KR101503656B1

KR101503656B1 - Apparatus and method for channel encoding and decoding in communication system using low-density parity-check codes

Info

Publication number: KR101503656B1
Application number: KR1020140183099A
Authority: KR
Inventors: 명세호; 권환준; 김경중; 안석기; 양경철; 김재열; 이학주
Original assignee: 삼성전자주식회사; 포항공과대학교 산학협력단
Priority date: 2008-02-26
Filing date: 2014-12-18
Publication date: 2015-03-17
Also published as: KR20150004786A; KR20130044258A; KR101554064B1

Abstract

본 발명은 통신 시스템에서의 채널 부호화/복호화 방법 및 장치에 관한 것으로, 특히 고차 변조(High Order Modulation) 방식을 적용하는 통신 시스템에서 저밀도 패리티 검사(low density parity check, LDPC) 부호를 사용함에 있어서, 구조적인 LDPC 부호로부터 다양한 부호어 크기를 생성하는 채널 부호화/복호화 방법 및 장치에 관한 것이다.
본 발명은 다양한 부호어 길이를 지원하기 위하여 천공(puncturing) 또는 단축(shortening)을 적용함에 있어서 고차 변조 방식을 고려하여 최적화된 천공 패턴을 구하는 방법을 제안한다. 단축이 필요할 경우에 단축을 취한 다음에, 정보 데이터 비트들이 입력되면 패리티 검사 행렬을 이용하여 미리 설정되어 있는 부호화 방식으로 부호화하여 LDPC 부호어를 생성하고 상기 최적화된 천공 패턴을 적용하여 전송한다. The present invention relates to a method and apparatus for channel coding / decoding in a communication system, and in particular, in using a low density parity check (LDPC) code in a communication system employing a high order modulation scheme, And a channel encoding / decoding method and apparatus for generating various codeword sizes from a structured LDPC code.
The present invention proposes a method for obtaining an optimized puncturing pattern in consideration of a higher order modulation scheme in applying puncturing or shortening to support various codeword lengths. If shortening is required, information bits are input and then encoded using a parity check matrix using a predetermined coding scheme to generate an LDPC codeword, and the optimized puncturing pattern is applied and transmitted.

Description

BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates generally to a method and apparatus for channel encoding / decoding in a communication system using a low-density parity-check code,

본 발명은 저밀도 패리티 검사(low-density parity-check, 이하 LDPC) 부호를 사용하는 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 고차 변조 방식에서 주어진 LDPC 부호로부터 다양한 부호어 길이와 부호율(code rate)을 가지는 LDPC 부호를 생성하는 채널 부호화/복호화(channel encoding/decoding) 장치 및 방법에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a communication system using a low-density parity-check (LDPC) code, and more particularly to an LDPC code having a variable codeword length and a code rate from a given LDPC code in a high- And more particularly, to a channel encoding / decoding apparatus and method for generating a code.

무선 통신 시스템에서는 채널의 여러 가지 잡음(noise)과 페이딩(fading) 현상 및 심볼간 간섭(inter-symbol interference, ISI)에 의해 링크(link)의 성능이 현저히 저하된다. 따라서 차세대 이동 통신, 디지털 방송 및 휴대 인터넷과 같이 높은 데이터 처리량과 신뢰도를 요구하는 고속 디지털 통신 시스템들을 구현하기 위해서 잡음과 페이딩 및 ISI에 대한 극복 기술을 개발하는 것이 필수적이다. 최근에는 정보의 왜곡을 효율적으로 복원하여 통신의 신뢰도를 높이기 위한 방법으로서 오류정정부호(error-correcting code)에 대한 연구가 활발히 이루어지고 있다. In wireless communication systems, the performance of a link is significantly degraded due to various noise, fading phenomena, and inter-symbol interference (ISI) of a channel. Therefore, it is essential to develop overcoming technologies for noise, fading and ISI in order to realize high-speed digital communication systems requiring high data throughput and reliability, such as next generation mobile communication, digital broadcasting and portable Internet. In recent years, error-correcting codes have been actively studied as methods for efficiently restoring information distortion and improving communication reliability.

1960년대에 Gallager에 의해서 처음 소개된 LDPC 부호는 당시 기술을 훨씬 능가하는 구현 복잡도로 인해 오랫동안 잊혀져 왔다. 하지만, 1993년 Berrou와 Glavieux, Thitimajshima에 의해 발견된 터보(turbo) 부호가 새넌(Shannon)의 채널 용량에 근접하는 성능을 보임에 따라, 터보 부호의 성능과 특성에 대한 많은 해석이 이루어지면서 반복 복호(iterative decoding)와 그래프를 기반으로 하는 채널 부호화에 대한 많은 연구가 진행되었다. 이를 계기로 1990년대 후반에 상기 LDPC 부호에 대해 재연구되면서 상기 LDPC 부호에 대응되는 Tanner 그래프(factor 그래프의 특별한 경우)상에서 합곱(sum-product) 알고리즘에 기반한 반복 복호(iterative decoding)를 적용하여 복호화를 수행하면 Shannon의 채널 용량에 근접하는 성능을 가짐이 밝혀졌다. The LDPC code first introduced by Gallager in the 1960s has long been forgotten due to its implementation complexity far surpassing that of the time. However, since the turbo codes found by Berrou, Glavieux, and Thitimajshima in 1993 show performance close to the channel capacity of Shannon, many interpretations on the performance and characteristics of turbo codes have been made, and it has been studied a lot about iterative decoding and graph based channel coding. As a result, the LDPC code is re-studied in the late 1990's and applied iterative decoding based on a sum-product algorithm on a Tanner graph (a special case of a factor graph) corresponding to the LDPC code, Has a performance close to Shannon's channel capacity.

상기 LDPC 부호는 통상적으로 그래프 표현법을 이용하여 나타내며, 그래프 이론 및 대수학, 확률론에 기반한 방법들을 통해 많은 특성을 분석할 수 있다. 일반적으로 채널 부호의 그래프 모델은 부호의 묘사(descriptions)에 유용할 뿐만 아니라, 부호화된 비트에 대한 정보를 그래프 내의 정점(vertex)에 대응시키고 각 비트들의 관계를 그래프 내에서 선분(edges)으로 대응시키면, 각 정점들이 각 선분들을 통해서 정해진 메시지(messages)를 주고받는 통신 네트워크로 간주할 수 있기 때문에 자연스런 복호 알고리즘을 이끌어 낼 수 있다. 예를 들면, 그래프의 일종으로 볼 수 있는 트렐리스(trellis)에서 유도된 복호 알고리즘에는 잘 알려진 비터비(Viterbi) 알고리즘과 BCJR(Bahl, Cocke, Jelinek and Raviv) 알고리즘이 있다.The LDPC codes are typically represented using graphical representations, and many features can be analyzed through graph theory, algebra, and probability-based methods. Generally, a graph model of a channel code is useful not only for describing codes but also to correspond information of encoded bits to a vertex in a graph and to correspond each bit relation to edges in a graph , It is possible to derive a natural decryption algorithm because each vertex can be regarded as a communication network for exchanging messages determined by each line. For example, trellis-derived decoding algorithms, which can be regarded as a kind of graph, include the well-known Viterbi algorithm and BCJR (Bahl, Cocke, Jelinek and Raviv) algorithms.

상기 LDPC 부호는 일반적으로 패리티 검사 행렬(parity-check matrix)로 정의되며 Tanner 그래프로 통칭되는 이분(bipartite) 그래프를 이용하여 표현될 수 있다. 상기 이분 그래프는 그래프를 구성하는 정점들이 서로 다른 2 종류로 나누어져 있는 그래프이며, 상기 LDPC 부호의 경우에는 변수 노드(variable node)와 검사 노드(check node)라 불리는 정점들로 이루어진 이분 그래프로 표현된다. 상기 변수 노드는 부호화된 비트와 일대일 대응된다. The LDPC code can be expressed using a bipartite graph, which is generally defined as a parity-check matrix and is collectively referred to as a Tanner graph. The bipartite graph is a graph in which the vertices constituting the graph are divided into two different types. In the case of the LDPC code, the graph is represented by a binary graph consisting of variable nodes and vertices called check nodes do. The variable node corresponds one-to-one to the encoded bit.

도 1 및 도 2를 참조하여 상기 LDPC 부호의 그래프 표현 방법에 대해 설명 한다. A graphical representation method of the LDPC code will be described with reference to FIGS. 1 and 2. FIG.

도 1은 4개의 행(row)과 8개의 열(column)로 이루어진 상기 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬 H₁의 예이다. 도 1을 참조하면, 열이 8개 있기 때문에 길이가 8인 부호어(codeword)를 생성하는 LDPC 부호를 의미하며, 각 열은 부호화된 8 비트와 대응된다. 1 is an example of a parity check matrix H ₁ of the LDPC code including four rows and eight columns. Referring to FIG. 1, an LDPC code is generated to generate a codeword having a length of 8 because there are eight columns. Each column corresponds to eight encoded bits.

도 2는 도 1의 H₁에 대응하는 Tanner 그래프를 도시한 도면이다. FIG. 2 is a graph showing a Tanner graph corresponding to H ₁ in FIG.

도 2를 참조하면, 상기 LDPC 부호의 상기 Tanner 그래프는 8개의 변수 노드들 x₁(202), x₂(204), x₃(206), x₄(208), x₅(210), x₆(212), x₇(214), x₈(216)과 4개의 검사 노드(check node)(218, 220, 222, 224)들로 구성되어 있다. 여기서, 상기 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬 H₁의 i번째 열과 j번째 행은 각각 변수 노드 x_i와 j 번째 검사 노드에 대응된다. 또한, 상기 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬 H₁의 i번째 열과 j번째 행이 교차하는 지점의 1의 값, 즉 0이 아닌 값의 의미는, 상기 도 2와 같이 상기 Tanner 그래프 상에서 상기 변수 노드 x_i와 j번째 검사 노드 사이에 선분(edge)이 존재함을 의미한다.2, the Tanner graph of the LDPC code includes eight variable nodes x ₁ (202), x ₂ (204), x ₃ (206), x ₄ (208), x ₅ (210) ₆ 212, x ₇ 214 and x ₈ 216 and four check nodes 218, 220, 222 and 224. Here, the i-th column and the j-th row of the parity check matrix H ₁ of the LDPC code correspond to the variable nodes x _i and j-th check nodes, respectively. The value of 1, that is, a value other than 0 at the intersection of the i-th column and the j-th row of the parity check matrix H ₁ of the LDPC code means that the variable node x _i And an edge exists between the jth check node and the jth check node.

상기 LDPC 부호의 Tanner 그래프에서 변수 노드 및 검사 노드의 차수(degree)는 각 노드들에 연결되어 있는 선분의 개수를 의미하며, 이는 상기 LDPC 부호의 패리티 검사행렬에서 해당 노드에 대응되는 열 또는 행에서 0이 아닌 원소(entry)들의 개수와 동일하다. 예를 들어, 상기 도 2에서 변수 노드들 x₁(202), x₂(204), x₃(206), x₄(208), x₅(210), x₆(212), x₇(214), x₈(216)의 차수는 각각 순서대로 4, 3, 3, 3, 2, 2, 2, 2가 되며, 검사 노드들(218, 220, 222, 224)의 차수는 각각 순서대로 6, 5, 5, 5가 된다. 또한 상기 도 2의 변수 노드들에 대응되는 상기 도 1의 패리티 검사 행렬 H₁의 각각의 열에서 0이 아닌 원소들의 개수는 상기한 차수들 4, 3, 3, 3, 2, 2, 2, 2와 순서대로 일치하며, 상기 도 2의 검사 노드들에 대응되는 상기 도 1의 패리티 검사 행렬 H₁의 각각의 행에서 0이 아닌 원소들의 개수는 상기한 차수들 6, 5, 5, 5와 순서대로 일치한다. In the Tanner graph of the LDPC code, the degree of the variable node and the check node means the number of line segments connected to the respective nodes. This means that in the parity check matrix of the LDPC code, Is equal to the number of non-zero entries. For example, the variable nodes x ₁ 202, x ₂ 204, x ₃ 206, x ₄ 208, x ₅ 210, x ₆ 212, x ₇ 214), x ₈ (216) orders, respectively order 4, 3, 3, 3, 2, 2, 2, and 2, check nodes (218, 220, 222, 224) the order of the is, as each sequence of 6, 5, 5, 5. Also, the number of non-zero elements in each column of the parity check matrix H ₁ of FIG. 1 corresponding to the variable nodes of FIG. 2 corresponds to the order 4, 3, 3, 3, 2, 2, 2, and the number of non-zero elements in each row of the parity check matrix H ₁ of FIG. 1 corresponding to the check nodes of FIG. 2 corresponds to the order 6, 5, 5, 5 They match in order.

LDPC 부호의 노드에 대한 차수 분포(degree distribution)를 표현하기 위하여 차수가 i인 변수 노드의 개수와 변수 노드 총 개수와의 비율을 f_i라 하고, 차수가 j인 검사 노드의 개수와 검사 노드 총 개수와의 비율을 g_j라 하자. 예를 들어 상기 도 1과 도 2에 해당하는 LDPC 부호의 경우에는 f₂=4/8, f₃=3/8, f₄=1/8이고, i≠2, 3, 4 에 대해서 f_i=0 이며, g₅=3/4, g₆=1/4이고, j≠5,6 에 대해서 g_j=0 이다. LDPC 부호의 길이를 N, 즉 열의 개수를 N이라 하고, 행의 개수를 N/2이라 할 때, 상기 차수 분포를 가지는 패리티 검사 행렬 전체에서 0이 아닌 원소의 밀도는 하기의 <수학식 1>과 같이 계산된다. In order to express the degree distribution for a node of an LDPC code, the ratio of the number of variable nodes with degree _i to the total number of variable nodes is f _i , and the number of check nodes with degree j and the total number Let the ratio of the number of g _j. For example, f ₂ = 4/8, f ₃ = 3/8, and f ₄ = 1/8 in the case of the LDPC codes corresponding to FIGS. 1 and 2 and f _i = 0, g ₅ = 3/4, g ₆ = 1/4, and j ≠ 5 and 6, g _j = 0. Assuming that the length of the LDPC code is N, that is, the number of columns is N, and the number of rows is N / 2, the density of non-zero elements in the parity check matrix having the above- .

상기 <수학식 1>에서 N이 증가하게 되면 패리티 검사 행렬 내에서 1의 밀도는 계속해서 감소하게 된다. 일반적으로 LDPC 부호는 부호 길이 N에 대하여 0이 아닌 원소의 밀도가 반비례하므로, N이 큰 경우에는 0이 아닌 원소는 매우 낮은 밀도를 가지게 된다. LDPC 부호의 명칭에서 저밀도(low-density)란 말은 이와 같은 이유로 유래되었다.If N increases in Equation (1), the density of 1 in the parity check matrix continues to decrease. Generally, the LDPC code is inversely proportional to the nonzero element density with respect to the code length N, and when N is large, the nonzero element has a very low density. The term low-density in the name of an LDPC code comes from this reason.

다음으로 본 발명에서 적용될 구조적인 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬이 가지는 특성을 도 3을 참조하여 설명하기로 한다. 상기 도 3은 유럽 디지털 방송 표준(standard)의 하나인 DVB-S2(Digital Video Broadcasting-Satelliete transmission 2nd generation)에서 표준 기술로 채택된 LDPC 부호를 개략적으로 도시하였다. Next, characteristics of a parity check matrix of a structured LDPC code to be applied in the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 3 schematically shows an LDPC code adopted as a standard technique in DVB-S2 (Digital Video Broadcasting-Satellite Transmission 2nd generation) which is one of the European digital broadcasting standards.

