KR101346436B1 - Apparatus and method of estimating channel using adaptive channel estimation window in wireless communication based on CAZAC sequence - Google Patents

Apparatus and method of estimating channel using adaptive channel estimation window in wireless communication based on CAZAC sequence Download PDF

Info

Publication number
KR101346436B1
KR101346436B1 KR1020080065003A KR20080065003A KR101346436B1 KR 101346436 B1 KR101346436 B1 KR 101346436B1 KR 1020080065003 A KR1020080065003 A KR 1020080065003A KR 20080065003 A KR20080065003 A KR 20080065003A KR 101346436 B1 KR101346436 B1 KR 101346436B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
channel estimation
signal
peak
srs
threshold
Prior art date
Application number
KR1020080065003A
Other languages
Korean (ko)
Other versions
KR20100004690A (en
Inventor
이정승
박희걸
권혁찬
박병성
Original Assignee
에릭슨 엘지 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 에릭슨 엘지 주식회사 filed Critical 에릭슨 엘지 주식회사
Priority to KR1020080065003A priority Critical patent/KR101346436B1/en
Publication of KR20100004690A publication Critical patent/KR20100004690A/en
Application granted granted Critical
Publication of KR101346436B1 publication Critical patent/KR101346436B1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
    • H04L25/03299—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus with noise-whitening circuitry
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H04L27/2665—Fine synchronisation, e.g. by positioning the FFT window

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 코드 기반 이동통신 시스템에서 무선 환경 적응형 채널 추정 장치 및 방법이 개시된다. 이 장치 및 방법은, 입력신호 내의 제1 임계치를 넘는 피크값의 존재로서 사용자 신호의 유무를 판단하고, 사용자 신호가 존재하면 제1 임계치를 넘는 피크값 중 최대 피크값을 이용하여 제2 임계치를 결정하고, 입력신호에서 피크값이 제2 임계치를 넘는 피크를 선택하고, 선택된 피크의 수신 타이밍을 기준으로 채널추정 윈도우의 위치와 크기를 결정하고, 결정된 채널 추정 윈도우를 기준으로 다른 사용자의 신호와 백색잡음을 제거한다. 이와 같이, 채널추정 이전에 무선 채널 환경에 따라 채널추정 윈도우의 크기를 조정하여, 채널환경이 좋지 않은 경우(낮은 CINR)에는 채널추정 윈도우를 작게 하여 백색잡음의 영향을 적게 하고 채널환경이 좋은 경우(높은 CINR)에서는 채널추정 윈도우를 크게 하여 원하는 신호를 많이 수용할 수 있다.Disclosed are a wireless environment adaptive channel estimation apparatus and method in a constant amplitude zero auto correlation (CAZAC) code-based mobile communication system. The apparatus and method determine the presence or absence of a user signal as the presence of a peak value exceeding the first threshold value in the input signal, and if the user signal is present, the second threshold value is determined using the maximum peak value among the peak values exceeding the first threshold value. Selects a peak whose peak value exceeds the second threshold in the input signal, determines the position and size of the channel estimation window based on the reception timing of the selected peak, and compares the signal with another user's signal based on the determined channel estimation window. Eliminate white noise As such, before the channel estimation, the channel estimation window is adjusted according to the wireless channel environment, and when the channel environment is not good (low CINR), the channel estimation window is small to reduce the effect of white noise and the channel environment is good. At high CINR, the channel estimation window can be enlarged to accommodate a large number of desired signals.

CAZAC, 채널, 추정, 윈도우, 백색잡음, 뮤팅 CAZAC, Channel, Estimation, Window, White Noise, Muting

Description

ＣＡＺＡＣ 코드 기반 이동통신 시스템에서 무선 환경 적응형 채널 추정 장치 및 방법{Apparatus and method of estimating channel using adaptive channel estimation window in wireless communication based on CAZAC sequence}Apparatus and method of estimating channel using adaptive channel estimation window in wireless communication based on CAZAC sequence}

본 발명은 이동통신 시스템에 관한 것으로, 특히 자기상관이 우수한 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 코드를 이용하는 시스템에서 채널 추정의 정확도를 높이기 위하여 채널 환경에 따라 채널추정 윈도우의 크기를 조정하는, 무선 환경 적응형 채널 추정 장치 및 방법에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a mobile communication system. In particular, in a system using a constant amplitude zero auto correlation (CAZAC) code having excellent autocorrelation, a channel estimation window is adjusted according to a channel environment in order to increase the accuracy of channel estimation. The present invention relates to an adaptive channel estimation apparatus and method.

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 사용하는 LTE(Long Term Evolution) 시스템은 제3세대 이동통신 표준인 UMTS(Universal Mobile Telecommunication System)를 대신할 차세대 이동통신 시스템으로서 현재 3GPP(3rd Generation Partnership Project)에서 논의되고 있다. OFDM 방식은 주파수 도메인(frequency domain)에서 다중의 부반송파(Sub-carrier)를 이용하여 데이터를 전송하는 방식으로 부반송파들 간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송하기 때문에 주파수 효율이 높고 선택적 페이딩(Frequency Selective Fading)과 다중경로 페이딩에 강하고 보호구간(Cyclic Prefix)을 이용하여 심볼간 간섭을 줄일 수 있다. 또한 하드웨어적으로는 등화기 구조가 간단하여 임펄스(Impulse) 잡음에 강한 장점이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송효율을 얻을 수 있다.Long Term Evolution (LTE) system using Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) is a next-generation mobile communication system to replace Universal Mobile Telecommunication System (UMTS), a third generation mobile communication standard. Is being discussed. The OFDM scheme transmits data using multiple subcarriers in the frequency domain. The OFDM scheme maintains orthogonality between subcarriers and thus has high frequency efficiency and selective fading. ) And multipath fading, and can use the Cyclic Prefix to reduce the intersymbol interference. In addition, since the equalizer structure is simple in hardware, it has a strong advantage against impulse noise, so it is possible to obtain an optimum transmission efficiency in high-speed data transmission.

3GPP LTE 상향링크에서는 채널 추정과 송신 신호의 검출을 위해서 자기상관(auto-correlation)이 우수하고 교차상관(cross-correlation)이 상수인 Zadoff-Chu CAZAC(이하, ZC CAZAC 코드라 약함)가 사용된다. 3GPP LTE 상향링크에서 채널 추정을 위해 사용되는 RS(Reference Signal)는 사용 목적에 따라 DMRS(Demodulation RS)와 SRS(Sounding RS)로 나뉘어진다. CAZAC 코드는 자기상관의 경우 디락-델타(Dirac-Delta) 함수로 표현되고 교차상관의 경우 상수값을 가지므로 데이터 채널의 파일롯을 위한 DMRS와 상향링크 동기 유지 및 스케줄링을 위한 SRS가 초기 동기를 위한 RACH(Random Access Channel)에 사용되고 있다. In 3GPP LTE uplink, Zadoff-Chu CAZAC (hereinafter referred to as ZC CAZAC code), which has excellent auto-correlation and constant cross-correlation, is used for channel estimation and detection of a transmission signal. . Reference signal (RS) used for channel estimation in 3GPP LTE uplink is divided into DMRS (Demodulation RS) and SRS (Sounding RS) according to the purpose of use. The CAZAC code is represented by the Dirac-Delta function in case of autocorrelation and has a constant value in case of cross correlation, so that the DMRS for pilot of the data channel and the SRS for uplink synchronization and scheduling can be It is used for the RACH (Random Access Channel).

