KR101524284B1 - 중계 방식의 무선통신 시스템에서 양방향 중계를 위한 장치및 방법 - Google Patents

중계 방식의 무선통신 시스템에서 양방향 중계를 위한 장치및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101524284B1
KR101524284B1 KR1020090026266A KR20090026266A KR101524284B1 KR 101524284 B1 KR101524284 B1 KR 101524284B1 KR 1020090026266 A KR1020090026266 A KR 1020090026266A KR 20090026266 A KR20090026266 A KR 20090026266A KR 101524284 B1 KR101524284 B1 KR 101524284B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
base station
terminal
matrix
symbol vector
repeater
Prior art date
Application number
KR1020090026266A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20100107915A (ko
Inventor
류탁기
고은석
김유석
전주환
양현종
Original Assignee
삼성전자주식회사
한국과학기술원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사, 한국과학기술원 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR1020090026266A priority Critical patent/KR101524284B1/ko
Priority to US12/661,916 priority patent/US8315556B2/en
Publication of KR20100107915A publication Critical patent/KR20100107915A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101524284B1 publication Critical patent/KR101524284B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W84/00—Network topologies
    • H04W84/02—Hierarchically pre-organised networks, e.g. paging networks, cellular networks, WLAN [Wireless Local Area Network] or WLL [Wireless Local Loop]
    • H04W84/04—Large scale networks; Deep hierarchical networks
    • H04W84/08—Trunked mobile radio systems
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
    • H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
    • H03M7/3068—Precoding preceding compression, e.g. Burrows-Wheeler transformation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/022—Site diversity; Macro-diversity
    • H04B7/026—Co-operative diversity, e.g. using fixed or mobile stations as relays
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 중계 방식의 무선통신 시스템에 관한 것으로, 다수의 안테나들을 구비한 기지국의 동작은, 중계기로부터 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 단말의 송신 심벌 벡터를 포함하는 중계 신호를 수신하는 과정과, 상기 단말의 송신 심벌 벡터로서 가능한 모든 심벌 벡터들 각각에 대응되는 전력 차이값들을 산출하는 과정과, 상기 전력 차이값들을 이용하여 상기 단말의 송신 심벌 벡터 또는 비트별 LLR(Log Likelihood Ratio)을 결정하는 과정을 포함하며, 3 단계 양방향 중계(3-phase bidirectional relaying) 기법 적용 시 프리코딩을 수행함으로써, 통신 성능을 향상시킬 수 있다.
다중 홉 중계(multi hop relay), 3 단계 양방향 중계(3-phase bidirectional relaying) 기법, 프리코딩(precoding)

