KR101424842B1 - Ｄ급 및 진폭 편이 변조에 기초한 유도 전력 및 데이터 송신 시스템 - Google Patents

Ｄ급 및 진폭 편이 변조에 기초한 유도 전력 및 데이터 송신 시스템 Download PDF

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메드-엘 엘렉트로메디지니쉐 게라에테 게엠베하
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Abstract

ASK(amplitude shift keying)를 이용하여 rf 데이터 펄스를 전달하는 rf 신호 전달 링크가 개시된다. 링크는 각 데이터 펄스의 종단에서의 상태 전환 시간을 최소화한다.
Figure R1020097017011
ASK, rf 데이터 펄스, 공진 회로

Description

Ｄ급 및 진폭 편이 변조에 기초한 유도 전력 및 데이터 송신 시스템{INDUCTIVE POWER AND DATA TRANSMISSION SYSTEM BASED ON CLASS D AND AMPLITUDE SHIFT KEYING}
본 출원은 2007년 2월 15일자 미국 특허 출원 11/675,176호의 우선권을 주장하며, 그 내용이 여기에서 참조로서 포함된다.
본 발명은 신호 처리에 관한 것으로서, 특히, 데이터 전력 신호를 이식된 시스템(implanted system)에 제공하는 것에 관한 것이다.
보철 자극기(prosthetic stimulator)와 같은 이식된 전자 시스템에 전력 및 데이터를 제공하는 한 방법은 유도 링크(inductive link)를 통해 RF 신호를 송신하는 것이다. 유도 링크는 기본적으로 2개의 공진 회로, 즉, 외부 공진 회로와 환자 사용자에게 이식되는 내부 공진 회로를 갖는다. 2개의 공진 회로의 인덕턴스(inductance)는 예를 들어, 20mm와 30mm 사이의 전형적인 외경을 갖는 2개의 나선형의 코일로서 실현된다. 이 코일들은 서로 마주하면, RF-에너지의 전달을 허용하는 변압기를 형성한다. 유도 링크는 전력 전달 효율성 및 오정렬 결합 공차(coupling misalignment tolerance)를 최적화하는 것에 대하여 연구되어 왔다. 1987년 4월의 IEEE Trans. Biomed. Eng. BME-34의 페이지 265 내지 275에 실린, 갈브레이쓰 디씨, 소마 엠, 및 화이트 알엘의 "A Wide-Band Efficient Inductive Transdermal Power And Data Link With Coupling Insensitive Gain"; 및 1990년 7월의 IEEE Trans. Biomed. Eng. BME-37의 페이지 716-723에 실린, 지어호퍼 씨엠 및 호치메이어 이에스의 "High-Efficiency Coupling-Insensitive Power And Data Transmission Via An Inductive Link"를 참조하며, 이것을 여기에 참조로서 포함한다.
많은 응용에서, 공진 회로에 걸리는 RF-전압은 정류 및 평활화(smoothing)에 의해 dc 전압으로 쉽게 변환될 수 있기 때문에, 병렬 튜닝된(parallel-tuned) 수신기 회로들이 이용된다. 그 후, dc 전압은 이식된 시스템 내의 전자 회로들에 대한 전력 공급 전압으로서 이용된다. 예를 들어, 도 1은 코일(101) 및 커패시터(102)의 병렬 튜닝된 수신기 공진 회로를 도시하는데, 여기서 신호 u2(t)는 유도된 RF-전압이다. 필터링 커패시터(105 및 106)와 함께 정류기 다이오드(103 및 104)는 ac 전압 u2(t)를 dc-유사 전압 Vdc로 변환시킨다. 필터링 커패시터(105 및 106)가 충분히 크면, Vdc의 모든 ac 성분이 무시될 수 있다. 전압 Vdc는 이식된 시스템, 예를 들어, 이식된 보철 자극기의 기능을 구현하는 후속의 전자 회로(107)의 전압 공급 포트 Vcc 및 Vss에 연결된다.