ZC CAZAC 코드는 다음의 수학식 1과 같이 정의된다.The ZC CAZAC code is defined as in Equation 1 below.

Figure 112008048537234-pat00001
Figure 112008048537234-pat00001

여기서, u와 N은 서로소이고 q는 임의의 정수이다. 또한 N이 소수이면 u은 1~N-1의 값을 갖는데 2를 제외한 소수는 모두 홀수이고 RS(Reference Signal)의 크기는 12의 배수이므로, LTE에서 사용되는 CAZAC 코드는 q=0로 하고 ZC CAZAC 코드를 다음의 수학식 2와 같이 같이 확장하여 사용한다.Where u and N are mutual and q is any integer. In addition, if N is a prime number, u has a value from 1 to N-1, but all prime numbers except 2 are odd, and the magnitude of RS (Reference Signal) is a multiple of 12, so the CAZAC code used in LTE is q = 0 and ZC The CAZAC code is extended as shown in Equation 2 below.

Figure 112008048537234-pat00002
Figure 112008048537234-pat00002

여기서 NZC는 ZC CAZAC코드의 길이로서 M을 넘지 않는 최대의 소수이고, u는 코드번호로서 1~NZC-1의 값을 갖는다. M은 RS(Reference Signal)의 길이이다. 특히 상향링크의 동기유지와 전력제어, 상향링크 스케줄링을 위한 채널 환경 측정, 수신 안테나 선택 등을 위해 이용되는 사운딩 채널(Sounding Channel)의 경우, 사용자 구분을 위한 α는 0 또는 2π/3, 4π/3의 값을 가지며, SRS는 다음의 수학식 3에 따라 도 1에 보인 바와 같이 주파수 영역에서 짝수번째 혹은 홀수번째의 부반송파에 매핑된다.Where N ZC is the maximum fraction not exceeding M as the length of the ZC CAZAC code, and u has a value from 1 to N ZC -1 as the code number. M is the length of RS (Reference Signal). In particular, in the case of a sounding channel used for uplink synchronization and power control, channel environment measurement for uplink scheduling, and reception antenna selection, α for user classification is 0 or 2π / 3, 4π. It has a value of / 3, and the SRS is mapped to an even or odd subcarrier in the frequency domain as shown in FIG.

Figure 112008048537234-pat00003
Figure 112008048537234-pat00003

도 2는 3GPP LTE의 상향링크인 사운딩 채널 송신기의 신호 처리흐름을 보인다. 사운딩 채널 송신기에서 생성된 길이 NZC의 ZC CAZAC 코드를 RS의 길이 M에 맞게 확장하고, 도 1과 같이 주파수 영역에서 부반송파 매핑을 수행하고, IFFT(inverse fast fourier tramsform)를 실시한 후, CP(Cyclic Prefix)를 생성하여 SRS 신호를 형성한다. 이와 같이 형성된 사운딩 채널 신호(SRS)가 사운딩 채널 수신기에 수신되면 채널응답을 구할 수 있다. 2 shows a signal processing flow of a sounding channel transmitter which is an uplink of 3GPP LTE. After extending the ZC CAZAC code of the length N ZC generated by the sounding channel transmitter to the length M of the RS, performing subcarrier mapping in the frequency domain as shown in FIG. 1, and performing inverse fast fourier tramsform (IFFT), CP ( Cyclic Prefix) is generated to form an SRS signal. When the sounding channel signal SRS formed as described above is received by the sounding channel receiver, a channel response can be obtained.

사운딩 채널 수신기는 와이드밴드(Wideband) CINR(Carrier to Interference and Noise Ratio), 서브밴드 CINR, 수신신호 타이밍(Rx-signal Timing), 수신신호 검출(No-signal detection) 등을 수행한다. 예컨대, 도 3에 보인 바와 같이, SRS가 수신기에 수신되면, CP 제거, FFT(fast fourier tramsform)가 수행되고, FFT가 적용된 주파수 영역의 SRS에 송신 신호에 대해 켤레 복소수(

Figure 112008048537234-pat00004
)를 이용한 코드 보상(Code Compensation)이 실시되고, 코드 보상된 SRS 신호는 다시 IFFT를 통하여 시간 영역의 신호로 변환된다.The sounding channel receiver performs wideband carrier to interference and noise ratio (CINR), subband CINR, Rx-signal timing, and no-signal detection. For example, as shown in FIG. 3, when the SRS is received at the receiver, CP removal, fast fourier tramsform (FFT) is performed, and the complex complex (S) of the transmitted signal is applied to the SRS in the frequency domain to which the FFT is applied.
Figure 112008048537234-pat00004
Code Compensation is performed using the Rx, and the code compensated SRS signal is converted into a signal in the time domain through the IFFT.

CINR을 측정하기 위해서는 채널 추정이 필요하다. 한 명의 사용자가 사용할 수 있는 영역에서 채널 추정을 위해서는 최대 전력값이 있는 곳, 다시 말하면 자기 상관값이 높은 곳 주위를 제외한 곳을 0으로 만들어 준다. 수신기에서는 코드 보상을 통하여 상관값이 높은 곳을 찾아 이곳을 제외한 다른 곳의 신호를 제거, 즉 뮤팅(Muting) 처리한다. 뮤팅되는 영역을 나타내는 것을 뮤팅 윈도우 설정 혹은 채널추정 윈도우 설정이라고 한다. 채널추정 윈도우는 자신의 신호만을 취하고 잡음 및 다른 사용자의 신호를 억제해 주기 위한 것으로, 채널 추정 윈도우를 사용하여 얻어진 최적화된 값을 사용하여 채널 추정을 실시한다. Channel estimation is necessary to measure the CINR. For the estimation of the channel in the area that can be used by one user, the maximum power value, that is, the place where the autocorrelation value is high except zero is made zero. The receiver finds a place where the correlation value is high through code compensation and removes, or mutes, signals from other places. Indicating the muted area is called muting window setting or channel estimation window setting. The channel estimation window takes only its own signal and suppresses noise and other user's signals, and performs channel estimation using optimized values obtained using the channel estimation window.

