KR101527015B1 - Ｓｃ-ｆｄｍａ 방식을 사용하는 무선이동통신 시스템에서 전송 다이버시티를 구현하는 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 SC-FDMA 방식을 사용하는 무선이동통신 기기에서 전송 다이버시티를 구현하는 방법에 관한 것이다. DFT 블록으로부터 출력된 일련의 변조심볼을 IFFT 블록에 입력하기 전에 프리코딩한다. 프리코딩은 각 안테나 별로 독립적으로 수행된다. 각 안테나로부터 전송되는 SC-FDMA 심볼의 각 서브캐리어에 매핑되는 변조심볼은 추가적으로 위상천이 될 수 있다.
프리코딩, SC-FDMA, 전송 다이버시티

Description

ＳＣ-ＦＤＭＡ 방식을 사용하는 무선이동통신 시스템에서 전송 다이버시티를 구현하는 방법{A METHOD FOR IMPLEMENTING TRANSMIT DIVERSITY AT A WIRELESS MOBILE COMMUNICATIO SYSTEM ADOPTING SC-FDMA SCHEME}
본 발명은 무선 이동 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 SC-FDMA 방식을 사용하는 무선이동통신 시스템에서 전송 다이버시티를 구현하는 방법에 관한 것이다.
MIMO(Multi-Input Multi-Output)는 복수개의 송신안테나와 복수개의 수신안테나를 사용하는 방법으로서, 이 방법에 의해 데이터의 송수신 효율을 향상시킬 수 있다. 즉, 무선통신시스템의 송신단 혹은 수신단에서 복수개의 안테나를 사용함으로써 용량을 증대시키고 성능을 향상 시킬 수 있다. 이하 본 문헌에서 MIMO를 '다중 안테나'라 지칭할 수 있다.
다중 안테나 기술에서는, 하나의 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않는다. 그 대신 다중 안테나 기술에서는 여러 안테나에서 수신된 데이터 조각(fragment)을 한데 모아 병합함으로써 데이터를 완성한다. 다중 안테나 기술을 사용하면, 특정된 크기의 셀 영역 내에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나, 또는 특정 데이터 전송 속도를 보장하면서 시스템 커버리지(coverage)를 증가시킬 수 있다. 또한, 이 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있다. 다중 안테나 기술에 의하면, 단일안테나를 사용하던 종래 기술에 의한 이동통신에서의 전송량 한계를 극복할 수 있다.
일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도가 도 1에 도시되어 있다. 송신단에는 송신 안테나가 NT개 설치되어 있고, 수신단에서는 수신 안테나가 NR개가 설치되어 있다. 이렇게 송신단 및 수신단에서 모두 복수개의 안테나를 사용하는 경우에는, 송신단 또는 수신단 중 어느 하나에만 복수개의 안테나를 사용하는 경우보다 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 채널 전송 용량의 증가는 안테나의 수에 비례한다. 따라서, 전송 레이트가 향상되고, 주파수 효율이 향상된다. 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트를 Ro라고 한다면, 다중 안테나를 사용할 때의 전송 레이트는, 이론적으로, 위의 Ro에 레이트 증가율 Ri를 곱한 만큼 증가할 수 있다.
예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는, 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 이와 같은 다중 안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후, 실질적으로 데이터 전송률을 향상시키기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
다중 안테나 기술은, 다양한 채널 경로를 통과한 심볼 들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티(spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻을 수 있다.
다중 안테나 기술과 관련하여, 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중 안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론에 관한 연구, 다중 안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 및 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다. 특히, 전송 신뢰도를 높이기 위해 SC-FDMA 시스템에서 송신 다이버시티를 효율적으로 구현할 수 있는 방법에 관한 연구가 필요하다.
본 발명에서 해결하고자 하는 과제는, SC-FDMA 방식 및 MIMO 방식을 사용하는 무선이동통신시스템에서, 공간 다이버시티 및/또는 주파수 선택성을 이용할 수 있도록 효율적으로 달성하는 방법을 개발하는 것이다.
상술한 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 양상에 따른, SC-FDMA 방식 및 MIMO(multiple input multiple output) 방식을 사용하며 N개의 송신 안테나를 구비하는 무선이동통신기기에서 신호를 전송하는 방법은, 제1 변조심볼 시퀀스를 DFT 연산하여 일련의 제2 변조심볼을 생성하는 단계, 위의 생성된 일련의 제2 변조심볼을 위의 송신 안테나 각각에 대해 독립적으로 프리코딩하여 각 송신 안테나에 대해 각각 일련의 제3 변조심볼을 생성하는 단계, 및 위의 생성된 일련의 제3 변조심볼을 IFFT 연산하여 생성된 신호를 위의 신호에 대응되는 송신 안테나를 통해 송신하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 위의 프리코딩을 위해 사용되는 프리코딩 벡터는 SC-FDMA 심볼마다 변경될 수 있다.
바람직하게는, 위의 일련의 제2 변조심볼을 {x(1), x(2), ..., x(k), ..., x(M)}으로 표기하고, 위의 N개의 송신 안테나 중 n번째 송신 안테나를 통해 송신되는 위의 일련의 제3 변조심볼을 {z(1), z(2), ..., z(k), ..., z(M)}으로 표기할 때에,
Figure 112008084430416-pat00001
의 관계를 가지며, 이때,
Figure 112008084430416-pat00002
및
Figure 112008084430416-pat00003
은 미리 결정된 값이고, 'M'은 위의 신호가 송신되는 대역에 포함된 서브캐리어의 개수를 나타내며, 'k'는 x(k) 및 z(k)가 매핑되는 서브캐리어의 위치를 나타내며,
Figure 112008084430416-pat00004
및
Figure 112008084430416-pat00005
을 만족할 수 있다.
바람직하게는, 위의
Figure 112008084430416-pat00006
은
Figure 112008084430416-pat00007
으로부터 선택되어 미리 결정된 값일 수 있다.
바람직하게는, 위의
Figure 112008084430416-pat00008
은 SC-FDMA 심볼마다 변경될 수 있다.
바람직하게는, 위의 L은 위의 M과 같은 값일 수 있다.
바람직하게는, 위의
Figure 112008084430416-pat00009
=0일 수 있다.
바람직하게는, 위의
Figure 112008084430416-pat00010
은
Figure 112008084430416-pat00011
으로부터 선택되어 미리 결정된 값일 수 있다.
바람직하게는, 위의
Figure 112008084430416-pat00012
은 SC-FDMA 심볼마다 변경될 수 있다.
바람직하게는, N=2일 때에,
Figure 112008084430416-pat00013
은
Figure 112008084430416-pat00014
에서 선택될 수 있다.