도 3에서,

과

은 각각 LDPC 부호의 부호어 길이와 정보어의 길이를 나타내고,

은 패리티 길이를 의미한다. 그리고

이 성립하도록 정수

과

를 결정한다. 이때,

도 정수가 되도록 한다. 편의상 도 3의 패리티 검사 행렬을 제1 패리티 검사 행렬 H₁이라 한다.3,

and

Represent the codeword length and information length of the LDPC code, respectively,

Denotes the parity length. And

To establish this constant

and

. At this time,

Is also an integer. For convenience, the parity check matrix of FIG. 3 is referred to as a first parity check matrix H ₁ .

도 3을 참조하면, 패리티 검사 행렬에서 패리티 부분에 해당하는 부분, 즉,

번째 열(column)부터

번째 열까지의 구조는 이중 대각(dual diagonal) 형태이다. 따라서 패리티 부분에 해당하는 열의 차수(degree) 분포는 그 값이 '1'인 마지막 열을 제외하고 모두 '2'를 가진다. Referring to FIG. 3, a portion corresponding to a parity portion in a parity check matrix,

From the first column

The structure up to the second column is a dual diagonal form. Therefore, the degree distribution of the column corresponding to the parity part has '2' except for the last column in which the value is '1'.

패리티 검사 행렬에서 정보어 부분에 해당하는 부분, 즉 0번째 열부터

번째 열까지의 구조를 이루는 규칙은 다음과 같다. In the parity check matrix, the portion corresponding to the information word portion, i.e.,

The rules for the structure up to the first column are as follows.

<규칙 1>: 패리티 검사 행렬에서 정보어에 해당하는

개의 열을

개의 열들로 구성된 복수의 그룹으로 그룹화(grouping)하여, 총

개의 열 그룹(column group)을 생성한다. 각 열 그룹에 속해있는 각각의 열을 구성하는 방법은 하기 <규칙 2>를 따른다. <Rule 1>: In the parity check matrix,

Columns

Grouping into a plurality of groups of four columns,

&Lt; / RTI > column groups. The method of constructing each column belonging to each column group is as follows.

<규칙 2>: 먼저

번째

열 그룹의 각 0 번째 열에서의 1이 있는 위치를 결정한다. 여기서, 각

번째 열 그룹의 0 번째 열의 차수를

라 할 때, 각 1이 있는 행의 위치를

이라 가정하면,

번째 열 그룹 내의

번째 열에서 1이 있는 행의 위치

는 하기 <수학식 2>와 같이 정의된다. <Rule 2>: First

th

Determine the position of 1 in each 0th column of the column group. Here,

The order of the 0th column in the ith column group is

, The position of each row with 1

Assuming that,

Within the first column group

The position of the row with 1 in the third column

Is defined as < EMI ID = 2.0 >

상기 규칙에 따르면

번째

열 그룹 내에 속하는 열들의 차수는 모두

로 일정함을 알 수 있다. 상기 규칙에 따라 패리티 검사 행렬에 대한 정보를 저장하고 있는 DVB-S2 LDPC 부호의 구조를 쉽게 이해하기 위하여 다음과 같은 구체적인 예를 살펴보자. According to the above rule

th

The order of the columns belonging to the column group is

As shown in Fig. In order to easily understand the structure of the DVB-S2 LDPC code storing information on the parity check matrix according to the above rule, consider a specific example as follows.

구체적인 예로서

이며, 3개의 열 그룹의 0 번째 열에 대한 1을 가지는 행의 위치 정보에 대한 3 개의 시퀀스는 다음과 같이 나타낼 수 있다. 여기서, 상기 시퀀스는 편의상 무게 1 위치 시퀀스(weight-1 position sequence)라고 한다.As a concrete example

And the three sequences for the position information of a row having a 1 for the 0th column of the 3 column groups can be expressed as follows. Here, the sequence is referred to as a weight-1 position sequence for convenience.

상기 각 열 그룹의 0 번째 1이 있는 행의 무게 1 위치 시퀀스는 편의상 다음과 같이 각 열 그룹 별로 무게 1이 위치하는 시퀀스만 표기하기도 한다. For the sake of convenience, the sequence in which the weight 1 is located in each column group may be expressed as follows.

0 1 2 0 1 2

0 11 13 0 11 13

0 10 14 0 10 14

즉, 상기

번째 열의

번째 무게 1 위치 시퀀스는

번째 열 그룹에서 1을 가지는 행의 위치 정보를 순차적으로 나타낸 것이다. That is,

Column

The second weight 1 position sequence is

And the position information of the row having 1 in the column group is sequentially shown.

상기 구체적인 예에 해당하는 정보와 <규칙 1> 및 <규칙 2>를 이용하여 패리티 검사 행렬을 구성하면 도 4와 같은 DVB-S2 LDPC 부호와 동일한 개념의 LDPC 부호를 생성할 수 있다. If a parity check matrix is configured using information corresponding to the specific example and < Rule 1 > and < Rule 2 >, an LDPC code having the same concept as the DVB-S2 LDPC code shown in FIG. 4 can be generated.

상기 <규칙 1>과 <규칙 2>를 통해 설계된 DVB-S2 LDPC 부호는 구조적인 형태를 이용하여 효율적인 부호화가 가능함이 알려져 있다. 상기 DVB-S2의 패리티 검사 행렬을 이용하여 LDPC 부호화 과정의 각 단계들을 다음과 같은 예를 들어 설명한다. It is known that the DVB-S2 LDPC code designed through the rules 1 and 2 can be efficiently encoded using a structural form. The steps of the LDPC encoding process using the parity check matrix of the DVB-S2 will be described as follows.

하기에는 구체적인 예로서

,

를 특징으로 하는 DVB-S2 LDPC 부호를 이용하는 부호화 과정을 설명하였다. 또한 설명의 편의를 위해 길이가

인 정보어 비트들을

로 나타내고, 길이가

인 패리티 비트들을

로 나타낸다. As a specific example,

,

A description has been given of a coding process using a DVB-S2 LDPC code. Also, for convenience of explanation,

Information bits

And the length is

Parity bits

Respectively.

단계 1: LDPC 부호화기는 패리티 비트들을 다음과 같이 초기화 한다.

. Step 1 : The LDPC encoder initializes the parity bits as follows.

.

단계 2: 저장되어 있는 패리티 검사 행렬을 나타내는 시퀀스들의 0번째 무게 1 위치 시퀀스로부터 열 그룹 내에서 1이 위치한 행의 정보를 호출(read)한다. Step 2 : Read the information of the row where 1 is located in the column group from the 0th weight 1 position sequence of the sequences representing the stored parity check matrix.

0 2084 1613 1548 1286 1460 3196 4297 2481 3369 3451 4620 2622 0 2084 1613 1548 1286 1460 3196 4297 2481 3369 3451 4620 2622

상기 호출된 정보와 첫 번째 정보어 비트

를 이용하여 하기의 <수학식 3>과 같이 특정 패리티 비트

들을 업데이트한다. 여기서,

는 각각의

값을 의미한다. The called information and the first information bit

As shown in Equation (3) below,

Lt; / RTI > here,

Respectively,

Lt; / RTI >

상기 <수학식 3>에서

는

로 표기하기도 하며,

는 이진(binary) 덧셈을 의미한다. In Equation (3)

The

Also,

Means binary addition.

단계 3:

이후의 다음 359개의 정보어 비트

,

에 대해서 먼저 하기의 <수학식 4>에 대한 값을 결정한다. Step 3 :

The following 359 information bits

,

The value for Equation (4) below is determined.

상기 <수학식 4>에서

는 각각의

값을 의미한다. 상기 <수학식 4>는 <수학식 2>와 동일하다. In Equation (4)

Respectively,

Lt; / RTI > Equation (4) is the same as Equation (2).

다음으로 상기 <수학식 4>에서 구한 값을 이용하여 <수학식 3>과 유사한 작업을 수행한다. 즉,

에 대해서

을 업데이트 한다. 예를 들어

, 즉,

에 대해서 하기의 <수학식 5>와 같이

들을 업데이트 한다. Next, an operation similar to Equation (3) is performed using the value obtained from Equation (4). In other words,

about

Lt; / RTI > E.g

, In other words,

As shown below in Equation (5)

Lt; / RTI >

상기 <수학식 5>의 경우에는

임에 유의한다. 위와 같은 과정을

에 대해서 마찬가지로 진행한다. In the case of Equation (5)

. The above procedure

.

단계 4: 상기 단계 2와 마찬가지로 361번째 정보어 비트

에 대해서 첫 번째 무게 1 위치 시퀀스인

의 정보를 호출하고, 특정

을 업데이트 한다. 여기서,

는

을 의미한다.

이후의 다음 359개의 정보어 비트

에 대해서 <수학식 4>를 유사하게 적용하여

를 업데이트 한다. Step 4 : As in step 2 above,

The first weight 1 position sequence in

And calls the information

Lt; / RTI > here,

The

.

The following 359 information bits

Equation (4) is applied similarly to Equation

Lt; / RTI >

단계 5: 모든 각각의 360개의 정보어 비트 그룹에 대해서 상기 단계 2, 3, 4의 과정을 반복한다. Step 5 : Repeat steps 2, 3 and 4 for all 360 information bit groups.

단계 6: 최종적으로 <수학식 6>을 통해서 패리티 비트를 결정한다. Step 6 : Finally, the parity bit is determined by Equation (6).

상기 <수학식 6>의

들이 LDPC 부호화가 완료된 패리티 비트들이다. In Equation (6)

Are parity bits for which LDPC coding is completed.

이상에서 설명한 바와 같이 DVB-S2에서는 단계 1부터 단계 6까지의 과정을 거쳐 LDPC 부호화를 진행한다.As described above, in the DVB-S2, the LDPC encoding is performed through the process from the step 1 to the step 6.

LDPC 부호를 실제 통신 시스템에 적용하기 위해서는 상기 통신 시스템에서 요구되는 데이터 전송량(data rate)에 적합하도록 설계되어야 한다. 특히 복합 재전송(Hybrid Automatic Retransmission Request, HARQ) 방식과 적응형 변조 및 부호화(Adaptive Modulation and Coding, AMC) 방식 등을 적용하는 적응형 통신 시스템뿐만 아니라 다양한 방송 서비스를 지원하는 통신 시스템에서는 시스템의 요구에 따라 다양한 데이터 전송량을 지원하기 위해 다양한 부호어 길이를 가지는 LDPC 부호가 필요하다. In order to apply an LDPC code to an actual communication system, it should be designed to meet the data rate required in the communication system. In particular, in a communication system supporting a variety of broadcasting services as well as an adaptive communication system employing a hybrid automatic retransmission request (HARQ) scheme and an adaptive modulation and coding (AMC) scheme, In order to support various data transmission rates, LDPC codes having various codeword lengths are required.

그런데 상술한 바와 같이 DVB-S2 시스템에서 사용되는 LDPC 부호의 경우에는 제한적인 사용으로 인해 부호어 길이가 2 종류 밖에 없을 뿐만 아니라 각각 독립적인 패리티 검사 행렬을 필요로 한다. 이러한 이유로 시스템의 확장성 및 유연성을 증가시키기 위해서 다양한 부호어 길이를 지원하는 방법이 필요하다. 특히 DVB-S2 시스템에서는 시그널링(signaling) 정보의 전송을 위하여 수백에서 수천 비트의 데이터 전송이 필요한데 DVB-S2 LDPC 부호의 길이는 16200과 64800 두 개 밖에 없기 때문에 다양한 부호어 길이에 대한 지원이 필수적이다. However, in the case of the LDPC code used in the DVB-S2 system as described above, only two codeword lengths are required due to limited use, and independent parity check matrices are required. For this reason, it is necessary to support various codeword lengths in order to increase the scalability and flexibility of the system. Especially, in DVB-S2 system, it is necessary to transmit hundreds to thousands of bits of data for transmission of signaling information. Since there are only 16200 and 64800 lengths of DVB-S2 LDPC codes, support for various codeword lengths is essential .

그런데 LDPC 부호의 각각의 부호어 길이에 대해 독립적인 패리티 검사 행렬을 저장하는 것은 메모리 효율성을 떨어뜨리기 때문에, 새로운 패리티 검사 행렬을 설계하지 않고 기존에 주어진 패리티 검사 행렬로부터 다양한 부호어 길이를 효율적으로 지원하는 방안이 요구된다.However, storing an independent parity check matrix for each codeword length of the LDPC code degrades the memory efficiency. Therefore, it is possible to efficiently support various codeword lengths from a given parity check matrix without designing a new parity check matrix .

본 발명이 해결하고자 하는 과제는 주어진 LDPC 부호로부터 고차 변조 방식을 고려한 천공(puncturing) 또는 단축(shortening)을 이용하여 다른 부호어 길이를 가지는 LDPC 부호를 생성하여 생성된 LDPC 부호를 생성하고, 생성된 상기 LDPC 부호를 이용하여 통신 시스템에서 채널 부호화/복호화하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다. The present invention is directed to a method and apparatus for generating an LDPC code by generating an LDPC code having a different codeword length from a given LDPC code using puncturing or shortening considering a higher order modulation scheme, And a method and an apparatus for channel coding / decoding in a communication system using the LDPC code.

또한 본 발명이 해결하고자 하는 과제는 DVB-S2 구조를 고려하여 최적의 성능을 보장하는 통신 시스템에서 채널 부호화/복호화하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다. It is another object of the present invention to provide a method and apparatus for channel encoding / decoding in a communication system that ensures optimal performance considering DVB-S2 structure.