종래에는 피크값이 검출된 지점을 중심으로 고정된 채널추정 윈도우 크기를 사용한다. 예를 들어, 채널 추정 윈도우는 피크점이 검출된 지점을 기준으로 왼쪽으로 40, 오른쪽으로 40의 크기를 가질 수 있다. 따라서, 피크값이 60 샘플에서 검출되었다면 20~100 샘플 이외의 신호를 모두 0으로 만든다. 사운딩 채널의 경우에 는 도 4에서와 같이 동일한 신호가 두 번 반복되므로 수신 알고리즘에 따라 반복된 신호 중 하나의 제거 여부를 결정한다. 만약, 반복된 신호 중 하나를 제거할 경우, 통상적으로 532~612 샘플 사이의 신호는 제거하지 않는다.Conventionally, a fixed channel estimation window size is used around a point where a peak value is detected. For example, the channel estimation window may have a size of 40 to the left and 40 to the right based on the point where the peak point is detected. Thus, if the peak value is detected at 60 samples, then all signals other than 20-100 samples are made zero. In the case of the sounding channel, since the same signal is repeated twice as shown in FIG. 4, it is determined whether to remove one of the repeated signals according to the reception algorithm. If one of the repeated signals is removed, the signal between 532 and 612 samples is typically not removed.

검출된 최대 전력값 즉, 신호의 최대값 또는 피크값을 임계치와 비교하여 수신신호의 유무를 검출한다. 수신신호가 검출되면 수신 타이밍을 추정하고 채널추정을 위하여 다른 사용자의 신호와 백색잡음을 제거한다. 다른 사용자의 신호와 백색잠음이 제거된 신호에 다시 FFT를 수행하여 채널 응답을 추정한다. 추정된 채널응답을 통하여 와이드밴드 CINR과 서브밴드 CINR을 측정할 수 있다. 와이드밴드 CINR은 사운딩 채널이 할당된 전체 영역에 대하여 구한다. 예컨대, 도 1의 매핑도에 보인 M개의 부반송파에 대하여 와이드밴드 CINR을 구한다. 서브밴드의 CINR은 몇 개의 부반송파를 묶어서 측정한다. 만약 스케줄러가 24개의 부반송파에 대한 CINR을 필요로 한다면 사운딩 채널은 짝수 혹은 홀수의 부반송파만 사용하므로 12개에 대해서 CINR을 계산한다.The presence or absence of the received signal is detected by comparing the detected maximum power value, that is, the maximum value or peak value of the signal with a threshold value. When the received signal is detected, the timing of the received signal is estimated and other users' signals and white noise are removed for channel estimation. The channel response is estimated by performing FFT again on the signal of the other user and the signal from which the white lock is removed. Through the estimated channel response, wideband CINR and subband CINR can be measured. The wideband CINR is obtained for the entire region to which the sounding channel is allocated. For example, a wideband CINR is obtained for M subcarriers shown in the mapping diagram of FIG. The CINR of a subband is measured by combining several subcarriers. If the scheduler needs CINRs for 24 subcarriers, the sounding channel uses only even or odd subcarriers and calculates CINRs for 12.

채널추정 윈도우가 넓으면 백색 잡음이 많이 들어오고 좁으면 원하는 신호를 잃게 되므로 적정한 원도우 크기를 정해야 한다. 그러나 종래의 채널추정 윈도우의 크기는 하나의 값으로 고정되기 때문에 채널 환경이 바뀌는 경우에는 채널 추정의 부정확성이 높이진다. 도 5a 및 도 5b는 10MHz 대역폭을 갖는 LTE 시스템이 120 샘플 크기의 고정된 채널추정 윈도우 크기를 갖는 경우, 채널 환경이 비교적 좋을 때(CINR=0dB)와 채널 환경이 좋지 않을 때(CINR=-13dB)의 샘플전력을 각각 보인다. 도 5a에 나타난 바와 같이 채널환경이 비교적 좋으면 120 샘플의 윈도우 크기가 충 분하나, 동일한 크기의 채널추정 윈도우에서 채널 환경이 좋지 않은 경우에는 도 5b에 나타난 바와 같이 불필요한 잡음이 많이 포함된다. 이처럼, 수신된 채널환경이 나쁘면 채널 추정 윈도우는 좁아야 하고, 채널 추정환경이 좋으면 채널 추정 윈도우가 넓어져야 한다. 채널환경을 파악하기 위해서 채널 응답을 먼저 알아야 하는데, 채널 추정을 하기 전에는 채널 환경이 좋은지 여부를 알기 어렵다.A wide channel estimation window introduces a lot of white noise, while a narrow channel loss results in the loss of the desired signal. However, since the size of the conventional channel estimation window is fixed to one value, the channel estimation inaccuracy is increased when the channel environment changes. 5A and 5B show that when an LTE system with a 10 MHz bandwidth has a fixed channel estimation window size of 120 samples, when the channel environment is relatively good (CINR = 0 dB) and when the channel environment is not good (CINR = -13 dB). Each sample power is shown. As shown in FIG. 5A, if the channel environment is relatively good, the window size of 120 samples is sufficient. However, if the channel environment is not good in the channel estimation window of the same size, unnecessary noise is included as shown in FIG. 5B. As such, if the received channel environment is bad, the channel estimation window should be narrow. If the channel estimation environment is good, the channel estimation window should be wide. In order to identify the channel environment, the channel response must be known first, but it is difficult to know whether the channel environment is good until the channel estimation is performed.

본 발명은 수신된 신호의 채널 환경에 따라 채널추정 윈도우의 크기를 조정하는, CAZAC 코드 기반 이동통신 시스템의 무선 환경 적응형 채널 추정 장치 및 방법을 제공한다.The present invention provides a wireless environment adaptive channel estimation apparatus and method for a CAZAC code-based mobile communication system that adjusts the size of a channel estimation window according to a channel environment of a received signal.

본 발명의 실시예에 따른 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 코드 기반 이동통신 시스템의 채널 추정 장치는, 입력신호 내의 제1 임계치를 넘는 피크값의 존재로서 사용자 신호의 유무를 판단하고, 상기 사용자 신호가 존재하면 상기 제1 임계치를 넘는 피크값 중 최대 피크값을 이용하여 제2 임계치를 결정하고, 상기 입력신호에서 피크값이 상기 제2 임계치를 넘는 피크를 선택하도록 동작하는 무선환경 판단부; 상기 선택된 피크의 수신 타이밍을 기준으로 채널추정 윈도우의 위치와 크기를 결정하도록 동작하는 채널추정 윈도우 설정부; 및 상기 채널 추정 윈도우를 기준으로 다른 사용자의 신호와 백색잡음을 제거하도록 동작하는 신호 뮤팅부를 포함한다.According to an embodiment of the present invention, a channel estimating apparatus of a CAZAC code-based mobile communication system determines whether a user signal exists as a peak value exceeding a first threshold in an input signal, and determines whether the user signal exists. A wireless environment determination unit operable to determine a second threshold value using a maximum peak value among the peak values exceeding the first threshold value, and to select a peak value from the input signal exceeding the second threshold value, if present; A channel estimation window setting unit operable to determine a position and a size of a channel estimation window based on the reception timing of the selected peak; And a signal muting unit operable to remove other users' signals and white noise based on the channel estimation window.