Description

중계 방식의 무선통신 시스템에서 양방향 중계를 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR BIDIRECTIONAL RELAYING IN A RELAY WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 중계 방식의 무선통신 시스템에 관한 것으로, 특히, 중계 방식의 무선통신 시스템에서 프리코딩(precoding)을 적용한 양방향 중계(bidirectional relaying)를 수행하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
차세대 통신 시스템인 4세대(4th Generation, 이하 '4G'라 칭함) 통신 시스템에서는 약 100Mbps의 전송 속도를 가지는 다양한 서비스 품질(Quality of Service, 이하 QoS 칭함)을 가지는 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 활발한 연구가 진행되고 있다. 특히, 현재 4G 통신 시스템에서는 무선 근거리 통신 네트워크 시스템 및 무선 도시 지역 네트워크 시스템과 같은 광대역 무선 접속(BWA : Broadband Wireless Access) 통신 시스템에 이동성과 QoS을 보장하는 형태로 고속 서비스를 지원하도록 하는 연구가 활발하게 진행되고 있다. 차세대 통신 시스템에서, 단말의 이동성 및 무선망 구성의 유연성을 확보하고, 트래픽 분포나 통화 요구 량 변화가 심한 무선 환경에서 더욱 효율적인 서비스를 제공하기 위한 하나의 대안으로써, 중계기(relay station)을 이용하여 다중 홉(multi hop) 중계 형태의 수행 전달 방식을 적용한 통신 시스템이 고려되고 있다. 무선통신 시스템에 상기 중계기를 도입함으로써 기지국의 커버리지(coverage) 증대, 전송률(Throughput) 개선 등의 효과가 발생하게 된다.
기지국 및 단말 간 중계기를 이용한 2홉 통신의 형태를 살펴보면 도 1a와 같다. 상기 도 1a에서, 기지국(110) 및 단말(120) 각각은 수행를 송신하고자 하며, 중계기(130)는 상기 상기 기지국(110)의 송신 데이터 및 상기 단말(120)의 송신 데이터를 중계한다. 상세히 살펴보면, 상기 기지국(110)은 상기 중계기(130)로 데이터 D1을 송신하고(101단계), 상기 중계기(130)는 데이터 D1을 상기 단말(120)로 송신한다(103단계). 또한, 상기 단말(120)은 상기 중계기(130)로 데이터 D2를 송신하고(105단계), 상기 중계기(130)는 상기 데이터 D2를 상기 기지국(110)으로 송신한다(107단계). 상기 도 1a와 같이, 상기 2홉 중계 통신을 수행하는 경우, 송수신단 각각의 데이터 송신을 위해 총 4 단계(phase)의 송수신이 요구된다. 다시 말해, 송수신단 각각의 데이터 송신을 위해 4회의 송신 시간 구간들이 소요된다. 따라서, 중계 통신으로 인한 소요 시간, 즉, 송신 횟수를 감소시킴으로써, 자원 사용 효율을 증대시키기 위한 대안으로 3 단계 양방향 중계(3-phase bidirectional relaying) 기법이 제안된 바 있다. 상기 3 단계 양방향 중계 기법은 NC(Network Coding) 기법이라 불리기도 한다.
상기 3 단계 양방향 기법에 따른 2홉 통신의 형태를 살펴보면 도 1b와 같다. 상기 도 1b에서, 기지국(160) 및 단말(170) 각각은 데이터를 송신하고자 하며, 중계기(180)는 상기 상기 기지국(160)의 송신 데이터 및 상기 단말(170)의 송신 데이터를 중계한다. 상세히 살펴보면, 상기 기지국(160)은 상기 중계기(180)로 데이터 D1을 송신하고(161단계), 상기 단말(170)은 상기 중계기(180)로 데이터 D2를 송신한다(163단계). 이후, 상기 중계기(180)는 상기 데이터 D1 및 상기 데이터 D2에 대한 XOR(eXclusive OR) 연산을 수행한 후, 데이터 D1
Figure 112009018494313-pat00001
D2를 송신한다. 이에 따라, 상기 데이터 D1
Figure 112009018494313-pat00002
D2를 수신한 상기 기지국(160) 및 상기 단말(170)은 자신의 송신 데이터 및 상기 데이터 D1
Figure 112009018494313-pat00003
D2에 대한 XOR 연산을 수행함으로써, 상대방의 송신 데이터를 복원한다. 상기 도 1b와 같이, 2홉 중계 통신에 상기 3 단계 양방향 중계 기법을 적용함으로써, 3 단계의 송수신만으로 송수신단 각각의 데이터 송신이 완료된다.
상술한 바와 같은 3 단계 양방향 중계 기법을 적용하는 경우, 시스템의 용량은 중계기 및 기지국 간 채널 및 중계기 및 단말 간 채널 중 열약한 채널의 용량에 제한을 받는다. 다시 말해, 상기 중계기 및 상기 기지국 간 채널 품질이 매우 양호하더라도, 상기 중계기 및 상기 단말 간 채널 품질이 열악하다면, 전체 시스템 용량은 작아질수 밖에 없다. 이 경우, 상기 중계기 및 상기 기지국 간의 채널 용량의 대부분은 잉여 자원이 된다. 따라서, 상기 잉여 자원을 효율적으로 활용함으로써, 중계 방식의 무선통신 시스템의 성능을 향상시키기 위한 대안이 제시되어야 한다.
따라서, 본 발명의 목적은 중계 방식의 무선통신 시스템에서 홉(hop)들 간 채널 품질 비대칭으로 인한 잉여 자원을 효율적으로 활용함으로써 시스템의 성능을 향상시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 중계 방식의 무선통신 시스템에서 3 단계 양방향 중계(3-phase bidirectional relaying) 기법의 성능을 향상시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 중계 방식의 무선통신 시스템에서 프리코딩(precoding)을 적용한 3 단계 양방향 중계(3-phase bidirectional relaying) 기법을 수행하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
삭제
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1견지에 따르면, 중계 방식의 무선통신 시스템에서 다수의 안테나들을 구비한 기지국의 동작 방법은, 중계기로부터 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 단말의 송신 심벌 벡터를 포함하는 중계 신호를 수신하는 과정과, 상기 단말의 송신 심벌 벡터로서 가능한 모든 심벌 벡터들 각각에 대응되는 전력 차이값들을 산출하는 과정과, 상기 전력 차이값들을 이용하여 상기 단말의 송신 심벌 벡터 또는 비트별 LLR(Log Likelihood Ratio)을 결정하는 과 정을 포함하며, 상기 전력 차이값은, 상기 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치를 이용하여 수신 신호에서 추출된 상기 기지국의 송신 신호 전력 및 상기 기지국의 송신 신호의 전력 간 차이값을 의미하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2견지에 따르면, 중계 방식의 무선통신 시스템에서 다수의 안테나들을 구비한 중계기의 동작 방법은, 중계 신호를 위한 프리코딩 행렬을 산출하는 과정과, 기지국 및 단말 각각에 대한 중계 전력 계수들을 결정하는 과정과, 상기 단말의 송신 심벌 벡터, 상기 프리코딩 행렬 및 상기 단말에 대한 중계 전력 계수의 곱 및 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 상기 기지국에 대한 중계 전력 계수의 곱을 합산함으로써 중계 신호를 생성하는 과정과, 상기 중계 신호를 상기 기지국 및 상기 단말로 동시에 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제3견지에 따르면, 중계 방식의 무선통신 시스템에서 단말의 동작 방법은, 중계기로부터 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 단말의 송신 심벌 벡터를 포함하는 중계 신호를 수신하는 과정과, 상기 중계기 및 상기 단말 간 채널 행렬을 이용하여 결합 행렬을 산출하는 과정과, 상기 결합 행렬을 이용하여 유효 채널을 대각화하는 과정과, 상기 유효 채널 성분을 제거함으로써 상기 기지국의 송신 심벌 벡터를 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제4견지에 따르면, 중계 방식의 무선통신 시스템에서 다수의 안테나들을 구비한 기지국 장치는, 중계기로부터 상기 기 지국의 송신 심벌 벡터 및 단말의 송신 심벌 벡터를 포함하는 중계 신호를 수신하는 수신기들과, 상기 단말의 송신 심벌 벡터로서 가능한 모든 심벌 벡터들 각각에 대응되는 전력 차이값들을 산출하고, 상기 전력 차이값들을 이용하여 상기 단말의 송신 심벌 벡터 또는 비트별 LLR을 결정하는 검출기를 포함하며, 상기 전력 차이값은, 상기 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치를 이용하여 수신 신호에서 추출된 상기 기지국의 송신 신호 전력 및 상기 기지국의 송신 신호의 전력 간 차이값을 의미하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제5견지에 따르면, 중계 방식의 무선통신 시스템에서 다수의 안테나들을 구비한 중계기 장치는, 중계 신호를 위한 프리코딩 행렬을 산출하는 산출기와, 기지국 및 단말 각각에 대한 중계 전력 계수들을 결정하고, 상기 단말의 송신 심벌 벡터, 상기 프리코딩 행렬 및 상기 단말에 대한 중계 전력 계수의 곱 및 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 상기 기지국에 대한 중계 전력 계수의 곱을 합산함으로써 중계 신호를 생성하는 처리기와, 상기 중계 신호를 상기 기지국 및 상기 단말로 동시에 송신하는 송신기들을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제6견지에 따르면, 중계 방식의 무선통신 시스템에서 다수의 안테나들을 구비한 단말 장치는, 중계기로부터 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 단말의 송신 심벌 벡터를 포함하는 중계 신호를 수신하는 수신기들과, 상기 중계기 및 상기 단말 간 채널 행렬을 이용하여 결합 행렬을 산출하고, 상기 결합 행렬을 이용하여 유효 채널을 대각화한 후, 상기 유효 채널 성분 을 제거함으로써 상기 기지국의 송신 심벌 벡터를 검출하는 검출기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
중계 방식의 무선통신 시스템에서 3 단계 양방향 중계(3-phase bidirectional relaying) 기법 적용 시 프리코딩을 수행함으로써, 통신 성능을 향상시킬 수 있다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우, 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 중계 방식의 무선통신 시스템에서 프리코딩(precoding)을 적용한 3 단계 양방향 중계(3-phase bidirectional relaying) 기법을 수행하기 위한 기술에 대해 설명한다. 이하 본 발명은 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭함)/직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭함) 방식의 무선통신 시스템을 예로 들어 설명하며, 다른 방식의 무선통신 시스템에도 동일 하게 적용될 수 있다.
이하 설명에서, 본 발명은 홉(hop)들 간 채널 품질이 비대칭함을 가정한다. 즉, 본 발명은 중계기 및 기지국 간 채널 품질이 중계기 및 단말 간 채널 품질보다 우수한 상황을 가정한다. 또한, 본 발명은 상기 기지국, 상기 단말 및 상기 중계기가 N개의 송수신 안테나를 가지며, 상기 기지국 및 상기 단말의 송신 스트림 개수가 N개임을 가정한다.
본 발명의 제1실시 예에 따른 2홉 중계 통신의 형태는 도 2와 같다.
상기 도 2를 참고하면, 기지국(210)은 상기 중계기(230)로 심벌 벡터 S1을 송신하고(201단계), 단말(220)은 상기 중계기(230)로 심벌 벡터 S2를 송신한다(203단계). 이후, 상기 중계기(230)는 상기 심벌 벡터 S1 및 상기 심벌 벡터 S2에 대한 XOR(eXclusive OR) 연산을 수행한 후, 선형 프리코딩 행렬(linear precoding matrix) W를 심벌 벡터 S3(=S1
Figure 112009018494313-pat00004
S2)에 곱한다. 그리고, 상기 중계기(230)는 W·S3를 상기 기지국(210) 및 상기 단말(220)로 동시에 송신한다. 여기서, 상기 선형 프리코딩 행렬 W는 하기 <수학식 1>과 같이 산출된다.
Figure 112009018494313-pat00005
상기 <수학식 1>에서, 상기 W는 선형 프리코딩 행렬, 상기 V2는 중계기 및 단말 간 채널 행렬의 SVD(Singular Vector Decomposition) 연산을 통해 얻어지는 우 특이 행렬(right singular matrix)를 의미한다. 여기서, 상기 SVD 연산은 하기 <수학식 2>와 같이 정의된다.
Figure 112009018494313-pat00006
상기 <수학식 2>에서, 상기 HR2는 중계기 및 단말 간 채널 행렬, 상기 U2는 중계기 및 단말 간 채널 행렬의 SVD 연산을 통해 얻어지는 좌 특이 행렬(left singular matrix), 상기 Σ2는 특이 값(singular value)들로 구성된 대각 행렬(diagonal matrix), 상기 V2는 중계기 및 단말 간 채널 행렬의 SVD 연산을 통해 얻어지는 우 특이 행렬을 의미한다.
상기 중계기(230) 및 상기 기지국(210) 간 채널 용량이 상기 중계기(230) 및 상기 단말(220) 간 채널 용량보다 클 때, 상기 <수학식 1>과 같이 산출되는 선형 프리코딩 행렬은 상기 상기 중계기(230) 및 상기 단말(220) 간 채널에서의 성능 향상을 위한 최적의 해(solution)이다. 이때, 상술한 본 발명의 제1실시 예에 따르는 경우, 상기 기지국(210)으로 상기 선형 프리코딩 행렬 W를 알림으로써, 상기 기지국(210)이 유효 채널(effective channel)을 추정할 수 있게 하는 절차가 요구된다. 여기서, 상기 유효 채널은 상기 중계기(230) 및 상기 기지국(210) 간 채널에 상기 선형 프리코딩 행렬 W가 곱해진 것을 의미한다. 단, 상향링크 채널 및 하향링크 채널 간 동일성(reciprocity)이 없는 경우, 즉, FDD(Frequency Division Duplex) 시 스템인 경우, 상기 단말(220)은 상기 중계기(230) 및 상기 단말(220) 간 채널 행렬을 상기 중계기(230)로 피드백해야한다.
본 발명의 제2실시 예의 경우, 상기 본 발명의 제1실시 예와 달리 채널 정보 또는 프리코딩 행렬 정보에 대한 피드백이 요구되지 않는다. 또한, 상기 본 발명의 제2실시 예의 경우, XOR 연산이 아닌 합산 연산이 적용된다. 이에 따라, 중계기는 심벌별 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 다르게 설정할 수 있다. 상기 본 발명의 제2실시 예에 따른 2홉 중계 통신의 형태는 도 3과 같다.
상기 도 3을 참고하면, 기지국(310)은 중계기(330)로 심벌 벡터 S1을 송신하고(301단계), 단말(320)은 상기 중계기(330)로 심벌 벡터 S2를 송신한다(303단계). 이후, 상기 중계기(330)는 상기 심벌 벡터 S1 및 상기 심벌 벡터 S2를 합산하되, 상기 S1에 대한 프리코딩을 수행하고, 상기 S1 및 상기 S2에 전력 계수를 적용한다. 그리고, 상기 중계기(330)는 프리코딩 및 전력 계수가 적용된 심벌 벡터 XR을 상기 기지국(310) 및 상기 단말(320)로 동시에 송신한다(305단계). 여기서, 상기 프리코딩 행렬 W는 상기 <수학식 1>과 같이 산출된다. 상기 중계기(330)의 송신 신호는 하기 <수학식 3>과 같다.
Figure 112009018494313-pat00007
상기 <수학식 3>에서, 상기 XR은 중계기의 송신 심벌 벡터, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 p2은 단말에 대한 중계 전력 계수, 상기 W는 프리코딩 행렬, 상기 S1은 기지국의 송신 심벌 벡터, 상기 S2는 단말의 송신 심벌 벡터를 의미한다. 여기서, 상기 P1의 제곱(=P1 2) 및 상기 P2의 제곱(=P2 2)의 합은 1보다 작거나 같다. 또한, 상기 P1 및 상기 P2는 채널의 평균적 이득(avarage gain)에 따라 고정된 값으로 설정되거나, 또는, 채널의 순시적 변화에 따라 산출되는 최적화된 값으로 설정될 수 있다.
상기 본 발명의 제2실시 예에서, 상기 중계기(330)로부터 신호를 수신한 상기 단말(320)은 다음과 같은 과정을 통해 상기 기지국(310)의 송신 심벌 벡터를 검출한다.
상기 단말(320)에 수신된 신호는 하기 <수학식 4>와 같이 표현된다.
Figure 112009018494313-pat00008
상기 <수학식 4>에서, 상기 Y2는 단말로의 수신 신호, 상기 HR2는 중계기 및 단말 간 채널 행렬, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 p2은 단말에 대한 중계 전력 계수, 상기 W는 프리코딩 행렬, 상기 S1은 기지국의 송신 심벌 벡터, 상기 S2는 단말의 송신 심벌 벡터, 상기 Z2는 중계기 및 단말 간 채널의 잡음 벡터를 의미한다.
신호를 수신한 상기 단말(320)은 채널 추정을 통해 상기 중계기(330) 및 상기 단말(320) 간 채널 행렬을 알 수 있으므로, 하기 <수학식 5>와 같은 선형 등화(linear equliation)을 통해 채널을 대각화(digonalization)한다.
Figure 112009018494313-pat00009
상기 <수학식 5>에서, 상기 R2는 등화된 신호, 상기 U2 H는 중계기 및 단말 간 채널 행렬의 SVD 연산을 통해 얻어지는 우 특이 행렬의 켤레 전치(conjugate transpose) 행렬, 상기 Y2는 단말의 수신 신호, 상기 P2는 단말에 대한 중계 전력 계수, 상기 S2는 단말의 송신 심벌 벡터, 상기 Σ2는 중계기 및 단말 간 채널 행렬의 SVD 연산을 통해 얻어지는 특이 값들로 구성된 대각 행렬, 상기 S2는 기지국의 송신 심벌 벡터, 상기 Z2는 중계기 및 단말 간 채널의 잡음 벡터를 의미한다.
즉, 상기 <수학식 5>와 같이 채널 행렬을 대각화함으로써, 상기 단말(320)은 ZF(Zero-Forcing) 기법 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 기법을 통해 간단히 채널 용량을 최대화할 수 있다.
상기 본 발명의 제2실시 예에서, 상기 중계기(330)로부터 신호를 수신한 상기 기지국(310)은 다음과 같은 과정을 통해 상기 단말(320)의 송신 심벌 벡터를 검출한다.
상기 단말(320)과 달리, 상기 기지국(310)은 상기 중계기(330) 및 상기 단말(320) 간 채널 행렬을 알 수 없으므로, 상기 단말(320)과 같은 방식을 사용할 수 없다. 따라서, 상기 기지국(310)은 블라인드 디코딩(blind decoding) 기법에 따라 상기 단말(320)의 송신 심벌 벡터를 검출한다. 상기 기지국(310)에 수신된 신호는 하기 <수학식 6>과 같이 표현된다.
Figure 112009018494313-pat00010
상기 <수학식 6>에서, 상기 Y1은 기지국으로의 수신 신호, 상기 HR1은 중계기 및 기지국 간 채널 행렬, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 W는 프리코딩 행렬, 상기 S1은 기지국의 송신 심벌 벡터, 상기 p2은 단말에 대한 중계 전력 계수, 상기 S2는 단말의 송신 심벌 벡터, 상기 Z1는 중계기 및 기지국 간 채널의 잡음 벡터를 의미한다.
상기 단말(320)의 송신 심벌 벡터의 추정치를
Figure 112009018494313-pat00011
라 할 때, 상기 기지국(310)은 상기 추정치를 이용하여 하기 <수학식 7>과 같이 간섭 제거(interference cancellation)을 시도한다. 여기서, 상기 간섭 제거는 단말의 송 신 심벌 벡터의 성분을 제거하고, 기지국의 송신 심벌 벡터 성분만을 추출하는 것을 의미한다.
Figure 112009018494313-pat00012
상기 <수학식 7>에서, 상기 R1은 간섭 제거된 수신 신호, 상기 HR1은 중계기 및 기지국 간 채널 행렬, 상기 Y1은 기지국으로의 수신 신호, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기
Figure 112015039733263-pat00013
는 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기 S2는 단말의 송신 심벌 벡터, 상기 p2은 단말에 대한 중계 전력 계수, 상기 W는 프리코딩 행렬, 상기
Figure 112015039733263-pat00014
는 중계기 및 기지국 간 채널의 역행렬과 곱해진 잡음 벡터(=HR1 -1Z1)을 의미한다.
