KR101415169B1 - Single-Stage Asymmetrical LLC Resonant Converter Device and Method with Low Voltage Stress across Switching Transistor - Google Patents

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Abstract

Disclosed are a single-stage asymmetrical logic link control (LLC) resonant converter device having a low voltage stress across switching transistor, and a method for the same. The single-stage asymmetrical LLC resonant converter device includes a switching unit, which includes a power factor correction inductor for receiving current, a first switching transistor having a minus terminal connected with one terminal of the power factor correction inductor, a second switching transistor having a plus terminal connected with the minus terminal of the first switching transistor, a first bus capacitor having one terminal connected with a plus terminal of the first switching transistor, and a second bus capacitor having one terminal connected with a minus terminal of the second switching transistor and an opposite terminal connected with an opposite terminal of the first capacitor, and an instruction value control unit for generating a first instruction value used to control the first switching transistor based on a first duty ratio and generating a second instruction value used to control the second switching transistor based on a second duty ratio smaller than the first duty ratio.

Description

낮은 전압 스트레스의 스위칭 트랜지스터를 가지는 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치 및 방법{Single-Stage Asymmetrical LLC Resonant Converter Device and Method with Low Voltage Stress across Switching Transistor}BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a single stage asymmetric LLC resonant converter device having a switching transistor of low voltage stress,

본 발명은 연료전지용 전력변화장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는 낮은 전압 스트레스의 스위칭 트랜지스터를 가지는 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치 및 방법에 관한 것입니다.
The present invention relates to a power converter for a fuel cell, and more particularly, to a single stage asymmetric LLC resonant converter device and method having a switching transistor of low voltage stress.

화석연료의 고갈과 환경오염의 심각성 및 기존 전력 설비의 노후 등의 지속적인 문제들로 인해 신 재생에너지원의 개발 및 기존 전력설비와의 연계에 관한 많은 연구가 진행되어 왔다. 신 재생에너지원에는 태양광, 풍력, 연료전지, 바이오 매스등이 있는데, 이 중에서도 연료전지는 높은 에너지 효율, 친환경적, 저소음, 시스템구축의 용이성 등으로 설치장소의 제약이 적다. 또한 연료의 공급만 지속된다면 상시 발전이 가능하고 전기와 열을 동시에 얻을 수 있어 많은 연구가 수행되고 있다.Many researches have been conducted on the development of renewable energy sources and linkage with existing power facilities due to the persistent problems such as depletion of fossil fuels, the seriousness of environmental pollution and the aging of existing power facilities. Renewable energy sources include solar power, wind power, fuel cells, and biomass. Fuel cells, on the other hand, are not limited by their high energy efficiency, environmentally friendly, low noise, and ease of system construction. In addition, if the supply of fuel is maintained only continuously, electricity can be generated at the same time, and heat and heat can be obtained at the same time.

연료전지는 그 동안 여러 종류가 개발되어 왔는데, 이중 고분자 전해질 연료 전지(PEMFC: Proton Exchange Membrane Fuel Cell)는 고체 고분자막을 이용하여 수소와 산소 연료의 전기화학적 반응을 통해 전기에너지를 생성하고 부산물로 열에너지와 물을 생산하는 형태로 시스템의 단순성과 높은 전력밀도를 갖는다. 또한 분산전원과 같은 발전설비용뿐만 아니라 현재 유일하게 승용차용 동력발생장치로 고려되고 있을 정도로 뛰어난 성능을 가지고 있다. 그러나 연료전지는 기존의 DC 전원과는 달리 전기화학반응에 의한 분극 현상에 따른 손실로 비선형적인 특성을 가지며 수십 볼트의 저전압 출력 특성을 갖기 때문에 220V, 60Hz의 전력계통에 연계하여 발전하기 위해서는 반드시 고효율 전력변환기가 요구된다.There are many kinds of fuel cells that have been developed in the past, such as PEMFC (Proton Exchange Membrane Fuel Cell), which uses a solid polymer membrane to generate electrical energy through electrochemical reactions between hydrogen and oxygen fuel, And water. The system has simplicity and high power density. In addition, it has a performance that is considered to be the only power generating device for passenger cars as well as power generation facilities such as distributed power sources. However, unlike conventional DC power supplies, fuel cells have nonlinear characteristics due to polarization due to electrochemical reactions and have low voltage output characteristics of several tens of volts. Therefore, in order to develop in connection with power systems of 220V and 60Hz, A power converter is required.

현재까지 연료전지용 DC-DC 컨버터로는 풀-브릿지 컨버터(Full-bridge Converter), 푸시-풀 컨버터(Push-pull Converter) 또는 부스터 컨버터(Boost Converter)가 많이 사용되어왔다.Up to now, full-bridge converters, push-pull converters (Push-pull converters) or boost converters (Boost converters) have been widely used as DC-DC converters for fuel cells.

하지만 풀-브릿지 컨버터(Full-bridge Converter)는 변압기의 외형은 절감되지만 많은 스위칭 소자에 따른 스위칭 손실이 큰 단점을 갖는다. 푸시-풀 컨버터(Push-pull Converter)는 스위치 소자의 절감에 따른 적은 손실을 갖지만 스위칭 소자의 전압 스트레스와 2조로 구성된 1차측 권선을 요구하므로 88%정도의 낮은 효율을 갖는다. 부스터 컨버터(Boost Converter)는 스위칭 소자 수에 따른 적은 손실의 장점을 갖지만 일반적으로 3∼4배의 낮은 승압비를 갖게 된다. 최근에는 무변압기형 부스트 컨버터나 절연형 부스트 컨버터 등의 여러 방식으로 고승압이 가능하나 효율이 86∼90%수준에 머물거나 94∼96%의 고효율을 갖지만 많은 스위칭 소자, 변압기 수의 증가 등의 단점을 갖는다. 또한 스위칭 소자에 생기는 높은 내압 때문에 스위칭 소자의 수명이 낮아지는 단점이 있다.
However, the full-bridge converter has a disadvantage in that the transformer has a large switching loss due to a large number of switching elements, though the external shape of the transformer is reduced. The push-pull converter has a low loss due to the reduction of the switching elements, but requires a voltage stress of the switching element and a primary winding composed of two sets, which is as low as 88%. Boost converters have the advantage of low loss due to the number of switching elements, but generally have a boost ratio as low as three to four times. In recent years, it is possible to boost the voltage by various methods such as transformer-type boost converter and insulated-type boost converter, but the efficiency is in the range of 86 to 90% or the efficiency of 94 to 96% . Further, the lifetime of the switching element is lowered due to the high withstand voltage generated in the switching element.

본 발명이 이루고자 하는 기술적인 과제는 스위칭 트랜지스터에 인가되는 내압을 낮추는데 목적이 있다.SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to reduce an internal voltage applied to a switching transistor.

본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적인 과제는 스위칭 손실을 줄여서 스위칭 주파수에 영향을 받는 소자들을 소형화하는데 목적이 있다.Another technical problem to be solved by the present invention is to reduce the switching loss, thereby miniaturizing the elements affected by the switching frequency.

본 발명이 이루고자 하는 또 다른 기술적인 과제는 전체적인 회로의 비용을 줄이는데 목적이 있다.
Another technical problem to be solved by the present invention is to reduce the overall circuit cost.

