KR101422028B1 - 채널 적응을 위한 코드북 및 이를 이용한 전부호화 방법 - Google Patents

Abstract

전부호화(Precoding) 과정을 이용한 다중 안테나 시스템에서, 채널에 따라서 효율적으로 적응하기 위한 코드북(Codebook) 구성 방법, 전부호화 방법 및 이를 이용한 신호 전송 방법을 개시한다. 즉, 송신단에서 임의로 랭크(Rank)의 수를 감소시켜 신호를 전송하는 랭크 오버라이드(Rank Override)의 경우에도 수신단의 피드백 정보를 그대로 이용할 수 있으며, 미리 정해진 레이어 매핑 방식 및/또는 각 코드북을 기저 벡터로 나타낸 코드북 그룹에 따라 효율적으로 코드북 조합의 수를 감소시키는 코드북 구성 방법 및 이를 이용하여 전부호화를 수행하고 신호를 전송하는 방법을 개시한다.

코드북, 전부호화, 랭크 오버라이드

Description

채널 적응을 위한 코드북 및 이를 이용한 전부호화 방법{Codebook For Channel Adaptation and Precoding Method Using The Same}

본 발명은 무선통신 시스템 중 다중 안테나 방식에 대한 것으로서, 특히 전부호화(Precoding) 과정을 이용한 다중 안테나 시스템에서, 채널에 따라서 효율적으로 적응하기 위한 코드북(Codebook) 구성 방법, 전부호화 방법 및 이를 이용한 신호 전송 방법에 대한 것이다.

이를 위해 먼저 일반적인 다중 안테나(MIMO) 기술을 개괄적으로 살펴보도록 한다.

간단히 말해, MIMO는 "Multi-Input Multi-Output"의 줄임 말로 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중 송신안테나와 다중 수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말한다. 즉, 무선통신 시스템의 송신단 혹은 수신단에서 다중안테나를 사용하여 용량증대 혹은 성능개선을 꾀하는 기술이다. 이하에서는 "MIMO"를 "다중안테나"라 칭하기로 한다.

요약하면, 다중안테나 기술이란, 하나의 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고 여러 안테나에서 수신된 단편적인 데이터 조각을 한데 모아 완성하는 기술을 응용한 것이다. 이를 통해, 특정 범위에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나 특정 데이터 전송 속도에 대해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다.

차세대 이동통신은 기존 이동통신에 비해 훨씬 높은 데이터 전송률을 요구하므로 효율적인 다중안테나 기술이 반드시 필요할 것으로 예상된다. 이와 같은 상황에서 MIMO 통신 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신 기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 따라 다른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 기술로서 관심을 모으고 있다.

한편, 현재 연구되고 있는 다양한 전송효율 향상 기술 중 송/수신단 모두에 다수의 안테나를 사용하는 다중안테나(MIMO) 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있는 방법으로서 현재 가장 큰 주목을 받고 있다.

도 1은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.

도 1에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 N_T개로, 수신 안테나의 수를 N_R개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가하므로, 전송 레이트를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송 레이트는 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이 트(Ro)에 다음과 같은 레이트 증가율(Ri)이 곱해진 만큼으로 이론적으로 증가할 수 있다.

즉, 예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.

이와 같은 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.

이와 같은 다중안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼 들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티(spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키 는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 방식에 대한 연구도 최근 많이 연구되고 있는 분야이다.

각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.

첫째로, 공간 다이버시티 방식의 경우에는 시공간 블록 부호 계열과, 다이버시티 이득과 부호화 이득을 동시에 이용하는 시공간 트렐리스(Trellis) 부호 계열 방식이 있다. 일반적으로 비트 오류율 개선 성능과 부호 생성 자유도는 트렐리스 부호 방식이 우수하지만, 연산 복잡도는 시공간 블록 부호가 간단하다. 이와 같은 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수(N_T)와 수신 안테나 수(N_R)의 곱(N_T×N_R)에 해당되는 양을 얻을 수 있다.

둘째로, 공간 멀티플렉싱 기법은 각 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 열을 송신하는 방법인데, 이때 수신기에서는 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다. 수신기에서는 이 간섭을 적절한 신호처리 기법을 이용하여 제거한 후 수신한다. 여기에 사용되는 잡음 제거 방식은 최대 우도(maximum likelihood) 수신기, ZF 수신기, MMSE 수신기, D-BLAST, V-BLAST 등이 있으며, 특히 송신단에서 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD (singular value decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.

셋째로, 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 결합된 기법을 들 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이 득이 점차 포화되며, 공간 멀티플렉싱 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이를 해결하면서 두 가지 이득을 모두 얻는 방식들이 연구되어 왔으며, 이 중 시공간 블록 부호 (Double-STTD), 시공간 BICM(STBICM) 등의 방식이 있다.

상술한 다중 안테나 시스템에서 송신단은 송신 데이터에 전부호화(Precoding)를 수행하여 전송하게 되며, 수신단에서는 송신단에서 이용한 전부호화 벡터를 이용하여 신호를 수신하게 된다.

한편, 상술한 전부호화를 수행하기 위한 전부호화 벡터는 송수신단 양측에서 코드북(Codebook)의 형태로 미리 규정되어 있는 전부호화 벡터들 중 어느 한 전부호화 벡터를 이용하게 된다. 즉, 송신단에서는 미리 규정된 코드북 중 특정 전부호화 벡터를 지시하여, 이에 따른 채널 정보 등을 피드백하게 되며, 송신단에서는 이와 같은 피드백 신호를 이용하여 신호를 송신하게 된다.

다만, 경우에 따라 송신단에서는 수신단에서 지칭한 전부호화 벡터와 다른 벡터를 이용해야 하는 경우가 있을 수 있으며, 이러한 경우 현재 논의된 코드북을 통해서는 송신단에서 어떻게 수신단 정보를 효율적으로 이용하여 신호를 송신할 것인지 불분명한 문제가 있다.

상술한 바와 같은 과제를 해결하게 위해 본 발명에서는 다중안테나 시스템에서 효율적인 전부호화 행렬 코드북 구성방법을 제공하고자 한다. 특히, 채널상황이 나 송신측의 사정에 따라 전부호화(precoding) 행렬을 변화시킬 때, 수신측으로부터 선택되어 보고된 전부호화 행렬 이외의 다른 전부호화 행렬을 사용하게 될 수 있으며, 이와 같은 상황에서도 효과적으로 사용 가능한 전부호화 행렬 구성 방법을 제안한다.

또한, 본 발명에서는 이와 같은 전부호화 행렬을 포함하는 코드북을 통해 신호를 송수신하는 방법을 제공하고자 한다.

상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 양태에서는 다중 안테나 시스템에서 전부호화(Precoding)를 수행하는 방법을 제공한다. 이를 위한 일실시형태에서는 하나 이상의 코드 워드 각각에 따른 변조 심볼을 미리 정해진 코드워드대 레이어 매핑 조합 중 어느 한 조합에 따라 하나 이상의 상기 레이어에 매핑하는 단계, 및 미리 정해진 코드북으로부터 제어 정보에 따라 특정 전부호화 행렬을 선택하여 상기 레이어 매핑된 심볼에 전부호화를 수행하는 단계를 포함하며, 상기 미리 정해진 코드북은, 상기 미리 정해진 코드워드대 레이어 매핑 조합에 따라 상위 랭크에서 동일한 코드워드가 매핑되는 레이어 또는 레이어 그룹이 하위 랭크에서 상기 동일한 코드워드가 매핑되는 레이어 또는 레이어 그룹으로서 상기 하위 랭크의 랭크 개수 제약하에서 최대한 포함되도록 설정된 코드북인 것을 특징으로 하는 전부호화 방법을 제공한다.

이때, 상기 미리 정해진 코드북은 하나 이상의 동일한 기저 벡터에 임의의 θ값에 따른 e ^-jθ 를 곱한 형태만을 이용하여 나타낼 수 있는 복수의 코드북 인덱스를 코드북 그룹으로서 그룹핑하고, 동일한 상기 코드북 그룹 내에서 특정 랭크에 대응하는 복수의 코드북을 하나의 코드북으로 통일시켜 설정한 코드북일 수 있으며, 이와 달리 상기 미리 정해진 코드북은 상기 하나 이상의 코드워드에 대해 수신측에서 채널 품질 지시자(CQI)가 동일하게 계산되는 복수의 코드북을 하나의 코드북으로 통일시켜 설정한 코드북일 수 있다.

여기서, 수신단에서 CQI가 동일하게 계산되는 코드북은 상술한 바와 같이 하나 이상의 동일한 기저 벡터에 임의의 θ값에 따른 e ^-jθ 를 곱한 형태만을 이용하여 나타낼 수 있는 복수의 코드북 인덱스를 코드북 그룹으로서 그룹핑하고, 상기 동일한 코드북 그룹 내에서 상기 미리 정해진 코드워드대 레이어 매핑 조합에 따라 특정 코드워드의 전부호화에 이용되는 하나 이상의 전부호화 벡터가 동일한 기저 벡터 및 동일한 기저 벡터에 임의의 θ값에 따른 e ^-jθ 를 곱한 형태만을 이용하여 나타낼 수 있는 복수의 코드북을 하나의 코드북으로 통일시켜 설정한 코드북일 수 있다.

또한, 상기 임의의 θ값에 따른 e ^-jθ 는 ±1 및 ±j 중 어느 하나일 수 있다.

또한, 바람직하게 상기 제어 정보는 상기 미리 정해진 코드북에서 복수의 코드북을 하나의 코드북으로 통일시킴에 따라 감소하는 코드북의 수에 해당하는 부가 정보를 포함할 수 있다.

아울러, 상기 다중 안테나 시스템이 전체 레이어의 개수가 4개, 전체 코드워드의 개수가 2개인 시스템인 경우를 가정하면, 상기 미리 정해진 코드워드대 레이어 매핑 조합은, 하나의 코드워드가 하나의 레이어에 매핑되는 제 1 조합, 2개의 코드워드가 2개의 레이어에 각각 매핑되는 제 2 조합, 2개의 코드워드가 3개의 레이어에 매핑되는 제 3 조합 및 2개의 코드워드가 4개의 레이어에 매핑되는 제 4 조합을 포함하는 4개의 조합으로 이루어질 수 있다.

한편, 상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 다른 일 양태에서는 다중 안테나 시스템에서 전부호화(Precoding)를 수행하는 방법을 제공한다. 이를 위한 일 실시형태에서는 하나 이상의 코드 워드 각각에 따른 변조 심볼을 미리 정해진 코드워드대 레이어 매핑 조합 중 어느 한 조합에 따라 하나 이상의 상기 레이어에 매핑하는 단계, 및 미리 정해진 코드북으로부터 제어 정보에 따라 특정 전부호화 행렬을 선택하여 상기 레이어 매핑된 심볼에 전부호화를 수행하는 단계를 포함하며, 상기 미리 정해진 코드북은 하나 이상의 동일한 기저 벡터에 임의의 θ값에 따른 e ^-jθ 를 곱한 형태만을 이용하여 나타낼 수 있는 복수의 코드북 인덱스를 코드북 그룹으로서 그룹핑한 코드북인 전부호화 방법을 제공한다.

이때, 상기 미리 정해진 코드북은 상기 미리 정해진 코드워드대 레이어 매핑 조합에 따라 상위 랭크에서 동일한 코드워드가 매핑되는 레이어 또는 레이어 그룹이 하위 랭크에서 상기 동일한 코드워드가 매핑되는 레이어 또는 레이어 그룹으로 서 포함되도록 설정된 코드북일 수 있으며, 이와 달리 상기 미리 정해진 코드북은, 상기 미리 정해진 코드워드대 레이어 매핑 조합에 따라 상위 랭크에서 동일한 코드워드가 매핑되는 레이어 또는 레이어 그룹이 하위 랭크에서 상기 동일한 코드워드가 매핑되는 레이어 또는 레이어 그룹으로서 상기 하위 랭크의 랭크 개수 제약하에서 최대한 포함되도록 설정된 코드북일 수 있다.

또한, 상기 미리 정해진 코드북은 상기 동일한 코드북 그룹 내에서 특정 랭크에 대응하는 복수의 코드북을 하나의 코드북으로 통일시켜 설정한 코드북일 수 있으며, 이와 달리 상기 미리 정해진 코드북은 상기 하나 이상의 코드워드에 대해 수신측에서 채널 품질 지시자(CQI)가 동일하게 계산되는 복수의 코드북을 하나의 코드북으로 통일시켜 설정한 코드북일 수 있다.

