KR101545908B1 - Apparatus and method for equalizing a received signal in ofdm system - Google Patents

Abstract

)을 생성하는 채널 정보 생성 단계, 상기 행렬(

)에 대각 성분을 기준으로 영역 근사 범위를 설정하는 근사 범위 설정 단계, 상기 행렬(

)의 상기 영역 근사 범위 이외의 영역에 0를 삽입하여 영역 근사화 된 채널 정보에 대한 행렬(

)을 생성하는 영역 근사화 단계, 및 상기 영역 근사화된 채널 정보에 대한 행렬(

)를 이용하여 채널 추정을 수행하는 채널 추정 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다. 또한 상기 영역 근사화 단계 수행 후 상기 영역 근사화된 채널 정보에 대한 행렬(

)의 영역 근사 범위를 설정된 크기의 부반송파 그룹들로 구분하는 그룹 설정 단계와 상기 각각의 부반송파 그룹들의 성분들을 설정된 값으로 치환하는 부반송파 그룹화 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다. In the OFDM system of the present invention, a method of equalizing a received signal includes a matrix

A channel information generating step of generating a channel information

), An approximate range setting step of setting an approximate range of the region on the basis of the diagonal component,

) To the region-approximated channel information by inserting 0 in an area other than the above-

A region approximation step of generating a region approximated to the channel information,

And a channel estimation step of performing channel estimation using the channel estimation step. Also, after performing the region approximation step, a matrix for the region-approximated channel information (

) Into sub-carrier groups of a predetermined size, and a sub-carrier grouping step of replacing the components of the respective sub-carrier groups with a set value.

According to the equalization method of the received signal and the apparatus therefor in the OFDM system of the present invention, since the complexity of the linear equalizer of the OFDM transmission system can be reduced in the time variant channel environment, the overall decoding speed of the signal is increased, The loss can be reduced.

 OFDM, linear equalizer

Description

Field of the Invention [0001] The present invention relates to a method of equalizing a received signal in an OFDM system,

The present invention relates to an equalization method and apparatus for lowering the complexity of an equalization process of a received signal in an OFDM transmission system, and more particularly, to a linear equalization method using a region approximation and a linear equalization method using a subcarrier grouping.

The Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) scheme is a digital modulation scheme for multiplexing a plurality of orthogonal carrier signals. Since data is distributed over the entire transmission band and transmitted, the OFDM symbol is stronger in terms of distortion due to frequency-selective fading . And, the modulation and demodulation process of the OFDM system can be easily implemented by the IDFT / DFT operation, and resources can be efficiently allocated for each subcarrier. Because of these advantages, the OFDM scheme has been adopted as a standard method of IEEE 802.11a and HIPERLAN / 2 wireless LAN, IEEE 802.16 broadband wireless access, digital broadcasting system.

In a high-speed mobile environment, channel changes occur in an OFDM symbol block, and orthogonality between subcarriers is not maintained. Therefore, inter-carrier interference (ICI) occurs. Since ICI is a major cause of performance degradation in OFDM systems, many techniques such as equalization, pre-coding, and resource allocation have been proposed to solve this problem. The most efficient method is known to use a linear equalizer.

번째 부반송파를 통해 전송된 수신 성분은

번째 이외의 부반송파를 통해 전송된 성분들의 영향을 받는다. 이러한 간섭을 부반송파 간 간섭(inter-carrier interference, ICI)이라 하며, 이 경우에는 선형 MMSE(Minimum Mean Squared Error) 등화기와 같이 복잡한 등화기가 요구된다. 이러한 등화기의 높은 복잡도로 인하여 신호의 전체적인 복호 속도가 하락하여 시스템 전체적으로 자원 손실이 발생한다는 문제점이 존재한다.On the other hand, if the channel is time variant, the channel function is not a diagonal matrix

Lt; th > subcarrier is < RTI ID = 0.0 &

Th < / RTI > subcarrier. This interference is referred to as inter-carrier interference (ICI). In this case, a complex equalizer such as a linear minimum mean squared error (MMSE) equalizer is required. There is a problem that the overall decoding speed of the signal is lowered due to the high complexity of such an equalizer, thereby causing resource loss in the entire system.

In the OFDM system according to the present invention, an equalization method and an apparatus therefor of a received signal are intended to simplify and efficiently operate an equalization process of a received signal using a region approximation and a subcarrier grouping.