총 L개의 시간 슬롯(time slot)들 동안 L개의 심벌 벡터들을 수신한 후, 상기 <수학식 7>과 같이 간섭 제거를 수행한 상기 기지국(310)은 하기 <수학식 8>과 같이 간섭 제거된 수신 신호의 전력 및 송신 신호의 전력 간 차이값을 산출한다. 이하 설명의 편의를 위해, 본 발명은 상기 '상기 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치를 이용하여 수신 신호에서 추출된 상기 기지국의 송신 신호 전력 및 상기 기지국의 송신 신호의 전력 간 차이값'을 '전력 차이값'이라 칭한다.
Figure 112009018494313-pat00015
상기 <수학식 8>에서, A(:,l)은 행렬 A의 l번째 열을 의미하는 것으로서, 물리적으로 L개의 시간 슬롯들 중 l번째 시간 슬롯에 대응되는 벡터를 의미한다. 즉, 상기
Figure 112009018494313-pat00016
는 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이값, 상기 R1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 간섭 제거된 수신 신호 벡터, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 S1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 송신 심벌 벡터, 상기 p2는 단말에 대한 중계 전력 계수, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00017
는 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기 W는 프리코딩 행렬, 상기
Figure 112009018494313-pat00018
는 l번째 시간 슬롯에 대한 중계기 및 기지국 간 채널의 역행렬과 곱해진 잡음 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00019
는 l번째 시간 슬롯에 대한 추정치로 인한 오차값, 상기
Figure 112009018494313-pat00020
는 l번째 시간 슬롯에 대한 잡음으로 인한 오차값을 의미한다. 이하 설명의 편의를 위해, 본 발명은 상기 '추정치로 인한 오차값'을 '추정 오차 값', 상기 '잡음으로 인한 오차값'을 '잡음 오차값'이라 칭한다.
여기서, 상기 추정치로 인한 오차 값 및 상기 잡음 오차값은 하기 <수학식 9>와 같이 표현된다.
Figure 112009018494313-pat00021
상기 <수학식 9>에서, 상기
Figure 112009018494313-pat00022
는 l번째 시간 슬롯에 대한 추정 오차값, 상기 p2는 단말에 대한 중계 전력 계수, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00023
는 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 W는 프리코딩 행렬, 상기 S1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 송신 심벌 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00024
는 l번째 시간 슬롯에 대한 잡음 오차값, 상기
Figure 112009018494313-pat00025
는 l번째 시간 슬롯에 대한 중계기 및 기지국 간 채널의 역행렬과 곱해진 잡음 벡터를 의미한다.
만일, 상기 단말(320)의 송신 심벌 벡터의 추정치가 정확하다면, 상기 <수학식 9>에 나타난 추정 오차값 및 잡음 오차값은 하기 <수학식 10>과 같다.
Figure 112009018494313-pat00026
상기 <수학식 10>에서, 상기
Figure 112009018494313-pat00027
는 l번째 시간 슬롯에 대한 추정 오차값, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00028
는 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기
Figure 112009018494313-pat00029
는 l번째 시간 슬롯에 대한 잡음 오차값, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 S1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 송신 심벌 벡터, 상기 W는 프리코딩 행렬, 상기
Figure 112009018494313-pat00030
는 l번째 시간 슬롯에 대한 중계기 및 기지국 간 채널의 역행렬과 곱해진 잡음 벡터를 의미한다.
즉, 상기 단말(320)의 송신 심벌 벡터의 추정치
Figure 112009018494313-pat00031
가 상기 단말(320)의 송신 심벌 벡터 S2(:,l)과 동일하다면, 잡음으로 인한 오차 값을 무시할 때, 상기 전력 차이값은 0에 근접하게 된다. 따라서, 상기 프리코딩 행렬을 알지 못하더라도, 상기 기지국(310)은 모든 경우를 고려한(exhaustive) 검색을 통해 상기 전력 차이값을 0에 가장 근접시키는 추정치를 찾아냄으로써, 상기 단말(320)의 송신 심벌 벡터를 검출한다. 이를 위해, 상기 기지국(310)은 확률 오차(probability error)를 최소화하는 ML(Maximum Likelihood) 검출 기법 또는 LS(Least Square) 기법을 활용한다.
먼저, 상기 기지국(310)이 신호 검출을 위해 ML 기법을 사용하는 경우를 설명하면 다음과 같다. 상기 ML 기법에 따르는 경우, 상기 단말(320)의 송신 심벌 벡터는 하기 <수학식 11>과 같이 결정된다.
Figure 112009018494313-pat00032
상기 <수학식 11>에서,
Figure 112009018494313-pat00033
는 l번째 시간 슬롯에 대한 최적의 추정치, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기 M은 모든 가능한 심벌 벡터들을 포함하는 집합, 상기
Figure 112009018494313-pat00034
은 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이값, 상기
Figure 112009018494313-pat00035
는 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치를 의미한다.
추정치가 정확한 경우, 상기 전력 차이값의 확률 분포는 하기 <수학식 12>와 같이 표현된다.
Figure 112009018494313-pat00036
상기 <수학식 12>에서, 상기
Figure 112009018494313-pat00037
은 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이값, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00038
는 l번 째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 W는 프리코딩 행렬, 상기 HR1은 중계기 및 기지국 간 채널 행렬, 상기 Z1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 중계기 및 기지국 간 채널의 잡음 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00039
는 l번째 시간 슬롯에 대한 잡음 오차값을 의미한다.
즉, 상기 <수학식 12>에 나타난 바와 같이, 추정치가 정확한 경우 상기 전력 차이값의 확률 분포는 잡음 오차값의 확률 분포와 일치한다. 이때, 상기 잡음으로 인한 오차의 확률 분포를 얻어내기 위해서, 프리코딩 행렬 정보가 필요하다. 하지만, 본 발명의 제2실시 예는 상기 기지국(310)으로 상기 프리코딩 행렬 정보를 제공하는 절차를 포함하지 않는다. 만일, 상기 프리코딩 행렬을 단위 행렬(identity matrix)로 가정한 경우, 상기 잡음 오차값의 확률 분포는 하기 <수학식 13>과 같이 정의된다.
Figure 112009018494313-pat00040
상기 <수학식 13>에서, 상기
Figure 112009018494313-pat00041
는 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 가정한 경우의 l번째 시간 슬롯에 대한 잡음 오차값, 상기 S1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 송신 심벌 벡터, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 HR1은 중계기 및 기지국 간 채널 행렬, 상기 Z1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 중계기 및 기지국 간 채널의 잡음 벡터를 의미한다.
상기 <수학식 13>과 같은 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 가정한 경우의 잡음 오차값의 확률 분포 및 원래의 잡음 오차값의 확률 분포를 함께 도시하면 도 4와 같다. 상기 도 4에 도시된 바와 같이, 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 가정한 경우의 잡음 오차값의 확률 분포 및 원래의 잡음 오차값의 확률 분포는 정확하게 일치하므로, 상기 기지국(310)은 상기 원래의 잡음 오차값의 확률 분포에 대신하여 상기 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 가정한 경우의 잡음 오차값의 확률 분포를 이용한다.
상기 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 가정한 경우의 잡음 오차값의 확률 분포를 결정하기 위해, 상기 기지국(310)은 상기 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 가정한 경우의 잡음 오차값을 하기 <수학식 14>와 같이 산출한다.
Figure 112009018494313-pat00042
상기 <수학식 14>에서, 상기
Figure 112009018494313-pat00043
는 l번째 시간 슬롯에 대한 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 가정한 경우의 잡음 오차값, 상기 wl은 실수 가우시안 랜덤 벡터(real-valued Gaussian random vector), 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 HR1은 중계기 및 기지국 간 채널 행렬, 상기 S1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 송신 심벌 벡터, 상기 Z1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 중계기 및 기지국 간 채널의 잡음 벡터를 의미한다.
그리고, 상기 상기 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 가정한 경우의 잡음 오차값의 확률 분포는 하기 <수학식 15>와 같이 정의된다.
Figure 112009018494313-pat00044
상기 <수학식 15>에서, 상기
Figure 112009018494313-pat00045
는 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 가정한 경우의 l번째 시간 슬롯에 대한 잡음 오차값, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00046
는 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기
Figure 112009018494313-pat00047
은 상기 <수학식 14>에 나타난 행렬 B의 랭크(rank), 즉, 선형적으로 독립하는(linearly independent) 행 벡터의 개수, 상기 λi는 상기 행렬 B와 잡음 전력의 곱을 2로 나눈 행렬(=
Figure 112009018494313-pat00048
)의 0이 아닌 특이 고유값들(distinct non-zero eigenvalues), 상기 fi는 상기 λi의 다중도 차수(repective orders of multiplicity), 즉, 상기 λi를 고유값으로 갖는 고유벡터의 개수, 상기 ηiq는 동일한 λi에 대응되는
Figure 112009018494313-pat00049
의 원소(element)를 의미한다. 여기서, 상기 Ω는 상기 행렬 B의 고유벡터(eigen vector)들로 구성되는 직교 행렬(orthogonal matrix), 상기 μ는 -B-1xl을 의미한다. 또한, 상기 B 및 상기 xl은 상기 <수학식 14>에 정의된 행렬들이다.
따라서, 상기 전력 차이값의 확률 분포는 하기 <수학식 16>과 같이 정리된다.
Figure 112009018494313-pat00050
상기 <수학식 16>에서, 상기
Figure 112009018494313-pat00051
은 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이값, 상 기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00052
는 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기
Figure 112009018494313-pat00053
는 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 가정한 경우의 l번째 시간 슬롯에 대한 잡음 오차값, 상기
Figure 112009018494313-pat00054
및 상기
Figure 112009018494313-pat00055
는 상기 <수학식 15>에 정의된 변수를 의미한다.
상기 전력 차이값의 확률 분포를 결정하기 위해, 상기 기지국(310)은 적분 형태로 표현된 상기 <수학식 16>을 합의 형태로 변환한 하기 <수학식 17>을 이용한다.
Figure 112009018494313-pat00056
상기 <수학식 17>에서, 상기
Figure 112009018494313-pat00057
은 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이값, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00058
는 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기 TU는 tj의 종료점(ending point), 상기 J는 인덱스 tj의 개수를 의미한다. 여기서, 상기 TU는 하기 <수학식 18>을 만족시키는 기준 값(truncation point)이다.
Figure 112009018494313-pat00059
상기 <수학식 18>에서, 상기
Figure 112009018494313-pat00060
및 상기
Figure 112009018494313-pat00061
는 상기 <수학식 15>에 정의된 변수, 상기 TU는 t의 종료점, 상기 ET는 허용 오차(error tolerance)를 의미한다.
그리고, 상기 기지국(310)은 하기 <수학식 19>와 같이 상기 단말(320)의 송신 심벌 벡터를 검출한다.
Figure 112009018494313-pat00062
상기 <수학식 19>에서,
Figure 112009018494313-pat00063
는 단말의 송신 심벌 벡터에 대한 최적의 추정치, 상기
Figure 112009018494313-pat00064
는 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기 M은 모든 가능한 심벌 벡터들을 포함하는 집합, 상기
Figure 112009018494313-pat00065
은 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이 값, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00066
및 상기
Figure 112009018494313-pat00067
는 상기 <수학식 15>에 정의된 변수, 상기 TU는 tj의 종료점(ending point), 상기 J는 인덱스 tj의 개수를 의미한다.
다음으로, 상기 기지국(310)이 신호 검출을 위해 LS 기법을 사용하는 경우를 설명하면 다음과 같다. 상기 LS 기법을 사용하는 경우, 확률 분포가 아닌 비용 함수(cost function)이 사용된다. 상기 비용(cost)으로서 상기 <수학식 8>과 같이 얻어지는 전력 차이값 및 상기 <수학식 10>과 같이 얻어지는 잡음 오차값 간 오류값이 사용된다. 이에 따라, 상기 비용 함수는 하기 <수학식 20>와 같이 정의된다.
Figure 112009018494313-pat00068
상기 <수학식 20>에서, 상기 ε는 비용 함수, 상기 Ea는 a에 대한 평균 연산자, 상기
Figure 112009018494313-pat00069
은 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이 값, 상기 S1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 송신 심벌 벡터, 상기 W는 프리코딩 행렬, 상기
Figure 112009018494313-pat00070
는 l번째 시간 슬롯에 대한 중계기 및 기지국 간 채널의 역행렬과 곱해진 잡음 벡터를 의미한다.
따라서, 상기 기지국(310)은 상기 비용 함수의 결과를 최소화하는 전력 차이값을 결정함으로써, 상기 단말(320)의 송신 심벌 벡터를 검출한다. 이때, 상기 비용 함수는 컨벡스(convex) 함수임을 고려하여, 상기 비용 함수의 결과를 최소화하는 전력 차이값은 상기 비용 함수의 미분을 통해 얻어진다. 즉, 상기 비용 함수의 결과를 최소화하는 전력 차이값은 하기 <수학식 21>의 해를 산출함으로써 얻어진다.
Figure 112009018494313-pat00071
상기 <수학식 21>에서, 상기 ε는 비용 함수, 상기
Figure 112009018494313-pat00072
은 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이 값, 상기 S1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 송신 심벌 벡터, 상기 W는 프리코딩 행렬, 상기
Figure 112009018494313-pat00073
는 l번째 시간 슬롯에 대한 중계기 및 기지국 간 채널의 역행렬과 곱해진 잡음 벡터, 상기 HR1은 중계기 및 기지국 간 채널 행렬, 상기 N0 (1)은 잡음 전력, 상기 tr[ ]은 트레이스 연산자(trace operator)를 의미한다. 여기서, 상기 트레이스 연산은 대각 원소들의 합을 의미한다.
따라서, 상기 비용 함수의 결과를 최소화하는 최적의 전력 차이값은 하기 <수학식 22>과 같으며, 전력 차이값을 하기 <수학식 22>의 결과 값에 가장 근접하게 하는 심벌 벡터가 상기 단말(320)의 송신 심벌 벡터로서 검출된다.
Figure 112009018494313-pat00074
상기 <수학식 22>에서, 상기
Figure 112009018494313-pat00075
는 최적의 전력 차이값, 상기 N0 (1)은 잡음 전력, 상기 tr[ ]은 트레이스 연산자, 상기 HR1은 중계기 및 기지국 간 채널 행렬을 의미한다.
상술한 검출 방식에 따르면, 검출 결과로서 조건을 만족하는 송신 심벌 벡터가 결정되며, 이는 일종의 경판정(hard decision)이라 할 수 있다. 하지만, 연판정(soft decision)에 따라 비트별 LLR(Log Likelihood Ratio)를 결정하고자 하는 경우, 상기 기지국(310)은 다음과 같이 상기 LLR을 결정한다.
n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트(code bit)의 LLR은 하기 <수학식 23>와 같이 표현된다.
Figure 112009018494313-pat00076
상기 <수학식 23>에서, 상기 LLRn,i는 n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트(code bit)의 LLR, 상기 C2(n,i)는 n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트의 송신 값, 상기 Y1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 수신 심벌 벡터를 의미한다.
여기서, 상기 n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트 값이 1일 확률은 하기 <수학식 24>과 같다.
Figure 112009018494313-pat00077
상기 <수학식 24>에서, 상기 C2(n,i)는 n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트의 송신 값, 상기 Y1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 수신 심벌 벡터, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00078
은 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이 값, 상기
Figure 112009018494313-pat00079
는 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기
Figure 112009018494313-pat00080