전류를 수신하는 역률 보정 인덕터, 상기 역률 보정 인덕터의 일단과 마이너스 단이 연결된 제1 스위칭 트랜지스터, 상기 제1 스위칭 트랜지스터의 마이너스 단과 플러스 단이 연결된 제2 스위칭 트랜지스터, 일단이 상기 제1 스위칭 트랜지스터의 플러스 단과 연결된 제1 버스 커패시터, 및 일단이 상기 제2 스위칭 트랜지스터의 마이너스 단과 연결되고 타단이 제1 버스 커패시터의 타단과 연결된 제2 버스 커패시터를 포함하는 스위칭부 및 제1 듀티비를 기초로 상기 제1 스위칭 트랜지스터를 제어하기 위한 제1 지령치를 생성하고, 상기 제1 듀티비보다 작은 제2 듀티비를 기초로 상기 제2 스위칭 트랜지스터를 제어하기 위한 제2 지령치를 생성하는 지령치 제어부를 포함할 수 있다.A first switching transistor having a negative terminal coupled to one end of the power factor correction inductor, a second switching transistor having a negative terminal coupled to the positive terminal of the first switching transistor, and a second switching transistor having a positive terminal coupled to the positive terminal of the first switching transistor, And a second bus capacitor having one end connected to the negative end of the second switching transistor and the other end connected to the other end of the first bus capacitor; and a second bus capacitor connected between the first bus capacitor and the first bus capacitor, And a setpoint control section for generating a first command value for controlling the switching transistor and a second command value for controlling the second switching transistor based on a second duty ratio smaller than the first duty ratio.

상기 제1듀티비는 상기 제1 스위칭 트랜지스터의 듀티주기 중 상기 스위칭 트랜지스터가 스위치온(switch-on)되는 시간의 비이고, 상기 제2 듀티비는 상기 제2 스위칭 트랜지스터의 듀티주기 중 상기 제2 스위칭 트랜지스터가 스위치온되는 시간의 비일 수 있다.Wherein the first duty ratio is a ratio of a time during which the switching transistor is switched on during a duty cycle of the first switching transistor and the second duty ratio is a duty ratio of the second It may be a ratio of the time when the switching transistor is switched on.

상기 스위칭부는, 상기 제1 지령치를 부여 받으면 상기 제1 스위칭 트랜지스터는 스위치온이 되고, 상기 제1 지령치를 부여 받지 않으면 상기 제1 스위칭 트랜지스터는 스위치오프(switch-off)가 되며, 상기 제2 지령치를 부여 받으면 상기 제2 스위칭 트랜지스터는 스위치온이 되고, 상기 제2 지령치를 부여 받지 않으면 상기 제2 스위칭 트랜지스터는 스위치오프가 될 수 있다.Wherein the first switching transistor is switched on when the first command value is given and the first switching transistor is switched off when the first command value is not applied, The second switching transistor is switched on, and if the second set value is not given, the second switching transistor can be switched off.

상기 지령치 제어부는, 상기 역률 보정 인덕터가 상기 수신된 전류 흐름에 따라 자기를 충전하도록 상기 제1 지령치를 상기 제1 스위칭 트랜지스터에 부여하고, 상기 역률 보정 인덕터가 상기 충전된 자기에 따라 전류를 출력하도록 상기 제2 지령치를 상기 제2 스위칭 트랜지스터에 부여할 수 있다.Wherein the command value control unit applies the first command value to the first switching transistor so that the power factor correcting inductor charges the magnetism according to the received current flow so that the power factor correcting inductor outputs a current in accordance with the charged magnetism And the second command value may be applied to the second switching transistor.

상기 제1 스위칭 트랜지스터 및 제2 스위칭 트랜지스터는 영전압 스위칭(ZVS: Zero Voltage Switching)일 수 있다. The first switching transistor and the second switching transistor may be zero voltage switching (ZVS).

상기 제2 듀티비는 상기 제1 스위칭 트랜지스터의 내압을 낮추기 위한 값으로 설정될 수 있다.The second duty ratio may be set to a value for lowering the breakdown voltage of the first switching transistor.

상기 제2 듀티비는 0.2에서 0.5로 설정될 수 있다.The second duty ratio may be set from 0.2 to 0.5.

제1 스위칭 트랜지스터가 제1 지령치를 부여받는 단계, 역률 보정 인덕터의 수신된 전류 흐름에 따라 자기를 충전하는 단계, 제2 스위칭 트랜지스터가 상기 제1 지령치보다 짧은 제2 지령치를 부여받는 단계 및 상기 인덕터에 충전된 자기에 따라 전류를 출력할 수 있다.
Charging the magnet in accordance with the received current flow of the power factor correction inductor, receiving a second setpoint value that is shorter than the first setpoint value by the second switching transistor, It is possible to output a current according to the magnetism charged in the magnet.

본 발명에 따른 낮은 전압 스트레스의 스위칭 트랜지스터를 가지는 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치 및 방법에 의하면, 스위칭 트랜지스터에 인가되는 내압을 낮출 수 있다.According to the single stage asymmetric LLC resonant converter device and method having a switching transistor of low voltage stress according to the present invention, the breakdown voltage applied to the switching transistor can be lowered.

또한 스위칭 손실을 줄여서 스위칭 주파수에 영향을 받는 소자들을 소형화할 수 있다.In addition, the switching loss can be reduced to miniaturize the devices affected by the switching frequency.

또한 전체적인 회로의 비용을 줄이는데 목적이 있다.
It also aims to reduce the overall circuit cost.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치를 도시한 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치를 도시한 회로도이다.
도 3은 도2의 스위칭부를 확대하여 도시한 회로도이다.
도 4은 도2의 스위칭부의 듀티비와 스위칭부의 출력전압 및 입력전압의 나눈값과의 관계를 도시한 예시도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 입력 전압 및 입력 전류의 역률개선을 도시한 예시도이다.
도 6는 본 발명의 일 실시예에 따른 출력 전압 및 출력 전류를 도시한 예시도이다.
도 7는 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 트랜지스터의 내압 및 기존 스위칭 트랜지스터의 내압을 도시한 예시도이다.
도 8는 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 트랜지스터의 게이트 및 영전압 스위칭을 도시한 예시도이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭부 및 지령치 제어부의 관계를 도시한 순서도이다.1 is a block diagram illustrating a single stage asymmetric LLC resonant converter device according to an embodiment of the present invention.
2 is a circuit diagram showing a single-stage asymmetrical LLC resonant converter device according to an embodiment of the present invention.
3 is an enlarged circuit diagram of the switching unit of FIG.
4 is an exemplary diagram showing a relationship between the duty ratio of the switching unit of FIG. 2 and the divided value of the output voltage and the input voltage of the switching unit.
5 is an exemplary diagram illustrating power factor improvement of an input voltage and an input current according to an embodiment of the present invention.
6 is an exemplary view showing an output voltage and an output current according to an embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an exemplary view showing a breakdown voltage of a switching transistor and a breakdown voltage of an existing switching transistor according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG.
8 is an exemplary diagram illustrating gate and zero voltage switching of a switching transistor according to an embodiment of the present invention.
9 is a flowchart showing a relationship between a switching unit and a setpoint control unit according to an embodiment of the present invention.

이하 본 발명의 실시예를 첨부된 도면들을 참조하여 상세히 설명할 수 있다. 우선 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 할 수 있다. 또한 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 당업자에게 자명하거나 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략할 수 있다.
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In the drawings, the same reference numerals are used to designate the same or similar components throughout the drawings. In the following description of the present invention, a detailed description of known functions and configurations incorporated herein will be omitted when it may make the subject matter of the present invention rather obvious or understandable to those skilled in the art.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치를 도시한 블록도이다.1 is a block diagram illustrating a single stage asymmetric LLC resonant converter device according to an embodiment of the present invention.

도 1을 참조하면, 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)는 교류 전압을 공급하고 상기 교류 전압을 직류 전압으로 정류를 할 수 있다. 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)는 트랜지스터의 지령치를 지시하고 듀티비를 제어할 수 있다. 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)는 지령치에 따라 스위칭 트랜지스터가 동작할 수 있다. 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)는 스위칭 트랜지스터의 동작에 따라 자기로 생성된 전압을 충전하거나 출력을 반복할 수 있다. 또한 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)는 변압기를 이용하여 전압을 조절하고 부하를 구동시킬 수 있다. Referring to FIG. 1, the asymmetric LLC resonant converter device 1 may supply an AC voltage and rectify the AC voltage to a DC voltage. The asymmetric LLC resonant converter device 1 can indicate the command value of the transistor and control the duty ratio. The asynchronous LLC resonant converter device 1 can operate the switching transistor in accordance with the set value. The asymmetrical LLC resonant converter device 1 can charge the self-generated voltage or repeat the output according to the operation of the switching transistor. Also, the asymmetric LLC resonant converter device 1 can be used to regulate the voltage and drive the load using a transformer.