)을 생성하는 채널 정보 생성 단계, 상기 행렬(

)에 대각 성분을 기준으로 영역 근사 범위를 설정하는 근사 범위 설정 단계, 상기 행렬(

)의 상기 영역 근사 범위 이외의 영역에 0를 삽입하여 영역 근사화 된 채널 정보에 대한 행렬(

)을 생성하는 영역 근사화 단계, 및 상기 영역 근사화된 채널 정보에 대한 행렬(

)를 이용하여 채널 추정을 수행하는 채널 추정 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다. 또한 상기 영역 근사화 단계 수행 후 상기 영역 근사화된 채널 정보에 대한 행렬(

)의 영역 근사 범위를 설정된 크기의 부반송파 그룹들로 구분하는 그룹 설정 단계와 상기 각각의 부반송파 그룹들의 성분들을 설정된 값으로 치환하는 부반송파 그룹화 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다. In order to solve the above problems, an equalization method of a received signal in an OFDM system of the present invention includes a matrix

A channel information generating step of generating a channel information

), An approximate range setting step of setting an approximate range of the region on the basis of the diagonal component,

) To the region-approximated channel information by inserting 0 in an area other than the above-

A region approximation step of generating a region approximated to the channel information,

And a channel estimation step of performing channel estimation using the channel estimation step. Also, after performing the region approximation step, a matrix for the region-approximated channel information (

) Into sub-carrier groups of a predetermined size, and a sub-carrier grouping step of replacing the components of the respective sub-carrier groups with a set value.

)을 생성하는 채널 정보 행렬 생성부, 상기 행렬(

)에 대각 성분을 기준으로 영역 근사 범위를 설정하고, 상기 행렬(

)의 상기 영역 근사 범위 이외의 영역에 0를 삽입하여 영역 근사화 된 채널 정보에 대한 행렬(

)을 생성하는 영역 근사화부, 및 상기 영역 근사화된 채널 정보에 대한 행렬(

)를 이용하여 채널 추정을 수행하는 채널 추정부를 포함하는 것을 특징으로 한다. 또한 상기 OFDM 시스템에서 수신 신호의 등화 장치는 상기 영역 근사화된 채널 정보에 대한 행렬(

)의 영역 근사 범위를 설정된 크기의 부반송파 그룹들로 구분하고, 상기 각각의 부반송파 그룹들의 성분들을 설정된 값으로 치환하는 부반송파 그룹화부;를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.In addition, in the OFDM system of the present invention for solving the above problems, an equalizer of a received signal includes a matrix for frequency-domain channel information

A channel information matrix generator for generating a matrix

) Is set on the basis of the diagonal component, and the matrix (

) To the region-approximated channel information by inserting 0 in an area other than the above-

), And a matrix for the region-approximated channel information (

And a channel estimator for performing channel estimation using the channel estimator. Also, in the OFDM system, an equalizer of a received signal may include a matrix for the region-

The subcarrier grouping unit divides an area approximation range of the subcarrier groups into subcarrier groups of a predetermined size and replaces the components of the subcarrier groups with the set values.

According to the equalization method of the received signal and the apparatus therefor in the OFDM system of the present invention, since the complexity of the linear equalizer of the OFDM transmission system can be reduced in the time variant channel environment, the overall decoding speed of the signal is increased, The loss can be reduced.

Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. It should be noted that the same components are denoted by the same reference numerals as possible in the accompanying drawings. Further, the detailed description of well-known functions and constructions that may obscure the gist of the present invention will be omitted.

Also, the terms and words used in the present specification and claims should not be construed to be limited to the conventional or dictionary meanings, and the inventor should understand the concept of the term The present invention should be construed as meaning and concept consistent with the technical idea of the present invention.

First, we examine the structure and principle of OFDM system, and then examine the statistical characteristics of time varying fading channels and the characteristics of frequency domain channel coefficients.

1 is a block diagram of an OFDM system combined with an LDPC (Low-Density Parity-Check Codes) code.

-point 역방향 불연속 푸리에 변환기(Inverse Discrete Fourier Transformer, IDFT)(107), 순환 전치(Cyclic Prefix, CP) 삽입기(109)를 포함한다.1, the transmitter of the OFDM system includes an LDPC encoder 101, a mapper 103, a serial-to-parallel converter 105,

-point inverse discrete Fourier transformer (IDFT) 107, and a cyclic prefix (CP) inserter 109. The inverse discrete Fourier transformer (IDFT)

이며, 길이가

인 이진 정보어 벡터

를 길이가

인 이진 부호어 벡터

로 변환된다. 사상기(103)는 각 부호어 비트들을 신호 성좌 내의 변조 심볼로 변환해서 길이가

인 심볼 벡터

를 구성한다. 심볼 벡터

는 직렬-병렬 변환기(105)와

-point 역방향 불연속 푸리에 변환기(107)를 거친 후에 시간 영역 송신 벡터

로 변환된다. 이 때 길이가

인 벡터

를 OFDM 심볼 블록이라 하며 심볼 블록의

번째 성분은 <수학식 1>과 같다The LDPC encoder 101 decodes the code rate

And the length is

In binary information word vector

Length

In Binary Codeword Vector

. The mapper 103 converts each codeword bits into modulation symbols in the signal constellation,