바람직하게는, N=4일 때에,
Figure 112008084430416-pat00015
은
Figure 112008084430416-pat00016
,
Figure 112008084430416-pat00017
,
Figure 112008084430416-pat00018
,
Figure 112008084430416-pat00019
,
Figure 112008084430416-pat00020
,
Figure 112008084430416-pat00021
,
Figure 112008084430416-pat00022
,
Figure 112008084430416-pat00023
,
Figure 112008084430416-pat00024
,
Figure 112008084430416-pat00025
,
Figure 112008084430416-pat00026
,
Figure 112008084430416-pat00027
,
Figure 112008084430416-pat00028
,
Figure 112008084430416-pat00029
,
Figure 112008084430416-pat00030
,
Figure 112008084430416-pat00031
에서 선택될 수 있다.
본 발명에 의하면, SC-FDMA 방식을 사용하는 MIMO 시스템에서 전송 다이버시티를 효율적으로 구현할 수 있다.
이하 본 발명에 따른 바람직한 실시형태들을 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시되는 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 돕기 위해 구체적인 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 알 것이다. 예를 들어, 이하의 설명에서 일정 용어를 중심으로 설명하나, 이들 용어에 한정될 필요는 없으며 임의의 용어로서 지칭되는 경우에도 동일한 의미를 나타낼 수 있다. 또한, 본 명세서 전 체에서 동일하거나 유사한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
PAPR(Peak power to Average Power Ratio)은 파형(waveform)의 특성을 나타내는 파라미터이다. 이 값은, 파형의 최대 진폭(peak amplitude)을 파형의 시간 평균된 RMS (Root Mean Square) 값으로 나눈 값으로서, 디멘젼이 존재하지(dimensionless) 않는 값이다. 일반적으로 단일 캐리어 신호의 PAPR이 멀티 캐리어 신호의 PAPR 보다 좋다.
LTE-Advanced에서는 좋은 CM 특성(property)을 유지하기 위해서 SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access)를 사용하여 MIMO (multiple input multiple output)를 구현할 수 있다. 일반적인 프리코딩(precoding)을 사용하면, 한 개의 안테나를 통해 여러 개의 레이어(layer)에 해당하는 정보를 실은 신호가 다중화(multiplexing)되어 전송되기 때문에, 이 안테나를 통해 전송되는 신호는 일종의 멀티 캐리어 신호로 간주할 수 있다. PAPR는 송신측에서 전력 증폭기(power amplifier)가 지원해야 하는 다이나믹 레인지(dynamic range)와 연관이 되어 있으며, CM(Cubic Metric)값은 PAPR가 나타내는 수치를 대변 가능한 또 다른 수치이다.
다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해, 다음과 같은 수학적 모델을 사용할 수 있다. 도 1과 같이 NT개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 이 경우 채널 행렬의 최대 랭크 Ri는 수학식 1과 같이 주어진다.
작은 신호는 전력 증폭기(power amplifier)를 통과하여 증폭된 신호로써, 단말기 또는 기지국에서 공중을 통하여 전송된다. 일반적으로 전력 증폭기는 입력 신호를 선형적으로 증폭을 하지만, 모든 입력 신호의 크기에 대하여 선형성을 가지고 있지 않는다. 즉, 입력신호가 어느 범위 내에서는 출력신호와 입력신호가 선형성을 유지하지만, 입력신호가 어느 범위를 넘어서면, 선형성이 유지하지 못하며, 출력신호는 입력의 신호의 왜곡된 신호로 증폭되서 나온다.
도 2는 전력 증폭기에서 증폭되는 신호의 왜곡 현상을 나타낸다.
도 2의 (a)는 입력신호가 선형적으로 증폭되어 출력신호로 나오는 것을 보여준다.
도 2의 (b)는 입력신호가 전력 증폭기 의 비선형영역 동작범위까지 도달할 때, 신호가 왜곡되는 것을 보여준다.
이러한 특성에 의하여, 입력신호의 변화 범위(dynamic range)가 작은 신호는 전력 증폭기를 사용하여 더 높은 평균 출력을 유지할 수 있으며, 반면에 변화 범위 가 큰 입력 신호는 상대적으로 평균 출력을 낮추어, 전력 증폭기의 선형성이 유지되는 영역에서 동작할 수 있도록 해야한다(도 2의 (c)). 여기서 입력신호의 변화 범위 에 따라 낮추어야 하는 평균 출력 신호의 세기를 전력 디-레이팅 메트릭(power de-rating metric)이라 하며, CM은 디-레이팅 메트릭을 대변하는 값이다. 그러므로 CM이 1.2dB 신호와 CM값이 2.2 dB인 신호가 존재한다면, CM 값이 2.2 dB 인 신호는 CM이 1.2dB 인 신호에 대비하여, 최대 출력 가능한 신호의 세기는 무려 1dB가 작다.
Figure 112008084430416-pat00032
먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, 이와 같이 NT개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 NT개이므로, 이를 다음과 수학식 2와 같은 벡터로 나타낼 수 있다.
Figure 112008084430416-pat00033
한편, 각각의 전송 정보
Figure 112008084430416-pat00034
에 있어 전송 전력을 달리 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을
Figure 112008084430416-pat00035
라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보
Figure 112008084430416-pat00036
는 수학식 3과 같은 벡터로 나타낼 수 있다.
Figure 112008084430416-pat00037
또한,
Figure 112008084430416-pat00038
를 전송 전력의 대각행렬 P로 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008084430416-pat00039
한편, 실제 전송되는 NT개의 송신신호(transmitted signal)
Figure 112008084430416-pat00040
는 전송전력이 조정된 정보 벡터
Figure 112008084430416-pat00041
에 가중치 행렬 W가 적용되어 구성될 수 있다. 여기서, 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 송신신호
Figure 112008084430416-pat00042
를 벡터 x로 표기하고, x는 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008084430416-pat00043
이때, 신호 벡터 x로 다음과 같이 표시하기로 한다. 여기서 wij는 i번째 송신안테나를 통해 송신되는 j번째 정보
Figure 112008084430416-pat00044
에 대한 가중치를 의미하며, 행렬 W로 표시하기로 한다. W는 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)이라고 지칭한다.
한편, 상술한 전송 신호 x는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 멀티플렉싱을 사용하는 경우로 나누어 생각해 볼 수 있다.
공간 멀티플렉싱을 사용하는 경우는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내게 되므로, 정보 벡터 s의 원소들이 각각 서로 다른 값을 가지게 되는 반면, 공간 다이버시티를 사용하게 되면 같은 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내게 되므로 정보 벡터 s의 원소들이 모두 같은 값을 갖게 된다.
