 dead time 동안 S22가 ZVS(Zero Voltage Switching) 동작을 하고, D12가 오프되면서 t2시점에 이르게 된다.
t2에서 t3동안 S22와 S32가 도통되어 Lr2, Cr2, Lm2 가 직렬 공진하면서 프리휠링하게 된다.
실제 동작 조건에 따라 더욱 다양한 모드가 존재한다. 설명한 모드의 경우 듀티가 줄어들어 스위칭 주파수가 공진 주파수 보다 올라간 것처럼 보였기 때문에 LLC 컨버터 동작의 above ZVS 영역의 동작과 유사하게 나타난다.
한편, 컨버터(110)는 컨버터모듈 간 처리 전력량을 균일하게 제어하면서, 인터리빙 제어를 수행하기 위해, 전술한 것과 같이 컨버터모듈 사이에는 모듈 위상차(Ф)를 만들고, 각 컨버터모듈에서는 스위치 위상차(θ)를 만든다.
도 6은 모듈 위상차와 스위치 위상차를 나타내는 도면이다.
컨버터는 컨버터모듈을 인터리빙 제어하기 위해 컨버터모듈 간 위상차(Ф)가 πK/N가 되도록 제어할 수 있다. 예를 들어, 컨버터모듈이 2개인 경우, 도 6에 도시된 것과 같이, 제1컨버터모듈과 제2컨버터모듈 사이의 위상차(Ф)가 π/N가 되도록 제어할 수 있다. 다른 예로서, 컨버터모듈이 3개인 경우, 컨버터는, 제2컨버터모듈에 대하여 모듈 위상차(Ф)가 π/3, 제3컨버터모듈에 대하여 모듈 위상차(Ф)가 π2/3가 되도록 제어할 수 있다.
이때, 모든 컨버터모듈의 듀티(D)가 동일하면 출력전류는 자연스럽게 인터리빙 제어가 된다. 그런데, 도 6에 도시된 것과 같이 제2컨버터모듈의 듀티가 제1컨버터모듈의 듀티와 차이가 나게 되면, 모듈 위상차(Ф)를 πK/N로 유지하면서 출력전류의 인터리빙을 유지할 수 없게 된다.
일 실시예에 따른 컨버터는 듀티제어에 따른 모듈 위상차(Ф)를 보상하기 위해, 모듈 위상차(Ф)를 조정하게 되는데, 조정값은 스위치 위상차(θ)의 1/2에 해당되는 값이다.
예를 들어, 도 6의 경우, 컨버터는 모듈 위상차(Ф)를 π/2-θ/2로 만든다. 다른 예로서, 컨버터가 3개의 컨버터모듈을 포함하는 경우, 제2컨버터모듈의 모듈 위상차(Ф)는 π/3-θb/2가 되고, 제3컨버터모듈의 모듈 위상차(Ф)는 π2/3-θc/2가 된다-θb는 제2컨버터모듈의 스위치 위상차이고, θc는 제3컨버터모듈의 스위칭 위상차임.
도 7은 일 실시예에 따른 제어방법의 흐름도이다.
도 7을 참조하면, 컨버터는 부하량에 따라 제어주파수를 결정한다(S700).
그리고, 컨버터는 N개의 컨버터모듈 중 출력전류가 가장 작은 컨버터모듈을 기준컨버터모듈로 결정한다(S702).
그리고, 컨버터는 각각의 컨버터모듈에서 출력되는 전류의 편차가 오차범위 내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어한다(S704).
스위칭 위상차θ) 제어 단계에서, 기준컨버터모듈은 풀듀티로 제어될 수 있다. 그리고, 컨버터는 다른 컨버터모듈의 출력전류가 기준컨버터모듈의 출력전류와 같아지도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어할 수 있다.
그리고, 컨버터는 인터리빙 위상을 조정하기 위해 기준컨버터모듈과 다른 컨버터모듈의 모듈 위상차(Ф)를 (πK/N - θ/2)로부터 일정 범위 이내로 제어할 수 있다(S706).