Symbol vector

. Symbol vector

Serial-to-parallel converter 105 and

-point backward discrete Fourier transformer 107,

. At this time,

In vector

Is referred to as an OFDM symbol block, and a symbol block

Th component is expressed by Equation (1)

&Quot; (1) &quot;

,

,

의 마지막 성분들

을 사용하여 보호 구간을 설정한다. 이 성분들을 순환 전치(Cyclic Prefix, CP) 라 하며,

는 CP의 길이를 나타낸다. CP와 전송 심볼 벡터

는 CP 삽입부(109)에서 직렬 연결된 다음에 다중 경로 채널(111)을 통하여 전송된다. In order to avoid interference between OFDM symbol blocks,

The last components of

To set the protection interval. These components are called a cyclic prefix (CP)

Represents the length of the CP. CP and the transmission symbol vector

Are connected in series at the CP inserting unit 109 and then transmitted through the multipath channel 111. [

-point 불연속 푸리에 변환기(Discrete Fourier Transformer, DFT)(115), 병렬-직렬 변환기(parallel to serial converter)(117), 등화기(Equalizer)(119), LDPC 복호화기(121)를 포함한다.The receiver of the OFDM system includes a cyclic prefix (CP) remover 113,

a discrete Fourier transformer (DFT) 115, a parallel-to-serial converter 117, an equalizer 119, and an LDPC decoder 121.

번째 구간에서의 성분

는 <수학식 2>와 같다Of the signals received at the receiver of the OFDM system

Component in the < RTI ID =

Is expressed by Equation (2)

&Quot; (2) &quot;

은 modulo-

연산을 나타낸다.

은

번째 성분 구간에서

번째 채널이 가지는 채널 계수이며,

은 송신단과 수신단 사이의 채널 경로의 개수를 나타낸다. 백색 가우시안 잡음

는 평균이 0이고 차원 당 분산이

인 복소 가우시안 확률 변수이다. 보호 구간에 삽입된 CP에 해당되는

는 CP 제거기(113)에서 제거되며,복조 과정에서는 사용되지 않는다. here

Modulo-

Operation.

silver

Component

Th channel,

Represents the number of channel paths between the transmitting end and the receiving end. White Gaussian noise

Means that the average is 0 and the variance per dimension is

Is a complex Gaussian random variable. The CP corresponding to the inserted CP

Is removed from the CP remover 113 and is not used in the demodulation process.

은

-point 불연속 푸리에 변환기(115)에서 주파수 영역 수신 심볼 벡터

로 변환된다. 이 때

의

번째 성분은 다음의 <수학식 3>과 같이 표현된다.Receiving component

silver

-point discontinuous Fourier transformer 115, the frequency domain received symbol vector

. At this time

of

Th component is expressed by Equation (3) below.

&Quot; (3) &quot;

,

,

The signal is converted into a serial signal by the parallel-to-serial converter 117, then the channel estimation is performed in the equalizer 119, and the received signal is recovered in the LDPC decoder 121.

The channel estimation process performed by the equalizer 119 will be described in detail as follows. In the receiver of the OFDM system, the demodulation process can be expressed in a matrix form as shown in Equation (4) below.

&Quot; (4) &quot;

는 크기가

인 단위(unitary) 불연속 푸리에 변환 행렬을 나타내고,

는

의 에르미트(Hermitian) 행렬을 지칭한다. 또한

는 시간영역에서의 채널 행렬이며 다음의 <수학식 5>와 같이 표현된다.here

Is the size

A unitary discrete Fourier transform matrix,

The

Quot; Hermitian &quot; matrix of &lt; / RTI &gt; Also

Is a channel matrix in a time domain and is expressed as Equation (5) below.

&Quot; (5) &quot;

CN×N

CN × N

주파수 영역에서의 채널 행렬이며, 벡터

는 주파수 영역에서의 잡음 벡터이다. 잡음 벡터

는 복소 가우시안 확률 변수이며, 행렬

의 성질에 의해 주파수 영역 잡음 벡터

와 시간 영역 잡음 벡터

은 서로 같은 통계적 특징을 가진다.procession

Is a channel matrix in the frequency domain,

Is a noise vector in the frequency domain. Noise vector

Is a complex Gaussian random variable,

The frequency domain noise vector &lt; RTI ID = 0.0 &gt;

And the time domain noise vector

Have the same statistical characteristics.