은 n번째 안테나의 i번째 부호 비트가 1인 심벌 벡터들의 집합, 상기 HR1은 중계기 및 기지국 간 채널 행렬, 상기 p2는 단말에 대한 중계 전력 계수, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 N은 안테나 개수를 의미한다.
이때, 상기 전력 차이값의 확률 분포는 상기 <수학식 12>와 동일하므로, 상기 n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트의 송신 값이 1일 확률은 하기 <수학식 25>와 같이 정리된다.
Figure 112009018494313-pat00081
상기 <수학식 25>에서, 상기 C2(n,i)는 n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트의 송신 값, 상기 Y1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 수신 심벌 벡터, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00082
은 n번째 안테나의 i번째 부호 비트가 1인 심벌 벡터들의 집합, 상기
Figure 112009018494313-pat00083
은 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이 값, 상기
Figure 112009018494313-pat00084
는 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 가정한 경우의 l번째 시간 슬롯에 대한 잡음 오차값, 상기
Figure 112009018494313-pat00085
는 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기
Figure 112009018494313-pat00086
및 상기
Figure 112009018494313-pat00087
는 상기 <수학식 15>에 정의된 변수를 의미한다.
상기 n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트 값이 1일 확률은 결정하기 위해, 상기 기지국(310)은 적분 형태로 표현된 상기 <수학식 25>을 합의 형태로 변환한 하기 <수학식 26>를 이용한다.
Figure 112009018494313-pat00088
상기 <수학식 26>에서, 상기 C2(n,i)는 n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트의 송신 값, 상기 Y1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 수신 심벌 벡터, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00089
은 n번째 안테나의 i번째 부호 비트가 1인 심벌 벡터들의 집합, 상기
Figure 112009018494313-pat00090
은 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이 값, 상기
Figure 112009018494313-pat00091
및 상기
Figure 112009018494313-pat00092
는 상기 <수학식 15>에 정의된 변수, 상기 TU는 tj의 종료점(ending point), 상기 J는 인덱스 tj의 개수를 의미한다.
상기 n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트 값이 0일 확률도 상술한 바와 유사하게 하기 <수학식 27>과 같이 결정된다.
Figure 112009018494313-pat00093
상기 <수학식 27>에서, 상기 C2(n,i)는 n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트의 송신 값, 상기 Y1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 수신 심벌 벡터, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00094
은 n번째 안테나의 i번째 부호 비트가 0인 심벌 벡터들의 집합, 상기
Figure 112009018494313-pat00095
은 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이 값, 상기
Figure 112009018494313-pat00096
및 상기
Figure 112009018494313-pat00097
는 상기 <수학식 15>에 정의된 변수, 상기 TU는 tj의 종료점(ending point), 상기 J는 인덱스 tj의 개수를 의미한다.
상기 기지국(310)은 상기 <수학식 26> 및 상기 <수학식 27>을 통해 결정되는 확률값을 이용하여 비트별 LLR들을 결정하고, 상기 비트별 LLR들을 이용하여 디코딩(decoding)을 수행한다. 이때, 비터비(Viterbi) 기법과 같이 수신 신호 값을 필요로하는 디코딩 기법이 사용되는 경우, 상기 기지국(310)은 하기 <수학식 27>과 같이 정의되는 등가 수신 신호(equivalent received signal)를 사용한다.
Figure 112009018494313-pat00098
상기 <수학식 28>에서, 상기
Figure 112009018494313-pat00099
는 등가 수신 신호, 상기 S2는 단말의 송신 심벌 벡터, 상기 Zeq는 등가 잡음을 의미한다.
만일, BPSK(Binary Phase Shift keying) 방식이 적용되는 경우, 비트별 LLR은 하기 <수학식 29>과 같다.
Figure 112009018494313-pat00100
상기 <수학식 29>에서, 상기 LLRn,i는 n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트의 LLR, 상기
Figure 112009018494313-pat00101
는 기지국의 등가 수신 신호 중 n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트의 수신 값, 상기 S2(n,i)는 n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트의 송신 값, 상기 N0 eq는 등가 잡음 전력을 의미한다.
상기 비트별 LLR을 이용하여 상기 기지국(310)은 하기 <수학식 30>과 같이 상기 등가 수신 신호를 산출한다.
Figure 112009018494313-pat00102
상기 <수학식 30>에서, 상기
Figure 112009018494313-pat00103
는 기지국의 등가 수신 신호 중 n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트의 수신 값, 상기 N0 eq는 등가 잡음 전력, 상기 LLRn,i는 n번째 안테나를 통해 수신된 i번째 부호 비트의 LLR을 의미한다.
상술한 바와 같이, 상기 기지국(310)은 비트별 LLR을 이용한 소프트 디코딩, 또는, ML 기법 등에 따른 경판정을 통해 상기 단말(320)의 송신 심벌 벡터를 검출할 수 있다. 이때, SIC(Successive Interference Cancellation) 기법을 추가적으로 적용함으로써, 상기 기지국(310)은 검출 성능을 향상시킬 수 있다. 즉, 코드워드(codeword)들이 공간 스트림(spatial stream)별로 인코딩(encoding)되어 있다면, 상기 기지국(310)은 상기 SIC 기법을 채널 디코딩 과정에 적용함으로써 안테나들 간 간섭을 제거하고, 검출 성능을 향상시킬 수 있다. 상기 SIC 기법은 성능을 채널 용량에 근접하게(asymptotic) 이루기 위한 방안으로서, 이미 검출된 값을 이용하여 상기 검출된 값으로부터 간섭을 받은 수신 신호에서의 간섭을 제거하고 나머지를 검출하는 연산의 반복으로 이루어진다. 이때, 검출 순서를 결정하는 것이 상기 SIC 기법의 핵심 요소라 할 수 있다. 특히, 본 발명에서, 유효 잡음(effective noise)은 종래의 잡음과 전혀 다른 형태를 따르기 때문에, 상기 검출 순서를 결정하는 것이 더욱더 중요하다.
상기 SIC 기법을 적용하는 경우, k번째 반복 단계에서 jk번째 안테나의 신호를 검출한 후, k+1번째 반복 단계에서의 수신 신호는 하기 <수학식 31>과 같이 간섭 제거된다.
Figure 112009018494313-pat00104
상기 <수학식 31>에서, 상기 Y1,k는 k번째 반복 단계에서의 기지국의 수신 심 벌 벡터, 상기 p2는 단말에 대한 중계 전력 계수, 상기 HR1,k(:,jk)는 k번째 반복 단계에서의 중계기 및 기지국 간 채널 행렬의 jk번째 열, 상기
Figure 112009018494313-pat00105
는 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치의 jk번째 행을 의미한다. 여기서, 상기 jk는 안테나 인덱스에 대응된다.
k번째 반복 단계 이후, 채널 행렬의 jk번째 행은 0 벡터로 치환된다. 그리고, k번째 반복 단계에서, 유효 잡음은 하기 <수학식 32>과 같이 표현된다.
Figure 112009018494313-pat00106
상기 <수학식 32>에서, 상기
Figure 112009018494313-pat00107
는 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 가정한 경우의 l번째 시간 슬롯에 대한 잡음 오차값, 상기
Figure 112009018494313-pat00108
는 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 S1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 송신 심벌 벡터, 상기
Figure 112009018494313-pat00109
는 k번째 반복 단계에서의 중계기 및 기지국 간 채널 행렬의 무어-펜로즈 역행렬(Moore-Penrose inverse matrix), 상기 Z1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 중계기 및 기지국 간 채널의 잡음 벡터를 의미한다.
상기 무어-펜로즈 역행렬(Moore-Penrose inverse matrix)은 하기 <수학식 33>와 같이 정의된다.
Figure 112009018494313-pat00110
상기 <수학식 33>에서, 상기
Figure 112009018494313-pat00111
는 k번째 반복 단계에서의 중계기 및 기지국 간 채널 행렬의 무어-펜로즈 역행렬, 상기 VR1,k는 k번째 반복 단계에서의 중계기 및 기지국 간 채널 행렬에 대한 SVD 연산을 통해 얻어지는 우 특이 행렬, 상기 σi는 k번째 반복 단계에서의 중계기 및 기지국 간 채널 행렬의 i번째 특이 값(singular value), 상기 UR1,k는 k번째 반복 단계에서의 중계기 및 기지국 간 채널 행렬에 대한 SVD 연산을 통해 얻어지는 좌 특이 행렬을 의미한다.
또한, 상기 유효 잡음의 분산(variance)은 하기 <수학식 34>과 같다.
Figure 112009018494313-pat00112
상기 <수학식 34>에서, 상기
Figure 112009018494313-pat00113
는 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 가정한 경우의 l번째 시간 슬롯에 대한 잡음 오차값, 상기
Figure 112009018494313-pat00114
는 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 N0 (1)은 잡음 전력, 상기 tr[ ]은 트레이스 연산자, 상기 HR1,k는 k번째 반복 단계에서의 중계기 및 기지국 간 채널 행렬, 상기 σi는 k번째 반복 단계에서의 중계기 및 기지국 간 채널 행렬의 i번째 특이 값을 의미한다.
상술한 본 발명의 제2실시 예에서, 전력 계수 p1 및 p2는 고정된 값으로 설정되거나, 또는, 채널의 순시적 변화에 따라 산출되는 최적화된 값으로 설정될 수 있다. 여기서, 본 발명은 비대칭한 품질을 갖는 2개의 홉들의 채널들이 대칭되는 이득을 갖도록하는 것을 최적화라 본다.
본 발명의 실시 예에서, 올바른 검출이 수행될 확률, 즉, 검출 성공 확률은 하기 <수학식 34>와 같다.
Figure 112009018494313-pat00115
상기 <수학식 35>에서, 상기 Ψ는 검출 성공 확률, 상기
Figure 112009018494313-pat00116
는 0보다 작은 l번째 시간 슬롯에 대한 추정 오차값, 상기
Figure 112009018494313-pat00117
는 0보다 큰 l번째 시간 슬롯에 대한 추정 오차값, 상기
Figure 112009018494313-pat00118
는 전력 차이 값, 상기
Figure 112009018494313-pat00119
는 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기 M은 모든 가능한 심벌 벡터들을 포함하는 집합, 상기 mi는 M의 i번째 원소를 의미한다.
상기 전력 차이값의 확률 분포가 상기 <수학식 34>을 분산으로 갖는 가우시한 분포라 가정할 때, 상기 검출 성공 확률은 하기 <수학식 36>와 같다.
Figure 112009018494313-pat00120
상기 <수학식 36>에서, 상기 Ψ는 검출 성공 확률, 상기
Figure 112009018494313-pat00121
는 0보다 작은 l번째 시간 슬롯에 대한 추정 오차값, 상기
Figure 112009018494313-pat00122
는 0보다 큰 l번째 시간 슬롯에 대한 추정 오차값, 상기
Figure 112009018494313-pat00123
는 l번째 시간 슬롯에 대한 잡음 오차값, 상기 Q(x)는 가우시안 Q 함수(Q function), 상기
Figure 112009018494313-pat00124
는 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기 M은 모든 가능한 심벌 벡터들을 포함하는 집합, 상기 mi는 M의 i번째 원소를 의미한다.
상기 검출 성공 확률을 등가 수신 신호의 함수로 표현하면, 하기 <수학식 37>, 하기 <수학식 38> 및 하기 <수학식 39>과 같다. 하기 <수학식 37>, 하기 <수학식 38> 및 하기 <수학식 39>은 PAM(Pulse Amplitude Modultion) 방식을 가정하고 있으며, 하기 <수학식 37>은 송신 심벌이 성상도 내 점들 중 가작 작은 값인 경우, 하기 <수학식 39>은 송신 심벌이 성상도 내 점들 중 가작 큰 값인 경우, 하기 <수학식 39>은 그 외의 경우의 검출 성공 확률을 나타낸다.
Figure 112009018494313-pat00125
상기 <수학식 37>에서, 상기 Ψn은 n번째 안테나에 대한 검출 성공 확률, 상기
Figure 112009018494313-pat00126
는 기지국의 등가 수신 신호 중 l번째 시간 슬롯에 n번째 안테나를 통해 수신된 심벌의 수신 값, 상기 ai는 성상도 내 i번째 심벌 값, 상기 N0 eq는 등가 잡음 전력, 상기 Q()는 가우시한 Q 함수를 의미한다.
Figure 112009018494313-pat00127
상기 <수학식 38>에서, 상기 Ψn은 n번째 안테나에 대한 검출 성공 확률, 상 기
Figure 112009018494313-pat00128
는 기지국의 등가 수신 신호 중 l번째 시간 슬롯에 n번째 안테나를 통해 수신된 심벌의 수신 값, 상기 ai는 성상도 내 i번째 심벌 값, 상기 N0 eq는 등가 잡음 전력, 상기 Q()는 가우시한 Q 함수를 의미한다.
Figure 112009018494313-pat00129
상기 <수학식 39>에서, 상기 Ψn은 n번째 안테나에 대한 검출 성공 확률, 상기
Figure 112009018494313-pat00130
는 기지국의 등가 수신 신호 중 l번째 시간 슬롯에 n번째 안테나를 통해 수신된 심벌의 수신 값, 상기 ai는 성상도 내 i번째 심벌 값, 상기 N0 eq는 등가 잡음 전력, 상기 Q()는 가우시한 Q 함수를 의미한다.
상기 <수학식 37> 내지 상기 <수학식 39>과 같은 경우에 따른 검출 성공 확률들을 종합하여, BPSK 방식의 경우의 검출 성공 확률을 나타내면 하기 <수학식 40>와 같다.
Figure 112009018494313-pat00131
상기 <수학식 40>에서, 상기 Ψn은 검출 성공 확률, 상기
Figure 112009018494313-pat00132
는 기지국의 등가 수신 신호 중 l번째 시간 슬롯에 n번째 안테나를 통해 수신된 심벌의 수신 값, 상기 S2(n,l)은 l번째 시간 슬롯에 n번째 안테나를 통해 송신된 단말의 송신 심벌, 상기 N0 eq는 등가 잡음 전력, 상기 Q()는 가우시한 Q 함수를 의미한다.
따라서, 등가 잡음 벡터은 하기 <수학식 41>과 같이 표현된다.
Figure 112009018494313-pat00133
상기 <수학식 41>에서, 상기 N0 eq는 등가 잡음 전력, 상기 Q()는 가우시한 Q 함수, 상기 Ψ는 검출 성공 확률, 상기 N은 안테나 개수를 의미한다. 여기서, 상기 Ψ은 각 안테나의 검출 성공 확률의 곱이다.
이때, 상기 중계기(330)에서 상기 기지국(310)으로의 성취가능한 전송률 및 상기 중계기(330)에서 상기 단말(320)로의 성취가능한 전송률은 하기 <수학식 42> 과 같이 근사된다.
Figure 112009018494313-pat00134
상기 <수학식 42>에서, 상기 RR1은 중계기에서 기지국으로의 전송률, 상기 N0 eq는 등가 잡음 전력, 상기 RR2는 중계기에서 단말로의 전송률, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 HR2는 중계기 및 단말 간 채널 행렬, 상기 N0는 잡음 전력, 상기 IN은 크기가 N인 단위 행렬, 상기 N은 안테나 개수, 상기 σR1,i는 중계기 및 기지국 간 채널 행렬의 i번째 특이 값을 의미한다.
최종적으로, 하기 <수학식 43>를 만족하는 p1 및 p2가 최적화된 전력 계수들이 된다.
Figure 112009018494313-pat00135
상기 <수학식 43>에서, 상기 RR1은 중계기에서 기지국으로의 전송률, 상기 N은 안테나 개수, 상기 N0 eq는 등가 잡음 전력, 상기 RR2는 중계기에서 단말로의 전송 률, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 RR2는 중계기에서 단말로의 전송률, 상기 N0는 잡음 전력, 상기 IN은 크기가 N인 단위 행렬, 상기 σR1,i는 중계기 및 기지국 간 채널 행렬의 i번째 특이 값, 상기 p2은 단말에 대한 중계 전력 계수를 의미한다.
이하 본 발명은 상술한 바와 같이 중계 통신을 수행하는 기지국, 단말 및 중계기의 동작 및 구성을 도면을 참고하여 상세히 설명한다.
도 5는 본 발명의 제1실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 중계기의 동작 절차를 도시하고 있다.
상기 도 5를 참고하면, 상기 중계기는 501단계에서 기지국 및 단말로부터 신호가 수신되는지 확인한다. 즉, 상기 중계기는 2회의 수신 동작을 통해 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 상기 단말의 송신 심벌 벡터를 모두 수신하였는지 확인한다.
상기 기지국 및 상기 단말로부터 신호가 수신되었으면, 상기 중계기는 503단계로 진행하여 프리코딩 행렬을 산출한다. 즉, 상기 중계기는 상기 단말과의 채널 행렬에 대한 SVD 연산을 수행함으로써 상기 프리코딩 행렬을 산출한다. 상기 프리코딩 행렬은 상기 SVD 연산을 통해 얻어지는 우 특이 행렬이다. 이때, 상기 중계기는 상기 채널 행렬 정보를 획득해야 한다. 만일, 상기 중계기 및 단말 간의 복신 방식이 TDD 방식인 경우, 상기 중계기는 상기 채널 행렬을 직접 추정함으로써 상기 채널 행렬 정보를 획득한다. 하지만, 상기 복신 방식이 FDD 방식인 경우, 상기 중계기는 상기 단말로부터 피드백되는 제어 정보를 통해 상기 채널 행렬 정보를 획득한다.
상기 프리코딩 행렬을 산출한 후, 상기 중계기는 505단계로 진행하여 상기 기지국으로 상기 프리코딩 행렬 정보를 송신한다. 즉, 상기 중계기는 상기 기지국의 유효 채널 행렬 추정을 위하여 상기 프리코딩 행렬 정보를 포함하는 제어 정보를 송신한다.
상기 프리코딩 행렬 정보를 송신한 후, 상기 중계기는 507단계로 진행하여 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 상기 단말의 송신 심벌 벡터에 대한 XOR 연산을 수행한다. 다시 말해, 상기 중계기는 중계를 위한 송신 심벌 벡터를 생성한다.
상기 송신 심벌 벡터들에 대한 XOR 연산을 수행한 후, 상기 중계기는 509단계로 진행하여 상기 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 중계를 위한 송신 심벌 벡터에 대한 프리코딩을 수행한다. 다시 말해, 상기 중계기는 상기 중계를 위한 송신 심벌 벡터에 상기 프리코딩 행렬을 곱한다. 그리고, 상기 중계기는 상기 기지국 및 상기 단말로 상기 프리코딩된 송신 심벌 벡터를 동시에 송신한다.
상기 도 5에서, 상기 중계기는 505단계에서 상기 기지국의 유효 채널 행렬 정보 획득을 위해 상기 프리코딩 행렬 정보를 송신한다. 하지만, 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 상기 중계기는 유효 파일럿(effective pilot)을 통해 상기 유효 채널 정보를 제공할 수 있다. 이 경우, 상기 505단계는 상기 기지국으로 유효 파일 럿 신호를 송신하는 절차로 대체된다. 여기서, 상기 유효 파일럿 신호는 상기 프리코딩 행렬과 곱해진 파일럿 신호를 의미한다.
