JPWO2007020943A1 - OFDM communication method - Google Patents
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Abstract
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）を低減しつつ、伝送効率を向上させることができるとともに、受信データの誤り率を低下させることができるＯＦＤＭ通信方法。この方法において、複数の重み係数のうちから、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択し、前記最適な重み係数に対応するシフト量にてパイロット系列を循環シフトし、循環シフトされた前記パイロット系列を送信データに挿入する。An OFDM communication method capable of improving transmission efficiency and reducing an error rate of received data while reducing PAPR (Peak to Average Power Ratio) of an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal. In this method, an optimum weighting factor that minimizes the PAPR of the OFDM signal is selected from a plurality of weighting factors, and the pilot sequence is cyclically shifted by a shift amount corresponding to the optimum weighting factor, and cyclically shifted. The pilot sequence is inserted into transmission data.
Description
本発明は、ＯＦＤＭ通信方法に関する。 The present invention relates to an OFDM communication method.
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）は高効率の伝送方式であり、ＯＦＤＭでは、帯域幅のあるチャネルを複数の直交サブチャネルに分割し、サブチャネルごとに１つのサブキャリアを使用して変調を行い、それぞれのサブキャリアを並列伝送する。このため、全体的なチャネルがフラットではなく周波数選択性があるとしても、各サブチャネルは相対的にフラットであり、また、各サブチャネルの帯域幅はチャネル全体の帯域幅より狭いため、信号波形間の干渉を抑えることができる。 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) is a highly efficient transmission method. In OFDM, a channel with bandwidth is divided into a plurality of orthogonal subchannels, and modulation is performed using one subcarrier for each subchannel. Each subcarrier is transmitted in parallel. For this reason, even if the overall channel is not flat but frequency selective, each subchannel is relatively flat and the bandwidth of each subchannel is narrower than the overall channel bandwidth, so the signal waveform Interference can be suppressed.
ＯＦＤＭが一般的なマルチキャリア伝送方式と異なる点は、複数の互いに直交するサブキャリアを周波数軸上において多重することができる点である。各サブキャリアが互いに直交していれば、多重されたサブキャリアから信号を分離することができる。このように、ＯＦＤＭでは複数の互いに直交するサブキャリアを周波数軸上において多重することができるため、ＯＦＤＭは、周波数利用効率が非常に良く、伝送効率の高い変調方式として注目されている。 The difference between OFDM and a general multicarrier transmission system is that a plurality of mutually orthogonal subcarriers can be multiplexed on the frequency axis. If the subcarriers are orthogonal to each other, the signal can be separated from the multiplexed subcarriers. In this way, since OFDM can multiplex a plurality of subcarriers orthogonal to each other on the frequency axis, OFDM is attracting attention as a modulation scheme with very good frequency utilization efficiency and high transmission efficiency.
また、ＯＦＤＭは、マルチパスの影響に対する耐性が高く、シンボル間干渉を防ぐことができ、また、周波数選択性フェージングに強く、チャネルの利用効率が高いという特徴がある。よって、ＯＦＤＭは、マルチパス伝送及びドップラー周波数シフトのある無線移動チャネルにおける高速データの伝送に好適である。ＯＦＤＭは、既にヨーロッパＤＢＡ、ＤＶＢ、ＨＩＰＥＲＬＡＮ及びＩＥＥＥ８０２.１１への適用が成功している。 In addition, OFDM is characterized by high tolerance to multipath effects, prevention of inter-symbol interference, resistance to frequency selective fading, and high channel utilization efficiency. Therefore, OFDM is suitable for high-speed data transmission in a wireless mobile channel with multipath transmission and Doppler frequency shift. OFDM has already been successfully applied to European DBA, DVB, HIPERLAN, and IEEE 802.11.
複数のサブキャリアからなるＯＦＤＭ信号では、各サブキャリアが同位相になったときに非常に大きなピーク電力が生じる。このため、ＯＦＤＭ通信では、線形性が高い増幅器を利用しなければ非線形歪みが生じてしまい通信品質が劣化する。しかし、携帯電話機のような小型の移動端末に線形性が高い増幅器を利用することは、部品コストや消費電力の点から好ましくない。よって、送信するＯＦＤＭ信号自体にピーク電力の発生を回避するような工夫を施す必要がある。このように、ＯＦＤＭにおいては、変調後の信号（ＯＦＤＭ信号）のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）を低減する必要がある。 In an OFDM signal composed of a plurality of subcarriers, a very large peak power is generated when the subcarriers have the same phase. For this reason, in OFDM communication, if an amplifier with high linearity is not used, nonlinear distortion occurs and communication quality deteriorates. However, it is not preferable to use an amplifier with high linearity for a small mobile terminal such as a cellular phone in terms of component cost and power consumption. Therefore, it is necessary to devise measures to avoid the generation of peak power in the OFDM signal to be transmitted. Thus, in OFDM, it is necessary to reduce the PAPR (Peak to Average Power Ratio) of the modulated signal (OFDM signal).
これに対し、例えば、Xiaodong Li, Leonard J. Cimini Jr., "Effects of clipping and filtering on the performance of OFDM", IEEE Communications Letters, vol.2, no.5, May 1998 pp.131-133では、帯域幅を制限することでＰＡＰＲを低減する方法が提案されている。しかし、帯域幅を制限すると帯域内の干渉及び帯域外の雑音が生じるため、通信品質が低下してしまう。 In contrast, for example, in Xiaodong Li, Leonard J. Cimini Jr., "Effects of clipping and filtering on the performance of OFDM", IEEE Communications Letters, vol.2, no.5, May 1998 pp.131-133, A method for reducing PAPR by limiting the bandwidth has been proposed. However, when the bandwidth is limited, in-band interference and out-of-band noise occur, and communication quality is degraded.
また、Stefan H. MAullerand Johannes B. Huber “A COMPARISON OF PEAK POWER REDUCTION SCHEMES FOR OFDM”, In Proc. of the IEEE Global Telecommunications Conference GLOBECOM '97, pp. 1-5, November 1997, Phoenix, Arizona, USAでは、選択マッピング（ＳＬＭ）法を用いてＰＡＰＲを低減する方法が提案されている。ＳＬＭ法では、長さがＮである任意の（ランダムな）Ｍ個の位相シーケンスベクトルＰｕ（ｕ＝１，…，Ｍ）と入力された信号Ｘとの内積を計算し、この計算により得られたシーケンスに対してＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を行ってＭ個の時間領域信号を得る。そして、Ｍ個の時間領域信号において、ＰＡＰＲが最も小さい信号を選択して送信に使用する。同時に、使用したランダムな位相シーケンスＰｍを補助情報（side information）として復調のために受信側に送信する。Stefan H. MAullerand Johannes B. Huber “A COMPARISON OF PEAK POWER REDUCTION SCHEMES FOR OFDM”, In Proc. Of the IEEE Global Telecommunications Conference GLOBECOM '97, pp. 1-5, November 1997, Phoenix, Arizona, USA A method of reducing PAPR using a selective mapping (SLM) method has been proposed. In the SLM method, an inner product of an arbitrary (random) M phase sequence vector P u (u = 1,..., M) having a length of N and an input signal X is calculated, and obtained by this calculation. IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) is performed on the obtained sequence to obtain M time domain signals. Then, among the M time domain signals, a signal having the smallest PAPR is selected and used for transmission. At the same time, the used random phase sequence P m is transmitted as side information to the receiving side for demodulation.
さらに、Heung-Gyoon Ryu, “A New PAPR Reduction Scheme : SPW(subblock phase weighting)”IEEE Transaction on Consumer Electronics,Vol.48, No.1, pp 81-89, Feb. 2002 では、シーケンスを部分的に伝送する方法（ＰＴＳ法）が提案されている。この方法の基本的な原理はＳＬＭ法と同様であるが、転換ベクトルの構成がＳＬＭ法と異なる。ＰＴＳ法では、まず入力されたデータベクトルをＫ個の互いに重複しないサブベクトルＸ１,…,Ｘｋに分割し、各サブベクトルそれぞれの有効値の数はＮ／Ｋである。次いで、すべてのサブベクトルＸｊ(ｊ＝１,…,Ｋ)のサブキャリアにそれぞれ同様の位相要素Ｐｊをかける。得られたＭ通りの線形組み合わせの中から、ＰＡＰＲが最小となるサブキャリアを選択して送信に使用する。同時に、選択されたサブキャリアに対応する最適な（Ｐ１,…,Ｐｋ）を補助情報として受信側に送信する。Heung-Gyoon Ryu, “A New PAPR Reduction Scheme: SPW (subblock phase weighting)” IEEE Transaction on Consumer Electronics, Vol. 48, No. 1, pp 81-89, Feb. 2002 A transmission method (PTS method) has been proposed. The basic principle of this method is the same as that of the SLM method, but the configuration of the conversion vector is different from that of the SLM method. In the PTS method, first, an input data vector is divided into K non-overlapping subvectors X 1 ,..., Xk, and the number of valid values for each subvector is N / K. Next, the same phase element P j is applied to the subcarriers of all the subvectors X j (j = 1,..., K). From the obtained M linear combinations, a subcarrier having the smallest PAPR is selected and used for transmission. At the same time, the optimum (P 1 ,..., P k ) corresponding to the selected subcarrier is transmitted to the receiving side as auxiliary information.
上述のように、従来はＯＦＤＭ信号の受信側に補助情報を送信する必要があるため、その分送信リソースが減り、伝送効率が低下するという問題がある。また送信された補助情報に誤りが生じると、受信データの誤り率が高まるという問題がある。 As described above, conventionally, since it is necessary to transmit auxiliary information to the receiving side of the OFDM signal, there is a problem in that transmission resources are reduced correspondingly and transmission efficiency is lowered. Further, when an error occurs in the transmitted auxiliary information, there is a problem that an error rate of received data increases.
本発明の目的は、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを低減しつつ、伝送効率を向上させることができるとともに、受信データの誤り率を低下させることができるＯＦＤＭ通信方法を提供することである。 An object of the present invention is to provide an OFDM communication method capable of improving transmission efficiency and reducing an error rate of received data while reducing PAPR of an OFDM signal.