가 우측 순환 행렬이므로 대각화 성질에 의해

는 대각 행렬이 된다. 이 경우에는 단일 탭(one-tap) 등화기를 이용해서 송신 심볼

를 추정한다. 반면에 채널이 시변(time variant)이면

가 대각 행렬이 되지 않기 때문에

번째 수신 성분은

번째 이외의 부반송파를 통해 전송된 성분들의 영향을 받는다. 이러한 간섭을 부반송파 간 간섭(inter-carrier interference, ICI)이라 하며, 이 경우에는 선형 MMSE(Minimum Mean Squared Error) 등화기와 같이 다소 복잡한 등화기가 요구된다.If the channel is time invariant

Is a right-hand circular matrix,

Becomes a diagonal matrix. In this case, a one-tap equalizer is used to generate a transmit symbol

. On the other hand, if the channel is time variant

Is not a diagonal matrix

The second receiving component

Th &lt; / RTI &gt; subcarrier. This interference is referred to as inter-carrier interference (ICI). In this case, a somewhat complicated equalizer such as a linear minimum mean squared error (MMSE) equalizer is required.

2 is a graph showing an average power distribution curve of channel coefficients in a general multipath channel.

의 상관 값은 다음의 <수학식 6>과 같다.2, assuming that the multipath channel has a wide sense stationary uncorrelated scattering (WSSUS) channel condition, under the condition, the channel coefficient

Is expressed by the following Equation (6).

&Quot; (6) &quot;

는 단일 경로에 대한 자기 상관 함수이며,

은

번째 채널 경로의 평균 전력이다. 페이딩 채널은 Jakes 모델을 따른다고 가정하였으며, 이 때 상관 함수

는 <수학식 7>과 같다.here

Is an autocorrelation function for a single path,

silver

Th channel path. The fading channel is assumed to follow the Jakes model,

Is expressed by Equation (7).

&Quot; (7) &quot;

는 첫 번째 종류의 0차 Bessel 함수이고

는 정규화 된 도플러 주파수(normalized Doppler frequency)이다. here

Is the first kind of zero-order Bessel function

Is the normalized Doppler frequency.

의

번째 행 및

번째 열의 성분은 다음의 <수학식 8>과 같이 표현할 수 있다.Frequency domain channel matrix

of

Row and

Th column can be expressed as the following Equation (8).

&Quot; (8) &quot;

은

번째 송신 성분이

번째 수신 성분에 미치는 영향을 나타낸다. 평균 전력

는 WSSUS 조건에 의해

의 함수로 표시되며, 도 2에 도시된 채널 계수의 평균 전력 분포 곡선을 통해 ICI가 주로 인접 부반송파의 성분에 의해서 발생하는 것을 확인할 수 있다. 또한 도 2를 통하여 도플러 주파수

가 커질수록 한 수신 성분에 주요한 영향을 미치는 송신 성분들이 많아지는 것을 확인할 수 있다.

silver

Lt; th &gt;

Lt; th &gt; receiving component. Average power

By WSSUS condition

And it can be confirmed that the ICI is mainly generated by the components of the adjacent subcarriers through the average power distribution curve of the channel coefficients shown in FIG. 2, the Doppler frequency

It can be seen that the number of transmission components having a major influence on one receiving component increases.

The present invention proposes a linear equalizer using a region approximation using the above-described characteristics and a linear equalizer using a subcarrier group. First, we explain the linear equalizer using the region approximation.

FIG. 3 is a diagram illustrating a region-approximated channel matrix according to an embodiment of the present invention.

를 추정하기 위한 선형 MMSE 필터 행렬

는 다음의 <수학식 9>와 같다Referring to FIG. 3, when a channel model is given as Equation (4), a symbol vector

A linear MMSE filter matrix < RTI ID = 0.0 >

Is expressed as Equation (9) below

&Quot; (9) &quot;

은 심볼

의 평균 전력이며,

는

의 공분산 행렬을 나타낸다.

은 크기가

인 항등 행렬이며

은 부반송파의 개수이다. 필터 행렬

를 구하기 위해서 크기가

인 행렬의 역변환이 필요하며, 이 과정에서

에 비례하는 계산 복잡도가 요구된다. 부반송파 개수

에 대해 계산양이 지수함수에 따라 증가하기 때문에 필터

를 실제 시스템에 적용하는 데 많은 어려움이 있다.here

Symbol

&Lt; / RTI &gt;

The

Lt; / RTI &gt;

Is the size

And

Is the number of subcarriers. Filter matrix

To get

In this process,

Lt; RTI ID = 0.0 &gt; complexity &lt; / RTI &gt; Subcarrier number

Since the amount of calculation increases with the exponential function,

Is difficult to apply to real systems.

를 <수학식 10>과 같이 행렬

로 근사시킬 수 있다.As described above, since the ICI is mainly generated by adjacent subcarriers, the frequency domain channel matrix

As shown in Equation (10)

.