본 발명의 실시예에 따른 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 코드 기반 이동통신 시스템의 채널 추정 방법은, 입력신호 내의 제1 임계치를 넘는 피크값의 존재로서 사용자 신호의 유무를 판단하는 단계; 상기 사용자 신호가 존재하면 상기 제1 임계치를 넘는 피크값 중 최대 피크값을 이용하여 제2 임계치를 결정하는 단계; 상기 입력신호에서 피크값이 상기 제2 임계치를 넘는 피크를 선택하는 단계; 상기 선택된 피크의 수신 타이밍을 기준으로 채널추정 윈도우의 위치와 크기를 결정하는 단계; 및 상기 결정된 채널 추정 윈도우를 기준으로 다른 사용자의 신호와 백색잡음을 제거하는 뮤팅 단계를 포함한다.According to an embodiment of the present invention, a channel estimation method of a Constant Amplitude Zero Auto Correlation (CAZAC) code-based mobile communication system includes determining whether a user signal exists as a peak value exceeding a first threshold value in an input signal; Determining a second threshold value using a maximum peak value among peak values exceeding the first threshold value when the user signal exists; Selecting a peak in the input signal whose peak value exceeds the second threshold; Determining a position and a size of a channel estimation window based on the reception timing of the selected peak; And muting the other user's signal and white noise based on the determined channel estimation window.

본 발명은 CAZAC 코드를 사용하는 이동통신 시스템에서 채널추정 이전에 무선 채널 환경에 따라 채널추정 윈도우의 크기를 조정하여, 채널환경이 좋지 않은 경우(낮은 CINR)에는 채널추정 윈도우를 작게 하여 백색잡음의 영향을 적게 하고 채널환경이 좋은 경우(높은 CINR)에서는 채널추정 윈도우를 크게 하여 원하는 신호를 많이 수용할 수 있다.The present invention adjusts the size of the channel estimation window according to the wireless channel environment before the channel estimation in the mobile communication system using the CAZAC code. When the channel environment is not good (low CINR), the channel estimation window is made smaller to reduce the white noise. If the impact is small and the channel environment is good (high CINR), the channel estimation window can be enlarged to accommodate the desired signal.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 설명한다.Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.

도 6은 본 발명의 일실시예에 따라 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution) 상향링크의 SRS(Sounding Reference Signal)로써 채널환경을 고려하여 채널추정 윈도우의 크기를 결정하는 사운딩 채널 추정 장치(100)의 구성 및 신호처리 흐름을 보인다. SRS가 사운딩 채널 추정 장치(100)에 입력되면, CP(Cyclic Prefix) 제거부(11), FFT부(fast fourier transforming unit)(12)에서 차례로 CP 제거, FFT가 수행된다. 승산기(13)는 SRS 코드 보상값 제공부(30)로부터 입력되는 송신 신호의 켤레 복소수(

Figure 112008048537234-pat00005
)를 FFT가 적용된 SRS에 곱한다. 이에 따라, FFT가 적용된 주파수 영역의 SRS에 대한 코드 보상이 수행된다. IFFT부(inverse fast fourier transforming unit)(14)는 코드 보상된 SRS를 시간 영역의 신호로 변환한다.6 is a sounding channel estimation apparatus for determining a channel estimation window size in consideration of a channel environment as a sounding reference signal (SRS) of 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution) according to an embodiment of the present invention. The configuration and signal processing flow of 100 is shown. When the SRS is input to the sounding channel estimating apparatus 100, the CP is removed and the FFT is sequentially performed by the cyclic prefix removal unit 11 and the fast fourier transforming unit 12. The multiplier 13 is a complex conjugate of the transmission signal input from the SRS code compensation value providing unit 30 (
Figure 112008048537234-pat00005
) Is multiplied by the SRS with FFT applied. Accordingly, code compensation for the SRS of the frequency domain to which the FFT is applied is performed. An inverse fast fourier transforming unit 14 transforms the code compensated SRS into a time domain signal.

샘플전력 계산부(15)는 시간영역의 신호로 변환된 SRS의 샘플전력을 계산한다. 다중 사용자에 의한 간섭이 없는 경우라면, SRS 코드 보상 이후에 SRS에 대해 IFFT를 수행하지 않고 바로 주파주 영역의 전력으로 샘플전력 계산부(15)에 의한 샘플전력 계산을 수행할 수 있다. The sample power calculator 15 calculates a sample power of the SRS converted into a signal in the time domain. If there is no interference by the multi-user, after the SRS code compensation, the sample power calculation unit 15 may perform calculation of the sample power using the power of the frequency region without performing IFFT on the SRS.

신호검출부(16)는 샘플 전력 계산부(15)의 출력에서 SRS를 검출하고, 수신 타이밍을 추정한다.The signal detector 16 detects the SRS at the output of the sample power calculator 15 and estimates the reception timing.

무선환경 판단부(17)는 샘플전력 계산부(15)의 계산결과로써 수신신호의 품질(강도) 및 다중 경로 페이딩 양을 측정하여 무선환경을 판단한다. 무선환경 판단부(17)는 샘플전력 계산부(15)의 계산결과에서 SRS 검출 임계치를 넘는 사용자 신호의 유무를 직접 검출하거나 신호 검출부(16)에서 확인된 SRS 검출 여부을 입력받는다. SRS 검출 임계치를 넘는 사용자의 신호가 검출되거나 신호 검출부(16)에서 SRS 검출이 확인된 경우, 즉 검출된 사용자 신호가 존재하면, 무선환경 판단부(17)는 샘플전력 계산부(15)의 출력에서 SRS 검출 임계치를 넘는 샘플의 최대 피크 값(MaxPeak)(최대 샘플전력)을 검색하고. 다음의 수학식 4와 같이 최대 피크값 MaxPeak을 백색잡음 NoisePower의 상수배로 정량화시켜 SRS 검출 임계치 보다 작은 채널 추정 임계치(CHTH)를 결정한다.The radio environment determination unit 17 determines the radio environment by measuring the quality (strength) of the received signal and the amount of multipath fading as a result of the calculation of the sample power calculator 15. The radio environment determination unit 17 directly detects the presence or absence of a user signal exceeding the SRS detection threshold value in the calculation result of the sample power calculation unit 15 or receives an input of whether the SRS detected by the signal detection unit 16 is detected. If the user's signal exceeding the SRS detection threshold is detected or if the SRS detection is confirmed by the signal detector 16, that is, the detected user signal exists, the radio environment determination unit 17 outputs the output of the sample power calculator 15. Retrieve the maximum peak value (MaxPeak) (maximum sample power) of the sample above the SRS detection threshold. As shown in Equation 4 below, the maximum peak value MaxPeak is quantified by a constant multiple of the white noise NoisePower to determine a channel estimation threshold (CH TH ) smaller than the SRS detection threshold.

Figure 112008048537234-pat00006
Figure 112008048537234-pat00006

수학식 4에서

Figure 112008048537234-pat00007
는 0보다 크고 1보다 작은 값으로서 얼마나 많은 피크값을 채널 추정에 포함할지를 결정하는 계수이다.In Equation 4,
Figure 112008048537234-pat00007
Is a value that is greater than zero and less than one, and determines how many peak values to include in the channel estimate.