도 6은 본 발명의 제2실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 중계기의 동작 절차를 도시하고 있다.
상기 도 6을 참고하면, 상기 중계기는 601단계에서 기지국 및 단말로부터 신호가 수신되는지 확인한다. 즉, 상기 중계기는 2회의 수신 동작을 통해 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 상기 단말의 송신 심벌 벡터를 모두 수신하였는지 확인한다.
상기 기지국 및 상기 단말로부터 신호가 수신되었으면, 상기 중계기는 603단계로 진행하여 프리코딩 행렬을 산출한다. 즉, 상기 중계기는 상기 단말과의 채널 행렬에 대한 SVD 연산을 수행함으로써 상기 프리코딩 행렬을 산출한다. 상기 프리코딩 행렬은 상기 SVD 연산을 통해 얻어지는 우 특이 행렬이다. 이때, 상기 중계기는 상기 채널 행렬 정보를 획득해야 한다. 만일, 상기 중계기 및 단말 간의 복신 방식이 TDD 방식인 경우, 상기 중계기는 상기 채널 행렬을 직접 추정함으로써 상기 채널 행렬 정보를 획득한다. 하지만, 상기 복신 방식이 FDD 방식인 경우, 상기 중계기는 상기 단말로부터 피드백되는 제어 정보를 통해 상기 채널 행렬 정보를 획득한다.
상기 프리코딩 행렬을 산출한 후, 상기 중계기는 605단계로 진행하여 상기 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 단말의 송신 심벌 벡터에 대한 프리코딩을 수행한 다. 다시 말해, 상기 중계기는 상기 단말의 송신 심벌 벡터에 상기 프리코딩 행렬을 곱한다.
상기 프리코딩을 수행한 후, 상기 중계기는 607단계로 진행하여 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 상기 단말의 송신 심벌 벡터들 각각에 중계 전력 계수들을 적용한다. 이때, 상기 중계 전력 계수들은 미리 설정된 값이거나, 또는, 순시적인 채널 변화에 따라 최적화된 값으로 사용된다. 즉, 상기 중계 전력 계수들이 순시적인 채널 변화에 따라 최적화된 값으로 사용되는 경우, 상기 중계기는 상기 기지국으로의 전송률 및 상기 단말로의 전송률을 동일하게 하는 상기 중계 전력 계수들을 산출한다. 예를 들어, 상기 중계기는 상기 <수학식 9>와 같이 가능한 모든 심벌 벡터에 대하여 추정 오차값들 및 잡음 오차값들을 산출하고, 상기 <수학식 36>와 같이 상기 추정 오차값들 및 상기 잡음 오차값들을 이용하여 상기 기지국의 검출 성공 확률을 산출한다. 그리고, 상기 중계기는 상기 <수학식 41>과 같이 상기 검출 성공 확률로부터 등가 잡음 전력을 산출하고, SVD 연산을 통해 상기 중계기 및 상기 단말 간 채널 행렬의 특이값들을 산출한다. 이후, 상기 중계기는 상기 등가 잡음 전력 및 상기 특이값들을 상기 <수학식 43>에 대입한 후, 상기 <수학식 43>를 만족하는 중계 전력 계수들을 산출한다.
상기 중계 전력 계수들을 적용한 후, 상기 중계기는 609단계로 진행하여 상기 중계 전력 계수들이 적용된 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 상기 단말의 프리코딩된 송신 심벌 벡터를 합산함으로써 중계를 위한 송신 심벌 벡터를 생성한다. 그리고, 상기 중계기는 상기 중계를 위한 송신 심벌 벡터를 상기 기지국 및 상기 단말로 동시에 송신한다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 단말의 동작 절차를 도시하고 있다.
상기 도 7을 참고하면, 상기 단말은 701단계에서 중계기로 심벌 벡터를 송신한다. 이때, 성능 향상을 위해, 프리코딩, 시공간 부호화, 빔포밍 등의 송신 기법이 사용될 수 있다.
이후, 상기 단말은 703단계로 진행하여 상기 중계기로부터 신호가 수신되는지 확인한다. 이때, 본 발명의 제1실시 예의 경우, 상기 중계기로부터의 수신 신호는 상기 단말의 송신 심벌 벡터 및 기지국의 송신 심벌 벡터의 XOR 연산 결과 및 프리코딩 행렬의 곱이다. 반면, 본 발명의 제2실시 예의 경우, 상기 중계기로부터의 수신 신호는 프리코딩 행렬과 곱해진 상기 단말의 송신 심벌 벡터 및 상기 기지국의 송신 심벌 벡터의 합이다.
상기 신호가 수신되면, 상기 단말은 705단계로 진행하여 상기 중계기 및 상기 단말 간 채널 행렬을 추정하고, 상기 채널 행렬을 이용하여 유효 채널을 대각화(diagonalization)한다. 즉, 상기 단말은 상기 채널 행렬에 대한 SVD 연산을 통해 상기 채널 행렬의 좌 특이 벡터를 산출한 후, 상기 좌 특이 벡터의 허미션을 상기 수신 신호, 즉, 수신 심벌 벡터에 곱함으로써 유효 채널을 대각화한다. 단, 본 발명의 제2실시 예에 따르는 경우, 상기 단말은 상기 수신 심벌 벡터에서 상기 단말의 송신 심벌 벡터를 감산한 후, 상기 좌 특이 벡터를 곱한다.
상기 유효 채널을 대각화한 후, 상기 단말은 707단계로 진행하여 상기 기지국의 송신 심벌 벡터를 검출한다. 본 발명의 제1실시 예에 따르는 경우, 상기 단말은 대각화된 유효 채널 성분을 제거한 후, 상기 단말의 송신 심벌 벡터에 대한 XOR 연산 수행함으로써 상기 기지국의 송신 심벌 벡터를 검출한다. 반면, 본 발명의 제2실시 예에 따르는 경우, 상기 단말은 대각화된 유효 채널 성분을 제거함으로써 상기 기지국의 송신 심벌 벡터를 검출한다. 이때, 상기 단말은 ZF 기법 또는 MMSE 기법을 이용하여 상기 대각화된 유효 채널 성분을 제거한다.
도 8은 본 발명의 제1실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 기지국의 동작 절차를 도시하고 있다.
상기 도 8을 참고하면, 상기 기지국은 801단계에서 중계기로 심벌 벡터를 송신한다. 이때, 성능 향상을 위해, 프리코딩, 시공간 부호화, 빔포밍 등의 송신 기법이 사용될 수 있다.
상기 심벌 벡터를 송신한 후, 상기 기지국은 803단계로 진행하여 상기 중계기로부터 프리코딩 행렬 정보가 수신되는지 확인한다. 여기서, 상기 프리코딩 행렬 정보는 상기 프리코딩 행렬 자체를 나타내는 정보이거나, 또는, 코드북 내의 행렬들 중 하나를 지시하는 인덱스이다.
이후, 상기 기지국은 805단계로 진행하여 상기 중계기로부터 신호가 수신되는지 확인한다. 이때, 상기 중계기로부터의 수신 신호는 단말의 송신 심벌 벡터 및 상기 기지국의 송신 심벌 벡터의 XOR 연산 결과 및 프리코딩 행렬의 곱이다.
상기 중계기로부터 신호가 수신되면, 상기 기지국은 807단계로 진행하여 상기 803단계에서 수신된 정보를 통해 확인된 프리코딩 행렬을 이용하여 유효 채널 행렬을 추정한다. 다시 말해, 상기 기지국은 상기 중계기 및 상기 기지국 간 채널 행렬을 추정하고, 상기 프리코딩 행렬과 상기 채널 행렬의 곱을 산출한다.
상기 유효 채널 행렬을 산출한 후, 상기 기지국은 809단계로 진행하여 상기 단말의 송신 심벌 벡터를 검출한다. 즉, 상기 기지국은 상기 유효 채널 행렬을 이용하여 상기 805단계에서 수신된 신호로부터 상기 단말의 송신 심벌 벡터 및 상기 기지국의 송신 심벌 벡터의 XOR 연산 결과를 검출하고, 상기 XOR 연산 결과 및 상기 기지국의 송신 심벌 벡터에 대한 XOR 연산을 수행함으로써 상기 단말의 송신 심벌 벡터를 검출한다.
상기 도 8에서, 상기 기지국은 상기 중계국으로부터 피드포워드된 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 유효 채널 행렬 정보를 획득한다. 하지만, 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 상기 기지국은 유효 파일럿을 통해 상기 유효 채널 정보를 획득할 수 있다. 이 경우, 상기 803단계는 생략되며, 상기 807단계는 상기 중계기로부터 수신되는 유효 파일럿 신호를 이용하여 상기 유효 채널 행렬을 추정하는 절차로 대체된다. 여기서, 상기 유효 파일럿 신호는 상기 프리코딩 행렬과 곱해진 파일럿 신호를 의미한다.
도 9는 본 발명의 제2실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 ML 기법을 사용하는 기지국의 동작 절차를 도시하고 있다.
상기 도 9를 참고하면, 상기 기지국은 901단계에서 중계기로 심벌 벡터를 송신한다. 이때, 성능 향상을 위해, 프리코딩, 시공간 부호화, 빔포밍 등의 송신 기법이 사용될 수 있다.
이후, 상기 기지국은 903단계로 진행하여 상기 중계기로부터 신호가 수신되는지 확인한다. 이때, 상기 중계기로부터의 수신 신호는 프리코딩 행렬과 곱해진 상기 단말의 송신 심벌 벡터 및 상기 기지국의 송신 심벌 벡터의 합이다.
상기 중계기로부터 신호가 수신되면, 상기 기지국은 905단계로 진행하여 상기 중계기 및 상기 기지국 간 채널 행렬을 추정한다. 다시 말해, 상기 기지국은 파일럿 신호를 이용하여 N(=중계기 송신 안테나 개수)×N(기지국 수신 안테나 개수) 크기의 채널 행렬을 추정한다.
상기 채널 행렬을 추정한 후, 상기 기지국은 907단계로 진행하여 가능한 심벌 벡터들 각각에 대응되는 전력 차이값들을 산출한다. 여기서, 상기 가능한 심벌 벡터들은 단말의 송신 심벌 벡터로서 가능한 심벌 벡터들을 의미한다. 즉, 상기 기지국은 상기 단말의 송신 심벌 벡터로서 가능한 모든 심벌 벡터들을 구성하고, 각 심벌 벡터들의 성분을 제외한 수신 신호의 전력값을 산출한 후, 상기 기지국의 송신 심벌 벡터의 전력 값을 감산한다. 예를 들어, 상기 기지국은 상기 <수학식 7>과 같이 상기 단말의 송신 심벌 벡터들의 성분을 제외한 수신 신호의 전력값들을 산출하고, 상기 <수학식 8>과 같이 상기 상기 전력 차이값들을 산출한다. 이로 인해, 상기 기지국은 상기 가능한 심벌 벡터들 개수 만큼의 전력 차이값들을 획득한다.
이어, 상기 기지국은 909단계로 진행하여 상기 전력 차이값들 각각의 발생 확률을 산출한다. 즉, 상기 기지국은 상기 채널 행렬을 이용하여 상기 <수학식 14>에 나타난 행렬 B를 산출하고, 상기 행렬 B에 대한 SVD 연산을 통해 상기 <수학식 15>의 연산에 필요한 변수들을 획득한다. 그리고, 상기 기지국은 상기 변수들 및 상기 전력 차이값들을 상기 <수학식 15>에 대입하여 상기 <수학식 17>의 연산을 위한 α 및 β를 산출한 후, 상기 <수학식 17>과 같이 상기 전력 차이값들 각각의 발생 확률을 산출한다.
이후, 상기 기지국은 911단계로 진행하여 상기 전력 차이값들 각각의 발생 확률들을 비교하고, 최대의 발생 확률을 갖는 전력 차이값에 대응되는 심벌 벡터를 상기 단말의 송신 심벌 벡터로 결정한다. 즉, 상기 기지국은 상기 <수학식 19>와 같이 상기 단말의 송신 심벌 벡터를 결정한다.
도 10은 본 발명의 제2실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 LS 기법을 사용하는 기지국의 동작 절차를 도시하고 있다.
상기 도 10을 참고하면, 상기 기지국은 1001단계에서 중계기로 심벌 벡터를 송신한다. 이때, 성능 향상을 위해, 프리코딩, 시공간 부호화, 빔포밍 등의 송신 기법이 사용될 수 있다.
이후, 상기 기지국은 1003단계로 진행하여 상기 중계기로부터 신호가 수신되는지 확인한다. 이때, 상기 중계기로부터의 수신 신호는 프리코딩 행렬과 곱해진 상기 단말의 송신 심벌 벡터 및 상기 기지국의 송신 심벌 벡터의 합이다.
상기 중계기로부터 신호가 수신되면, 상기 기지국은 1005단계로 진행하여 상 기 중계기 및 상기 기지국 간 채널 행렬을 추정한다. 다시 말해, 상기 기지국은 파일럿 신호를 이용하여 N(=중계기 송신 안테나 개수)×N(기지국 수신 안테나 개수) 크기의 채널 행렬을 추정한다.
상기 채널 행렬을 추정한 후, 상기 기지국은 1007단계로 진행하여 가능한 심벌 벡터들 각각에 대응되는 전력 차이값들을 산출한다. 여기서, 상기 가능한 심벌 벡터들은 단말의 송신 심벌 벡터로서 가능한 심벌 벡터들을 의미한다. 즉, 상기 기지국은 상기 단말의 송신 심벌 벡터로서 가능한 모든 심벌 벡터들을 구성하고, 각 심벌 벡터들의 성분을 제외한 수신 신호의 전력값을 산출한 후, 상기 기지국의 송신 심벌 벡터의 전력 값을 감산한다. 예를 들어, 상기 기지국은 상기 <수학식 7>과 같이 상기 단말의 송신 심벌 벡터들의 성분을 제외한 수신 신호의 전력값들을 산출하고, 상기 <수학식 8>과 같이 상기 상기 전력 차이값들을 산출한다. 이로 인해, 상기 기지국은 상기 가능한 심벌 벡터들 개수 만큼의 전력 차이값들을 획득한다.
이어, 상기 기지국은 1009단계로 진행하여 비용 함수를 최소화하는 전력 차이값의 최적값을 산출한다. 즉, 상기 기지국은 상기 비용 함수를 최소화하는 상기 전력 차이값의 최적값을 산출하기 위해 상기 채널 행렬의 역행렬 및 상기 채널 행렬의 역행렬의 허미션의 곱의 대각 성분들의 합과 잡음 전력을 곱한다. 즉, 상기 기지국은 상기 <수학식 22>와 같이 상기 최적값을 산출한다. 여기서, 상기 비용 함수는 상기 전력 차이값에서 상기 기지국의 송신 신호, 프리코딩 행렬 및 잡음 벡터의 곱 및 잡음 전력을 감산한 결과를 의미한다. 예를 들어, 상기 비용 함수는 상기 <수학식 20>과 같이 정의된다.
이후, 상기 기지국은 1011단계로 진행하여 상기 전력 차이값들 각각을 상기 최적값과 비교하고, 상기 최적값과 가장 유사한 전력 차이값에 대응되는 심벌 벡터를 상기 단말의 송신 심벌 벡터로 결정한다.
도 11은 본 발명의 제2실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 LLR을 사용하는 기지국의 동작 절차를 도시하고 있다.
상기 도 11을 참고하면, 상기 기지국은 1101단계에서 중계기로 심벌 벡터를 송신한다. 이때, 성능 향상을 위해, 프리코딩, 시공간 부호화, 빔포밍 등의 송신 기법이 사용될 수 있다.
이후, 상기 기지국은 1103단계로 진행하여 상기 중계기로부터 신호가 수신되는지 확인한다. 이때, 상기 중계기로부터의 수신 신호는 프리코딩 행렬과 곱해진 상기 단말의 송신 심벌 벡터 및 상기 기지국의 송신 심벌 벡터의 합이다.
상기 중계기로부터 신호가 수신되면, 상기 기지국은 1105단계로 진행하여 상기 중계기 및 상기 기지국 간 채널 행렬을 추정한다. 다시 말해, 상기 기지국은 파일럿 신호를 이용하여 N(=중계기 송신 안테나 개수)×N(기지국 수신 안테나 개수) 크기의 채널 행렬을 추정한다.
상기 채널 행렬을 추정한 후, 상기 기지국은 1107단계로 진행하여 가능한 심벌 벡터들 각각에 대응되는 전력 차이값들을 산출한다. 여기서, 상기 가능한 심벌 벡터들은 단말의 송신 심벌 벡터로서 가능한 심벌 벡터들을 의미한다. 즉, 상기 기지국은 상기 단말의 송신 심벌 벡터로서 가능한 모든 심벌 벡터들을 구성하고, 각 심벌 벡터들의 성분을 제외한 수신 신호의 전력값을 산출한 후, 상기 기지국의 송신 심벌 벡터의 전력 값을 감산한다. 예를 들어, 상기 기지국은 상기 <수학식 7>과 같이 상기 단말의 송신 심벌 벡터들의 성분을 제외한 수신 신호의 전력값들을 산출하고, 상기 <수학식 8>과 같이 상기 상기 전력 차이값들을 산출한다. 이로 인해, 상기 기지국은 상기 가능한 심벌 벡터들 개수 만큼의 전력 차이값들을 획득한다.
이어, 상기 기지국은 1109단계로 진행하여 상기 전력 차이값들 각각의 발생 확률을 산출한다. 즉, 상기 기지국은 상기 채널 행렬을 이용하여 상기 <수학식 14>에 나타난 행렬 B를 산출하고, 상기 행렬 B에 대한 SVD 연산을 통해 상기 <수학식 15>의 연산에 필요한 변수들을 획득한다. 그리고, 상기 기지국은 상기 변수들 및 상기 전력 차이값들을 상기 <수학식 15>에 대입하여 상기 <수학식 17>의 연산을 위한 α 및 β를 산출한 후, 상기 <수학식 17>과 같이 상기 전력 차이값들 각각의 발생 확률을 산출한다.
이후, 상기 기지국은 1111단계로 진행하여 상기 전력 차이값들의 발생 확률들을 이용하여 비트별 LLR들을 산출한다. 즉, 상기 기지국은 각 비트에 대하여 비트 값이 1인 경우의 심벌 벡터들로부터 산출된 전력 차이값들의 발생 확률들의 합 및 비트 값이 0인 경우의 심벌 벡터들로부터 산출된 전력 차이값들의 발생 확률들의 합의 비율을 산출함으로써, 상기 비트별 LLR들을 산출한다. 예를 들어, 첫 번째 비트의 LLR을 산출하는 경우, 상기 기지국은 상기 첫 번째 비트가 1인 심벌 벡터들 및 상기 첫 번째 비트가 0인 심벌 벡터들을 구분한다. 그리고, 상기 기지국은 상기 상기 첫 번째 비트가 1인 심벌 벡터들로부터 산출된 전력 차이값들의 발생 확률들 을 합산하고, 상기 상기 첫 번째 비트가 0인 심벌 벡터들로부터 산출된 전력 차이값들의 발생 확률들을 합산한다. 이어, 상기 기지국은 상기 2회의 합산 결과들의 비율을 산출함으로써, 상기 첫 번째 비트의 LLR을 결정한다. 예를 들어, 상기 기지국은 상기 <수학식 26> 및 상기 <수학식 27>과 같이 비트값 0 및 1에 대한 발생 확률의 합들을 산출하고, 상기 <수학식 23>과 같이 LLR을 산출한다.
상기 비트별 LLR을 산출한 후, 상기 기지국은 1113단계로 진행하여 상기 LLR들을 이용하여 소프트 디코딩(soft decoding)을 수행한다. 예를 들어, 상기 기지국은 MAP(Maximun A Posteriori) 디코딩 기법, 비터비 디코딩 기법 등을 사용할 수 있다. 단, 상기 비터비 디코딩 기법을 사용하는 경우, 상기 기지국은 신호의 수신 값을 결정해야 한다. 이 경우, 상기 기지국은 상기 <수학식 28>과 같디 신호 및 등가 잡음의 합으로서 정의되는 등가 수신 신호를 사용한다. 상기 등가 수신 신호는 상기 비트별 LLR들 및 등가 잡음 전력을 이용하여 산출된다. 예를 들어, 상기 등가 수신 신호는 상기 <수학식 30>과 같이 산출된다.
본 발명은 상기 도 11을 참고하여 LLR을 이용한 검출 과정을 설명하였다. 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 상기 도 11을 참고하여 설명된 기지국의 동작 절차에 SIC 기법이 추가적으로 적용됨으로써 검출 성능이 향상될 수 있다. 즉, 상기 기지국은 안테나별 신호 검출 순서를 결정하고, 순서에 따라 송신 심벌을 검출한 후, 수신 신호에서 검출된 심벌로 인한 간섭 성분을 제거하고, 간섭 제거된 수신 신호로부터 다음 순서의 송신 심벌을 검출한다. 이때, 상기 검출은 각 반복 단계에서의 유효 잡음의 분산을 최소화시키는 순서로 수행된다. 상기 유효 잡음은 전력 차이값 의 잡음 오차값으로 정의되며, 상기 잡음 오차값 산출을 위해 사용되는 채널 행렬의 열들 중 이전 단계에서 검출 대상이었던 안테나에 대응되는 열은 0 벡터로 치환된다. 즉, 상기 기지국은 각 반복 단계에서 0 벡터로 치환된 후의 잡음 오차값의 분산을 최소화시는 열에 대응되는 안테나의 신호를 검출한다. 그리고, 상기 기지국은 상기 <수학식 30>과 같이 검출된 신호로 인한 간섭을 제거한 후, 채널 행렬에서 검출 대상인 안테나에 대응되는 열을 0벡터로 치환한다.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 중계기의 블럭 구성을 도시하고 있다.
상기 도 12를 참고하면, 상기 중계기는 다수의 수신기들(1202-1 내지 1202-N), 신호검출기(1204), 채널추정기(1206), 복조기(1208), 복호화기(1210), 데이터버퍼(1212), 시그널링처리기(1214), 프리코딩행렬산출기(1216), 부호화기(1218), 변조기(1220), 중계신호처리기(1222), 다수의 송신기들(1224-1 내지 1224-N)을 포함하여 구성된다.
상기 다수의 수신기들(1202-1 내지 1202-N)은 각 안테나를 통해 수신되는 RF(Radio Frequency)대역 신호들을 기저대역 신호들로 변환한다. 상기 신호검출기(1204)는 다중 안테나 검출 기법에 따라 스트림별 신호들을 검출한다. 상기 채널추정기(1206)는 상기 기저대역 신호들 중 파일럿 신호를 이용하여 송신단, 즉, 기지국 또는 단말과의 채널 행렬을 추정한다. 상기 복조기(1208)는 상기 기저대역 신호들을 복조함으로써 부호화된 비트열로 변환한다. 상기 복호화기(1210)는 상기 부 호화된 비트열을 디코딩함으로써 정보 비트열로 변환한다. 그리고, 상기 복호화기(1210)는 데이터 비트열을 상기 데이터버퍼(1212)로 제공하고, 제어 메시지 비트열을 상기 시그널링처리기(1214)로 제공한다.
상기 데이터버퍼(1212)는 송신단으로부터 수신된 데이터를 임시 저장하고, 데이터 송신 시 저장된 데이터를 상기 부호화기(1218)로 출력한다. 상기 시그널링처리기(1214)는 송신단으로부터 수신된 제어 메시지를 해석함으로써 상기 제어 메시지에 포함된 정보를 확인하고, 수신단으로 송신될 제어 메시지를 생성한다. 특히, 단말과의 복신 방식이 FDD 방식에 따르는 경우, 상기 시그널링처리기(1214)는 상기 단말의 하향링크 채널 행렬 정보를 포함하는 메시지를 해석하고, 상기 단말의 하향링크 채널 행렬 정보를 상기 프리코딩행렬산출기(1216)로 제공한다. 또한,본 발명의 제1실시 예에 따라, 상기 시그널링처리기(1214)는 상기 프리코딩행렬산출기(1216)로부터 프리코딩 행렬 정보를 제공받고, 상기 기지국으로 상기 프리코딩 행렬 정보를 제공하기 위해 상기 프리코딩 행렬 정보를 포함하는 제어 메시지를 생성한다. 상기 프리코딩행렬산출기(1216)는 신호 중계를 위한 프리코딩 행렬을 산출한다. 본 발명의 실시 예에 따라, 상기 프리코딩행렬산출기(1216)는 상기 단말의 하향링크 채널 행렬에 대한 SVD 연산을 수행하고, 상기 SVD 연산을 통해 얻어지는 우 특이 행렬을 상기 프리코딩 행렬로서 결정한다. 그리고, 상기 프리코딩행렬산출기(1216)는 상기 프리코딩 행렬을 상기 중계신호처리기(1222)로 제공한다.