&Quot; (10) &quot;

의 각 행에서 대각 성분으로부터 거리가

이하인 성분들만 취하고, 나머지 성분들은 0으로 설정해서

를 구한다. 여기서

는 영역 근사화의 범위를 나타내며,

를

보다 크게 설정하면 수신 성분에 중대한 영향을 주는 대부분의 채널 계수들을 포함시킬 수 있다. 행렬

을 <수학식 10>에 의하여 영역 근사화한 행렬

는 도 3과 같이 도시된다.procession

Lt; RTI ID = 0.0 &gt; diagonal &lt; / RTI &

And the remaining components are set to 0

. here

Represents the range of region approximation,

To

Larger settings may include most channel coefficients that have a significant effect on the receive component. procession

Is a region-approximated matrix obtained by Equation (10)

Is shown in Fig.

대신에

라고 가정하자.

의 구조에 의해서 성분

는

개의 수신 성분

에만 영향을 주는 것을 알 수 있다. 이 수신 성분들의 선형 결합을 통해서

를 추정하며, 이 때 가정되는 채널 모델을 다음의 <수학식 11>과 같이 나타낼 수 있다.On the other hand, in the frequency domain channel model of Equation (4)

Instead of

.

By the structure of the component

The

Receiving component

In the case of the present invention. Through the linear combination of these receiving components

And the channel model assumed at this time can be expressed as Equation (11). &Quot; (11) &quot;

Equation (11)

,

,

와 행렬

는 <수학식 12>와 같다.Here, vector

,

,

And matrix

Is expressed by Equation (12).

&Quot; (12) &quot;

,

,

,

,

,

,

를 추정하는 데 필요한 선형 MMSE 필터

는 다음의 <수학식 13>과 같이 계산된다.ingredient

The linear MMSE filter

Is calculated by the following Equation (13).

&Quot; (13) &quot;

는

의

번째 열벡터를 나타낸다. 필터

를 구하기 위해서 크기가

인 행렬의 역변환이 필요하고, 각 성분

에 대해 MMSE 필터 계수

를 계산해야 하므로 전체 계산양은

에 비례한다. 일반적으로

이

보다 매우 크기 때문에 필터 계산에 필요한 계산양은 부반송파의 개수

에 대해 선형적으로 증가한다고 볼 수 있다.here

The

of

Column vector. filter

To get

Inverse transformation of the matrix &lt; RTI ID = 0.0 &gt;

MMSE filter coefficients for

The total amount of calculation is

. Generally

this

The amount of calculation required for the filter calculation is the number of subcarriers

In the first place.

4 is a flowchart illustrating an operation of a linear equalizer using a region approximation according to an embodiment of the present invention.

)을 생성한다. 또한 단계 403에서 인접 채널에서 발생하는 ICI를 고려하여 도 3과 같이 행렬(

)에 영역 근사 범위를 설정하고, 단계 405에서는 <수학식 10>과 같이 행렬(

)의 영역 근사 범위 이외의 영역에 0을 삽입하여 영역 근사화된 채널 정보에 대한 행렬(

)을 생성한다. 마지막으로 단계 407에서 영역 근사화된 채널 정보에 대한 행렬(

)을 이용하여 <수학식 13>과 같은 채널 추정을 수행한다.Referring to FIG. 4, in step 401, a matrix for channel information

). Also, considering the ICI generated in the adjacent channel in step 403,

), And in step 405, an area approximation range is set as a matrix (

) To the region-approximated channel information by inserting 0 in an area other than the region-approximated range of the channel-

). Finally, in step 407, a matrix for the region-approximated channel information (

) To perform channel estimation as shown in Equation (13).

Next, a linear equalizer using subcarrier grouping will be described. As described above, there is a high correlation between the channel coefficients of adjacent subcarriers in the OFDM system. One of the techniques utilizing this correlation characteristic is subcarrier grouping. That is, in the sub-carrier grouping technique, a group is formed by collecting sub-carriers having high correlation, and the same detection method is applied to all sub-carriers belonging to the group.

에서 인접 채널 계수들 간의 관계를 알아보기 위해서

와

을 다음의 <수학식 14>와 같이 정의한다.Channel matrix in the frequency domain

To investigate the relationship between adjacent channel coefficients

Wow

Is defined as < EMI ID = 14.0 >

&Quot; (14) &quot;

는 동일한 대각선상에 있는 채널 계수들의 차이를 나타내며,

는

의 절대값 제곱에 대한 평균이다. WSSUS 채널을 가정하고 <수학식 8>을 이용하면

와

를 다음의 <수학식 15>와 같이 계산할 수 있다.

Represents the difference of the channel coefficients on the same diagonal line,

The

&Lt; / RTI > Assuming a WSSUS channel and using Equation (8)

Wow

Can be calculated as Equation (15) below.

&Quot; (15) &quot;

와

값 모두 부반송파의 개수, 다중 경로 채널의 수 및 전력 분포 등에 영향을 받는다.

는 WSSUS 조건에 의해서

의 함수이며,

가 작고

인 경우에는

함수의 성질에 의해서 매우 작은 값을 가진다. According to Equation (15)

Wow

All values are affected by the number of subcarriers, the number of multipath channels, and power distribution.

