KR101832438B1 - 부반송파 대 잡음비 추정 방법 - Google Patents

부반송파 대 잡음비 추정 방법 Download PDF

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Abstract

광대역 무선 통신 시스템에서, 단말의 부반송파 대 간섭비(Carrier to Noise Ratio, CNR)를 추정하는 장치는 상향링크의 부채널 영역에 할당된 고속 피드백 채널의 일부 또는 전체 부반송파를 이용하여 수신 신호의 수신 전력을 계산하고, 고속 피드백 채널의 일부 또는 전체 부반송파를 이용하여 잡음과 수신 신호가 더해진 전체 수신 전력을 계산한 후에, 수신 신호의 신호 전력과 전체 수신 전력을 이용하여 단말의 CNR을 추정한다.

Description

부반송파 대 잡음비 추정 방법{METHOD FOR ESTIMATING CARRIER TO NOISE RATIO}
본 발명은 부반송파 대 잡음비 추정 방법에 관한 것으로, 특히 고속 피드백 채널(Fast Feedback Channel)을 이용한 부반송파 대 잡음비 추정 방법에 관한 것이다.
IEEE 802.16e와 같은 광대역 무선 통신 시스템의 기지국에서는 상향링크 적응적 변조 및 부호화(Modulation and Coding Selection, MCS) 레벨 결정이나 전력 제어를 수행하기 위해 단말의 부반송파 대 잡음비(Carrier to Noise Ratio, CNR)를 추정한다.
CNR은 각 단말에 하나씩 할당된 상향링크 트래픽 버스트의 모든 파일럿 부반송파를 이용하여 추정하거나 모든 데이터 부반송파를 이용하여 추정할 수 있다. 그러나, 상향링크 트래픽 버스트를 이용하는 방법은 많은 부반송파를 이용하므로 계산량이 많아서 모뎀 구조의 복잡도가 높다는 단점이 있다. 특히, 데이터 부반송파를 이용하는 경우, 복조된 데이터에 대해 다시 성상도 매핑을 수행하여야 하므로 더욱 복잡해진다.
이러한 단점을 해소하고자, 고속 피드백 채널의 한 슬롯 내의 부반송파를 이용하여 CNR을 추정하는 방법이 제안되었다. 그러나, 상향링크 레인징 과정에서 생길 수 있는 시간지연 추정 오차 등의 원인으로 FFT(Fast Fourier Transform) 이후 주파수 영역으로 변환된 수신 심볼에 미세한 심볼 타이밍 오차가 존재하는 경우, 인접 부반송파의 채널 크기가 변하지 않더라도 심볼 타이밍 오차 즉, 시간 지연에 따른 위상 회전이 발생하게 된다. 이에 따라서, 잡음 전력이 실제보다 크게 추정되어 추정한 CNR에 오차가 발생할 수 있으며, 이러한 CNR을 MSC 레벨이나 전력 제어를 결정하는 파라미터로 사용하게 되면 문제가 될 수 있다. 이때, 타이밍 오차를 보상한 신호로부터 CNR을 추정함으로써 그 오차를 줄일 수는 있으나 이를 위해서는 고속 피드백 채널의 한 슬롯 내의 모든 부반송파에 대해서 채널 추정 및 등화를 수행한 후에 후처리(Post-Processed) CNR을 추정해야 하므로, 고속 피드백 채널에 대한 채널 추정 및 등화에 따른 부가적인 계산량이 필요하게 된다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 상향링크 트래픽 버스트를 이용하여 부반송파 대 잡음비(Carrier to Noise Ratio)를 추정하는 방법에 비해 적은 계산량으로 시간 지연에 강인한 부반송파 대 잡음비를 추정할 수 있는 부반송파 대 잡음비 추정 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 한 실시 예에 따르면, 광대역 무선 통신 시스템의 기지국에서 단말의 상향링크 부반송파 대 잡음비(Carrier to Noise Ratio, CNR)를 추정하는 방법이 제공된다. CNR 추정 방법은 상향링크의 부채널 영역에 할당된 고속 피드백 채널의 적어도 일부의 부반송파를 이용하여 수신 신호의 수신 전력을 계산하는 단계, 상기 고속 피드백 채널의 적어도 일부의 부반송파를 이용하여 잡음과 상기 수신 신호가 더해진 전체 수신 전력을 계산하는 단계, 그리고 상기 수신 신호의 신호 전력과 상기 전체 수신 전력을 이용하여 상기 단말의 CNR을 추정하는 단계를 포함한다.
본 발명의 실시 예에 의하면, 고속 피드백 채널의 한 슬롯 내의 일부 또는 전체 부반송파를 이용하여 부반송파 대 잡음비(Carrier to Noise Ratio)를 추정함으로써, 상향링크 트래픽 버스트를 이용하는 방법에 비해 더 적은 계산량으로 부반송파 대 잡음비를 추정할 수 있다.
또한, 미세한 타이밍 오차에 의한 시간 지연이 존재하더라도 이에 상관없이 정확한 CNR을 추정할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선 통신 시스템의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 2는 광대역 무선 통신 시스템에서 상향링크 부채널 구조의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파 대 잡음비 추정 장치를 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파 대 잡음비 추정 장치에서 수행하는 CNR 추정 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 5는 모든 부반송파를 이용하여 수신 신호의 수신 전력을 계산하는 경우 인접 부반송파쌍을 형성하는 방법을 나타낸 도면이다.
도 6은 파일럿 부반송파만을 이용하여 수신 신호의 수신 전력을 계산하는 경우 인접 부반송파쌍을 형성하는 방법을 나타낸 도면이다.