本発明のＯＦＤＭ通信方法は、複数の重み係数のうちから、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択する選択ステップと、前記最適な重み係数に対応するシフト量にてパイロット系列を循環シフトするシフトステップと、循環シフトされた前記パイロット系列を送信データに挿入する挿入ステップと、を具備するようにした。 The OFDM communication method of the present invention includes a selection step of selecting an optimum weighting factor that minimizes the PAPR of an OFDM signal from a plurality of weighting factors, and a pilot sequence with a shift amount corresponding to the optimum weighting factor. A shift step for cyclic shift; and an insertion step for inserting the cyclically shifted pilot sequence into transmission data.
本発明によれば、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを低減させる場合でも、補助情報を送信しないため、伝送効率を向上させることができるとともに、補助情報の誤りによる復号誤りを防止して受信データの誤り率を低下させることができる。 According to the present invention, even when the PAPR of the OFDM signal is reduced, auxiliary information is not transmitted, so that transmission efficiency can be improved and decoding error due to an error in auxiliary information can be prevented to reduce the error rate of received data. Can be reduced.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
＜モデル定義及びチャネル推定＞
次式（１）に示す行列Ａ（ｎ×ｎ）を循環行列と定義する。すなわち、行列Ａの各列は１列目を繰り返しシフトすることによって得られるものである。
A matrix A (n × n) shown in the following equation (1) is defined as a circulant matrix. That is, each column of the matrix A is obtained by repeatedly shifting the first column.
よって、行列Ａを式（２）のように書き換えることができる。
式（２）では、行列Ａの１列目を（ａ１,ａ２,…,ａｎ）と示し、式（１）に基づいて、循環行列Ａを構成する。In the equation (2), the first column of the matrix A is denoted as (a 1 , a 2 ,..., A n ), and the circulant matrix A is configured based on the equation (1).
パイロットＸに対して、ｓ＝ＩＦＦＴ（Ｘ）とすると、ｓをパイロットＸの時間領域での表記または時間領域のパイロットと呼ぶ。ｒを時間領域において受信した信号（ＣＰ（Cyclic Prefix）除去後）とすると、ＳＩＳＯ−ＯＦＤＭの時間領域モデルを式（３）で示すことができる。
式（３）におけるパイロット系列Ｓは式（４）に示され、hは式（５）に示され、ｗは時間領域雑音である。
そして、式（３）における受信信号ｒは、ｓとチャネル行列hとを循環畳み込みした後に雑音ｗを足したものである。 The received signal r in equation (3) is obtained by adding noise w after circular convolution of s and channel matrix h.
図１はＣＰが挿入されたＯＦＤＭシンボルを示す図である。ＣＰ長はチャネルの最大マルチパス遅延長より長いものとする。よって、受信側では、ガード間隔を除去して得られる信号はｙ（ｎ）であり、そしてＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理により、時間領域の信号ｙ（ｎ）を周波数領域の信号Ｙ（ｋ）に変換する。信号Ｙ（ｋ）を次式（６）に示す。ただしＦＦＴのポイント数はＮである。
よって、ＯＦＤＭシステムの周波数領域における受信モデルは式（７）に示される。
式（７）では、ＸはＮ×Ｎの対角行列で、その対角線要素は周波数領域のパイロットシンボルであり、Ｈは周波数領域でのチャネル応答でＮ×１のベクトルであり、Ｗは周波数領域での雑音Ｎ×１のベクトルである。 In Equation (7), X is an N × N diagonal matrix, the diagonal elements are frequency domain pilot symbols, H is the channel response in the frequency domain, and is an N × 1 vector, and W is the frequency domain. Is a vector of noise N × 1.
例えば、R. Negi and J. Coiffi, "Pilot tone selection for channel estimation in a mobile OFDM system", IEEE Trans. Consumer Electron., vol.44, pp. 1122-1128, Aug. 1998では、チャネル行列のＬＳ（Least Square）推定（最小平均平方推定）が式（８）と（９）とにより示されている。
よって、チャネル推定を行う際に、まず受信した信号の周波数成分とパイロットの周波数成分を利用し、式（９）に基づいて、チャネルの周波数領域の応答ＨLSを得る。そして、ＨLSをＩＦＦＴ変換し、チャネルの時間領域の応答hLSを得る。hLSを次式（１０）で示す。
次いで、Ｎ個のチャネル推定値の中から、推定値の大きいチャネルを選択し、他のチャネル推定値を「０」にして出力することによって、時間領域での新たなチャネル応答hLSを取得する。例えば、Ｎ＝６４とすると、hLS＝[1.2,0.8,0.5,0.001,0.002,0.0011,…,0.0012]が得られる。この場合、選択処理によって得られたチャネル応答はhLS＝[1.2,0.8,0.5,0,…,…]となり、すなわち、チャネル数は３個であると考える。Next, a channel with a large estimated value is selected from the N channel estimated values, and another channel estimated value is set to “0” and output, thereby obtaining a new channel response h LS in the time domain. . For example, if N = 64, h LS = [1.2,0.8,0.5,0.001,0.002,0.0011, ..., 0.0012] is obtained. In this case, the channel response obtained by the selection process is h LS = [1.2, 0.8, 0.5, 0,...], That is, the number of channels is considered to be three.
なお、Ｎ個のチャネル推定値を閾値と比較する方法により、閾値より大きいチャネル推定値の数をチャネルの個数にしてもよい。この閾値は、予め決められた固定値でも、リアルタイムに計算された数値でもよく、例えば、推定された雑音平均電力のルート値のｃ倍（ｃは定数）と設定する閾値である。 Note that the number of channel estimation values larger than the threshold value may be the number of channels by a method of comparing the N channel estimation values with the threshold value. This threshold value may be a predetermined fixed value or a numerical value calculated in real time. For example, the threshold value is set to c times the estimated noise average power route value (c is a constant).
最後に、ＦＦＴにより新しいＨLS＝ＦＦＴ（hLS）を得る。上述のような処理によって、一部の雑音影響が除去された。Finally, a new H LS = FFT (h LS ) is obtained by FFT. A part of noise influence was removed by the above processing.
＜ＦＦＴの循環シフト性＞
Ｘ＝ｆｆｔ（ｘ）とすると、ｘはベクトルの時間領域成分であり（ｓを行ベクトルとする）、Ｘはベクトルの周波数領域成分であり、それぞれ次式（１２）と（１３）に示される。
When X = fft (x), x is a time domain component of the vector (s is a row vector), and X is a frequency domain component of the vector, which are represented by the following equations (12) and (13), respectively. .
ｘを右方向へｎシンボル循環シフトすることをｘ｛（ｋ＋ｎ）Ｎ｝と定義し、式（１１）と式（１２）とに基づいて、ｘ｛（ｋ＋ｎ）Ｎ｝に対してフーリエー変換を行うと、周波数領域成分がej2πmn/NX[m]となる。すなわち、時間領域において循環シフトすることが、周波数領域での結果として位相シフトとなる。to n symbols cyclic shift to the right direction x is defined as x {(k + n) N}, based on the equations (11) Equations (12), the Fourier chromatography transform to x {(k + n) N} When this is done, the frequency domain component becomes ej2πmn / N X [m]. That is, a cyclic shift in the time domain results in a phase shift as a result in the frequency domain.
式（３）では、雑音を無視すると、ｓ＝[ｓ１,ｓ２,…,ｓＮ]が得られるため、式（３）を次式（１３）に書き換えることができる。
式（１３）では、ｒはhとｓとの循環畳み込みを示す。そして、Ｙ＝ｆｆｔ（ｒ）、Ｈ＝ｆｆｔ（ｈ）、Ｘ＝ｆｆｔ（ｓ）とすると、次式（１４）に書き換えることができる。
すなわち、時間領域の畳み込み計算が周波数領域の掛け算に相当する。よって、式（１５）が得られる。
式（１５）より、チャネルの周波数領域値Ｈ（ｍ）が得られる。 From the equation (15), the frequency domain value H (m) of the channel is obtained.
送信側では、パイロット系列Ｓを右方向へｎシンボル循環シフトしたもの、つまりｓ｛（ｋ＋ｎ）Ｎ｝を送信する。一方、受信側ではｓが送信されると想定する場合、次式（１６）に示すようになる。
すなわち、チャネルを推定する場合、ｓが送信されたと想定して推定を行うため、次式（１７）になる。
式（１７）を時間領域に変換すると、式（１８）が得られる。
（実施の形態１）
図２はＯＦＤＭシンボルの構成を示す図である。ＯＦＤＭシンボルでは、Ｎポイントをチャネル推定用のパイロットとし、その後のＭポイントは有効データである。Ｎ＋Ｍポイントの間では、チャネルが変化しない（Ｍ≧Ｎ）と考える。これは、スローフェージングにおいては、チャネルの変化が緩やかであるため、ある一定の時間内ではチャネルが変化しないと見なすことができるからである。(Embodiment 1)
FIG. 2 is a diagram showing the structure of the OFDM symbol. In the OFDM symbol, N points are pilots for channel estimation, and the subsequent M points are valid data. The channel does not change between N + M points (M ≧ N). This is because in slow fading, the channel changes slowly, so that it can be considered that the channel does not change within a certain period of time.
よって、１つのＯＦＤＭデータシンボルを延ばす（Ｍポイント）ことができる。チャネルを推定する場合、チャネルの長さが一定範囲内のものに対して、小さめのシンボル（Ｎポイント）を用いて当該チャネルの時間領域応答を推定してもよい。 Therefore, one OFDM data symbol can be extended (M points). When estimating a channel, the time domain response of the channel may be estimated using a smaller symbol (N points) for a channel having a length within a certain range.
図３は本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信方法の送信側における動作フロー図である。実施の形態１では、基本パイロット系列Ｓの周波数領域成分をｓ１,ｓ２,ｓ３,ｓ４と定義し、基本パイロット系列Ｓの時間領域成分をａ１,ａ２,ａ３,ａ４と定義する。送信側と受信側ともに複数の重み係数を一定の順番で記憶し（Ｓ３１０）、例えば、Ｍ個の重み係数Ｐ１＝[ｐ１１,ｐ２１,…,ｐｋ１],Ｐ２＝[ｐ１２,ｐ２２,…,ｐｋ２],…,ＰＭ＝[ｐ１Ｍ,ｐ２Ｍ,…,ｐｋＭ]を１〜Ｍの順番で記憶する。FIG. 3 is an operation flowchart on the transmission side of the OFDM communication method according to Embodiment 1 of the present invention. In the first embodiment, the frequency domain components of the basic pilot sequence S are defined as s 1 , s 2 , s 3 , s 4, and the time domain components of the basic pilot sequence S are a 1 , a 2 , a 3 , a 4. It is defined as A plurality of weighting factors are stored in a certain order on both the transmitting side and the receiving side (S310). For example, M weighting factors P 1 = [p 11 , p 21 ,..., P k1 ], P 2 = [p 12 , p 22 ,..., p k2 ],..., P M = [p 1M , p 2M ,..., p kM ] are stored in the order of 1 to M.