신호 u2(t)는 전력을 위한 공급 전압 생성으로서 이용될 뿐만 아니라, 디지털 정보 데이터도 포함한다. 예를 들어, 달팽이관 이식에 있어서, 신호 u2(t)는 청 신경의 전기 자극을 위한 짧은 이상 펄스들(biphasic pulses)을 정의하는 정보를 제공한다. 일반적으로, 비트 디코딩 스테이지(108)는 RF-신호 u2(t)를 후속 처리를 위해 이용되는 베이스밴드 비트 시퀀스로 변환시키는 이식된 시스템의 부분이다.
디지털 데이터 전달에 대하여, u2(t)의 적어도 2개의 서로 다른 구별가능한 상태가 정의된다. 예를 들어, 이들 2개의 서로 다른 상태는 공진 주파수 f2 부근에 있는 u2(t)의 2개의 서로 다른 동작 주파수일 수 있다. 이러한 스킴은 보통, FSK(Frequency-Shift-Keying)로서 지정된다. 한 실시예가 예를 들어, 상술한 갈브레이쓰 참고문헌에서 설명되는데, 여기서, f2=20MHz이고, 2개의 동작 주파수들은 19MHz 및 21MHz이다.
신호 u2(t) 내에 디지털 정보를 인코딩하는 다른 방법은 ASK(Amplitude Shift Keying)을 이용한 것이다. ASK-스킴에서, u2(t)의 2개의 구별가능한 상태는 성질 상 "RF-진폭 존재"와 "RF-진폭 부재"에 의해 설명될 수 있다. 이들 2개의 (이상적인) 상태는 엔벨로프 검출(envelope detection)에 의해 쉽게 검출될 수 있다. 예를 들어, 도 1에서, 디코딩 스테이지(108)는 엔벨로프 검출기를 포함할 것이다.
도 2에서, 유도 링크 시스템의 등가 회로가 도시된다. 병렬 튜닝된 수신기 회로는 수신기 코일(201), 커패시터(202) 및 저항기(208)를 포함하는데, 저항기(208)는 코일(201)의 기생 저항(parasitic resistance)으로 인한 옴 손실(Ohmic loss)을 나타낸다. 공진 주파수 f2 및 무부하 양호도(unloaded quality factor) Q2,unloaded는
Figure 112009049728003-pct00001
및
Figure 112009049728003-pct00002
로서 정의된다.
도 1의 스테이지(107)에서의 전력 소비는 옴 부하(ohmic load)(207)에 의해 나타난다. 정류기 다이오드(103 및 104)는 단순한 등가 회로(203 및 204)에 의해 나타나는데, 이들 자체는 이상적인 스위치들(2031 및 2041) 및 옴 저항기들(2032 및 2042)로 구성된다. 스위치들의 상태는 각각, 전압 u2(t), 및 커패시터(205 및 206)에 걸리는 전압 VA 및 VB에 의존한다. u2(t)>VA이면 스위치(2031)는 닫히고, 스위치는 u2(t)≤VA 동안 높은 임피던스 상태에 있는 것으로 추정된다. 마찬가지로, 스위치(2041)는 u2(t)<-VB이면 닫히고 u2(t)≥-VB 동안 열린다.
수신기 코일(201)은 송신기 코일(209)에 유도 결합되고, 결합 길이는 결합 계수(coupling coefficient) k에 의해 설명된다. 송신기 코일(209)은 커패시 터(210) 및 저항기(211)와 함께, 직렬 튜닝된(series-tuned) 송신기 공진 회로를 형성하는데, 저항기(211)는 코일(209)의 기생 저항을 나타낸다. 공진 주파수 f1 및 무부하 양호도(unloaded quality factor) Q1 ,unloaded는
Figure 112009049728003-pct00003
및
Figure 112009049728003-pct00004
로서 정의된다.