여기서, 수신단에서 CQI가 동일하게 계산되는 코드북은 상술한 바와 같이 하나 이상의 동일한 기저 벡터에 임의의 θ값에 따른 e ^-jθ 를 곱한 형태만을 이용하여 나타낼 수 있는 복수의 코드북 인덱스를 코드북 그룹으로서 그룹핑하고, 상기 동일한 코드북 그룹 내에서 상기 미리 정해진 코드워드대 레이어 매핑 조합에 따라 특정 코드워드의 전부호화에 이용되는 하나 이상의 전부호화 벡터가 동일한 기저 벡터 및 동일한 기저 벡터에 임의의 θ값에 따른 e ^-jθ 를 곱한 형태만을 이용하여 나타낼 수 있는 복수의 코드북을 하나의 코드북으로 통일시켜 설정한 코드북일 수 있다.

한편, 상기 임의의 θ값에 따른 e ^-jθ 는 ±1 및 ±j 중 어느 하나일 수 있 다.

또한, 상기 미리 정해진 코드북은 다중 사용자 다중 안테나 시스템을 위한 코드북인 경우를 가정할 경우, 상기 미리 정해진 코드북은 각 사용자가 이용하는 코드북으로 구성된 전체 행렬이 유니터리(unitary) 성질을 만족하도록 설정되는 것이 바람직하다.

이와 같은 실시형태에서 상기 미리 정해진 코드북은, 시스템에서 주어진 제어 정보량을 고려하여 상기 코드북 그룹 단위로 코드북 인덱스가 생략된 코드북일 수 있다.

또한, 바람직하게, 상기 제어 정보는 상기 미리 정해진 코드북에서 복수의 코드북을 하나의 코드북으로 통일시킴에 따라 감소하는 코드북의 수에 해당하는 부가 정보를 포함할 수 있다.

한편, 상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 일 양태에서는 다중 안테나 시스템에서 전부호화(Precoding)를 수행하여 신호를 전송하는 방법을 제공한다. 이를 위한 일 실시형태에서는 하나 이상의 코드 워드 각각에 따른 소정 비트 블록을 변조하여, 각 코드워드별 변조 심볼 스트림을 생성하는 단계, 상기 하나 이상의 코드 워드 각각에 따른 변조 심볼을 미리 정해진 코드워드대 레이어 매핑 조합 중 어느 한 조합에 따라 하나 이상의 상기 레이어에 매핑하는 단계, 미리 정해진 코드북으로부터 제어 정보에 따라 특정 전부호화 행렬을 선택하여 상기 레이어 매핑된 심볼에 전부호화를 수행하는 단계, 및 상기 전부호화된 신호를 상기 다중 안테나를 이용하여 전송하는 단계를 포함하며, 상기 미리 정해진 코드북 은, 동일한 기저 벡터에 임의의 θ값에 따른 e ^-jθ 를 곱한 형태만을 이용하여 나타낼 수 있는 복수의 코드북 인덱스를 코드북 그룹으로서 그룹핑하고, 상기 동일한 코드북 그룹 내에서 상기 미리 정해진 코드워드대 레이어 매핑 조합에 따라 특정 코드워드의 전부호화에 이용되는 하나 이상의 전부호화 벡터가 동일한 기저 벡터 및 동일한 기저 벡터에 임의의 θ값에 따른 e ^-jθ 를 곱한 형태만을 이용하여 나타낼 수 있는 복수의 코드북을 하나의 코드북으로 통일시켜 설정한 코드북인 신호 전송 방법을 제공한다.

상술한 바와 같은 본 발명에 따르면, 다중안테나 시스템에서 채널상황이나 송신측의 사정에 따라 전부호화(precoding) 행렬을 변화시킬 때, 수신측으로부터 선택되어 보고된 전부호화 행렬 이외의 다른 전부호화 행렬을 사용하게 될 수 있으며, 이와 같은 상황에서도 효과적으로 사용 가능한 전부호화 행렬을 구성하여 이용할 수 있다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.

이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세 부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시된다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

상술한 바와 같이 본 발명에서는 다중안테나 시스템에서 효율적인 전부호화 행렬 코드북을 구성하는 방법을 제공하고자 한다. 이를 위해 이하에서는 다중 안테나 시스템에서 신호 송수신이 이루어지는 과정에 대한 수학적 모델링을 수행하여 구체적으로 살펴보고, 이를 통해 송신측에서 전부호화 행렬에 변화를 가하는 경우 신호 송수신에 미치는 영향에 대해 살펴본다. 이와 같은 과정을 통해 본 발명의 일 양태에서는 채널상황이나 송신측의 사정에 따라 전부호화(precoding) 행렬을 변화시킬 때, 수신측으로부터 선택되어 보고된 전부호화 행렬 이외의 다른 전부호화 행렬을 사용하게 되는 경우에도 사용 가능한 전부호화 행렬을 제공하고자 한다.

상술한 바와 같은 다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.

먼저, 상기 도 1에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나와 N_R개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다.

먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, 이와 같이 N_T개의 송신 안테나가 있는 경 우 최대 전송 가능한 정보는 N_T개 이므로, 이를 다음과 같은 벡터로 나타낼 수 있다.

한편, 각각의 전송 정보 s₁, s₂, ..., s_NT에 있어 전송 전력을 달리 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을 P₁, P₂, ..., P_NT라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같은 벡터로 나타낼 수 있다.

또한,

을 전송전력의 대각행렬 P로 다음과 같이 표시할 수 있다.

한편, 전송전력이 조정된 정보 벡터

에 가중치 행렬

가 적용되어 실 제 전송되는 N_T개의 송신신호(transmitted signal)

가 구성되는 경우를 고려해 보자. 이때, 신호 벡터

를 다음과 같이 표시하기로 한다.

여기서,

는 i번째 송신안테나와 j번째 정보간의 가중치를 의미하며, 행렬로

로 표시하기로 한다.

는 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 전부호화 행렬(Precoding Matrix)이라고 불린다.

여기서 송신신호는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 다중화를 사용하는 경우로 나누어서 생각해 볼 수 있다. 공간 다중화를 사용하는 경우는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내게 되므로, 정보 벡터 s의 원소들이 모두 다른 값을 가지게 되는 반면에, 공간 다이버시티를 사용하게 되면 같은 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내게 되므로 정보 벡터 s의 원소들이 모두 같은 값을 갖게 된다. 물론, 공간 다중화와 공간 다이버시티를 혼합하는 방법도 고려 가능하다. 즉, 예를 들어 3개의 송신 안테나를 통하여 같은 신호를 공간 다이버시티를 이용하여 전송하고, 나머지는 각각 다른 신호를 공간 다중화하여 보내는 경우도 고려할 수 있다.

다음으로, 수신신호는 N_R개의 수신안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호 y₁, y₂, ..., y_NR을 벡터로 다음과 같이 표현하기로 한다.

다음으로, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분하여, 송신안테나 j로 부터 수신안테나 i를 거치는 채널을 h_ij라고 표시하기로 한다.

도 2는 N_T개의 송신 안테나에서 수신 안테나 i로의 채널을 도시한 도면이다.

여기서 채널 h_ij의 인덱스의 순서가 수신안테나 인덱스를 먼저 표기하였고, 송신안테나의 인덱스는 나중임에 표기 하였음에 유의한다. 이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 벡터 및 행렬형태로도 표시가능 하다. 벡터 표시의 예를 들면, 총 N_T개의 송신안테나로부터 수신안테나 i로 도착하는 채널을 다음과 같이 열 벡터로 표현 가능하다.

상기 수학식 7에서 벡터의 원소를 행렬의 행으로부터 선택하였음을 표시하기 위해서

와 같이 벡터 심볼(symbol) 위에 화살표를 첨가하였다. 이 경우 각 채널 행벡터는 수신안테나 기준으로 각 송신안테나로부터의 채널을 의미한다.

또한, 이를 도면으로 표현한 것이 도 2이다.

또한, 행렬표현을 통해서, N_T개의 송신 안테나부터 N_R개의 수신안테나를 거치는 채널들을 한꺼번에 다음과 같이 표시할 수 있다.

채널을 다른 형태로도 표시해 보자. 우선 각 채널행렬의 행 벡터가 아니라 열벡터로 표시하면 채널들은 다음과 같이도 표시할 수 있다.

여기서, 열 벡터는 송신안테나 기준으로 각 수신안테나로의 채널을 의미한다.

상기 열 벡터를 바탕으로 한 채널 행렬은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

한편, 실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해지게 되므로, N_R개의 수신안테나 각각에 더해지는 백색잡음 n₁, n₂ ... n_NR을 벡터로 표현하면 다음과 같다.

상술한 바와 같은 수학적 모델링을 통해 수신 신호는 다음과 같은 수학식으로 표현가능하다.

한편, 이하에서는 상술한 다중안테나 시스템에서 송신단에서 곱해지는 가중 치 행렬(weight matrix) 또는 전부호화 행렬(precoding matrix)에 관해서 자세히 살펴보도록 하자. 수신 신호에서 가중치 행렬과 채널을 함께 표시하면 다음과 같다.

계산의 편의를 위해서, 채널 행렬 H와 전부호화 행렬 W, 그리고 전송전력의 대각행렬 P의 곱을 유효채널(effective channel)

라고 하자. 그러면 유효채널은 다음과 같이 표시할 수 있다.

이를 통해 수신 신호는 상기 유효채널을 이용하여 다음과 같이 표시될 수 있다.

한편, 이하에서는 다중 안테나 시스템에서 레이어(Layer)와 채널의 랭크 (Rank)와의 관계에 대해 설명한다.

채널의 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나 수에 의해서 결정된다. 채널 행렬 H는 앞서 살펴본 바와 같이 행의 수는 수신 안테나 수 N_R과 같아지고, 열의 수는 송신 안테나 수 N_T와 같아 지게 된다. 즉, 채널 행렬 H는 N_R*N_T행렬이 된다.

일반적으로, 행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 랭크는 Rank(H) ≤ min (N_T, N_R)로서 제한된다. 랭크의 또 다른 정의는 행렬을 고유치 분해(Eigen value decomposition)했을 때, 고유치(Eigen value)들 중에서 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 비슷한 방법으로, 랭크를 특이치 분해(Singular value decomposition)했을 때 0이 아닌 특이치(singular value)들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 랭크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.

다중안테나 기술을 사용해서 보내는 서로 다른 정보 각각을 전송 레이어(layer) 또는 스트림(Stream)이라고 정의하기로 하자. 그러면 전송 레이어(layer)의 개수는 채널의 랭크 보다는 클 수 없게 된다. 채널 행렬 H인 경우, 수식적으로 설명하면, ＃ of Layer ≤Rank(H) ≤ min (N_T, N_R)와 같다. 여기서 한 개의 레이어가 한 개 이상의 안테나를 통해서 전송될 수 있음에 주의해야 한다.

레이어와 안테나간의 대응방법을 다중안테나 기술의 분류로 설명하면 다음과 같다. 한 개의 레이어가 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 다이버시티 방식으로 볼 수 있고, 여러 레이어가 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 멀티플렉싱 방식으로 볼 수 있다. 물론 그 중간인 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 혼합(Hybrid)된 형태도 가능하다.

한편, 이하에서는 다중 안테나 시스템에서 채널의 랭크에 따른 전부호화 행렬의 적용 방법에 대해 살펴본다.

다중안테나 시스템에서 전송 가능한 레이어(layer)의 개수는 상술한 바와 같이 채널의 랭크(rank)보다 클 수 없다. 따라서, 채널의 랭크에 맞추어서 전송하는 레이어의 개수를 적응적으로 변화한다고 가정하자. 이때, 레이어의 개수를 N_L라고 하면, N_L은 채널의 랭크에 따라 변화하게 된다. 또한, 상기 시스템에서 가중치행렬도 적용된다고 하자. 그러면 앞의 각 레이어는 가중치 행렬을 거쳐서 실제 안테나를 통해서 전송되게 된다. 따라서, 가중치 행렬의 크기 중에서 행의 개수는 실제 전송안테나 개수인 N_T로 고정되는 반면에, 열의 개수는 레이어의 수인 N_L이 된다. 즉, 가중치 적응행렬의 크기는 N_T＊N_L이 된다. 만일 레이어의 개수 N_L이 이론적으로 가능한 최대치인 채널의 랭크인 R과 같다면, 가중치 행렬의 크기는 N_T*R가 된다. 따라서, 가중치 행렬의 크기는 채널상황에 따라 보고된 랭크에 따라서 N_T*R로 변하게 된다.

다중안테나 시스템에서 최적의 채널용량을 얻기 위한 최적의 방법으로 SVD(Singular Value Decomposition)와 워터 필링(Water filling)을 이용하는 방법이 알려져 있다. 이러한 최적의 방법을 사용하기 위해서는 결국, 전송 가능한 각각의 레이어마다 MCS(Modulation and Coding Scheme) 및 전송 전력 할당(transmission power allocation)을 다르게 전송하는 것이 가능하여야 한다.