본 발명의 실시 예에 따른 채널 부호화 방법은, 저밀도 패리티 검사 부호를 사용하는 시스템에서 채널 부호화 방법에 있어서, 천공할 패리티 비트의 개수를 결정하는 과정; 상기 천공할 패리티 비트의 개수를 근거로 하여 천공할 패리티 비트 그룹의 수를 결정하는 과정; 상기 결정된 천공할 패리티 비트 그룹의 수 및 미리 결정된 천공할 패리티 비트 그룹의 순서를 근거로 하여 패리티 비트를 천공하는 과정; 및 상기 천공된 패리티 비트를 제외한 나머지 비트들을 전송하는 과정을 포함하고, 상기 패리티 비트 그룹은 하나의 패리티 비트 그룹 내의 복수의 패리티 비트들이 일정한 간격을 가지도록 구성되는 것을 포함하고, 상기 패리티 비트 그룹은 하기 <수학식>에 의해 결정되고, 상기 일정한 간격은 하기 <수학식>의 q에 의해 결정되고,
<수학식>

,
상기 P_j는 j 번째 패리티 비트 그룹을 나타내고, N₁은 부호어의 길이, K₁은 정보어 길이, M₁은 하나의 패리티 비트 그룹의 길이, q는 q = (N₁ - K₁)/M₁를 만족하고, K₁/M₁은 정수이고, 상기 수학식은 0 ≤ j < q를 만족하고,
상기 패리티 비트 그룹의 수는 하기 수학식에 의해 결정되고,
<수학식>

상기 A는 천공할 패리티 비트 그룹의 수를 나타내고, N_p 는 천공할 패리티 비트의 수를 나타내고,
A개의 패리티 비트 그룹

내의 모든 패리티 비트를 천공하는 과정; 및

패리티 비트 그룹 내의 패리티 비트들 중 (N_p - 360A)개의 패리티 비트를 추가적으로 천공하는 과정을 더 포함하고,
16-QAM(qadrature amplitude modulation)이고, 부호어 길이가 16200이고, 정보 비트의 길이가 7200일 때, 상기 미리 결정된 천공할 패리티 비트 그룹의 순서에 근거한 상기 천공할 패리티 비트 그룹의 순서는 6, 4, 13, 9, 18, 8, 15, 20, 5, 17, 2, 22, 24, 7, 12, 1, 16, 23, 14, 0, 21, 10, 19, 11, 3이다.
본 발명의 실시 예에 따른 채널 부호화 장치는, 저밀도 패리티 검사 부호를 사용하는 시스템에서 채널 부호화 장치에 있어서, 천공할 패리티 비트의 개수를 결정하고, 상기 천공할 패리티 비트의 개수를 근거로 하여 천공할 패리티 비트 그룹의 수를 결정하고, 상기 결정된 천공할 패리티 비트 그룹의 수 및 미리 결정된 천공할 패리티 비트 그룹의 순서를 근거로 하여 패리티 비트를 천공하는 천공 패턴 적용부; 및 상기 천공된 패리티 비트를 제외한 나머지 비트들을 전송하는 전송부를 포함하고, 상기 패리티 비트 그룹은 하나의 패리티 비트 그룹 내의 복수의 패리티 비트들이 일정한 간격을 가지도록 구성되고, 상기 패리티 비트 그룹은 하기 <수학식>에 의해 결정되고, 상기 일정한 간격은 하기 <수학식>의 q에 의해 결정되고,
<수학식>

,
상기 P_j 는 j 번째 패리티 비트 그룹을 나타내고, N₁은 부호어의 길이, K₁은 정보어 길이, M₁은 하나의 패리티 비트 그룹의 길이, q는 q = (N₁ - K₁)/M₁를 만족하고, K₁/M₁은 정수이고, 상기 수학식은 0 ≤ j < q를 만족하고,
상기 패리티 비트 그룹의 수는 하기 수학식에 의해 결정되고,
<수학식>

상기 A는 천공할 패리티 비트 그룹의 수를 나타내고, N_p 는 천공할 패리티 비트의 수를 나타내고,
상기 천공 패턴 적용부는 A개의 패리티 비트 그룹

내의 모든 패리티 비트를 천공하고,

패리티 비트 그룹 내의 패리티 비트들 중 (N_p - 360A)개의 패리티 비트를 추가적으로 천공함을 포함하고,
16-QAM(qadrature amplitude modulation)이고, 부호어 길이가 16200이고, 정보 비트의 길이가 7200일 때, 상기 미리 결정된 천공할 패리티 비트 그룹의 순서에 근거한 상기 천공할 패리티 비트 그룹의 순서는 6, 4, 13, 9, 18, 8, 15, 20, 5, 17, 2, 22, 24, 7, 12, 1, 16, 23, 14, 0, 21, 10, 19, 11, 3이다.A channel encoding method according to an exemplary embodiment of the present invention is a channel encoding method in a system using a low density parity check code, the method comprising: determining a number of parity bits to be punctured; Determining a number of parity bit groups to be punctured based on the number of parity bits to be punctured; Puncturing a parity bit based on the determined number of punctured parity bit groups and a predetermined puncturing parity bit group; And transmitting the remaining bits except for the punctured parity bit, wherein the parity bit group includes a plurality of parity bits in one parity bit group having a predetermined interval, Is determined by the following equation, and the constant interval is determined by q in the following equation,
&Lt; Equation &

,
Where P ₁ denotes a j-th parity bit group, N ₁ denotes a codeword length, K ₁ denotes an information word length, M ₁ denotes a length of one parity bit group, and q denotes a number of q = (N ₁ -K ₁ ) / M ₁ , K ₁ / M ₁ is an integer, and the equation satisfies 0? J < q,
The number of the parity bit groups is determined by the following equation,
&Lt; Equation &

Where A represents the number of parity bit groups to be punctured, N _p represents the number of parity bits to be punctured,
A parity bit group

&Lt; / RTI > And

Further comprising puncturing (N _p - 360 A) parity bits of the parity bits in the parity bit group,
The order of the punctured parity bit groups based on the order of the predetermined punctured parity bit groups is 6, 4 (QAM), 16-QAM (Qadrature Amplitude Modulation), codeword length is 16200, , 13, 9, 18, 8, 15, 20, 5, 17, 2, 22, 24, 7, 12, 1, 16, 23, 14, 0, 21, 10, 19, 11,
A channel encoding apparatus according to an embodiment of the present invention is characterized in that in a system using a low density parity check code, a channel encoding apparatus determines a number of parity bits to be punctured and punctures based on the number of parity bits to be punctured A puncturing pattern applying unit for determining the number of parity bit groups, puncturing a parity bit based on the determined number of punctured parity bit groups and a predetermined order of punctured parity bit groups; And a transmitter for transmitting remaining bits except for the punctured parity bit, wherein the parity bit group is configured such that a plurality of parity bits in one parity bit group have a predetermined interval, , And the constant interval is determined by q in the following equation,
&Lt; Equation &

Where A represents the number of parity bit groups to be punctured, N _p represents the number of parity bits to be punctured,
The puncturing pattern application unit includes A parity bit groups

&Lt; / RTI > all parity bits in the &

Further comprising puncturing (N _p - 360 A) parity bits of parity bits in the parity bit group,
The order of the punctured parity bit groups based on the order of the predetermined punctured parity bit groups is 6, 4 (QAM), 16-QAM (Qadrature Amplitude Modulation), codeword length is 16200, , 13, 9, 18, 8, 15, 20, 5, 17, 2, 22, 24, 7, 12, 1, 16, 23, 14, 0, 21, 10, 19, 11,

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이하에서 개시되는 발명 중 대표적인 것에 의해 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 다음과 같다.Effects obtained by representative ones of the inventions disclosed below will be briefly described as follows.

본 발명은 고차 변조 방식과 LDPC 부호를 사용하는 통신 시스템에서 주어진 패리티 검사 행렬의 정보를 이용해서 부호화/복호화 성능을 최적화하여 부호어 길이가 다른 별도의 LDPC 부호를 생성할 수 있다. The present invention can generate separate LDPC codes having different codeword lengths by optimizing the coding / decoding performance using the information of the parity check matrix given in the higher order modulation scheme and the communication system using the LDPC code.

도 1은 길이가 8인 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬의 예를 도시한 도면,
도 2는 길이가 8인 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬의 예의 Tanner 그래프를 도시한 도면,
도 3은 DVB-S2 형태의 LDPC 부호의 대략적인 구조도,
도 4는 DVB-S2 형태의 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬의 예를 도시한 도면,
도 5a는 디지털 통신 시스템에서 사용하는 QPSK 변조의 예를 도시한 도면,
도 5b는 디지털 통신 시스템에서 사용하는 16-QAM 변조의 예를 도시한 도면,
도 5c는 디지털 통신 시스템에서 사용하는 64-QAM 변조의 예를 도시한 도면,
도 6은 LDPC 부호를 사용하는 통신 시스템의 송수신기 블록 구성도,
도 7은 도 4의 LDPC 부호에 불규칙한 천공을 적용한 예를 도시한 도면,
도 8은 도 4의 LDPC 부호에 규칙적인 천공을 적용한 예를 도시한 도면,
도 9는 도 4의 LDPC 부호에 규칙적인 천공을 적용한 다른 예를 도시한 도면,
도 10은 DVB-S2 형태의 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬의 또 다른 예를 도시한 도면,
도 11은 도 10의 LDPC 부호에 BPSK 또는 QPSK 전송 방식을 고려한 천공패턴의 예를 도시한 도면,
도 12a는 도 10의 LDPC 부호에 16-QAM 전송 방식을 고려한 천공 패턴의 예를 도시한 도면,
도 12b는 도 10의 LDPC 부호에 64-QAM 전송 방식을 고려한 천공 패턴의 예를 도시한 도면,
도 13은 본 발명의 실시예에 따른 저장되어 있는 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬로부터 다른 부호어 길이를 가지는 LDPC 부호를 생성하기 위한 흐름도,
도 14는 본 발명의 실시예에 따른 천공 패턴을 적용할 경우 수신 장치에서 LDPC 복호 방법을 도시한 흐름도,
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 천공과 단축을 적용한 LDPC 부호를 사용하는 송신 장치 블록 구성도,
도 16은 본 발명의 실시예에 따른 천공과 단축을 적용한 LDPC 부호를 사용하는 수신 장치 블록 구성도.1 is a diagram illustrating an example of a parity check matrix of an LDPC code having a length of 8,
2 shows a Tanner graph of an example of a parity check matrix of an LDPC code having a length of 8,
FIG. 3 is a schematic structure diagram of a DVB-S2 type LDPC code,
4 is a diagram illustrating an example of a parity check matrix of a DVB-S2 type LDPC code,
5A is a diagram illustrating an example of QPSK modulation used in a digital communication system,
FIG. 5B shows an example of 16-QAM modulation used in a digital communication system,
5C is a diagram illustrating an example of 64-QAM modulation used in a digital communication system,
6 is a block diagram of a transceiver block of a communication system using an LDPC code,
FIG. 7 is a diagram illustrating an example in which irregular puncturing is applied to the LDPC code of FIG. 4,
FIG. 8 is a diagram illustrating an example in which regular puncturing is applied to the LDPC code of FIG. 4,
FIG. 9 is a diagram illustrating another example in which regular puncturing is applied to the LDPC code of FIG. 4,
10 is a diagram illustrating another example of a parity check matrix of a DVB-S2 type LDPC code,
11 is a diagram illustrating an example of a puncturing pattern considering the BPSK or QPSK transmission scheme for the LDPC code of FIG. 10,
12A is a diagram illustrating an example of a puncturing pattern considering the 16-QAM transmission scheme in the LDPC code of FIG. 10,
12B is a diagram illustrating an example of a puncturing pattern considering the 64-QAM transmission scheme in the LDPC code of FIG. 10,
FIG. 13 is a flowchart for generating an LDPC code having a different codeword length from a parity check matrix of a stored LDPC code according to an embodiment of the present invention; FIG.
FIG. 14 is a flowchart illustrating an LDPC decoding method in a receiving apparatus when a puncturing pattern according to an embodiment of the present invention is applied;
FIG. 15 is a block diagram of a transmission apparatus using an LDPC code using puncturing and shortening according to an embodiment of the present invention;
16 is a block diagram of a receiving apparatus block using an LDPC code to which puncturing and shortening are applied according to an embodiment of the present invention.

본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흐리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다. Preferred embodiments according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. It should be noted that only the parts necessary for understanding the operation according to the present invention will be described in the following description, and the description of other parts will be omitted so as not to overstep the gist of the present invention.

본 발명을 설명하기에 앞서 먼저 고차 변조 방식에서의 신뢰도 차이에 대하여 설명한다. LDPC 부호의 다양한 부호어 길이를 요구하는 통신 시스템에서 고차 변조 방식을 적용하는 경우에는, BPSK 또는 QPSK만 적용하는 통신 시스템의 경우와 달리 고차 변조 심볼(symbol)을 이루는 비트들의 신뢰도(reliability)가 다르기 때문에 LDPC 부호를 설계하는데 있어서 주의해야 한다. Prior to describing the present invention, the difference in reliability in the higher order modulation scheme will be described first. When a higher order modulation scheme is applied in a communication system requiring various codeword lengths of an LDPC code, unlike a communication system using only BPSK or QPSK, the reliability of bits constituting a higher order modulation symbol is different Therefore, care must be taken in designing LDPC codes.

고차 변조 방식에서의 신뢰도 차이를 설명하기 위하여 이하에서는 통신 시스템에서 통상적으로 사용하는 고차 변조 방식인 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식을 적용할 경우의 신호 성좌(signal constellation)의 설명이 제공될 것이다. QAM에서 변조된 심볼은 실수부와 허수부로 구성되며 각 실수부와 허수부의 크기와 부호를 다르게 하여 다양한 변조 심볼을 구성할 수 있다. 먼저 QAM의 특성을 살펴보기 위하여 QPSK 변조 방식과 함께 설명하기로 한다.In order to explain the difference in reliability in the higher-order modulation scheme, a description will be given of a signal constellation in the case of applying a QAM (Quadrature Amplitude Modulation) scheme, which is a higher-order modulation scheme commonly used in a communication system. The modulated symbols in QAM are composed of real part and imaginary part, and various modulation symbols can be constructed by varying the size and sign of each real part and imaginary part. First, the characteristics of the QAM will be explained together with the QPSK modulation scheme.

도 5a는 일반적인 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조 방식의 신호 성좌의 개략도이다. y₀는 실수부의 부호를 결정하며, y₁은 허수부의 부호를 결정한다. 즉, y₀가 0일 경우 실수부의 부호는 양(plus,+)이며, y₀가 1일 경우 실수부의 부호는 음(minus,-)이다. 또한, y₁이 0일 경우 허수부의 부호는 양(plus,+)이며, y₁이 1일 경우 허수부의 부호는 음(minus,-)이다. y₀, y₁ 각각이 실수부와 허수부의 부호를 표시하는 부호표시비트이므로 y₀, y₁의 오류 발생 확률은 같기 때문에, QPSK 변조 방식의 경우 하나의 변조 신호에 해당하는(y₀, y₁) 각 비트의 신뢰도는 동일하게 중요하다. 여기서 y₀ _,q,y₁ _,q로 표기했을 때, 아래 첨자 중 두 번째 인덱스 q는 변조신호구성비트의 q번째 출력임을 의미한다.5A is a schematic diagram of a signal constellation of a general QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) modulation scheme. y ₀ determines the sign of the real part, and y ₁ determines the sign of the imaginary part. That is, when y ₀ is 0, the sign of the real part is positive (plus, +), and when y ₀ is 1, the sign of the real part is negative (minus, -). Also, if y ₁ is 0, the sign of the imaginary part is plus (+), and if y ₁ is 1, the sign of the imaginary part is minus (-). y ₀ , y ₁ (Y ₀ , y ₁ ) corresponding to one modulated signal in the QPSK modulation scheme because the error occurrence probability of y ₀ , y ₁ is the same because each is a sign bit indicating the sign of the real part and the imaginary part. Reliability is equally important. Here _, when denoted by y ₀ _{, q,} y ₁ _{, q} , the second index q of the subscripts denotes the q-th output of the modulated signal constituent bits.

도 5b는 일반적인 16-QAM 변조 방식의 신호 성좌도를 나타낸다. 하나의 변조 신호 비트에 해당하는(y₀, y₁, y₂, y₃)의 의미는 다음과 같다. 비트 y₀와 y₂는 각각 실수부의 부호와 크기를 결정하며, 비트 y₁과 y₃ 각각은 허수부의 부호와 크기를 결정한다. 다시 말하면, y₀와 y₁은 신호의 실수부와 허수부의 부호를 결정하며, y₂와 y₃는 신호의 실수부와 허수부의 크기를 결정한다. 변조된 신호의 크기를 판별하는 것보다 부호를 판별하는 것이 더 용이하기 때문에 y₂와 y₃에 대하여 오류가 발생할 확률이 y₀와 y₁보다 높다. 따라서 비트들의 오류가 발생하지 않을 확률(즉, 신뢰도)은 y₀=y₁ >y₂=y₃의 순서가 된다. 즉, QPSK와 달리 QAM의 변조 신호 구성 비트들(y₀, y₁, y₂, y₃)는 각 비트의 신뢰도가 상이한 특성이 있다.5B shows a signal constellation diagram of a general 16-QAM modulation scheme. The meaning of (y ₀ , y ₁ , y ₂ , y ₃ ) corresponding to one modulation signal bit is as follows. The bits y ₀ and y ₂ determine the sign and magnitude of the real part, respectively, and the bits y ₁ and y ₃ respectively determine the sign and magnitude of the imaginary part. In other words, y ₀ and y ₁ determine the sign of the real and imaginary parts of the signal, and y ₂ and y ₃ determine the magnitude of the real and imaginary parts of the signal. Since it is easier to determine the sign than to determine the magnitude of the modulated signal, the probability of error for y ₂ and y ₃ is higher than y ₀ and y ₁ . Therefore, the probability that the errors of the bits will not occur (i. E., Reliability) is y ₀ = y ₁ > y ₂ = y ₃ . That is, unlike QPSK, the modulated signal constituent bits (y ₀ , y ₁ , y ₂ , y ₃ ) of the QAM have characteristics that the reliability of each bit is different.