도 7, 도 8 및 도 9는 각각 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파 대 잡음비 추정 장치의 CNR 추정 성능을 나타낸 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 및 청구범위 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
본 명세서에서 단말(terminal)은 이동국(Mobile Station, MS), 이동 단말(Mobile Terminal, MT), 가입자국(Subscriber Station, SS), 휴대 가입자국(Portable Subscriber Station, PSS), 사용자 장치(User Equipment, UE), 접근 단말(Access Terminal, AT) 등을 지칭할 수도 있고, 단말, 이동 단말, 가입자국, 휴대 가입자 국, 사용자 장치, 접근 단말 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
본 명세서에서 기지국(base station, BS)은, 접근점(Access Point, AP), 무선 접근국(Radio Access Station, RAS), 노드B(Node B), 고도화 노드B(evolved NodeB, eNodeB), 송수신 기지국(Base Transceiver Station, BTS), MMR(Mobile Multihop Relay)-BS 등을 지칭할 수도 있고, 접근점, 무선 접근국, 노드B, eNodeB, 송수신 기지국, MMR-BS 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
이제 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파 대 잡음비 추정 장치 및 방법에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선 통신 시스템의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 1을 참조하면, 광대역 무선 통신 시스템은 기지국(10) 및 단말(20)을 포함한다.
기지국(10)은 직교 주파수 분할 다중 접속-시분할 듀플렉싱 방식을 사용하여 단말(20)과 통신을 수행한다.
기지국(10)은 상향링크의 부채널 영역에 단말(20)이 고속 피드백 정보의 전송에 사용할 고속 피드백 채널(Fast Feedback Channel)을 단말(20)에 할당한다. 고속 피드백 채널은 PUSC(Partial Usage of Subchannel) 부채널 구조로 할당될 수 있으며, 기지국(10)은 단말(20)에게 고속 피드백 채널 중 최소한 1개 이상의 슬롯을 주기적으로 할당할 수 있다.
단말(20)은 고속 피드백 채널을 통해서 고속 피드백 정보를 기지국(10)으로 전송한다. 고속 피드백 정보에는 신호 대 잡음비, 부반송파 대 잡음비(Carrier to Noise Ratio, CNR), 단말(20)이 선호하는 변조 및 부호화(Modulation and Coding Selection, MCS) 레벨 등의 정보가 포함될 수 있다.
기지국(10)은 고속 피드백 채널을 통해서 수신된 고속 피드백 정보를 이용하여 단말(20)의 상향링크 CNR을 추정하고, 추정한 상향링크 CNR을 이용하여 단말(20)의 전송 속도, 부호화율, 변조 방식 등과 같은 상량링크 전송 파라미터를 결정한다.
도 2는 광대역 무선 통신 시스템에서 상향링크 부채널 구조의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 2를 참고하면, 상향링크의 PUSC 슬롯에서는 3개의 연속된 심볼 구간에서 4개의 인접한 부반송파로 이루어진 타일이 슬롯을 구성하기 위한 기본 단위가 된다.
상향링크의 PUSC는 여섯 개의 타일로 이루어져 있으며, 각각의 타일은 전체 주파수 대역에 분산된다. 하나의 타일은 4개의 파일럿 심볼(P0~P3)과 8개의 데이터 심볼(D0~D7)을 포함한다. 하나의 타일은 모서리에 해당하는 4개의 부반송파에 파일럿 심볼(P0~P3)을 전송하고 나머지 8개의 부반송파에 데이터 심볼(D0~D7)을 전송한다.
먼저, 고속 피드백 채널의 한 슬롯 내의 부반송파를 이용하여 CNR을 추정하는 일반적인 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다.
m번째 타일에 수신된 k 번째 부반송파의 수신 신호는 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112011050247048-pat00001
여기서, Cm ,k 는 송신된 변조 심볼을, Hm ,k는 채널을, Nm ,k는 잡음을 나타낸다. Cm,k는 상수 값을 갖는 파일럿 부반송파일 수도 있고, 일정한 크기를 갖는 직교 부호로 부호화된 데이터 부반송파일 수도 있다.
아래에서는 편의상 파일럿과 데이터 부반송파의 크기는 1로 가정하고, 잡음은 무상관(Uncorrelated)이고 평균이 0인 백색 가우시안 특성을 가지며 고속 피드백 채널 내에서 정적(Stationary)이라고 가정한다.
먼저 수신 신호로부터 고속 피드백 채널의 복조기를 통하여, 송신 심볼 Cm ,k를 검출한다. 이후 수신된 신호로부터 수학식 2를 이용하여 송신 신호와 상호 상관 된 수신신호 Zm ,k를 계산한다.
[수학식 2]
Figure 112011050247048-pat00002