물론, 공간 멀티플렉싱과 공간 다이버시티를 혼합하는 방법도 고려 가능하다. 즉, 예를 들어 일부의 송신 안테나를 통하여 같은 신호를 공간 다이버시티를 이용하여 전송하고, 나머지 송신 안테나를 통하여 각각 다른 신호를 공간 멀티플렉 싱하여 보내는 경우도 고려할 수 있다.
NR개의 수신안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호
Figure 112008084430416-pat00045
를 수학식 6과 같이 벡터로 표현할 수 있다.
Figure 112008084430416-pat00046
한편, 다중 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며, 송신 안테나 j와 수신 안테나 I 사이에 형성되는 채널을 hij로 표시할 수 있다. 여기서, hij의 인덱스의 순서는, 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
이러한 채널 여러 개를 군집화함으로써(grouping) 벡터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 벡터 형태로 표시할 경우 다음과 같이 설명할 수 있다.
도 3는 NT개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 i까지의 채널을 도시한 도면이다.
도 3에 도시된 바와 같이, 총 NT개의 송신 안테나로부터 수신안테나 i로 도착하는 채널은 수학식 7과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112008084430416-pat00047
또한, NT개의 송신 안테나로부터 NR개의 수신 안테나를 거치는 채널을 행렬로서 표현하면 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008084430416-pat00048
실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해지게 되므로, NR개의 수신안테나 각각에 더해지는 백색잡음
Figure 112008084430416-pat00049
을 벡터로 표현하면 수학식 9와 같다.
Figure 112008084430416-pat00050
위와 같이 모델링한 수학식들을 사용하여 수신신호를 수학식 10과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112008084430416-pat00051
상술한 설명은 다중 안테나 통신 시스템을 단일 사용자에게 적용하는 경우를 나타낸 것이다. 그러나, 다중 안테나 통신 시스템을 복수의 사용자에 적용함으로써 다중 사용자 다이버시티(multiuser diversity)를 획득할 수 있다. 이하, 다중 사용자 다이버시티에 관해 설명한다.
페이딩(fading) 채널은 무선통신시스템의 성능저하를 가져오는 주요원인이다. 시간, 주파수, 공간에 따라 채널 이득 값이 변하고, 채널 이득 값이 낮을수록 성능저하가 심각해진다. 페이딩을 극복할 수 있는 방법 중 하나인 다이버시티를 이 용한 방법은, 여러 개의 독립적인 채널들이 모두 낮은 이득값을 가질 확률이 매우 낮다는 사실을 이용한다. 다양한 다이버시티 방식을 사용할 수 있으며, 여기서 설명한 다중 사용자 다이버시티 역시 그 중 하나에 해당한다.
한편, 다중 안테나 통신 시스템에서 이용되는 코드워드(codeword)에 대해 설명하면 다음과 같다. 일반적인 통신 시스템에서는 채널에서 겪는 오류를 수신단에서 정정해주기 위해서 송신단에서 보내는 정보에 오류정정부호(forward error correction code)를 사용하여 부호화(coding)를 한 후 전송하게 된다. 수신단에서는 수신신호를 복조(demodulation)한 후, 오류정정부호의 복호(decoding)화 과정을 거친 후 전송 정보를 복원하게 된다. 이러한 복호화 과정을 통해 채널에 의해서 생긴 수신 신호 상의 오류를 정정하게 된다.
모든 오류정정부호에는 채널 오류 정정 시에 최대 정정 가능한 한계가 있다. 즉, 수신 신호가 해당 오류정정 부호가 갖는 한계를 넘는 오류를 갖고 있다면, 수신단에서는 오류가 없는 정보로 복호할 수 없게 된다. 따라서, 수신단에서는 복호한 정보에 오류가 있는지 없는지 판단할 근거가 필요하게 된다. 이렇게, 오류정정부호화 과정과 별도로 오류검출을 위해서 특별한 형태의 부호화 과정이 필요하다. 이런 오류 검출 부호로는 일반적으로 CRC(Cyclic Redundancy Check code)가 널리 쓰인다.
CRC는 오류정정이 아니라 오류검출을 위해 사용하는 부호화(Coding)방법의 하나이다. 일반적으로는 전송 정보를 CRC를 사용하여 부호화한 후, CRC 부호화된 정보에 오류정정부호(forward error correction code)를 사용하는 방식으로 사용한 다. 흔히 이렇게 CRC와 오류정정부호가 적용되어 부호화된 한 개의 단위를 "코드워드(Codeword)"라고 한다.
한편, 전송정보가 여러 개가 중첩되어 수신되는 경우에는 간섭 제거(interference cancellation) 방식의 수신기를 사용하여 성능향상을 기대할 수 있다. 여러 개의 전송정보가 중첩되어 수신되는 경우의 예를 들면, 다중 안테나(MIMO) 기술이 사용되거나, 다중 사용자 수신(Multiuser Detection) 기술이 사용되거나, 다중 코드(Multicode) 기술이 사용되는 경우들이 있다. 간섭제거 방법을 간단히 설명하면 다음과 같다.
일단 여러 개의 정보가 중첩된 전체 수신 신호로부터 첫 번째 정보를 복조/복호(demodulation/decoding)한 뒤, 전체 수신신호로부터 첫 번째 정보와 관련된 정보를 제거한다. 이렇게 수신신호로부터 첫 번째 정보가 제거된 신호를 갖고 두 번째 신호를 복조/복호하게 된다. 세 번째 신호의 복조/복호 시에는 처음 수신신호로부터 첫 번째 정보와 두 번째 정보가 제거된 신호를 가지고 수행하며, 네 번째 이후의 신호들은 위의 과정을 반복해서 수행하여 복조/복호 된다. 이와 같이 계속적으로 수신 신호에서 복조/복호된 신호를 제거하여 이후의 복조/복호 과정의 성능을 향상시키는 방법을 SIC(Successive Interference Cancellation) 방식이라고도 한다.
이러한 SIC와 같은 간섭제거 방식을 사용하기 위해서는 수신 신호로부터 제거하는 복조/복호된 신호에 오류가 없어야 한다. 만일 오류가 있었다면, 그 이후의 모든 신호의 복조/복호 시에 계속적으로 나쁜 영향을 끼치는 오류 전파(error propagation)현상이 일어나게 된다.
다중 안테나 기술에서도 상술한 바와 같은 간섭제거 기술을 사용할 수 있다. 이러한 간섭제거 기술은, 여러 개의 전송 정보가 다중 안테나에 걸쳐서 중첩되어 전송되는 경우에 사용될 수 있다. 즉, 공간 멀티플렉싱 기술이 사용된 경우에 각 전송 정보를 검출하는 과정에서 간섭제거 기술을 사용할 수 있다.