단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)는 전원부(100), 스위칭부(200), 출력부(300) 및 지령치 제어부(400)를 포함할 수 있다.The asynchronous LLC resonant converter device 1 may include a power supply unit 100, a switching unit 200, an output unit 300, and a setpoint control unit 400.

전원부(100)는 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)의 전원을 공급해줄 수 있다. 전원은 전압이 220V일 수 있고, 교류 전압일 수 있다. 전원부(100)는 고조파 성분이 전원에 전달되지 않게 필터링을 할 수 있다. 전원부(100)는 교류 전압에 대해 전파 정류를 할 수 있다. 전원부(100)는 교류 전압을 전파 정류를 하여 직류 전압으로 정류할 수 있다.The power supply unit 100 can supply power to the asymmetric LLC resonant converter device 1 of only one end. The power source may be 220V and may be an AC voltage. The power supply unit 100 can perform filtering so that the harmonic components are not transmitted to the power source. The power supply unit 100 can perform full-wave rectification with respect to the AC voltage. The power supply unit 100 can rectify the AC voltage to a DC voltage by full-wave rectification.

스위칭부(200)는 전원부(100)에서 변화된 직류 전압을 충전하거나 출력을 할 수 있다. 상기 직류 전압은 스위칭 트랜지스터의 온오프(on-off)에 따라 반복적으로 충전하거나 출력이 될 수 있다. 스위칭부(200)는 지령치를 이용하여 스위칭 트랜지스터의 온오프를 할 수 있다. 지령치는 스위치 트랜지스터에게 스위치온(switch-on)을 지시하는 명령일 수 있다. The switching unit 200 may charge or output the changed DC voltage in the power supply unit 100. [ The DC voltage may be repeatedly charged or output in response to on-off of the switching transistor. The switching unit 200 can turn on and off the switching transistor using the set value. The setpoint may be an instruction to instruct the switch transistor to switch-on.

출력부(300)는 스위칭부(400)에서 출력된 주파수를 공진을 할 수 있다. 출력부(300)는 변압기를 통해 부하에 요구되는 전압과 전류로 변환할 수 있다. 상기 부하는 LED, 전구, 모터 및 저항 중 적어도 하나일 수 있다.The output unit 300 may resonate the frequency output from the switching unit 400. [ The output unit 300 can convert the voltage and current required for the load through the transformer. The load may be at least one of an LED, a bulb, a motor, and a resistor.

지령치 제어부(400)는 스위칭부(200)에 포함된 스위칭 트랜지스터의 지령치를 제어할 수 있다. 즉 지령치 제어부(400)는 듀티비(duty ratio)를 제어할 수 있다. 상기 듀티비는 스위칭 트랜지스터의 듀티주기 중에 상기 스위칭 트랜지스터가 스위치온되는 시간의 비일 수 있다. 지령치 제어부(400)는 스위칭 트랜지스터에 지령치를 부여하여 스위치온을 지시할 수 있다. 상기 지령치는 회로에 따라 달라질 수 있다. The setpoint control unit 400 may control a setpoint of a switching transistor included in the switching unit 200. [ That is, the command value control unit 400 can control the duty ratio. The duty ratio may be a ratio of a time during which the switching transistor is switched on during a duty cycle of the switching transistor. The command value control unit 400 may give a command value to the switching transistor to instruct the switch-on. The command value may vary depending on the circuit.

지령치 제어부(400)는 회로에 최적화된 주기를 산출할 수 있다. 따라서 지령치 제어부(400)는 스위칭 트랜지스터의 내압을 줄일 수 있는 최적화된 주기를 스위칭부(200)에 지시할 수 있다.
The setpoint control unit 400 can calculate a cycle optimized for the circuit. Therefore, the setpoint control unit 400 can instruct the switching unit 200 to optimize the period in which the breakdown voltage of the switching transistor can be reduced.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치를 도시한 회로도이다.2 is a circuit diagram showing a single-stage asymmetrical LLC resonant converter device according to an embodiment of the present invention.

도 2를 참조하면, 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터(1)는 전원을 공급하고 전파 정류를 하며, 스위칭 트랜지스터의 내압을 조절하고, 부하를 구동시킬 수 있다. 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터(1)는 전원부(100), 스위칭부(200), 출력부(300) 및 지령치 제어부(400)를 포함할 수 있다.Referring to FIG. 2, the asymmetric LLC resonant converter 1 can supply power, perform full-wave rectification, adjust the internal pressure of the switching transistor, and drive the load. The asynchronous LLC resonant converter 1 may include a power supply unit 100, a switching unit 200, an output unit 300, and a setpoint control unit 400.

전원부(100)는 교류 전압을 공급하고 상기 교류 전압을 직류 전압으로 정류할 수 있다. 전원부(100)는 전원(Vac)(110), 필터 인덕터(Lf)(120), 필터 커패시터(Cf)(130) 및 풀-브리지 다이오드(full bridge diode)(140)를 포함할 수 있다. The power supply unit 100 may supply an AC voltage and rectify the AC voltage to a DC voltage. The power supply 100 may include a power supply (V ac) 110, a filter inductor (L f ) 120, a filter capacitor (C f ) 130 and a full bridge diode 140 have.

전원(110)은 전압이 220V인 교류전압을 회로에 공급할 수 있다. 필터 인덕터(120) 및 필터 커패시터(130)은 역률 보정 인덕터(Lin)(210)에 의해서 생기는 전류에 대한 고조파 성분을 전원(100)에 전달되지 않게 필터링을 할 수 있다. 풀-브리지 다이오드(140)는 필터링된 교류 전압을 직류 전압으로 정류할 수 있다. 풀-브리지 다이오드(140)는 전파 정류 작용을 하는 소자일 수 있다.The power supply 110 can supply an AC voltage having a voltage of 220 V to the circuit. The filter inductor 120 and the filter capacitor 130 may filter the harmonic components of the current generated by the power factor correction inductor (L in ) 210 from being transmitted to the power source 100. The full-bridge diode 140 may rectify the filtered AC voltage to a DC voltage. The full-bridge diode 140 may be a device that performs a full-wave rectification operation.

스위칭부(200)는 역률 보정 인덕터(210), 제1 스위칭 트랜지스터(Q1)(220), 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)(230), 제1 버스 커패시터(Cbus1)(240) 및 제2 버스 커패시터(Cbus2)(250)를 포함할 수 있다. 스위칭부(200)는 전류를 수신하는 역률 보정 인덕터(210)를 포함할 수 있다. 스위칭부(200)는 역률 보정 인덕터(210)의 일단과 마이너스 단이 연결된 제1 스위칭 트랜지스터(220) 및 제1 스위칭 트랜지스터(220)의 마이너스 단과 플러스 단이 연결된 제2 스위칭 트랜지스터(230)를 포함할 수 있다. 스위칭부(200)는 일단이 제1 스위칭 트랜지스터(220)의 플러스 단과 연결된 제1 버스 커패시터(240) 및 일단이 제2 스위칭 트랜지스터(230)의 마이너스 단과 연결되고 타단이 제1 버스 커패시터(240)의 타단과 연결된 제2 버스 커패시터(250)를 포함할 수 있다.The switching unit 200 includes a power factor correction inductor 210, a first switching transistor Q 1 220, a second switching transistor Q 2 230, a first bus capacitor C bus1 240, 2 bus capacitor (C bus2 ) 250. The switching unit 200 may include a power factor correction inductor 210 that receives current. The switching unit 200 includes a first switching transistor 220 connected to one end of the power factor correction inductor 210 at a negative terminal and a second switching transistor 230 connected to a negative terminal and a positive terminal of the first switching transistor 220 can do. The switching unit 200 includes a first bus capacitor 240 having one end connected to the positive terminal of the first switching transistor 220 and one end connected to the negative terminal of the second switching transistor 230 and the other terminal connected to the first bus capacitor 240, And a second bus capacitor 250 connected to the other end of the second bus capacitor 250.