16-QAM 변조 방식은 신호를 구성하는 4비트 중 2개의 비트는 신호의 실수부와 허수부의 부호를 결정하며, 나머지는 신호의 실수부와 허수부의 크기를 나타내면 되므로(y₀, y₁, y₂, y₃)의 순서와 각 비트의 역할은 변할 수 있음은 당연하다.In the 16-QAM modulation scheme, two bits out of the four bits constituting the signal determine the sign of the real part and the imaginary part of the signal, and the rest represent the magnitude of the real part and the imaginary part of the signal (y ₀ , y ₁ , y ₂ , y ₃ ) and the role of each bit can be changed.

도 5c는 일반적인 64-QAM 변조 방식의 신호 성좌도를 나타낸다. 여기서, 하나의 변조 신호 비트에 해당하는(y₀, y₁, y₂, y₃, y₄, y₅)중 비트 y₀, y₂와 y₄는 실수부의 부호와 크기를 결정하며, y₁, y₃와 y₅는 허수부의 부호와 크기를 결정한다. 이때 y₀와 y₁는 각각 실수부와 허수부의 부호를 결정하며, y₂ _, y₃, y₄ _,y₅는 각각 실수부와 허수부의 크기를 결정한다. 변조된 심볼의 크기를 판별하는 것보다 부호를 판별하는 것이 더 용이하기 때문에 y₀와 y₁의 신뢰도는 y₂ _, y₃, y₄ _,y₅의 신뢰도에 비하여 높다. y₂ _, y₃는 변조된 심볼의 크기가 4보다 큰 값인지 작은 값인지에 따라 결정되며, y₄ _, y₅는 변조된 심볼의 크기가 2를 기준으로 4와 0에 가까운지 결정되거나, 6을 기준으로 4 또는 8에 가까운지에 따라 결정된다. 따라서 y₂ _, y₃의 결정 범위의 크기는 4가 되고, y₄ _,y₅ 의 결정 범위는 2가 된다. 따라서 y₂ _, y₃의 신뢰도가 y₄ _, y₅에 비하여 높다. 이를 정리하면, 각 비트들의 오류가 발생하지 않을 확률(즉, 신뢰도)은 y₀=y₁ >y₂=y₃ >y₄=y₅의 순서가 된다.5C shows a signal constellation diagram of a general 64-QAM modulation scheme. Here, bits y ₀ , y _2, and y ₄ of (y ₀ , y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ ) corresponding to one modulation signal bit determine the sign and magnitude of the real part, ₁ , y ₃ and y ₅ determine the sign and magnitude of the imaginary part. Where y ₀ and y ₁ determine the sign of the real and imaginary parts, respectively, and y ₂ _, y ₃ , y ₄ _and y ₅ determine the magnitude of the real and imaginary parts, respectively. The reliability of y ₀ and y ₁ is higher than the reliability of y ₂ _, y ₃ , y ₄ _and y ₅ because it is easier to distinguish the code than to determine the size of the modulated symbol. y ₂ _and y ₃ are determined according to whether the size of the modulated symbol is larger or smaller than ₄ _and y ₄ _and y ₅ are determined based on whether the size of the modulated symbol is close to 4 and 0 based on 2, 6 < / RTI > Therefore _, the size of the determination range of y ₂ _and y ₃ is 4, and the determination range of y ₄ _and y ₅ is 2. Therefore _, the reliability of y ₂ _, y ₃ is higher than y ₄ _, y ₅ . To summarize, the probability (that is, the reliability) that the error of each bit does not occur is y ₀ = y ₁ > y ₂ = y ₃ > y ₄ = y ₅ .

64-QAM 변조 방식은 신호를 구성하는 6비트 중 2개의 비트는 신호의 실수부와 허수부의 부호를 결정하며, 4개의 비트는 신호의 실수부와 허수부의 크기를 나타내기만 하면 된다. 따라서(y₀, y₁, y₂, y₃, y₄, y₅)의 순서와 각 비트의 역할은 변할 수 있다. 또한 256-QAM 이상의 신호 성좌의 경우에도 앞서 설명된 것과 동일한 방식으로 변조 신호 구성 비트들의 역할과 신뢰도가 달라진다. 이에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다. In the 64-QAM modulation scheme, two of the 6 bits constituting the signal determine the sign of the real part and the imaginary part of the signal, and the four bits are only required to indicate the size of the real part and the imaginary part of the signal. Therefore, the order of (y ₀ , y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ ) and the role of each bit may vary. In the case of a signal constellation of 256-QAM or higher, the role and reliability of the modulation signal constituting bits are changed in the same manner as described above. A detailed description thereof will be omitted.

그러므로 본 발명은 특정 형태의 구조적인 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬을 이용하여 고차 변조 방식에 적합한 다양한 부호어 길이를 가지는 LDPC 부호를 지원하는 방법 및 장치를 제안한다. 또한, 본 발명은 특정 형태의 LDPC 부호를 사용하는 통신 시스템에서 고차 변조 방식에 맞게 다양한 부호어 길이를 지원하는 장치 및 그 제어 방법을 제안한다. 특히 본 발명은 주어진 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬을 이용하여 그보다 작은 LDPC 부호를 생성하는 방법 및 그 장치를 제안한다. Therefore, the present invention proposes a method and apparatus for supporting an LDPC code having various codeword lengths suitable for a higher order modulation scheme using a parity check matrix of a specific type of structured LDPC code. Also, the present invention proposes a device supporting a variety of codeword lengths in accordance with a higher order modulation scheme in a communication system using a specific type of LDPC code, and a control method thereof. In particular, the present invention proposes a method and apparatus for generating a smaller LDPC code using a parity check matrix of a given LDPC code.

도 6은 LDPC 부호를 사용하는 통신 시스템의 송수신기 블록 구성도이다.6 is a block diagram of a transceiver block of a communication system using an LDPC code.

도 6을 참조하면, 메시지

는 수신기(530)로 전송되기 전에 송신기(610)의 LDPC 부호화기(611)로 입력된다. 그러면 상기 LDPC 부호화기(611)는 입력된 메시지

를 부호화하고, 부호화된 신호 c를 변조기(Modulator)(613)로 출력한다. 상기 변조기(613)는 상기 부호화된 신호 c를 변조하고, 무선 채널(620)을 통해 수신기(630)로 상기 변조 신호 s를 전송한다. 그러면, 수신기(630)에서 복조기(Demodulator)(631)는 수신 신호 r을 복조하고, 복조 신호 x를 LDPC 복호기(Decoder)(633)로 출력한다. 그러면, 상기 LDPC 복호기(633)는 상기 복조 신호 x를 복호함으로써 무선 채널(620)을 통해 수신된 데이터를 근거로 하여 메시지의 추정치

를 찾는다.Referring to Figure 6,

Is input to the LDPC encoder 611 of the transmitter 610 before being transmitted to the receiver 530. [ Then, the LDPC encoder 611 encodes the input message

And outputs the coded signal c to the modulator 613. [ The modulator 613 modulates the coded signal c and transmits the modulated signal s to a receiver 630 over a wireless channel 620. Then, in the receiver 630, the demodulator 631 demodulates the received signal r and outputs the demodulated signal x to the LDPC decoder 633. Then, the LDPC decoder 633 decodes the demodulated signal x to obtain an estimate of the message based on the data received through the wireless channel 620

.

상기 LDPC 부호화기(611)는 미리 설정되어 있는 방식으로부터 통신 시스템에서 요구하는 부호어 길이에 맞게 패리티 검사 행렬을 생성한다. 특히, 본 발명에서 LDPC 부호화기(611)는 LDPC 부호를 이용하여 별도의 추가적인 저장 정보의 필요가 없으면서 다양한 부호어 길이를 지원할 수 있다. The LDPC encoder 611 generates a parity check matrix according to a codeword length required by the communication system from a preset scheme. Particularly, in the present invention, the LDPC encoder 611 can support various codeword lengths without the need for additional additional storage information using LDPC codes.

본 발명에서는 주어진 LDPC 부호로부터 다양한 부호어 길이를 얻는 방법으로서 천공법(puncturing) 또는 단축법(shortening)이라는 방법을 사용한다. 상기 천공법이라 함은, 주어진 특정 패리티 검사 행렬로부터 LDPC 부호화를 수행하여 LDPC 부호어를 생성한 다음에 상기 LDPC 부호어의 특정 부분을 전송하지 않는 방법을 의미한다. 따라서 수신단에서는 전송되지 않은 비트들은 소실(erasure)되었다고 판단하여 처리한다. In the present invention, a puncturing method or a shortening method is used as a method of obtaining various codeword lengths from a given LDPC code. The puncturing method refers to a method of performing LDPC coding on a given parity check matrix to generate an LDPC codeword and then not transmitting a specific part of the LDPC codeword. Therefore, the receiving end determines that the bits that have not been transmitted are erased and are processed.

천공법의 특성에 대한 이해를 돕기 위해 도 3의 DVB-S2 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬을 이용하여 자세히 설명한다. The parity check matrix of the DVB-S2 LDPC code of FIG. 3 will be described in detail to help understand the characteristics of the puncturing method.

상기 도 3의 DVB-S2 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬은 전체 길이가

이고, 패리티 검사 행렬의 앞부분의

개의 열(column)은 정보어 비트들

에 대응되고, 나머지 뒷부분의 열은 길이가

인 패리티 비트들

에 대응된다. The parity check matrix of the DVB-S2 LDPC code shown in FIG.

, And the first part of the parity check matrix

The columns of the information bits

And the other rear row corresponds to the length

In parity bits

.

상기 천공법은 일반적으로 정보어 비트와 패리티 비트에 모두 적용할 수 있다. 또한 천공법과 단축법은 부호의 부호어 길이를 작게 만든다는 공통점은 있지만, 천공법은 단축법과 달리 특정 비트의 값에 제한을 두는 개념이 아니다. 천공법은 특정 정보어 비트 또는 생성된 패리티 비트 중 특정 부분을 단지 전송하지 않음으로써 수신단에서 소실(erasure)로 처리하는 방법이다. 다시 말하면, 길이가

인 이미 생성된 LDPC 부호어 중에서

개의 약속된 위치에 있는 비트들을 단지 전송하지 않음으로써 길이가

인 LDPC 부호어를 전송하는 것과 동일한 효과를 얻는다. 패리티 검사 행렬에서 천공된 비트들에 해당하는 열들은 소실된 열로 처리된 상태로 복호 과정에서 모두 그대로 사용되므로 단축법과는 차이가 있다. The puncturing method is generally applicable to both information bits and parity bits. Also, the puncturing method and the shortening method have a common feature that the codeword length of the code is made small, but unlike the shortening method, the puncturing method is not a concept of limiting the value of a specific bit. The puncturing method is a method of processing a specific part of a specific information word or a generated parity bit by merely transmitting it as an erasure at the receiving end. In other words,

Among the already generated LDPC codewords

By not only transmitting the bits in the promised position of the < RTI ID = 0.0 >

Lt; RTI ID = 0.0 > LDPC codeword. &Lt; / RTI > Since the columns corresponding to the punctured bits in the parity check matrix are treated as missing columns and used in the decoding process, they are different from the shortening method.

게다가 천공된 비트들에 대한 위치 정보는 시스템을 설정할 때 송신단과 수신단이 동일하게 공유하거나 추정할 수 있으므로 수신단에서는 해당 천공된 비트들은 단지 소실로 처리하여 복호를 수행하게 된다. In addition, since the position information of the punctured bits can be shared or estimated by the transmitting end and the receiving end equally when the system is set up, the receiving end processes the punctured bits only by performing a loss process.

천공법은 송신단에서 실제로 전송하는 부호어 길이가

이고, 정보어의 길이는 변함없이

이므로 부호율이

이 되어 처음 주어진 부호율

보다 항상 크게 된다. In the puncturing method, the length of a codeword actually transmitted from the transmitting end is

, And the length of the information word is unchanged

Therefore,

Lt; RTI ID = 0.0 >

Is always greater.

다음, DVB-S2 LDPC 부호에 적합한 천공법에 대해 설명한다. 상기 DVB-S2 LDPC 부호는 배경 기술에 언급한 바와 같이 특정 구조를 가지는 LDPC 부호의 일종이다. 따라서 일반적인 LDPC 부호의 경우와 달리 보다 효율적으로 단축과 천공을 적용할 수 있다. Next, a puncturing method suitable for the DVB-S2 LDPC code will be described. The DVB-S2 LDPC code is a kind of LDPC code having a specific structure as mentioned in the background art. Therefore, it is possible to apply the shortening and puncturing more efficiently unlike the case of the general LDPC code.

상기 도 4를 이용하여 DVB-S2 LDPC 부호에 패리티 천공을 적용할 때의 특성을 구체적으로 살펴본다. 상기 도 4는

이며, 3개의 열 그룹의 0 번째 열에 대한 무게 1 위치 시퀀스가 아래와 같음에 유의한다.The characteristics of applying parity puncturing to the DVB-S2 LDPC code will be described in detail with reference to FIG. 4,

And the weight 1 position sequence for the 0th column of the three column groups is as follows.

0 1 2 0 1 2

0 11 13 0 11 13

0 10 14 0 10 14

상기

번째 열의

번째 무게 1 위치 시퀀스는

번째 그룹에서 1을 가지는 행의 위치 정보를 순차적으로 나타낸 것이다. remind

Column

The second weight 1 position sequence is

And the position information of the row having 1 in the first group is sequentially shown.

도 7과 같이 패리티 부분에 불규칙한(random)한 천공 패턴을 적용한 경우를 살펴본다. 도 7은 상기 도 4의 LDPC 부호에 불규칙한 천공을 적용한 예를 도시한 도면이다. 상기 도 7에서 천공된 패리티 비트들은 복호기에서 소실로 처리하기 때문에 소실되지 않은 다른 비트들에 비하여 LDPC 복호화(decoding) 과정에서 성능 개선 효과가 크지 않아 신뢰도(reliability)가 떨어지게 된다. 이로 인해 신뢰도가 떨어진 상기 천공된 패리티 비트와 직접 연결된 다른 비트들 또한 복호 과정에서 성능 개선 효과에 나쁜 영향을 받게 된다. 성능 개선 효과는 Tanner 그래프 상에서 천공된 비트들과 직접적으로 연결된 선분(edge)수가 많을수록 크게 된다. As shown in FIG. 7, a case where a random puncturing pattern is applied to a parity part will be described. FIG. 7 is a diagram illustrating an example in which irregular puncturing is applied to the LDPC code of FIG. Since the parity bits punctured in FIG. 7 are processed in the decoder, the performance is not improved in the LDPC decoding process as compared with other bits that have not been lost, so that the reliability is lowered. As a result, other bits directly connected to the punctured parity bit having a low reliability are also adversely affected by the performance improvement effect in the decoding process. The performance improvement is increased as the number of edges directly connected to the punctured bits on the Tanner graph increases.