하지만, 앞서 설명한 바와 같이, 간섭 제거 시에 생기는 오류 전파 현상을 최소화하기 위해서는 빼주는 복조/복호된 신호의 오류 여부를 판별한 후 선택적으로 간섭을 제거하는 것이 바람직하다. 이렇게 각 전송 정보의 오류 유무를 판단하기 위한 실천적인 수단은 앞서 언급한 CRC가 있다. 보통 이와 같은 CRC 부호화를 통과한 서로 구분되는 정보의 단위를 "코드워드"라고 할 수 있다. 따라서, 좀 더 실천적인 방법으로서 간섭제거 기술이 사용되는 경우로는 전송 정보의 수가 여러 개일 뿐만 아니라, 코드워드의 수도 여러 개인 경우이다.
한편, 채널의 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행(row)과 열(column)의 수는 송수신 안테나 수에 의해서 결정된다. 채널 행렬 H는 앞서 살펴본 바와 같이, 행(row)의 수는 수신 안테나의 수 NR과 동일하고, 열(column)의 수는 송신 안테나의 수 NT과 동일하다. 즉, 채널 행렬 H는 NR*NT행렬이 된다.
일반적으로, 행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행(row) 또는 열(column)의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행(row) 또는 열(column)의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H 의 랭크(rank(H))는 수학식 11과 같이 제한된다.
Figure 112008084430416-pat00052
또한, 행렬을 고유치 분해(Eigen value decomposition)를 하였을 때, 고유치(eigen value)들 중에서 0이 아닌 고유치들의 개수로 랭크를 정의할 수 있다. 비슷한 방법으로, 랭크를 SVD(singular value decomposition) 했을 때 0이 아닌 특이값(singular value)들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬의 랭크의 물리적인 의미는, 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
다중 안테나 기술을 사용해서 보내는 서로 다른 정보 각각을 '전송 스트림(Stream)' 또는 간단하게 '스트림' 으로 정의하기로 하자. 이와 같은 '스트림' 은 '레이어 (Layer)' 로 지칭될 수 있다. 그러면 전송 스트림의 개수는 당연히 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수인 채널의 랭크 보다는 클 수 없게 된다.
채널 행렬이 H는 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008084430416-pat00053
여기서 "# of streams"는 스트림의 수를 나타낸다. 한편, 여기서 한 개의 스트림은 한 개 이상의 안테나를 통해서 전송될 수 있음에 주의해야 한다.
한 개 이상의 스트림을 여러 개의 안테나에 대응시키는 여러 가지 방법이 존재할 수 있다. 이 방법을 다중 안테나 기술의 종류에 따라 다음과 같이 설명할 수 있다. 한 개의 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 다이버시티 방식으로 볼 수 있고, 여러 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 멀티플렉싱 방식으로 볼 수 있다. 물론 그 중간인 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 혼합(Hybrid)된 형태도 가능하다.
다음으로, 다중 안테나 통신 시스템에서의 코드워드와 스트림 사이의 관계에 대해 설명하면 다음과 같다.
도 4 및 도 5는 MIMO 통신 시스템에서 안테나, 스트림 및 코드워드의 관계를 설명하기 위한 도면이다.
코드워드를 스트림에 대응시키는 방법은 여러 가지가 가능하다. 도 4을 참조하면, 우선 코드워드(들)가 생성된다. 생성된 각 코드워드는 "코드워드-스트림 매핑 모듈"에 의해 전송 스트림(들)에 매핑된다. 각 스트림은 "스트림-안테나 매핑 모듈"을 통해 전송 안테나에 매핑되어 전송된다.
이러한 과정 중, 여기서 중점적으로 설명할 코드워드-스트림 조합을 결정하는 부분은 도 4에서 굵은 선으로 표시된 부분이다.
이상적으로는 코드워드는 스트림에게 자유롭게 매핑될 수 있다. 즉, 코드워 드 한 개가 여러 개의 스트림으로 나뉘어져서 전송될 수도 있고, 여러 개의 코드워드가 연속해서 합쳐서 한 개의 스트림으로 전송될 수 있다. 하지만, 여러 개의 코드워드를 직렬적으로 연속해서 합치는 것은 일종의 부호화의 한 종류로 볼 수 있다. 본 발명의 실시예에서는, 한 개의 코드워드가 한 개 이상의 스트림에 대응되는 경우를 중심으로 설명한다. 다만, 본 발명에 따른 특징을 포함하는 모든 시스템에 대해 본 발명을 적용할 수 있음은 당업자에게 자명하다.
따라서, 이하의 설명에서는 특별한 언급이 없는 한, 한 개의 코드워드는 한 개 이상의 스트림에 대응된다고 가정하기로 한다. 따라서, 모든 정보들이 부호화 과정을 거쳐서 전송된다고 하면, 코드워드의 개수와 스트림의 개수는 수학식 13과 같은 관계를 만족한다.
Figure 112008084430416-pat00054
여기서, "# of codewords"는 코드워드의 수를 나타내고, "# of streams"는 스트림의 수를 나타낸다.
결론적으로, 상기 수학식 11 내지 13를 종합적으로 정리하면 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008084430416-pat00055
이를 통해 다음과 같은 사실을 알 수 있다. 즉, 송수신 안테나 수에 제한이 있는 경우는 스트림의 최대 개수가 제한되게 된다. 또한, 코드워드의 수에 제한이 있는 경우는 스트림의 최소 수가 제한되게 된다.
앞서 살펴본 코드워드와 스트림의 상관 관계에 의해, 안테나 수가 제한된 경우는 스트림과 코드워드의 최대 개수가 제한되게 되며, 이에 따라 제한된 개수만큼의 코드워드-스트림 조합이 가능하게 된다.
이러한 코드워드-스트림 조합은 상향 링크 및 하향 링크 모두에서 필요하다. 예를 들어, 설명의 편의상 하향링크에서 다중 안테나 기술이 적용되었다고 가정하자. 이때, 다중 안테나 기술을 사용하여 하향 링크를 통해 정보를 전송할 경우에, 여러 개의 가능한(available) 코드워드-스트림 조합 중 정보 전송에 이용된 조합을 수신측에 정확히 알려주어야만 정확한 복조/복호가 가능하다.