지령치 제어부(400)는 제1 듀티비를 기초로 제1 스위칭 트랜지스터(220)를 제어하기 위한 제1 지령치를 생성하고, 제1 듀티비보다 작은 제2 듀티비를 기초로 제2 스위칭 트랜지스터(230)를 제어하기 위한 제2 지령치를 생성할 수 있다. 또한 지령치 제어부(400)는 제1 지령치 및 제2 지령치를 동시에 부여할 수 없다.The command value control unit 400 generates a first command value for controlling the first switching transistor 220 based on the first duty ratio and generates a second command value for controlling the second switching transistor 230 The second command value can be generated. In addition, the command value control unit 400 can not simultaneously give the first command value and the second command value.

역률 보정 인덕터(210)는 풀-브리지 다이오드(140)에서 전파 정류된 전압을 충전할 수 있다. 역률 보정 인덕터(210)는 제1 스위칭 트랜지스터(220)가 제1 지령치를 부여 받으면 상기 수신된 전류 흐름에 따라 자기를 충전할 수 있다. 역률 보정 인덕터(210)는 제2 스위칭 트랜지스터(230)가 제2 지령치를 부여 받으면 상기 충전된 자기에 따라 전류를 출력할 수 있다. The power factor correction inductor 210 may charge the full-wave rectified voltage at the full-bridge diode 140. [ The power factor correction inductor 210 can charge the magnetism according to the received current flow when the first switching transistor 220 is given the first command value. The power factor correction inductor 210 may output a current according to the charged magnetism when the second switching transistor 230 is given the second command value.

제 1 스위칭 트랜지스터(220) 및 제2 스위칭 트랜지스터(230)는 지령치 제어부(400)에서 부여하는 지령치에 따라 스위치 온오프를 할 수 있다. 제1 스위칭 트랜지스터(220)는 제1 지령치를 부여 받으면 스위치온이 되고, 제1 지령치를 부여 받지 않으면 스위치오프(switch-off)가 될 수 있다. 또한 제2 스위칭 트랜지스터(230)는 제2 지령치를 부여 받으면 스위치온이 되고, 제2 지령치를 부여 받지 않으면 스위치오프가 될 수 있다.The first switching transistor 220 and the second switching transistor 230 may switch on and off according to an instruction value given by the setpoint control unit 400. [ The first switching transistor 220 is switched on when the first command value is given, and can be switched off when the first command value is not given. Also, the second switching transistor 230 is switched on when the second set value is given, and can be switched off when the second set value is not applied.

제1 스위칭 트랜지스터(220) 및 제2 스위칭 트랜지스터(230)는 스위치 온오프를 하면서 발생할 수 있는 손실을 줄이기 위해 영전압 스위칭(ZVS: Zero Voltage Switching)일 수 있다. 영전압 스위칭은 스위칭 손실을 줄여서 스위칭 주파수에 영향을 받는 소자들을 소형화할 수 있다. 따라서 회로의 비용을 절감할 수 있다.The first switching transistor 220 and the second switching transistor 230 may be Zero Voltage Switching (ZVS) in order to reduce a loss that may occur while switching on and off. Zero voltage switching reduces the switching losses, which can downsize the devices affected by the switching frequency. Therefore, the cost of the circuit can be reduced.

제1 버스 커패시터(240) 및 제2 버스 커패시터(250)는 제2 스위칭 트랜지스터(230)이 스위치온일 경우, 출력되는 전류의 전압이 인가될 수 있다. 또한 상기 인가된 전압은 제1 스위칭 트랜지스터(220)에 인가되는 내압일 수 있다.The first bus capacitor 240 and the second bus capacitor 250 can be supplied with the voltage of the output current when the second switching transistor 230 is switched on. Also, the applied voltage may be the internal voltage applied to the first switching transistor 220. [

출력부(300)는 공진 커패시터(Cr)(310), 공진 인덕터(Lr)(320), 자화 인덕터(Lm)(330), 변압기(340), 제1 다이오드(350), 제2 다이오드(360), 출력 커패시터(Co)(370) 및 부하(380)를 포함할 수 있다. 변압기(340)는 공진 인덕터(320) 및 자화 인덕터(330)를 포함할 수 있다.The output unit 300 includes a resonant capacitor C r 310, a resonant inductor L r 320, a magnetizing inductor L m 330, a transformer 340, a first diode 350, An output capacitor 360, an output capacitor (C o ) 370, and a load 380. The transformer 340 may include a resonant inductor 320 and a magnetizing inductor 330.

공진 커패시터(310) 및 공진 인덕터(320)는 스위칭부(200)에서 출력된 주파수를 공진시킬 수 있다. 공진된 주파수는 정형파일 수 있다. 따라서, 변압기(340)는 정형파를 변압시킬 수 있다. 이를 통해 출력부(300)는 출력 인덕터 없이 출력 커패시터(370)만 포함할 수 있다. 또한 제1 다이오드(350) 및 제2 다이오드(360)는 변압기(340)가 전압 및 전류를 변화하는데 보조적인 역할을 할 수 있다.The resonant capacitor 310 and the resonant inductor 320 can resonate the frequency output from the switching unit 200. [ The resonant frequency can be a regular file. Therefore, the transformer 340 can transform the shaping wave. Whereby the output 300 can include only the output capacitor 370 without an output inductor. The first diode 350 and the second diode 360 may also serve as an auxiliary for the transformer 340 to vary voltage and current.

부하(380)는 최종적으로 출력하는 부분으로써 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)는 LED로 설계하였지만, 전구, 모터 및 저항 중 적어도 하나로 설계할 수 있다.
The load 380 is the final output part. The asymmetrical LLC resonant converter device 1 is designed as an LED, but it can be designed as at least one of a light bulb, a motor, and a resistor.

도 3은 도2의 스위칭부를 확대하여 도시한 회로도이다.3 is an enlarged circuit diagram of the switching unit of FIG.

도 3을 참조하면, 스위칭부(200)는 제1 스위칭 트랜지스터(220) 및 제2 스위칭 트랜지스터(230)에 인가되는 내압을 산출할 수 있다.Referring to FIG. 3, the switching unit 200 may calculate the internal pressure applied to the first switching transistor 220 and the second switching transistor 230.

스위칭부(200)는 키르히호프의 전압법칙(KVL: Kirchhoff? Voltage Law)을 이용하여 제1 스위칭 트랜지스터(220) 및 제2 스위칭 트랜지스터(230)에 인가되는 내압을 확인할 수 있다.The switching unit 200 can confirm the breakdown voltage applied to the first switching transistor 220 and the second switching transistor 230 by using the Kirchhoff? Voltage law (KVL) of the Kirchhoff.

만약 제1 스위칭 트랜지스터(220)이 스위치온이 되고 제2 스위칭 트랜지스터(230)이 스위치오프가 되면, 제2 스위칭 트랜지스터(230)에 인가되는 내압은 제1 버스 커패시터(240) 전압 및 제2 버스 커패시터(250) 전압의 합일 수 있다.If the first switching transistor 220 is switched on and the second switching transistor 230 is switched off, the breakdown voltage applied to the second switching transistor 230 is lower than the voltage of the first bus capacitor 240 and the voltage of the second bus capacitor 240. [ The voltage of the capacitor 250 may be the sum of the voltages.