예를 들어 상기 도 7에서 0번째 열에 대응되는 0번째 정보어 비트는 2개의 천공된 패리티 비트와 2번 직접 연결되어 있으며, 3번째 열에 대응되는 3번째 정보어 비트는 천공된 패리티 비트와 1번 직접 연결되어 있고, 8번째 열에 대응되는 8번째 정보어 비트는 천공된 패리티 비트와 3번 연결되어 있다. 이 경우에 복호 과정에서 성능 개선 효과가 뛰어난 순서는 3, 0, 8번째 순서가 된다. 즉, 변수 노드의 차수(degree)가 같은 경우에 천공된 비트와 많이 연결되어 있을수록 성능 개선 효과는 감소한다. For example, the 0th information word bit corresponding to the 0th column in FIG. 7 is directly connected to 2 punctured parity bits twice, and the 3rd information word corresponding to the 3rd column is directly connected to the punctured parity bit and the 1st And the 8th information word corresponding to the 8th column is connected to the punctured parity bit 3 times. In this case, the order of performance improvement in the decoding process is 3, 0, 8 order. That is, when the degree of the variable node is the same, the performance improvement effect decreases as the bit is connected to the punctured bit.

상기 도 7을 살펴보면 불규칙한 천공 패턴에 의해 각 정보어에 직접 연결되어 있는 천공된 패리티의 개수가 서로 불규칙함을 알 수 있다. 따라서 각 정보어 비트의 신뢰도 역시 불규칙하게 될 확률이 높다. 다시 말하면, 어떤 정보어 비트는 필요 이상으로 복호가 잘 되지만 어떤 정보어 비트는 심각한 성능 열화를 겪을 수 있다. 이와 같이 불규칙한 천공 패턴은 복호 과정에서 정보어 비트의 심각한 신뢰도의 비균일성(irregular)을 야기할 수 있다. Referring to FIG. 7, it can be seen that the number of punctured parities directly connected to each information word is irregular due to an irregular puncturing pattern. Therefore, the reliability of each information bit is also likely to be irregular. In other words, some information bits are better decoded than necessary, but some information bits may suffer severe performance degradation. This irregular puncturing pattern can cause irregularity of the serious reliability of the information bits in the decoding process.

도 8은 상기 도 4의 LDPC 부호에 규칙적인 천공을 적용한 두 번째 예를 도시한 도면이다. 즉, 도 8은 특정한 형태의 비교적 규칙적인 천공 패턴을 적용한 예이다. FIG. 8 is a diagram illustrating a second example of applying regular puncturing to the LDPC code of FIG. That is, FIG. 8 is an example of applying a specific type of relatively regular puncturing pattern.

비교적 규칙적인 천공 패턴을 적용하였어도 해당 천공 패턴에 따라 정보어 비트와의 연결 상태가 심각하게 비균일해 질 수 있다. 상기 도 8의 경우에는 상기 도 7의 불규칙한 천공 패턴에 비하여 더 심각한 비균일성을 야기하였다. Even if a relatively regular puncturing pattern is applied, the connection state with the information bit may become significantly non-uniform according to the puncturing pattern. In the case of FIG. 8, the irregular puncturing pattern of FIG. 7 is more seriously nonuniform.

이와 같이 DVB-S2 LDPC 부호와 같이 특정한 구조를 가지는 패리티 검사 행렬을 가지는 LDPC 부호의 경우에는 천공 패턴에 따라 천공된 패리티 비트와 정보어 비트 사이의 연결 상태가 크게 달라질 수 있다. In the case of an LDPC code having a parity check matrix having a specific structure like the DVB-S2 LDPC code, the connection state between the parity bit punctured according to the puncturing pattern and the information word can be greatly changed.

본 발명에서는 이러한 DVB-S2 LDPC 부호의 구조적 특성을 이용하여 복호 과정에서 정보어 비트의 신뢰도의 비균일성을 최대한 억제하여 안정적인 복호 성능을 제공하는 천공 패턴을 제안한다. The present invention proposes a puncturing pattern that provides stable decoding performance by minimizing the non-uniformity of the reliability of information bits during decoding using the structural characteristics of the DVB-S2 LDPC code.

이를 위해 먼저 도 9를 참조하여 설명한다. 도 9는 상기 도 4의 LDPC 부호에 규칙적인 천공을 적용한 세 번째 예를 도시한 도면이다. 상기 도 9는 상기 도 4의 패리티 검사 행렬에 구성 변수 중에 하나인 q값이 3이기 때문에 천공된 패리티 비트의 간격을 3으로 일정하게 유지한 천공 방법을 적용한 예이다. 상기 도 9에서 볼 수 있듯이 각 정보어 비트는 모두 동일하게 천공된 비트와 2번 연결되어 있다. This will be described first with reference to FIG. FIG. 9 is a diagram illustrating a third example of applying regular puncturing to the LDPC code of FIG. 9 illustrates an example of applying the puncturing method in which the interval of punctured parity bits is kept constant at 3 because the q value of one of the constituent variables is 3 in the parity check matrix of FIG. As shown in FIG. 9, each information bit is connected to the same punctured bit twice.

이와 같이 천공된 패리티 비트의 간격을

값에 따라 설정하면 천공된 비트와 정보어 비트 사이의 비균일성이 크게 감소하는 이유는 DVB-S2 LDPC 부호의 구조에서부터 찾을 수 있다. 이를 설명하기 위해 상기 도 3을 살펴본다.The spacing of the punctured parity bits

The reason for the non-uniformity between the punctured bits and the information bits is greatly reduced when the value is set according to the value can be found from the structure of the DVB-S2 LDPC code. To explain this, FIG. 3 will be described.

<규칙 1>, <규칙 2>와 상기 도 3을 살펴보면 각각의 열블록은 해당 열블록 내에서 첫 번째 열의 '1'의 위치가 나머지 열들에서 1의 위치를 결정하게 된다. 이때 상기 나머지 열들에서 1이 위치하는 행의 인덱스(index)는 첫 번째 열에서 1이 위치하는 행의 인덱스와 정확하게 모듈로(modulo)

에 대해

의 배수만큼 차이가 난다. 여기서

은 LDPC 부호어 길이고,

은 정보어의 길이를 의미한다. 더 구체적으로 말하면, 특정 열 그룹 내에서 연속적인 두 개의 열에서 1이 위치한 행의 인덱스들은 정확하게 모듈로(modulo)

에 대해

만큼 차이가 난다. Referring to <Rule 1> and <Rule 2> and FIG. 3, the position of '1' in the first column in each column block determines the position of 1 in the remaining columns. In this case, the index of the row in which the 1 is located in the remaining columns is correctly modulo with the index of the row in which 1 is located in the first column,

About

. here

Is an LDPC codeword length,

Is the length of the information word. More specifically, the indexes of the rows where 1 in two successive columns in a particular column group are modulo-

About

.

또 다른 DVB-S2 LDPC 부호의 특징은 패리티 검사 행렬에서 패리티에 대응되는 부분 행렬이다. 상기 도 3을 살펴보면, 패리티 부분은 대각(diagonal) 부분에 모두 1이 있는 하삼각 행렬(lower triangular matrix) 구조로서

번째 패리티 비트는

번째 행에 위치한 1과 대응된다. Another feature of the DVB-S2 LDPC code is a partial matrix corresponding to parity in the parity check matrix. Referring to FIG. 3, the parity part has a lower triangular matrix structure with 1s in the diagonal part

Th parity bit

1 < th > row.

이러한 DVB-S2 LDPC 부호의 구조적 특성으로부터 어떤 특정 패리티가 천공되었다고 할 때 정확히

간격만큼 패리티 천공이 반복되면, 특정 열블록 내에서 천공된 패리티 비트와 연결되는 정보어 비트의 선분 수는 최대한 균일하게 된다. 예를 들어

에 대해서

번째 패리티 비트가 천공되고,

에 대해서

번째 패리티 비트가 반복적으로 천공되었다고 가정하자. 그럼 어떤 정보어 비트가

번째 패리티 비트와 연결되어 있으면, 해당 정보어 비트에 대응되는 열의

번째 행에 1이 있음을 의미한다. 따라서 <규칙 1>과 <규칙 2>에 따라 상기 정보어 비트와 같은 열블록에 있는 열 중에서 상기 정보어 비트로부터

만큼 떨어져 있는 정보어 비트에 대응되는 열에는

번째 행에 1이 있음을 알 수 있다. 따라서 천공된

번째 비트와 연결된다. From the structural characteristics of this DVB-S2 LDPC code, it can be seen that when a certain parity is punctured,

If parity puncturing is repeated by an interval, the number of line segments of the information bits connected to the parity bits punctured in a specific column block becomes as uniform as possible. E.g

about

Th parity bit is punctured,

about

Th parity bit is repeatedly punctured. So what's the bit of information

Th parity bit is associated with the corresponding parity bit,

Meaning that there is a 1 in the second row. Therefore, according to < Rule 1 > and < Rule 2 >, from among the columns in the same column block as the information word bits,

The column corresponding to the information word bits spaced apart by

1 < / RTI > Therefore,

Th bit.

DVB-S2 LDPC 부호는 하나의 열블록 내에서는 모든 정보어에 대응되는 변수 노드의 차수가 동일하며 하나의 행에는 한 개 이하의 1이 분포하기 때문에 상기

주기의 천공(

periodic puncturing) 방법을 적용하면, 하나의 열블록에 대응되는 정보어 비트는 동일한 개수의 천공된 비트와 연결된다. 따라서 천공된 비트와 정보어 비트 간의 연결이 균일한(regular) 장점을 갖게 되어 복호 과정에서 안정된 복호를 기대할 수 있게 된다. In the DVB-S2 LDPC code, since the order of variable nodes corresponding to all information words in one column block is the same and one or less of 1 is distributed in one row,

Perforation of the cycle

periodic puncturing method, the information bits corresponding to one column block are connected to the same number of punctured bits. Therefore, since the connection between the punctured bits and the information bits is regular, it is possible to expect stable decoding in the decoding process.

지금까지 설명한 바와 같이 DVB-S2 LDPC 부호의 경우에는 상기

주기 천공법이 상기 DVB-S2 LDPC 부호의 구조적 특성을 최대한 이용함으로써 성능 개선을 꾀할 수 있는 방법임을 알 수 있었다. 하지만 지금까지

주기 천공법을 고려하여 얻은 최적화된 천공 패턴은 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 또는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)을 설정하여 얻은 결과만 알려져 있다. As described above, in the case of the DVB-S2 LDPC code,

It is found that the periodic puncturing method is a method for improving the performance by making maximum use of the structural characteristics of the DVB-S2 LDPC code. But until now

The optimized puncturing pattern obtained by considering periodic puncturing is only known to be obtained by setting BPSK (Binary Phase Shift Keying) or QPSK (Quadrature Phase Shift Keying).

상기

주기 천공법 뿐만 아니라 일반적인 LDPC 부호에 단축 또는 천공을 적용할 때 부호율 또는 부호어 길이에 맞추어 성능을 최적화하는 방법들이 알려져 있지만, 기존에 알려져 있던 단축 및 천공 패턴을 찾는 방법에서는 BPSK 또는 QPSK만 고려하여 최적화 과정을 진행하였기 때문에 최적화된 단축 및 천공 패턴이 주어진 LDPC 부호에 따라 한 가지만 존재할 수 있었다. remind

In addition to the periodic puncturing, there are known methods for optimizing the performance according to the code rate or the codeword length when applying shortening or puncturing to a general LDPC code. However, in the conventional method for finding the shortening and puncturing patterns, only BPSK or QPSK is considered As a result of the optimization process, there was only one optimized LDPC code for the optimized shortening and puncturing pattern.

하지만, 고차 변조를 사용하면서 신호 성좌(signal constellation) 비트 매핑(bit mapping) 방식이 결정되어 있을 때의 최적화된 천공 및 단축 패턴은 BPSK 또는 QPSK 변조 방식과 달라질 수 있다. However, optimized puncturing and shortening patterns when a signal constellation bit mapping scheme is determined using higher order modulation may differ from BPSK or QPSK modulation schemes.

BPSK나 QPSK 변조 방식에서는 심볼을 구성하는 비트들의 신뢰도(reliability)가 동일하기 때문에 단축 또는 천공을 적용한 이후의 LDPC 부호어에서 각 부호어 비트들의 신뢰도 또한 동일하므로 단축 및 천공 패턴을 구하는 과정에서 변조 방식을 고려할 필요는 없었다. 하지만, 배경기술에서 설명한 바와 같이 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM과 같은 고차 변조 방식에서는 심볼을 구성하는 비트들의 신뢰도(reliability)가 상이하기 때문에 고차 변조 방식과 신호 성좌 비트 매핑 방식이 결정되어 있을 때 단축 또는 천공을 적용한 이후의 LDPC 부호어에서 각 부호어 비트에 대응되는 신뢰도가 천공과 단축을 적용하기 이전과 상이할 수 있다. Since the reliability of the bits constituting the symbol is the same in the BPSK or QPSK modulation scheme, the reliability of each codeword bit in the LDPC codeword after the shortening or puncturing is applied is also the same. Therefore, in the process of obtaining the shortening and puncturing patterns, . However, as described in the background art, in the higher order modulation schemes such as 16-QAM, 64-QAM and 256-QAM, the reliability of the bits constituting the symbols is different. Therefore, the higher order modulation scheme and the signal constellation bit mapping scheme are determined The reliability corresponding to each codeword bit in the LDPC codeword after applying shortening or puncturing may be different from that before applying puncturing and shortening.

상기 내용의 이해를 돕기 위해 먼저 도 10의 DVB-S2 형태의 패리티 검사 행렬을 살펴본다. In order to facilitate understanding of the above description, a parity check matrix of the DVB-S2 form of FIG. 10 will be described.

도 10은 DVB-S2 형태의 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬의 또 다른 예를 나타낸 것이다. 도 10에서

이며, 2개의 정보어 열그룹의 각 0 번째 열에 대한 1이 있는 행의 위치 정보는 다음과 같다:FIG. 10 shows another example of a parity check matrix of a DVB-S2 type LDPC code. 10

, And the position information of a row having a 1 for each 0th column of the two information word groups is as follows:

0 5 10 20 25 0 5 10 20 25

7 15 26 7 15 26

상기

번째 무게 1 위치 시퀀스는

번째 열 그룹에서 1을 가지는 행의 위치 정보를 순차적으로 나타낸 것이다. remind

The second weight 1 position sequence is

상기 도 10을 살펴보면 첫 번째 열그룹에 해당하는 각 열의 차수는 5이며, 두 번째 열그룹에 해당하는 열의 차수는 3이다. 일반적으로 LDPC 부호는 차수가 높을수록 복호 과정에서 성능 개선 효과가 뛰어난다. 따라서 통상적으로 첫 번째 열그룹에 대응되는 비트들의 복호 후 성능이 두 번째 열그룹에 비해 우수할 것임을 예상할 수 있다. Referring to FIG. 10, the degree of each column corresponding to the first column group is 5, and the degree of the column corresponding to the second column group is 3. Generally, the higher the degree of the LDPC code, the better the performance improvement in the decoding process. Therefore, it is generally expected that the performance after decoding of the bits corresponding to the first column group will be better than that of the second column group.