또한, 상향링크를 통해 제어정보를 전송할 경우에도, 여러 개의 가능한(available) 코드워드-스트림 조합 중, 예를 들어 선호하는 조합 등을 알려줄 필요가 있다. 더 구체적으로 설명하면, 다중 안테나 기술을 위해서는 송신단에서 수신단의 채널 및 상태를 알아야 하고, 이를 위해서 수신측에서는 여러 제어정보를 상향링크를 통해 알려주어야 한다. 예를 들어, 수신측에서는 측정된 채널 상태 및 버퍼(buffer) 상태와 같은 수신기의 여러 상태를 고려하여, 선호하는 코드워드-스트림 조합 및 이에 대응되는 채널정보 지시자(CQI; Channel Quality Indicator) 및 프리코딩 행렬 인덱스(PMI; Precoding matrix Index)와 같은 정보를 알려주어야 한다. 물론 자세한 제어 정보의 내용은 사용되는 다중 안테나 기술에 따라서 달라질 수 있다. 하지만, 상향링크로 선호하는 코드워드-스트림 조합을 알려주어야 한다는 점은 변하지 않는다.
다른 예로서, 상향 링크에 대하여 다중 안테나 기술을 적용하는 경우, 상술한 설명 중 '상향링크'와 '하향링크'가 서로 바뀔 뿐, 모든 가능한 코드워드-스트림 조합 중 이용되는 조합 및 선호되는 조합을 알려 주어야 한다는 점은 동일하다. 이와 같은 모든 가능한 코드워드-스트림 조합을 표시하는데 있어서, 이를 상대적으로 적은 비트 수로 효과적인 방법을 통해 표현할 수 있다면, 제어 정보를 효율적인 전송할 수 있다. 따라서, 이와 같은 코드워드-스트림 조합(codeword-stream combination)을 효과적으로 표시할 필요가 있다.
프리코딩에 의해서 CM 값이 나빠지는 이유에 대해서 생각해본다면, CM이 좋은 단일 캐리어 신호 여러 개가 동시에 중첩이 되는 경우, 중첩된 신호의 CM값은 좋지 않을 수 있다. 그러므로 SC-FDMA 시스템에서, 여러 레이어로부터 출력되는 정보를, 최대한 적은 개수의 단일 캐리어 신호 및 한 개의 물리적 안테나(Physical Antenna)를 통하여 다중화되어 송신하도록 하면, 좋은 CM을 갖는 송신 신호를 만들어 낼 수 있다.
송신 다이버시티 방식은 채널의 일부분이 좋지 않더라도 수신하는 신호의 신뢰성을 높이는 기술이다. 송신 다이버시티 방식은 주로 단말기가 셀 가장자리(cell edge)에 위치하였을 때 사용되며, 채널이 빨리 변화하기 때문에 채널에 따른 스케쥴링을 수행하기 힘든 상황에서 또는 채널 변화 환경에서 사용될 수 있다. 이외에도 송신 다이버시티 방식이 사용될 수 있는 다른 환경과 조건이 있을 수 있다.
도 6는 3GPP에서의 데이터의 전송단위를 나타낸 것이다.
예컨데 3GPP에서와 같이, 한 개의 서브프레임(sub frame)은 총 14개 또는 12개의 SC-FDMA 심볼로 구성되어 있을 수 있다. 각 서브프레임은 두 개의 슬롯으로 구성될 수 있는데, 각 슬롯은 총 7개 또는 6개의 SC-FDMA 심볼로 구성될 수 있다. 각 슬롯 중 한 개의 SC-FDMA 심볼은 기준 신호(Reference signal)로서 사용된다. 또한 상황에 따라서 가장 첫 번 째 또는 가장 마지막 심볼은 사용되지 않을 수 있다.
도 7은 SC-FDMA 방식에서의 송신단 구조의 일 예를 나타낸 것이다.
한 개의 SC-FDMA 심볼 다음과 같은 과정을 거쳐 생성될 수 있다. 즉, 우선 일련의 변조심볼은 DFT (Discrete Fourier Transform) 블록에 의해 처리된다. DFT 블록으로부터 출력되는 변조심볼들은 전송대역의 각 서브캐리어에 각각 매핑된다. 매핑된 변조심볼들은 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) 블록에 의해 처리된다. 도 7의 IFFT 블록 중 DFT 블록으로부터 출력된 변조심볼들이 입력되는 입력부(701)를 제외한 다른 부분(702)에는 0이 입력될 수 있다. IFFT에 의해 처리된 신호에 CP를 붙임으로써 한 개의 SC-FDMA 심볼이 생성된다. 이와 같이 처리하면, DFT 연산에 의한 영향과 IFFT 연산에 의한 영향이 서로 상쇄되기 때문에, 정보가 마치 단일 캐리어를 통해 전송되는 효과를 얻을 수 있다. 단일 캐리어 신호로 전송되는 신호의 CM값은 상대적으로 작기 때문에, 주어진 전력 증폭기(Power Amplifier)에서의 신호 왜곡이 감소하며, 또한 전송 가능한 최대 전송전력을 더 높일 수 있다.
본 발명에 의한 송신 다이버시티 방식에 의하면, CM 값을 낮게 유지하면서 성능을 향상시킬 수 있다.
<실시예 1> 랜덤 빔포밍 다이버시티(random beamforming diversity)
일반적으로 MIMO를 사용하면, 프리코딩을 하여 전송하는 신호를 가지고 약간의 빔(beam)을 형성하여 성능을 향상시킬 수 있다. 하지만 주어진 채널 환경에 대한 정보가 없는 상태에서는 최적의 빔을 형성하기 위한 프리코딩 정보를 알 수 가 없다. 그러므로 본 발명에서는 SC-FDMA의 기본 전송 단위인 서브프레임 내에서 프리코딩 행렬을 여러 번 바꾸어 가며 정보를 전송하면, 일종의 랜덤 빔포밍 효과를 얻을 수 있고 따라서, 송신 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
도 8은 본 발명의 일실시예에 따라, SC-FDMA를 사용하는 시스템에서 프리코딩을 사용하는 구조를 나타낸 블록도이다.
이론적으로는 DFT 연산이 수행된 심볼에게 서브캐리어마다 최적의 프리코딩 값을 곱하는 것이 좋지만, 매 서브캐리어마다 서로 다른 프리코딩 값을 곱한 정보 를 IFFT한 신호의 CM은 높은 값을 갖는다.
따라서 본 발명의 일 실시예에서는, 전송하려고 하는 주파수 대역폭의 매 서브캐리어마다 동일한 프리코딩 값을 적용하되, SC-FDMA 심볼 별로는 서로 다른 프리코딩 값을 적용함으로써 송신 다이버시티를 얻는다.