次いで、変調後の信号（ＯＦＤＭ信号）のＰＡＰＲを低減するために、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択する（Ｓ３２０）。具体的には、データベクトルをＸ＝[ｘ０,ｘ１,…,ｘＮ−１]とし、このデータベクトルＸをｋ組のサブベクトルに分割する。例えば、Ｎ＝８,ｋ＝２である場合、それぞれ４つの値からなる２組に分割される。ｘ０からｘ３を一組として第１サブベクトルＸ１を形成し、Ｘ１＝[ｘ０,ｘ１,ｘ２,ｘ３,０,０,０,０]となる。そして、ｘ４からｘ７を一組として第２ベクトルＸ２を形成し、Ｘ２＝[０,０,０,０,ｘ４,ｘ５,ｘ６,ｘ７]となる。Next, in order to reduce the PAPR of the modulated signal (OFDM signal), an optimal weighting coefficient that minimizes the PAPR of the OFDM signal is selected (S320). Specifically, the data vector is X = [x 0 , x 1 ,..., X N−1 ], and the data vector X is divided into k subvectors. For example, when N = 8 and k = 2, it is divided into two sets each consisting of four values. The first subvector X 1 is formed by taking x 0 to x 3 as a set, and X 1 = [x 0 , x 1 , x 2 , x 3 , 0, 0, 0, 0]. Then, the second vector X 2 is formed with x 4 to x 7 as a set, and X 2 = [0, 0, 0, 0, x 4 , x 5 , x 6 , x 7 ].
そして、２つのサブベクトルを次式（１９）に示すように組み合わせる。
Ｐij（１≦i≦k,１≦j≦M）は重み係数であり、Ｐij=exp(jθij)、且つ、θij∈[0,2π]を満たす。P ij (1 ≦ i ≦ k, 1 ≦ j ≦ M) is a weighting coefficient, and satisfies P ij = exp (jθ ij ) and θ ij ε [0, 2π].
そして、Ｘ´ jに対してＩＤＦＴを行い、ｘ´ j＝ＩＤＦＴ（Ｘ´ j）が得られる。式（１７）に基づいて、ＩＤＦＴの線形特性を用いて、次式（２０）を得る。
式（２０）により計算されたＸ´ jのピーク値が最小となるものを時間領域の送信信号とする。この場合、対応する重み係数Ｐijが最適な重み係数となる。ただし、最適な重み係数は次式（２１）を満たす。
式（２１）により、Ｍ個の重み係数から最適な重み係数を選択する。 The optimum weighting factor is selected from the M weighting factors according to the equation (21).
Ｍ個の重み係数からＱ番目（Ｑ≦Ｍ）の重み係数を選択した場合、パイロット系列を（Ｑ−１）×Ｂだけ循環シフトする（Ｓ３３０）。ただしＢ≧１（整数）である。そして、シフトされたパイロット系列を時間領域において送信データに挿入する。 When the Qth (Q ≦ M) weighting factor is selected from the M weighting factors, the pilot sequence is cyclically shifted by (Q−1) × B (S330). However, B ≧ 1 (integer). Then, the shifted pilot sequence is inserted into transmission data in the time domain.
例えば、選択した重み係数の順位が２番目である場合、基本パイロット系列を左へ２つシフトして、ａ３,ａ４,ａ１,ａ２とし、これを時間領域において送信データに挿入する。すなわち、挿入したパイロット系列は式（１）に示された行列Ａの３列目である。For example, when the rank of the selected weighting factor is the second, the basic pilot sequence is shifted two times to the left to become a 3 , a 4 , a 1 , a 2 , which are inserted into the transmission data in the time domain . That is, the inserted pilot sequence is the third column of the matrix A shown in Equation (1).
図４は、本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信方法の受信側における動作フロー図である。まず式（９）を用いてチャネル推定を行い（Ｓ４１０）、チャネルの周波数領域における応答ＨLSを推定する。そして、応答ＨLSに対してＩＦＦＴを行い、チャネルの時間領域における応答hLSを得る。次いで、閾値処理を行って雑音影響を除去する。そして、雑音が除去された時間領域における応答に対してＦＦＴを行い、フィルタ（雑音除去）処理後の周波数領域における応答を得る。FIG. 4 is an operation flowchart on the receiving side of the OFDM communication method according to Embodiment 1 of the present invention. First, channel estimation is performed using equation (9) (S410), and the response H LS in the frequency domain of the channel is estimated. Then, it performs an IFFT on the response H LS, get response h LS in the time domain of the channel. Next, threshold processing is performed to remove noise effects. Then, FFT is performed on the response in the time domain from which noise is removed, and a response in the frequency domain after the filter (noise removal) processing is obtained.
次いで、チャネル応答があった第一パスの位置を確認する（Ｓ４２０）。具体的には、式（１７）と（１８）より、時間領域のパイロット系列が左へシフトされた分、推定されたチャネル値も同じく左へシフトされていることが分かる。例えば、２パスのチャネルでは、時間領域の基本パイロット系列ａ１,ａ２,ａ３,ａ４が挿入される場合、推定されるチャネル値はh１,h２,０,０となり、換言すると、第一パスが一番目に位置する。一方、時間領域の基本パイロット系列が左へ１つシフトされてパイロット系列ａ２,ａ３,ａ４,ａ１が挿入される場合、推定されるチャネル値はh２,０,０,h１となり、つまり第一パスが二番目に位置する。また、時間領域の基本パイロット系列が左へ２つシフトされてパイロット系列ａ３,ａ４,ａ１,ａ２が挿入される場合、推定されるチャネル値は０,０,h１,h２となり、つまり第一パスが三番目に位置する。Next, the position of the first path where there is a channel response is confirmed (S420). Specifically, from equations (17) and (18), it can be seen that the estimated channel value is also shifted to the left as the time-domain pilot sequence is shifted to the left. For example, in a two-path channel, when time domain basic pilot sequences a 1 , a 2 , a 3 , a 4 are inserted, the estimated channel values are h 1 , h 2 , 0, 0, in other words The first pass is located first. On the other hand, when the basic pilot sequence in the time domain is shifted one to the left and the pilot sequences a 2 , a 3 , a 4 , a 1 are inserted, the estimated channel values are h 2 , 0, 0, h 1. That is, the first pass is located second. In addition, when the basic pilot sequence in the time domain is shifted to the left by two and pilot sequences a 3 , a 4 , a 1 , a 2 are inserted, the estimated channel values are 0, 0, h 1 , h 2. That is, the first path is located third.
次いで、確定された第一パスの位置により、送信側で選択された重み係数を確定する（Ｓ４３０）。図５を参照しながら説明する。図５は第一パスの位置により重み係数を確定するステップの概念図である。推定されたチャネル値を右へ順番に、Ｚ,…,Ｚ,０,…,０（後尾がすべて「０」となる、図６を参照）が得られるまでシフトする。本実施の形態では、右へ２つシフトすることで、h１,h２,０,０が得られるため、受信側は、送信側で２番目の重み係数Ｐ２を選択してＰＡＰＲを低減したと確定することができる。例えばＰ２＝[ｐ１２,ｐ２２]＝[１,−１]である。Next, the weighting factor selected on the transmission side is determined based on the determined position of the first path (S430). This will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a conceptual diagram of the steps for determining the weighting coefficient based on the position of the first pass. The estimated channel values are shifted in order to the right until Z,..., Z, 0,..., 0 (the tail is all “0”, see FIG. 6) are obtained. In the present embodiment, h 1 , h 2 , 0, 0 are obtained by shifting two to the right, so that the receiving side selects the second weighting factor P 2 on the transmitting side to reduce PAPR. Can be confirmed. For example, P 2 = [p 12 , p 22 ] = [1, −1].
なお、送信側のパイロット系列及び受信側のチャネル値を１つずつシフトするとは限らず、シフトペースである定数Ｂを１より大きい整数としてもよい。Ｂ＞１とすることにより、チャネル推定に誤りがある場合（例えば、雑音の影響により、推定されるマルチパスのチャネルが実際より多い、または、実際より少ない場合）でも、より正確にシフト量を推定することができ、より正確に重み係数を確定することができる。 Note that the pilot sequence on the transmission side and the channel value on the reception side are not necessarily shifted one by one, and the constant B, which is the shift pace, may be an integer greater than one. By setting B> 1, even when there is an error in channel estimation (for example, when there are more or fewer estimated multipath channels due to the influence of noise), the shift amount can be more accurately determined. The weighting factor can be determined more accurately.
その後、受信信号からＣＰを除去してｙ＝[ｙ１,ｙ２,…,ｙＮ]が得られ、ｙをＩＦＦＴすると次式（２２）が得られる。
周波数領域のチャネル値をＨ＝[h１,h２,…,hＮ]とすると、Ｚｉ＝Ｙｉ／hｉ／ｐ12(ｉ＝０,１,２,３)、Ｚｉ＝Ｙｉ／hｉ／ｐ22(ｉ＝４,５,６,７)となる。すなわち、周波数領域の受信信号のチャネル影響を除去して（Ｙｉ／hｉ）、周波数領域において実際に送信された信号（雑音を含む）が得られる。ここで得られた信号は、有効送信信号（有効データ）に重み係数がかけられた信号（線形組み合わせ信号）であるため、確定された重み係数Ｐ２で割る処理を行う。最後に、Ｚ１を復調してデータを復元する。If the channel values in the frequency domain are H = [h 1 , h 2 ,..., H N ], Z i = Y i / h i / p 12 (i = 0,1,2,3), Z i = Y i / h i / p 22 (i = 4, 5, 6, 7). That is, the channel effect of the received signal in the frequency domain is removed (Y i / h i ), and a signal (including noise) actually transmitted in the frequency domain is obtained. Signals obtained herein are the effective transmission signal (valid data) weighting factor is applied to the signal (linear combination signal), it performs a process of dividing the determined weighting factor P 2. Finally, Z 1 is demodulated to restore the data.