만약 제2 스위칭 트랜지스터(230)이 스위치온이 되고 제1 스위칭 트랜지스터(220)이 스위치온이 되면, 제1 스위칭 트랜지스터(220)에 인가되는 내압은 제1 버스 커패시터(240) 전압 및 제2 버스 커패시터(250) 전압의 합일 수 있다.When the second switching transistor 230 is switched on and the first switching transistor 220 is switched on, the breakdown voltage applied to the first switching transistor 220 is lower than the voltage of the first bus capacitor 240, The voltage of the capacitor 250 may be the sum of the voltages.

만약 제1 스위칭 트랜지스터(220) 및 제2 스위칭 트랜지스터(230)이 스위치오프가 되면, 제1 스위칭 트랜지스터(220) 및 제2 스위칭 트랜스터(230)에 인가되는 내압이 제1 버스 커패시터(240) 전압 및 제2 버스 커패시터(250) 전압의 합일 수 있다.When the first switching transistor 220 and the second switching transistor 230 are switched off, the internal voltage applied to the first switching transistor 220 and the second switching transistor 230 is applied to the first bus capacitor 240, Voltage and the second bus capacitor 250 voltage.

제1 스위칭 트랜지스터 및 제2 스위칭 트랜지스터에 인가되는 최대 내압은 제1 스위칭 트랜지스터(220)가 스위치온이고 제2 스위칭 트랜지스터(230)가 스위치오프이거나, 제2 스위칭 트랜지스터(230)가 스위치온이고 제1 스위칭 트랜지스터(220)가 스위치오프인 경우이다. The maximum breakdown voltage applied to the first switching transistor and the second switching transistor is set such that the first switching transistor 220 is switched on and the second switching transistor 230 is switched off or the second switching transistor 230 is switched on 1 switching transistor 220 is switched off.

따라서, 스위칭부(200)는 제1 스위칭 트랜지스터 및 제2 스위칭 트랜지스터에 인가되는 최대 내압을 줄이기 위해서 제1 버스 커패시터(240)의 전압 및 제2 버스 커패시터(250)의 전압을 합한 값을 줄이면 된다.Accordingly, in order to reduce the maximum breakdown voltage applied to the first switching transistor and the second switching transistor, the switching unit 200 may reduce the sum of the voltage of the first bus capacitor 240 and the voltage of the second bus capacitor 250 .

스위칭부(200)는 전파 정류된 전압을 입력 받기 때문에 제1 스위칭 트랜지스터(220)가 스위치온이 되어도 전류는 제1 스위칭 트랜지스터(220)로 흐리지 않는다. 즉, 플러스(+)극인 입력 전류는 제1 스위칭 트랜지스터(220)의 일단인 마이너스(-)극으로 흐를 수 없다. 따라서 스위칭부(200)는 제2 스위칭 트랜지스터(230)만 제어를 해도 최대 내압을 줄일 수 있다.
Since the switching unit 200 receives the full-wave rectified voltage, the current does not flow to the first switching transistor 220 even if the first switching transistor 220 is switched on. That is, the input current having a plus (+) pole can not flow to the minus (-) pole which is one end of the first switching transistor 220. Therefore, even if the switching unit 200 controls only the second switching transistor 230, the maximum breakdown voltage can be reduced.

도 4은 도2의 스위칭부의 듀티비와 스위칭부의 출력전압 및 입력전압의 나눈값과의 관계를 도시한 예시도이다.4 is an exemplary diagram showing a relationship between the duty ratio of the switching unit of FIG. 2 and the divided value of the output voltage and the input voltage of the switching unit.

도 4를 참조하면, 스위칭부(200)는 제2 스위칭 트랜지스터(230)의 제2 듀티비에 따라 제1 스위칭 트랜지스터(220)에 전압을 인가할 수 있다. 따라서 상기 제2 듀티비는 회로설계를 할 때, 제1 스위칭 트랜지스터(220)의 내압을 낮추기 위한 값으로 설정될 수 있다. 제2 듀티비는 0.2에서 0.5로 설정될 수 있다.Referring to FIG. 4, the switching unit 200 may apply a voltage to the first switching transistor 220 according to a second duty ratio of the second switching transistor 230. Accordingly, the second duty ratio may be set to a value for lowering the breakdown voltage of the first switching transistor 220 when the circuit is designed. The second duty ratio may be set from 0.2 to 0.5.

도 4는 내압이 듀티비에 영향을 받는다는 것을 듀티비와 출력전압 및 입력전압의 나눈값의 관계로 나타낸다. 여기서 상기 듀티비는 제2 스위칭 트랜지스터(230)의 듀티비일 수 있다. 상기 입력전압은 스위칭부(200)가 전원부(100)로부터 입력받는 전압일 수 있다. 또한 상기 출력전압은 스위칭부(200)가 출력부(300)로 출력하는 전압일 수 있다. 4 shows that the breakdown voltage is affected by the duty ratio in terms of the duty ratio and the divided value of the output voltage and the input voltage. Here, the duty ratio may be a duty ratio of the second switching transistor 230. The input voltage may be a voltage received by the switching unit 200 from the power supply unit 100. The output voltage may be a voltage that the switching unit 200 outputs to the output unit 300.

도 4는 듀티비가 작을수록 출력전압 및 입력전압의 나눈값이 낮은 것을 보여준다. 또한 도 4는 듀티비가 커질수록 출력전압 및 입력전압의 나눈값이 증가하는 것을 보여준다. 따라서, 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)는 듀티비가 커질수록 스위칭 트랜지스터에 인가되는 내압이 증가할 수 있다. 4 shows that the smaller the duty ratio, the lower the divided value of the output voltage and the input voltage. 4 also shows that as the duty ratio increases, the divided value of the output voltage and the input voltage increases. Therefore, the asynchronous LLC resonant converter device 1 can increase the breakdown voltage applied to the switching transistor as the duty ratio increases.

또한 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)는 전원부(100)의 출력 전압 및 출력 전류를 이용하여 스위칭부(200)의 입력 전력을 [수학식 1]과 같이 보여준다.Also, the asynchronous LLC resonant converter device 1 shows the input power of the switching unit 200 using the output voltage and the output current of the power supply unit 100 as shown in Equation (1).

Figure 112013048833723-pat00001
Figure 112013048833723-pat00001

여기서,

Figure 112013048833723-pat00002
은 입력 전압의 피크치를 나타내고,
Figure 112013048833723-pat00003
은 스위칭 주파수를 나타낸다. 또한
Figure 112013048833723-pat00004
은 스위칭 트랜지스터(Q2)의 듀티비를 나타내고,
Figure 112013048833723-pat00005
은 최대 내압(
Figure 112013048833723-pat00006
)을 나타내고 있다.here,
Figure 112013048833723-pat00002
Represents the peak value of the input voltage,
Figure 112013048833723-pat00003
Represents the switching frequency. Also
Figure 112013048833723-pat00004
Represents the duty ratio of the switching transistor Q 2 ,
Figure 112013048833723-pat00005
The maximum internal pressure (
Figure 112013048833723-pat00006
).

따라서, 출력 전력(Pout)=

Figure 112013048833723-pat00007
* 입력 전력(Pin)(
Figure 112013048833723-pat00008
는 효율)이기 때문에 출력 전력과 스위칭 주파수는 [수학식 1]를 이용하여 반비례 관계임을 유추할 수 있다.
Therefore, when the output power P out =
Figure 112013048833723-pat00007
* Input power (P in ) (
Figure 112013048833723-pat00008
Is efficiency), it can be inferred that the output power and the switching frequency are inversely proportional to each other by using Equation (1).

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 입력 전압 및 입력 전류의 역률개선을 도시한 예시도이고, 도 6는 본 발명의 일 실시예에 따른 출력 전압 및 출력 전압을 도시한 예시도이다.FIG. 5 is a view illustrating an improvement of a power factor of an input voltage and an input current according to an embodiment of the present invention, and FIG. 6 is an exemplary view illustrating an output voltage and an output voltage according to an embodiment of the present invention.