상기 구조의 MCS에서 변조방법(modulation scheme)과 부호화 방법(coding scheme)을 분리하여 고려하는 것도 가능하다. 즉, 전 레이어에 걸쳐서 부호화 방법을 결정하고, 상기 부호화된 정보는 각 레이어 마다 변조 차수(modulation order)와 전송 전력이 조절 되어서 전송된다.

상기 부호화 방법은 크게 다음과 같은 분류가 가능하다. 우선 전 레이어에 한 개의 부호화 방법을 적용하는 단일 코드워드(SCW; single codeword)방식이 적용될 수 있다. 한편, 각 레이어마다 각각의 부호화 방법을 적용하는 다중 코드워드(MCW; multiple codeword) 방식도 적용 가능하다. 다중 코드워드 방식의 다른 예로는 상기 두 가지 극단적인 방식을 절충하여, 여러 개의 레이어를 그룹으로 묶어서 각 그룹에 속한 레이어들 각각에 코드워드를 할당하는 방식도 적용 가능하다.

좀더 쉬운 설명을 위해 도면을 참조하여 설명하면 다음과 같다.

도 3은 다중 안테나 시스템에서 코딩율, 변조 차수 및 전송 전력을 적응시키는 개념을 설명하기 위한 도면이다.

도 3에 있어서, 코드워드와 레이어의 대응 방법은 여러 가지가 가능하다. 통상적인 방법은, 일단 코드워드(들)가 생성되고, 각 코드워드가 다시 전송 레이어( 들)에 대응되고, 다시 각 레이어는 전송 안테나를 거쳐서 전송되는 방식이다.

따라서, 이상적으로는 코드워드와 레이어의 대응관계는 자유롭게 설정될 수 있다. 즉, 코드워드 한 개가 여러 개의 레이어로 나뉘어져서 전송될 수도 있고, 여러 개의 코드워드가 연속해서 합쳐서 한 개의 레이어로 전송될 수 있다. 하지만, 여러 개의 코드워드를 직렬적으로 연속해서 합쳐서 한 개의 레이어로 전송하는 것은 일종의 부호화의 한 종류로 볼 수 있으므로, 실제로 의미 있는 조합은 한 개의 코드워드가 한 개 이상의 레이어에 대응되는 경우이다. 따라서, 본 문서에서는 특별한 언급이 없는 한, 한 개의 코드워드는 한 개 이상의 레이어에 대응된다고 가정하기로 한다. 따라서, 모든 정보들이 부호화 과정을 거쳐서 전송된다고 하면, 수식적으로는 다음의 관계식을 만족한다.

＃ of Codewords ≤ ＃ of Layers

결론적으로 코드워드와 레이어의 상관 관계를 수식적으로 정리하면 다음과 같다.

＃ of Codewords ≤ ＃ of Layers ≤ Rank (H) ≤ min (N_T, N_R)

여기서 송신 안테나 개수는 N_T이고 수신안테나 개수는 N_R이라고 정의되었으며, Rank (H)는 채널행렬의 랭크 개수를 의미한다. 즉, 송수신 안테나 수에 제한이 있는 경우는 레이어의 최대 개수가 제한되게 된다. 또한 코드워드의 수에 제한이 있는 경우는 레이어의 최소 개수가 제한되게 된다.

이렇게 매 레이어 마다 MCS와 전송 전력을 바꾸게 되면, 결과적으로 해당 레이어마다 전송율(transmission rate)이 변경하게 된다. 하지만, 상기와 같이 매 레이어마다 MCS와 전송전력을 다르게 할당하기 위해서는 필연적으로 제어 정보 전송에 있어서 많은 부담이 발생하게 되는 단점이 생기게 된다. 즉, 수신측은 송신측으로 채널을 자세하게 보고하여야 하며, 송신측은 수신측에게 각각의 MCS와 전송전력을 알려주어야 하게 되므로, 많은 양의 제어정보 전송이 필요하게 된다.

한편, 상기 방법에서 많은 제어 정보량을 요구하는 단점을 극복하기 위한 방법의 하나로서 여러 개의 레이어를 한데 묶어 한 개의 그룹(group)을 형성하고, 상기 생성된 그룹단위로 MCS와 전송전력을 조절하는 방법이 고려 가능하다. 간단한 예를 들면 다음과 같다. 전체 4개의 전송 안테나가 존재하는 경우에 최대 레이어 수는 4개이다. 이때 매 레이어마다 MCS를 변화하는 방법을 고려하면, 총 4개의 레이어 각각 마다 MCS 와 전송전력을 조정하는 것도 고려 가능하다. 반면, 레이어를 그룹으로 묶어서 MCS를 변경하는 방법을 고려하면, 예를 들어 2개씩의 레이어를 묶어서 한 개의 그룹을 형성하였다고 하면, 전체 4개의 레이어가 존재하므로, 총 2개의 그룹이 형성되고, 각 그룹단위로 MCS와 전송전력을 조절하게 된다.

상기 두 가지 예에서 제어정보 측면을 비교해 보면 다음과 같다. 매 레이어마다 MCS를 변경하는 경우는 4개 레이어 각각에 대해서 수신측이 채널정보를 측정하여 송신측에게 보고하여야 하고, 송신측은 적용된 MCS와 전송전력을 4개 레이어 각각에 대해서 알려주어야 한다. 반면 2개씩의 레이어를 그룹으로 묶어서 전송하는 경우는 그룹단위로 제어를 하므로, 알려주어야 할 그룹의 수가 2개가 되므로, 제어 정보의 양이 반으로 줄이는 이점이 존재한다.

상술한 설명을 바탕으로 이하에서는 다중 안테나 시스템에서 전부호화 행렬의 특성에 대해 살펴본다.

여기서는 설명의 편의를 위해서, 특별한 언급이 없는 한 앞서 살펴본 다중 안테나 시스템의 모델링의 정의를 그대로 사용하여, 즉, 수학식 1 내지 15의 정의를 그대로 이용하도록 한다.

일반적으로, 다중안테나 시스템에서 신호의 복호는 가장 최적으로는 ML(Maximum Likelihood) 방법이 고려 가능하지만, 복잡도로 인해서 MMSE(Minimum Mean Square Error)에 기초한 복호 방법이 현실적으로 많이 고려된다. 우선, 전부호화 행렬이 없는 경우의 채널 H를 다음과 같이 표현하도록 한다.

이때, MMSE 방식의 수신기에서의 k번째 송신신호에 대한 SINR(Signal to Interference Noise Ratio)

는 다음과 같이 표현 가능하다.

한편, 전부호화 행렬이 적용되는 경우에, 유효 채널

는 다음과 같이 표현 가능하다.

또한, MMSE 방식의 수신기에서의 k번째 송신신호에 대한 SINR

는 다음과 같이 표현 가능하다.

한편, 상술한 바와 같은 이론적 배경을 바탕으로 전부호화 행렬의 변화가 신호대 간섭잡음비(SINR; Signal to Interference Noise Ratio)에 미치는 영향을 살펴보기로 한다.

먼저, 전부호화 행렬의 변화는 원래 행렬에서 두 열벡터 간의 교환(column permutation)에만 국한하여 고려해 보도록 한다. 더 구체적으로, 전부호화 행렬 W의 i번째 열벡터 w _i와 j번째 열벡터 w _j을 교환한 전부호화 행렬

가 사용된 경우는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

한편, 상기 수학식 22를 이용하여 전부호화 행렬 W가 사용된 경우의 유효채널

와, 전부호화 행렬 W의 i번째 열벡터 w_i와 j번째 열벡터 w_j을 교환한 전부호화 행렬

가 사용된 경우의 유효채널

를 각각 나타내면 다음과 같다.

상기 수학식 23으로부터 다음과 같은 결론이 가능하다. 즉, 전부호화 행렬의 두 열벡터를 교환하면(column permutation), 유효 채널의 두 열 벡터가 서로 교환되게 된다. 따라서, 신호대 간섭잡음비(SINR)도 그에 따라 서로 순서만 바뀌게 된다. 결국, 전부호화 행렬의 두 열 벡터를 교환하더라도, 전체 시스템에서 신호대 간섭잡음비 값 자체는 바뀌지 않고 신호대 간섭잡음비 값의 순서만 바뀌게 되어, 채널 용량 즉, 합 전송률(sum rate)은 일정하다. 이하에서 설명할 본 발명의 일 실시형태에서는 이와 같은 특성을 이용하여 개선된 코드북 구성 방법을 제공한다.

한편, 전부호화 행렬이 사용된 경우에 신호대 잡음비의 계산식을 살펴보도록 한다. 우선 전부호화 행렬이 적용된 유효 채널을 다음과 같이 정의할 수 있다.

이와 같은 가정 하에서, MMSE 방식의 수신기에서의 k번째 송신신호에 대한 SINR

는 다음과 같이 표현 가능하다.

상기 수학식 25에서 간섭잡음부분을 따로 고려하여 아래와 같이 표시하기로 한다.

상기 수학식 26과 같은 간섭잡음부분의 새로운 표기를 고려하여, SINR을 정리하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.

이를 이용하면, 결론적으로 SINR

은 다음과 같이 간단히 표시 가능하다.

상술한 설명에서 전부호화 행렬이 사용되는 다중안테나 시스템에서, MMSE 방식의 수신기에서의 k번째 송신신호에 대한 SINR

는 수학식 28과 같음을 살펴보았다.

여기서는 전부호화 행렬의 변화가 SINR에 끼치는 영향을 살펴보자.

첫째로, 전부호화 행렬에서 특정 열벡터에 e ^-jθ 를 곱하여 변형시키는 경우 를 살펴본다.

상기 e ^-jθ 에서 위상 성분 θ값은 [0, 2π]가 가능하다. 간단한 예로는, 전부호화 행렬에서 임의의 열벡터에, ±1 및 ±j와 같은 간단한 값이 곱해지는 경우를 생각할 수 있다. 수식적으로는 k번째 열벡터에 e ^-jθ 를 곱하는 경우를, 아래와 같은 전부호화 행렬의 변화로 표현 가능하다.

이때, 신호대 간섭잡음비 SINR

는 다음과 같다.

상기 수학식 30으로부터 다음과 같은 결론이 가능하다. 즉, 전부호화 행렬의 특정 열벡터에 e ^-jθ 를 곱하는 경우는 원래의 신호대 간섭잡음비에 영향을 끼치지 않으며, e ^-jθ 를 곱하더라도 동일한 신호대 간섭잡음비가 유지됨을 알 수 있다. 이하에서 설명할 본 발명의 일 실시형태에서는 이와 같은 특징을 이용하여 개선된 코드북을 구성하는 방법을 제안하고자 한다.

두 번째로, 전부호화 행렬에서 특정 열 벡터에 켤레복소수(conjugation)을 취하는 경우를 살펴본다. 수식적으로는 k번째 열 벡터에 켤레복소수를 취한 경우를 아래와 같은 전부호화 행렬의 변화로 표현하는 것이 가능하다.

이때, 신호대 간섭잡음비 SINR

는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

일반적으로, 위의 SINR

는 켤레 복소수를 취하는 변화 이전의 SINR

와 같지 않다. 물론, 채널 행렬이

라는 특정 조건을 만족하면 같아질 수 있지만, 그러한 경우는 매우 특수한 경우이므로 본 발명에서는 고려하지 않기로 한다.

따라서, 상기 수학식 32로부터 다음과 같은 결론이 가능하다. 즉, 전부호화 행렬의 특정 열 벡터에 켤레 복소수를 취하는 경우는 원래의 신호대 간섭잡음비에 영향을 끼쳐 다른 값이 됨을 알 수 있다. 이하에서 설명할 본 발명의 일실시형태에서는 이와 같은 특성을 이용한 개선된 코드북을 제안한다.

한편, 이하에서는 다중 안테나 시스템에서 전부호화 행렬을 위한 제어 정보에 대해 살펴본다.

일반적으로 전부호화 행렬은 송신단에서 채널을 정확히 알 수 있다면, 송신단에서 전부호화 행렬을 선택하여 송신하는 것이 가능하다. 하지만, 송신단에서 언제나 채널 상태를 정확히 알기 위해서 수신단에서 채널을 측정한 후 송신단으로 채널 정보(CQI; Channel Quality Indication)를 보고(report) 하는데 있어서, 많은 양의 채널 정보 보고가 필요하다. 따라서, 보통은 채널 정보 보고의 오버헤드(overhead)를 줄이기 위해서, 수신단에서는 채널 정보를 그대로 양자화(quantization)하여 보내기보다는, 실제 채널에 가장 정합된(matched) 랭크와 이에 따른 전부호화(precoding) 행렬을 선택하여 보내게 된다.

또한, 일반적으로 송신단에서는 이렇게 보고된 랭크와 전부호화 행렬을 그대로 사용하여 전송하게 된다.

