KR101537595B1

KR101537595B1 - 간섭 임의화를 위한 신호 전송 방법

Info

Publication number: KR101537595B1
Application number: KR1020080095976A
Authority: KR
Inventors: 노동욱; 이정훈; 이대원; 정성훈
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2007-10-01
Filing date: 2008-09-30
Publication date: 2015-07-20
Also published as: WO2009045045A3; US8249131B2; US20100238979A1; WO2009045045A2; KR20090033810A

Abstract

간섭 임의화를 위한 신호 전송 방법이 개시된다. 송신 신호를 복수의 직교 코드(Orthogonal Code)를 이용하여 확산하고, 상기 복수의 직교 코드에 의해 확산된 송신 신호를 SFBC(Spatial Frequency Block Coding) 또는 STBC(Spatial Time Block Coding)를 통해 전송함에 있어서, 상기 복수의 직교 코드 중 상호 간섭이 소정 임계치 이상인 코드들을 동일한 그룹으로 그룹핑하여, 동일한 타이밍에 전송되는 송신 신호 확산에는 서로 다른 그룹에 속하는 직교 코드를 이용하도록 설정하여 간섭 임의화를 이룰 수 있다.

Interference Randomization, SFBC, Walsh Code

Description

간섭 임의화를 위한 신호 전송 방법 {Method For Transmitting Signals For Interference Randomization}

본 발명은 이동통신 시스템에 관한 것으로서, 구체적으로 직교 코드를 이용하여 확산된 신호를 알라무티(alamouti) 방식에 따라 복수의 안테나를 통해 전송하는 경우에 발생할 수 있는 간섭 불균형 문제를 해결하는 방법에 관한 것이다.

먼저, 본 발명이 적용되는 다중 안테나(이하 "MIMO"라 함) 기술에 대해 개괄적으로 살펴 보도록 한다.

간단히 말해, MIMO는 "Multi-Input Multi-Output"의 줄임말로서, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중 송신안테나와 다중 수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말한다. 즉, 하나의 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고, 여러 안테나에서 수신된 단편적인 데이터 조각을 한데 모아 완성하는 기술을 응용한 것이다. 이와 같은 MIMO 기술에 의하면 특정 범위에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나, 특정 데이터 전송 속도에 대해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다. 즉, MIMO 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통 신 기술이다.

도 1은 일반적인 다중 안테나 시스템의 구성을 도시하는 도면이다.

도 1과 같이 송/수신 단에서 안테나의 수를 동시에 증가시키게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가하므로, 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다.

90년대 중반 MIMO 시스템의 이론적 용량 증가가 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇 개의 기술들은 이미 3세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

현재까지의 다중 안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중 안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, MIMO 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.

MIMO 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼 들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 "공간 다이버시티(spatial diversity)" 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 "공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing)" 방식이 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 방식에 대한 연구도 최근 많이 연구되고 있는 분야이다.

한편, 이하에서는 상술한 MIMO 시스템에서 전송 다이버시티를 위해 알라무티 코드(Alamouti code)를 이용하는 방법에 대해 설명한다.

알라무티 코드를 사용한 전송 다이버시티(이하 간단하게 "Tx Div")구조에서는 수신기를 도 2와 같이 등가적인 수신기로 바꾸어 고려하면 좀더 쉬운 해석이 가능하다.

도 2는 알라무티 코드를 이용하는 시스템을 용이하게 설명하기 위한 등가적인 수신기 구조를 도시한 도면이다.

즉, 알라무티 코드를 이용하는 다이버시티 전송 방식에서 수신 신호의 수학적 모델링을 위해 2번째 수신 신호에 켤레복소수(conjugate)를 취하는 경우, 보다 효율적인 수학적 모델링이 가능하다. 도 2는 시간 2 또는 주파수 2에 대응하는 수신기에 켤레 복소수를 취하여 수신 신호를 행렬 형식으로 나타낼 수 있음을 도시하고 있으며, 이하에서 이를 이용한 구체적인 수학적 모델링을 설명한다.

여기서 알라무티 코드의 행렬은 다음의 두 가지가 고려 가능하다.

[수학식 1]

[수학식 2]

상기 수학식 1 및 수학식 2의 행렬에서 각 열은 시간 또는 주파수를 나타내고, 각 행은 안테나를 나타낸다. 구체적으로, 수학식 1의 행렬은 Alamouti가 처음 자신의 논문에서 제안한 행렬로서 일반적인 식이며, 수학식 2는 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution) 표준에 사용되는 행렬을 나타낸다. 즉, 수학식 2는 안테나가 1개만 쓰이는 SISO(Single Input Single Output) 방식에서 안테나 1을 통해 전송되는 신호와 알라무티 방식에서 안테나 1을 통해 전송되는 신호가 동일하도록 재구성한 행렬이다.

참고로, 위와 같은 식에서 각 열이 시간을 나타내는 경우는 알라무티 코드가 STBC(Space Time Block Code)의 한 종류로서 사용된 경우이고, 각 열이 주파수를 나타내는 경우는 알라무티 코드가 SFBC(Space Frequency Block Code)의 한 종류로서 사용된 경우를 나타낸다.