By the WSSUS condition

Lt; / RTI &gt;

Is small

If

It has a very small value depending on the nature of the function.

)에 따른 인접된 채널 계수들의 차이를 도시한 도면이다. 특히 도 5는 채널의 전력 분포는 지수 함수에 따라 감소하고

,

일 때의 인접된 채널 계수들의 차이

를 부반송파 간의 이격겨리에 따라 나타낸 곡선이다.FIG. 5 is a graph illustrating a distance between subcarriers according to another embodiment of the present invention

Lt; RTI ID = 0.0 &gt; (k) &lt; / RTI &gt; In particular, Figure 5 shows that the power distribution of the channel decreases with exponential function

,

&Lt; / RTI &gt;&lt; RTI ID = 0.0 &gt;

In accordance with the spacing between subcarriers.

Referring to FIG. 5, when the number of channel paths and the power distribution are given, it can be seen that as the number of subcarriers increases, the difference between adjacent channel coefficients gradually decreases. Experiments have shown that similar tendencies are observed for other arbitrary channel environments. Also, it can be seen that the difference between the channel coefficients adjacent in the diagonal direction in the channel matrix of the frequency domain is very small.

번째 그룹

는 <수학식 16>과 같이 구성된다.Using these characteristics, subcarrier grouping can be applied to the MMSE equalization process. In subcarrier grouping

Th group

Is expressed by Equation (16).

&Quot; (16) &quot;

는 그룹의 크기이며, 모든 그룹의 크기는 같다고 가정한다. 그리고 등화 과정에서 영역 근사화를 사용한다고 가정한다. 이 때

에 있는 모든 성분들을 추정하는 데 사용되는 필터 계수

는 다음의 <수학식 17>과 같이 계산된다.here

Is the size of the group, and it is assumed that the sizes of all the groups are the same. It is assumed that the region approximation is used in the equalization process. At this time

The filter coefficients used to estimate all the components in

Is calculated by the following Equation (17).

&Quot; (17) &quot;

는 행렬

의

번째 열벡터이다. 필터 계산에 가정된 채널 행렬

와 공분산 행렬

를 다음의 <수학식 18>과 같은 방법으로 구한다.here

The matrix

of

Th column vector. Assumed channel matrix for filter computation

And covariance matrix

Is obtained by the following Equation (18).

&Quot; (18) &quot;

,

Method 1)

,

,

Method 2)

,

에서 중앙에 위치하는 성분의 채널 계수를 사용하고, 방법 2는 모든 성분들의 채널 계수 평균값을 사용한다. 또한 두 방법 모두 공분산 행렬의 평균값을 필터 연산에 사용한다.To obtain the filter coefficients,

And the method 2 uses the average value of the channel coefficients of all the components. Both methods use the average value of the covariance matrix for the filter operation.

에 비례해서 등화기의 복잡도를 감소시킬 수 있다. 그룹의 크기

는 성능과 복잡도 간의 상충 관계를 발생시키는 매개변수이므로 적절한 값을 설정하는 것이 필요하다.Most of the complexity of the equalizer is in the process of calculating the filter coefficients. Therefore, if you use subcarrier grouping,

So that the complexity of the equalizer can be reduced. Size of group

Is a parameter that causes a trade-off between performance and complexity, so it is necessary to set an appropriate value.

에 가정된 채널 행렬과 실제 채널 행렬이 서로 다르기 때문에 약간의 채널 왜곡이 발생한다. 이 때 성분

를 추정하는 과정에서 발생하는 채널 왜곡을 다음의 <수학식 19>와 같이 나타낼 수 있다.Hereinafter, a method of setting the size of the subcarrier group will be described. If you use subcarrier grouping,

A slight channel distortion occurs because the assumed channel matrix and the actual channel matrix are different from each other. At this time,

The channel distortion occurring in the process of estimating the channel distortion can be expressed as Equation (19).

&Quot; (19) &quot;

는 필터 계산 과정에서 가정된 채널 행렬이고,

는 부반송파 그룹화를 적용함으로써 발생하는 채널 계수 오차 행렬이다. 채널 계수 오차에 의한 성능 열화를 분석하기 위해서

를 다음의 <수학식 20>과 같이 정의하자.In Equation (19)

Is the channel matrix assumed in the filter calculation process,

Is a channel coefficient error matrix generated by applying a subcarrier grouping. To analyze performance degradation due to channel coefficient error

As shown in Equation (20) below.