한편, 이하에서 설명할 본 발명의 일 실시형태에서는 앞으로 특별한 언급이 없는 한, 수신단에서 채널을 측정하여, 송신단에 보고하는 정보는 MCS 등의 SINR 관련 정보를 포함하는 CQI, 전부호화 행렬 및 랭크만으로 한정한다고 가정하도록 한다. 여기서 보통 CQI는 협의로 MCS 등의 SINR 관련 정보만을 의미하기도 하고, 또는 광의로 MCS 및 전부호화 행렬, 랭크 등의 여러 정보를 포함하여서 의미하기도 한다.

여기서, 일반적으로 전부호화 행렬을 효과적으로 전송하기 위해서 송수신단 양쪽에서 미리 약속된 형태로 저장한 후, 해당 행렬의 인덱스만을 전송하는 방법을 많이 사용한다. 또한, 전부호화 행렬의 크기는 채널에 따라 보고된 랭크인 R에 따라 변하므로, N_T*R의 크기를 갖게 된다. 따라서, 각 랭크마다 복수개의 전부호화 행렬이 정의 되게 된다.

이하에서는 레이어 마다 MCS를 제어하는 경우의 전부호화 행렬 코드북을 구성하는 방법에 대해 설명한다.

여기서는 우선적으로, 매 레이어마다 MCS의 변경이 가능한 경우만을 고려하도록 한다. 즉, 코드워드의 수와 전송 레이어의 수가 같은 경우를 고려한다. 또한, 채널 상황에 따라서 레이어의 수는 가변적으로 변하는 경우를 고려한다. 일반적으로 레이어의 수는 채널의 랭크보다는 작거나 같게 되어야만 한다.

완전하게 포개진 구조(fully nested structure)를 갖는 전부호화 행렬의 구성에 관하여 살펴보자.

MIMO시스템에서 가능한 최대 랭크는 송신안테나의 수와 같게 되고, 이때 가능한 랭크는 송신 안테나 개수부터 1까지 다양하게 변할 수 있다. 여기서, 완전하게 포개진 구조를 만족하기 위해서는, 각 랭크에서 사용되는 전부호화 행렬들의 집합이 더 높은 랭크에서 사용되는 전부호화 행렬들의 모든 부분집합을 포함하여야 한다. 다시 말하면, 높은 랭크에서 사용되었던 전부호화 행렬의 일부를 사용하여 만든 행렬이 반드시 낮은 랭크의 전부호화 행렬들 중에 포함되어야 한다.

수식적으로 좀더 엄밀히 살펴보면 다음과 같다. 송신기의 안테나 개수가 N_T개라면 가능한 최대 랭크는 N_T가 되고, 이때 전부호화 행렬은 N_L*N_T의 크기를 갖는다. 또한, 실제 가능한 랭크는 N_T부터 1까지 가능하다.

최대 랭크 N_T에서 N_T*N_T의 구조를 가지는 전부호화 행렬이 사용되었을 때, 하나 낮은 랭크 N_T-1에서는 N_T*(N_T-1)의 크기를 갖는 전부호화 행렬이 사용된다. 상기 하나 낮은 랭크에서 사용되는 전부호화 행렬은 최대 랭크의 전부호화 행렬에 반드시 포함되어야만 완전하게 포개진 구조를 만족한다. 이러한 조건을 만족하는 행렬은 여러 개 존재 가능하다. 즉, 총 N_T개의 열 벡터 중에서 N_T-1개의 열 벡터를 선택하는 방법의 개수만큼 존재 가능하다. 이러한 경우의 수는

에 해당된 다. 여기서,

는 총 x개 중 y개를 선택하는 경우의 수, 즉 조합(combination) 연산을 의미한다.

일반화하여, 랭크가 N_T-m라면 전부화 행렬의 크기는 N_T*(N_T-m)이 되고, 완전하게 포개진 구조를 만족시키는 전부호화행렬의 개수는

이 된다.

한편, 앞에서 살펴본 완전하게 포개진 구조를 만족하는 전부호화 행렬의 계산은 최대 랭크에서 사용하는 전부호화 행렬이 1개일 때를 기준으로 하였으므로, 최대 랭크의 전부호화 행렬의 개수가 늘어나면 그에 비례하여 각 랭크에서 사용되는 전부호화 행렬의 개수도 늘어나게 된다. 또한, 랭크는 N_T부터 1까지의 모든 값에 대해서 가능하므로, 각 랭크의 가능한 전부호화 행렬의 총합이 전체 시스템의 전부호화 행렬의 개수가 된다. 즉, 최대 랭크 N_T에서 n개의 전부호화행렬이 사용된다고 하면, 완전하게 포개진 구조를 갖는 전부호화행렬을 구성하기 위해서 필요한 전부호화행렬의 총 개수는 다음과 같다.

이제, 완전하게 포개진 구조를 가지는 전부호화 행렬의 구체적인 예를 3GPP LTE로부터 들어 보기로 하자.

우선 송신안테나의 개수가 2개인 경우를 살펴본다. 만일 송신 안테나의 개수가 2라면, 가능한 채널의 랭크는 2 또는 1이 된다. 여기서는 랭크 2의 경우 가능한 전부호화 행렬의 크기는 2*2가 되고, 3개의 전부호화 행렬이 사용된다고 하자. 그러면, 랭크 1의 경우 가능한 전부호화 행렬의 크기는 2*1이 되고, 2*2의 랭크 2의 전부호화 행렬마다 2개씩의 2*1 전부호화 열 벡터가 사용 가능하므로, 랭크 1일 때는 총 6개의 전부호화 행렬이 할당 가능하다. 따라서, 랭크1과 2에서 전부호화 행렬의 개수는 총 9개이고, 이는 상기 수학식 33으로부터 획득한 결과인 9=(3*(2²-1))와 일치함을 알 수 있다. 결론적으로, 이와 같은 경우의 전부호화 행렬을 표로 나타내면 아래와 같다.

상기 표 1의 특징을 살펴보기로 하자. 상기 표 1에서는 랭크 2의 열 벡터가 랭크 1의 열벡터에서 모두 존재하게 된다. 따라서, 코드북의 인덱스의 개수가 랭크마다 틀린 특징을 가진다. 즉, 상기 표 1은 높은 랭크의 열벡터가 낮은 랭크의 코드북에 모두 존재하는 경우로서, 낮은 랭크일수록 열벡터의 수, 즉 코드북 인덱스의 수가 커지게 된다.

이와 같은 코드북은 수신기가 전송한 랭크와 달리 송신단에서 임의로 실제 전송하는 랭크를 낮추어 전송하는 랭크 오버라이드(rank override)의 경우에도, 이전 보고된 전부호화 행렬의 일부가 반드시 낮은 랭크에서도 존재하는 좋은 특성을 가지게 된다. 상술한 랭크 오버라이드의 경우는 HARQ 방식을 이용하는 시스템에서 초기 전송된 데이터 중 일부 데이터의 수신이 실패하여, 수신이 실패한 데이터만을 재전송하는 경우 등에 이용될 수 있다.

이제 부분적으로 포개진 구조(fully nested structure)를 갖는 전부호화 행렬을 고려해보자.

앞서 살펴본 완전하게 포개진 구조를 만족시키는 전부호화 행렬은 랭크가 N_T-m이라면 전부화 행렬의 크기는 NT*(NT-m)이 되고, 이때 개수는

이 되어야 한다. 여기서

의 값은 m값에 따라서 크게 변동하게 되므로, 각 랭크마다 필요한 전부호화행렬의 개수가 많이 변하게 된다. 이때, 해당 랭크에서 전부호화 행렬의 개수를

보다 작게 선택하면 낮은 랭크의 전부호화 행렬이 높은 랭크의 전부호화 행렬의 모든 부분집합을 표현할 수 없게 된다. 이 경우에는 수신기가 전송한 랭크와 달리 송신단에서 임의로 실제 전송하는 랭크를 낮추어 전송하는 랭크 오버라이드에서, 이전 보고된 전부호화 행렬의 일부가 반드시 낮은 랭크에서도 존재하지는 않게 된다. 따라서, 이미 수신기로부터 측정하여 전송된 SINR 또는 MCS와 같은 채널의 측정치를 그대로 사용할 수 없게 된다. 이는 같은 전부호화 행렬이 사용되지 않으면 유효채널이 바뀌게 되어, 신호의 크기와 간섭성분의 양등이 달라지게 되기 때문이다.

이제, 부분적으로 포개진 구조를 가지는 전부호화 행렬의 구체적인 예를 들어 보기로 하자. 만일 상기 표 1의 완전하게 포개진 구조의 전부호화 행렬에서 랭크 1의 코드북 인덱스 개수를 6개가 아니라 3개만 선택하면 다음 표 2와 같이 나타낼 수 있다.

상기 표 2의 특징을 살펴보기로 하자.

상기 표 2에서는 랭크 2의 열 벡터가 랭크 1의 열벡터에서 모두 존재하지 않게 된다. 따라서, 랭크 2의 특정 코드북 인덱스를 기준으로 측정된 채널정보인 SINR이나 MCS 등을 이용하여 랭크 1의 채널상태를 추정하는 것이 불가능한 경우도 존재한다.

예를 들어 랭크 2의 코드북인덱스 2번의 열벡터 2개는 랭크 1에서 존재하지 않는다. 따라서, 랭크 2에서 랭크 1로 랭크 오버라이드를 수행하는 경우에, 만일 랭크 2의 코드북 인덱스 2번을 사용하여 수신단에서 채널 정보 등의 피드백 정보를 측정하여 피드백하였으나, 송신단에서 특정한 경우 랭크 1을 사용하여야 한다면, 송신단은 랭크 2에서 사용된 어떤 전부호화 열 벡터도 랭크 1에 대해 사용할 수가 없게 된다. 따라서, 랭크 2의 코드북 인덱스 2번을 기준으로 수신단에서 측정된 채널정보인 SINR이나 MCS등을 이용하여 송신단에서 랭크 1의 채널상태를 추정하는 것이 불가능하다.

한편 랭크 2의 코드북인덱스 0번의 열 벡터 2개는 랭크 1에서 모두 존재한다. 따라서, 랭크 2에서 랭크 1로 랭크오버라이드를 하는 경우에, 만일 수신단에서 랭크 2의 코드북 인덱스 0번을 사용하였다면, 송신단은 랭크 1을 이용하면서 랭크 2에서 사용된 어떤 전부호화 열 벡터라도 사용할 수 있다. 따라서, 랭크 2의 코드북 인덱스 0번을 기준으로 측정된 채널정보인 SINR이나 MCS등을 이용하여 랭크 1의 채널상태를 추정하는 것이 매우 쉽게 가능하다. 이 경우에는 랭크 오버라이드를 완벽하게 지원한다.

앞에서 살펴보듯이, 부분적으로 포개진 구조를 갖는 전부호화 행렬은 코드북인덱스에 따라서 부분적으로 랭크 오버라이드를 지원하는 특성을 가진다.

이하에서는 레이어의 그룹 단위로 MCS를 제어하는 경우의 전부호화 행렬 코드북을 구성하는 방법에 대해 설명한다.

여기서는 우선적으로, 여러 개의 레이어를 그룹으로 묶어서 MCS의 변경이 가능하도록 제한을 한 경우만을 고려하도록 한다. 즉, 코드워드의 수가 전송 레이어의 수보다 작은 경우만을 고려한다. 단 여기서, 전체 코드워드의 수와 레이어 그룹의 수는 동일하다고 가정한다. 또한, 설명의 편의를 위해서 각 레이어 그룹을 구성하는 레이어 수는 동일하다고 가정하였다.

한편, 채널 상황에 따라서 레이어의 수는 가변적으로 변하는 경우를 고려한다. 일반적으로 레이어의 수는 채널의 랭크보다는 작거나 같게 되어야만 한다. 그러나, 레이어의 MCS 제어가 레이어 그룹단위로 이루어지므로, 한 개의 레이어 그룹을 구성하는 레이어의 수를 단위로 하여 레이어의 수가 변화하게 되는 경우를 고려한다.

좀더 수학적으로 엄밀한 설명을 위해서 전체 코드워드의 수를 N_C, 전체 레이어의 수를 N_L, 채널의 랭크를 R, 전체 레이어 그룹의 수를 N_LG, 한 개의 레이어 그룹을 구성하는 레이어의 수를 N_L ^LG이라고 하면 다음의 관계식이 성립한다.

또한, 설명의 편의를 위해서 본 발명의 일 실시형태에서, 총 레이어의 개수 N_L은 레이어 그룹을 구성하는 레이어의 개수 N_L ^LG의 배수라고 가정한다.