현재 차세대 이동통신 시스템에 대한 논의에서는 송신 신호를 직교 코드(Orthogonal Code)에 의해 확산시킨 후, 이 확산 신호를 상술한 알라무티 방식에 따라 다중 안테나를 통해 전송하는 방식이 이용되고 있다. 다만, 이러한 경우 특정 코드들간에 간섭 불균형 문제가 발생할 수 있으나, 이에 대해 현재 구체적인 논의가 이루어지고 있지 않다.

본 발명은 직교 코드에 의해 송신 신호가 확산되고, 알라무티 방식에 따라 주파수 영역 다이버시티를 획득하는 송신 방식에 있어서 발생할 수 있는 간섭 불균형 문제를 구체화시키고, 이를 해결하는 신호 전송 방법을 제공하는데 목적이 있다.

상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 실시형태에서는 송신 신호를 복수의 직교 코드(Orthogonal Code)를 이용하여 확산하는 단계; 및 상기 복수의 직교 코드에 의해 확산된 송신 신호를 SFBC(Spatial Frequency Block Coding) 또는 STBC(Spatial Time Block Coding)를 통해 전송하는 단계를 포함하며, 상기 복수의 직교 코드 중 상호 간섭이 소정 임계치 이상인 코드들을 동일한 그룹으로 그룹핑하여, 동일한 타이밍에 전송되는 송신 신호 확산에는 서로 다른 그룹에 속하는 직교 코드를 이용하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법을 제안한다.

이때, 상기 직교 코드는 왈시 코드이며, 상기 왈시 코드에 의해 확산된 송신 신호는 SFBC를 통해 전송될 수 있다.

또한, 상기 송신 신호는 PHICH를 통해 전송되는 ACK/NACK 신호일 수도, PUCCH를 통해 전송되는 상향링크 제어 신호일 수도 있다.

구체적인 실시형태에서, 상기 확산 단계에서 이용되는 직교 코드는 사용자마다 특정 호핑 패턴을 가지고 결정되며, 상기 특정 호핑 패턴은, 상기 송신 신호의 반복 전송 횟수가 n이고, 상기 송신 신호를 전송하는 사용자의 수가 N이라 할 경우, 최소 해밍 거리가 가장 큰 (n, k) 이진 코드를 생성하는 단계 (단, N = 2^k); 상기 복수의 직교 코드 중 상호 간섭이 소정 임계치 이상인 코드들을 동일한 그룹으로 그룹핑하여, 각 그룹을 상기 생성된 이진 코드의 "0" 또는 "1"에 매핑하는 단계; 및 상기 생성된 이진 코드에 매핑된 직교 코드 패턴을 각 사용자에게 할당하는 단계에 의해 결정될 수 있다.

상술한 바와 같은 본 발명의 실시형태에 따라 신호를 전송함으로써 직교 코드 확산 후 알라무티 방식으로 신호를 전송하는 경우, 특정 코드 간의 간섭 불균형 문제를 해결할 수 있다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.

이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시된다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

먼저, 직교 코드에 의해 송신 신호가 확산되고, 알라무티 방식에 따라 주파수 영역 다이버시티를 획득하는 송신 방식에 있어서 발생할 수 있는 간섭 불균형 문제를 구체적으로 설명한다. 구체적인 예를 들어, 이하에서는 직교 코드 중 왈시 코드(Walsh code)를 이용하여 신호를 확산하고, 상술한 알라무티 방식 중 공간-주파수 블록 부호(space-frequency block codes, SFBC)에 의해 주파수 영역 하에서 송신 다이버시티를 얻는 방식에 관한 수학적 모형을 설명한다. 다만, 이하의 설명은 문제점을 구체적으로 부각하기 위한 것일 뿐, 다른 직교 코드를 이용하는 경우 및/또는 STBC 방식을 이용하는 경우에도 동일한 원리가 적용될 수 있다.

우선, 확산 계수(spreading factor :SF)가 4인 왈시 코드를 이용하는 예를 들어 설명한다.

을 SF=4인 왈시 코드라 하고,

는 BPSK 변조된 왈시 코드 칩(Walsh Code Chip)이라 하자. 이때, 3GPP LTE 시스템을 고려하여,

임을 가정하자.

도 3은 송신 신호

를 SFBC 방식을 통해 2개의 송신 안테나를 이용하여 전송하고, 수신단에서 하나의 수신 안테나를 이용하여 수신하는 과정을 도시한 개념도이다.

도 3에 따라 해당 왈시 코드를 SFBC에 의해 전송한 후, 수신단에서 획득되는 수신 왈시 코드 칩

는 다음과 같이 주어질 수 있다.

[수학식 3]

수신단에서 채널 추정을 거친 후, 추정된 왈시 코드 칩

및

은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 4]

이와 유사하게, 추정 왈시 코드 칩

및

은 다음과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 5]

상기 수학식 4 및 5에서 부가 잡음 신호 성분 (n _i , 0≤i≤3)은 분석을 간단하게 하기 위해 무시하였음을 유의해야 한다. 이로부터, 추정 왈시 코드는 다음과 같이 주어질 수 있다.