송신기 회로의 입력은 입력 전압 u1(t)를 생성하는 전압원(212)에 의해 구동된다. ASK에 대하여, 일반적으로 2개의 동작 모드, 즉, RF-ON 상태 및 RF-OFF 상태가 이용된다. 도 3에 도시되어 있는 바와 같이, RF-ON 상태에서, u1(t)는 접지 전위(ground potential)와 공급 전압 VDD 사이에서 주기적으로 스위치된다. 주기 T는 RF-기간을 표시한다. RF-OFF 상태 동안, u1(t)는 접지 전위에 연결된다.
도 4는 셀프 클락킹 비트 포맷(self clocking bit format)을 이용한 비트들의 시퀀스에 대한 전압 u1(t)의 일례를 도시한다. 여기서, 논리적 "0"은 RF-ON 다 음에 RF-OFF가 오는 시퀀스로 인코딩되고, 반대로, 논리적 "1"은 RF-OFF 다음에 RF-ON이 오는 시퀀스로 인코딩된다.
발명의 요약
본 발명의 실시예는 ASK(amplitude shift keying)를 이용하여 rf 데이터 펄스를 전달하는 rf 신호 전달 링크에 관한 것이다. 링크는 상태 전환 시간을 최소화하기 위한 수단을 포함한다.
예를 들어, 최소화하기 위한 수단은 rf 데이터 펄스를 수신하기 위한 병렬 튜닝된 수신기 회로, 또는 rf 데이터 펄스를 송신하기 위한 직렬 튜닝된 공진 송신 회로에서 유용한 것으로서, 공진 회로 양호도를 변경하기 위한 수단을 포함할 수 있다. 예를 들어, 직렬 튜닝된 공진 송신 회로는 D급 증폭기 구동기를 포함한다. 보다 구체적인 실시예에서, D급 증폭기는 단일의 마이크로칩 상에 통합될 수 있다. 직렬 튜닝된 공진 송신 회로는 rf off 시간 동안 송신기 회로 인덕턴스와 직렬로 댐핑 저항기(damping resistor) RD를 포함할 수 있다. 예를 들어, 댐핑 저항기 RD는 무한 저항을 갖는 개방 회로일 수도 있고, 또는 상태 전환 시간을 최소화하기 위한 최적의 저항을 가질 수도 있다. 몇몇 실시예에서, 댐핑 저항기 RD는 rf 파형 쇠퇴가 결합 계수로부터 독립적이도록 공진 수신 회로가 작동하게 할 수 있다.
실시예는 또한, 이식된 전자 시스템에 대한 수신기 회로를 포함한다. 이식된 수신기 회로는 외부 송신기로부터 ASK rf 데이터 펄스를 수신한다. 수신기 회로는 상태 전환 시간을 최소화하기 위한 수단을 포함한다. 몇몇 실시예에서, 최소화하기 위한 수단은 공진 회로 양호도를 변경하기 위한 수단을 포함할 수 있다.
실시예는 또한, 이식된 전자 시스템에 대한 송신기 회로를 포함할 수 있다. 외부 송신기 회로는 ASK rf 데이터 펄스를 이식된 수신기에 송신한다. 송신기 회로는 상태 전환 시간을 최소화하기 위한 수단을 포함한다. 최소화하기 위한 수단은 rf 데이터 펄스를 송신하기 위한 직렬 튜닝된 공진 송신 회로와 같은 공진 회로 양호도를 변경하기 위한 수단을 포함할 수 있다. 직렬 튜닝된 공진 송신 회로는 D급 증폭기 구동기를 포함할 수 있다. 보다 구체적인 실시예에서, D급 증폭기는 단일의 마이크로칩 상에 통합될 수 있다. 직렬 튜닝된 공진 송신 회로는 rf off 시간 동안 송신기 회로 인덕턴스와 직렬로 댐핑 저항기 RD를 포함할 수 있다. 예를 들어, 댐핑 저항기 RD는 무한 저항을 갖는 개방 회로일 수도 있고, 또는 수신 회로 상태 전환 시간을 최소화하기 위한 최적의 저항을 가질 수도 있다. 몇몇 실시예에서, 댐핑 저항기 RD는 rf 파형 쇠퇴가 결합 계수로부터 독립적이도록 공진 수신 회로가 작동하게 할 수 있다.