이와 같은 가정 하에서, 상술한 바와 같이 완전하게 포개진 구조를 가지는 전부호화 행렬의 구성에 관하여 살펴보자. MIMO 시스템에서 가능한 최대 랭크는 송신안테나의 수와 같게 되고, 이때 가능한 랭크는 송신 안테나 수부터 1까지 다양하게 변할 수 있다. 여기서, 완전하게 포개진 구조를 만족하기 위해서는, 각 랭크에 서 사용되는 전부호화 행렬들의 집합이 더 높은 랭크에서 사용되는 전부호화 행렬들의 모든 부분집합을 포함하여야 한다. 다시 말하면, 높은 랭크에서 사용되었던 전부호화 행렬의 일부를 사용하여 만든 행렬이 반드시 낮은 랭크의 전부호화 행렬들중에 포함되어야 한다.

수식적으로 좀더 엄밀히 살펴보면 다음과 같다. 송신기의 안테나 개수가 N_T개라면 가능한 최대 랭크는 N_T가 되고, 이때 전부호화 행렬은 N_T*N_L의 크기를 가진다. 또한, 본 실시형태에서는 레이어 여러 개를 한 개의 그룹으로 묶어서 MCS 변경이 가능하므로, 랭크의 변경은 레이어 그룹단위로 이루어지는 것이 효율적이다. 즉, 랭크는 한 개의 레이어를 구성하는 레이어의 수인 N_L ^LG의 단위로 이루어진다. 따라서, 실제 가능한 랭크는 N_T, N_T-N_L ^LG, N_T- 2N_L ^LG, N_T - 3N_L ^LG,..., N_L ^LG이다. 여기서, 랭크는 N_L ^LG단위로 변함을 알 수 있다.

한편, 최대 랭크 N_T에서 N_T*N_T 전부호화 행렬이 사용되었을 때, 낮은 랭크 N_T'에서는 N_T*N_T'의 크기를 갖는 전부호화 행렬이 사용된다. 상기 낮은 랭크에서 사용되는 전부호화 행렬은 최대 랭크의 전부호화 행렬에 반드시 포함되어야만 완전하게 포개진 구조를 만족한다. 이러한 조건을 만족하는 행렬은 여러 개 존재 가능하다. 단, 여기서 레이어의 변경은 레이어 그룹단위로 이루어지므로, 최대랭크 N_T에서 의 N_T*N_T의 전부호화행렬에서 N_L ^LG씩으로 그룹 지어진 레이어 그룹끼리만 변경 가능하다. 즉, 총

개의 레이어 그룹 중에서

개의 레이어 그룹을 선택하는 방법의 개수만큼 존재 가능하다. 일반화하여, 랭크가 N_L-m라면 전부화 행렬의 크기는 N_T*(N_T-m)이 되고, 완전하게 포개진 구조를 만족시키는 전부호화 행렬은

만큼의 개수를 갖는다.

앞에서 살펴본 완전하게 포개진 구조를 만족하는 전부호화 행렬의 계산은 최대 랭크에서 사용하는 전부호화행렬이 1개일 때를 기준으로 하였으므로, 최대랭크의 전부호화 행렬의 개수가 늘어나면 그에 비례하여 각 랭크에서 사용되는 전부호화 행렬의 개수도 늘어나게 된다. 또한, 랭크는 N_T, N_T-N_L ^LG, N_T - 2N_L ^LG, N_T - 3N_L ^LG,..., N_L ^LG이다. 여기서, 랭크는 N_L ^LG단위로 변함을 알 수 있다.

상기, 각 랭크의 가능한 전부호화 행렬의 총합이 전체 시스템의 전부호화 행렬의 개수가 된다. 즉, 최대 랭크 N_T에서 n개의 전부호화행렬이 사용된다고 하면, 완전하게 포개진 구조를 갖는 전부호화행렬을 구성하기 위해서 필요한 전부호화행렬의 총 개수는 다음과 같다.

이제, 완전하게 포개진 구조를 갖는 전부호화 행렬의 구체적인 예를 들어 고려해 보자.

우선 송신안테나의 개수가 4개인 경우를 살펴본다. 따라서 가능한 최대 레이어의 수는 4가 된다. 한편, 레이어 2개를 한 개의 그룹으로 묶는 경우를 고려하면, 레이어 그룹은 총 2개가 된다. 따라서, 랭크를 레이어 그룹 단위로만 변경하는 경우에, 랭크는 4 또는 2에서만 변화가 가능하다. 여기서는 랭크 4의 경우 가능한 전부호화 행렬의 크기는 4*4가 되고, 2개의 전부호화 행렬이 사용된다고 하자. 그러면, 랭크 2의 경우 가능한 전부호화 행렬의 크기는 4*2가 되고, 랭크 4의 전부호화 행렬마다 2개씩의 레이어를 묶은 레이어 그룹에서 2개의 레이어로 이루어진 한 개의 레이어 그룹을

개씩의 4*2 전부호화 열 벡터가 사용 가능하므로, 랭크 2일 때는 총 4개의 전부호화 행렬이 할당 가능하다. 랭크 1과 2에서 전부호화 행렬의 개수는 총 6개이고, 이는 상기 수학식 35로부터 획득한 결과인

와 일치함을 알 수 있다. 결론적으로, 이와 같은 경우의 전부호화 행렬을 표로 나타내면 아래와 같다.

상기 표 3을 살펴보면, 2개의 레이어를 레이어 그룹으로 구성하여서, 변화의 단위가 2 레이어인 것을 제외하고는, 상기 표 1과 기본적으로 동일한 특성을 가짐을 알 수 있다. 따라서, 랭크 오버라이드 관점에서도, 레이어 그룹단위의 랭크오버라이드를 완벽하게 지원한다.

한편, 이하에서는 레이어 그룹 단위로 MCS를 적용하는 가정 하에서, 상술한 부분적으로 포개진 구조를 갖는 전부호화 행렬을 고려해보자.

앞서 살펴본 완전하게 포개진 구조를 만족시키는 전부호화 행렬은 랭크가 N_L-m이라면 전부화 행렬의 크기는 N_L*(N_L-m)이 되고, 이때 전부호화 행렬의 개수는

이 되어야 함을 알 수 있다. 여기서

의 값은 m값에 따라서 크게 변동하게 되므로, 각 랭크마다 필요한 전부호화행렬의 개수가 많이 변하게 된다. 이때, 해당 랭크에서 전부호화행렬의 개수를

보다 작게 선택하면 낮은 랭크의 전부호화 행렬이 높은 랭크의 전부호화 행렬의 모든 부분집합을 표현할 수 없게 된다. 이 경우에는 수신기가 전송한 랭크와 달리 송신단에서 임의로 실제 전송하는 랭크를 낮추어 전송하는 랭크 오버라이드에서, 이전 보고된 전부호화 행렬의 일부가 반드시 낮은 랭크에서도 존재하지는 않게 된다. 따라서, 이미 수신기로부터 측정하여 전송된 SINR또는 MCS와 같은 채널의 측정치를 그대로 사용할 수 없게 된다. 이는 같은 전부호화 행렬이 사용되지 않으면 유효채널이 바뀌게 되어, 신호의 크기와 간섭성분의 양등이 달라지게 되기 때문이다.

이제, 부분적으로 포개진 구조를 갖는 전부호화 행렬의 구체적인 예를 들어 보기로 하자. 만일 상기 표 3의 완전하게 포개진 구조의 전부호화 행렬에서 랭크 2의 코드북인덱스 개수를 4개가 아니라 3개만 선택하면 다음과 같은 코드북을 획득할 수 있다.

상기 표 4를 살펴보면, 2개의 레이어를 레이어 그룹으로 구성하여서, 변화의 단위가 2 레이어인 것을 제외하고는, 상기 표 2와 기본적으로 동일한 특성을 가짐을 알 수 있다. 따라서, 랭크 오버라이드 관점에서도, 코드북인덱스에 따라서 부분적으로 랭크 오버라이드를 지원하는 특성을 가진다.

지금까지 살펴본 전부호화 행렬 코드북의 구성방법을 실제 적용을 예를 들어서 자세히 설명해 보기로 한다.

본 실시형태에서는 3GPP LTE에서 사용되는 기존의 코드북에 본 발명에 따라 제안한 방법을 적용하여 수정되는 예를 제시하기로 한다. 하지만, 아래 설명하는 전부호화 행렬 코드북 구성의 방법은 LTE 코드북으로 국한되는 것은 아니며 임의의 코드북 구성에도 똑같이 적용될 수 있다.

설명의 편의상 전송안테나 개수가 4개인 경우를 가정하였으며, 이때 LTE에서 사용되는 코드북은 다음 표 5와 같다.

상기 표 5에 있어서, 표기의 편의를 위해 레이어별 코드북에서 전송전력의 정규화(normalization)를 위한 상수

,

,

는 무시하였다. 각 코드북 밑의 중괄호 {} 안의 숫자는 4*4행렬의 4개의 열 벡터에서 해당 레이어 개수만큼 취해진 열 벡터의 열 번호를 의미한다.

이하에서 설명할 본 발명의 각 실시형태에서는 상술한 바와 같은 코드북을 개선하고자 한다.

상기 표 5의 코드북을 살펴보면 임의의 코드북 인덱스에서, 4×4 행렬의 전부호화 행렬로부터 열 벡터를 해당 레이어 개수만큼 선택하는데 있어서, 특별한 규칙성이 존재하지 않는다. 예를 들어, 코드북 인덱스 0번은 {1}, {14}, {124}, {1234}에 해당하는 열 벡터를 취하는 반면에, 코드북 인덱스 1번은 {1}, {12}, {123}, {1234}에 해당하는 열 벡터를 취하여 각각의 랭크에 해당하는 전부호화 행렬로 사용한다.

하지만, 현재 3GPP LTE에서는 전체 코드워드(codeword)의 개수가 2개로 제한되어 있고, 각각의 코드워드와 랭크에 따른 레이어로의 매핑은 고정되어 있다. 즉, 본 발명자에 의해 발명되고, 본 출원인에 의해 2007년 1월 9일자로 출원된 "M I M O 통신 시스템에서 코드워드와 스트림의 조합 표시 방법" (특허출원번호 2007-0002673호)에서는 합리적으로 각 코드워드와 레이어를 매핑하는 방법에 대해 개시하고 있으며, 이에 따른 일 실시형태가 현재 3GPP LTE 표준 (TS 36.211)에 반영되었다. 이를 아래 표 6에 나타내면 다음과 같다.

상기 표 6에 대해 특정 예를 들어 설명하면, 레이어의 수가 3인 경우에, 코드워드는 2개가 사용되며, 첫 번째 코드워드는 레이어1을 통해서 전송되고, 두 번째 코드워드는 레이어 2와 3을 거쳐서 전송된다. 이와 같이 레이어로의 대응이 고정되어 있으므로, 마찬가지로 전부호화 행렬의 열 벡터의 대응도 고정되게 된다.

상술한 바와 같은 제약 조건 하에서의 코드북이 수신기가 전송한 랭크와 달리 송신단에서 임의로 실제 전송하는 랭크를 낮추어 전송하는 랭크 오버라이드(rank override)의 경우를 효율적으로 지원하기 위해서는, 이전 보고된 전부호화 행렬의 레이어 그룹 일부가 반드시 낮은 랭크에서도 존재하는 특성을 가지는 것이 바람직하다. 따라서, 본 발명의 일 실시형태에서는 미리 설정된 코드워드와 레이어 매핑 관계를 고려하여, 상위 랭크에서 동일 코드워드가 매핑되는 레이어 그룹에 대한 전부호화 벡터가 하위 랭크에도 최대한 포함되도록 설정하는 것을 제안한다.

즉, 예를 들어 랭크 4에서 전부호화행렬의 4개의 열 벡터 {1, 2, 3, 4}가 사용되었다고 하자. 이러면 첫 번째 코드워드는 열 벡터 1, 2에 대응되고, 두 번째 코드워드는 열 벡터 3, 4에 대응된다. 따라서, 각각의 코드워드에 대응되도록 2개씩의 레이어가 묶어져서 레이어 그룹을 형성하였음을 알 수 있다. 또한, 채널상태 보고는 코드워드, 즉 레이어 그룹단위로 이루어 지므로, 낮은 랭크로 변할 때에도, 상위 랭크의 레이어 그룹에 해당하는 전부호화 행렬의 열 벡터가 최대한 그대로 유지되는 것이 바람직하다. 이를 위해 하위 랭크에서 전부호화 행렬의 열 벡터를 특정순서로 선택하도록 한다.