このように、本実施の形態によれば、基本パイロット系列を定義し、予め複数の重み係数を所定の順番で、それぞれ送信側と受信側とに記憶させる。送信側では、ＰＡＰＲを低減する過程において使用された最適な重み係数の順位を確定し、その順位に応じて基本パイロット系列をシフトし、シフトされたパイロット系列を時間領域において送信データに挿入する。受信側では、ＦＦＴの特性を利用して、受信信号のパイロット系列を用いて推定されたチャネル値の第一パスの位置によって、送信側で使用された最適な重み係数を確定する。このため、本実施の形態によれば、送信側で使用された重み係数を受信側で確定するための補助情報を別途送信する必要がないため、伝送効率を向上することができるとともに、補助情報の誤りによる複合誤りを防止して受信データの誤り率を低下させることができる。 Thus, according to the present embodiment, a basic pilot sequence is defined, and a plurality of weighting factors are stored in advance in a predetermined order on the transmitting side and the receiving side, respectively. On the transmission side, the rank of the optimum weighting factor used in the process of reducing the PAPR is determined, the basic pilot sequence is shifted according to the rank, and the shifted pilot sequence is inserted into the transmission data in the time domain. On the receiving side, the optimum weighting factor used on the transmitting side is determined based on the position of the first path of the channel value estimated using the pilot sequence of the received signal, using the characteristics of the FFT. Therefore, according to the present embodiment, it is not necessary to separately transmit auxiliary information for determining the weighting factor used on the transmission side on the reception side, so that transmission efficiency can be improved and auxiliary information It is possible to reduce the error rate of the received data by preventing the compound error due to the error.
（実施の形態２）
図７は本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信方法の送信側における動作フロー図である。本実施の形態では、周波数領域のパイロット系列を分割して重み係数にするため、予め送信側と受信側とに複数の重み係数を記憶させる必要がない。(Embodiment 2)
FIG. 7 is an operation flowchart on the transmission side of the OFDM communication method according to Embodiment 2 of the present invention. In the present embodiment, since the pilot sequence in the frequency domain is divided into weighting factors, it is not necessary to store a plurality of weighting factors in advance on the transmitting side and the receiving side.
上述のように、チャネルを推定する過程において、チャネルのＬＳ推定性能を最良にするため、式（３）のＳ行列は直交行列である必要がある。すなわち時間領域のパイロット系列がシフト直交である必要がある。以上の条件を満たすブロック状パイロットに対して、周波数領域のパイロット系列が等電力であることが要求される。周波数領域のパイロットシンボルの電力を１とすると、周波数領域のパイロットがejθ(θは０〜２πの任意値)であるため、上述の条件を満たす。よって、周波数領域のパイロット系列を分割して重み係数にすることができる。As described above, in order to optimize the LS estimation performance of the channel in the process of estimating the channel, the S matrix of Equation (3) needs to be an orthogonal matrix. That is, the time-domain pilot sequence needs to be shift orthogonal. For block pilots that satisfy the above conditions, the pilot sequences in the frequency domain are required to be of equal power. Assuming that the power of the pilot symbol in the frequency domain is 1, the frequency domain pilot is e jθ (θ is an arbitrary value from 0 to 2π), so the above condition is satisfied. Therefore, the frequency domain pilot sequence can be divided into weighting factors.
例えば、Ｎ＝４とし、周波数領域のパイロット系列をＫ＝２個に分割し、基本パイロット系列をｓ１,ｓ２,ｓ３,ｓ４と定義する。基本パイロット系列の時間領域成分はａ１,ａ２,ａ３,ａ４である。ｓ１,ｓ２を１つ目の重み係数とし、ｓ３,ｓ４を２つ目の重み係数とする（Ｓ７１０）。For example, N = 4, the frequency domain pilot sequence is divided into K = 2, and the basic pilot sequences are defined as s 1 , s 2 , s 3 , s 4 . The time domain components of the basic pilot sequence are a 1 , a 2 , a 3 , a 4 . s 1 and s 2 are set as the first weighting factors, and s 3 and s 4 are set as the second weighting factors (S710).
ついで、実施の形態１と同様方法で、信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択する（Ｓ７２０）。 Next, an optimum weighting coefficient that minimizes the PAPR of the signal is selected by the same method as in the first embodiment (S720).
選択された最適重み係数の順位に応じて基本パイロット系列をシフトする（Ｓ７３０）。選択された重み係数が２番目の重み係数ｓ３,ｓ４である場合、基本パイロット系列を左へ２つシフトする。すなわち、挿入されるパイロット系列が式（１）に示された行列Ａの３列目ａ３,ａ４,ａ１,ａ２となる。The basic pilot sequence is shifted according to the order of the selected optimum weight coefficient (S730). If the selected weighting factor is the second weighting factor s 3 , s 4 , the basic pilot sequence is shifted two times to the left. That is, the inserted pilot sequence is the third column a 3 , a 4 , a 1 , a 2 of the matrix A shown in Equation (1).
図８は本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信方法の受信側における動作フロー図である。図８に示すように、式（９）によりチャネル推定を行い（Ｓ８１０）、式（９）の周波数領域のパイロット系列は基本パイロット系列である。すなわち、式（９）では、Ｘ（１）＝ｓ１、Ｘ（２）＝ｓ２、Ｘ（３）＝ｓ３、Ｘ（４）＝ｓ４である。FIG. 8 is an operation flowchart on the receiving side of the OFDM communication method according to Embodiment 2 of the present invention. As shown in FIG. 8, channel estimation is performed using equation (9) (S810), and the pilot sequence in the frequency domain of equation (9) is a basic pilot sequence. That is, in the formula (9), X (1) = s 1 , X (2) = s 2 , X (3) = s 3 , X (4) = s 4 .
次いで、チャネル応答があった第一パスの位置を確認する（Ｓ８２０）。確定された第一パスの位置により、送信側で選択されたパイロットを確定する（Ｓ８３０）。実施の形態１と同様方法により、チャネル推定値を右へ２つシフトすると、h１,h２,０,０が得られるため、送信側で選択されたパイロット系列が２番目であると確定することができる。つまり、データ復元に必要な重み係数はｓ３,ｓ４であると確定することができる。Next, the position of the first path where there is a channel response is confirmed (S820). Based on the determined position of the first path, the pilot selected on the transmission side is determined (S830). When the channel estimation value is shifted two times to the right by the same method as in the first embodiment, h 1 , h 2 , 0, 0 are obtained, so that the pilot sequence selected on the transmission side is determined to be the second. be able to. That is, it can be determined that the weighting factors necessary for data restoration are s 3 and s 4 .
このように、本実施の形態によれば、送信側では、周波数領域のパイロット系列を分割して重み係数とし、ＰＡＰＲを低減する過程において選択する重み係数が複数に分割されたパイロット系列での順位を確定し、その順位に応じて基本パイロット系列をシフトして、シフトされたパイロット系列を時間領域において送信データに挿入する。受信側では、ＦＦＴの特性を利用して、チャネル応答があった第一パスの位置を確定することによって、送信側で選択された最適な重み係数を確定する。よって、本実施の形態によれば、特定の重み係数を予め送信側と受信側とに記憶させる必要がないため、実施の形態１よりも簡易なＯＦＤＭ通信方法を提供することができる。 As described above, according to the present embodiment, on the transmitting side, the pilot sequence in the frequency domain is divided into weighting factors, and the order in the pilot sequence in which the weighting factor selected in the process of reducing the PAPR is divided into a plurality of Is determined, the basic pilot sequence is shifted according to the order, and the shifted pilot sequence is inserted into the transmission data in the time domain. On the receiving side, the optimum weighting factor selected on the transmitting side is determined by determining the position of the first path where there was a channel response using the characteristics of the FFT. Therefore, according to the present embodiment, there is no need to store a specific weighting factor in advance on the transmitting side and the receiving side, so that it is possible to provide a simpler OFDM communication method than in the first embodiment.
以上の説明は、典型的な実施の形態について説明したが、本発明の主旨と範囲から逸脱しない限り、種々の変更、置き換え及び追加をすることができる。そのため、本発明は上記の実施の形態に拘らず、請求の範囲及びそれに均等する範囲によって限定されるものである。 Although the above description has been given of typical embodiments, various changes, substitutions and additions can be made without departing from the spirit and scope of the present invention. Therefore, the present invention is not limited to the above-described embodiments, but is limited by the scope of the claims and the scope equivalent thereto.
本明細書は、２００５年８月１６日出願の中国出願番号２００５１００９１６８５.６に基づくものである。その内容は、全てここに含めておく。 This specification is based on Chinese application No. 2005000915685.6 filed on Aug. 16, 2005. The contents are all included here.
本発明は、送信信号のピーク電力を抑える必要のあるＯＦＤＭ通信等に好適である。 The present invention is suitable for OFDM communication or the like that needs to suppress the peak power of a transmission signal.
本発明は、ＯＦＤＭ通信方法に関する。 The present invention relates to an OFDM communication method.
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）は高効率の伝送方式であり、ＯＦＤＭでは、帯域幅のあるチャネルを複数の直交サブチャネルに分割し、サブチャネルごとに１つのサブキャリアを使用して変調を行い、それぞれのサブキャリアを並列伝送する。このため、全体的なチャネルがフラットではなく周波数選択性があるとしても、各サブチャネルは相対的にフラットであり、また、各サブチャネルの帯域幅はチャネル全体の帯域幅より狭いため、信号波形間の干渉を抑えることができる。 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) is a highly efficient transmission method. In OFDM, a channel with bandwidth is divided into a plurality of orthogonal subchannels, and modulation is performed using one subcarrier for each subchannel. Each subcarrier is transmitted in parallel. For this reason, even if the overall channel is not flat but frequency selective, each subchannel is relatively flat, and the bandwidth of each subchannel is narrower than the overall channel bandwidth, so the signal waveform Interference can be suppressed.
ＯＦＤＭが一般的なマルチキャリア伝送方式と異なる点は、複数の互いに直交するサブキャリアを周波数軸上において多重することができる点である。各サブキャリアが互いに直交していれば、多重されたサブキャリアから信号を分離することができる。このように、ＯＦＤＭでは複数の互いに直交するサブキャリアを周波数軸上において多重することができるため、ＯＦＤＭは、周波数利用効率が非常に良く、伝送効率の高い変調方式として注目されている。 The difference between OFDM and a general multicarrier transmission system is that a plurality of mutually orthogonal subcarriers can be multiplexed on the frequency axis. If the subcarriers are orthogonal to each other, the signal can be separated from the multiplexed subcarriers. In this way, since OFDM can multiplex a plurality of subcarriers orthogonal to each other on the frequency axis, OFDM is attracting attention as a modulation scheme with very good frequency utilization efficiency and high transmission efficiency.