무선환경 판단부(17)는 샘플전력 계산부(15)의 출력에서 채널 추정 임계치(CHTH)를 넘는 피크값(PeakValue)을 검출하고, 검출된 각 피크값(PeakValue)을 다음의 수학식 5에 따라 같이 정량화시킨다.The radio environment determination unit 17 detects a peak value (PeakValue) that exceeds the channel estimation threshold (CH TH ) at the output of the sample power calculation unit 15, and calculates each detected peak value (PeakValue) as shown in Equation 5 below. Quantify as per

Figure 112008048537234-pat00008
Figure 112008048537234-pat00008

수학식 5에서 FET_Size는 FFT의 크기로서, 10MHz 대역폭에서 1024의 크기를 갖는다. M은 SRS에 사용되는 부반송파의 개수 또는 확장된 ZC-CAZAC 코드 길이를 나타내고, N_Ant는 수신기에 구성되어 있는 수신 안테나 개수를 의미한다. NoisePower는 시스템의 한 안테나당 부반송파의 백색잡음을 나타낸다.In Equation 5, FET_Size is a size of the FFT and has a size of 1024 in a 10 MHz bandwidth. M represents the number of subcarriers or extended ZC-CAZAC code length used for SRS, and N_Ant represents the number of receive antennas configured in the receiver. NoisePower represents the white noise of subcarriers per antenna in the system.

도 7은 수신신호의 품질과 다중경로 페이딩 검출을 위해 채널 추정 장치의 설계자에 의해 미리 설정된 SRS 검출 임계치(제1 임계치), 전술한 수학식 4에 의해 결정된 채널추정 임계치(제2 임계치)와 다중경로의 피크들을 보인다. 예로서, 도 7은 세 개 경로의 피크값을 보인다. 이중 첫번째 경로의 피크 P1이 SRS 검출 임계치를 넘으며 가장 큰 값을 갖는다. 따라서, P1의 피크값이 채널추정 임계치를 결정하기 위한 수학식 4의 MaxVaule가 된다. 도 7의 예에서 P1의 피크값을 이용하여 결정된 채널추정 임계치를 넘는 피크는 첫번째 경로의 피크 P1과 두번째 경로의 피크 P2 이고, 피크 P1과 P2의 각 피크값(PeakValue)을 수학식 5와 같이 정량화시킨다.FIG. 7 illustrates an SRS detection threshold (first threshold) preset by a designer of a channel estimating apparatus for detecting the quality of a received signal and multipath fading, and a channel estimation threshold (second threshold) determined by Equation 4 described above. The peaks of the path are shown. As an example, Figure 7 shows the peak values of three paths. The peak P 1 of the first path exceeds the SRS detection threshold and has the largest value. Therefore, the peak value of P 1 becomes MaxVaule of equation (4) for determining the channel estimation threshold. FIG peak over a channel estimation threshold value determined by using the peak value P 1 in the example 7 of the peak P 1 and the second path to the first path, the peak P 2 Each peak value (PeakValue) of the peaks P 1 and P 2 is quantified as in Equation 5.

채널추정 임계치를 넘는 샘플의 피크값 PeakValue가 다수개 존재하므로, 다수의

Figure 112008048537234-pat00009
값이 계산된다. 예컨대, 첫번째 경로의 피크 P1의 피크값 및 두번째 경로의 피크 P2 의 피크값으로부터 정량화된 PPeak1, PPeak2가 얻어질 수 있다. 정량화된
Figure 112008048537234-pat00010
에는 백색 잡음 등과 같은 필요없는 신호가 포함될 수 있으므로,
Figure 112008048537234-pat00011
중에서 PeakValue를 기준으로 일정 범위의 값만을 선택한다. Since there are multiple peak values PeakValue of samples that exceed the channel estimation threshold,
Figure 112008048537234-pat00009
The value is calculated. For example, quantified P Peak1 , P Peak2 can be obtained from the peak value of the peak P 1 of the first path and the peak value of the peak P 2 of the second path. Quantified
Figure 112008048537234-pat00010
May contain unwanted signals, such as white noise,
Figure 112008048537234-pat00011
Select a range of values based on PeakValue.

한편, 수신신호에 대한 FFT, 코드보상 및 IFFT 수행의 일련의 과정은 시간영역에서의 정합(상관)필터와 등가이다. 본 발명의 다른 실시예에서는 무선환경 판단부(17)가 CP를 제거한 신호와 정합필터를 통과한 신호의 상관값을 확인하여 무선환경을 판단하도록 사운딩 채널 추정 장치(100)가 구성될 수도 있다.On the other hand, a series of processes of performing FFT, code compensation, and IFFT on a received signal are equivalent to matched (correlated) filters in the time domain. In another embodiment of the present invention, the sounding channel estimating apparatus 100 may be configured such that the radio environment determination unit 17 determines a radio environment by checking a correlation value between the signal from which the CP has been removed and the signal passing through the matching filter. .

채널추정 윈도우 설정부(18)는 무선환경 판단부(17)에서 정량화된 다중경로의 피크값을 이용하여 채널추정 윈도우의 위치와 크기를 설정한다. 먼저, 채널 추정 윈도우 설정부(18)는 다음의 수학식 6에 따라 채널추정 윈도우의 기본 단위

Figure 112008048537234-pat00012
를 계산한다. 수학식 6에서, α는 신호와 백색잡음을 얼마나 채널추정에 넣을 것인가를 결정하는 상수이다.The channel estimation window setting unit 18 sets the position and the size of the channel estimation window using the peak values of the multipaths quantified by the radio environment determination unit 17. First, the channel estimation window setting unit 18 is a basic unit of the channel estimation window according to Equation 6 below.
Figure 112008048537234-pat00012
. In Equation 6, α is a constant that determines how much signal and white noise are included in the channel estimation.

Figure 112008048537234-pat00013
Figure 112008048537234-pat00013

수학식 6과 같이 계산된 윈도우의 기본단위

Figure 112008048537234-pat00014
를 이용하여 채널추정 윈도우를 다음의 수학식 7과 같이 설정한다. Basic unit of the window calculated as in Equation 6
Figure 112008048537234-pat00014
The channel estimation window is set by using Equation 7 below.

Figure 112008048537234-pat00015
Figure 112008048537234-pat00015

수학식 7에서

Figure 112008048537234-pat00016
와
Figure 112008048537234-pat00017
는 각 경로의 정량화된 피크값
Figure 112008048537234-pat00018
의 왼쪽, 오른쪽을 나타내고, CL과 CR은
Figure 112008048537234-pat00019
의 위치를 중심으로 왼쪽과 오른쪽의 신호를 얼마나 넣을 것인가를 결정하는 상수로서, 검출되지 않은 다중경로 페이딩 신호를 채널 응답에 추가하기 위한 상수이다. 일예로 CL과 CR은 최대 피크값 MaxValue를 갖는 P1의 수신 타이밍을 기준으로 정할 수 있다. 즉, 만약 P1의 수신 타이밍이 5㎲이고
Figure 112008048537234-pat00020
=
Figure 112008048537234-pat00021
= 10 이라면 CL과 CR은 10MHz 대 역폭에서 8로 정할 수 있다(80 샘플은 10MHz 대역폭에서 약 5㎲임).In equation (7)
Figure 112008048537234-pat00016
Wow
Figure 112008048537234-pat00017
Is the quantified peak value of each path
Figure 112008048537234-pat00018
Represents the left and right side of C L and C R
Figure 112008048537234-pat00019
A constant that determines how much of the left and right signals to be centered on the position of, and is a constant for adding an undetected multipath fading signal to the channel response. For example, C L and C R may be determined based on the reception timing of P 1 having the maximum peak value MaxValue. That is, if the reception timing of P 1 is 5ms
Figure 112008048537234-pat00020
=
Figure 112008048537234-pat00021
If = 10, C L and C R can be set to 8 at 10 MHz bandwidth (80 samples is about 5 dB at 10 MHz bandwidth).