&Quot; (20) &quot;

와

는 각각 채널 오차 행렬과 실제 채널 행렬의 첫 번째 행벡터에 속하는 성분들의 평균 전력 합이다. 채널 행렬

와 오차 행렬

에서 첫 번째 행의 통계적 특징과 다른 행들의 통계적 특징은 서로 같다. 따라서

는

와

에 속하는 모든 성분들의 평균 전력 합에 대한 비와 같다. 채널 계수 오차에 의한 성능 열화를 수식적으로 나타내는 것이 어렵기 때문에 Monte-Carlo 방법을 통해서

와 성능 열화 간의 관계를 확인하였다. 다양한 채널 상황과 시스템에 대해서

이하인 경우에는

인 경우에 비해서 성능 차이가 크지 않은 것을 확인하였다.here

Wow

Is the average power sum of the components belonging to the first row vectors of the channel error matrix and the actual channel matrix, respectively. Channel matrix

And the error matrix

The statistical characteristics of the first row and the statistical characteristics of the other rows are equal to each other. therefore

The

Wow

Lt; RTI ID = 0.0 &gt; of the &lt; / RTI &gt; Since it is difficult to represent the performance deterioration due to the channel coefficient error, it is possible to use the Monte-Carlo method

And performance degradation. For various channel conditions and systems

Or less

The performance difference is not large.

의 크기가

라고 가정할 때 채널 오차 행렬의 평균 전력 최대값

는 다음의 <수학식 21>과 같이 계산된다.Using the method 1 of Equation (18) described above

The size of

The average power maximum value of the channel error matrix

Is calculated by the following Equation (21).

&Quot; (21) &quot;

에 대한 관계식을 이용해서 계산된다. 채널 오차와 성능 열화 간의 관계를 고려하면 방법 1에 적합한 그룹 크기

은 다음의 <수학식 22>와 같다.Each term

Is calculated using a relational expression for. Considering the relationship between channel error and performance degradation, the group size

Is expressed by Equation (22).

&Quot; (22) &quot;

인 그룹

에서

번째 성분의 채널 오차 행렬의 평균 전력

는 다음의 <수학식 23>과 같다.You can find the appropriate group size for Method 2 using the method of finding the group size that you applied in Method 1. The size

Group

in

The average power of the channel error matrix

Is expressed by the following Equation (23).

&Quot; (23) &quot;

이다. 그룹

에 속하는 모든 성분들의 평균 전력이 기준값보다 작아야 하므로 방법 2에 적합한 그룹 크기

는 <수학식 24>와 같다.here

to be. group

The average power of all the components belonging to the group 2 must be smaller than the reference value,

Is expressed by Equation (24).

&Quot; (24) &quot;

Since the average power of the channel error matrix is determined by the statistical characteristics such as the normalized Doppler frequency, the number of channel paths, and the power distribution, the group size suitable for each method can be obtained through a look-up table or real-

인 경우에 <수학식 18>의 방법 1과 방법 2에 적합한 그룹 크기를 나타낸 곡선이다. 또한 도 6과 도 7을 참조하면, 부 반송파의 개수가 많아질수록 그룹 크기가 커지는 것을 알 수 있다. 그리고 채널 경로의 수가 일정한 경우에 방법 2가 방법 1에 비해 더 큰 그룹 크기를 가지는 것을 알 수 있다.6 and 7 are diagrams illustrating the relationship between the number of channel paths and the size of a suitable subcarrier group according to another embodiment of the present invention. In particular, Figures 7 and 8 show that the power distribution decreases with exponential function

Is a curve representing a group size suitable for Method 1 and Method 2 in Equation (18). Referring to FIGS. 6 and 7, it can be seen that as the number of subcarriers increases, the group size increases. It can be seen that Method 2 has a larger group size than Method 1 when the number of channel paths is constant.

8 is a flowchart illustrating an operation of a linear equalizer using subcarrier grouping according to another embodiment of the present invention.

)을 생성하고, 단계 803에서 인접 채널에서 발생하는 ICI를 고려하여 도 3과 같이 행렬(

)에 영역 근사 범위를 설정한다. 다음으로 단계 805에서 <수학식 10>과 같이 행렬(

)의 영역 근사 범위 이외의 영역에 0을 삽입하여 영역 근사화된 채널 정보에 대한 행렬(

)을 생성한다. Referring to FIG. 8, in step 801, a matrix for channel information

In step 803, considering the ICI generated in the adjacent channel, a matrix

) Is set. Next, at step 805, a matrix < RTI ID = 0.0 >

) To the region-approximated channel information by inserting 0 in an area other than the region-approximated range of the channel-

).

)에 대하여 <수학식 16>과 같이 부반송파 그룹화를 수행하고, 마지막으로 단계 809에서 부반송파 그룹화 채널 행렬(

)을 이용하여 채널 추정을 수행한다.Also, in step 807,

Subcarrier grouping is performed for the subcarrier grouping subcarrier grouping subcarrier as shown in Equation (16), and finally, subcarrier grouping channel matrixes

) To perform channel estimation.