본 발명의 실시예는 또한, ASK를 이용하여 rf 데이터 펄스를 전달하는 rf 전달 링크를 포함한다. 링크는 rf 파형 쇠퇴가 결합 계수로부터 독립적이도록 시스템이 작동하게 하기 위한 수단을 포함한다.
도 1은 종래 기술에 따른 병렬 튜닝된 수신기 공진 회로 및 전력 공급 전압 생성을 도시.
도 2는 종래 기술에 따른 직렬 튜닝된 송신기 및 병렬 튜닝된 수신기 공진 회로를 갖는 유도 링크의 등가 회로를 도시.
도 3은 ASK에 대한 입력 전압 u1(t)의 RF-ON 및 RF-OFF 모드를 도시.
도 4는 셀프 클락킹 비트 포맷을 이용한 비트 시퀀스에 대한 u1(t)의 일례를 도시.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 직렬 튜닝된 송신기 및 병렬 튜닝된 수신기 공진 회로를 갖는 유도 링크의 등가 회로를 도시.
도 6a 내지 도 6c는 수신기 공진 회로 내의 다양한 회로 값들에 대해 상태 신호 및 전압 트레이스를 도시.
도 2에서와 같은 데이터 및 에너지 송신을 위한 ASK 기반 신호 전달 링크 시스템은 잠재적인 문제점을 갖는다. 전압 u1(t)의 RF-ON과 RF-OFF 입력 상태의 주기적 시퀀스, 및 정상 상태(steady state) 조건을 가정해 보면, 부하 Rdc에 걸리는 dc-전압 Vdc는 일정하다. RF-ON 상태 동안, 전압 u2(t)는 Vdc/2보다 약간 더 높은 피크 진폭에 도달한다. 스위치(2031 또는 2041)는 각각, u2(t)>Vdc/2 또는 u2(t)<-Vdc/2인 경우 닫힌다. 오직 이러한 매우 짧은 주기 동안에만, 전하가 네트워크 CA, CB, Rdc에 흘러들어온다. 그러나, 이들 다이오드 전류는 특정의 부하 양호도 Q2,loaded를 정의하는데, 이것은 수학식 2에서 정의된 바와 같은 무부하 양호도 Q2,unloaded보다 매우 작다.
u1(t)가 RF-ON 상태에서 RF-OFF 상태로 변경되면, u2(t)의 전압 진폭은 즉시 이러한 변경을 따를 수 없다. 대신에, RF 진폭이 기본선 쪽으로 되돌아 감소하는 데에는 소정의 시간이 걸릴 것이며, 쇠퇴 속도는 수신기 회로의 양호도에 의해 강하게 영향을 받는다, 즉, 양호도가 낮을수록, 더 빨리 쇠퇴한다. 불행히도, u2(t)의 진폭이 Vdc/2 아래로 떨어지자마자 다이오드 스위치(2031 및 2041)는 열려 있는 상태를 유지하고 어떤 RF 에너지도 네트워크 CA, CB, Rdc에 흘러들어갈 수 없기 때문에, 여기에서는 기본적으로, 부하 양호도 Q2 .loaded보다 휠씬 더 높은 무부하 양호도 Q2.unloaded가 적용된다. RF-OFF 동안, 수신기 회로 내의 유일한 유효 ac-부하는 R2이다.
RF-OFF 동안 u2(t)의 정확한 이완 행위(relaxation behavior)는 네트워크 R1, C1, L1, R2, C2, L2 및 결합 계수 k에 의해 결정되며, 따라서, 무부하 양호도들 Q1,unloaded 및 Q2,unloaded가 관련된다. 그러나, 이들 양호도는 RF-ON 동안 높은 전력 전달 효율성에 관하여 가능한한 높아야 한다. ASK 스킴에서의 RF-OFF 동안의 빠른 RF-이완 및 높은 전력 효율성을 위한 요건은 서로 모순되는 것이다.