また、ＯＦＤＭは、マルチパスの影響に対する耐性が高く、シンボル間干渉を防ぐことができ、また、周波数選択性フェージングに強く、チャネルの利用効率が高いという特徴がある。よって、ＯＦＤＭは、マルチパス伝送及びドップラー周波数シフトのある無線移動チャネルにおける高速データの伝送に好適である。ＯＦＤＭは、既にヨーロッパＤＢＡ、ＤＶＢ、ＨＩＰＥＲＬＡＮ及びＩＥＥＥ８０２.１１への適用が成功している。 In addition, OFDM is characterized by high tolerance to multipath effects, prevention of inter-symbol interference, resistance to frequency selective fading, and high channel utilization efficiency. Therefore, OFDM is suitable for high-speed data transmission in a wireless mobile channel with multipath transmission and Doppler frequency shift. OFDM has already been successfully applied to European DBA, DVB, HIPERLAN, and IEEE 802.11.
複数のサブキャリアからなるＯＦＤＭ信号では、各サブキャリアが同位相になったときに非常に大きなピーク電力が生じる。このため、ＯＦＤＭ通信では、線形性が高い増幅器を利用しなければ非線形歪みが生じてしまい通信品質が劣化する。しかし、携帯電話機のような小型の移動端末に線形性が高い増幅器を利用することは、部品コストや消費電力の点から好ましくない。よって、送信するＯＦＤＭ信号自体にピーク電力の発生を回避するような工夫を施す必要がある。このように、ＯＦＤＭにおいては、変調後の信号（ＯＦＤＭ信号）のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）を低減する必要がある。 In an OFDM signal composed of a plurality of subcarriers, a very large peak power is generated when the subcarriers have the same phase. For this reason, in OFDM communication, if an amplifier with high linearity is not used, nonlinear distortion occurs and communication quality deteriorates. However, it is not preferable to use an amplifier with high linearity for a small mobile terminal such as a cellular phone in terms of component cost and power consumption. Therefore, it is necessary to devise measures to avoid the generation of peak power in the OFDM signal to be transmitted. Thus, in OFDM, it is necessary to reduce the PAPR (Peak to Average Power Ratio) of the modulated signal (OFDM signal).
これに対し、例えば、Xiaodong Li, Leonard J. Cimini Jr., "Effects of clipping and filtering on the performance of OFDM", IEEE Communications Letters, vol.2, no.5, May 1998 pp.131-133では、帯域幅を制限することでＰＡＰＲを低減する方法が提案されている。しかし、帯域幅を制限すると帯域内の干渉及び帯域外の雑音が生じるため、通信品質が低下してしまう。 In contrast, for example, in Xiaodong Li, Leonard J. Cimini Jr., "Effects of clipping and filtering on the performance of OFDM", IEEE Communications Letters, vol.2, no.5, May 1998 pp.131-133, A method for reducing PAPR by limiting the bandwidth has been proposed. However, when the bandwidth is limited, in-band interference and out-of-band noise occur, and communication quality is degraded.
また、Stefan H. MAullerand Johannes B. Huber “A COMPARISON OF PEAK POWER REDUCTION SCHEMES FOR OFDM”, In Proc. of the IEEE Global Telecommunications Conference GLOBECOM '97, pp. 1-5, November 1997, Phoenix, Arizona, USAでは、選択マッピング（ＳＬＭ）法を用いてＰＡＰＲを低減する方法が提案されている。ＳＬＭ法では、長さがＮである任意の（ランダムな）Ｍ個の位相シーケンスベクトルＰｕ（ｕ＝１，…，Ｍ）と入力された信号Ｘとの内積を計算し、この計算により得られたシーケンスに対してＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を行ってＭ個の時間領域信号を得る。そして、Ｍ個の時間領域信号において、ＰＡＰＲが最も小さい信号を選択して送信に使用する。同時に、使用したランダムな位相シーケンスＰｍを補助情報（side information）として
復調のために受信側に送信する。
Stefan H. MAullerand Johannes B. Huber “A COMPARISON OF PEAK POWER REDUCTION SCHEMES FOR OFDM”, In Proc. Of the IEEE Global Telecommunications Conference GLOBECOM '97, pp. 1-5, November 1997, Phoenix, Arizona, USA A method of reducing PAPR using a selective mapping (SLM) method has been proposed. In the SLM method, an inner product of an arbitrary (random) M phase sequence vector P u (u = 1,..., M) having a length of N and an input signal X is calculated, and obtained by this calculation. IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) is performed on the obtained sequence to obtain M time domain signals. Then, among the M time domain signals, a signal having the smallest PAPR is selected and used for transmission. At the same time, the used random phase sequence P m is transmitted as side information to the receiving side for demodulation.
さらに、Heung-Gyoon Ryu, “A New PAPR Reduction Scheme : SPW(subblock phase weighting)”IEEE Transaction on Consumer Electronics,Vol.48, No.1, pp 81-89, Feb. 2002 では、シーケンスを部分的に伝送する方法（ＰＴＳ法）が提案されている。この方法の基本的な原理はＳＬＭ法と同様であるが、転換ベクトルの構成がＳＬＭ法と異なる。ＰＴＳ法では、まず入力されたデータベクトルをＫ個の互いに重複しないサブベクトルＸ１,…,Ｘｋに分割し、各サブベクトルそれぞれの有効値の数はＮ／Ｋである。次いで、すべてのサブベクトルＸｊ(ｊ＝１,…,Ｋ)のサブキャリアにそれぞれ同様の位相要素Ｐｊをかける。得られたＭ通りの線形組み合わせの中から、ＰＡＰＲが最小となるサブキャリアを選択して送信に使用する。同時に、選択されたサブキャリアに対応する最適な（Ｐ１,…,Ｐｋ）を補助情報として受信側に送信する。 Heung-Gyoon Ryu, “A New PAPR Reduction Scheme: SPW (subblock phase weighting)” IEEE Transaction on Consumer Electronics, Vol. 48, No. 1, pp 81-89, Feb. 2002 A transmission method (PTS method) has been proposed. The basic principle of this method is the same as that of the SLM method, but the configuration of the conversion vector is different from that of the SLM method. In the PTS method, first, an input data vector is divided into K non-overlapping subvectors X 1 ,..., Xk, and the number of valid values for each subvector is N / K. Next, the same phase element P j is applied to the subcarriers of all the subvectors X j (j = 1,..., K). From the obtained M linear combinations, a subcarrier having the smallest PAPR is selected and used for transmission. At the same time, the optimum (P 1 ,..., P k ) corresponding to the selected subcarrier is transmitted to the receiving side as auxiliary information.
上述のように、従来はＯＦＤＭ信号の受信側に補助情報を送信する必要があるため、その分送信リソースが減り、伝送効率が低下するという問題がある。また送信された補助情報に誤りが生じると、受信データの誤り率が高まるという問題がある。 As described above, conventionally, since it is necessary to transmit auxiliary information to the receiving side of the OFDM signal, there is a problem in that transmission resources are reduced correspondingly and transmission efficiency is lowered. Further, when an error occurs in the transmitted auxiliary information, there is a problem that an error rate of received data increases.
本発明の目的は、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを低減しつつ、伝送効率を向上させることができるとともに、受信データの誤り率を低下させることができるＯＦＤＭ通信方法を提供することである。 An object of the present invention is to provide an OFDM communication method capable of improving transmission efficiency and reducing an error rate of received data while reducing PAPR of an OFDM signal.
本発明のＯＦＤＭ通信方法は、複数の重み係数のうちから、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択する選択ステップと、前記最適な重み係数に対応するシフト量にてパイロット系列を循環シフトするシフトステップと、循環シフトされた前記パイロット系列を送信データに挿入する挿入ステップと、を具備するようにした。 The OFDM communication method of the present invention includes a selection step of selecting an optimum weighting factor that minimizes the PAPR of an OFDM signal from a plurality of weighting factors, and a pilot sequence with a shift amount corresponding to the optimum weighting factor. A shift step for cyclic shift; and an insertion step for inserting the cyclically shifted pilot sequence into transmission data.
本発明によれば、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを低減させる場合でも、補助情報を送信しないため、伝送効率を向上させることができるとともに、補助情報の誤りによる復号誤りを防止して受信データの誤り率を低下させることができる。 According to the present invention, even when the PAPR of the OFDM signal is reduced, auxiliary information is not transmitted, so that transmission efficiency can be improved and decoding error due to an error in auxiliary information can be prevented to reduce the error rate of received data. Can be reduced.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
＜モデル定義及びチャネル推定＞
次式（１）に示す行列Ａ（ｎ×ｎ）を循環行列と定義する。すなわち、行列Ａの各列は
１列目を繰り返しシフトすることによって得られるものである。
A matrix A (n × n) shown in the following equation (1) is defined as a circulant matrix. That is, each column of the matrix A is obtained by repeatedly shifting the first column.
よって、行列Ａを式（２）のように書き換えることができる。
式（２）では、行列Ａの１列目を（ａ１,ａ２,…,ａｎ）と示し、式（１）に基づいて、循環行列Ａを構成する。 In the equation (2), the first column of the matrix A is denoted as (a 1 , a 2 ,..., A n ), and the circulant matrix A is configured based on the equation (1).
パイロットＸに対して、ｓ＝ＩＦＦＴ（Ｘ）とすると、ｓをパイロットＸの時間領域での表記または時間領域のパイロットと呼ぶ。ｒを時間領域において受信した信号（ＣＰ（Cyclic Prefix）除去後）とすると、ＳＩＳＯ−ＯＦＤＭの時間領域モデルを式（３）で示すことができる。
式（３）におけるパイロット系列Ｓは式（４）に示され、hは式（５）に示され、ｗは時間領域雑音である。
そして、式（３）における受信信号ｒは、ｓとチャネル行列hとを循環畳み込みした後に雑音ｗを足したものである。 The received signal r in equation (3) is obtained by adding noise w after circular convolution of s and channel matrix h.