[수학식 6]

상기 수학식 6에서 우변의 첫 번째 행렬은 채널 추정 오류를 동반한 실제 송신 신호 성분을 나타내고, 두 번째 행렬은 채널 추정 오류와 SFBC에 의한 상호 간섭 신호 성분을 나타낸다.

특정 왈시 코드 형태에 따라 이 상호 간섭 성분은 달라지게 되고, 이는 결국 간섭 및 성능의 불균형을 초래하게 된다. 이제 이러한 간섭 불균형 현상을 수학적으로 모델링 하여 보인다.

역확산(Despreading)과정을 거친 후 얻게 되는 추정 왈시 코드

에 대해, 모든 가능한 왈시 코드들의 역확산 과정을 통합하여 생각하면 아래와 같은 식을 얻을 수 있다. 여기서 왈시 코드들에 의해 확산된 정보는 왈시 코드의 4 chip동안 1이라 가정하여도 일반성을 잃지 않는다.

[수학식 7]

이 때, W ^H 는 BPSK변조된 4*4 왈시 코드 행렬 W의 hermitian이며, W는 다음과 같이 주어진다.

[수학식 8]

따라서, 역확산 과정 이후의 행렬은 다음과 같이 주어진다.

[수학식 9]

상기 수학식 9 에서 원하는 신호 성분은 행렬 D의 대각선에만 존재하고, 행렬 D와 I의 모든 다른 원소들은 채널 추정 오류와 SFBC에 의한 상호 간섭으로부터 생성된 성분들이다. 분석을 좀 더 용이하게 하기 위해, 4개의 연속된 왈시 코드 칩들에 대해 채널 환경이 유사하다고 가정하면, 우리는 다음과 같은 가정을 할 수 있을 것이다.

[수학식 10]

α

γ,β

δ

그리고 이러한 가정으로부터 상기 수학식 9의 행렬 D 와 I 는 다음과 같이 주어진다.

[수학식 11]

이러한 가정하에서 우리는 오직 행렬 I의 0이 아닌 원소들만이 상호 간섭 성분이 됨을 알 수 있다. 즉, 왈시 코드 쌍 (c ₀,c ₁) 와 (c ₂,c ₃) 는 다른 왈시 코드 쌍들보다 더 심한 상호 간섭을 경험하게 될 것임을 알 수 있다.

이와 같은 간섭 불균형 문제는 3GPP LTE시스템의 PHICH (Physical Hybrid ARQ Indicator Channel)에서 ACK/NACK 정보를 왈시 코드를 사용하여 확산시킨 후 SFBC 방식으로 전송할 때, 시스템 안에서 오직 두 명의 사용만이 존재할 경우 각 사용자에게 할당되는 왈시 코드에 따라 각 사용자가 서로 다른 성능을 얻게 되는 문제점을 일으키게 된다.

우선 3GPP LTE의 PHICH 표준에 맞추어 본 발명의 일 실시형태에서는 하나의 ACK/NACK 정보 전송을 위해 PHICH가 n번 반복되는 것을 고려한다. 현재 표준에서는 n=3을 가정하고 있으나, 본 실시형태에서는 n의 값에 제한을 두지 않도록 한다. 상술한 간섭 불균형에 의한 성능 차이를 해소하고, 모든 왈시 코드쌍들이 비슷한 성능을 가질 수 있도록 본 실시형태에서는 다음과 같은 해결 방법을 제시한다.

즉, 본 실시형태에서는 기존의 방식과 마찬가지로 왈시 코드를 확산 코드로 계속 사용하되, 간섭 불균형에 의한 성능 차이를 해결하기 위해 매 반복마다 다른 왈시 코드를 사용할 수 있게 하는 방법을 제안한다. 이러한 왈시 코드 호핑(Walsh code hopping)을 위해 본 실시형태에서는 n번 반복 동안 적합한 호핑 형태를 설계하여 제안한다.

적합한 호핑 형태를 설계하기 위해, 상기 수학식 모형에서 소개한 간섭 행렬 I를 다시 고려해보자. 행렬 I로부터 왈시 코드 쌍 (c ₀,c ₁) 과 (c ₂,c ₃) 가 다른 쌍들보다 심한 간섭을 겪게 될 것임을 알 수 있다. 따라서, 이 쌍들로부터의 간섭을 줄이기 위해 이들을 하나의 그룹으로 묶고, 동일한 그룹에 속하는 왈시 코드들은 가급적 동일한 반복에 전송되지 않도록 호핑 형태를 설계하도록 한다. 수학적 분석을 위해 각 그룹을 다음과 같이 0과 1에 대응 시키도록 하자.