즉, 랭크 3에서 전부호화 행렬의 3개의 열 벡터 {1, 3, 4}를 사용한다고 하자. 그러면, 상기 표 6에 의해서 첫 번째 코드워드는 첫 레이어를 사용하므로 열 벡터 1을 사용하고, 두 번째 코드워드는 2번째와 3번째 레이어를 사용하게 된다. 따라서, 두 번째 코드워드는 랭크 4와 랭크 3인 경우 모두 열 벡터 3, 4의 전부보화 행렬을 통해서 전송되는 것이 보장된다. 상기 열 벡터 대응을 통해서, 랭크 4에서 사용되던 두 번째 코드워드, 즉 두 번째 레이어 그룹이 랭크 3에도 포함되게 된다.

한편, 랭크 2는 전부호화 행렬의 2개의 열 벡터 {1, 2}를 사용한다고 가정하자. 이때는, 상기 표 6에 의해서 두 개의 코드워드가 사용되고, 첫 번째 코드워드는 첫번째 레이어를 사용하므로 열 벡터 1을 사용하고, 두 번째 코드워드는 두 번째 레이어를 사용하여 열 벡터 2를 사용한다고 하자. 여기서 첫 번째 코드워드는 랭크 3과 랭크 2에서 모두 열 벡터 1을 통해서 전송되는 것이 보장된다. 상기 열 벡터 대응을 통해서, 랭크 3에서 사용되던 첫 번째 코드워드 즉 첫 번째 레이어 그룹이 랭크 2에도 포함되게 된다.

마찬가지로, 랭크 1에서 전부호화 행렬의 1개의 열 벡터 {1}를 사용한다고 가정하자. 이때는, 상기 표 6에 의해서 한 개의 코드워드만 사용되고 열 벡터 1을 통해서 전송된다. 여기서 첫 번째 코드워드는 랭크 3과 랭크 2 그리고 랭크 1에서 모두 열 벡터 1을 통해서 전송되는 것이 보장된다. 상기 열 벡터 대응을 통해서, 랭크 3과 랭크 2에서 사용되던 첫 번째 코드워드 즉 첫 번째 레이어 그룹이 랭크 1에도 포함되게 된다.

정리하면 랭크에 따른 전부화 행렬의 열 벡터 선택이 {1}, {1,2}, {1,34}, {12,34}로 고정되면, 랭크오버라이드를 좀더 효과적으로 지원할 수 있게 된다. 예를 들어 상기 표 5의 0번째 코드북을 변경하면 다음의 표 7과 같이 나타낼 수 있다. 다른 코드북 인덱스도 랭크에 따른 전부호화 행렬의 열 벡터 선택을 {1}, {1,2}, {1,34}, {12,34}로 고정하면 되며, 아래의 예 표 7에서는 표기의 편의를 위해 생략되었다.

상기 표 7과 같이 랭크 오버라이드를 레이어 그룹단위로 효과적으로 지원하기 위해서 랭크에 따라 전부호화 행렬의 열 벡터를 선택하는 방법은 상기 본 발명의 일 실시형태에 따라 제안한 {1}, {1,2}, {1,34}, {12,34} 뿐만 아니라 다양한 선택이 가능하다. 즉, 예를 들어, {1}, {1,3}, {1,24}, {13, 24} 또는 {1}, {1,4}, {1,23}, {14,23}과 같은 열 벡터 선택도 가능하다. 상기 열 벡터 선택에서 유의할 점은, 하위 랭크로 변환 시에 최대한 상위 랭크의 레이어 그룹이 포함되도록 하는 점이다.

이하에서는 기존 코드북을 기저벡터(basis vector)를 사용하여 나타낸 후, 상술한 코드북 특성을 이용하여 조합의 수를 감소시키는 방법에 대해 설명한다.

상기 표 5의 코드북을 살펴보면, 같은 기저벡터를 사용하여 나타낼 수 있는 코드북이 존재함을 알 수 있다. 예를 들어 0번째 코드북과 2번째 코드북을 보면 - 부호만을 제외하고 같은 기저벡터로 나타낼 수 있음을 알 수 있다. 이렇게, 각각의 코드북을 같은 기저벡터로 나타낼 수 있는 코드북끼리 한 개의 코드북 그룹으로 묶어서 다시 표시하면 아래 표 8과 같다. 아래 표에서 모든 코드북을 기저벡터만으로 표시하였으며, 기저벡터의 표시

는 k번째 코드북 인덱스에 해당하는 4×4 행렬의 전부호화 행렬에서 j번째 열 벡터를 취했음을 의미한다. 아래 표에서 기저벡터로 표시할 때 정규화를 위한 상수는 편의상 생략하였다.

상기 표 8의 코드북 그룹에서 4개의 레이어가 사용되는 랭크 4를 살펴보면, 같은 코드북 그룹 내에서 코드북 인덱스들끼리는 같은 기저벡터 4개를 모두 사용하며, 다만 기저벡터를 사용하는데 있어서 - 를 곱하여 부호를 바꾸거나, 복소수±j 를 곱하는 변형이 가해지기도 한다. 여기서, 전부호화 행렬의 열 벡터에 상기 ± 또는 ±j 를 곱하는 것은 신호대 간섭잡음비를 변화시키기 않음은 상술한 바와 같다.

또한, 전부호화 행렬의 열 벡터의 순서를 바꾸는 것은 신호대 간섭잡음비의 순서만 변화시킬 뿐 신호대 간섭잡음비의 값을 변화시키기 않으므로, 같은 기저벡터로 나타낸 같은 코드북 그룹내의 랭크 4 코드북은 전체 채널용량에 변화가 없이 동일한 채널용량을 가진다. 따라서, 같은 코드북 그룹내의 4개의 레이어를 위한 코드북은 1개만 사용하더라도 시스템의 성능에 아무런 영향도 주지 않게 된다. 따라서, 본 실시형태에서는 상술한 특징을 고려하여 좀더 효율적으로 다음과 같이 전부호화 행렬을 구성하는 것을 제안한다.

상기 표 9는 상기 표 8의 같은 코드북 그룹 내에서 랭크 4에 해당하는 코드북 중 제일 처음 코드북만 남겨놓고 다른 코드북들을 삭제한 것이다. 물론, 같은 코드북 그룹내의 어떤 코드북이 남겨져도 상관 없으며, 간단하게는 기저벡터 4개로 구성한 코드북을 사용하는 것도 가능하다.

위와 같이 같은 코드북 그룹 내에서 랭크 4에 대한 코드북을 한 개만 남겨 놓음으로써 획득되는 이득은 성능 열화 없이 제어정보량을 감소시킬 수 있는 점이다. 앞서 상기 표 8은 레이어의 개수가 1부터 4까지 4개이고, 각 레이어마다 16개의 코드북인덱스가 존재하므로, 총 64개의 조합이 존재하여서 제어정보 전송을 위해서 6비트가 필요하다. 한편, 본 실시형태에 따른 상기 표 9는 가능한 조합의 개수로서 총 53개의 조합이 존재하므로, 제어정보 전송을 위해서 5.72비트만 필요하다.

아울러, 본 발명의 바람직한 일 실시형태에서는 상기 코드북의 제어정보 절감의 다른 활용의 예로서 제어정보 전송을 위해 6비트가 할당된 경우에 총 64개의 가능한 상태 중 53개만 사용하므로 나머지 상태는 다른 제어정보 전송을 위해 공유되는 것을 제안한다.

한편, 이하에서는 본 발명의 또 다른 일 실시형태로서 미리 설정된 코드워드대 레이어 매핑 관계를 고려하여 특정 코드워드에 대한 피드백 정보가 동일하게 되는 코드북을 구성하는 방법에 대해 설명한다.

상술한 실시형태와 관련하여 살펴본 상기 표 9의 코드북 그룹에서 4개의 레이어가 사용되는 랭크 4를 줄이는데 있어서, 전체 "sum-rate" 가 같은 값을 나타내는 코드북은 생략하였다. 이하에서는 LTE에서와 같이 상기 표 6과 같은 방법으로 코드워드들이 각각의 레이어로 대응되는 방법이 고정되어 있다고 가정하자. 그러면, 상기 코드워드 단위로 수신단에서는 SINR, 전부호화행렬, 랭크 등의 정보를 나타내는 CQI가 측정되어, 송신단에 보고 되게 된다. 따라서, 이와 같이 보고되는 CQI가 완전히 동일한 경우의 코드북들끼리만 삭제하는 방법도 고려 가능하다.

예를 들어, 상기 표 7에서 랭크 4인 코드북들 중에서 코드북 인덱스 0번과 코드북 인덱스 8번을 살펴보자. 우선 코드북 인덱스 0은 첫 번째 코드워드의 SINR은 {0, 8}번 코드북의 기저벡터로부터 계산되며, 두 번째 코드워드의 SINR은 {2, 10}번 코드의 기저벡터로부터 계산된다. 반면, 코드북 인덱스 8번은 각각의 코드워드들이 {8, 0}과 {10, 2}번 코드북의 기저벡터로부터 SINR 즉, CQI가 계산된다.

앞서 살펴본 SINR의 특성에 의해서, 해당 코드워드들의 코드북 벡터들을 서로 위치를 바꾸거나, e ^-jθ 를 곱하는 것은 SINR에 아무런 영향을 주지 않으므로, 코드북 인덱스 0과 코드북 인덱스 8의 각 코드워드들의 SINR은 완전히 동일하다. 따라서, 전체 채널용량뿐만이 아니라, 보고되는 CQI값들도 완전히 동일하게 되므로, 코드북 인덱스 0과 코드북 인덱스 8중에서 하나를 생략하더라도 시스템에는 아무런 영향도 없게 된다.

상술한 바와 같이 CQI까지 완전하게 동일한 경우의 코드북 인덱스를 그룹으로 묶어보면, {0,8}과 그리고 {1,9}가 존재한다. 따라서, 본 실시형태에서는 코드북의 효율적인 표현을 위해서, 랭크 4인 경우에 상술한 바와 같이 CQI 값이 동일한 코드북 인덱스 그룹 중 하나의 인덱스 그룹을 생략하는 것이 가능하다.

일례로, 랭크 4에서 코드북 인덱스 8, 9를 생략한 경우를 살펴보면 아래와 같이 나타낼 수 있다.

상기 표 10과 같이 코드북 그룹 내에서 랭크4 코드북 중 동일한 CQI값을 나타내는 인덱스를 한 개만 남겨 놓음으로써 획득되는 이득은 성능 열화 없이 제어정보량을 감소시킬 수 있는 점이다. 앞서 상기 표 8은 레이어의 개수가 1부터 4까지 4개이고, 각 레이어마다 16개의 코드북 인덱스가 존재하므로, 총 64개의 조합이 존재하여서 제어정보 전송을 위해서 6비트가 필요하다. 한편, 본 실시형태에 따른 상기 표 10은 가능한 조합의 개수로서 총 62개의 조합이 존재하므로, 제어정보 전송을 위해서 5.95비트만 필요하다.

또한, 본 발명의 바람직한 일 실시형태에서는 상기 코드북의 제어정보 절감의 다른 활용의 예로서 제어정보 전송을 위해 6 비트가 할당된 경우에 총 64개의 가능한 상태 중 62 개만 사용하므로 나머지 상태는 다른 제어정보 전송을 위해 공유되도록 설정하는 것을 제안한다.

한편, 상기 표 10에서 두 개의 코드워드들의 CQI값이 완전하게 동일한 경우를 제거하였지만, 코드북 인덱스 12와 15를 살펴보면, 두 개의 코드워드들의 CQI값의 순서만 바뀌고 값 자체는 동일하다. 따라서, 좀더 효율적으로 코드북을 나타내기 위해서, 상기 표 10에서 추가로 코드북 인덱스 {12, 15} 중에서 하나를 생략하는 것도 가능하다.

일례로, 상기 표 10에서 랭크 4에서 코드북 인덱스 15를 추가로 생략한 경우를 살펴보면 아래와 같다.

한편, 이하에서는 본 발명의 또 다른 일 실시형태로서 상술한 바와 같은 기저벡터를 이용한 코드북 그룹의 개념을 이용하되, 코드북이 최대한 완전히 포함된 구조를 가지도록 설정하는 방법을 설명한다.

앞서 살펴본 상기 표 5의 코드북을 살펴보면, 같은 코드북 그룹내의 코드북들은 모두 다 기저벡터(basis vector)만을 사용하여 나타낼 수 있다. 이때 본 실시형태에서는 전체 전부호화 행렬 코드북이 완전하게 포함된 구조(fully nested structure)를 가지도록 생성하는 것을 제안한다. 이때 한 개의 코드북 그룹 내에서는 기저벡터 4개만으로 코드북을 구성하도록 하여 구성할 수 있다. 또한, 앞에서 살펴본 바와 같이 각 코드북 그룹당 ₄ C ₁ +₄ C ₂ +₄ C ₃ +₄ C ₄ = 15 개의 코드북이 필요하고 전체 코드북 그룹이 5개이므로 총 75개의 코드북으로 다음과 같이 구성한다.