상기 부호화기(1218)는 상기 데이터버퍼(1212) 및 상기 시그널링처리기(1214)로부터 제공되는 정보 비트열을 부호화한다. 상기 변조기(1220)는 부호화 된 비트열을 변조함으로써 심벌들로 변환한다. 상기 중계신호처리기(1222)는 3 단계 양방향 중계를 위해 기지국의 송신 심벌 벡터 및 단말의 송신 심벌 벡터를 가공한다. 본 발명의 제1실시 예에 따르는 경우, 상기 중계신호처리기(1222)는 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 상기 단말의 송신 심벌 벡터에 대한 XOR 연산을 수행한 후, 상기 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 수행한다. 본 발명의 제2실시 예에 따르는 경우, 상기 중계신호처리기(1222)는 상기 기지국에 대한 중계 전력 계수 및 상기 단말에 대한 중계 전력 계수를 결정하고, 상기 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 단말의 송신 심벌 벡터에 대해 프리코딩을 수행한 후, 각 송신 심벌 벡터에 중계 전력 계수를 적용하고, 중계 전력 계수를 적용한 송신 심벌 벡터들을 합산한다.
이때, 상기 중계 전력 계수들은 미리 설정된 값이거나, 또는, 순시적인 채널 변화에 따라 최적화된 값으로 사용된다. 상기 중계 전력 계수들이 순시적인 채널 변화에 따라 최적화된 값으로 사용되는 경우, 상기 중계신호처리기(1222)는 상기 기지국으로의 전송률 및 상기 단말로의 전송률을 동일하게 하는 상기 중계 전력 계수들을 산출한다. 예를 들어, 상기 중계신호처리기(1222)는 상기 <수학식 9>와 같이 가능한 모든 심벌 벡터에 대하여 추정 오차값들 및 잡음 오차값들을 산출하고, 상기 <수학식 36>와 같이 상기 추정 오차값들 및 상기 잡음 오차값들을 이용하여 상기 기지국의 검출 성공 확률을 산출한다. 그리고, 상기 중계신호처리기(1222)는 상기 <수학식 41>과 같이 상기 검출 성공 확률로부터 등가 잡음 전력을 산출하고, SVD 연산을 통해 상기 중계기 및 상기 단말 간 채널 행렬의 특이값들을 산출한다. 이후, 상기 중계신호처리기(1222)는 상기 등가 잡음 전력 및 상기 특이값들을 상기 <수학식 43>에 대입한 후, 상기 <수학식 43>를 만족하는 중계 전력 계수들을 산출한다. 상기 다수의 송신기들(1224-1 내지 1224-N)은 상기 중계신호처리기(1222)로부터 제공되는 각 스트림의 기저대역 신호들을 RF대역 신호들로 변환한 후, 각 송신 안테나를 통해 송신한다.
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 단말의 블럭 구성을 도시하고 있다.
상기 도 13에 도시된 바와 같이, 상기 단말은 데이터버퍼(1302), 부호화기(1304), 변조기(1306), 송신처리기(1308), 다수의 송신기들(1310-1 내지 1310-N), 다수의 수신기들(1312-1 내지 1312-N), 채널추정기(1314), 신호검출기(1316), 복조기(1318), 복호화기(1320), 시그널링처리기(1322)를 포함하여 구성된다.
상기 데이터버퍼(1302)는 송신될 데이터 및 수신된 데이터를 임시 저장하고, 데이터 송신 시 저장된 데이터를 상기 부호화기(1304)로 출력한다. 상기 부호화기(1304)는 상기 데이터버퍼(1302) 및 상기 시그널링처리기(1322)로부터 제공되는 정보 비트열을 부호화한다. 상기 변조기(1306)는 부호화된 비트열을 변조함으로써 심벌들로 변환한다. 상기 송신처리기(1308)는 다중 안테나 송신 기법에 따라 상기 변조기(1306)로부터 제공되는 심벌들을 다수의 스트림들로 구성한다. 상기 다수의 송신기들(1310-1 내지 1310-N)은 각 스트림의 기저대역 신호들을 RF대역 신호들로 변환한 후, 각 송신 안테나를 통해 송신한다.
상기 다수의 수신기들(1312-1 내지 1312-N)은 각 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호들을 기저대역 신호들로 변환한다. 상기 채널추정기(1314)는 상기 기저대역 신호들 중 파일럿 신호를 이용하여 중계기와의 채널 행렬을 추정한다. 상기 신호검출기(1316)는 다중 안테나 검출 기법에 따라 스트림별 신호들을 검출한다. 특히, 본 발명의 실시 예에 따라, 상기 신호검출기(1314)는 상기 채널추정기(1314)로부터 제공되는 채널 행렬을 이용하여 프리코딩 행렬에 대응되는 결합 벡터를 산출하고, 상기 결합 행렬을 이용하여 기지국의 송신 심벌 벡터를 검출한다. 즉, 상기 신호검출기(1314)는 수신 신호에 상기 결합 행렬를 곱함으로써 유효 채널 행렬을 대각화한다. 이때, 상기 신호검출기(1314)는 상기 채널 행렬에 대한 SVD 연산을 수행하고, 상기 SVD 연산을 통해 얻어지는 좌 특이 행렬의 허미션을 상기 결합 행렬로서 결정한다. 이후, 본 발명의 제1실시 예에 따라, 상기 신호검출기(1314)는 상기 결합 행렬과 곱해진 수신 신호 및 상기 단말의 송신 심벌 벡터에 대한 XOR 연산 수행함으로써 상기 기지국의 송신 심벌 벡터를 검출한다. 반면, 본 발명의 제2실시 예에 따르는 경우, 상기 신호검출기(1314)는 대각화된 유효 채널 성분을 제거함으로써 상기 기지국의 송신 심벌 벡터를 검출한다. 이때, 상기 신호검출기(1314)는 ZF 기법 또는 MMSE 기법을 이용하여 상기 대각화된 유효 채널 성분을 제거한다.
상기 복조기(1318)는 상기 기저대역 신호들을 복조함으로써 부호화된 비트열로 변환한다. 상기 복호화기(1320)는 상기 부호화된 비트열을 디코딩함으로써 정보 비트열로 변환한다. 그리고, 상기 복호화기(1320)는 데이터 비트열을 상기 데이터버퍼(1302)로 제공하고, 제어 메시지 비트열을 상기 시그널링처리기(1322)로 제공한다. 상기 시그널링처리기(1322)는 중계기 또는 기지국으로부터 수신된 제어 메시 지를 해석함으로써 상기 제어 메시지에 포함된 정보를 확인하고, 상기 중계기 또는 상기 기지국으로 송신될 제어 메시지를 생성한다. 특히, 중계기와의 복신 방식이 FDD 방식에 따르는 경우, 상기 시그널링처리기(1322)는 상기 채널 행렬 정보를 포함하는 메시지를 생성한다.
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 기지국의 블럭 구성을 도시하고 있다.
상기 도 14에 도시된 바와 같이, 상기 단말은 데이터버퍼(1402), 부호화기(1404), 변조기(1406), 송신처리기(1408), 다수의 송신기들(1410-1 내지 1410-N), 다수의 수신기들(1412-1 내지 1412-N), 채널추정기(1414), 신호검출기(1416), 복조기(1418), 복호화기(1420), 시그널링처리기(1422)를 포함하여 구성된다.
상기 데이터버퍼(1402)는 송신될 데이터 및 수신된 데이터를 임시 저장하고, 데이터 송신 시 저장된 데이터를 상기 부호화기(1404)로 출력한다. 상기 부호화기(1404)는 상기 데이터버퍼(1402) 및 상기 시그널링처리기(1422)로부터 제공되는 정보 비트열을 부호화한다. 상기 변조기(1406)는 부호화된 비트열을 변조함으로써 심벌들로 변환한다. 상기 송신처리기(1408)는 다중 안테나 송신 기법에 따라 상기 변조기(1406)로부터 제공되는 심벌들을 다수의 스트림들로 구성한다. 상기 다수의 송신기들(1410-1 내지 1410-N)은 각 스트림의 기저대역 신호들을 RF대역 신호들로 변환한 후, 각 송신 안테나를 통해 송신한다.
상기 다수의 수신기들(1412-1 내지 1412-N)은 각 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호들을 기저대역 신호들로 변환한다. 상기 채널추정기(1414)는 상기 기저대역 신호들 중 파일럿 신호를 이용하여 중계기와의 채널 행렬을 추정한다. 상기 신호검출기(1416)는 다중 안테나 검출 기법에 따라 스트림별 신호들을 검출한다. 특히, 본 발명의 제1실시 예에 따라, 상기 신호검출기(1416)는 상기 시그널링처리기(1422)로부터 제공되는 프리코딩 행렬 정보를 이용하여 유효 채널 행렬을 추정하고, 단말의 송신 심벌 벡터를 검출한다. 즉, 상기 신호검출기(1416)는 상기 채널추정기(1414)로부터 제공되는 채널 행렬 및 상기 프리코딩 행렬을 곱함함으로써 유효 채널 행렬을 산출하고, 상기 유효 채널 행렬을 이용하여 수신 신호로부터 상기 단말의 송신 심벌 벡터 및 상기 기지국의 송신 심벌 벡터의 XOR 연산 결과를 검출한 후, 상기 XOR 연산 결과 및 상기 기지국의 송신 심벌 벡터에 대한 XOR 연산을 수행함으로써 상기 단말의 송신 심벌 벡터를 검출한다.
또한, 본 발명의 제2실시 예에 따라, 상기 신호검출기(1416)는 ML 기법 또는 LS 기법에 따라 상기 단말의 송신 심벌 벡터를 검출하거나, 또는, 비트별 LLR을 산출한다. 상기 ML 기법에 따르는 경우, 신호검출기(1416)는 가능한 심벌 벡터들 각각에 대응되는 전력 차이값들을 산출한다. 여기서, 상기 가능한 심벌 벡터들은 단말의 송신 심벌 벡터로서 가능한 심벌 벡터들을 의미한다. 즉, 상기 신호검출기(1416)는 상기 단말의 송신 심벌 벡터로서 가능한 모든 심벌 벡터들을 구성하고, 각 심벌 벡터들의 성분을 제외한 수신 신호의 전력값을 산출한 후, 상기 기지국의 송신 심벌 벡터의 전력 값을 감산한다. 예를 들어, 상기 신호검출기(1416)는 상기 <수학식 7>과 같이 상기 단말의 송신 심벌 벡터들의 성분을 제외한 수신 신호의 전 력값들을 산출하고, 상기 <수학식 8>과 같이 상기 상기 전력 차이값들을 산출한다. 이어, 상기 신호검출기(1416)는 상기 전력 차이값들 각각의 발생 확률을 산출한다. 즉, 상기 신호검출기(1416)는 상기 채널 행렬을 이용하여 상기 <수학식 14>에 나타난 행렬 B를 산출하고, 상기 행렬 B에 대한 SVD 연산을 통해 상기 <수학식 15>의 연산에 필요한 변수들을 획득한다. 그리고, 상기 신호검출기(1416)는 상기 변수들 및 상기 전력 차이값들을 상기 <수학식 15>에 대입하여 상기 <수학식 17>의 연산을 위한 α 및 β를 산출한 후, 상기 <수학식 17>과 같이 상기 전력 차이값들 각각의 발생 확률을 산출한다. 이후, 상기 신호검출기(1416)는 상기 전력 차이값들 각각의 발생 확률들을 비교하고, 최대의 발생 확률을 갖는 전력 차이값에 대응되는 심벌 벡터를 상기 단말의 송신 심벌 벡터로 결정한다. 즉, 상기 신호검출기(1416)는 상기 <수학식 19>와 같이 상기 단말의 송신 심벌 벡터를 결정한다.
상기 LS 기법에 따르는 경우, 상기 신호검출기(1416)는 상기 ML 기법에 따르는 경우와 동일한 과정을 통해 가능한 심벌 벡터들 각각에 대응되는 전력 차이값들을 산출한 후, 비용 함수를 최소화하는 전력 차이값의 최적값을 산출한다. 즉, 상기 신호검출기(1416)는, 상기 <수학식 22>와 같이, 상기 비용 함수를 최소화하는 상기 전력 차이값의 최적값을 산출하기 위해 상기 채널 행렬의 역행렬 및 상기 채널 행렬의 역행렬의 허미션의 곱의 대각 성분들의 합과 잡음 전력을 곱한다. 예를 들어, 상기 비용 함수는 상기 <수학식 20>과 같이 정의된다. 그리고, 상기 신호검출기(1416)는 상기 전력 차이값들 각각을 상기 최적값과 비교하고, 상기 최적값과 가장 유사한 전력 차이값에 대응되는 심벌 벡터를 상기 단말의 송신 심벌 벡터로 결정한다.
상기 LLR을 산출하는 경우, 상기 신호검출기(1416)는 상기 ML 기법에 따르는 경우와 동일한 과정을 통해 가능한 심벌 벡터들 각각에 대응되는 전력 차이값들 및 상기 전력 차이값들 각각의 발생 확률을 산출한다. 이후, 상기 신호검출기(1416)는 상기 전력 차이값들의 발생 확률들을 이용하여 비트별 LLR들을 산출한다. 즉, 상기 신호검출기(1416)는 각 비트에 대하여 비트 값이 1인 경우의 심벌 벡터들로부터 산출된 전력 차이값들의 발생 확률들의 합 및 비트 값이 0인 경우의 심벌 벡터들로부터 산출된 전력 차이값들의 발생 확률들의 합의 비율을 산출함으로써, 상기 비트별 LLR들을 산출한다. 예를 들어, 상기 신호검출기(1416)는 상기 <수학식 26> 및 상기 <수학식 27>과 같이 비트값 0 및 1에 대한 발생 확률의 합들을 산출하고, 상기 <수학식 23>과 같이 LLR을 산출한다. 상기 LLR을 산출한 경우, 상기 신호검출기(1416)는 상기 LLR들을 상기 복호화기(1240)로 제공한다.
상기 복조기(1418)는 상기 기저대역 신호들을 복조함으로써 부호화된 비트열로 변환한다. 상기 복호화기(1420)는 상기 부호화된 비트열을 디코딩함으로써 정보 비트열로 변환한다. 그리고, 상기 복호화기(1420)는 데이터 비트열을 상기 데이터버퍼(1302)로 제공하고, 제어 메시지 비트열을 상기 시그널링처리기(1422)로 제공한다. 특히, 상기 신호검출기(1416)로부터 비트별 LLR이 제공되는 경우, 상기 복호화기(1420)는 상기 LLR들을 이용하여 소프트 디코딩(soft decoding)을 수행한다. 예를 들어, 상기 복호화기(1420)는 MAP(Maximun A Posteriori) 디코딩 기법, 비터비 디코딩 기법 등을 사용할 수 있다. 단, 상기 비터비 디코딩 기법을 사용하는 경 우, 상기 복호화기(1420)는 신호의 수신 값을 결정해야 한다. 이 경우, 상기 복호화기(1420)는 상기 <수학식 28>과 같디 신호 및 등가 잡음의 합으로서 정의되는 등가 수신 신호를 사용한다. 상기 등가 수신 신호는 상기 비트별 LLR들 및 등가 잡음 전력을 이용하여 산출된다. 예를 들어, 상기 등가 수신 신호는 상기 <수학식 30>과 같이 산출된다. 상기 시그널링처리기(1422)는 중계기 또는 단말로부터 수신된 제어 메시지를 해석함으로써 상기 제어 메시지에 포함된 정보를 확인하고, 상기 중계기 또는 상기 단말로 송신될 제어 메시지를 생성한다. 특히, 본 발명의 제1실시 예의 경우, 상기 시그널링처리기(1322)는 상기 프리코딩 행렬 정보를 포함하는 메시지를 확인하고, 상기 프리코딩 행렬 정보를 상기 신호검출기(1416)로 제공한다.
본 발명은 상기 도 14를 참고하여 LLR을 산출하는 기지국의 구성을 설명하였다. 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 상기 LLR을 산출하는 구성에 SIC 기법을 수행하는 기능이 추가됨으로써 검출 성능이 향상될 수 있다. 즉, 상기 신호검출기(1416)는 안테나별 신호 검출 순서를 결정하고, 순서에 따라 송신 심벌을 검출한 후, 수신 신호에서 검출된 심벌로 인한 간섭 성분을 제거하고, 간섭 제거된 수신 신호로부터 다음 순서의 송신 심벌을 검출한다. 이때, 상기 검출은 각 반복 단계에서의 유효 잡음의 분산을 최소화시키는 순서로 수행된다. 상기 유효 잡음은 전력 차이값의 잡음 오차값으로 정의되며, 상기 잡음 오차값 산출을 위해 사용되는 채널 행렬의 열들 중 이전 단계에서 검출 대상이었던 안테나에 대응되는 열은 0 벡터로 치환된다. 즉, 상기 신호검출기(1416)는 각 반복 단계에서 0 벡터로 치환된 후의 잡음 오차값의 분산을 최소화시는 열에 대응되는 안테나의 신호를 검출한다. 그리 고, 상기 신호검출기(1416)는 상기 <수학식 30>과 같이 검출된 신호로 인한 간섭을 제거한 후, 채널 행렬에서 검출 대상인 안테나에 대응되는 열을 0벡터로 치환한다.
도 15a 내지 도 15c는 본 발명의 실시 예에 따른 시스템의 성능을 도시하고 있다. 상기 도 15a 내지 상기 도 15c에 도시된 그래프는 본 발명의 실시 예에 따른 시스템에 대한 모의 실험 결과이다. 상기 모의 실험은 레일라이 페이딩(Rayleigh fading) 채널을 가정하였고 중계기(RS) 및 기지국(BS)의 평균 SNR은 30dB로 가정하였다.
상기 도 15a는 4x4x4 시스템에서 성취가능한 전송률(achievable rate)를 그린 것이다. 기존의 NC(Network coding) 중계(relaying) 기법에서 단말(MS)이 MMSE 등화기(equalizer)를 사용할 때의 성능은 파란색으로 나타나 있고, 본 발명의 제1실시 예에 따르는 경우는 검은 색 선으로 나타나 있다. 피드포워드(Feed forward)의 자원의 손실을 고려하지 않는다면, 본 발명의 제1실시 예에 따른 경우의 성능은 시스템의 용량(capacity)에 도달한다. 이러한 피드포워드의 정보 없는 본 발명의 제2실시 예는 다양한 변조 방식에 따라 빨간색으로 나타내었다. 추가적인 피드포워드 자원 없이도 본 발명의 제2실시 예는 본 발명의 제1실시 예의 성능인 상한(upper bound)에 도달하게 되고, 더하기를 사용하였으므로 추후에 상위 계층 기술과 같이 쓰이면 오히려 더 높은 이득을 기대 할 수 있다.
상기 도 15b는 2x8x2 시스템에서의 성위가능한 전송률(achievable rate)를 나타낸 것이다. 중계기의 안테나 개수가 많아지면 마지막 단계(phase)에서 다이버 시티 이득(diversity gain)을 위한 프리코딩(precoding)을 사용할 수 있는데, 종래의 기술은 이러한 프리코딩을 사용하지 않으므로 상대 기술에 비해 비교적 낮은 성능을 보임을 알 수 있다. 단말에서 아무리 ML 기법을 적용하여도 이러한 성능 차를 종래 기술로서는 극복할 수 없다. 본 발명의 제1실시 예와 본 발명의 제2실시 예는 모두 선형 프리코딩(linear precoding)을 이용해 열악한 쪽 채널의 풀 다이버시티(full diversity) 이득을 얻게 되므로 종래의 기술들보다 우월한 성능을 보임을 알 수 있다.
도 15c는 2x2x2시스템에서 BER 곡선(curve)를 나타낸다. 단지 비교 대상을 표현하기 위해 2x2시스템에서 선형 ZF 등화기(linear zero-forcing equalizer)의 성능이 보라색으로 표현되어 있다. 기지국에서 간섭(interference) 제거하지 않고 그대로 ML 검파를 한 검은 색 선은 평균 SNR이 굉장히 낮기 때문에 열악한 성능을 가짐을 알 수 있다. 제안하는 블라인드 디코딩(blind decoding)은 계산의 복잡도를 최소화시킨 LS 솔루션(Least Square solution)을 이용한 기법인데, 충분히 기존의 ZF 선형 등화기의 성능을 넘어서는 검파 기법을 가지는 것이 확인된다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1a은 종래 기술에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 통신의 과정을 도시하는 도면,
도 1b는 종래 기술에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 3 단계 양방향 중계(3-phase bidirectional relaying) 기법을 적용한 중계 통신의 과정을 도시하는 도면,
도 2는 본 발명의 제1실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 중계 통신의 과정을 도시하는 도면,
도 3은 본 발명의 제2실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 중계 통신의 과정을 도시하는 도면,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 잡음 오차값의 확률 분포를 도시하는 도면,
도 5는 본 발명의 제1실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 중계기의 동작 절차를 도시하는 도면,
도 6은 본 발명의 제2실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 중계기의 동작 절차를 도시하는 도면,
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 단말의 동작 절차를 도시하는 도면,
도 8은 본 발명의 제1실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 기지국의 동작 절차를 도시하는 도면,
도 9는 본 발명의 제2실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 ML(Maximum Likelihood) 기법을 사용하는 기지국의 동작 절차를 도시하는 도면,
도 10은 본 발명의 제2실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 LS(Least Square) 기법을 사용하는 기지국의 동작 절차를 도시하는 도면,
도 11은 본 발명의 제2실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 LLR(Log Likelihood Ratio)을 사용하는 기지국의 동작 절차를 도시하는 도면,
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 중계기의 블럭 구성을 도시하는 도면,
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 단말의 블럭 구성을 도시하는 도면,
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 중계 방식의 무선통신 시스템에서 기지국의 블럭 구성을 도시하는 도면,
도 15a 내지 도 15c는 본 발명의 실시 예에 따른 시스템의 성능을 도시하는 도면.