[수학식 12]

(c ₀,c ₁)→0, (c ₂,c ₃)→1

당연히, 이와 배타적으로 (c ₀,c ₁)→1,(c ₂,c ₃)→0 의 대응 또한 고려할 수 있다. 이와 같은 대응으로부터, 동일 그룹에 속하는 왈시 코드들을 동일한 반복에 전송하는 것을 최소화하는 문제는 결국 각 부호어의 길이가 n이고, 부호어들 간의 최소 해밍 거리가 가급적 큰 이진 (n, k) 부호를 설계하는 문제와 일치됨을 쉽게 알 수 있다. 이 때, k는 왈시 코드에 의해 지원되는 최대 사용자 (UE)의 수에 의해 결정된다. 본 실시형태에서 고려하는 왈시 코드의 SF는 4이므로, 이러한 왈시 코드를 사용하여 최대 지원할 수 있는 사용자의 수는 4명이며, 여기에 I/Q 다중화까지 고 려하면 최대 지원할 수 있는 사용자의 수는 8명까지 된다.

1) I/Q 다중화를 고려하지 않는 경우: k=2

I/Q 다중화를 고려하지 않을 경우, SF가 4인 왈시 코드를 사용하고 있으므로, 최대 지원할 수 있는 사용자의 수는 4명이다. 따라서, 왈시 코드 호핑을 위해 4가지의 패턴이 필요하므로 k=2이고, 이에 따라 왈시 코드 호핑 패턴을 위해 이진 (n, 2) 부호를 설계해야 한다. 그리고, 이 이진 부호에서 최소 해밍 거리는 가능한한 커야 한다.

Singleton bound에 의해 이진 (n, 2) 부호는 이론적으로 최소 해밍 거리가 n-1보다 작거나 같으므로, 이 상한을 만족시키는, 즉 최소 해밍 거리가 n-1이 되도록 하는 이진 (n, 2) 부호를 설계하는 것이 최적의 호핑 형태를 설계하는 것과 같게 된다. 그러나, 모든 n에 대해 이러한 최소 해밍 거리를 갖는 부호를 항상 설계할 수는 없음을 유의해야 한다.

도 4는 본 발명의 일 실시형태에 따라 I/Q 다중화를 고려하지 않는 경우 왈시 코드 호핑 패턴 형성 및 각 사용자 및 반복마다 왈시 코드를 할당하는 방식을 요약한 알고리즘의 일례이다.

먼저, 도 4의 단계 S401에서는 최소 해밍 거리가 가능한 큰 (n, 2) 이진 부호를 설계한다. 그 후, 설계된 (n, 2) 이진 부호에서 각 부호어의 0의 위치에는 c ₀ =(1,1,1,1) 또는 c ₁ =(1,-1,1,-1) 을, 1의 위치에는 c ₂ =(1,1,-1,-1) 또는 c ₃ =(1,-1,-1,1) 를 할당한다(S402). 도 4에서는 상술한 매핑 관계를 도시하고 있으나 이와 배타적으로 해당 이진 부호에서 각 부호어의 0의 위치에는 c ₂=(1,1,-1,-1) 또는 c ₃ =(1,-1,-1,1) 을, 1의 위치에는 c ₀ =(1,1,1,1) 또는 c ₁ =(1,-1,1,-1) 를 할당할 수도 있다. 또한, 단계 S402에서 자기 간섭을 피하기 위해 서로 다른 부호어의 같은 위치의 0 또는 1의 값에 동일한 왈시 코드가 할당되지 않도록 주의한다.

그 후, 단계 S403에서 왈시 코드의 호핑 형태에 따라 각 왈시 코드를 각 사용자에게 할당한다.

한편, 제안된 성질을 만족하는 부호 설계 시에, 다양한 형태의 변종을 고려하는 것이 가능하다. 이 때, 상기 변화는 부호어 들간의 해밍 거리를 변화시키지 않는 조건에서 행해져야 함에 유의해야 한다. 설명의 편의를 위해서 각 부호어들을 모아서 행렬을 구성한다고 가정하자. 즉, 각 부호어들이 행렬의 각 행을 구성한다고 가정한다. 이 때 변화의 한 예로서는, 우선 행렬 전체에서 0과 1을 서로 교환하는 것이 고려 가능하다. 또한, 다른 변형으로서 각 부호어의 일부끼리의 교환(열들간의 교환)도 고려 가능하다. 이러한 변형은 해당 부호의 최소 해밍 거리 특성을 변화시키지 않으며, 따라서 왈시 코드 호핑 패턴 설계를 위한 변형으로 고려할 수 있다.

2) I/Q 다중화를 고려하는 경우: k=3

왈시 코드의 전송에서 I/Q 다중화를 고려하면, 총 8명의 사용자까지 지원할 수 있게 되고 이 경우 k=3이 된다. 이 때, I/Q 다중화가 단지 사용자의 증가에만 영향을 미치고, 성능에는 어떠한 영향도 미치지 않는다고 가정하면, 해당 왈시 코 드 호핑 패턴 설계 문제는 또 다시 (n, 3) 이진 부호의 설계와 일치하게 된다. 그리고, 이 이진 부호에서 최소 해밍 거리는 역시 가능한 한 커야 한다.

Singleton bound에 의해 이진 (n, 3) 부호가 가질 수 있는 최소 해밍 거리의 상한은 n-2이므로, 최소 해밍 거리가 n-2인 이진 (n, 3) 부호를 설계하는 것이 최적의 호핑 형태를 설계하는 것과 같게 된다.