전술한 실시예에서, 컨버터가 각 컨버터모듈의 출력전류를 측정하고 이러한 출력전류의 측정값을 이용하여 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 것으로 설명하였으나, 출력전류 편차 제어 방법이 이로 제한되는 것은 아니다. 컨버터는 각각의 컨버터모듈로 입력되는 입력전류를 측정하고, 입력전류의 편차가 일정 범위 이내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어할 수 있다. 다른 방법으로, 컨버터는 공진캐패시터의 전압을 측정하고, 공진캐패시터의 전압 편차가 일정 범위 이내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어할 수 있다. 입력전류와 공진캐패시터의 전압은 각각의 컨버터모듈에서 처리하는 전력량을 간접적으로 나타내는 지표로 볼 수 있다. 컨버터는 이러한 간접적인 지표를 통해 각각의 컨버터모듈에서 처리하는 전력량을 균일하게 제어할 수 있다. 예를 들어, 각각의 컨버터모듈의 입력전류가 균일하면 각각의 컨버터모듈에서 처리되는 전력량이 균일하다고 추정할 수 있다.
도 8은 일 실시예를 적용한 컨버터의 실험 파형이다.
일 실시예에 따른 컨버터를 검증하기 위해 380V 입력 48V 출력을 갖는 2-페이즈(phase) 풀브릿지 LLC 공진형 컨버터를 모의실험 하였다. Lr과 Lm은 10%의 편차를 갖고 있다. 도 8은 시험결과를 나타내는 것으로 도 8의 (a)처럼 일반적으로 동작하는 LLC 컨버터의 경우 전류 불균형이 발생하는 것을 확인할 수 있다. 도 8의 (b)는 일 실시예가 적용된 파형으로 모듈간 위상차를 보이며 전류가 균일하게 분배되는 것을 확인할 수 있다. 공진점 및 특성 임피던스의 차이로 인해 각 모듈간 피크 전류는 다르지만 평균전류는 동일하게 분배되고 있다. 따라서 주파수 가변 방식으로 제어가 되는 공진형 컨버터의 경우, 제안한 방법을 통해 동일한 스위칭 주기로 동작하면서 전류 균등 분배가 가능함을 확인하였다. 또한 모듈간 위상 제어를 통해 출력 전압의 리플 역시 최소화 될 수 있음을 검증하였다.
이상에서 기재된 "포함하다", "구성하다" 또는 "가지다" 등의 용어는, 특별히 반대되는 기재가 없는 한, 해당 구성 요소가 내재될 수 있음을 의미하는 것이므로, 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함한 모든 용어들은, 다르게 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가진다. 사전에 정의된 용어와 같이 일반적으로 사용되는 용어들은 관련 기술의 문맥 상의 의미와 일치하는 것으로 해석되어야 하며, 본 발명에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (14)

  1. 풀브리지회로를 구성하는 복수의 스위치, 공진인덕터, 공진캐패시터 및 변압기를 포함하고, LLC 공진형으로 작동하는 N(N은 자연수)개의 컨버터모듈; 및
    상기 N개의 컨버터모듈을 동일한 주파수로 제어하고, 각각의 컨버터모듈에서 출력되는 전류의 편차가 일정한 오차범위 내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하며-상기 스위치 위상차(θ)에 의해 각 컨버터모듈의 듀티가 결정됨, 기준이 되는 컨버터모듈과 다른 컨버터모듈의 모듈 위상차(Ф)를 (πK/N - θ/2)로부터 일정 범위 이내로 제어하는 제어기-K는 N보다 작은 자연수;
    를 포함하는 인터리브드 LLC 공진형 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 N개의 컨버터모듈 중에서 적어도 두 개의 컨버터모듈의 상기 공진인덕터의 인덕턴스 혹은 상기 공진캐패시터의 캐패시턴스가 상이한 인터리브드 LLC 공진형 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제어기는,
    출력전류가 가장 작은 컨버터모듈을 상기 기준이 되는 컨버터모듈로 결정하는 인터리브드 LLC 공진형 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제어기는,
    상기 기준이 되는 컨버터모듈을 풀듀티(full duty)로 제어하는 인터리브드 LLC 공진형 컨버터.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 제어기는,
    각각의 컨버터모듈로 입력되는 입력전류를 측정하고, 상기 입력전류의 편차가 일정 범위 이내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 인터리브드 LLC 공진형 컨버터.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 제어기는,
    각각의 컨버터모듈의 공진캐패시터의 전압을 측정하고, 상기 공진캐패시터의 전압 편차가 일정 범위 이내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 인터리브드 LLC 공진형 컨버터.