다음, 도 11을 참조하여 상기 도 10의 패리티 검사 행렬을 가지는 LDPC 부호에 BPSK 또는 QPSK 변조 방식을 적용할 경우에 적절한 천공 패턴에 대해 개략적으로 설명한다. 도 11에서 y₀와 y₁은 BPSK의 각 심볼을 나타내거나, QPSK의 한 심볼을 이루는 두 개의 비트를 의미한다. 따라서 y₀와 y₁의 신호 성좌 상에서의 신뢰도는 동일하다. Next, referring to FIG. 11, a puncturing pattern suitable for applying the BPSK or QPSK modulation scheme to the LDPC code having the parity check matrix of FIG. 10 will be schematically described. In FIG. 11, y ₀ and y ₁ represent each symbol of BPSK or two bits constituting one symbol of QPSK. Therefore, the reliability of y ₀ and y _{1 on} the signal constellation is the same.

상기 도 11을 살펴보면, 임의의 패리티 비트에 대응되는 부분 행렬(SUB MATRIX) 중에서 5번째열에 대응되는 패리티 비트를 천공하고, 주기마다 하나의 패리티 비트를 4번 천공하였다. 차수가 5인 열들에 대응되는 정보어 비트들은 Tanner 그래프 상에서 각 2개의 선분을 통해 천공된 패리티 비트들이 연결되어 있음을 알 수 있으며, 차수가 3인 열들에 대응되는 정보어 비트들은 천공된 패리티 비트와 연결되어 있지 않다. Referring to FIG. 11, a parity bit corresponding to the fifth column of the partial matrix SUB MATRIX corresponding to an arbitrary parity bit is punctured and one parity bit is punctured four times. The information bits corresponding to the columns of degree 5 can be seen to have parity bits connected through the two line segments on the Tanner graph, and the information bits corresponding to the columns of degree 3 are the parity bits .

일반적으로 천공된 비트와 많이 연결되어 있는 비트는 복호 과정에서 성능 개선 효과가 좋지 않지만, 상기 도 11에서 차수가 5인 열들은 여전히 천공된 비트와 연결되지 않은 3개의 선분을 가지고 있기 때문에 복호 과정에서 성능이 크게 나빠지지 않는다. 또한 차수가 3인 열들에 대응되는 정보어 비트들은 천공된 패리티 비트와 직접적으로 연결되지 않았기 때문에 마찬가지로 복호 과정에서 심각한 성능 열화가 발생하지 않는다. In general, the bits connected to the punctured bits have a poor performance improvement effect in the decoding process. However, since the columns having degree 5 in FIG. 11 have three line segments that are not connected to the punctured bits, Performance does not deteriorate significantly. Also, since the information bits corresponding to the columns of degree 3 are not directly connected to the punctured parity bits, no serious performance degradation occurs in the decoding process.

여기서 한 가지 주목해야 할 점은 차수가 5인 열들이 차수가 3인 열들에 비해 복호 과정에서 성능 개선 효과가 클 것이라는 가정이 포함되어 있다는 것이다. 하지만 이러한 가정은 BPSK 또는 QPSK에서만 성립하며, 일반적인 고차 변조 방식에서도 항상 동일하게 적용되지는 않는다. It should be noted that the column with degree 5 includes the assumption that the performance improvement will be greater in the decoding process than the columns with degree 3. However, this assumption is valid only in BPSK or QPSK, and is not always the same in a general higher order modulation scheme.

예를 들어 도 12a와 같이 상기 도 10의 패리티 검사 행렬을 가지는 LDPC 부호에 16-QAM 변조 방식을 적용하는 경우를 살펴본다. 상기 도 12a에서 y₀, y₁은 각각 16-QAM 심볼에서 실수부와 허수부의 부호를 결정짓는 신뢰도가 높은 비트를 의미한다. 즉 신뢰도의 크기 관계는 y₀ = y₁ >y₂ = y₃이다. For example, as shown in FIG. 12A, a 16-QAM modulation scheme is applied to an LDPC code having the parity check matrix shown in FIG. In FIG. 12A, y ₀ and y ₁ denote highly reliable bits for determining the sign of the real part and the imaginary part in the 16-QAM symbol, respectively. That is, the magnitude relation of reliability is y ₀ = y ₁ > y ₂ = y ₃ .

상기 도 12a를 살펴보면, 차수가 5인 열들은 y₃에 매핑 되며 차수가 3인 열들은 y₁에 매핑됨을 알 수 있다. 즉, 차수가 5인 열들은 신호 성좌 상에서 신뢰도가 낮은 비트에 대응되며, 차수가 3인 열들은 신호 성좌 상에서 신뢰도가 높은 비트에 대응된다. Referring to FIG. 12A, it can be seen that the columns of degree ₅ are mapped to y ₃ and the columns of degree ₃ are mapped to y ₁ . That is, the columns of degree 5 correspond to the less reliable bits on the signal constellation, and the columns of degree 3 correspond to the more reliable bits on the signal constellation.

상기와 같은 경우에는 차수가 5인 열들이 복호 과정에서 성능 개선 효과가 클 것이라고 단정할 수 없다. 그 이유는 차수가 5인 열들은 상기 16-QAM 전송 변조 방식의 특성에 따라 채널(channel)로부터 수신된 신호에서 낮은 신뢰도의 정보가 대응되므로, 복호 과정에서 신뢰도의 개선이 매우 느려지게 된다. 반면에 차수가 3인 열들은 비록 차수는 낮지만 높은 신뢰도의 정보가 대응되므로, 신뢰도의 개선 효과가 매우 빠르게 나타난다. In such a case, it can not be concluded that the performance improvement effect in the decoding process is high. The reason for this is that since the reliability of the signal received from the channel corresponds to the information received from the channel according to the characteristics of the 16-QAM transmission modulation scheme, the improvement of the reliability in the decoding process becomes very slow. On the other hand, although the order of three columns is low, since the information of high reliability is corresponded, the reliability improvement effect appears very rapidly.

이와 같이 고차 변조 방식을 적용하는 LDPC 부호에서는 반드시 높은 차수의 열에 대응되는 비트가 우수한 성능을 가진다고 보장할 수 없다. In such an LDPC code employing a higher order modulation scheme, it can not be guaranteed that a bit corresponding to a column of a higher order has excellent performance.

이러한 특성을 주목하여 다시 도 12a를 살펴보면, 임의의 패리티 비트에 대응되는 부분 행렬(SUB MATRIX) 중에서 4번째 열에 대응되는 패리티 비트를 천공하고

주기마다 하나의 패리티 비트를 4번 천공한 예가 나타나 있다. 이때 각 정보어 비트를 살펴보면, 차수가 5인 열들과 차수가 3인 열들은 Tanner 그래프 상에서 각 1개의 선분을 통해 천공된 패리티 비트들이 연결되어 있다. Referring again to FIG. 12A, parity bits corresponding to the fourth column among the partial matrices SUB MATRIX corresponding to arbitrary parity bits are punctured

An example of puncturing one parity bit four times per cycle is shown. In this case, the columns having the order of 5 and the columns having the degree of 3 are connected to the punctured parity bits through one line segment on the Tanner graph.

도 11에서는 BPSK 또는 QPSK 변조 방식에서 차수가 5인 열들의 성능 개선 효과가 크기 때문에 차수가 5인 열들에만 천공된 비트가 연결되는 패턴을 적용하였으나, 도 12a에서는 변조 방식에 따른 각 열그룹에 대응되는 신뢰도의 차이를 고려하여 천공된 비트가 균일하게 분포하는 천공 패턴을 가진다. 이 경우를 분석해 보면, 차수가 5인 열들은 단 1개의 천공된 비트와 연결되어 있으므로 더 이상의 심각한 성능 열화가 발생하지 않을 확률이 높으며, 차수가 3인 열들은 1 개의 천공된 비트와 연결되어 있으나 수신된 신호로부터 높은 신뢰도의 정보와 대응되므로 역시 심각한 성능 열화가 발생하지 않을 확률이 높다. In FIG. 11, a pattern in which punctured bits are connected only to the columns of degree 5 is applied, since the performance improvement of the columns of degree 5 is large in the BPSK or QPSK modulation scheme. In FIG. 12A, The puncturing pattern is such that the punctured bits are uniformly distributed. Analysis of this case shows that columns with rank 5 are associated with only one punctured bit, so there is a high probability that no more serious performance degradation will occur, and columns with rank 3 are associated with one punctured bit There is a high probability that severe performance degradation does not occur since the received signal corresponds to high reliability information.

마찬가지로 도 12b와 같이 상기 도 10의 패리티 검사 행렬을 가지는 LDPC 부호에 64-QAM 변조 방식을 적용하는 경우도 BPSK, QPSK 및 16-QAM의 경우와 다른 특성을 갖게 된다. 상기 도 12b에서 y₀, y₁은 각각 64-QAM 심볼에서 실수부와 허수부의 부호를 결정짓는 신뢰도가 높은 비트를 의미한다. 즉 신뢰도의 크기 관계는 y₀ = y₁>y₂ = y₃ > y₄ = y₅ 이다. Similarly, the case of applying the 64-QAM modulation scheme to the LDPC code having the parity check matrix shown in FIG. 10 has characteristics different from those of the BPSK, QPSK and 16-QAM as shown in FIG. 12B. In FIG. 12B, y ₀ and y ₁ represent highly reliable bits for determining the sign of the real part and the imaginary part in the 64-QAM symbol, respectively. That is, the magnitude relation of reliability is y ₀ = y ₁ > y ₂ = y ₃ > y ₄ = y ₅ to be.

상기 도 12b는 차수가 2인 열들에 대응되는 패리티 비트를 고려하여 얻은 천공 패턴의 예이다. 16-QAM의 경우에 해당하는 상기 도 12a에서는 천공된 패리티 비트 중에서 3개의 비트가 신뢰도가 가장 낮은 y₂, y₃에 연결되어 있으나, 차수가 5 또는 차수 3인 열들에 대응되는 정보어 비트의 성능이 우수하기 때문에 큰 문제가 되지 않았다. 하지만 상기 도 12b와 같이 64-QAM이 적용되는 경우에 y₄, y₅의 신뢰도가 매우 낮기 때문에 너무 많은 패리티 비트가 y₄, y₅에 연결되어 있으면 성능 열화가 발생할 수도 있다. 즉, 이와 같이 패리티 비트에 대응되는 신뢰도 역시 신중하게 고려해야 한다. 12B is an example of a puncturing pattern obtained by considering parity bits corresponding to columns of degree 2. 12A, which corresponds to the case of 16-QAM, three bits among the punctured parity bits are connected to y ₂ and y ₃ , which have the lowest reliability, but the information bits corresponding to the columns of degree 5 or degree 3 It was not a big problem because of its excellent performance. However, when 64-QAM is applied as shown in FIG. 12B, since the reliability of y ₄ and y ₅ is very low, performance deterioration may occur if too many parity bits are connected to y ₄ and y ₅ . That is, the reliability corresponding to the parity bits should also be carefully considered.

상기 도 12a와 상기 도 12b에서 단축 또는 천공에 따라 LDPC 부호의 부호어 길이가 줄어들면 신호 성좌에 대응되는 각 비트들의 순서는 동일하며, 다만 일정한 비율로 줄어듦에 유의해야 한다. 예를 들어 도 12a와 12b에서 LDPC 부호에 대해 신호 성좌에 대응되는 순서 (y₃, y₁, y₀, y₂, y₁, y₃, y₂, y₀)나 (y₅, y₁, y₃, y₄, y₀, y₂, y₃, y₅, y₁, y₂, y₄, y₀)는 유지되지만 LDPC 부호어 길이에 비례하여 각 신호 성좌에 대응되는 비트의 비율은 일정하게 줄어든다.12A and 12B, if the codeword length of the LDPC code is reduced according to the shortening or puncturing, the order of each bit corresponding to the signal constellation is the same, but it should be noted that the order is reduced to a certain ratio. For example, the order corresponding to the signal constellation for the LDPC code in Figure 12a and _{_{12b (y 3, y 1,}} y 0, y 2, y 1, y 3, y 2, y 0) and (y _5, y ₁ y ₂ , y ₄ , y ₀ , y ₂ , y ₃ , y ₅ , y ₁ , y ₂ , y ₄ , y ₀ ) are maintained but the ratio Is reduced constantly.

상기 도 10, 도 11, 도 12a 및 도 12b에서 살펴본 바와 같이 변조 방식에 따라 같은 천공 패턴이 달라질 수 있음을 쉽게 예상할 수 있다. 즉, 주어진 LDPC 부호에 대하여 고차 변조 방식과 신호 성좌 비트 매핑 방식이 고정되어 있을 때, 매핑 방식에 따라 천공된 비트와 천공되지 않은 다른 비트 간의 연결 상태에 따라 최적의 천공 패턴이 달라질 수 있다. 그러므로 천공에 의한 성능 열화를 최소화하기 위해서는 전송 변조 방식에 따라 서로 다른 천공 패턴을 적용해야 한다. 10, 11, 12A, and 12B, it can be easily predicted that the same puncturing pattern can be changed according to the modulation scheme. That is, when the higher order modulation scheme and the signal constellation bit mapping scheme are fixed for a given LDPC code, the optimal puncturing pattern may be changed according to the connection state between the punctured bits and other unperforated bits according to the mapping scheme. Therefore, it is necessary to apply different puncturing patterns according to the transmission modulation scheme in order to minimize performance degradation due to puncturing.

상기에서 설명한 천공 방식의 적용에 대한 일반적인 과정을 다음과 같이 5단계로 정리할 수 있다. 설명의 편의를 위해서

은 LDPC 부호어 길이를 의미하며, 각 열블록은

개의 열들로 이루어져 있으며

개의 패리티 비트를 천공하는 경우라고 가정한다. 또한 하기의 천공 과정은 도 14의 흐름도에 간단히 나타내었다.
The general procedure for applying the puncturing method described above can be summarized in five steps as follows. For convenience of explanation

Denotes an LDPC codeword length, and each column block

Columns.

It is assumed that the parity bits are punctured. The following drilling process is briefly shown in the flow chart of FIG.

천공 단계 1: 송신 장치에서 1301 단계에서 단축되거나 혹은 단축되지 않은 기존의 DVB-S2 LDPC 부호어를 생성한다. Step 1 : Generate an existing DVB-S2 LDPC codeword that is not shortened or shortened in step 1301 in the transmitting apparatus.

천공 단계 2: 송신 장치에서 1303 단계, 1305 단계에서 천공을 취할 길이

를 결정하고

를 구한다. 여기서

는

보다 같거나 작은 최대 정수를 의미한다. Drilling Step 2 : The length of the drilling in Step 1303 and Step 1305 in the transmitting apparatus

And

. here

The

Means a maximum integer that is equal to or less than.

천공 단계 3: 송신 장치에서 1307 단계에서 전송 변조 방식에 따라

,

에 대해서 천공될 패리티 비트들

,

, ...,

을 결정한다.

에 대해서

의 값들은 전송 변조 방식을 고려하여 밀도 진화(density evolution) 방법을 통하여 사전에 미리 결정되어 있었다고 가정한다 (여기서

인 관계가 있음에 유의한다). Step 3 : According to the transmission modulation scheme in step 1307,

,

The parity bits to be punctured

,

, ...,

.

about

Are assumed to have been predetermined in advance through the density evolution method in consideration of the transmission modulation scheme

Note that there is a relationship.