도 5는 I/Q 다중화를 고려하는 경우, 왈시 코드 호핑 패턴 형성 및 각 사용자 및 반복 마다 왈시 코드를 할당하는 방식을 요약한 알고리즘이다.

먼저, 단계 S501에서는 최소 해밍 거리가 가능한 큰 (n, 3) 이진 부호를 설계한다. 그 후, 해당 이진 부호에서 각 부호어의 0의 위치에는 c ₀ =(1,1,1,1) 또는 c ₁ =(1,-1,1,-1) 을, 1의 위치에는 c ₂ =(1,1,-1,-1) 또는 c ₃ =(1,-1,-1,1) 를 할당한다(S502). 도 5에서는 상술한 바와 같은 매핑 관계만을 도시하고 있으나 이와 배타적으로, 해당 이진 부호에서 각 부호어의 0의 위치에는 c ₂ =(1,1,-1,-1) 또는 c ₃ =(1,-1,-1,1) 을, 1의 위치에는 c ₀ =(1,1,1,1) 또는 c ₁ =(1,-1,1,-1) 를 할당할 수도 있다.

한편, 단계 S503에서는 할당된 왈시 코드를 자유롭게 I 또는 Q로 매핑한다. 이때, I/Q 다중화 시 자기 간섭을 피하기 위해 한 반복에서 하나의 왈시 코드가 I 와 Q에 동시에 할당되지 않도록 주의한다. 그 후, 단계 S504에서는 왈시 코드의 호핑 형태에 따라 각 왈시 코드를 각 사용자에게 할당한다.

상기 이진 부호의 경우에도 I/Q 다중화를 고려하는 않는 경우에 대한 1)절에 서 설명한 바와 같이 부호어들로 구성된 행렬의 각 원소들의 반전 (0 →1, 1→0) 및 열의 교환을 통한 변형을 고려할 수 있으며, 이러한 변형을 통해 얻은 부호어들로부터 변형된 왈시 코드 호핑 패턴을 또한 얻을 수 있다.

이하에서는 상술한 실시형태에 따른 개념을 구체적으로 3GPP LTE 표준의 PHICH를 통한 ACK/NACK정보를 전송하는 경우에 적용한 구체적인 실시형태에 대해 설명한다. 현재 표준에서는 동일한 ACK/NACK정보를 전송하기 위해 PHICH를 3번 반복하는 것을 허용한다. 따라서, 본 실시 형태에서는 n=3을 고려한다.

3-1) I/Q 다중화를 고려하지 않는 경우

I/Q 다중화를 고려하지 않을 경우, 3GPP LTE의 PHICH에서 SF가 4인 왈시 코드를 사용하므로 최대 지원할 수 있는 사용자의 수는 4명이다. 따라서, 왈시 코드 호핑을 위해 4가지의 패턴이 필요하므로 k=2이고, 왈시 코드 호핑 패턴을 위해 최소 해밍 거리가 2인 이진 (3, 2) 부호를 설계해야 한다. 부호 이론으로부터 해당 이진 (3, 2) 부호는 아래와 같은 행렬 P ₄의 각 행에 의해 주어지는 심플렉스(simplex) 부호임을 쉽게 알 수 있다.

[수학식 13]

행렬 P ₄에서 각 행은 각 사용자에게 할당된 왈시 코드의 호핑 패턴을 나타 내고, 각 열은 전송신호의 3번 반복 중 하나를 나타낸다. 모든 사용자들이 같은 위상(I 또는 Q)에서 그들의 왈시 코드를 전송할 경우, 자기 간섭을 피하기 위해 행렬 P ₄ 의 임의의 한 열에 동일한 왈시 코드가 할당되지 않도록 주의한다.

도 6은 본 실시 형태에 따라 I/Q 다중화를 고려하지 않고, 왈시 코드를 3번 반복하는 경우 왈시 코드를 할당하는 방식을 요약한 알고리즘이다.

먼저, 단계 S601에서는 (3, 2) 이진 심플렉스 코드P ₄를 설계한다. 그리고, 해당 심플렉스 코드에서 각 부호어의 0의 위치에는 c ₀ =(1,1,1,1) 또는 c ₁ =(1,-1,1,-1) 을, 1의 위치에는 c ₂ =(1,1,-1,-1) 또는 c ₃ =(1,-1,-1,1) 를 할당한다(S602). 다만, 이와 배타적으로 해당 이진 부호에서 각 부호어의 0의 위치에는 c ₂ =(1,1,-1,-1) 또는 c ₃ =(1,-1,-1,1) 을, 1의 위치에는 c ₀ =(1,1,1,1) 또는 c ₁ =(1,-1,1,-1) 를 할당할 수도 있다. 이 때, 자기 간섭을 피하기 위해 서로 다른 부호어의 같은 위치의 0 또는 1의 값에 동일한 왈시 코드가 할당되지 않도록 주의한다.

그 후, 단계 S603에서는 왈시 코드의 호핑 형태에 따라 각 왈시 코드를 각 사용자에게 할당한다.