이러한 문제점을 해결하는 한 방법은, RF-OFF 동안 송신기 공진 회로 내의 양호도를 감소시켜서, 각각의 rf 데이터 펄스가 펄스 진폭이 더 빨리 감소하는 것으로 종결하도록 하는 것이다. 신호 전달 링크의 한 특정 실시예가 도 5에 도시되는데, 이것은 rf 데이터 펄스의 ASK 전달을 위한 시스템이다. 블럭(501)은 유도 신호 전달 링크를 나타낸다. 블럭(501)은 ASK를 이용하여 rf 데이터 펄스를 송신하기 위한 외부의 직렬 튜닝된 공진 송신기 회로, 및 rf 데이터 펄스를 수신하기 위한 이식된 병렬 튜닝된 수신기 모듈을 포함한다. 입력 노드(502)는 스위칭 쌍(503 및 504), 저항기(505) 및 스위치(506)로 구성된 네트워크에 연결된다. RF-ON 상태 동안, 스위치(506)는 열리고(고 임피던스), 노드(502)는 스위칭 쌍(503 및 504)에 의해 접지 전위와 공급 전력 VDD 사이에서 스위치된다. 이것은 무선 주파수에서 직사각형 전압을 야기하며, 이러한 동작 모드는 보통, D급 스위칭 패러다임으로서 칭해진다. RF-OFF 상태 동안, 스위치(503 및 504)는 열리고, 스위치(506)는 닫힌다. 이제, RD 직렬 댐핑 저항기(505)는 직렬로 R1에 연결되는데, 이것은 송신기 양호도의 현저한 감소를 의미한다. 각각의 rf 데이터 펄스의 종단에서의 송신기 공진 회로에 대한 양호도의 이러한 감소는 수신기 공진 회로 내의 RF 진폭의 쇠퇴를 가속화하여, 펄스의 트레일링 에지(trailing edge)가 빠르게 감소하여 기본선으로 되돌아 가는 데에 필요한 시간을 최소화하도록 한다.
도 5의 회로에 대한 정량 분석이 표 1에 요약된 사양과 함께 수행되었다. 시뮬레이션은 0.5ns의 계산 시간 증가량을 갖는 상태 공간 모델에 기초한다. RF 주파수는 10MHz이고, 결국 T=100ns가 된다. 시뮬레이션 결과는 도 6a 내지 도 6c 에 도시되는데, 여기서, 상위 트레이스는 신호 상태를 표시한다. STATE=HIGH인 동안 D급 구동기는 RF-신호를 생성하고(RF-ON 상태), STATE=LOW 동안 송신기 직렬 회로의 입력은 RD에 연결된다(RF-OFF 상태). 여기서, 비트 존속기간이 2㎲인 셀프 클락킹 비트 포맷이 가정된다. RF-ON에 대한 가장 짧은 가능한 존속기간은 1㎲이며, 이것은 정확히 10RF 사이클을 포함한다.
Figure 112009049728003-pct00005
후속의 시뮬레이션은 k=0.2인 결합에서 RD의 다른 값들에 대해 계산되었다. 도 6a는 RD=0에 대한 결과를 도시한다. 분명히, STATE=0 기간 동안, u2(t)의 진폭은 매우 천천히 감쇠하고, 전형적인 비트 효과(beat effect)가 이 감쇠에 중첩(superimpose)된다. 약 2MHz의 비트 주파수를 가지고 송신기와 수신기 공진 회로 사이에서 에너지가 진동한다. 데이터 구조는 시각적으로 식별될 수 있지만, 전자 회로에 의한 데이터 검출은 쉽게 성취될 수 없다.