SC-FDMA 방식을 이용하여 신호를 전송하는 경우에, 각 SC-FDMA 심볼 별로 프리코딩 벡터를 변경하여 적용하면, SC-FDMA 심볼에 대한 송신 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
도 9은 본 발명이 일실시예에 따라, 각 SC-FDMA 심볼 별로 서로 다른 프리코딩 벡터를 곱하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 9과 같이 각 SC-FDMA 심볼 별로 P1에서 P12라는 서로 다른 랭크 1 프리코딩 행렬 (즉 Mx1 행렬, M은 송신 안테나 수)을 사용하여 송신 다이버시티를 얻을 수 있다. 예를 들어, 도 9을 참조하면, 슬롯 1의 심볼 1에는 P1이라는 프리코딩 행렬을 곱하고, 슬롯 1의 심볼 4에는 P4라는 프리코딩을 곱한다.
여기서 기준 신호(RS)가 전송되는 SC-FDMA 심볼에는 프리코딩이 적용되지 않으며, UE가 정보를 전송하는 안테나 개수만큼 기준 신호가 코드 분할 다중화(code division multiplexing)되어 해당 SC-FDMA 심볼에서 전송된다.
여기서 프리코딩을 위해 곱해지는 행렬은 Mx1 프리코딩 벡터로 제한된다. 따라서, 프리코딩을 위해 곱해지는 행렬은 랭크 1 프리코딩 행렬과 동일한 디멘젼을 갖는다.
도 10는 4개의 전송안테나가 존재할 때, 랭크 1 프리코딩을 적용하는 예를 나타낸다.
코드워드가 각 안테나를 통해 전송되기 이전 단계에서, 코드워드에는 특정 복소수 값(complex value)인 상수가 곱해진다.
도 10에서 블록(1001, 1002, 1003, 1004)들은, 전송되는 코드워드에 각각 복소수 값인 a, b, c, d를 곱하여 각 안테나에게 출력한다. a, b, c, d 값의 조합에 따라 서로 다른 빔이 형성될 수 있다. 즉, 첫 번째 SC-FDMA 심볼에는 a1, b1, c1, d1이라는 값을 곱하고, 두 번째 SC-FDMA 심볼에는 a2, b2, c2, d2라는 값을 곱하면, 첫 번째 SC-FDMA 심볼에 의해 형성되는 빔은 두 번째 SC-FDMA 심볼에 의해 형성되는 빔과 다를 수 있다.
도 11은 도 10의 구조를 더 구체적으로 나타낸 것이다.
도 11에서 a, b, c, d의 값은 SC-FDMA 심볼마다 변경될 수 있다. 또한, 동일한 정보가 서로 다른 프리코딩 값으로 처리되어 서로 다른 안테나로 전송된다. 이때, 도 11에서는 각 안테나마다 주파수 영역 프리코딩 블록, IFFT 블록, 및 CP 삽입부가 따로 구비된 것으로 도시되었으나, 실제 구현에 있어서, 하나의 모듈을 공유하는 방식으로 설계될 수 있다. 이하, '주파수 영역 프리코딩'은 이 문서에서 간단히 '프리코딩' 으로 지칭될 수 있다.
다시 도 8을 참조하면, SC-FDMA 송신단에서 DFT 블록(801)으로부터 출력된 심볼로서, 주파수 영역 프리코딩(frequency domain precoding) 블록(802)에 입력되는 변조심볼을 x(k)라고 표기할 수 있다. 여기서 'k'는 x(k)가 매핑되는 논리적인 서 브캐리어 번호를 나타낸다. 여기서 실제로 IFFT를 하기 전에 각 변조심볼이 매핑되는 주파수 위치 또는 매핑되는 패턴이 변경될 수 있기 때문에, 서브캐리어 번호는 '논리적인' 서브캐리어 번호라고 지칭된다.
이 때 특정 SC-FDMA 심볼의 전송 주파수 대역에 매핑되는 심볼은 x(1), x(2), ..., x(k), ..., x(M)와 같이 표현될 수 있다. 여기서 M은 주파수 영역에 매핑되는 변조심볼의 개수이다. 즉, M은 주파수 영역 프리코딩 블록(802)에 동시에 입력되는 변조심볼의 개수이다.
특정 SC-FDMA 심볼에서 서브캐리어 k를 통해 각 안테나 별로 전송되는 심볼 y1 (k), y2 (k), ..., yN (k)은 수학식 15 또는 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008084430416-pat00056
,
단,
Figure 112008084430416-pat00057
,
Figure 112008084430416-pat00058
, k=1,2,3, ..., M
Figure 112008084430416-pat00059
Figure 112008084430416-pat00060
Figure 112008084430416-pat00061
, , , k=1,2,3, ..., M
수학식 15 및 수학식 16에서 y1 (k), y2 (k), ..., yN (k)는 주파수 영역 프리코딩 블록(802)로부터 출력되는 변조심볼이며, P는 매 SC-FDMA 심볼마다 변경될 수 있다.
수학식 15 또는 수학식 16을 참조하면, 서브캐리어 k를 통해 전송되는 변조심볼 x(k)는, N(예컨대, N=4)개의 송신 안테나를 통해 전송된다. 상기 y1 (k), y2 (k), ..., yN (k)은 프리코딩 행렬 P의 값에 따라 서로 다른 값을 가질 수 있다. 즉, 단일의 변조심볼 x(k)가 서로 다른 N개의 안테나를 통해 송신될 때에, 서로 다른 가중치(weight)가 적용되어 송신될 수 있다. 수학식 15 및 수학식 16에서 프리코딩 벡터의 각 요소가 가질 수 있는 값을 한정하였으나, 이를 실시예를 설명하기 위한 것이고 이에 한정되는 것은 아니다. 또한, 수학식 15 및 수학식 16의 요소(element)는 크기는 1로서 일정한 값을 갖는데, 이는 안테나 별로 동일한 전력을 유지하기 위한 것이다.
실시예 1에 의한 각 안테나-서브캐리어 조합에 따른 yi (k)는 수학식 17과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008084430416-pat00062
수학식 17에서 행(row)의 개수(=N)는 안테나의 개수와 동일하며, 열(column)의 개수(=M)는 전송되는 신호 대역에 포함되는 서브캐리어의 개수와 동일하다.
<실시예 2> 랜덤 빔포밍 다이버시티 + 주파수 선택적 다이버시티(frequency selective diversity)
실시예 1에서는, 각 SC-FDMA 심볼마다 적용되는 프리코딩 벡터는 하나의 SC-FDMA 심볼 내에 있는 모든 서브캐리어에 공통적으로 적용된다. 즉, 실시예 1에 의한 방법에서 P는 시간에 따라 변경될 수는 있으나, 서브캐리어 인덱스에 따라 변경되지는 않는다. 이 방법에 따르면, 랜덤 빔포밍 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
본 발명의 실시예 2에서는, 실시예 1에 의한 방법을 기본적으로 유지하고 CM값을 낮게 유지하면서 동시에 주파수 선택성을 증가시킴으로써, 주파수 선택성 다이버시티 및 랜덤 빔포밍 다이버시티를 동시에 얻을 수 있다.