행렬 P ₄에 의한 이진 (3, 2) 심플렉스 부호는 주어진 부호 길이와 차원 하에서 Singleton bound의 상한을 만족시키는 가장 큰 최소 해밍 거리를 갖는 최적의 부호이므로, 해당 부호에 의해 정의되는 상기 호핑 패턴 또한 주어진 왈시 코드 개수와 반복 횟수에서 최적의 호핑 패턴이다.

한 편, 상기 수학식 13에 나타낸 행렬 P ₄의 변형을 고려해 보자. 이 때, 변화의 한 예로서, 우선 행렬 전체에서 0과 1을 서로 교환하는 것이 고려 가능하며, 이는 아래 행렬에서 P ₄ _A 이다. 또 다른 변형으로서, 각 부호어의 일부끼리의 교환(열들간의 교환)도 고려 가능하며, 이러한 예는 아래에서 행렬 P ₄ _B 의 경우를 들 수 있다.

[수학식 14]

실제 왈시 코드 호핑 패턴은 위의 여러 가능한 부호 행렬에서 각각의 부호어(각 행)들을 사용자에게 할당하고, 부호에서 같은 비트인 0이 할당 된 경우에 c ₀와 c ₁을 각 사용자에게 서로 배타적으로 할당하고, 비트 1이 할당된 경우에는 각 사용자에게 서로 배타적으로 c ₂ 와 c ₃ 를 할당하는 방법이 고려 가능하다. 여기서, 한 비트에서 두 코드 중에 하나를 할당하는 순서는 무작위로 선택 가능하다. 한편, 비트0 에 c ₂ 와 c ₃ 를 할당하고, 비트 1에 c ₀와 c ₁을 할당하는 방법도 가능하다.

아래 표 1 내지 4는 이러한 왈시 코드 호핑 패턴의 다양한 예들을 나타낸 것이다.

[표 1]

[표 2]

[표 3]

[표 4]

상기 표 1 내지 4는 기본적으로 가장 간단한 형태의 P ₄를 기본으로 할당한 예이다. 다른 행렬을 기본으로 할당하는 변형 패턴도 당연히 가능하다. 상기 표 1에서는 부호에서 같은 비트인 0이 할당 된 경우에 차례대로 c ₀와 c ₁을 할당하고 비트 1이 할당된 경우에는 차례대로 c ₂ 와 c ₃ 를 할당하였다. 하지만, 앞서 언급한대로 c ₀와 c ₁간의 간섭량은 대칭이며, c ₂와 c ₃도 서로 같은 간섭량을 주므로, 할당 순서를 무작위로 바꾸어도 우리가 원하는 성질이 그대로 유지된다. 즉, 비트 0에 실제 왈시 코드를 할당 시에 한번은 c ₀와 c ₁의 순서로 할당하고, 다음 번에는 c ₁ 과 c ₀ 의 순서대로 할당하는 방법 등이 고려 가능하다.

이런 식으로 변경하여 매 반복마다 할당 순서를 변경한 경우가 상기 표 2에 해당한다. 물론 이런 식으로 교대로 할당하지 않고, 무작위 순서대로 할당하는 표 3과 같은 것도 가능하다. 또한 비트0 에 c ₂와 c ₃를, 비트 1에 c ₀와 c ₁을 각각 무작위 순서대로 할당하는 표 4와 같은 방법도 가능하다.

이제 행렬 P ₄와 그에 따른 대응 규칙으로부터 얻을 수 있는 왈시 코드 호핑 패턴의 수를 생각해 보자.

다음 행렬 N ₄의 각 원소는 행렬 P ₄의 해당 원소에 대응시킬 수 있는 왈시 코드의 경우의 수를 나타낸 행렬이다. 이 때, 행렬 P ₄의 각 열에서 두 개의 0 또는 1에서는 서로 다른 왈시 코드를 할당해야 함을 고려하면 행렬 N ₄를 쉽게 얻을 수 있다.

[수학식 15]

따라서, 서로 다른 왈시 코드 호핑 패턴의 모든 경우의 수는 행렬 N₄의 모든 원소의 곱과 같으며, 총 4명의 사용자가 같은 위상 (I 또는 Q)에서 왈시 코드를 전송할 경우, 행렬 P ₄와 그에 따른 대응 규칙으로부터 총 64개의 서로 다른 호핑 패턴이 존재함을 쉽게 알 수 있다.

3-2) I/Q 다중화를 고려하는 경우

왈시 코드의 전송에서 I/Q 다중화를 고려하면, 총 8명의 사용자까지 지원할 수 있게 되고, 이 경우 k=3이 된다. 따라서, 해당 왈시 코드 호핑 패턴 설계 문제는 (3, 3) 이진 부호의 설계와 일치하게 된다. 그러나, 이러한 이진 부호는 결국 다음과 같은 행렬 P ₈의 각 행에 의해 주어지는 모든 가능한 이진 3-tuple에 지나지 않게 되며, 이러한 이진 부호의 최소 해밍 거리는 1이 된다.