천공 단계 4: 송신 장치에서 1307 단계에서

,

에 대해서 패리티 비트

에 대해서 모두 천공을 적용한다. 여기서 상수 B는 사전이 미리 설정된 0이 아닌 정수이다. Step 4 : In step 1307,

,

The parity bit

Lt; / RTI > Here, the constant B is a non-zero integer preset in the dictionary.

천공 단계 5: 송신 장치에서 1307 단계에서

에 대해서 패리티 비트

를 추가적으로 천공한다(1307 단계). Step 5 : In the transmitting apparatus, in step 1307,

The parity bit

(Step 1307).

이후, 1309 단계에서 송신 장치는 상기 천공된 비트를 제외한 비트를 전송한다.Thereafter, in step 1309, the transmitting apparatus transmits bits except for the punctured bits.

상기 천공 단계 1부터 천공 단계 5를 살펴보면, 천공될 비트의 수

와

의 값들을 정의해 주는 수열 정보와

값을 알면 천공 패턴이 정확하게 정의됨을 알 수 있다. In the puncturing step 1 to the puncturing step 5, the number of bits to be punctured

Wow

The sequence information defining the values of

Knowing the value shows that the puncturing pattern is defined correctly.

변조 방식에 따라 상기 천공 단계를 진행할 때의 구체적인 실시예를 설명하기 위하여

,

의 특성을 가지는 DVB-S2 LDPC 부호에 대해서 최적화에 준하는(즉, 준최적화된 천공 패턴을 하기 <표 1>에 나타내었다. 준최적화된 천공 패턴의 선택 과정은 추후 자세히 설명한다. In order to explain the concrete embodiment of the above-mentioned drilling step according to the modulation method

,

(I.e., a quasi-optimized puncturing pattern is shown in Table 1 below.) The selection process of the quasi-optimized puncturing pattern will be described in detail later.

하기 <표 1>에서 (

,

, ...,

)는 상기 DVB-S2 LDPC 부호의 모든 패리티 비트를 순서대로 나열한 것을 의미한다. In Table 1 below,

,

, ...,

) Means that all the parity bits of the DVB-S2 LDPC code are arranged in order.

상기 <표 1>을 살펴보면, 준최적화(suboptimal)된 천공 패턴에 따른 천공 과정은 변조 방식에 무관하게 천공될 패리티 비트의 길이가 정해지면 일정한 과정을 통해 수행되지만, 이때 최적화된 천공 패턴을 나타내는 순열 함수관계는 변조 방식에 따라 각각 다름을 알 수 있다. 즉, 변조 방식을 고려하지 않고 일정한 천공 방법을 적용하면 변조 방식에 따라 큰 성능 열화가 발생할 수도 있다.Referring to Table 1, if the length of a parity bit to be punctured is determined regardless of a modulation scheme, a puncturing process according to a suboptimal puncturing pattern is performed through a predetermined process. In this case, The function relations can be identified by the modulation method. That is, if a certain puncturing method is applied without considering the modulation method, a large performance deterioration may occur depending on the modulation method.

상기 천공 과정을 살펴보면, 천공 단계 3과 천공 단계 4에서

개의 패리티가 천공되고, 천공 단계 5에 의해서

개의 패리티가 천공되어 총

개의 패리티가 천공되었음을 알 수 있다. In the drilling step 3 and the drilling step 4,

&Lt; / RTI > parity is punctured,

Parity is punctured and total

It can be seen that the number of parities is punctured.

상기 <표 1>에 나타낸 준최적화된 천공 패턴은 구하는 조건에 따라 유일하지 않을 수 있다. 추후 자세히 설명할 천공 패턴의 선택 과정에서 여러 가지 선택이 존재할 수 있기 때문에 우수한 성능을 보이는 천공 패턴은 다양할 수도 있다. 실제로 다음의 <표 2>와 같은 천공 패턴도 상기 <표 1>에 해당하는 천공 방법에 유사하게 매우 우수한 성능을 제공한다. The quasi-optimized puncture pattern shown in Table 1 may not be unique depending on the condition to be obtained. Since there may be several choices in the selection process of the perforation pattern to be described in detail in the future, the perforation pattern exhibiting excellent performance may vary. In fact, the puncturing pattern shown in Table 2 is very similar to the puncturing method of Table 1.

상기 <표 2>의 16-QAM 및 64-QAM 변조 방식에서 사용된 신호 성좌에 대응되는 비트의 사상 방법은 상기 도 12a, 도 12b에 나타낸 것과 동일한 비트 사상 방식을 각각 적용하여서 얻은 결과이다.The bit mapping method corresponding to the signal constellation used in the 16-QAM and 64-QAM modulation schemes of Table 2 is a result obtained by applying the same bit mapping scheme as shown in FIGS. 12A and 12B, respectively.

위와 같이 천공되어 전송된 DVB-S2 LDPC 부호어는 수신 장치에서 수신된 신호로부터 도 14와 같은 과정을 거쳐 복호 과정을 거쳐 원래의 신호로 복원한다. 도 14는 본 발명의 실시예에 따른 수신 장치에서의 수신 방법을 도시한 흐름도이다. The DVB-S2 LDPC codeword punctured and transmitted as described above is decoded from the signal received at the receiving apparatus through a process as shown in FIG. 14 to recover the original signal. 14 is a flowchart illustrating a receiving method in a receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.

도 14를 참조하면, 수신 장치는 1401 단계에서 수신된 신호로부터 천공/단축 패턴을 판단 또는 추정한다. 이후, 수신 장치는 1403 단계에서 천공 또는 단축된 비트가 존재하는가를 판단한다. 만약 천공 또는 단축된 비트가 존재하지 않은 경우, 수신 장치는 1409 단계에서 복호화를 수행한다. 그러나 단축 또는 천공된 비트가 존재한 경우, 수신 장치는 1405 단계에서 천공/단축 패턴을 도 15에서 후술할 LDPC 부호화기(1560)로 전달한다. Referring to FIG. 14, the receiving apparatus determines or estimates a puncturing / shortening pattern from the signal received in step 1401. In step 1403, the receiving apparatus determines whether a punctured or shortened bit exists. If there is no punctured or shortened bit, the receiving apparatus performs decoding in step 1409. [ However, if there is a shortened or punctured bit, the receiving apparatus transmits the puncturing / shortening pattern to the LDPC encoder 1560, which will be described later with reference to FIG.

상기 LDPC 복호기(1560)는 1407 단계에서 상기 천공된 비트는 소실(erasure)로 설정하고, 단축된 비트의 값은 0일 확률이 1인 것으로 설정한 후, 1409 단계에서 복호화를 수행한다.In step 1407, the LDPC decoder 1560 sets the punctured bits to erasure, sets the shortened bit to a value of 1, and then decodes the punctured bits in step 1409.

상기 천공 과정에서는 DVB-S2 LDPC 부호의 구조적 특성을 이용하여 상기 DVB-S2 LDPC 부호의 성능을 안정시켜줄 수 있는

주기 천공법을 적용하였다. In the puncturing process, the performance of the DVB-S2 LDPC code can be stabilized by using the structural characteristics of the DVB-S2 LDPC code

Periodic perforation method was applied.

본 발명이 기존에 알려져 있던 사실과 가장 다른 점은 천공 단계 3에서의 천공될 패리티 비트를 결정할 때 전송 변조 방식의 신뢰도를 고려하는 점이다. 상기 DVB-S2 LDPC 부호의 천공 단계 3에서 천공할 비트를 결정하는 수열의 선택 과정의 예를 아래에 나타내었다. 하기 선택 과정은 다른 LDPC 부호에 적용할 경우에는 달라질 수 있다. The most distinctive feature of the present invention is that the reliability of the transmission modulation scheme is considered when determining the parity bit to be punctured in the puncturing step 3. An example of a sequence of sequences for determining puncturing bits in puncturing step 3 of the DVB-S2 LDPC code is shown below. The following selection process can be changed when applied to another LDPC code.

< 선택 과정 1 >: 정보어 비트와 되도록 적게 연결되어 있는 비트를 우선적으로 결정한다. &Lt; Selection process 1 >: The bit which is connected as little as possible to the information bit is preferentially determined.

< 선택 과정 2 >: < 선택 과정 1>에서 결정한 패리티 비트를 대상으로 변조 방식과 차수 분포를 동시에 고려한 밀도 진화 분석 방법을 통해 가장 점근적인(asymptotic) 성능이 좋게 나오는 천공될 패리티 비트를 결정한다.
&Lt; Selection process 2 >: A density evolution analysis method considering the modulation scheme and order distribution for the parity bits determined in the selection process 1 determines a parity bit to be punctured with the best asymptotic performance.

*< 선택 과정 3 >: < 선택 과정 2>에서 결정한 천공할 패리티 비트를 기본 가정으로 설정하고, 이미 선택된 천공할 비트를 제외하여 다시 <선택 과정 1>과 < 선택 과정 2 >를 반복한다. &Lt; Selection process 3 >: The parity bits to be punctured determined in the selection process 2 are set as basic assumptions, and the selection process 1 and the selection process 2 are repeated again except for the already selected bits to be punctured.

통상적으로 천공될 비트의 수가 매우 가변적인 값을 가질 때,

의 값에 따라서 최적화된 천공 패턴은 상호 연관성이 없을 수도 있다. 다시 말하면,

의 값이 매우 가변적인 시스템에서는 최적화된 성능을 위해서

값에 따라 최적화된 천공 패턴을 모두 따로 저장해야 하는 단점이 있을 수 있다. Usually the number of bits to be punctured Lt; / RTI > has a very variable value,

The optimized puncture pattern may not be correlated. In other words,

For systems with very variable values for optimized performance

There may be a disadvantage that all optimized puncturing patterns must be stored separately.

하지만, 상기 선택 과정을 적용하여 얻은 천공 패턴은 모든 경우에 대해 최적의 패턴임을 보장하지는 못하지만, 하나의 일정한 규칙을 가지는 천공 패턴으로부터

값의 변화에 무관하게 비교적 안정된 성능을 가지게 된다. 따라서 비교적 안정된 성능과 용이한 천공 패턴의 저장성에 대한 장점이 있다. However, although the puncturing pattern obtained by applying the above selection process can not guarantee that it is an optimal pattern for all cases,

It has relatively stable performance irrespective of the change of the value. Therefore, there is an advantage in relatively stable performance and storage stability of an easy puncturing pattern.

예를 들어 천공할 패리티의 순서를

로 설정했다고 하면, 상기 패리티 비트의 순서를 나타내는 수열만 저장하고 있으면, 임의의

값에 대하여 상기 천공 단계 1부터 천공 단계 5의 과정을 거쳐 효율적인 천공이 가능하다. For example, the order of parity to puncture

, If only a sequence indicating the order of the parity bits is stored,

The piercing step 1 through the piercing step 5 may be performed to make the piercing effective.

천공법은 LDPC 부호어 길이를 변화시킬 뿐만 아니라 정보어의 길이는 변화시키지 않고 부호어 길이를 짧게 하는 효과가 있기 때문에 부호율(code rate)을 높이는 영향을 가져온다. 따라서 시스템에서 필요한 부호율과 부호어 길이를 얻기 위해서는 천공법뿐만 아니라 단축법을 함께 적용하면 쉽게 해결할 수 있다. The puncturing method not only changes the LDPC codeword length but also has the effect of shortening the codeword length without changing the length of the information word, thereby increasing the code rate. Therefore, in order to obtain the required code rate and codeword length in the system, it is easily solved by applying the shortening method as well as the puncturing method.

앞서서 설명한 바와 같이 주어진 부호어 길이와 정보어 길이가 각각

,

인 LDPC 부호로부터 단축법과 천공법을 통하여 최종적으로 얻고자 하는 LDPC 부호의 부호어 길이와 정보어 길이를 각각

,

라 할 때,

,

라고 정의하면, LDPC 부호의 패리티 검사행렬에서

비트만큼 단축을 취하고,

비트만큼 천공을 취하면 부호어 길이와 정보어 길이를 각각

,

인 상기 LDPC 부호를 생성할 수 있다. 이렇게 생성된 상기 LDPC 부호는

또는

일 때, 부호율이

가 되므로

와

을 고려하여 천공 및 단축 길이를 설정하면 된다. As described above, the given codeword length and information word length are

,

The length of the codeword and the length of the information word of the LDPC code to be finally obtained through the shortening method and the puncturing method are respectively

,

In other words,

,

, The parity check matrix of the LDPC code

Taking the bit as short as possible,

If the puncturing is performed by bits, the length of the codeword and the length of the information word are respectively

,

The LDPC code can be generated. The generated LDPC code is

or

, The code rate is

Will be

Wow

It is sufficient to set the perforation and shortening length.

도 15는 본 발명의 실시예에 따른 천공/단축된 LDPC 부호를 사용하는 송신 장치 블록 구성도이다.15 is a block diagram of a transmission apparatus using a punctured / shortened LDPC code according to an embodiment of the present invention.

도 15를 참조하면, 송신 장치는 제어부(1510), 단축 패턴 적용부(1520), LDPC 부호 패리티 검사 행렬 추출부(1540), LDPC 부호화기(1560), 천공 패턴 적용부(1580)를 포함한다.15, a transmitting apparatus includes a controller 1510, a shortening pattern applying unit 1520, an LDPC code parity check matrix extracting unit 1540, an LDPC encoder 1560, and a puncturing pattern applying unit 1580.

LDPC 부호 패리티 검사 행렬 추출부(1540)는 단축을 취한 LDPC 부호 패리티 검사 행렬을 추출한다. 상기 LDPC 부호 패리티 검사 행렬은 메모리를 이용하여 추출할 수도 있고, 송신 장치 내에서 주어질 수도 있고, 송신 장치에서 생성될 수도 있다. The LDPC code parity check matrix extraction unit 1540 extracts the shortened LDPC code parity check matrix. The LDPC code parity check matrix may be extracted using a memory, received in a transmitting apparatus, or generated in a transmitting apparatus.

제어부(1510)는 단축 패턴 적용부(1520)에서 정보어의 길이에 따라 단축 패턴을 결정하도록 제어하고, 단축 패턴 적용부(1520)는 단축된 비트에 해당되는 위치에 0 값을 가지는 비트를 삽입(insertion)하거나, 주어진 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬에서 단축된 비트에 해당되는 열을 제거하는 역할을 한다. 상기 단축 패턴을 결정하는 방법에는 메모리를 이용하여 저장된 단축 패턴을 사용하거나, 수열 생성기(도면에 도시하지 않음) 등을 이용하여 단축 패턴을 생성하거나, 패리티 검사 행렬과 주어진 정보어 길이에 대하여 밀도 진화 분석 알고리즘 등을 이용하여 얻을 수도 있다. The control unit 1510 controls the short axis pattern application unit 1520 to determine a short axis pattern according to the length of the information word and the short axis pattern application unit 1520 inserts a bit having a value of 0 at a position corresponding to the shortened bit, or removes a column corresponding to a shortened bit in a parity check matrix of a given LDPC code. As a method for determining the shortening pattern, a shortening pattern may be generated by using a shortening pattern stored using a memory, a shortening pattern may be generated using a sequence generator (not shown), or a density evolution may be performed on a parity check matrix and a given information word length Analysis algorithm or the like.