도 5 또는 도 6을 참조하면, 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)가 입력 전압 및 입력 전류에 대한 역률개선을 할 수 있고, 원하는 출력 전압 및 출력 전류를 출력할 수 있다. Referring to FIG. 5 or 6, the asymmetric LLC resonant converter device 1 at one end can improve the power factor with respect to the input voltage and the input current, and can output the desired output voltage and output current.

도 5는 입력 전압은 220V이고, 입력 전류는 약 1A이지만 200배 확대하여 입력 전압과 파형을 비교할 수 있다. 도 5는 역률 개선(PFC: Power Factor Correction)을 보여준다. 역률개선은 무효전력을 줄여 공급된 전력을 유효하게 사용하는 것을 말한다. 도 5는 역률(PF: Power Factor)을 0.98로 나타내고 있고, 전고조파 왜곡률(THD: Total Harmonic Distortion)은 16%내로 나오는 것을 확인할 수 있다.5 shows that the input voltage is 220V and the input current is about 1A, but the input voltage and the waveform can be compared by 200 times magnification. 5 shows Power Factor Correction (PFC). Power factor improvement refers to effective use of supplied power by reducing reactive power. FIG. 5 shows that the power factor (PF) is 0.98, and the total harmonic distortion (THD) is within 16%.

도 6은 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)에서 원하는 출력 전압 및 출력 전류에 대한 시뮬레이션 결과를 보여준다. 도 6(a) 및 도 6(b)은 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)가 출력부(300)의 출력 전압 및 출력 전류에 대한 출력값을 보여준다.6 shows a simulation result for a desired output voltage and an output current in the single-stage asymmetrical LLC resonant converter device 1. In Fig. 6A and 6B show output values for the output voltage and the output current of the output unit 300 of the single stage asymmetrical LLC resonant converter apparatus 1. [

단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)는 부하를 LED로 설계하였기 때문에 LED을 동작시킬 수 있는 전압이 58V 및 전류가 5.4A로 공급되어야 한다. 도 6(a)은 출력 전압이 58V인 교류 전압을 나타내고, 도 6(b)는 출력 전류가 5.4A인 교류 전류가 공급되는 것을 보여준다.
Since the asymmetrical LLC resonant converter device (1) is designed with LED as the load, the voltage that can operate the LED must be supplied at 58V and the current is 5.4A. Fig. 6 (a) shows an AC voltage with an output voltage of 58 V, and Fig. 6 (b) shows an AC current with an output current of 5.4 A.

도 7는 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 트랜지스터의 내압 및 기존 스위칭 트랜지스터의 내압을 도시한 예시도이다.FIG. 7 is an exemplary view showing a breakdown voltage of a switching transistor and a breakdown voltage of an existing switching transistor according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG.

도 7을 참조하면, 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)는 스위칭 트랜지스터의 내압을 줄일 수 있다.Referring to FIG. 7, the asymmetrical LLC resonant converter device 1 at a one-end can reduce the breakdown voltage of the switching transistor.

단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)은 기존의 단일단 LLC 공진형 컨버터 장치보다 스위칭 트랜지스터의 내압을 줄일 수 있다. 기존의 단일단 LLC 공진형 컨버터 장치는 5:5 비율의 듀티비를 이용하지만 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)은 회로를 설계할 때 최적의 듀티비 설정하여 스위칭 트랜지스터의 내압을 줄일 수 있다.The asymmetric LLC resonant converter device 1 can reduce the internal pressure of the switching transistor more than the conventional single stage LLC resonant converter device. Although the conventional single-ended LLC resonant converter device uses a duty ratio of 5: 5 ratio, the asymmetric LLC resonant converter device 1 can reduce the breakdown voltage of the switching transistor by setting an optimal duty ratio when designing the circuit have.

도 7(a)는 기존의 단일단 LLC 공진형 컨버터 장치의 스위칭 트랜지스터에 인가되는 내압을 나타내고 있다. 도 7(b)는 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)의 스위칭 트랜지스터에 인가되는 내압을 나타내고 있다. 도 7(a) 및 도 7(b)를 비교하면, 도 7(a)는 스위칭 트랜지스터에 850V의 내압이 인가되는 것을 보여주지만 도 7(b)는 스위칭 트랜지스터에 560V의 내압이 인가되는 것을 보여준다. 따라서, 도 7(a) 및 도 7(b)는 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)가 기존의 단일단 LLC 공진형 컨버터 장치보다 스위칭 트랜지스터의 내압을 줄어드는 것을 보여준다.
7 (a) shows the internal pressure applied to the switching transistor of the conventional single-ended LLC resonant converter device. 7 (b) shows the breakdown voltage applied to the switching transistor of the asymmetric LLC resonant converter device 1 at the single stage. 7A and 7B show that the internal voltage of 850 V is applied to the switching transistor in FIG. 7A but FIG. 7B shows that the internal voltage of 560 V is applied to the switching transistor . Therefore, FIGS. 7A and 7B show that the asymmetric LLC resonant converter device 1 with a single end reduces the withstand voltage of the switching transistor compared to the conventional single-ended LLC resonant converter device.

도 8는 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 트랜지스터의 게이트 및 영전압 스위칭을 도시한 예시도이다.8 is an exemplary diagram illustrating gate and zero voltage switching of a switching transistor according to an embodiment of the present invention.

도 8을 참조하면, 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)는 지령치를 이용하여 스위칭 트랜지스터의 게이트(gate)를 조절할 수 있다. 또한 단일단 비대칭 LLC 컨버터 장치(1)는 스위칭을 하면서 생길 수 있는 손실을 줄이기 위해 영전압 스위칭으로 회로 설계를 할 수 있다.Referring to FIG. 8, the asynchronous LLC resonant converter device 1 can adjust the gate of the switching transistor by using an instruction value. Also, the asynchronous LLC converter device 1 can perform circuit design with zero voltage switching to reduce the loss that may occur during switching.

도 8(a)는 게이트 1 및 게이트 2의 지령치를 보여준다. 게이트 1은 빨간 색을 의미하고, 게이트 2는 파란색을 의미한다. 지령치는 게이트의 값이 1일 때 지령치가 부여되며, 지령치가 부여되면 스위칭 트랜지스터는 스위치온이 된다. 또한 지령치는 게이트의 값이 0일 때 지령치가 부여되지 않으며, 지령치가 부여되지 않으면 스위칭 트랜지스터는 스위치오프가 된다. 여기서 게이트 1은 제1 스위칭 트랜지스터(220)과 대응될 수 있고, 게이트 2는 제2 스위칭 트랜지스터(230)과 대응될 수 있다.Fig. 8 (a) shows the set values of gate 1 and gate 2. Gate 1 means red and gate 2 means blue. The set value is given when the value of the gate is 1, and the switching transistor is switched on when the set value is given. Further, the set value is not given when the value of the gate is 0, and the switching transistor is switched off when the set value is not given. Here, the gate 1 may correspond to the first switching transistor 220, and the gate 2 may correspond to the second switching transistor 230.

도 8(b) 및 도 8(c)는 각각 게이트 1 및 게이트 2를 500배 확대하여 빨간 색으로 나타내고 있다. 8 (b) and 8 (c) show gate 1 and gate 2 enlarged 500 times in red, respectively.

도 8(b)는 게이트 1의 값이 500일 때, 지령치가 부여된 것을 보여준다. 도 8(b)는 게이트 1의 값이 0일 때, 점선 동그라미에서 게이트 1과 게이트 2가 서로 겹치지 않는 것을 보여준다. 이를 통해 도 8(b)는 제1 스위칭 트랜지스터(220)가 스위칭 손실이 없는 영전압 스위칭이라는 것을 보여준다. 8 (b) shows that the command value is given when the value of the gate 1 is 500. 8 (b) shows that, when the value of gate 1 is 0, gate 1 and gate 2 do not overlap with each other in the dotted circle. 8 (b) shows that the first switching transistor 220 is zero voltage switching without switching loss.