Claims (30)

  1. 중계 방식의 무선통신 시스템에서 다수의 안테나들을 구비한 기지국의 동작 방법에 있어서,
    중계기로부터, 단말의 송신 심벌 벡터, 프리코딩 행렬 및 상기 단말에 대한 중계 전력 계수의 곱 및 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 상기 기지국에 대한 중계 전력 계수의 곱을 합산한 중계 신호를 수신하는 과정과,
    상기 단말의 송신 심벌 벡터로서 가능한 모든 심벌 벡터들 각각에 대응되는 전력 차이값들을 산출하는 과정과,
    상기 전력 차이값들을 이용하여 상기 단말의 송신 심벌 벡터 또는 비트별 LLR(Log Likelihood Ratio)을 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전력 차이값은, 상기 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치를 이용하여 수신 신호에서 추출된 상기 기지국의 송신 신호 전력 및 상기 기지국의 송신 신호의 전력 간 차이값을 의미하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 전력 차이값들을 산출하는 과정은,
    상기 중계기와의 채널 행렬을 추정하는 과정과,
    하기 <수학식 44>와 같이 상기 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치를 이용하여 수신 신호에서 추출된 상기 기지국의 송신 신호 전력을 산출하는 과정과,
    하기 <수학식 45>와 같이 상기 전력 차이값들을 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112015039733263-pat00136
    여기서, 상기 R1은 간섭 제거된 수신 신호, 상기 HR1은 중계기 및 기지국 간 채널 행렬, 상기 Y1은 기지국으로의 수신 신호, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기
    Figure 112015039733263-pat00137
    는 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기 p2는 단말에 대한 중계 전력 계수를 의미함,
    Figure 112015039733263-pat00138
    여기서, 상기
    Figure 112015039733263-pat00139
    는 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이값, 상기 R1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 간섭 제거된 수신 신호 벡터, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 S1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 송신 심벌 벡터를 의미함.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 전력 차이값들을 이용하여 상기 단말의 송신 심벌 벡터 또는 상기 비트별 LLR을 결정하는 과정은,
    상기 전력 차이값들 각각의 발생 확률을 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 전력 차이값들 각각의 발생 확률은, 하기 <수학식 46>을 통해 산출되는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112010030113137-pat00140
    Figure 112010030113137-pat00141
    Figure 112010030113137-pat00142
    Figure 112010030113137-pat00143
    Figure 112010030113137-pat00144
    Figure 112010030113137-pat00145
    Figure 112010030113137-pat00146
    여기서, 상기
    Figure 112010030113137-pat00147
    은 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이값, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기
    Figure 112010030113137-pat00148
    는 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기 TU는 tj의 종료점(ending point), 상기 J는 인덱스 tj의 개수, 상기
    Figure 112010030113137-pat00149
    은 상기 행렬 B의 랭크(rank), 즉, 선형적으로 독립하는(linearly independent) 행 벡터의 개수, 상기 λi는 상기 행렬 B와 잡음 전력의 곱을 2로 나눈 행렬(=
    Figure 112010030113137-pat00150
    )의 0이 아닌 특이 고유값들(distinct non-zero eigenvalues), 상기 fi는 상기 λi의 다중도 차수(repective orders of multiplicity), 즉, 상기 λi를 고유값으로 갖는 고유벡터의 개수, 상기 ηiq는 동일한 λi에 대응되는
    Figure 112010030113137-pat00151
    의 원소(element)를 의미한다. 여기서, 상기 Ω는 상기 행렬 B의 고유벡터(eigen vector)들로 구성되는 직교 행렬(orthogonal matrix), 상기 μ는 -B-1xl, 상기 HR1은 상기 중계기 및 상기 기지국 간 채널 행렬, 상기 S1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 송신 심벌 벡터, 상기 Z1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 중계기 및 기지국 간 채널의 잡음 벡터를 의미함.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 전력 차이값들을 이용하여 상기 단말의 송신 심벌 벡터를 결정하는 과정은,
    상기 가능한 모든 심벌 벡터들 중 최대의 발생 확률에 대응되는 심벌 벡터를 상기 단말의 송신 심벌 벡터로 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제4항에 있어서,
    상기 전력 차이값들을 이용하여 상기 비트별 LLR을 결정하는 과정은,
    각 비트에 대하여 비트 값이 1인 경우의 심벌 벡터들로부터 산출된 전력 차이값들의 발생 확률들의 합인 제1값을 산출하는 과정과,
    비트 값이 0인 경우의 심벌 벡터들로부터 산출된 전력 차이값들의 발생 확률들의 합인 제2값 산출하는 과정과,
    상기 제1값 및 상기 제2값의 비율을 산출함으로써 상기 비트별 LLR들을 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 전력 차이값들을 이용하여 상기 단말의 송신 심벌 벡터를 결정하는 과정은,
    상기 전력 차이값에서 상기 기지국의 송신 신호, 프리코딩 행렬 및 잡음 벡터의 곱 및 잡음 전력을 감산한 결과를 나타내는 비용 함수를 최소화하는 전력 차이값의 최적값을 산출하는 과정과,
    상기 가능한 모든 심벌 벡터들 중 상기 최적값과 가장 유사한 전력 차이값에 대응되는 심벌 벡터를 상기 단말의 송신 심벌 벡터로 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 최적값은, 하기 <수학식 47>과 같이 산출되는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112009018494313-pat00152
    여기서, 상기
    Figure 112009018494313-pat00153
    는 상기 최적값, 상기 N0 (1)은 잡음 전력, 상기 tr[ ]은 트레이스(trace) 연산자, 상기 HR1은 중계기 및 기지국 간 채널 행렬을 의미함.
  10. 중계 방식의 무선통신 시스템에서 다수의 안테나들을 구비한 중계기의 동작 방법에 있어서,
    중계 신호를 위한 프리코딩 행렬을 산출하는 과정과,
    기지국 및 단말 각각에 대한 중계 전력 계수들을 결정하는 과정과,
    상기 단말의 송신 심벌 벡터, 상기 프리코딩 행렬 및 상기 단말에 대한 중계 전력 계수의 곱 및 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 상기 기지국에 대한 중계 전력 계수의 곱을 합산함으로써 중계 신호를 생성하는 과정과,
    상기 중계 신호를 상기 기지국 및 상기 단말로 동시에 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 중계 전력 계수들을 결정하는 과정은,
    상기 기지국으로의 전송률 및 상기 단말로의 전송률을 동일하게 하는 상기 중계 전력 계수들을 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 프리코딩 행렬을 산출하는 과정은,
    상기 단말 및 상기 중계기 간 채널 행렬에 대한 SVD(Singular Vector Decomposition) 연산을 수행하는 과정과,
    상기 SVD 연산을 통해 얻어지는 우 특이 행렬(right singular matrix)을 상기 프리코딩 행렬로 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 중계 방식의 무선통신 시스템에서 단말의 동작 방법에 있어서,
    중계기로부터, 단말의 송신 심벌 벡터, 프리코딩 행렬 및 상기 단말에 대한 중계 전력 계수의 곱 및 기지국의 송신 심벌 벡터 및 상기 기지국에 대한 중계 전력 계수의 곱을 합산한 중계 신호를 수신하는 과정과,
    상기 중계기 및 상기 단말 간 채널 행렬을 이용하여 유효 채널을 대각화하는 과정과,
    상기 유효 채널 성분을 제거함으로써 상기 기지국의 송신 심벌 벡터를 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 중계기 및 상기 단말 간 채널 행렬을 이용하여 유효 채널을 대각화하는 과정은,
    상기 중계기 및 상기 단말 간 채널 행렬을 이용하여 결합 행렬을 산출하는 과정과,
    상기 결합 행렬을 이용하여 유효 채널을 대각화하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 결합 행렬을 산출하는 과정은,
    상기 단말 및 상기 중계기 간 채널 행렬에 대한 SVD(Singular Vector Decomposition) 연산을 수행하는 과정과,
    상기 SVD 연산을 통해 얻어지는 좌 특이 행렬(left singular matrix)의 허미션(Hermitian)을 상기 결합 행렬로 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 중계 방식의 무선통신 시스템에서 다수의 안테나들을 구비한 기지국 장치에 있어서,
    중계기로부터, 단말의 송신 심벌 벡터, 프리코딩 행렬 및 상기 단말에 대한 중계 전력 계수의 곱 및 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 상기 기지국에 대한 중계 전력 계수의 곱을 합산한 중계 신호를 수신하는 수신기들과,
    상기 단말의 송신 심벌 벡터로서 가능한 모든 심벌 벡터들 각각에 대응되는 전력 차이값들을 산출하고, 상기 전력 차이값들을 이용하여 상기 단말의 송신 심벌 벡터 또는 비트별 LLR(Log Likelihood Ratio)을 결정하는 검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 전력 차이값은, 상기 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치를 이용하여 수신 신호에서 추출된 상기 기지국의 송신 신호 전력 및 상기 기지국의 송신 신호의 전력 간 차이값을 의미하는 것을 특징으로 하는 장치.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 중계기와의 채널 행렬을 추정하는 추정기를 더 포함하며,
    상기 검출기는, 하기 <수학식 48>과 같이 상기 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치를 이용하여 수신 신호에서 추출된 상기 기지국의 송신 신호 전력을 산출하고, 하기 <수학식 49>와 같이 상기 전력 차이값들을 산출하는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112015039733263-pat00154
    여기서, 상기 R1은 간섭 제거된 수신 신호, 상기 HR1은 중계기 및 기지국 간 채널 행렬, 상기 Y1은 기지국으로의 수신 신호, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기
    Figure 112015039733263-pat00155
    는 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기 p2는 단말에 대한 중계 전력 계수를 의미함,
    Figure 112015039733263-pat00156
    여기서, 상기
    Figure 112015039733263-pat00157
    는 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이값, 상기 R1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 간섭 제거된 수신 신호 벡터, 상기 p1은 기지국에 대한 중계 전력 계수, 상기 S1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 송신 심벌 벡터를 의미함.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 검출기는, 상기 단말의 송신 심벌 벡터 또는 상기 비트별 LLR을 결정하기 위해, 상기 전력 차이값들 각각의 발생 확률을 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 전력 차이값들 각각의 발생 확률은, 하기 <수학식 50>을 통해 산출되는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112010030113137-pat00158
    Figure 112010030113137-pat00159
    Figure 112010030113137-pat00160
    Figure 112010030113137-pat00161
    Figure 112010030113137-pat00162
    Figure 112010030113137-pat00163
    Figure 112010030113137-pat00164
    여기서, 상기
    Figure 112010030113137-pat00165
    은 l번째 시간 슬롯에 대한 전력 차이값, 상기 S2(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터, 상기
    Figure 112010030113137-pat00166
    는 l번째 시간 슬롯에 대한 단말의 송신 심벌 벡터의 추정치, 상기 TU는 tj의 종료점(ending point), 상기 J는 인덱스 tj의 개수, 상기
    Figure 112010030113137-pat00167
    은 상기 행렬 B의 랭크(rank), 즉, 선형적으로 독립하는(linearly independent) 행 벡터의 개수, 상기 λi는 상기 행렬 B와 잡음 전력의 곱을 2로 나눈 행렬(=
    Figure 112010030113137-pat00168
    )의 0이 아닌 특이 고유값들(distinct non-zero eigenvalues), 상기 fi는 상기 λi의 다중도 차수(repective orders of multiplicity), 즉, 상기 λi를 고유값으로 갖는 고유벡터의 개수, 상기 ηiq는 동일한 λi에 대응되는
    Figure 112010030113137-pat00169
    의 원소(element)를 의미한다. 여기서, 상기 Ω는 상기 행렬 B의 고유벡터(eigen vector)들로 구성되는 직교 행렬(orthogonal matrix), 상기 μ는 -B-1xl, 상기 HR1은 상기 중계기 및 상기 기지국 간 채널 행렬, 상기 S1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 기지국의 송신 심벌 벡터, 상기 Z1(:,l)은 l번째 시간 슬롯에 대한 중계기 및 기지국 간 채널의 잡음 벡터를 의미함.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 검출기는, 상기 가능한 모든 심벌 벡터들 중 최대의 발생 확률에 대응되는 심벌 벡터를 상기 단말의 송신 심벌 벡터로 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  22. 제19항에 있어서,
    상기 검출기는, 각 비트에 대하여 비트 값이 1인 경우의 심벌 벡터들로부터 산출된 전력 차이값들의 발생 확률들의 합인 제1값을 산출하고, 비트 값이 0인 경우의 심벌 벡터들로부터 산출된 전력 차이값들의 발생 확률들의 합인 제2값 산출한 후, 상기 제1값 및 상기 제2값의 비율을 산출함으로써 상기 비트별 LLR들을 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  23. 제16항에 있어서,
    상기 검출기는, 상기 전력 차이값에서 상기 기지국의 송신 신호, 프리코딩 행렬 및 잡음 벡터의 곱 및 잡음 전력을 감산한 결과를 나타내는 비용 함수를 최소화하는 전력 차이값의 최적값을 산출하고, 상기 가능한 모든 심벌 벡터들 중 상기 최적값과 가장 유사한 전력 차이값에 대응되는 심벌 벡터를 상기 단말의 송신 심벌 벡터로 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 최적값은, 하기 <수학식 51>과 같이 산출되는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112015039733263-pat00170
    여기서, 상기
    Figure 112015039733263-pat00171
    는 상기 최적값, 상기 N0 (1)은 잡음 전력, 상기 tr[ ]은 트레이스(trace) 연산자, 상기 HR1은 중계기 및 기지국 간 채널 행렬을 의미함.
  25. 중계 방식의 무선통신 시스템에서 다수의 안테나들을 구비한 중계기 장치에 있어서,
    중계 신호를 위한 프리코딩 행렬을 산출하는 산출기와,
    기지국 및 단말 각각에 대한 중계 전력 계수들을 결정하고, 상기 단말의 송신 심벌 벡터, 상기 프리코딩 행렬 및 상기 단말에 대한 중계 전력 계수의 곱 및 상기 기지국의 송신 심벌 벡터 및 상기 기지국에 대한 중계 전력 계수의 곱을 합산함으로써 중계 신호를 생성하는 처리기와,
    상기 중계 신호를 상기 기지국 및 상기 단말로 동시에 송신하는 송신기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 처리기는, 상기 기지국으로의 전송률 및 상기 단말로의 전송률을 동일하게 하는 상기 중계 전력 계수들을 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  27. 제25항에 있어서,
    상기 산출기는, 상기 단말 및 상기 중계기 간 채널 행렬에 대한 SVD(Singular Vector Decomposition) 연산을 수행하고, 상기 SVD 연산을 통해 얻어지는 우 특이 행렬(right singular matrix)을 상기 프리코딩 행렬로 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  28. 중계 방식의 무선통신 시스템에서 다수의 안테나들을 구비한 단말 장치에 있어서,
    중계기로부터, 단말의 송신 심벌 벡터, 프리코딩 행렬 및 상기 단말에 대한 중계 전력 계수의 곱 및 기지국의 송신 심벌 벡터 및 상기 기지국에 대한 중계 전력 계수의 곱을 합산한 중계 신호를 수신하는 수신기들과,
    상기 중계기 및 상기 단말 간 채널 행렬을 이용하여 유효 채널을 대각화한 후, 상기 유효 채널 성분을 제거함으로써 상기 기지국의 송신 심벌 벡터를 검출하는 검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 검출기는
    상기 중계기 및 상기 단말 간 채널 행렬을 이용하여 결합 행렬을 산출하고, 상기 결합 행렬을 이용하여 유효 채널을 대각화하는 것을 특징으로 하는 장치.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 검출기는, 상기 단말 및 상기 중계기 간 채널 행렬에 대한 SVD(Singular Vector Decomposition) 연산을 수행하고, 상기 SVD 연산을 통해 얻어지는 좌 특이 행렬(left singular matrix)의 허미션(Hermitian)을 상기 결합 행렬로 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
KR1020090026266A 2009-03-27 2009-03-27 중계 방식의 무선통신 시스템에서 양방향 중계를 위한 장치및 방법 KR101524284B1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020090026266A KR101524284B1 (ko) 2009-03-27 2009-03-27 중계 방식의 무선통신 시스템에서 양방향 중계를 위한 장치및 방법
US12/661,916 US8315556B2 (en) 2009-03-27 2010-03-26 Apparatus and method for bidirectional relaying in a relay wireless communication system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020090026266A KR101524284B1 (ko) 2009-03-27 2009-03-27 중계 방식의 무선통신 시스템에서 양방향 중계를 위한 장치및 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20100107915A KR20100107915A (ko) 2010-10-06
KR101524284B1 true KR101524284B1 (ko) 2015-05-29