이어서, CL과 CR을 α와 연계시켜 채널추정 윈도우의 크기를 결정한다. 각 경로의 채널추정 임계값을 넘는 피크값의 수신 타이밍을 기준으로 결정된 채널추정 윈도우를 이용하여 다중경로의 최종 채널추정 윈도우를 결정한다. 즉, 도 7에 보인 예에서 채널추정 임계치를 넘는 첫 번째 경로의 피크(P1)와 두 번째 경로의 피크(P2)의 수신 타이밍을 기준으로 채널추정 윈도우를 정하게 된다. 첫 번째 경로에 의해 채널추정 윈도우1을 정하고, 두 번째 경로에 의해 채널추정 윈도우2를 정한 후, 두 윈도우의 합으로 최종적인 채널추정 윈도우를 정한다.Subsequently, C L and C R are associated with α to determine the size of the channel estimation window. The final channel estimation window of the multipath is determined using the channel estimation window determined based on the reception timing of the peak value exceeding the channel estimation threshold of each path. That is, in the example shown in FIG. 7, the channel estimation window is determined based on the reception timings of the peak P 1 of the first path and the peak P 2 of the second path that exceed the channel estimation threshold. The channel estimation window 1 is determined by the first path, the channel estimation window 2 is determined by the second path, and the final channel estimation window is determined by the sum of the two windows.

신호 뮤팅부(19)는 최종으로 결정된 채널 추정 윈도우 밖의 신호 즉, 다른 사용자의 신호와 백색잡음을 IFFT부(14)의 출력에서 제거한다(muting). 사운딩 채널 추정 장치(100)의 IFFT부(14)에서 IFFT된 신호를 Si(k)라 하고 채널추정 윈도우를 w(k)라 하면 i번째 안테나에 대하여 뮤팅된 신호 mi(k)는 다음의 수학식 8과 같이 표현된다.The signal muting unit 19 mutes the signal outside the finally determined channel estimation window, that is, the signal and white noise of another user from the output of the IFFT unit 14. If the IFFT signal in the IFFT unit 14 of the sounding channel estimating apparatus 100 is S i (k) and the channel estimation window is w (k), the signal m i (k) muted with respect to the i th antenna is It is expressed as Equation 8 below.

Figure 112008048537234-pat00022
Figure 112008048537234-pat00022

w(k)는 뮤팅되지 않는 곳을 1로 정하고 뮤팅되는 곳을 0으로 할 수 있으며, 가중치를 고려하는 경우에는 다른 값을 갖게 된다. w (k) may be set to 1 where it is not muted, and 0 where it is muted, and has a different value when considering a weight.

FFT부(20)는 뮤팅된 신호(mi(k))에 대하여 FFT를 수행한다. 이로써 채널 추정이 완료된다.The FFT unit 20 performs an FFT on the muted signal m i (k). This completes channel estimation.

도 8a는 종래 기술과 본 발명의 와이밴드 CINR과 서브밴드 CINR 측정 결과를 비교하여 보이고, 도 8b는 종래기술과 본 발명의 RMS 에러를 비교하여 보인다. 도 8a 및 도 8b의 결과는 M개의 부반송파로 이루어지는 와이드밴드와 12개의 부반송파로 이루어지는 서브밴드를 2개의 수신 안테나를 이용하여 PB3(Pedestrain channel B 3km/h) 환경에서 수신하여 얻은 결과이다. 종래의 기술에 따른 평균 CINR 측정값은 5dB에서부터 이상값과 차이가 발생하고 낮은 CINR에서는 약 -3dB 이하로는 측정이 되지 않는다. 즉, 사용자가 CINR=-10dB의 지점에 있을 때, 종래 기술에 따라 측정되는 CINR은 이상값과 약 5dB 정도 차이가 있다. 그러나, 본 발명의 기술에 따라 측정된 CINR은 CINR=-10dB의 지점에서 이상값과 거의 일치하는 결과를 보인다. 도 8b의 RMS 에러는 측정된 CINR의 정확도를 나타내는 것으로서 0에 가까운 값일수록 정확하다는 것을 의미한다. CINR=-10dB에서 종래 기술은 2.5~5의 RMS 에러를 보이나, 본 발명에서 나타나는 RMS는 1이하이다. FIG. 8A shows a comparison of the results of the measurement of the wideband CINR and the subband CINR of the prior art and the present invention, and FIG. 8B illustrates the RMS error of the prior art and the present invention. 8A and 8B show a result obtained by receiving a wideband consisting of M subcarriers and a subband consisting of 12 subcarriers in a PB3 (Pedestrain channel B 3 km / h) environment using two receiving antennas. The average CINR measurement value according to the related art differs from the ideal value from 5 dB, and is not measured below about -3 dB at low CINR. That is, when the user is at the point of CINR = -10dB, the CINR measured according to the prior art is about 5dB different from the outlier. However, the CINR measured according to the technique of the present invention shows almost the same result as the outlier at the point of CINR = -10dB. The RMS error of FIG. 8B indicates the accuracy of the measured CINR, which means that a value closer to zero is more accurate. At CINR = -10dB, the prior art shows an RMS error of 2.5-5, but the RMS present in the present invention is less than one.

전술한 본 발명의 실시예에서는 3GPP LTE 상향링크의 사운딩 채널 추정을 설명하였으나, LTE 상향링크에서 CAZAC 코드를 사용하는 RACH와 DMRS에서도 동일한 방법으로 정확한 채널추정이 가능하다. 특히 DMRS는 데이터 디코딩을 위한 파일롯으로 사용되고 사운딩 채널과 동일한 구조를 갖기 때문에 정확한 채널추정을 통하여 데이터 처리량의 증가 등에 대한 이득을 기대할 수 있다.In the above-described embodiment of the present invention, the sounding channel estimation of the 3GPP LTE uplink has been described. However, the same channel estimation is possible in the RACH and the DMRS using the CAZAC code in the LTE uplink. In particular, since DMRS is used as a pilot for data decoding and has the same structure as a sounding channel, it is possible to expect a gain for increasing data throughput through accurate channel estimation.