단축 패턴 적용부(1520)는 부호에 단축을 필요로 하지 않을 경우에 제거할 수 있다. 또한 제어부(1510)는 천공 패턴 적용부(1580)에서 변조 방식과 천공될 비트의 길이에 적합하게 천공 패턴을 결정 및 적용하도록 제어한다. The shortening pattern application unit 1520 can remove the shortening pattern if the shortening is not required. The control unit 1510 controls the puncturing pattern applying unit 1580 to determine and apply the perforation pattern to the modulation scheme and the length of the bit to be punctured.

상기 천공 패턴 적용부(1580)는 천공을 수행할 패리티 비트의 개수를 결정하고, 상기 패리티 비트들을 일정한 간격으로 구분(dividing)하여, 상기 일정한 간격 내에서 천공할 패리티 비트의 개수를 결정하고, 변조 방식을 결정하고, 상기 결정된 변조 방식에 따라서 상기 일정한 간격 내에서 결정된 천공할 패리티 비트의 개수에 해당하는 천공 패리티 비트의 위치를 결정하고, 상기 결정된 위치에 해당되는 천공 패리티 비트에 대해 상기 일정한 간격으로 반복하여 천공을 수행한다.The puncturing pattern application unit 1580 determines the number of parity bits to be punctured, divides the parity bits at a predetermined interval, determines the number of parity bits to be punctured within the predetermined interval, Determining a position of a punctured parity bit corresponding to the number of punctured parity bits determined within the predetermined interval in accordance with the determined modulation scheme, and determining a position of the punctured parity bit corresponding to the determined position at the predetermined interval Repeat drilling is performed.

상기 천공된 비트를 제외한 나머지 비트들은 송신부(도면에 도시하지 않음)를 통해 상기 변조 방식에 맞게 수신기로 전송된다.The bits other than the punctured bits are transmitted to a receiver according to the modulation scheme through a transmitter (not shown).

LDPC 부호화기(1560)는 제어부(1510)와 단축 패턴 적용부(1520)에 의해서 단축된 LDPC 부호를 기반으로 부호화를 수행한다. The LDPC encoder 1560 performs encoding based on the LDPC code shortened by the controller 1510 and the short pattern application unit 1520.

도 16은 본 발명의 실시예에 따른 수신 장치의 블록 구성도이다. 도 16에는 상기 천공 또는 단축된 DVB-S2 LDPC 부호를 사용하는 통신 시스템에서 전송된 신호를 수신하고, 상기 수신된 신호로부터 사용자가 원하는 데이터를 복원하는 수신 장치의 예를 나타내었다. 16 is a block diagram of a receiving apparatus according to an embodiment of the present invention. FIG. 16 shows an example of a receiving apparatus that receives a signal transmitted from a communication system using the punctured or shortened DVB-S2 LDPC code and restores desired data from the received signal.

도 16을 참조하면, 수신 장치는 제어부(1610), 단축, 천공 패턴 판단 또는 추정부(1620), 복조기(1630), LDPC 복호기(1640)를 포함한다.16, the receiving apparatus includes a control unit 1610, a shortening, puncturing pattern determination or estimation unit 1620, a demodulator 1630, and an LDPC decoder 1640.

복조기(1630)는 단축 또는 천공된 LDPC 부호를 수신하여 복조하고, 복조된 신호를 단축, 천공 패턴 판단 또는 추정부(1620)와 LDPC 복호기(1640)로 전달한다. The demodulator 1630 receives and demodulates the shortened or punctured LDPC code, and transmits the demodulated signal to the shortening, puncturing pattern determination or estimation unit 1620 and the LDPC decoder 1640.

단축, 천공 패턴 판단 또는 추정부(1620)는 제어부(1610)의 제어 하에, 상기 복조된 신호로부터 LDPC 부호의 천공 또는 단축 패턴에 대한 정보를 추정 또는 판단하여, 천공 및 단축된 비트의 위치 정보를 LDPC 복호기(1640)로 전달한다. 단축, 천공 패턴 판단 또는 추정부(1620)에서 천공, 단축 패턴을 판단 또는 추정하는 방법에는 메모리를 이용하여 저장된 천공 및 단축 패턴을 사용하거나, 미리 구현되어 있는 생성 방법 등을 이용하여 천공 및 단축 패턴을 생성하거나, 패리티 검사 행렬과 주어진 정보어 길이에 대하여 밀도 진화 분석 알고리즘 등을 이용하여 얻을 수도 있다. 또한 LDPC 복호기(1640) 내에서 천공된 비트는 소실로 처리하여 복호를 수행한다.Under the control of the control unit 1610, the shortening, puncturing pattern determination or estimation unit 1620 estimates or determines information on the puncturing or shortening pattern of the LDPC code from the demodulated signal, and outputs the punctured and shortened bit position information LDPC decoder 1640, as shown in FIG. The method of determining or estimating the perforation or shortening pattern in the shortening, puncturing pattern determination or estimation unit 1620 may include a method of using puncturing and shortening patterns stored using a memory, a puncturing and shortening pattern using a pre- Or a density evolution analysis algorithm for the parity check matrix and a given information word length. In addition, the punctured bits in the LDPC decoder 1640 are decoded and decoded.

또한 단축, 천공 패턴 판단 또는 추정부(1620)는 송신 장치에서 본 발명의 실시예와 같이 단축과 천공을 모두 적용한 경우에 수신 장치에서 단축에 대한 패턴 판단 또는 추정을 먼저 진행할 수도 있고, 천공에 대한 패턴 판단 또는 추정을 먼저 진행할 수도 있고, 단축에 대한 패턴 판단 또는 추정과 천공에 대한 패턴 판단 또는 추정이 동시에 일어날 수도 있다. 또한 단축, 천공 패턴 판단 또는 추정부(1620)는 상기 복조된 신호에 천공 비트의 존재 여부를 판단하고, 상기 천공 비트가 있을 경우, 천공 패턴에 대한 정보를 추정하여 천공된 패리티 비트의 위치를 결정한다.In addition, the shortening, puncturing pattern determination or estimation unit 1620 may first perform pattern determination or estimation on the shortening in the receiving apparatus when both shortening and puncturing are applied to the transmitting apparatus as in the embodiment of the present invention, Pattern determination or estimation may be performed first, or pattern determination or estimation of shortening and pattern determination or estimation of puncturing may occur at the same time. In addition, the shortening, perforation pattern determination or estimation unit 1620 determines whether or not a puncturing bit exists in the demodulated signal, and when there is the puncturing bit, estimates information on the puncturing pattern to determine the position of the punctured parity bit do.

LDPC 복호기(1640)는 상기 결정된 천공된 패리티 비트의 위치를 이용하여 데이터를 복호하고, 천공된 비트가 0일 확률과 1일 확률이 각각 1/2로 동일함을 가정하여 복호를 수행한다. 또한 단축된 비트의 값이 0일 확률은 1(즉, 100%)이기 때문에 복호기의 동작에 있어서 단축된 비트들을 복호기의 동작에 참여하지 않도록 하거나, 단축된 비트들의 0일 확률값 1을 이용하여 복호에 참여하게 할 것인가 결정한다. 또한 LDPC 복호기(1640)는 상기 단축 패턴 판단 또는 추정부(1620)에 의해서 단축된 DVB-S2 LDPC 부호의 길이에 대한 정보를 수신하고, LDPC 복호기(1640)는 상기 수신된 신호로부터 사용자가 원하는 데이터를 복원한다.The LDPC decoder 1640 decodes the data using the determined punctured parity bit position, and performs decoding on the assumption that the probability that the punctured bit is 0 and the probability of 1 are both equal to 1/2. Also, since the probability that the value of the shortened bit is 0 is 1 (i.e., 100%), the shortened bits in the operation of the decoder are not allowed to participate in the operation of the decoder, To participate in. The LDPC decoder 1640 receives information on the length of the DVB-S2 LDPC code shortened by the shortening pattern determination or estimation unit 1620, and the LDPC decoder 1640 extracts, from the received signal, .

상기 도 15에서 설명한 바와 같이, 단축은 LDPC 부호화기(1560)의 입력 전 단계에서, 천공은 LDPC 부호화기(1560)의 출력 단계에서 수행된다. 하지만 상기 도 16의 수신 장치를 살펴보면 상기 LDPC 복호기(1640)에서는 천공과 단축에 대한 정보를 복호기에서 동시에 알고 있어야 복호가 가능하다. 15, the shortening is performed in the pre-input stage of the LDPC encoder 1560, and the puncturing is performed in the output stage of the LDPC encoder 1560. [ However, in the receiver of FIG. 16, the LDPC decoder 1640 can decode information about puncturing and shortening in the decoder at the same time.

이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.While the present invention has been particularly shown and described with reference to exemplary embodiments thereof, it is to be understood that the invention is not limited to the disclosed exemplary embodiments, It belongs to the scope of right.

Claims

A channel coding method in a system using a low density parity check code,
Determining a number of parity bits to be punctured;
Determining a number of parity bit groups to be punctured based on the number of parity bits to be punctured;
Puncturing a parity bit based on the determined number of punctured parity bit groups and a predetermined puncturing parity bit group; And
And transmitting remaining bits excluding the punctured parity bits,
Wherein the parity bit group includes a plurality of parity bits in a parity bit group having a predetermined interval,
The parity bit group is determined by the following equation,
The constant interval is determined by q in the following equation,
&Lt; Equation &

&Lt; / RTI > And

Further comprising puncturing (N _p - 360 A) parity bits of the parity bits in the parity bit group,
The order of the punctured parity bit groups based on the order of the predetermined punctured parity bit groups is 6, 4 (QAM), 16-QAM (Qadrature Amplitude Modulation), codeword length is 16200, , 13, 9, 18, 8, 15, 20, 5, 17, 2, 22, 24, 7, 12, 1, 16, 23, 14, 0, 21, 10, 19, 11, Channel coding method in a system using a low density parity check code.

A channel coding apparatus in a system using a low-density parity-check code,
Determining a number of parity bit groups to be punctured based on the number of parity bits to be punctured, determining a number of punctured parity bit groups and a predetermined number of punctured parity bit groups A puncturing pattern applying unit for puncturing parity bits based on the order; And
And a transmitter for transmitting remaining bits except for the punctured parity bit,
Wherein the parity bit group is configured such that a plurality of parity bits in one parity bit group have a predetermined interval,
The parity bit group is determined by the following equation,
The constant interval is determined by q in the following equation,
&Lt; Equation &

&Lt; / RTI > all parity bits in the &

Further comprising puncturing (N _p - 360 A) parity bits of parity bits in the parity bit group,
The order of the punctured parity bit groups based on the order of the predetermined punctured parity bit groups is 6, 4 (QAM), 16-QAM (Qadrature Amplitude Modulation), codeword length is 16200, , 13, 9, 18, 8, 15, 20, 5, 17, 2, 22, 24, 7, 12, 1, 16, 23, 14, 0, 21, 10, 19, 11, Wherein the low-density parity-check code is used for a channel coding apparatus.

&Lt; / RTI > And

Further comprising puncturing (N _p - 360 A) parity bits of the parity bits in the parity bit group,
The order of the parity bit groups to be punctured based on the order of the predetermined punctured parity bit groups is 6, 15, and 13 when the codeword length is 16200 and the information bits are 7200, and 64-QAM (qadrature amplitude modulation) , 10, 3, 17, 21, 8, 5, 19, 2, 23, 16, 24, 7, 18, 1, 12, 20, 0, 4, 14, 9, 11, A method for channel coding in a system using a parity check code.

&Lt; / RTI > all parity bits in the &

Parity bits of (N _p - 360 A) parity bits in the parity bit group are additionally punctured,
The order of the punctured parity bit groups based on the order of the predetermined punctured parity bit groups is 6, 15 (QAM), 64-QAM (Qadrature Amplitude Modulation), codeword length is 16200, , 13, 10, 3, 17, 21, 8, 5, 19, 2, 23, 16, 24, 7, 18, 1, 12, 20, 0, 4, 14, 9, Wherein the low-density parity-check code is used for a channel coding apparatus.

A channel decoding method in a system using a low density parity check code,
Demodulating a signal transmitted from a transmitter, the signal including bits other than punctured parity bits;
Determining a number of punctured parity bits;
Determining a number of punctured parity bit groups in a plurality of parity bit groups based on the number of punctured parity bits;
Obtaining a sequence of a predetermined group of parity bits;
Determining a position of the punctured parity bit based on the order of the predetermined parity bit group; And
And decoding the data using the punctured parity bit position information,
The parity bit group is determined by the following equation,
Wherein the parity bit group is configured such that a plurality of parity bits in one parity bit group have a constant interval q,
The constant interval is determined by q in the following equation,
&Lt; Equation &

Where A represents the number of punctured parity bit groups, N _p represents the number of punctured parity bits,
A parity bit group

Determining that all of the parity bits in the received signal are punctured; And

Further comprising the step of determining that (N _p - 360 A) parity bits of the parity bits in the parity bit group have been further punctured,
The order of the punctured bit groups based on the order of the predetermined punctured parity bit groups is 6, 4 (QAM), 16-QAM (qadrature amplitude modulation), codeword length is 16200 and information bit length is 7200, , 13, 9, 18, 8, 15, 20, 5, 17, 2, 22, 24, 7, 12, 1, 16, 23, 14, 0, 21, 10, 19, 11, A method for decoding a channel in a system employing a low density parity check code.

In a channel decoding apparatus in a system using a low-density parity-check code,
A demodulator for demodulating a signal transmitted from the transmitter, the signal including bits other than punctured parity bits;
Determining a number of punctured parity bits, determining a number of punctured parity bit groups in a plurality of parity bit groups based on the number of punctured parity bits, obtaining a sequence of a predetermined parity bit group, A puncturing pattern estimator for determining position information of a punctured parity bit based on a sequence of a predetermined parity bit group; And
And a decoder for decoding data using position information of the punctured parity bits,
The parity bit group is determined by the following equation,
Wherein the parity bit group is configured such that a plurality of parity bits in one parity bit group have a constant interval q,
The constant interval is determined by q in the following equation,
&Lt; Equation &

Where A represents the number of punctured parity bit groups, N _p represents the number of punctured parity bits,
The puncturing pattern estimator includes A parity bit groups

Lt; RTI ID = 0.0 > parity < / RTI >

Determining that (N _p - 360 A) parity bits of the parity bits in the parity bit group have been additionally punctured,
Wherein the predetermined order of punctured parity bit groups is 6, 4, 13, 9, 18, 8, and 15 when 16-QAM (qadrature amplitude modulation), codeword length is 16200, The system using the low-density parity-check code is characterized in that the parity check matrix is a parity check matrix, and the parity check matrix is a parity check matrix. Channel decoding apparatus.

Further comprising the step of determining that (N _p - 360 A) parity bits of the parity bits in the parity bit group have been further punctured,
The order of the punctured bit groups based on the order of the predetermined punctured parity bit groups is 6, 15 (QAM), 64-QAM (Qadrature Amplitude Modulation), codeword length is 16200, , 13, 10, 3, 17, 21, 8, 5, 19, 2, 23, 16, 24, 7, 18, 1, 12, 20, 0, 4, 14, 9, A method for decoding a channel in a system employing a low density parity check code.

Lt; RTI ID = 0.0 > parity < / RTI >

Determining that (N _p - 360 A) parity bits of the parity bits in the parity bit group have been additionally punctured,
When the length of the information bits is 7200, the order of the predetermined punctured parity bit groups is 6, 15, 13, 10, 3, 17, 21 Wherein the parity check matrix includes at least one of 8, 5, 19, 2, 23, 16, 24, 7, 18, 1, 12, 20, 0, 4, 14, 9, Channel decoding apparatus.