도 8(c)는 게이트 2의 값이 500일 때 지령치가 부여된 것을 보여준다. 도 8(c)는 게이트 2의 값이 0일 때, 점선 동그라미에서 게이트 1과 게이트 2가 서로 겹치지 않는 것을 보여준다. 이를 통해 도 8(c)는 제2 스위칭 트랜지스터(230)가 스위칭 손실이 없는 영전압 스위칭이라는 것을 보여준다.
FIG. 8 (c) shows that a set value is given when the value of gate 2 is 500. 8 (c) shows that gate 1 and gate 2 do not overlap in the dotted circle when the value of gate 2 is zero. 8 (c) shows that the second switching transistor 230 is zero voltage switching without switching loss.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭부 및 지령치 제어부의 관계를 도시한 순서도이다.9 is a flowchart showing a relationship between a switching unit and a setpoint control unit according to an embodiment of the present invention.

도 9는 참조하면, 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치(1)는 지령치 제어부(400)에서 지령치를 부여 받고, 스위칭부(200)에서 스위칭 트랜지스터를 제어할 수 있다.Referring to FIG. 9, the asymmetrical LLC resonant converter device 1 of the single stage can receive a command value from the command value control unit 400 and control the switching transistor in the switching unit 200.

지령치 제어부(400)는 제1 스위칭 트랜지스터(220)에 제1 지령치를 부여한다(S100). 지령치 제어부(400)는 제1 스위칭 트랜지스터(220)에 제1 지령치를 부여하여 스위치온을 할 수 있다. 또한 제1 스위칭 트랜지스터(220)가 제1 지령치가 부여되면 제2 스위칭 트랜지스터(230)는 제2 지령치가 부여되지 않아서 스위치오프가 될 수 있다.The setpoint control unit 400 provides a first command value to the first switching transistor 220 (S100). The setpoint control unit 400 may apply the first command value to the first switching transistor 220 to switch on. Also, when the first switching transistor 220 is given the first command value, the second switching transistor 230 is not given the second command value and can be switched off.

역률 보정 인덕터(210)는 자기를 충전한다(S110). 역률 보정 인덕터(210)는 제1 스위칭 트랜지스터(220)가 스위치온이 되면 수신된 전류 흐름에 따라 자기가 충전할 수 있다. The power factor correction inductor 210 charges itself (S110). When the first switching transistor 220 is switched on, the power factor correction inductor 210 can self-charge according to the received current flow.

지령치 제어부(400)는 제2 스위칭 트랜지스터(230)에 제2 지령치를 부여한다(S120). 지령치 제어부(400)는 제2 스위칭 트랜지스터(230)에 제2 지령치를 부여하여 스위치온을 할 수 있다. 상기 제2 지령치는 상기 제1 지령치보다 짧을 수 있다. 또한 제2 스위칭 트랜지스터(230)가 제2 지령치를 부여되면 제1 스위칭 트랜지스터(220)는 제1 지령치가 부여되지 않아서 스위치오프가 될 수 있다.The setpoint control unit 400 provides a second command value to the second switching transistor 230 (S120). The setpoint control unit 400 may apply a second command value to the second switching transistor 230 to switch on. The second command value may be shorter than the first command value. In addition, when the second switching transistor 230 is given the second command value, the first switching transistor 220 is not given the first command value and can be switched off.

스위칭부(200)는 역률 보정 인덕터(210)에 충전된 자기에 따라 전류를 출력한다(S130). 스위칭부(200)는 제2 스위칭 트랜지스터(230)가 스위칭온이 되면 역률 보정 인덕터(210)에 충전된 자기에 따라 전류를 출력할 수 있다. 상기 출력된 전류의 전압은 제1 버스 커패시터(240) 및 제2 버스 커패시터(250)에 인가될 수 있다. 또한 상기 인가된 전압은 제2 스위칭 트랜지스터(230)의 듀티비가 작을수록 낮을 수 있다. The switching unit 200 outputs a current according to the magnetism charged in the power factor correction inductor 210 (S130). When the second switching transistor 230 is switched on, the switching unit 200 can output a current according to the magnetism charged in the power factor correction inductor 210. The voltage of the output current may be applied to the first bus capacitor 240 and the second bus capacitor 250. Further, the applied voltage may be lower as the duty ratio of the second switching transistor 230 is smaller.

따라서, 제2 듀티비는 제1 스위칭 트랜지스터(220)에 인가되는 내압을 낮추기 위한 값으로 설계를 될 수 있다. 상기 제2 듀티비를 낮춘다는 것은 전류가 제1 버스 커패시터(240) 및 제2 버스 커패시터(250)에 충전되는 시간이 짧아진다는 것일 수 있다.Therefore, the second duty ratio can be designed to have a value for lowering the internal voltage applied to the first switching transistor 220. Lowering the second duty ratio may be such that the current is charged to the first bus capacitor 240 and the second bus capacitor 250 is shortened.

이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 도시하고 설명하였으나, 본 발명은 상술한 특정의 바람직한 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 누구든지 다양한 변형 실시가 가능한 것은 물론이고, 그와 같은 변경은 청구범위 기재의 범위 내에 있게 된다.
While the present invention has been particularly shown and described with reference to exemplary embodiments thereof, it is clearly understood that the same is by way of illustration and example only and is not to be taken by way of limitation in the embodiment in which said invention is directed. It will be understood by those skilled in the art that various changes in form and detail may be made therein without departing from the scope of the appended claims.

100: 전원부 110: 전원
120: 필터 인덕터 130: 필터 커패시터
140: 풀-브리지 다이오드 200: 스위칭부
210: 역률 보정 인덕터 220: 제1 스위칭 트랜지스터
230: 제2 스위칭 트랜지스터 240: 제1 버스 커패시터
250: 제2 버스 커패시터 300: 출력부
310: 공진 커패시터 320: 공진 인덕터
330: 자화 인덕터 340: 변압기
350: 제1 다이오드 360: 제2 다이오드
370: 출력 커패시터 380: 부하
400: 지령치 제어부100: Power supply unit 110: Power supply
120: filter inductor 130: filter capacitor
140: full-bridge diode 200: switching part
210: power factor correction inductor 220: first switching transistor
230: second switching transistor 240: first bus capacitor
250: second bus capacitor 300: output section
310 resonant capacitor 320 resonant inductor
330: magnetizing inductor 340: transformer
350: first diode 360: second diode
370: Output capacitor 380: Load
400: setpoint control unit

Claims (8)

전류를 수신하는 역률 보정 인덕터, 상기 역률 보정 인덕터의 일단과 마이너스 단이 연결된 제1 스위칭 트랜지스터, 상기 제1 스위칭 트랜지스터의 마이너스 단과 플러스 단이 연결된 제2 스위칭 트랜지스터, 일단이 상기 제1 스위칭 트랜지스터의 플러스 단과 연결된 제1 버스 커패시터, 및 일단이 상기 제2 스위칭 트랜지스터의 마이너스 단과 연결되고 타단이 제1 버스 커패시터의 타단과 연결된 제2 버스 커패시터를 포함하는 스위칭부; 및
제1 듀티비를 기초로 상기 제1 스위칭 트랜지스터를 제어하기 위한 제1 지령치를 생성하고, 상기 제1 듀티비보다 작은 제2 듀티비를 기초로 상기 제2 스위칭 트랜지스터를 제어하기 위한 제2 지령치를 생성하는 지령치 제어부를 포함하고,
상기 지령치 제어부는,
하기 수학식을 이용하여 최대 내압을 최소로 하는 주기를 산출하는 것을 특징으로 하는 낮은 전압 스트레스의 스위치를 가지는 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치:
[수학식]
Figure 112014049339322-pat00019