図１はＣＰが挿入されたＯＦＤＭシンボルを示す図である。ＣＰ長はチャネルの最大マルチパス遅延長より長いものとする。よって、受信側では、ガード間隔を除去して得られる信号はｙ（ｎ）であり、そしてＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理により、時間領域の信号ｙ（ｎ）を周波数領域の信号Ｙ（ｋ）に変換する。信号Ｙ（ｋ）を次式（６）に示す。ただしＦＦＴのポイント数はＮである。
よって、ＯＦＤＭシステムの周波数領域における受信モデルは式（７）に示される。
式（７）では、ＸはＮ×Ｎの対角行列で、その対角線要素は周波数領域のパイロットシンボルであり、Ｈは周波数領域でのチャネル応答でＮ×１のベクトルであり、Ｗは周波数領域での雑音Ｎ×１のベクトルである。 In Equation (7), X is an N × N diagonal matrix, the diagonal elements are frequency domain pilot symbols, H is the channel response in the frequency domain, and is an N × 1 vector, and W is the frequency domain. Is a vector of noise N × 1.
例えば、R. Negi and J. Coiffi, "Pilot tone selection for channel estimation in
a mobile OFDM system", IEEE Trans. Consumer Electron., vol.44, pp. 1122-1128, Aug. 1998では、チャネル行列のＬＳ（Least Square）推定（最小平均平方推定）が式（８）と（９）とにより示されている。
a mobile OFDM system ", IEEE Trans. Consumer Electron., vol. 44, pp. 1122-1128, Aug. 1998, the LS (Least Square) estimation (minimum mean square estimation) of the channel matrix is 9).
よって、チャネル推定を行う際に、まず受信した信号の周波数成分とパイロットの周波数成分を利用し、式（９）に基づいて、チャネルの周波数領域の応答ＨLSを得る。そして、ＨLSをＩＦＦＴ変換し、チャネルの時間領域の応答hLSを得る。hLSを次式（１０）で示す。
次いで、Ｎ個のチャネル推定値の中から、推定値の大きいチャネルを選択し、他のチャネル推定値を「０」にして出力することによって、時間領域での新たなチャネル応答hLSを取得する。例えば、Ｎ＝６４とすると、hLS＝[1.2,0.8,0.5,0.001,0.002,0.0011,…,0.0012]が得られる。この場合、選択処理によって得られたチャネル応答はhLS＝[1.2,0.8,0.5,0,…,…]となり、すなわち、チャネル数は３個であると考える。 Next, a channel with a large estimated value is selected from the N channel estimated values, and another channel estimated value is set to “0” and output, thereby obtaining a new channel response h LS in the time domain. . For example, if N = 64, h LS = [1.2,0.8,0.5,0.001,0.002,0.0011, ..., 0.0012] is obtained. In this case, the channel response obtained by the selection process is h LS = [1.2, 0.8, 0.5, 0,...], That is, the number of channels is considered to be three.
なお、Ｎ個のチャネル推定値を閾値と比較する方法により、閾値より大きいチャネル推定値の数をチャネルの個数にしてもよい。この閾値は、予め決められた固定値でも、リアルタイムに計算された数値でもよく、例えば、推定された雑音平均電力のルート値のｃ倍（ｃは定数）と設定する閾値である。 Note that the number of channel estimation values larger than the threshold value may be the number of channels by a method of comparing the N channel estimation values with the threshold value. This threshold value may be a predetermined fixed value or a numerical value calculated in real time. For example, the threshold value is set to c times the estimated noise average power route value (c is a constant).
最後に、ＦＦＴにより新しいＨLS＝ＦＦＴ（hLS）を得る。上述のような処理によって、一部の雑音影響が除去された。 Finally, a new H LS = FFT (h LS ) is obtained by FFT. A part of noise influence was removed by the above processing.
＜ＦＦＴの循環シフト性＞
Ｘ＝ｆｆｔ（ｘ）とすると、ｘはベクトルの時間領域成分であり（ｓを行ベクトルとする）、Ｘはベクトルの周波数領域成分であり、それぞれ次式（１２）と（１３）に示される。
When X = fft (x), x is a time domain component of the vector (s is a row vector), and X is a frequency domain component of the vector, which are represented by the following equations (12) and (13), respectively. .
ｘを右方向へｎシンボル循環シフトすることをｘ｛（ｋ＋ｎ）Ｎ｝と定義し、式（１１）と式（１２）とに基づいて、ｘ｛（ｋ＋ｎ）Ｎ｝に対してフーリエー変換を行うと、周波数領域成分がej2πmn/NX[m]となる。すなわち、時間領域において循環シフトすることが、周波数領域での結果として位相シフトとなる。 to n symbols cyclic shift to the right direction x is defined as x {(k + n) N}, based on the equations (11) Equations (12), the Fourier chromatography transform to x {(k + n) N} When this is done, the frequency domain component becomes ej2πmn / N X [m]. That is, a cyclic shift in the time domain results in a phase shift as a result in the frequency domain.
式（３）では、雑音を無視すると、ｓ＝[ｓ１,ｓ２,…,ｓＮ]が得られるため、式（３）を次式（１３）に書き換えることができる。
式（１３）では、ｒはhとｓとの循環畳み込みを示す。そして、Ｙ＝ｆｆｔ（ｒ）、Ｈ＝ｆｆｔ（ｈ）、Ｘ＝ｆｆｔ（ｓ）とすると、次式（１４）に書き換えることができる。
すなわち、時間領域の畳み込み計算が周波数領域の掛け算に相当する。よって、式（１５）が得られる。
式（１５）より、チャネルの周波数領域値Ｈ（ｍ）が得られる。 From the equation (15), the frequency domain value H (m) of the channel is obtained.
送信側では、パイロット系列Ｓを右方向へｎシンボル循環シフトしたもの、つまりｓ｛（ｋ＋ｎ）Ｎ｝を送信する。一方、受信側ではｓが送信されると想定する場合、次式（１６）に示すようになる。
すなわち、チャネルを推定する場合、ｓが送信されたと想定して推定を行うため、次式（１７）になる。
式（１７）を時間領域に変換すると、式（１８）が得られる。
（実施の形態１）
図２はＯＦＤＭシンボルの構成を示す図である。ＯＦＤＭシンボルでは、Ｎポイントをチャネル推定用のパイロットとし、その後のＭポイントは有効データである。Ｎ＋Ｍポイントの間では、チャネルが変化しない（Ｍ≧Ｎ）と考える。これは、スローフェージングにおいては、チャネルの変化が緩やかであるため、ある一定の時間内ではチャネルが変化しないと見なすことができるからである。
(Embodiment 1)
FIG. 2 is a diagram showing the structure of the OFDM symbol. In the OFDM symbol, N points are pilots for channel estimation, and the subsequent M points are valid data. The channel does not change between N + M points (M ≧ N). This is because in slow fading, the channel changes slowly, so that it can be considered that the channel does not change within a certain period of time.
よって、１つのＯＦＤＭデータシンボルを延ばす（Ｍポイント）ことができる。チャネルを推定する場合、チャネルの長さが一定範囲内のものに対して、小さめのシンボル（Ｎポイント）を用いて当該チャネルの時間領域応答を推定してもよい。 Therefore, one OFDM data symbol can be extended (M points). When estimating a channel, the time domain response of the channel may be estimated using a smaller symbol (N points) for a channel having a length within a certain range.
図３は本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信方法の送信側における動作フロー図である。実施の形態１では、基本パイロット系列Ｓの周波数領域成分をｓ１,ｓ２,ｓ３,ｓ４と定義し、基本パイロット系列Ｓの時間領域成分をａ１,ａ２,ａ３,ａ４と定義する。送信側と受信側ともに複数の重み係数を一定の順番で記憶し（Ｓ３１０）、例えば、Ｍ個の重み係数Ｐ１＝[ｐ１１,ｐ２１,…,ｐｋ１],Ｐ２＝[ｐ１２,ｐ２２,…,ｐｋ２],…,ＰＭ＝[ｐ１Ｍ,ｐ２Ｍ,…,ｐｋＭ]を１〜Ｍの順番で記憶する。 FIG. 3 is an operation flowchart on the transmission side of the OFDM communication method according to Embodiment 1 of the present invention. In the first embodiment, the frequency domain components of the basic pilot sequence S are defined as s 1 , s 2 , s 3 , s 4, and the time domain components of the basic pilot sequence S are a 1 , a 2 , a 3 , a 4. It is defined as A plurality of weighting factors are stored in a certain order on both the transmitting side and the receiving side (S310). For example, M weighting factors P 1 = [p 11 , p 21 ,..., P k1 ], P 2 = [p 12 , p 22 ,..., p k2 ],..., P M = [p 1M , p 2M ,..., p kM ] are stored in the order of 1 to M.
次いで、変調後の信号（ＯＦＤＭ信号）のＰＡＰＲを低減するために、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択する（Ｓ３２０）。具体的には、データベクトルをＸ＝[ｘ０,ｘ１,…,ｘＮ−１]とし、このデータベクトルＸをｋ組のサブベクトルに分割する。例えば、Ｎ＝８,ｋ＝２である場合、それぞれ４つの値からなる２組に分割される。ｘ０からｘ３を一組として第１サブベクトルＸ１を形成し、Ｘ１＝[ｘ０,ｘ１,ｘ２,ｘ３,０,０,０,０]となる。そして、ｘ４からｘ７を一組として第２ベクトルＸ２を形成し、Ｘ２＝[０,０,０,０,ｘ４,ｘ５,ｘ６,ｘ７]となる。 Next, in order to reduce the PAPR of the modulated signal (OFDM signal), an optimal weighting coefficient that minimizes the PAPR of the OFDM signal is selected (S320). Specifically, the data vector is X = [x 0 , x 1 ,..., X N−1 ], and the data vector X is divided into k subvectors. For example, when N = 8 and k = 2, it is divided into two sets each consisting of four values. The first subvector X 1 is formed by taking x 0 to x 3 as a set, and X 1 = [x 0 , x 1 , x 2 , x 3 , 0, 0, 0, 0]. Then, the second vector X 2 is formed with x 4 to x 7 as a set, and X 2 = [0, 0, 0, 0, x 4 , x 5 , x 6 , x 7 ].
そして、２つのサブベクトルを次式（１９）に示すように組み合わせる。
Ｐij（１≦i≦k,１≦j≦M）は重み係数であり、Ｐij=exp(jθij)、且つ、θij∈[0,2π]を満たす。 P ij (1 ≦ i ≦ k, 1 ≦ j ≦ M) is a weighting coefficient, and satisfies P ij = exp (jθ ij ) and θ ij ε [0, 2π].