상기 표 12에 있어서, 편의를 위해 4개의 레이어를 사용하는 랭크 4 코드북은 단순히 기저벡터들을 순서대로 사용한 전부호화 행렬을 사용하는 것을 가정하였다. 한편, 상기 표 12의 코드북은 총 75개의 코드북을 사용하므로, 제어정보 전송을 위해서 6.22비트가 필요하다. 아울러, 상기 표 12의 코드북은 상위 랭크의 전부호화 행렬의 일부가 반드시 하위랭크의 전부호화 행렬에 포함되어 있는, 완전하게 포함된 구조를 갖는 전부호화 행렬의 구성의 예이다.

한편, 이하에서는 본 발명의 또 다른 일 실시형태로서 상술한 기저 벡터를 이용한 코드북 그룹 개념을 이용하되, 미리 결정된 코드워드대 레이어 매핑관계를 고려하여 조합의 수를 감소시키는 코드북 구성 방법에 대해 설명한다.

앞서 살펴본 상기 표 12의 코드북을 살펴보면, 같은 코드북 그룹내의 코드북들은 모두 다 기저벡터를 사용하여 완전하게 포함된 구조를 갖도록 구성되었다. 하지만, LTE에서는 앞서 살펴본 상기 표 6과 같은 방식에 의해서 코드워드의 개수가 2개로 제한되므로, 레이어 그룹단위로 MCS조절이 이루어진다. 따라서, 본 발명의 바람직한 일 실시형태에서는 상술한 바와 같은 LTE 레이어 매핑을 고려함과 동시에 하위랭크에서 상위랭크의 레이어 그룹을 최대한 포함하도록 코드북을 구성하는 것이 더욱 바람직하다.

예를 들면, 상기 표 10의 코드북 그룹 0에서 랭크4의 전부화 행렬은

이 사용되는데, 첫 번째 코드워드는

,

을 사용하고, 두 번째 코드워드는

,

을 전부호화 행렬로 사용한다. 랭크 3에서는 랭크 4의 코드워드에서 사용된 전부호화 행렬이 포함되도록 하면 가능한 전부호화 행렬은

,

,

,

이다. 여기서 두 번째 세 번째 레이어에 해당하는 전부호화 행렬이 두 번째 코드워드에 해당하고, 상기 전부호화 행렬은 랭크 4의 첫 번째 또는 두 번째 코드워드의 전부호화 행렬과 동일함에 유의해야 한다, 이렇게 구성된 전부호화 행렬은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

상기 표 13과 상기 표 12의 차이점으로서 랭크 3에서 전부호화 행렬의 순서가 달라졌음에 주목해야 한다. 한편, 상기 표 13의 코드북은 총 75개의 코드북을 사용하므로, 제어정보 전송을 위해서 6.22 비트가 필요하다.

상기 표 13의 코드북은 상위 랭크의 전부호화 행렬의 일부가 반드시 하위랭크의 전부호화 행렬에 포함되어 있는, 완전하게 포함된 구조를 갖는 전부호화 행렬의 구성의 예이다.

한편, 이하에서는 본 발명의 또 다른 일 실시형태로서 제어 정보 오버헤드 감축의 측면에서 상술한 완전히 포함된 구조 조건을 완화하여 부분적으로 포함된 구조를 가지는 코드북을 구성하는 방법을 설명한다.

앞서 살펴본 상기 표 13의 코드북은 총 75개의 코드북을 사용하여서, 원래 LTE 코드북의 64개보다 더 많은 코드북이 사용된다. 따라서, 제어정보의 양이 늘어나므로, 본 실시형태에서는 부분적으로 포함된 구조로 조건을 완화하여 코드북의 개수를 줄이는 방법을 고려해보자. 상기 표 13에서 레이어가 2개가 사용되는 랭크 2에 집중하여 코드북의 개수를 줄여보도록 한다.

예를 들면, 상기 표 13의 코드북 그룹 0에서 랭크 4의 전부화 행렬은

이 사용되는데, 첫 번째 코드워드는

,

을 사용하고, 두 번째 코드워드는

,

을 전부호화 행렬로 사용한다. 또한 랭크 2에서는 각각의 전부호화 행렬 한 개씩이 각각의 코드워드에 대응되므로, 상기 표 12와 같은 다양한 조합이 필요치 않다. 즉,

,

,

,

,

,

과 같은 6개의 조합을 이용하기 보다는

,

의 2개의 조합을 이용하는 것이 바람직하다. 랭크 2는 랭크 3의 첫 번째 코드워드에 해당하는 전부호화 행렬 벡터 1개만 다시 사용되면 되므로 상기 2개의 조합이면 충분하다. 또한 상기 조합은 랭크 2에서 만약 한 개의 코드워드를 사용하도록 변한다고 하더라도, 랭크 4의 두 개의 코드워드 중에서 한 개의 코드워드가 그대로 사용되는 장점이 있다. 이렇게 구성된 전부호화 행렬은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

상기 표 14와 상시 표 13의 차이점으로서 랭크 2에서 전부호화 행렬의 코드북 개수가 줄어들었음에 주목해야 한다. 한편, 상기 표 14의 코드북은 총 55개의 코드북을 사용하므로, 제어정보 전송을 위해서 5.78비트가 필요하다.

한편, 본 발명의 바람직한 일 실시형태에서 상기 코드북의 제어정보 절감의 다른 활용의 예로서 제어정보 전송을 위해 6비트가 할당된 경우에 총 64개의 가능한 상태 중 53개만 사용하므로 나머지 상태는 다른 제어정보 전송을 위해 공유되는 것을 제안한다.

상기 표 14의 코드북은 상위 랭크의 전부호화 행렬의 일부가 하위랭크의 전부호화 행렬에 부분적으로 포함되어 있는, 부분적으로 포함된 구조를 갖는 전부호화 행렬의 구성의 예이다.

한편, 이하에서는 상술한 코드북의 특성 중 또 다른 특성을 고려하여 기존 코드북을 개선하는 본 발명의 또 다른 일 실시형태를 설명한다.

상술한 실시형태들에서 제안된 코드북은 모두 총 5개의 코드북 그룹으로 구성되어 있었다. 따라서, 지금까지 살펴본 코드북의 크기를 줄여 축약시킬 때 코드북 그룹단위로 줄인다면, 남아있는 각 코드북 그룹은 해당 기저벡터로 나타낼 수 있는 공간(span)을 줄이지 않게 되므로, 좀더 효율적인 코드북 사용이 가능하다. 따라서, 본 실시형태에서는 상술한 바와 같이 코드북의 크기를 줄이는데 있어서, 코드북 그룹단위로 줄이는 것이 바람직하다.

예를 들어 상기 표 8의 LTE 전부호화 행렬 코드북에서 4개의 행(row)만큼 코드북을 줄여야 한다고 가정하자. 더욱 자세히 설명하면, 상기 표 8에서 4개의 행에는 각각 4개의 랭크에 해당하는 코드북이 존재하므로, 전체 코드북은 총 16개가 줄어들게 된다. 이때, 코드북 그룹단위로 줄이는 것이 효과적이다. 이때 삭제할 코드북 그룹은 0, 1, 2어느 것이든 상관없다. 예를 들어, 상기 표 8에서 코드북 그룹 1을 줄인 경우를 아래 표 15에 나타내었다.

다른 예로, 상기 표 8에서 두 개의 행 즉, 8개의 코드북을 줄여야 한다면, 코드북 그룹 3 또는 4중에서 어느 하나를 삭제하면 된다. 예를 들어 상기 표 8에서 코드북 그룹 3을 삭제한 경우를 아래 표 16에 나타내었다.

상기 표 16과 같은 코드북 그룹단위 축약 방법은 어디든지 적용 가능하다. 예를 들어 전송 안테나가 2개인 경우의 LTE 전부화 행렬 코드북은 상기 표 1과 같다. 상기 표 1의 코드북에서 공통으로 나타낼 수 있는 기저벡터로 표현하여, 상기 표 1을 코드북 그룹단위로 표시하면 아래 표 17과 같다.

상기 표 17에서는 표기의 편의를 위해 정규화(normalization)를 위한 상수 ½,

등은 생략되었다.

한편, 상기 표 17과 같은 코드북을 축약하는데 있어서도, 코드북 그룹단위의 축약이 바람직하다. 즉, 예를 들어, 상기 표 14의 코드북에서 2개의 행(row)를 줄여야 하는 경우에는 코드북 그룹단위로 삭제할 수 있으며, 이때 삭제되는 코드북 그룹은 0,1,2 과 같이 어느 것이든지 가능하다. 더욱 구체적인 예를 들어 상기 표 17에서 코드북 그룹 1을 삭제하여 총 4개의 코드북 인덱스를 줄이는 경우의 예를 다음 표 18에 나타내었다.

상술한 실시형태들에서는 다중 안테나를 하나의 사용자가 이용하는 경우를 가정하여 설명하였다. 이하에서는 상술한 실시형태들과 관련하여 설명한 코드북 구성 방법을 다중 사용자 다중 안테나 시스템(MU-MIMO; Multi-User MIMO) 시스템에 적용하는 경우에 대해 설명한다.

MU-MIMO를 위한 코드북 생성법은 다양하게 존재할 수 있으며, 그 중에 하나로서 유니터리(Unitary) 코드북을 사용하는 방법이 고려 가능하다. MU-MIMO를 위한 유니터리 코드북 생성 방법이란, 각 사용자들에게 할당된 코드북을 모아서 전체 행렬을 구성할 경우에, 상기 전체 행렬이 유니터리 특성을 만족하는 경우를 의미한다.

일단 여기서는 LTE 코드북인 상기 표 5를 변형하여 MU-MIMO를 위한 코드북을 생성하는 방법을 고려해 본다. 설명의 편의를 위해서, 한 사용자는 한 개의 열 벡터만을 사용한다고 가정하자. 물론, 한 사용자가 여러 개의 열 벡터를 할당 받는 경우도 코드북 구성에 영향을 끼치지는 않으므로, 같은 코드북을 사용해도 무방하다. 우선, 다중 사용자를 지원하는 경우는 최대 4명까지 가능하고, 각 사용자의 코드북으로 구성한 전체 행렬은 4×4 의 크기를 가지며 유니터리 성질을 만족하는 것이 바람직하다. 상기 조건을 만족하면서, 상기 표 5로부터 최소한의 크기로 코드북을 구성하는 방법은 각 코드북에서 기저벡터(basis vector)를 추출하여, 상기 기저벡터로부터 다시 전체 코드북을 구성하는 방법이 고려 가능하다. 즉, 상기 표 5를 효율적으로 표시한 코드북인 상기 표 9를 보면 전체 코드북은 5개의 코드북 그룹으로 나뉘어 지고, 각 코드북 그룹은 4개의 기저벡터로 표현 가능하다. 따라서, 각 코드북 그룹당 해당 코드북 그룹의 기저벡터로 이루어진 4×4 행렬을 구성하는 것이 바람직하다. 이때, 각 사용자는 각 코드북 그룹을 나타내는 4×4 행렬에서 사용하는 열 벡터를 사용하기 위한 코드북으로 고르면 된다. 이렇게 코드북을 구성하면 결국 각 사용자는 최소 한 개의 열 벡터를 표현해야 하므로, 랭크1 코드북만을 표시하면 된다. 따라서, 코드북은 아래 표 19와 같이 표현 가능하다.

상기 표 19에서 음영 처리된 부분은 원래 상기 표 5의 코드북에서 랭크 1에 해당하는 코드북에는 존재하지 않는 코드북을 의미한다.

상기 표 19의 코드북은 총 5개의 4×4 행렬이 존재하고, 각각의 열 벡터를 모두 가리킬 수 있어야 하므로, 총 20개의 코드북이 존재하게 된다.

코드북을 좀더 효율적으로 줄이는 방법을 고려해보자. 앞에서 코드북 그룹 3은 4×4 행렬 구성에서 원래 코드북 인덱스 4와 6에서 4개의 기저벡터를 뽑아내었고, 또한 코드북 그룹 4는 코드북 인덱스 5와 7에서 4개의 기저벡터를 뽑아내었다. 하지만, 이는 원래 상기 표 5와 같은 코드북에서 랭크 1 코드북의 개수가 16 개인데 반해서, 상기 표 10의 코드북에서 코드북의 개수가 20으로 늘어난 이유이다. 한편, 상기 표 19의 코드북에서 코드북인덱스 4, 6, 5, 7에서 맨 처음 열 벡터들을 모아서 기저벡터로 삼아 4×4 행렬을 구성하더라도 유니터리 성질을 만족하게 됨을 알 수 있으므로, 다음 표 20과 같이 코드북 그룹 3과 4를 하나로 합쳐서 표현하는 것도 가능하다.