이때, 상관된 수신신호 Zm ,k의 제곱의 합을 구하면 전체 신호 전력의 추정 값을 얻을 수 있다. 상관된 수신신호 Zm ,k의 제곱의 합은 수학식 3과 같고, 이에 대한 앙상블 평균을 취하면 수학식 4와 같아진다.
[수학식 3]
Figure 112011050247048-pat00003
[수학식 4]
Figure 112011050247048-pat00004
결국, 상관된 수신신호 Zm , k 의 제곱의 합을 고속 피드백 채널 내의 부반송파에 걸쳐 평균을 위하면, 신호와 잡음이 합쳐진 전체 전력의 올바른 추정 값이 된다.
또한, 인접 부반송파의 상관된 수신신호의 차의 제곱은 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 5]
Figure 112011050247048-pat00005
여기서, Hm ,k+1 이 Hm ,k 와 같으면 인접 부반송파의 상관된 수신신호의 차의 제곱에 대한 앙상블 평균은 수학식 6과 같이 잡음 전력의 2배가 된다.
[수학식 6]
Figure 112011050247048-pat00006
따라서, 수학식 5의 인접 부반송파의 상관된 수신신호의 차의 제곱을 고속 피드백 채널 내의 부반송파에 걸쳐 평균을 위하면, 잡음 전력의 2배에 대한 추정 값을 얻을 수 있다. 그러나, 이 방법을 통해서 계산된 잡음의 전력은 인접 부반송파의 채널이 변하지 않는다는 가정하에서만 유효하다.
그러나, 상향링크 레인징 과정에서 생길 수 있는 시간지연 추정 오차 등의 원인으로 FFT(Fast Fourier Transform) 이후 주파수 영역으로 변환된 수신 심볼에 미세한 심볼 타이밍 오차가 존재하는 경우, 인접 부반송파의 채널 크기가 변하지 않더라도 심볼 타이밍 오차 즉, 시간 지연에 따른 위상 회전이 발생하여 수학식 6이 성립하지 않게 된다. 이에 따라서, 잡음 전력이 실제보다 크게 추정되어 추정한 CNR에 오차가 발생할 수 있으며, 이러한 CNR을 MSC 레벨이나 전력 제어를 결정하는 파라미터로 사용하게 되면 문제가 될 수 있다.
그러면, 기지국(10)에서 미세한 타이밍 오차에 의한 시간 지연이 존재하더라도 이에 상관없이 정확한 CNR을 추정할 수 있는 방법에 도 3 및 도 4를 참고로 하여 자세하게 설명한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파 대 잡음비 추정 장치를 나타낸 도면이다.
도 3을 참고하면, 부반송파 대 잡음비 추정 장치(100)는 채널 복호화기(110), 전체 전력 산출기(120), 신호 전력 산출기(130) 및 추정기(140)를 포함한다.
채널 복호화기(110)는 단말(20)로부터 고속 피드백 채널을 수신하면, 고속 피드백 채널을 슬롯 단위로 복호하여 복수의 타일로 분리한다.
전체 전력 산출기(120)는 고속 피드백 채널의 모든 타일의 부반송파를 이용하여 잡음과 수신 신호가 더해진 전체 수신 전력을 계산한다. 전체 전력 산출기(120)는 계산량을 줄이기 위해 파일럿 부반송파 만을 이용할 수도 있고, 전체 부반송파를 이용할 수도 있다.
먼저, 전체 부반송파를 이용하는 경우, m번째 타일에 수신된 k 번째 부반송파를 Ym,k라 하고, 송신된 부반송파를 Cm,k라 하면, 송신된 부반송파와 수신된 부반송파의 상호 상관 값은 수학식 7과 같이 구해질 수 있다.
[수학식 7]
Figure 112011050247048-pat00007
다음으로, 파일럿 부반송파만을 이용하는 경우, 잡음과 수신 신호가 더해진 전체 수신 전력(Ptotal)은 수학식 8과 같이 계산될 수 있다.
[수학식 8]
Figure 112011050247048-pat00008
여기서, kp 는 타일 내의 파일럿 부반송파의 인덱스이다.
다음으로, 신호 전력 산출기(130)는 고속 피드백 채널의 모든 타일의 부반송파를 이용하여 수신 신호의 수신 전력(Ps)을 계산한다. 신호 전력 산출기는 계산량을 줄이기 위해 파일럿 부반송파 만을 이용할 수도 있고, 전체 부반송파를 이용할 수도 있다.
전체 부반송파를 이용하는 경우, 수신 신호의 전력(PS)은 수학식 9와 같이 계산될 수 있다.
[수학식 9]
Figure 112011050247048-pat00009
또한, 파일럿 부반송파만 이용하는 경우, 수신 신호의 전력(PS)은 수학식 10과 같이 계산될 수 있다.
[수학식 10]
Figure 112011050247048-pat00010
수학식 9 및 10에서, Z*는 Z의 켤레(또는 공액)(conjugate)을 나타낸다.
추정기(140)는 전체 수신 전력(Ptotal)과 수신 신호의 수신 전력(Ps)을 이용하여 CNR을 추정한다. CNR 추정치는 수학식 11과 같이 구해질 수 있다.
[수학식 11]
Figure 112011050247048-pat00011
한편, 부반송파 대 잡음비 추정 장치(100)는 단말(20)에 N 개의 고속 피드백 채널이 할당된 경우, 6N 타일의 파일롯 부반송파들을 이용하여 전체 수신 전력(Ptotal)과 수신 신호의 수신 전력(Ps)을 계산함으로써 단말(20)의 CNR을 추정할 수 있다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파 대 잡음비 추정 장치에서 수행하는 CNR 추정 방법을 나타낸 흐름도이다.
채널 복호화기(110)는 단말(20)로부터 고속 피드백 채널을 수신하면(S410), 고속 피드백 채널을 슬롯 단위로 복호하여 복수의 타일로 분리한다(S420).