[수학식 16]

행렬 P ₈는 두 개의 서로 다른 (3, 2) 심플렉스 부호의 연접에 의해 구성될 수 있음을 유의하자. 또한, I/Q 다중화는 성능에 영향을 미치지 않는다고 가정하였으므로, 행렬 P ₈의 임의의 원소에 자유롭게 대응될 수 있다.

도 7은 본 실시형태에 따라 I/Q 다중화를 고려하고, 왈시 코드를 3번 반복하는 경우 왈시 코드 호핑 패턴 형성 및 각 사용자 및 반복마다 왈시 코드를 할당하는 방식을 요약한 알고리즘이다.

먼저, 단계 S701에서는 모든 이진 3-tuple로 구성된 부호 P ₈을 설계한다. 그후, 해당 부호에서 각 부호어의 0의 위치에는 c ₀ =(1,1,1,1) 또는 c ₁ =(1,-1,1,-1) 을, 1의 위치에는 c ₂ =(1,1,-1,-1) 또는 c ₃ =(1,-1,-1,1) 를 할당한다(S702). 다만, 이와 배타적으로 해당 이진 부호에서 각 부호어의 0의 위치에는 c ₂ =(1,1,-1,- 1) 또는 c ₃ =(1,-1,-1,1) 을, 1의 위치에는 c ₀ =(1,1,1,1) 또는 c ₁ =(1,-1,1,-1) 를 할당할 수도 있음은 상술한 바와 같다. 그 후, 할당된 왈시 코드를 자유롭게 I 또는 Q로 매핑하여 전송한다(S703). 이때, I/Q 다중화 전송 시 자기 간섭을 피하기 위해 한 반복에서 하나의 왈시 코드가 동일한 I 또는 Q에 할당되지 않도록 주의한다. 마지막으로 왈시 코드의 호핑 형태에 따라 각 왈시 코드를 각 사용자에게 할당한다(S704).

아래 표 5는 이러한 알고리즘으로부터 얻을 수 있는 왈시 코드 호핑 패턴의 한 예를 나타내고 있다.

[표 5]

상기 표 5에서 임의의 한 반복에서 임의의 왈시 코드가 한 사용자를 위해 I 에서 할당되었다면, 동일한 왈시 코드는 다른 사용자를 위해서는 Q에서 할당되어야 함을 유의해야 한다.

한편, 상술한 바와 같은 실시형태에서 신호를 왈시 코드를 이용하여 확산하고, 이를 알라무티 방식으로 전송하는 경우의 구체적인 예를 PHICH 전송에 적용하는 예를 설명하였으나, 3GPP LTE 시스템 및 이와 동일한 기능을 수행하는 시스템에 있어서 PUCCH 전송 역시 주어진 시스템 대역에서 동일한 신호를 반복하여 전송하게 되므로 상술한 실시형태에서와 동일한 문제가 발생할 수 있다. 따라서, PUCCH 전송에 있어서 반복 횟수 및 사용자의 수에 따라 상술한 호핑 패턴 생성 방법을 동일한 방식으로 적용할 수 있음은 자명하다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시형태에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시 형태를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

상술한 바와 같은 본 발명의 실시형태들에 따른 간섭 임의화 및 이를 이용한 신호 전송 방법은 3GPP LTE 시스템뿐만 아니라, 직교 코드를 이용하여 신호 확산을 수행하고, STBC, SFBC 등을 거쳐 신호를 전송하는 임의의 이동 통신 시스템에서 동일한 원리에 의해 적용될 수 있다.

도 3은 송신 신호

Claims

신호를 전송하는 방법에 있어서,

동일한 길이를 가지는 복수의 직교 코드(Orthogonal Code)들을 이용하여 송신 신호를 확산하는 단계; 및

상기 확산된 송신 신호를 공간 주파수 블록 코딩(Spatial Frequency Block Coding; SFBC) 방식 또는 공간 시간 블록 코딩(Spatial Time Block Coding; STBC) 방식을 이용하여 전송하는 단계를 포함하고,

상기 복수의 직교 코드들 중에서 상호 간섭이 소정 임계값 이상인 코드들끼리 2 이상의 그룹으로 그룹핑되고, 상기 2 이상의 그룹에서 서로 다른 그룹에 속하는 직교 코드들이 송신 신호의 확산에 이용되며, 상기 확산된 송신 신호들은 특정 타이밍에서 동시에 전송되고, 상기 확산된 송신 신호의 전송은 m번 반복되며,

각각의 반복에 대해 서로 다른 직교 코드들이 복수의 사용자 각각을 위해 이용되고, 상기 각각의 반복에 이용되는 직교 코드들은 상기 복수의 사용자 각각을 위한 특정 직교 코드 호핑(hopping) 패턴에 의하여 결정되며,

상기 특정 직교 코드 호핑 패턴은,

최소 해밍 거리(Hamming distance)가 가장 큰 (n, k) 이진 부호를 생성하는 단계;

상기 직교 코드들의 2 이상의 그룹 각각을 상기 생성된 이진 부호의 "0" 또는 "1"에 매핑하는 단계;