상기 표 20의 코드북은 총 4개의 4×4 행렬이 존재하고, 각각의 열 벡터를 모두 가리킬 수 있어야 하므로, 총 16개의 코드북이 존재하게 된다.

만일 MU-MIMO를 위한 코드북의 크기를 줄여야 한다면, 원래 생성된 코드북에서 코드북 그룹단위로 줄이는 것이 바람직하다. 즉, 상기 표 19와 표 20에서 각 코드북 그룹단위로 줄이는 것이 바람직하다. 즉, 예를 들어 코드북의 크기를 총 12개로 줄여야 한다면, 상기 표 19에서는 뒤에서 2개의 코드북 그룹을 삭제하고, 상기 표 20에서는 제일 마지막 코드북 그룹을 삭제하는 것이 가능하다. 물론, 어느 코드북 그룹을 삭제하더라도 큰 영향은 없다. 일례로, 상기 표 20으로부터 마지막 코드북 그룹을 삭제한 경우를 아래 표 21에 표시하면 다음과 같다.

상술한 실시형태들에서, 단일 사용자(single user) 또는 다중 사용자(multi user)를 위한 코드북 축약의 방법으로서 코드북 그룹단위로 조합의 수를 줄이는 방법을 제안하였다. 만일, 코드북의 축약방법을 상술한 코드북 그룹단위로 한정한다면, 송수신단간에 어느 코드북이 사용되고 어느 코드북은 축약되어 사용되지 않는지를 알려주는 방법으로, 사용되는 코드북 그룹만 나타내면 충분하게 된다. 예를 들어, 상기 표 20에서 어느 코드북이 축약되어 사용되지 않는지를 알려주기 위해서는 총 16개의 비트를 사용한 비트맵방법이 고려 가능하다. 즉, 비트맵의 각 비트마다 해당 코드북이 사용되면 1을, 사용되지 않으면 0을 할당하는 방법으로 표시 가능하다.

하지만, 코드북 그룹단위로 코드북을 축약한다면, 상기 표 20의 코드북에서 코드북 그룹은 총 4개가 존재하므로, 4개의 비트로 구성된 비트맵 방법으로 코드북 축약을 나타낼 수 있다. 즉, 상기 표 20에서 3번째 코드북 그룹이 줄어든 상기 표 21을 나타내기 위해서는, 송수신측간에 일단 상기 표 20을 기본 코드북으로 가정하고, 어느 코드북 그룹이 축약되어 사용되지 않는 지만 나타내면 되므로, 비트맵 중에서 3번째 코드북 그룹에 해당하는 비트만 0으로 표시하여 사용되지 않음을 나타내면 된다. 비트맵 중에서 다른 코드북 그룹에 대응되는 비트들은 1로 표시하여, 축약되지 않고 사용됨을 나타내게 된다.

정리하면, 코드북의 축약을 코드북 그룹단위로 하는 경우에는, 코드북 축약을 위한 제어정보 전송 시에도, 코드북 그룹별로 사용/비사용 여부를 나타내면, 간단하게 제어정보 전송이 가능하다.

한편, 이하에서는 상술한 바와 같이 본 발명의 각 실시형태에 따라 구성되는 코드북을 이용하여 신호를 전송하는 방법에 대해 설명한다.

도 4는 본 발명의 일 실시형태에 따라 다중 안테나 시스템에서 전부호화를 수행하여 신호를 전송하는 방법을 설명하기 위한 송신단의 블록도이다.

도 4는 3GPP LTE의 하향링크를 통해 신호를 전송하는 방법을 예를 들어 설명한 것이다.

먼저, 스크램블링 모듈(401)에서는 코드워드 q에 대한 입력 비트

에 사용자 특정 스크램블링 시퀀스를 이용하여 스크램블링을 수행한다. 여기서,

는 코드워드 q가 하나의 서브 프레임을 통해 물리 채널상으로 전송되는 비트 수를 의미하는 것을 가정한다. 이와 같은 스크램블링 결과 스크램블링된 비트

를 획득할 수 있다. 도 4는 코드워드가 2개까지 전송되는 예를 도시하고 있다. 즉 q는 0 또는 1일 수 있다.

다음으로, 변조 매퍼(402)에서는 스크램블링 모듈(401)에서 스크램블링된 비트들

에 QPSK, 16 QAM 또는 64 QAM 등의 미리 결정된 변조 방식에 따라 변조를 수행한다. 이에 따라 도 4에서는 복소 변조 심볼

가 출력되는 것을 도시하고 있으며, 이때

은 상기 변조 매퍼(402)에서 수행되는 변조 방식에 따라

의 1/4, 1/16 또는 1/64가 될 수 있다.

다음으로, 레이어 매퍼(403)에서는 변조 매퍼(402)에서 복소 변조된 심볼

를 복수의 레이어에 매핑하여 레이어 매핑된 심볼

,

를 생성한다. 여기서,

는 레이어의 개수를 의미하며,

는 각 레이어당 매핑된 심볼의 개수를 의미한다.

상술한 바와 같이 3GPP LTE 시스템에서는 상기 표 6과 같은 레이어 매핑 방식을 이용하는 것으로 합의되어 있으며, 이에 따라 코드워드 q에 해당하는 변조 심볼은

개의 레이어에 매핑된다.

다음으로, 전부호화 모듈(404)에서는 상술한 본 발명의 각 실시형태에 따른 코드북을 이용하여 각 레이어에 매핑된 심볼에 전부호화를 수행한다. 예를 들어, 상기 표 10 또는 표 11에서와 같이 각 코드북 인덱스 중 동일 기저 벡터로 표현 가능한 인덱스를 코드북 그룹으로 그룹핑하고, 각 코드워드에 대해 수신단으로부터 동일한 CQI가 피드백되는 조합을 제거한 코드북을 이용함으로써 채널 적응에 용이할 뿐만 아니라, 필요한 제어 정보의 양도 감소시킬 수 있다. 도 4는 이와 같은 전부호화 모듈(404)을 통해 각 레이어에 매핑된 심볼

에 전부호화를 수행하여

,

와 같은 출력 신호를 획득할 수 있다. 여기서,

는 안테나 포트 p의 자원에 매핑될 신호를 의미한다.

그 후,

는 자원 요소 매퍼(405) 및 OFDM 신호 생성 모듈(406)을 거쳐 각 안테나 포트를 통해 전송된다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시형태에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시 형태를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

상술한 바와 같은 본 발명의 실시형태들은 3GPP LTE에 적용되는 경우를 중심으로 설명하였으나, 이에 한정될 필요는 없으며, 다중 안테나 방식이 이용되는 다양한 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다.

도 1은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.

도 2는 N_T개의 송신 안테나에서 수신 안테나 i로의 채널을 도시한 도면이다.

도 3은 다중 안테나 시스템에서 코딩율, 변조 차수 및 전송 전력을 적응시키는 개념을 설명하기 위한 도면이다.

도 4는 본 발명의 일 실시형태에 따라 다중 안테나 시스템에서 전부호화를 수행하여 신호를 전송하는 방법을 설명하기 위한 송신단의 블록도이다.

Claims (18)

1. 삭제
2. 삭제
3. 삭제
4. 삭제
5. 삭제
6. 삭제
7. 삭제
8. 다중 안테나 시스템에서 전부호화(Precoding)를 수행하는 방법에 있어서,

   하나 이상의 코드 워드 각각에 따른 변조 심볼을 미리 정해진 코드워드대 레 이어 매핑 조합 중 어느 한 조합에 따라 하나 이상의 상기 레이어에 매핑하는 단계; 및

   미리 정해진 코드북으로부터 제어 정보에 따라 특정 전부호화 행렬을 선택하여 상기 레이어 매핑된 심볼에 전부호화를 수행하는 단계를 포함하며,

   상기 미리 정해진 코드북은,

   하나 이상의 동일한 기저 벡터에 임의의 θ값에 따른 e ^-jθ 를 곱한 형태만을 이용하여 나타낼 수 있는 복수의 코드북 인덱스를 코드북 그룹으로서 그룹핑한 코드북인, 전부호화 방법.
9. 제 8 항에 있어서,

   상기 미리 정해진 코드북은,

   상기 미리 정해진 코드워드대 레이어 매핑 조합에 따라 상위 랭크에서 동일한 코드워드가 매핑되는 레이어 또는 레이어 그룹이 하위 랭크에서 상기 동일한 코드워드가 매핑되는 레이어 또는 레이어 그룹으로서 포함되도록 설정된 코드북인, 전부호화 방법.
10. 제 8 항에 있어서,

    상기 미리 정해진 코드북은,

    상기 미리 정해진 코드워드대 레이어 매핑 조합에 따라 상위 랭크에서 동일 한 코드워드가 매핑되는 레이어 또는 레이어 그룹이 하위 랭크에서 상기 동일한 코드워드가 매핑되는 레이어 또는 레이어 그룹으로서 상기 하위 랭크의 랭크 개수 제약하에서 최대한 포함되도록 설정된 코드북인, 전부호화 방법.
11. 제 8 항에 있어서,

    상기 미리 정해진 코드북은

    상기 동일한 코드북 그룹 내에서 특정 랭크에 대응하는 복수의 코드북을 하나의 코드북으로 통일시켜 설정한 코드북인, 전부호화 방법.
12. 제 8 항에 있어서,

    상기 미리 정해진 코드북은

    상기 하나 이상의 코드 워드에 대해 수신측에서 채널 품질 지시자 (CQI)가 동일하게 계산되는 복수의 코드북을 하나의 코드북으로 통일시켜 설정한 코드북인, 전부호화 방법.
13. 제 8 항에 있어서,

    상기 미리 정해진 코드북은

    상기 동일한 코드북 그룹 내에서 상기 미리 정해진 코드워드대 레이어 매핑 조합에 따라 특정 코드워드의 전부호화에 이용되는 하나 이상의 전부호화 벡터가 동일한 기저 벡터 및 동일한 기저 벡터에 임의의 θ값에 따른 e ^-jθ 를 곱한 형태만을 이용하여 나타낼 수 있는 복수의 코드북을 하나의 코드북으로 통일시켜 설정한 코드북인, 전부호화 방법.
14. 제 8 항 또는 제 13 항에 있어서,

    상기 임의의 θ값에 따른 e ^-jθ 는 ±1 및 ±j 중 어느 하나인, 전부호화 방법.
15. 제 8 항에 있어서,

    상기 미리 정해진 코드북은 다중 사용자 다중 안테나 시스템을 위한 코드북이며,

    상기 미리 정해진 코드북은 각 사용자가 이용하는 코드북으로 구성된 전체 행렬이 유니터리(unitary) 성질을 만족하도록 설정되는, 전부호화 방법.
16. 제 8 항 또는 제 15 항에 있어서,

    상기 미리 정해진 코드북은,

    시스템에서 주어진 제어 정보량을 고려하여 상기 코드북 그룹 단위로 코드북 인덱스가 생략된 코드북인, 전부호화 방법.
17. 제 11 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 제어 정보는 상기 미리 정해진 코드북에서 복수의 코드북을 하나의 코드북으로 통일시킴에 따라 감소하는 코드북의 수에 해당하는 부가 정보를 포함하는, 전부호화 방법.
18. 다중 안테나 시스템에서 전부호화(Precoding)를 수행하여 신호를 전송하는 방법에 있어서,

    하나 이상의 코드 워드 각각에 따른 소정 비트 블록을 변조하여, 각 코드워드별 변조 심볼 스트림을 생성하는 단계;

    상기 하나 이상의 코드 워드 각각에 따른 변조 심볼을 미리 정해진 코드워드대 레이어 매핑 조합 중 어느 한 조합에 따라 하나 이상의 상기 레이어에 매핑하는 단계;

    미리 정해진 코드북으로부터 제어 정보에 따라 특정 전부호화 행렬을 선택하여 상기 레이어 매핑된 심볼에 전부호화를 수행하는 단계; 및

    상기 전부호화된 신호를 상기 다중 안테나를 통해 전송하는 단계를 포함하며,

    상기 미리 정해진 코드북은,

    동일한 기저 벡터에 임의의 θ값에 따른 e ^-jθ 를 곱한 형태만을 이용하여 나타낼 수 있는 복수의 코드북 인덱스를 코드북 그룹으로서 그룹핑하고,

    상기 동일한 코드북 그룹 내에서 상기 미리 정해진 코드워드대 레이어 매핑 조합에 따라 특정 코드워드의 전부호화에 이용되는 하나 이상의 전부호화 벡터가 동일한 기저 벡터 및 동일한 기저 벡터에 임의의 θ값에 따른 e ^-jθ 를 곱한 형태만을 이용하여 나타낼 수 있는 복수의 코드북을 하나의 코드북으로 통일시켜 설정한 코드북인, 신호 전송 방법.

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