Family

ID=42784913

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020090026266A KR101524284B1 (ko) 2009-03-27 2009-03-27 중계 방식의 무선통신 시스템에서 양방향 중계를 위한 장치및 방법

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8315556B2 (ko)
KR (1) KR101524284B1 (ko)

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9917359B2 (en) 2008-03-05 2018-03-13 Ethertronics, Inc. Repeater with multimode antenna
KR101512688B1 (ko) * 2009-04-13 2015-04-17 삼성전자주식회사 통신 장치 및 중계 장치
US8773975B2 (en) * 2010-01-21 2014-07-08 Lg Electronics Inc. Network coding enhancements
KR20120009649A (ko) * 2010-07-20 2012-02-02 삼성전자주식회사 다중 사용자 다중안테나 시스템에서 채널 직교화를 이용한 선처리 방법 및 장치
US9686000B2 (en) * 2011-04-15 2017-06-20 Futurewei Technologies, Inc. System and method for two-way relaying with beamforming
EP2710756A1 (en) * 2011-05-18 2014-03-26 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (PUBL) Joint processing in cooperative radio communications networks
US8681883B2 (en) 2011-06-15 2014-03-25 Qualcomm Incorporated Communicating over powerline media using spot beamforming
KR101410054B1 (ko) * 2012-02-15 2014-06-20 한국과학기술원 양방향 중계 시스템의 전력 분배 장치 및 전력 분배 방법
KR101509077B1 (ko) * 2013-01-28 2015-04-07 한국과학기술원 양방향 중계 시스템의 시간 분배 장치 및 시간 분배 방법
KR102115401B1 (ko) * 2013-04-24 2020-05-26 삼성전자주식회사 네트워크 코딩을 지원하는 시스템에서 패킷을 관리하는 방법 및 장치
RU2621066C1 (ru) 2013-06-05 2017-05-31 Эл Джи Электроникс Инк. Способ и устройство для передачи информации о состоянии канала в системе беспроводной связи
KR101981087B1 (ko) * 2013-06-13 2019-08-28 삼성전자주식회사 쌍방향 릴레이 장치 및 그에 의한 방법
CN103580737B (zh) * 2013-10-29 2017-05-17 上海师范大学 基于最小均方误差的双向中继系统天线对选择方法
AU2015219119B2 (en) * 2014-02-18 2019-01-17 Nextivity, Inc. System for maximizing gain in a repeater
KR101538986B1 (ko) * 2014-02-25 2015-07-23 한국과학기술원 양방향 중계 시스템의 시간 분배 장치 및 시간 분배 방법
KR102183832B1 (ko) * 2014-09-19 2020-11-27 삼성전자주식회사 다중 사용자 다중-입력 다중-출력 방식을 지원하는 통신 시스템에서 간섭 제거 장치 및 방법
US9660674B2 (en) * 2015-07-16 2017-05-23 LGS Innovations LLC Self-interference cancellation antenna systems and methods
US9590708B1 (en) * 2015-08-25 2017-03-07 Motorola Mobility Llc Method and apparatus for equal energy codebooks for antenna arrays with mutual coupling
CN105827284B (zh) * 2016-03-09 2019-03-05 东南大学 异构小区中的能效优化方法
KR102278012B1 (ko) * 2016-04-07 2021-07-15 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 간섭 정렬을 위한 장치 및 방법
US10237035B2 (en) * 2016-06-15 2019-03-19 Electronics And Telecommunications Research Institute Operation method of communication node supporting superposition transmission in cellular communication system
US10033482B2 (en) * 2016-08-03 2018-07-24 Samsung Electronics Co., Ltd System and method for providing interference parameter estimation for multi-input multi-output (MIMO) communication system
US10334455B2 (en) * 2017-07-01 2019-06-25 Intel Corporation Real-time co-channel interference suppression
CN114301567B (zh) * 2021-12-28 2023-07-28 绿盟科技集团股份有限公司 一种基于人工噪声的通信方法及设备

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20080048584A (ko) * 2006-11-29 2008-06-03 삼성전자주식회사 광대역 무선통신시스템에서 중계 장치 및 방법

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6307849B1 (en) * 1997-09-08 2001-10-23 Qualcomm Incorporated Method and system for changing forward traffic channel power allocation during soft handoff
SE0303602D0 (sv) * 2003-12-30 2003-12-30 Ericsson Telefon Ab L M Method and arrangement in self-organizing cooperative network
EP2017973A1 (en) * 2007-07-20 2009-01-21 Lucent Technologies Inc. Method and apparatuses for selecting a subchannels subset in wireless communications network using relays
US8542760B2 (en) * 2007-11-16 2013-09-24 Lingna Holdings Pte., Llc Full-rate distributed space-time codes for cooperative communications
US8861423B2 (en) * 2008-01-18 2014-10-14 Intel Corporation Interference mitigation by overhearing

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20080048584A (ko) * 2006-11-29 2008-06-03 삼성전자주식회사 광대역 무선통신시스템에서 중계 장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
US8315556B2 (en) 2012-11-20
KR20100107915A (ko) 2010-10-06
US20100248729A1 (en) 2010-09-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101524284B1 (ko) 중계 방식의 무선통신 시스템에서 양방향 중계를 위한 장치및 방법
CN101483622B (zh) 在双向中继网络中信道估计的方法、设备和系统
US8824583B2 (en) Reduced complexity beam-steered MIMO OFDM system
EP2845323B1 (en) Efficient frequency domain (fd) mmse equalization weight updates in a multi-stage parallel interference cancellation receiver
KR100973671B1 (ko) 광대역 무선통신시스템에서 중계 장치 및 방법
Zhang et al. Physical layer network coding with multiple antennas
US8457152B2 (en) Multiple modulation schemes in single rate layering wireless communication systems
WO2004032402A1 (en) Combined space-time decoding
KR20080070151A (ko) 코드북 기반 다중안테나 시스템에서 중계 장치 및 방법
US8811215B2 (en) Apparatus and method for detecting signal in spatial multiplexing system
US9948483B2 (en) Base station apparatus, wireless communication system, and communication method for uplink coordinated multi-point transmission and reception with intra-phy split base station architecture
CN108768473A (zh) 一种存在天线相关与信道估计误差的mimo多中继系统的预编码方法
EP3182662B1 (en) Soft llr/bit combining for comp or soft handover receiver
US10263672B2 (en) Integer forcing scheme for multi-user MIMO communication
US9860019B2 (en) Base station apparatus, wireless communication system, and communication method
EP2764636B1 (en) Snr estimation based on the qr-decomposition of the mimo channel matrix
Zhao et al. Self-interference aided channel estimation in two-way relaying systems
KR20100012283A (ko) 다중안테나 시스템에서 정규화 공동 빔포밍을 위한 장치 및방법
Gu et al. Buffer aided distributed space time coding techniques for cooperative DS-CDMA systems
KR101070240B1 (ko) 다중 사용자 ｍｉｍｏ 시스템에서 벡터 섭동 기반의 송신 다이버시티를 이용하는 장치 및 방법
Neves et al. An iterative pilot-data-aided estimator for SFBC relay-assisted OFDM-based systems
KR20070067910A (ko) 시공간 무선 통신 시스템에서 다이버시티 및 멀티플렉싱 및빔포밍 신호 송수신 장치 및 방법
KR20090050870A (ko) 다중 안테나를 이용하는 무선통신 시스템 및 그 제어방법과이를 기록한 기록매체
Taneja Review On Channel Estimation for MIMO-OFDM System Payal Arora
CN113475023A (zh) 用于并行化的递归块解码的设备和方法

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180427

Year of fee payment: 4

LAPS Lapse due to unpaid annual fee