실시예 2에서는 수학식 17에 의해 주어지는 변조심볼에 대하여 복소수 값을 더 곱할 수 있다. 이 복소수 값은 안테나 별로 서로 다른 값을 가질 수 있고, 또한, 동일 안테나를 통해 전송되는 SC-FDMA 심볼의 각 서브캐리어마다 서로 다른 값을 가질 수 있다. 수학식 18은 수학식 17에 복소수 값을 더 곱하여 생성되는 각 변조심볼을 나타낸 것이다.
Figure 112008084430416-pat00063
수학식 18의 각 행(row)은, 하나의 SC-FDMA 심볼의 M개의 서브캐리어를 통해 1개의 특정 안테나를 거쳐 송신되는 M개의 변조심볼을 나타낸다. 또한, 수학식 18의 각 열(column)은, 하나의 SC-FDMA 심볼의 하나의 특정 서브캐리어를 통해 N개의 안테나를 거쳐 송신되는 N개의 변조심볼을 나타낸다.
실시예 2의 방법에 따르면, 서브캐리어 k에 매핑되는 심볼인 x(k)가 프리코딩 되어 N개의 y1 (k), y2 (k), ..., yN (k)가 생성된다. 생성된 y1 (k), y2 (k), ..., yN (k)에는 각각 서로 다른 복소수 값
Figure 112008084430416-pat00064
,
Figure 112008084430416-pat00065
, ...,
Figure 112008084430416-pat00066
이 곱해진다. 예를 들어, 수학식 18의 첫번째 열(column)을 참조하면 안테나 1을 통해 송신되는 심볼은
Figure 112008084430416-pat00067
이고, 안테나 2를 통해 송신되는 심볼은
Figure 112008084430416-pat00068
이고, 안테나 N을 통해 송신되는 심볼은
Figure 112008084430416-pat00069
로 표시된다.
또한, 실시예 2의 방법에 따르면, 동일한 안테나 i를 통해 전송되는 M개의 변조심볼 xi (1), xi (2), ..., xi (M)에는 각각 서로 다른 복소수 값
Figure 112008084430416-pat00070
,
Figure 112008084430416-pat00071
, ...,
Figure 112008084430416-pat00072
가 곱해진다. 예를 들어, 수학식 18의 첫번째 행(row)을 참조하면, 서브캐리어 1을 통해 송신되는 심볼은
Figure 112008084430416-pat00073
이고, 서브캐리어 2를 통해 송신되는 심볼은
Figure 112008084430416-pat00074
이고, 서브캐리어 k를 통해 송신되는 심볼은
Figure 112008084430416-pat00075
이다.
수학식 18의 첫번째 행(row)에 의해 표시되는 심볼들은 동시에 IFFT 블록에 입력되고, 그 후 안테나 1에 의해 전송될 수 있다. 마찬가지로, 수학식 18의 N번째 행(row)에 의해 표시되는 심볼들은 동시에 IFFT 블록에 입력되고, 그 후 안테나 N에 의해 전송될 수 있다.
정리하면, 실시예 2의 방법에서는, 실시예 1의 방법과 비교하여, 각 안테나 별로 일정한 증분을 가지고 위상(phase)이 증가되는 복소수 값이 각 변조심볼에 더 곱해진다. 실시예 1에서는 주파수 측으로는 위상이 변화하기 않으므로, 시간축 상에서는 시간지연 현상이 일어나지 않는다. 각 안테나에 따라 곱해지는 복소수 값의 위상이 서로 다르므로, 각 안테나 별로 송신되는 신호들은 서로 다른 시간 지연을 가질 수 있다. 이 경우 CM이 크게 변경되지 않지만, 각 심볼이 겪는 실질적인(effective) 채널은 변경되기 때문에 주파수 선택성(frequency selective)을 얻을 수 있다. 수신신호는 여러 경로를 타고 오는 전파의 합이라고 할 수 있으며, 만약 특정 안테나에서 송신되는 신호가 시간지연이 생긴다면, 수신측에서는 여러 경로를 타고 오는 전파들 중에서 특정 신호들은 시간 지연이 생기므로, 수신측에서 전파의 합의 결과가 변화하고, 이에 따라 위상공간의 채널이 변화하는 것처럼 수신측에서 느낄 수 있다.
수학식 18의 각 행(row)에 있는 M개의 변조심볼들은 IFFT 연산 단계를 통과하고, 그 후 순환 전치(Cyclic prefix)가 추가되어 전송된다.
수학식 18은 수학식 19와 같이 다시 쓰여질 수 있다.
Figure 112008084430416-pat00076
수학식 19의
Figure 112008084430416-pat00077
와
Figure 112008084430416-pat00078
에서
Figure 112008084430416-pat00079
와
Figure 112008084430416-pat00080
는 각 SC-FDMA 심볼 별로 변경이 가능한 값이다.
이하, 본 발명에 따른 프리코딩을 위한 코드북은 다음과 같이 디자인 될 수 있다.
실시예 1 또는 실시예 2의 방법에 있어서, 수학식 15과 같이, 프리코딩 벡터의 각 요소는
Figure 112008084430416-pat00081
로부터 선택될 수 있다.
2 Tx 시스템에서는 수학식 15 또는 16에서 N=2가 된다. 이때, 각 SC-FDMA 심볼마다 프리코딩 벡터를 적용함에 있어, 프리코딩 벡터로서
Figure 112008084430416-pat00082
중 어느 하나를 번갈아 가며 사용할 수 있다. 다르게는(alternatively), N개의 SC-FDMA 심볼을 통해서 정보가 전송될 때, 'k'번째 SC-FDMA 심볼에서는 프리코딩 벡터
Figure 112008084430416-pat00083
를 사용할 수 있다 (여기서 k 는 0 부터 N-1까지 값을 가질 수 있다).
4 Tx 시스템에서는 수학식 15 또는 16에서 N=4가 된다. 각 SC-FDMA 심볼마다 프리코딩 벡터를 적용할 때에¸ LTE에서 사용되는 표 1의 랭크 1 프리코딩 벡터 중 일부 프리코딩 벡터를 순차적으로 또는 임의로 선택하여 적용할 수 있다.