상기 복수의 사용자들 각각을 위한 각각의 반복에서의 직교 코드를 결정하는 단계; 및

상기 생성된 이진 부호들에 매핑되는 직교 코드 호핑 패턴들을 복수의 사용자들 각각에 할당하는 단계에 의해 결정되며,

상기 송신 신호를 전송하기 위한 상기 복수의 사용자의 최대 수가 N인 경우, N = 2^k 인 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 직교 코드는 왈시(Walsh) 코드이며, 상기 왈시 코드에 의해 확산된 송신 신호는 SFBC를 통해 전송되는, 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 송신 신호는 PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator CHannel)를 통해 전송되는 ACK/NACK 신호인, 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 송신 신호는 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel)를 통해 전송되는 상향링크 제어 신호인, 신호 전송 방법.
삭제
제 1 항에 있어서,

상기 직교 코드들의 그룹 각각을 매핑하는 것은 수정된 이진 부호들을 이용하여 수행되고, 상기 (n,k) 이진 부호는 "0" 또는 "1"을 원소로 가지는 행렬로 표현되고, 상기 수정된 이진 부호들은 상기 (n,k) 이진 부호의 "0" 및 "1"의 원소를 교환하거나, 상기 행렬의 열(column)들 간에 상기 (n,k) 이진 부호의 부분들을 교환하여 생성되는 것인, 신호 전송 방법.
신호를 전송하도록 설정된 장치에 있어서,

동일한 길이를 가지는 복수의 직교 코드를 이용하여 송신 신호를 확산하고, 확산된 송신 신호를 공간 주파수 블록 코딩(Spatial Frequency Block Coding; SFBC) 방식 또는 공간 시간 블록 코딩(Spatial Time Block Coding; STBC) 방식을 이용하여 전송하도록 설정된 송신기;

를 포함하고,

상기 복수의 직교 코드들 중에서 상호 간섭이 소정 임계값 이상인 코드들끼리 2 이상의 그룹으로 그룹핑되고, 상기 2 이상의 그룹에서 서로 다른 그룹에 속하는 직교 코드들이 송신 신호의 확산에 이용되고, 상기 확산된 송신 신호는 특정 타이밍에서 동시에 전송되며, 상기 확산된 송신 신호의 전송은 m번 반복되며,

각각의 반복에 대해 서로 다른 직교 코드들이 복수의 사용자 각각을 위해 이용되고, 상기 각각의 반복에 이용되는 직교 코드들은 상기 복수의 사용자 각각을 위한 특정 직교 코드 호핑(hopping) 패턴에 의하여 결정되며,

상기 특정 직교 코드 호핑 패턴은,

최소 해밍 거리(Hamming distance)가 가장 큰 (n, k) 이진 부호를 생성하고,

상기 직교 코드들의 2 이상의 그룹 각각을 상기 생성된 이진 부호의 "0" 또는 "1"에 매핑하고,

상기 복수의 사용자들 각각을 위한 각각의 반복에서의 직교 코드를 결정하고,

상기 생성된 이진 부호들에 매핑되는 직교 코드 호핑 패턴들을 복수의 사용자들 각각에 할당함으로써 결정되며,

상기 송신 신호를 전송하기 위한 상기 복수의 사용자의 최대 수가 N인 경우, N = 2^k 인 신호 전송 장치.
신호를 수신하도록 설정된 장치에 있어서,

확산된 송신 신호들을 SFBC 방식 또는 STBC 방식을 이용하여 수신하고, 상기 수신한 송신 신호들을 동일한 길이를 가지는 복수의 직교 코드를 이용하여 역확산(despreading)하도록 설정된 수신기;

를 포함하고,

상기 복수의 직교 코드들 중에서 상호 간섭이 소정 임계값 이상인 코드들끼리 2 이상의 그룹으로 그룹핑되고, 상기 2 이상의 그룹에서 서로 다른 그룹에 속하는 직교 코드들이 송신 신호의 확산에 이용되고, 상기 확산된 송신 신호들은 특정 타이밍에서 동시에 수신되며, 상기 확산된 송신 신호들은 m번 반복되어 수신되며,

각각의 반복에 대해 서로 다른 직교 코드들이 복수의 사용자 각각을 위해 이용되고, 상기 각각의 반복에 이용되는 직교 코드들은 상기 복수의 사용자 각각을 위한 특정 직교 코드 호핑(hopping) 패턴에 의하여 결정되며,

상기 특정 직교 코드 호핑 패턴은,

최소 해밍 거리(Hamming distance)가 가장 큰 (n, k) 이진 부호를 생성하고,

상기 직교 코드들의 2 이상의 그룹 각각을 상기 생성된 이진 부호의 "0" 또는 "1"에 매핑하고,

상기 복수의 사용자들 각각을 위한 각각의 반복에서의 직교 코드를 결정하고,

상기 생성된 이진 부호들에 매핑되는 직교 코드 호핑 패턴들을 복수의 사용자들 각각에 할당함으로써 결정되며,

상기 송신 신호를 전송하기 위한 상기 복수의 사용자의 최대 수가 N인 경우, N = 2^k 인 신호 수신 장치.