  7. 고전압측에 위치하는 제1스위치 및 저전압측에 위치하는 제2스위치로 구성되는 제1레그 및 저전압측에 위치하는 제3스위치 및 고전압측에 위치하는 제4스위치로 구성되는 제2레그를 포함하고, 상기 제1스위치 및 상기 제2스위치가 연결되는 제1노드 및 상기 제3스위치 및 상기 제4스위치가 연결되는 제2노드 사이에 직렬로 연결되는 공진인덕터, 공진캐패시터 및 변압기를 포함하는 두 개의 컨버터모듈; 및
    상기 두 개의 컨버터모듈을 동일한 주파수로 제어하고, 제1컨버터모듈과 제2컨버터모듈에서 출력되는 전류의 편차가 일정한 오차범위 내에 해당되도록 제2컨버터모듈의 상기 제1스위치와 상기 제3스위치의 스위치 위상차(θ)를 제어하며, 상기 제1컨버터모듈과 상기 제2컨버터모듈의 모듈 위상차(Ф)를 (π/2 - θ/2)로부터 일정 범위 이내로 제어하는 제어기
    를 포함하는 인터리브드 LLC 공진형 컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 두 개의 컨버터모듈의 상기 공진인덕터의 인덕턴스 혹은 상기 공진캐패시터의 캐패시턴스가 상이한 인터리브드 LLC 공진형 컨버터.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 제1컨버터모듈은 풀듀티(full duty)로 제어하고, 상기 제2컨버터모듈의 듀티는 0.5(풀듀티는 0.5)보다 작아지도록 제어하는 인터리브드 LLC 공진형 컨버터.
  10. LLC 공진형 컨버터를 제어하는 방법에 있어서,
    상기 LLC 공진형 컨버터는,
    고전압측에 위치하는 제1스위치 및 저전압측에 위치하는 제3스위치로 구성되는 제1레그 및 고전압측에 위치하는 제2스위치 및 저전압측에 위치하는 제4스위치로 구성되는 제2레그를 포함하고, 상기 제1스위치 및 상기 제3스위치가 연결되는 제1노드 및 상기 제2스위치 및 상기 제4스위치가 연결되는 제2노드 사이에 직렬로 연결되는 공진인덕터, 공진캐패시터 및 변압기를 포함하는 N(N은 자연수)개의 컨버터모듈을 포함하고,
    부하량에 따라 제어주파수를 결정하는 단계;
    상기 N개의 컨버터모듈 중 출력전류가 가장 작은 컨버터모듈을 기준컨버터모듈로 결정하는 단계;
    각각의 컨버터모듈에서 출력되는 전류의 편차가 일정한 오차범위 내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 단계-상기 스위치 위상차(θ)에 의해 각 컨버터모듈의 듀티가 결정됨; 및
    상기 기준컨버터모듈과 다른 컨버터모듈의 모듈 위상차(Ф)를 (πK/N - θ/2)로부터 일정 범위 이내로 제어하는 단계-K는 N보다 작은 자연수;
    를 포함하는 LLC 공진형 컨버터 제어방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 단계에서,
    상기 기준컨버터모듈을 풀듀티(full duty)로 제어하는 LLC 공진형 컨버터 제어방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 단계에서,
    다른 컨버터모듈의 출력전류가 상기 기준컨버터모듈의 출력전류와 같아지도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 LLC 공진형 컨버터 제어방법.
  13. 제10항에 있어서,
    각 컨버터모듈의 입력전류를 측정하는 단계를 더 포함하고,
    상기 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 단계에서,
    상기 입력전류의 편차가 일정 범위 이내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 LLC 공진형 컨버터 제어방법.
  14. 제10항에 있어서,
    각 컨버터모듈의 공진캐패시터 전압을 측정하는 단계를 더 포함하고,
    상기 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 단계에서,
    상기 공진캐패시터의 전압 편차가 일정 범위 이내에 해당되도록 각 컨버터모듈의 스위치 위상차(θ)를 제어하는 LLC 공진형 컨버터 제어방법.
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