9 and 10 show performance results for the linear equalizer proposed in the present invention. Computational experiments were performed to analyze the performance of OFDM systems using BLDPC codes under time - varying fading channels. First, the codeword length is 1024 bits, the parity check matrix has 16 row blocks and 32 column blocks, the maximum degree of the variable node is 12, and the number of column blocks having the maximum degree is 4. The number of subcarriers is 512 and the QPSK modulation method is used. The normalized Doppler frequency and the number of multipaths are 0.005 and 16, respectively, and the power distribution decreases exponentially. And we assume that the channel coefficients are known at the receiving end.

9 is a performance curve of an OFDM system using a BLDPC (Block-Circular Low Density Parity-Check) code. In particular, it is assumed that the OFDM system of FIG. 9 performs MMSE equalization once and performs LDPC decoding up to 50 times. M1 and M2 represent the performance when Method 1 and Method 2 of subcarrier grouping are applied, respectively. The size of the group was set to 3 for both methods.

Referring to FIG. 9, it can be seen that there is almost no difference in performance between M1 and M2. The performance difference between subcarrier grouping and non-subcarrier grouping in the same BER / FER region is less than about 0.1 dB. When M1 and M2 are applied, the complexity of the equalizer is reduced by about 2/3 compared to the complexity when the subcarrier grouping is not applied because the group size is 3.

FIG. 10 is a performance curve when MMSE equalization is repeatedly performed under the same conditions as the OFDM system of FIG. 9, and it is assumed that the equalization is performed at intervals of five LDPC decoding.

인 영역에서 약 2.0 dB의 복호 이득을 얻을 수 있는 것을 알 수 있다. 도 9의 경우와 마찬가지로 M1과 M2는 기존 방식에 비해 약 1/3정도의 복잡도를 가지지만 성능 열화는 약 0.1 dB 이내인 것을 볼 수 있다.Referring to FIG. 10, FER =

It can be seen that a decoding gain of about 2.0 dB can be obtained. As in the case of FIG. 9, M1 and M2 have a complexity of about 1/3 of that of the conventional method, but the performance deterioration is within about 0.1 dB.

It should be noted that the embodiments of the present invention disclosed in the present specification and drawings are only illustrative examples of the present invention and are not intended to limit the scope of the present invention in order to facilitate understanding of the present invention. It will be apparent to those skilled in the art that other modifications based on the technical idea of the present invention are possible in addition to the embodiments disclosed herein.

FIG. 1 is a block diagram of an OFDM system combined with a Low-Density Parity-Check Codes (LDPC) code. FIG.

2 shows an average power distribution curve of channel coefficients in a general multipath channel;

3 is a diagram illustrating a region-approximated channel matrix according to an embodiment of the present invention.

FIG. 4 is a flowchart illustrating an operation of a linear equalizer using a region approximation, which is an embodiment of the present invention. FIG.

5 is a diagram illustrating a difference between adjacent channel coefficients according to a separation distance between subcarriers according to another embodiment of the present invention;

6 and 7 illustrate the relationship between the number of channel paths and the size of a suitable subcarrier group according to another embodiment of the present invention;

8 is a flowchart illustrating an operation of a linear equalizer using subcarrier grouping according to another embodiment of the present invention.

9 is a performance curve of an OFDM system using a BLDPC code according to an embodiment of the present invention.

10 is a performance curve of an OFDM system using a BLDPC code according to another embodiment of the present invention.

Claims (8)

A matrix for frequency domain channel information (

A channel information generating step of generating channel information; The matrix (

An approximation range setting step of setting an area approximation range based on the diagonal component; The matrix (

) To the region-approximated channel information by inserting 0 in an area other than the above-

A region approximation step of generating a region; A matrix for the region-approximated channel information (

) Into sub-carrier groups of a predetermined size; A subcarrier grouping step of replacing the components of each of the subcarrier groups with a set value; And A matrix for the region-approximated channel information (

And a channel estimation step of performing channel estimation using the received signal. delete 3. The method of claim 2, Wherein each of the subcarrier groups is a center component of each of the subcarrier groups. 3. The method of claim 2, And the average values of the components belonging to the respective subcarrier groups. A matrix for frequency domain channel information (

A channel information matrix generating unit for generating a channel information matrix; The matrix (

) Is set on the basis of the diagonal component, and the matrix (

) To the region-approximated channel information by inserting 0 in an area other than the above-

); A matrix for the region-approximated channel information (

A subcarrier grouping unit for dividing an area approximation range of the subcarrier groups into subcarrier groups of a predetermined size and replacing the components of the subcarrier groups with a set value; And A matrix for the region-approximated channel information (

And a channel estimator for performing channel estimation using the channel estimator. delete 7. The method of claim 6, Wherein each of the subcarrier groups is a center component of each of the subcarrier groups. 7. The method of claim 6, And the average value of the components belonging to the respective subcarrier groups.

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