도 6b에 도시된 바와 같이 댐핑 저항기가 RD→∞으로 설정되면, 비트 효과는 사라진다. 이러한 경우에, 송신기 내의 전류가 0으로 되기 때문에 수신기 공진 회로는 마치 자신이 송신기에 연결되지 않은 것처럼 이완한다. 따라서, 2차 시스템의 거동이 관찰된다, 즉, u2(t)의 진폭은 무부하 수신기 회로 L2, C2, R2의 시간 상수에 따라 지수적으로 감쇠한다. 여기에서, u2(t)의 파형은 도 6a와 비교해 볼 때 덜 복잡하다. RD→∞에 대한 감쇠는 결합 계수 k로부터 독립적이며, 이것은 후속하는 데이터 디코딩 스테이지를 위한 중요한 특징이 될 것임을 유념한다. 예를 들어, 달팽이관 이식 시스템에서, 데이터 디코딩은 서로의 코일 위치에 민감하지 않아야 하기 때문에 이것은 중요한 기준이다.
도 6c는 RD=150Ω에 대한 경우를 도시한다. 전압 u2(t)는 각각의 rf 데이터 펄스의 종단에서 상당히 빠르게 감쇠하면서, 명백히 도 6a 및 도 6b를 능가한다. 따라서, u2(t)는 데이터 디코딩에 매우 적합하다.
도 5에 도시된 것과 같은 실시예의 한 본질적 장점은, 외부 시스템의 다수의 컴포넌트들이 단일의 마이크로칩 상에 통합될 수 있고, 따라서, 전력 소비 및 시스템 크기가 매우 작게 유지될 수 있다는 것이다. 또한, RF-ON 동안 스위치(503 및 504)를 구동하는 rf 생성기(도 5에는 도시되지 않음)가 이러한 마이크로칩 상에 쉽게 통합될 수 있다. 스위치(503 및 504)의 성능은 특별히 중요하다, 즉, ON-저항은 일반적으로 1Ω을 초과하면 안 되고 게이트 커패시턴스는 10pF 미만이어야 한다. 그러나, 이러한 특징은 예를 들어, 0.35㎛ CMOS와 같은 기존의 기술로 달성될 수 있다. 많은 신호 전달 링크 응용에서, RF-ON 동안 스위치(503 및 504)가 동시에 닫히지 않는다는 것도 중요할 수 있다. 동시에 닫히면, 매우 큰 전류가 스위치들을 통해 흐를 수 있는데, 이것은 전력 소비를 극적으로 올리고, 회로 컴포넌트들을 손상시킬 수 있다.
본 발명의 다양한 예시적인 실시예가 개시되었지만, 본 기술분야에 숙련된 기술자에게 있어서, 본 발명의 실제 범주로부터 벗어나지 않고서 본 발명의 장점들 중 몇몇을 달성하는 다양한 변경 및 수정이 이루어질 수 있다는 것이 명백해야 한다.

Claims (22)

  1. rf 신호 전달 링크로서,
    ASK(amplitude shift keying)를 이용하여 rf 데이터 펄스를 전달하기 위한 신호 전달 링크를 포함하며,
    상기 링크는 수신기 회로 및 송신기 회로를 포함하고, 상기 송신기 회로는 rf ON 상태 및 rf OFF 상태를 가지며, 상기 송신기 회로는 상기 rf ON 상태 동안의 송신기 회로의 공진 회로 양호도에 대해 상기 rf OFF 상태 동안의 송신기 회로의 공진 회로 양호도를 감소시켜 상기 rf OFF 상태 동안 수신기 회로의 rf 증폭의 쇠퇴를 가속화하는,
    rf 신호 전달 링크.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 수신기 회로는 rf 데이터 펄스를 수신하기 위한 병렬 튜닝된(parallel-tuned) 수신기 회로를 포함하는 rf 신호 전달 링크.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 송신기 회로는 rf 데이터 펄스를 송신하기 위한 직렬 튜닝된(series-tuned) 공진 송신 회로를 포함하는 rf 신호 전달 링크.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 직렬 튜닝된 공진 송신 회로는 D급의 증폭기 구동기(class D amplifier driver)를 포함하는 rf 신호 전달 링크.