전체 전력 산출기(120)는 고속 피드백 채널의 모든 타일에 대해, 각 타일의 적어도 일부 부반송파의 상호 상관 값을 계산하고, 각 타일의 적어도 일부 부반송파의 상호 상관 값의 절대값에 제곱을 취하여 합산함으로써 각 타일의 적어도 일부 부반송파의 상호 상관 합산 값을 산출한다. 다음, 전체 전력 산출기(120)는 각 타일의 적어도 일부 부반송파의 상호 상관 합산 값을 모두 더한 후에 고속 피드백 채널의 타일의 수와 적어도 일부 부반송파의 수의 곱으로 나누어 전체 수신 전력(Ptotal)을 구한다(S430).
다음, 신호 전력 산출기(130)는 고속 피드백 채널의 모든 타일에 대해, 각 타일의 동일한 심볼의 인접 부반송파쌍을 이용하여 수학식 9 또는 수학식 10의 방법으로 수신 신호의 수신 전력(Ps)을 계산한다(S440).
도 5는 모든 부반송파를 이용하여 수신 신호의 수신 전력을 계산하는 경우 인접 부반송파쌍을 형성하는 방법을 나타낸 도면이고, 도 6은 파일럿 부반송파만을 이용하여 수신 신호의 수신 전력을 계산하는 경우 인접 부반송파쌍을 형성하는 방법을 나타낸 도면이다.
즉, 모든 부반송파를 이용하여 수신 신호의 수신 전력을 계산하는 경우, 신호 전력 산출기(130)는 도 5에 도시한 바와 같이, 각 타일의 동일한 심볼의 인접한 두 반송파를 하나의 쌍으로 형성할 수 있다. 또한, 파일럿 부반송파만을 이용하여 수신 신호의 수신 전력을 계산하는 경우, 신호 전력 산출기(130)는 도 6에 도시한 바와 같이, 동일한 심볼의 인접한 두 파일럿 부반송파를 하나의 쌍으로 형성할 수 있다.
추정기(140)는 전체 수신 전력(Ptotal)과 수신 신호의 수신 전력(Ps)을 이용하여 단말(20)의 CNR을 추정한다(S450).
도 7, 도 8 및 도 9는 각각 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파 대 잡음비 추정 장치의 CNR 추정 성능을 나타낸 도면이다.
도 7, 도 8 및 도 9에서, "conventional method"는 종래 고속 피드백 채널 내의 모든 부반송파를 이용하여 CNR을 추정하는 방법을 나타내고, "Proposed method"은 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파 대 잡음비 추정 장치(100)의 CNR 추정 방법을 나타낸다. "Proposed method(Pilot only)"는 본 발명의 실시 예에서 파일럿 부반송파만을 이용하는 경우를 나타내고, Proposed method(both)"는 본 발명의 실시 예에서 모든 부반송파를 이용하는 경우를 나타낸다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파 대 잡음비 추정 장치(100) 및 종래 고속 피드백 채널 내의 모든 부반송파를 이용하여 CNR을 추정하는 장치의 CNR 추정치를 CNR이 30dB(백색잡음)인 경우, 시간 지연을 0에서 3us까지 변화시키면서 실험한 결과를 나타낸 그래프도이다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파 대 잡음비 추정 장치(100) 및 종래 고속 피드백 채널 내의 모든 부반송파를 이용하여 CNR을 추정하는 장치의 CNR 추정치를 시간 지연이 1us일 때 CNR을 0dB에서 40dB까지 변화시키면서 실험한 결과를 나타낸 그래프도이다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파 대 잡음비 추정 장치(100) 및 종래 고속 피드백 채널 내의 모든 부반송파를 이용하여 CNR을 추정하는 장치의 CNR 추정치를 시간 지연이 4us일 때 CNR을 0dB에서 40dB까지 변화시키면서 실험한 결과를 나타낸 그래프도이다.
도 7을 보면, 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파 대 잡음비 추정 장치(100)는 미세한 시간 동기 오차가 있는 경우에도 종래 고속 피드백 채널 내의 모든 부반송파를 이용하여 CNR을 추정하는 장치에 비해 우수한 CNR의 추정 성능을 나타내는 것을 알 수 있다.
또한, 도 8 및 도 9를 보면, 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파 대 잡음비 추정 장치(100)는 전 구간에서 시간 동기 오차의 영향 없이 1dB 이내의 오차로 CNR이 추정되는 것을 알 수 있다.
이와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파 대 잡음비 추정 장치(100)는 고속 피드백 채널의 적어도 하나의 부반송파를 이용하여 CNR을 추정하므로, 종래 CNR 추정 방법에 비해 적은 계산량으로 CNR을 추정할 수 있으며, 또한 종래 CNR 추정 방법에 비해 우수한 CNR 추정 성능으로 CNR을 추정할 수 있다.
한편, 본 발명의 실시 예는 PUSC 뿐만 아니라 O-PUSC(Optional PUSC)를 포함한 유사한 부채널 구조에도 모두 적용될 수 있다. 본 발명의 실시 예는 이상에서 설명한 장치 및/또는 방법을 통해서만 구현되는 것은 아니며, 본 발명의 실시 예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시 예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술 분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시 예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리 범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리 범위에 속하는 것이다.