そして、Ｘ´ jに対してＩＤＦＴを行い、ｘ´ j＝ＩＤＦＴ（Ｘ´ j）が得られる。式（１７）に基づいて、ＩＤＦＴの線形特性を用いて、次式（２０）を得る。
式（２０）により計算されたＸ´ jのピーク値が最小となるものを時間領域の送信信号とする。この場合、対応する重み係数Ｐijが最適な重み係数となる。ただし、最適な重み係数は次式（２１）を満たす。
式（２１）により、Ｍ個の重み係数から最適な重み係数を選択する。 The optimum weighting factor is selected from the M weighting factors according to the equation (21).
Ｍ個の重み係数からＱ番目（Ｑ≦Ｍ）の重み係数を選択した場合、パイロット系列を（Ｑ−１）×Ｂだけ循環シフトする（Ｓ３３０）。ただしＢ≧１（整数）である。そして、シフトされたパイロット系列を時間領域において送信データに挿入する。 When the Qth (Q ≦ M) weighting factor is selected from the M weighting factors, the pilot sequence is cyclically shifted by (Q−1) × B (S330). However, B ≧ 1 (integer). Then, the shifted pilot sequence is inserted into transmission data in the time domain.
例えば、選択した重み係数の順位が２番目である場合、基本パイロット系列を左へ２つシフトして、ａ３,ａ４,ａ１,ａ２とし、これを時間領域において送信データに挿入する。すなわち、挿入したパイロット系列は式（１）に示された行列Ａの３列目である。 For example, when the rank of the selected weighting factor is the second, the basic pilot sequence is shifted two times to the left to become a 3 , a 4 , a 1 , a 2 , which are inserted into the transmission data in the time domain . That is, the inserted pilot sequence is the third column of the matrix A shown in Equation (1).
図４は、本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信方法の受信側における動作フロー図である。まず式（９）を用いてチャネル推定を行い（Ｓ４１０）、チャネルの周波数領域における応答ＨLSを推定する。そして、応答ＨLSに対してＩＦＦＴを行い、チャネルの時間領域における応答hLSを得る。次いで、閾値処理を行って雑音影響を除去する。そして、雑音が除去された時間領域における応答に対してＦＦＴを行い、フィルタ（雑音除去）処理後の周波数領域における応答を得る。 FIG. 4 is an operation flowchart on the receiving side of the OFDM communication method according to Embodiment 1 of the present invention. First, channel estimation is performed using equation (9) (S410), and the response H LS in the frequency domain of the channel is estimated. Then, it performs an IFFT on the response H LS, get response h LS in the time domain of the channel. Next, threshold processing is performed to remove noise effects. Then, FFT is performed on the response in the time domain from which noise is removed, and a response in the frequency domain after the filter (noise removal) processing is obtained.
次いで、チャネル応答があった第一パスの位置を確認する（Ｓ４２０）。具体的には、式（１７）と（１８）より、時間領域のパイロット系列が左へシフトされた分、推定されたチャネル値も同じく左へシフトされていることが分かる。例えば、２パスのチャネルでは、時間領域の基本パイロット系列ａ１,ａ２,ａ３,ａ４が挿入される場合、推定されるチャネル値はh１,h２,０,０となり、換言すると、第一パスが一番目に位置する。一方、時間領域の基本パイロット系列が左へ１つシフトされてパイロット系列ａ２,ａ３,ａ４,ａ１が挿入される場合、推定されるチャネル値はh２,０,０,h１となり、つまり第一パスが二番目に位置する。また、時間領域の基本パイロット系列が左へ２つシフトされてパイロット系列ａ３,ａ４,ａ１,ａ２が挿入される場合、推定されるチャネル値は０,０,h１,h２となり、つまり第一パスが三番目に位置する。 Next, the position of the first path where there is a channel response is confirmed (S420). Specifically, from equations (17) and (18), it can be seen that the estimated channel value is also shifted to the left as the time-domain pilot sequence is shifted to the left. For example, in a two-path channel, when time domain basic pilot sequences a 1 , a 2 , a 3 , a 4 are inserted, the estimated channel values are h 1 , h 2 , 0, 0, in other words The first pass is located first. On the other hand, when the basic pilot sequence in the time domain is shifted one to the left and the pilot sequences a 2 , a 3 , a 4 , a 1 are inserted, the estimated channel values are h 2 , 0, 0, h 1. That is, the first pass is located second. In addition, when the basic pilot sequence in the time domain is shifted to the left by two and pilot sequences a 3 , a 4 , a 1 , a 2 are inserted, the estimated channel values are 0, 0, h 1 , h 2. That is, the first path is located third.
次いで、確定された第一パスの位置により、送信側で選択された重み係数を確定する（Ｓ４３０）。図５を参照しながら説明する。図５は第一パスの位置により重み係数を確定するステップの概念図である。推定されたチャネル値を右へ順番に、Ｚ,…,Ｚ,０,…,０（後尾がすべて「０」となる、図６を参照）が得られるまでシフトする。本実施の形態では、右へ２つシフトすることで、h１,h２,０,０が得られるため、受信側は、送信側で２番目の重み係数Ｐ２を選択してＰＡＰＲを低減したと確定することができる。例えばＰ２＝[ｐ１２,ｐ２２]＝[１,−１]である。 Next, the weighting factor selected on the transmission side is determined based on the determined position of the first path (S430). This will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a conceptual diagram of the steps for determining the weighting coefficient based on the position of the first pass. The estimated channel values are shifted in order to the right until Z,..., Z, 0,..., 0 (the tail is all “0”, see FIG. 6) are obtained. In the present embodiment, h 1 , h 2 , 0, 0 are obtained by shifting two to the right, so that the receiving side selects the second weighting factor P 2 on the transmitting side to reduce PAPR. Can be confirmed. For example, P 2 = [p 12 , p 22 ] = [1, −1].
なお、送信側のパイロット系列及び受信側のチャネル値を１つずつシフトするとは限らず、シフトペースである定数Ｂを１より大きい整数としてもよい。Ｂ＞１とすることにより、チャネル推定に誤りがある場合（例えば、雑音の影響により、推定されるマルチパスのチャネルが実際より多い、または、実際より少ない場合）でも、より正確にシフト量を推定することができ、より正確に重み係数を確定することができる。 Note that the pilot sequence on the transmission side and the channel value on the reception side are not necessarily shifted one by one, and the constant B, which is the shift pace, may be an integer greater than one. By setting B> 1, even when there is an error in channel estimation (for example, when there are more or fewer estimated multipath channels due to the influence of noise), the shift amount can be more accurately determined. The weighting factor can be determined more accurately.
その後、受信信号からＣＰを除去してｙ＝[ｙ１,ｙ２,…,ｙＮ]が得られ、ｙをＩＦＦＴすると次式（２２）が得られる。
周波数領域のチャネル値をＨ＝[h１,h２,…,hＮ]とすると、Ｚｉ＝Ｙｉ／hｉ／ｐ12(ｉ＝０,１,２,３)、Ｚｉ＝Ｙｉ／hｉ／ｐ22(ｉ＝４,５,６,７)となる。すなわち、周波数領域の受信信号のチャネル影響を除去して（Ｙｉ／hｉ）、周波数領域において実際に送信された信号（雑音を含む）が得られる。ここで得られた信号は、有効送信信号（有効データ）に重み係数がかけられた信号（線形組み合わせ信号）であるため、確定された重み係数Ｐ２で割る処理を行う。最後に、Ｚ１を復調してデータを復元する。 If the channel values in the frequency domain are H = [h 1 , h 2 ,..., H N ], Z i = Y i / h i / p 12 (i = 0,1,2,3), Z i = Y i / h i / p 22 (i = 4, 5, 6, 7). That is, the channel effect of the received signal in the frequency domain is removed (Y i / h i ), and a signal (including noise) actually transmitted in the frequency domain is obtained. Signals obtained herein are the effective transmission signal (valid data) weighting factor is applied to the signal (linear combination signal), it performs a process of dividing the determined weighting factor P 2. Finally, Z 1 is demodulated to restore the data.
このように、本実施の形態によれば、基本パイロット系列を定義し、予め複数の重み係数を所定の順番で、それぞれ送信側と受信側とに記憶させる。送信側では、ＰＡＰＲを低減する過程において使用された最適な重み係数の順位を確定し、その順位に応じて基本パイロット系列をシフトし、シフトされたパイロット系列を時間領域において送信データに挿入する。受信側では、ＦＦＴの特性を利用して、受信信号のパイロット系列を用いて推定されたチャネル値の第一パスの位置によって、送信側で使用された最適な重み係数を確定する。このため、本実施の形態によれば、送信側で使用された重み係数を受信側で確定するための補助情報を別途送信する必要がないため、伝送効率を向上することができるとともに、補助情報の誤りによる複合誤りを防止して受信データの誤り率を低下させることができる。 Thus, according to the present embodiment, a basic pilot sequence is defined, and a plurality of weighting factors are stored in advance in a predetermined order on the transmitting side and the receiving side, respectively. On the transmission side, the rank of the optimum weighting factor used in the process of reducing the PAPR is determined, the basic pilot sequence is shifted according to the rank, and the shifted pilot sequence is inserted into the transmission data in the time domain. On the receiving side, the optimum weighting factor used on the transmitting side is determined based on the position of the first path of the channel value estimated using the pilot sequence of the received signal using the characteristics of the FFT. Therefore, according to the present embodiment, it is not necessary to separately transmit auxiliary information for determining the weighting factor used on the transmission side on the reception side, so that transmission efficiency can be improved and auxiliary information It is possible to reduce the error rate of the received data by preventing the compound error due to the error.
（実施の形態２）
図７は本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信方法の送信側における動作フロー図である。本実施の形態では、周波数領域のパイロット系列を分割して重み係数にするため、予め送信側と受信側とに複数の重み係数を記憶させる必要がない。
(Embodiment 2)
FIG. 7 is an operation flowchart on the transmission side of the OFDM communication method according to Embodiment 2 of the present invention. In the present embodiment, since the pilot sequence in the frequency domain is divided into weighting factors, it is not necessary to store a plurality of weighting factors in advance on the transmitting side and the receiving side.