  6. 제5항에 있어서,
    D급의 증폭기는 단일의 마이크로칩 상에 통합되는 rf 신호 전달 링크.
  7. 제4항에 있어서,
    상기 직렬 튜닝된 공진 송신 회로는 rf off 시간 동안 송신기 회로 인덕턴스와 직렬로 댐핑 저항기(damping resistor) RD를 포함하는 rf 신호 전달 링크.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 댐핑 저항기 RD는 무한 저항을 갖는 개방 회로인 rf 신호 전달 링크.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 댐핑 저항기 RD는 수신기 회로 상태 전환 시간을 최소화하는 저항을 갖는 rf 신호 전달 링크.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 댐핑 저항기 RD는, rf 파형 감쇠가 결합 계수(coupling factor)로부터 독립적이도록 상기 공진 수신 회로가 작동하게 하는 저항을 갖는 rf 신호 전달 링크.
  11. 이식된 전자 시스템(implanted electronic system)을 위한 수신기 회로로서,
    외부 송신기로부터 rf ON 상태 및 rf OFF 상태를 갖는 ASK rf 데이터 펄스를 수신하기 위한 이식된 수신기 회로를 포함하며,
    상기 수신기 회로는 상기 rf ON 상태 동안의 공진 회로 양호도에 대해 상기 rf OFF 상태 동안의 공진 회로 양호도를 변경하여 상기 rf OFF 상태 동안 수신기 회로의 rf 증폭의 쇠퇴를 가속화하기 위한 수단을 포함하는, 수신기 회로.
  12. 삭제
  13. 이식된 전자 시스템을 위한 송신기 회로로서,
    ASK rf 데이터 펄스를 이식된 수신기에 송신하기 위한 외부 송신기 회로를 포함하며,
    상기 송신기 회로는 rf ON 상태 및 rf OFF 상태를 가지고, 상기 송신기 회로는 상기 rf ON 상태 동안의 송신기 회로의 공진 회로 양호도에 대해 상기 rf OFF 상태 동안의 송신기 회로의 공진 회로 양호도를 감소시켜 상기 rf OFF 상태 동안 이식된 수신기의 rf 증폭의 쇠퇴를 가속화하는, 송신기 회로.
  14. 삭제
  15. 제13항에 있어서,
    상기 외부 송신기 회로는 rf 데이터 펄스를 송신하기 위한 직렬 튜닝된 공진 송신 회로를 포함하는 송신기 회로.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 직렬 튜닝된 공진 송신 회로는 D급의 증폭기 구동기를 포함하는 송신기 회로.
  17. 제16항에 있어서,
    D급의 증폭기는 단일의 마이크로칩 상에 통합되는 송신기 회로.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 직렬 튜닝된 공진 송신 회로는 rf off 시간 동안 송신기 회로 인덕턴스와 직렬로 댐핑 저항기 RD를 포함하는 송신기 회로.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 댐핑 저항기 RD는 무한 저항을 갖는 개방 회로인 송신기 회로.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 댐핑 저항기 RD는 수신기 회로 상태 전환 시간을 최소화하는 저항을 갖는 송신기 회로.
  21. 제18항에 있어서,
    상기 댐핑 저항기 RD는, rf 파형 감쇠가 결합 계수로부터 독립적이도록 상기 공진 수신 회로가 작동하게 하는 저항을 갖는 송신기 회로.
  22. rf 전달 링크로서,
    ASK를 이용하여 송신기로부터 수신기로 rf 데이터 펄스를 전달하기 위한 신호 전달 링크를 포함하며,
    상기 송신기는 rf ON 상태 및 rf OFF 상태를 가지고, 상기 링크는 rf 파형 감쇠가 결합 계수로부터 독립적이도록 시스템이 작동하게 하기 위한 수단을 포함하는 rf 전달 링크.
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