Claims (1)

  1. 광대역 무선 통신 시스템의 기지국에서 단말의 부반송파 대 잡음비(Carrier to Noise Ratio, CNR)를 추정하는 방법에서,
    상향링크의 부채널 영역에 할당된 고속 피드백 채널의 적어도 일부의 부반송파를 이용하여, 하기의 수학식 1에 따라 수신 신호의 수신 전력(PS)을 계산하는 단계,
    상기 고속 피드백 채널의 적어도 일부의 부반송파를 이용하여, 하기의 수학식 2에 따라 잡음과 상기 수신 신호가 더해진 전체 수신 전력(Ptotal)을 계산하는 단계, 그리고
    상기 수신 신호의 신호 전력과 상기 전체 수신 전력을 이용하여 하기의 수학식 3에 따라 상기 단말의 CNR을 추정하는 단계를 포함하는 CNR 추정 방법.
    [수학식 1]
    Figure 112017103890014-pat00021

    [수학식 2]
    Figure 112017103890014-pat00022

    [수학식 3]
    Figure 112017103890014-pat00023

    (여기서, A는 상기 고속 피드백 채널의 전체 타일 개수, B는 상기 적어도 일부의 부반송파의 개수, Zm,k는 m번째 타일의 k번째 부반송파의 상호 상관 값, Z* m,k는 상기 Zm,k의 켤레 복소수 값을 나타낸다.)
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