上述のように、チャネルを推定する過程において、チャネルのＬＳ推定性能を最良にするため、式（３）のＳ行列は直交行列である必要がある。すなわち時間領域のパイロット系列がシフト直交である必要がある。以上の条件を満たすブロック状パイロットに対して、周波数領域のパイロット系列が等電力であることが要求される。周波数領域のパイロットシンボルの電力を１とすると、周波数領域のパイロットがejθ(θは０〜２πの任意値)であるため、上述の条件を満たす。よって、周波数領域のパイロット系列を分割して重み係数にすることができる。 As described above, in order to optimize the LS estimation performance of the channel in the process of estimating the channel, the S matrix of Equation (3) needs to be an orthogonal matrix. That is, the time-domain pilot sequence needs to be shift orthogonal. For block pilots that satisfy the above conditions, the pilot sequences in the frequency domain are required to be of equal power. Assuming that the power of the pilot symbol in the frequency domain is 1, the frequency domain pilot is e jθ (θ is an arbitrary value from 0 to 2π), so the above condition is satisfied. Therefore, the frequency domain pilot sequence can be divided into weighting factors.
例えば、Ｎ＝４とし、周波数領域のパイロット系列をＫ＝２個に分割し、基本パイロット系列をｓ１,ｓ２,ｓ３,ｓ４と定義する。基本パイロット系列の時間領域成分はａ１,ａ２,ａ３,ａ４である。ｓ１,ｓ２を１つ目の重み係数とし、ｓ３,ｓ４を２つ目の重み係数とする（Ｓ７１０）。 For example, N = 4, the frequency domain pilot sequence is divided into K = 2, and the basic pilot sequences are defined as s 1 , s 2 , s 3 , s 4 . The time domain components of the basic pilot sequence are a 1 , a 2 , a 3 , a 4 . s 1 and s 2 are set as the first weighting factors, and s 3 and s 4 are set as the second weighting factors (S710).
ついで、実施の形態１と同様方法で、信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択する（Ｓ７２０）。 Next, an optimum weighting coefficient that minimizes the PAPR of the signal is selected by the same method as in the first embodiment (S720).
選択された最適重み係数の順位に応じて基本パイロット系列をシフトする（Ｓ７３０）。選択された重み係数が２番目の重み係数ｓ３,ｓ４である場合、基本パイロット系列を左へ２つシフトする。すなわち、挿入されるパイロット系列が式（１）に示された行列Ａの３列目ａ３,ａ４,ａ１,ａ２となる。 The basic pilot sequence is shifted according to the order of the selected optimum weight coefficient (S730). If the selected weighting factor is the second weighting factor s 3 , s 4 , the basic pilot sequence is shifted two times to the left. That is, the inserted pilot sequence is the third column a 3 , a 4 , a 1 , a 2 of the matrix A shown in Equation (1).
図８は本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信方法の受信側における動作フロー図で
ある。図８に示すように、式（９）によりチャネル推定を行い（Ｓ８１０）、式（９）の周波数領域のパイロット系列は基本パイロット系列である。すなわち、式（９）では、Ｘ（１）＝ｓ１、Ｘ（２）＝ｓ２、Ｘ（３）＝ｓ３、Ｘ（４）＝ｓ４である。
FIG. 8 is an operation flowchart on the receiving side of the OFDM communication method according to Embodiment 2 of the present invention. As shown in FIG. 8, channel estimation is performed using equation (9) (S810), and the pilot sequence in the frequency domain of equation (9) is a basic pilot sequence. That is, in the formula (9), X (1) = s 1 , X (2) = s 2 , X (3) = s 3 , X (4) = s 4 .
次いで、チャネル応答があった第一パスの位置を確認する（Ｓ８２０）。確定された第一パスの位置により、送信側で選択されたパイロットを確定する（Ｓ８３０）。実施の形態１と同様方法により、チャネル推定値を右へ２つシフトすると、h１,h２,０,０が得られるため、送信側で選択されたパイロット系列が２番目であると確定することができる。つまり、データ復元に必要な重み係数はｓ３,ｓ４であると確定することができる。 Next, the position of the first path where there is a channel response is confirmed (S820). Based on the determined position of the first path, the pilot selected on the transmission side is determined (S830). When the channel estimation value is shifted two times to the right by the same method as in the first embodiment, h 1 , h 2 , 0, 0 are obtained, so that the pilot sequence selected on the transmission side is determined to be the second. be able to. That is, it can be determined that the weighting factors necessary for data restoration are s 3 and s 4 .
このように、本実施の形態によれば、送信側では、周波数領域のパイロット系列を分割して重み係数とし、ＰＡＰＲを低減する過程において選択する重み係数が複数に分割されたパイロット系列での順位を確定し、その順位に応じて基本パイロット系列をシフトして、シフトされたパイロット系列を時間領域において送信データに挿入する。受信側では、ＦＦＴの特性を利用して、チャネル応答があった第一パスの位置を確定することによって、送信側で選択された最適な重み係数を確定する。よって、本実施の形態によれば、特定の重み係数を予め送信側と受信側とに記憶させる必要がないため、実施の形態１よりも簡易なＯＦＤＭ通信方法を提供することができる。 As described above, according to the present embodiment, on the transmitting side, the pilot sequence in the frequency domain is divided into weighting factors, and the order in the pilot sequence in which the weighting factor selected in the process of reducing the PAPR is divided into a plurality of Is determined, the basic pilot sequence is shifted according to the order, and the shifted pilot sequence is inserted into the transmission data in the time domain. On the receiving side, the optimum weighting factor selected on the transmitting side is determined by determining the position of the first path where there was a channel response using the characteristics of the FFT. Therefore, according to the present embodiment, there is no need to store a specific weighting factor in advance on the transmitting side and the receiving side, so that it is possible to provide a simpler OFDM communication method than in the first embodiment.
以上の説明は、典型的な実施の形態について説明したが、本発明の主旨と範囲から逸脱しない限り、種々の変更、置き換え及び追加をすることができる。そのため、本発明は上記の実施の形態に拘らず、請求の範囲及びそれに均等する範囲によって限定されるものである。 While the above description has been given of exemplary embodiments, various changes, substitutions and additions can be made without departing from the spirit and scope of the present invention. Therefore, the present invention is not limited to the above-described embodiments, but is limited by the scope of the claims and the scope equivalent thereto.
本明細書は、２００５年８月１６日出願の中国出願番号２００５１００９１６８５.６に基づくものである。その内容は、全てここに含めておく。 This specification is based on Chinese application No. 2005000915685.6 filed on Aug. 16, 2005. The contents are all included here.
本発明は、送信信号のピーク電力を抑える必要のあるＯＦＤＭ通信等に好適である。 The present invention is suitable for OFDM communication or the like that needs to suppress the peak power of a transmission signal.
Claims (7)
前記最適な重み係数に対応するシフト量にてパイロット系列を循環シフトするシフトステップと、
循環シフトされた前記パイロット系列を送信データに挿入する挿入ステップと、
を具備する送信側のＯＦＤＭ通信方法。A selection step of selecting an optimum weighting factor that minimizes the PAPR of the OFDM signal from among a plurality of weighting factors;
A shift step of cyclically shifting a pilot sequence by a shift amount corresponding to the optimal weighting factor;
An insertion step of inserting the cyclically shifted pilot sequence into transmission data;
A transmission-side OFDM communication method comprising:
所定の順番で予め記憶されている前記複数の重み係数のうちから前記最適な重み係数を選択し、
前記シフトステップにおいて、
前記複数の重み係数における前記最適な重み係数の順位に応じたシフト量にて前記パイロット系列を循環シフトする、
請求項１記載のＯＦＤＭ通信方法。In the selection step,
Selecting the optimum weighting factor from the plurality of weighting factors stored in advance in a predetermined order;
In the shifting step,
Cyclically shifting the pilot sequence by a shift amount corresponding to the order of the optimum weighting factors in the plurality of weighting factors;
The OFDM communication method according to claim 1.
前記選択ステップは、
前記複数の重み係数と前記複数のサブベクトルとを順次乗算して複数の線形組み合わせを得るステップと、
前記複数の線形組み合わせに対して逆フーリエ変換を行って複数の時間領域信号を得るステップと、
前記複数の時間領域信号のうちからＰＡＰＲが最小の信号を確定するステップと、
前記確定された信号が対応する線形組み合わせに使用された前記最適な重み係数を選択するとともに、前記複数の重み係数における前記最適な重み係数の順位を確定するステップと、を備える、
請求項２記載のＯＦＤＭ通信方法。Further comprising a dividing step of dividing the data vector into a plurality of subvectors;
The selection step includes
Sequentially multiplying the plurality of weighting factors and the plurality of subvectors to obtain a plurality of linear combinations;
Performing inverse Fourier transform on the plurality of linear combinations to obtain a plurality of time domain signals;
Determining a signal with the smallest PAPR from the plurality of time domain signals;
Selecting the optimal weighting factor used for the linear combination to which the determined signal corresponds, and determining the ranking of the optimal weighting factor in the plurality of weighting factors.
The OFDM communication method according to claim 2.
前記複数の重み係数における前記最適な重み係数の順位Ｑに応じて、前記パイロット系列を（Ｑ−１）×Ｂ（Ｂは１以上の整数）だけ循環シフトする、
請求項２記載のＯＦＤＭ通信方法。In the shifting step,
The pilot sequence is cyclically shifted by (Q−1) × B (B is an integer of 1 or more) according to the order Q of the optimum weighting factors in the plurality of weighting factors.
The OFDM communication method according to claim 2.
請求項１記載のＯＦＤＭ通信方法。The plurality of weighting factors are generated by dividing the pilot sequence before cyclic shift into a plurality of parts,
The OFDM communication method according to claim 1.
受信した前記パイロット系列を用いてチャネル推定を行って第１パスの位置を確定する確定ステップと、
複数の重み係数のうちから前記第１パスの位置により得られるシフト量と対応する重み係数を、請求項１記載のＯＦＤＭ通信方法により選択された前記最適な重み係数として選択する選択ステップと、
を具備する受信側のＯＦＤＭ通信方法。Receiving a pilot sequence shifted by the OFDM communication method according to claim 1 and inserted in the transmission data;
A confirming step of performing channel estimation using the received pilot sequence to determine the position of the first path;
A selection step of selecting a weighting factor corresponding to a shift amount obtained from the position of the first path from among a plurality of weighting factors as the optimum weighting factor selected by the OFDM communication method according to claim 1;
A receiving-side OFDM communication method comprising:
請求項６記載のＯＦＤＭ通信方法。The weighting factor selected in the selection step is part of the pilot sequence;
The OFDM communication method according to claim 6.
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