[표 1]
Figure 112008084430416-pat00084
,
Figure 112008084430416-pat00085
,
Figure 112008084430416-pat00086
,
Figure 112008084430416-pat00087
,
Figure 112008084430416-pat00088
,
Figure 112008084430416-pat00089
,
Figure 112008084430416-pat00090
,
Figure 112008084430416-pat00091
,
Figure 112008084430416-pat00092
,
Figure 112008084430416-pat00093
,
Figure 112008084430416-pat00094
,
Figure 112008084430416-pat00095
,
Figure 112008084430416-pat00096
,
Figure 112008084430416-pat00097
,
Figure 112008084430416-pat00098
,
Figure 112008084430416-pat00099
상술한 프리코딩 벡터는 예시를 위한 것이며, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
본 발명은 광대역 무선 이동 통신 시스템에서 사용되는 송신기 및 수신기에서 사용될 수 있다.
도 1은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 2는 전력 증폭기에서 증폭되는 신호의 왜곡 현상을 나타낸다.
도 3는 NT개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 i까지의 채널을 도시한 도면이다.
도 4 및 도 5는 MIMO 통신 시스템에서 안테나, 스트림 및 코드워드의 관계를 설명하기 위한 도면이다.
도 6는 3GPP에서의 데이터의 전송단위를 나타낸 것이다.
도 7은 SC-FDMA 방식에서의 송신단 구조의 일 예를 나타낸 것이다.
도 8은 본 발명의 일실시예에 따라, SC-FDMA를 사용하는 시스템에서 프리코딩을 사용하는 구조를 나타낸 블록도이다.
도 9은 본 발명이 일실시예에 따라, 각 SC-FDMA 심볼 별로 서로 다른 프리코딩 벡터를 곱하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 10는 4개의 전송안테나가 존재할 때, 랭크 1 프리코딩을 적용하는 예를 나타낸다.
도 11은 도 10의 구조를 더 구체적으로 나타낸 것이다.

Claims (12)

  1. SC-FDMA 방식 및 MIMO(multiple input multiple output) 방식을 사용하며 N개의 송신 안테나를 구비하는 무선이동통신기기에서 신호를 전송하는 방법으로서,
    제1 변조심볼 시퀀스를 DFT 연산하여 일련의 제2 변조심볼을 생성하는 단계;
    상기 생성된 일련의 제2 변조심볼을 상기 송신 안테나 각각에 대해 독립적으로 프리코딩하여 각 송신 안테나에 대해 각각 일련의 제3 변조심볼을 생성하는 단계; 및
    상기 생성된 일련의 제3 변조심볼을 IFFT 연산하여 생성된 신호를 상기 신호에 대응되는 송신 안테나를 통해 송신하는 단계를 포함하고,
    상기 일련의 제2 변조심볼을 {x(1), x(2), ..., x(k), ..., x(M)}으로 표기하고, 상기 N개의 송신 안테나 중 n번째 송신 안테나를 통해 송신되는 상기 일련의 제3 변조심볼을 {z(1), z(2), ..., z(k), ..., z(M)}으로 표기할 때에,
    Figure 112014103398463-pat00142
    의 관계를 가지며,
    상기
    Figure 112014103398463-pat00143
    및 상기
    Figure 112014103398463-pat00144
    은 미리 결정된 값이고, 상기 M은 상기 신호가 송신되는 대역에 포함된 서브캐리어의 개수를 나타내며, 상기 k는 x(k) 및 z(k)가 매핑되는 서브캐리어의 위치를 나타내며,
    Figure 112014103398463-pat00145
    및
    Figure 112014103398463-pat00146
    을 만족하는 것인, 신호 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 프리코딩을 위해 사용되는 프리코딩 벡터는 SC-FDMA 심볼마다 변경되는, 신호 전송 방법.
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서,
    상기
    Figure 112014103398463-pat00147
    은
    Figure 112014103398463-pat00148
    으로부터 선택되어 미리 결정된 값이고, 상기 L은 상기 M과 같은 값인, 신호 전송 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기
    Figure 112014103398463-pat00149
    은 SC-FDMA 심볼마다 변경되는, 신호 전송 방법.
  6. 삭제
  7. 제5항에 있어서,
    상기
    Figure 112014103398463-pat00150
    =0인, 신호 전송 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 은
    Figure 112014103398463-pat00152
    으로부터 선택되어 미리 결정된 값이고, 상기 L은 상기 M과 같은 값인, 신호 전송 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기
    Figure 112014103398463-pat00153
    은 SC-FDMA 심볼마다 변경되는, 신호 전송 방법.
  10. 삭제
  11. 제1항에 있어서,
    N=2일 때에,
    Figure 112014103398463-pat00154
    은
    Figure 112014103398463-pat00155
    에서 선택되는, 신호 전송 방법.
  12. 제1항에 있어서,
    N=4일 때에,
    Figure 112014103398463-pat00156
    은
    Figure 112014103398463-pat00157
    ,
    Figure 112014103398463-pat00158
    ,
    Figure 112014103398463-pat00159
    ,
    Figure 112014103398463-pat00160
    ,
    Figure 112014103398463-pat00161
    ,
    Figure 112014103398463-pat00162
    ,
    Figure 112014103398463-pat00163
    ,
    Figure 112014103398463-pat00164
    ,
    Figure 112014103398463-pat00165
    ,
    Figure 112014103398463-pat00166
    ,
    Figure 112014103398463-pat00167
    ,
    Figure 112014103398463-pat00168
    ,
    Figure 112014103398463-pat00169
    ,
    Figure 112014103398463-pat00170
    ,
    Figure 112014103398463-pat00171
    ,
    Figure 112014103398463-pat00172
    에서 선택되는, 신호 전송 방법.
KR1020080124082A 2008-08-13 2008-12-08 Ｓｃ-ｆｄｍａ 방식을 사용하는 무선이동통신 시스템에서 전송 다이버시티를 구현하는 방법 KR101527015B1 (ko)

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1928115A1 (en) * 2006-11-30 2008-06-04 Nokia Siemens Networks Gmbh & Co. Kg Adaptive modulation and coding in a SC-FDMA system

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Myung, H.G. et al.; Peak Power Characteristics of Single Carrier FDMA MIMO Precoding System; IEEE 66th Vehicular Technology Conference, 2007. VTC-2007; Page(s): 477-481; Sept. 30 2007-Oct. 3 2007 *
Myung, H.G. et al.; Peak Power Characteristics of Single Carrier FDMA MIMO Precoding System; IEEE 66th Vehicular Technology Conference, 2007. VTC-2007; Page(s): 477-481; Sept. 30 2007-Oct. 3 2007*

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