여기서,
Figure 112014049339322-pat00020
는 입력 전력을 나타내고,
Figure 112014049339322-pat00021
은 입력 전압의 피크치를 나타내며,
Figure 112014049339322-pat00022
은 스위칭 주파수를 나타내고,
Figure 112014049339322-pat00023
는 역률보정 인덕터를 나타내며,
Figure 112014049339322-pat00024
은 스위칭 트랜지스터(Q2)의 듀티비를 나타내고,
Figure 112014049339322-pat00025
은 최대 내압(
Figure 112014049339322-pat00026
)을 나타냄.
A first switching transistor having a negative terminal coupled to one end of the power factor correction inductor, a second switching transistor having a negative terminal coupled to the positive terminal of the first switching transistor, and a second switching transistor having a positive terminal coupled to the positive terminal of the first switching transistor, And a second bus capacitor having one end connected to a negative end of the second switching transistor and the other end connected to the other end of the first bus capacitor; And
Generating a first command value for controlling the first switching transistor based on a first duty ratio and generating a second command value for controlling the second switching transistor based on a second duty ratio smaller than the first duty ratio And a set point control section for generating a set point,
The command value control unit,
A single-stage asymmetric LLC resonant converter device having a low-voltage-stress switch is calculated by using the following equation:
[Mathematical Expression]
Figure 112014049339322-pat00019

here,
Figure 112014049339322-pat00020
Represents the input power,
Figure 112014049339322-pat00021
Represents the peak value of the input voltage,
Figure 112014049339322-pat00022
Lt; / RTI > represents the switching frequency,
Figure 112014049339322-pat00023
Represents a power factor correction inductor,
Figure 112014049339322-pat00024
Represents the duty ratio of the switching transistor Q 2 ,
Figure 112014049339322-pat00025
The maximum internal pressure (
Figure 112014049339322-pat00026
).
제 1항에 있어서,
상기 제1듀티비는 상기 제1 스위칭 트랜지스터의 듀티주기 중 상기 스위칭 트랜지스터가 스위치온(switch-on)되는 시간의 비이고, 상기 제2 듀티비는 상기 제2 스위칭 트랜지스터의 듀티주기 중 상기 제2 스위칭 트랜지스터가 스위치온되는 시간의 비인 것을 특징으로 하는 낮은 전압 스트레스의 스위치를 가지는 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치.
The method according to claim 1,
Wherein the first duty ratio is a ratio of a time during which the switching transistor is switched on during a duty cycle of the first switching transistor and the second duty ratio is a duty ratio of the second Wherein the ratio of the time when the switching transistor is switched on is a ratio of the time when the switching transistor is switched on.
제 1항에 있어서,
상기 스위칭부는,
상기 제1 지령치를 부여 받으면 상기 제1 스위칭 트랜지스터는 스위치온이 되고, 상기 제1 지령치를 부여 받지 않으면 상기 제1 스위칭 트랜지스터는 스위치오프(switch-off)가 되며,
상기 제2 지령치를 부여 받으면 상기 제2 스위칭 트랜지스터는 스위치온이 되고, 상기 제2 지령치를 부여 받지 않으면 상기 제2 스위칭 트랜지스터는 스위치오프가 되는 것을 특징으로 하는 낮은 전압 스트레스의 스위치를 가지는 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치.
The method according to claim 1,
The switching unit includes:
When the first command value is given, the first switching transistor is switched on. If the first command value is not given, the first switching transistor is switched off,
Wherein the second switching transistor is switched on when the second command value is given, and the second switching transistor is switched off when the second command value is not given. LLC resonant converter device.
제 1항에 있어서,
상기 지령치 제어부는,
상기 역률 보정 인덕터가 상기 수신된 전류 흐름에 따라 자기를 충전하도록 상기 제1 지령치를 상기 제1 스위칭 트랜지스터에 부여하고,
상기 역률 보정 인덕터가 상기 충전된 자기에 따라 전류를 출력하도록 상기 제2 지령치를 상기 제2 스위칭 트랜지스터에 부여하는 것을 특징으로 하는 낮은 전압 스트레스의 스위치를 가지는 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치.
The method according to claim 1,
The command value control unit,
Wherein the power factor correcting inductor applies the first command value to the first switching transistor so as to charge the magnetism according to the received current flow,
Wherein the power factor correcting inductor applies the second command value to the second switching transistor so that the power factor correcting inductor outputs a current according to the charged magnetism.
제 1항에 있어서,
상기 제1 스위칭 트랜지스터 및 제2 스위칭 트랜지스터는 영전압 스위칭(ZVS: Zero Voltage Switching)인 것을 특징으로 하는 낮은 전압 스트레스의 스위치를 가지는 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치.
The method according to claim 1,
Wherein the first switching transistor and the second switching transistor are ZVS (Zero Voltage Switching). 2. The asynchronous LLC resonant converter of claim 1,
제 1항에 있어서,
상기 제2 듀티비는 상기 제1 스위칭 트랜지스터의 내압을 낮추기 위한 값으로 설정된 것을 특징으로 하는 낮은 전압 스트레스의 스위치를 가지는 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치.
The method according to claim 1,
Wherein the second duty ratio is set to a value for lowering the internal pressure of the first switching transistor.
제 1항에 있어서,
상기 제2 듀티비는 0.2에서 0.5로 설정되는 것을 특징으로 하는 낮은 전압 스트레스의 스위치를 가지는 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 장치.
The method according to claim 1,
Wherein the second duty ratio is set to 0.2 to 0.5. ≪ RTI ID = 0.0 > 11. < / RTI >
제1 스위칭 트랜지스터가 제1 지령치를 부여받는 단계;
역률 보정 인덕터의 수신된 전류 흐름에 따라 자기를 충전하는 단계;
제2 스위칭 트랜지스터가 상기 제1 지령치보다 짧은 제2 지령치를 부여받는 단계; 및
상기 인덕터에 충전된 자기에 따라 전류를 출력하는 단계를 포함하고,
상기 제1 및 제2 지령치는,
하기 수학식을 이용하여 최대 내압을 최소로 하는 지령치인 것을 특징으로 하는 낮은 전압 스트레스의 스위치를 가지는 단일단 비대칭 LLC 공진형 컨버터 방법:
[수학식]
Figure 112014049339322-pat00027

여기서,
Figure 112014049339322-pat00028
는 입력 전력을 나타내고,
Figure 112014049339322-pat00029
은 입력 전압의 피크치를 나타내며,
Figure 112014049339322-pat00030
은 스위칭 주파수를 나타내고,
Figure 112014049339322-pat00031
는 역률보정 인덕터를 나타내며,
Figure 112014049339322-pat00032
은 스위칭 트랜지스터(Q2)의 듀티비를 나타내고,
Figure 112014049339322-pat00033
은 최대 내압(
Figure 112014049339322-pat00034
)을 나타냄.
The first switching transistor being given a first command value;
Charging the magnetism according to the received current flow of the power factor correction inductor;
The second switching transistor being given a second command value shorter than the first command value; And
And outputting a current according to the magnetism charged in the inductor,
Wherein the first and second command values are set to a predetermined value,
Wherein the command value is a command value that minimizes the maximum internal pressure using the following equation: < EMI ID =
[Mathematical Expression]
Figure 112014049339322-pat00027

here,
Figure 112014049339322-pat00028
Represents the input power,
Figure 112014049339322-pat00029
Represents the peak value of the input voltage,
Figure 112014049339322-pat00030
Lt; / RTI > represents the switching frequency,
Figure 112014049339322-pat00031
Represents a power factor correction inductor,
Figure 112014049339322-pat00032
Represents the duty ratio of the switching transistor Q 2 ,
Figure 112014049339322-pat00033
The maximum internal pressure (
Figure 112014049339322-pat00034
).
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