상술한 실시예는 본 발명의 원리를 응용한 다양한 실시예의 일부를 나타낸 것에 지나지 않음을 이해해야 한다. 본 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 본질로부터 벗어남이 없이 여러 가지 변형이 가능함을 명백히 알 수 있을 것이다.It is to be understood that the above described embodiments are merely illustrative of some of the various embodiments employing the principles of the present invention. It will be apparent to those skilled in the art that various modifications may be made without departing from the spirit of the invention.

도 1은 SRS 주파수 영역 매핑도1 is an SRS frequency domain mapping diagram

도 2는 종래 사운딩 채널 송신기의 구성을 보이는 블록도.Figure 2 is a block diagram showing the configuration of a conventional sounding channel transmitter.

도 3은 종래 사운딩 채널 수신기의 구성을 보이는 블록도Figure 3 is a block diagram showing the configuration of a conventional sounding channel receiver

도 4는 사운딩 채널의 샘플전력 예시도(대역폭: 10MHz)4 is an exemplary diagram of a sample power of a sounding channel (bandwidth: 10 MHz)

도 5a 및 도 5b는 10MHz 대역폭을 갖는 LTE 시스템이 120 샘플 크기의 고정된 채널추정 윈도우 크기를 갖는 경우, 채널 환경이 비교적 좋을 때(CINR=0dB)와 채널 환경이 좋지 않을 때(CINR=-13dB)의 샘플전력을 각각 보이는 그래프.5A and 5B show that when an LTE system with a 10 MHz bandwidth has a fixed channel estimation window size of 120 samples, when the channel environment is relatively good (CINR = 0 dB) and when the channel environment is not good (CINR = -13 dB). Graph showing the sample power of).

도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 사운딩 채널 추정 장치의 구성 및 신호처리 흐름을 보이는 개략도.Figure 6 is a schematic diagram showing the configuration and signal processing flow of the sounding channel estimation apparatus according to an embodiment of the present invention.

도 7은 채널추정 윈도우 설정을 위한 사용자의 SRS 검출 임계치, 채널추정 임계치, 각 경로의 피크를 보이는 그래프.7 is a graph showing a user's SRS detection threshold, channel estimation threshold, and peak of each path for setting a channel estimation window.

도 8a는 종래 기술과 본 발명의 와이밴드 CINR과 서브밴드 CINR 측정 결과를 비교하여 보이는 그래프.Figure 8a is a graph showing the comparison of the results of the conventional band and the band and the subband CINR of the present invention.

도 8b는 종래기술과 본 발명의 RMS 에러를 비교하여 보이는 그래프.8b is a graph comparing the RMS error of the prior art and the present invention.

Claims (10)

CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 코드 기반 이동통신 시스템의 채널 추정 장치로서,A channel estimation device of a CAZAC (Constant Amplitude Zero Auto Correlation) code-based mobile communication system, 입력신호 내의 제1 임계치를 넘는 피크값의 존재로서 사용자 신호의 유무를 판단하고, 상기 사용자 신호가 존재하면 상기 제1 임계치를 넘는 피크값 중 최대 피크값을 이용하여 제2 임계치를 결정하고, 상기 입력신호에서 피크값이 상기 제2 임계치를 넘는 피크를 선택하도록 동작하는 무선환경 판단부;The presence of a peak value exceeding a first threshold value in the input signal determines whether a user signal exists, and if the user signal exists, a second threshold value is determined using a maximum peak value among the peak values exceeding the first threshold value. A radio environment determination unit operable to select a peak in the input signal whose peak value exceeds the second threshold; 상기 선택된 피크의 수신 타이밍을 기준으로 채널추정 윈도우의 위치와 크기를 결정하도록 동작하는 채널추정 윈도우 설정부; 및A channel estimation window setting unit operable to determine a position and a size of a channel estimation window based on the reception timing of the selected peak; And 상기 채널 추정 윈도우를 기준으로 다른 사용자의 신호와 백색잡음을 제거하도록 동작하는 신호 뮤팅부를 포함하는, 채널 추정 장치.And a signal muting unit operable to remove other users' signals and white noise based on the channel estimation window. 제1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 채널추정 윈도우 설정부는, 상기 선택된 피크가 다수인 경우, 상기 채널추정 윈도우를 다수개 설정하고, 상기 다수의 채널 추정 윈도우로부터 최종 채널추정 윈도우를 결정하도록 동작하고,상기 신호 뮤팅부는 상기 최종 결정된 채널 추정 윈도우를 기준으로 다른 사용자의 신호와 백색잡음을 제거하도록 동작하는, 채널추정 장치.The channel estimation window setting unit may be configured to set a plurality of channel estimation windows and determine a final channel estimation window from the plurality of channel estimation windows when the selected peaks are plural, and the signal muting unit determines the final determined channel. And estimating the other user's signal and white noise based on the estimation window. 제1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 무선환경 판단부는,The wireless environment determination unit, 상기 최대 피크값을 백색잡음의 상수배로 정량화시켜 상기 제2 임계치를 결정하도록 동작하는, 채널 추정 장치.And quantify the maximum peak value by a constant multiple of white noise to determine the second threshold. 제3항에 있어서,The method of claim 3, 상기 무선환경 판단부는, 그 피크값이 상기 제2 임계치를 넘으며 상기 최대 피크값을 기준으로 일정 범위에 있는 피크를 선택하도록 동작하는, 채널 추정 장치.And the radio environment determination unit is operable to select a peak whose peak value exceeds the second threshold and is in a predetermined range based on the maximum peak value. CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 코드 기반 이동통신 시스템의 채널 추정 장치로서,A channel estimation device of a CAZAC (Constant Amplitude Zero Auto Correlation) code-based mobile communication system, 입력되는 SRS(sounding reference signal)에서 CP(Cyclic Prefix)를 제거하도록 동작하는 CP 제거부;A CP removing unit operable to remove a cyclic prefix from a received sounding reference signal (SRS); 상기 CP가 제거된 SRS에 FFT(fast fourier transforming)을 수행하도록 동작하는 FFT부;An FFT unit operable to perform fast fourier transforming (FFT) on the SRS from which the CP is removed; 송신 신호의 켤레 복소수(
Figure 112013064473316-pat00023
)를 상기 SRS의 코드 보상값으로서 제공하도록 동작하는 SRS 코드 보상값 제공부;Complex conjugate of the transmitted signal (
Figure 112013064473316-pat00023
SRS code compensation value providing unit operative to provide a) as a code compensation value of the SRS; 상기 CP가 제거된 SRS에 상기 켤레 복소수를 곱하여 기준신호의 코드를 보상하도록 동작하는 승산기;A multiplier operative to compensate the code of the reference signal by multiplying the conjugate complex number by the SRS from which the CP has been removed; 상기 코드 보상된 SRS에 대해 IFFT(inverse fast fourier transforming)을 수행하도록 동작하는 IFFT부;An IFFT unit operable to perform inverse fast fourier transforming (IFFT) on the code compensated SRS; 상기 IFFT가 수행된 SRS의 샘플 전력을 계산하도록 동작하는 샘플전력 계산부;A sample power calculator configured to calculate a sample power of the SRS on which the IFFT is performed; 상기 샘플전력 계산부의 출력에서 상기 SRS를 검출하고, 수신 타이밍을 추정하는 신호 검출부;A signal detector for detecting the SRS at an output of the sample power calculator and estimating a reception timing; 상기 샘플전력 계산부의 출력 또는 상기 신호 검출부의 출력으로부터 SRS 검출 임계치를 넘는 피크값의 존재여부를 파악하여 사용자 신호의 유무를 판단하고, 상기 사용자 신호가 존재하면 상기 SRS 검출 임계치를 넘는 피크값 중 최대 피크값을 이용하여 채널추정 임계치를 결정하고, 상기 샘플전력 계산부의 출력에서 피크값이 상기 채널추정 임계치를 넘는 피크를 선택하도록 동작하는 무선환경 판단부;The presence of a peak value exceeding an SRS detection threshold is determined from an output of the sample power calculator or an output of the signal detector to determine whether a user signal is present, and if the user signal is present, the maximum of peak values exceeding the SRS detection threshold is present. A radio environment determination unit configured to determine a channel estimation threshold using a peak value and to select a peak at which the peak value exceeds the channel estimation threshold at the output of the sample power calculator; 상기 선택된 피크의 수신 타이밍을 기준으로 채널추정 윈도우의 위치와 크기를 결정하되, 상기 선택된 피크가 다수인 경우 상기 채널추정 윈도우를 다수개 설정하고, 상기 다수의 채널 추정 윈도우로부터 최종 채널추정 윈도우를 결정하도록 동작하는 채널추정 윈도우 설정부; 및The position and size of the channel estimation window is determined based on the reception timing of the selected peak. If the selected peak is plural, the plurality of channel estimation windows are set, and the final channel estimation window is determined from the plurality of channel estimation windows. A channel estimation window setting unit operative to operate; And 상기 결정된 채널 추정 윈도우를 기준으로 다른 사용자의 신호와 백색잡음을 제거하도록 동작하는 신호 뮤팅부를 포함하는, 채널 추정 장치.And a signal muting unit operable to remove other user's signal and white noise based on the determined channel estimation window. CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 코드 기반 이동통신 시스 템의 채널 추정 방법으로서,As a channel estimation method of a CAZAC (Constant Amplitude Zero Auto Correlation) code-based mobile communication system, 입력신호 내의 제1 임계치를 넘는 피크값의 존재로서 사용자 신호의 유무를 판단하는 단계;Determining the presence or absence of a user signal as the presence of a peak value exceeding a first threshold in the input signal; 상기 사용자 신호가 존재하면 상기 제1 임계치를 넘는 피크값 중 최대 피크값을 이용하여 제2 임계치를 결정하는 단계;Determining a second threshold value using a maximum peak value among peak values exceeding the first threshold value when the user signal exists; 상기 입력신호에서 피크값이 상기 제2 임계치를 넘는 피크를 선택하는 단계;Selecting a peak in the input signal whose peak value exceeds the second threshold; 상기 선택된 피크의 수신 타이밍을 기준으로 채널추정 윈도우의 위치와 크기를 결정하는 단계; 및Determining a position and a size of a channel estimation window based on the reception timing of the selected peak; And 상기 결정된 채널 추정 윈도우를 기준으로 다른 사용자의 신호와 백색잡음을 제거하는 뮤팅 단계를 포함하는, 채널 추정 방법.And muting the other user's signal and white noise based on the determined channel estimation window. 제6항에 있어서,The method according to claim 6, 상기 채널 추정 윈도우를 결정하는 단계에서, 상기 선택된 피크가 다수인 경우, 상기 채널추정 윈도우를 다수개 결정하고, 상기 다수의 채널 추정 윈도우로부터 최종 채널추정 윈도우를 결정하고,In the determining of the channel estimation window, if the selected peak is plural, the plural channel estimation windows are determined, the final channel estimation window is determined from the plural channel estimation windows, 상기 뮤팅 단계에서 최종 채널 추정 윈도우를 기준으로 다른 사용자의 신호와 백색잡음을 제거하는, 채널추정 방법.The method of estimating the white noise in the other channel based on the final channel estimation window in the muting step. 제6항에 있어서,The method according to claim 6, 상기 제2 임계치는 상기 최대 피크값을 백색잡음의 상수배로 정량화시켜 결 정하는, 채널 추정 방법.And determining the second threshold by quantifying the maximum peak value by a constant multiple of white noise. 제8항에 있어서,9. The method of claim 8, 상기 입력신호에서 피크값이 상기 제2 임계치를 넘는 피크를 선택하는 단계는, 그 피크값이 상기 제2 임계치를 넘으며 상기 최대 피크값을 기준으로 일정 범위에 있는 피크를 선택하도록 동작하는, 채널 추정 방법.Selecting a peak in the input signal that exceeds a second threshold, wherein the peak value exceeds the second threshold and operates to select a peak in a range based on the maximum peak value. Estimation method. CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 코드 기반 이동통신 시스템의 채널 추정 방법으로서,A channel estimation method of a CAZAC (Constant Amplitude Zero Auto Correlation) code-based mobile communication system, 입력되는 SRS(sounding reference signal)에서 CP(Cyclic Prefix)를 제거하는 단계;Removing a cyclic prefix (CP) from an input sounding reference signal (SRS); 상기 CP가 제거된 SRS에 FFT(fast fourier transforming)을 수행하는 단계;Performing fast fourier transforming (FFT) on the SRS from which the CP is removed; 상기 CP가 제거된 SRS에 송신 신호의 켤레 복소수(
Figure 112013064473316-pat00024
)를 곱하여 기준신호의 코드를 보상하는 단계;Conjugate complex number of the transmission signal to the SRS from which the CP is removed
Figure 112013064473316-pat00024
Compensating the code of the reference signal by multiplying 상기 코드 보상된 SRS에 대해 IFFT(inverse fast fourier transforming)을 수행하는 단계;Performing inverse fast fourier transforming (IFFT) on the code compensated SRS; 상기 IFFT가 수행된 SRS의 샘플 전력을 계산하는 단계;Calculating a sample power of the SRS on which the IFFT is performed; 상기 계산된 SRS의 샘플 전력에서 상기 SRS를 검출하고, 수신 타이밍을 추정하는 단계;Detecting the SRS at the sample power of the calculated SRS and estimating a reception timing; 상기 계산된 샘플 전력 또는 상기 검출된 SRS로부터 SRS 검출 임계치를 넘는 피크값의 존재여부를 파악하여 사용자 신호의 유무를 판단하는 단계;Determining whether a user signal is present by determining whether a peak value exceeding an SRS detection threshold exists from the calculated sample power or the detected SRS; 상기 사용자 신호가 존재하면 상기 SRS 검출 임계치를 넘는 피크값 중 최대 피크값을 이용하여 채널추정 임계치를 결정하는 단계;Determining a channel estimation threshold value using a maximum peak value among peak values exceeding the SRS detection threshold when the user signal exists; 상기 계산된 샘플전력에서 피크값이 상기 채널추정 임계치를 넘는 피크를 선택하는 단계;Selecting a peak at the calculated sample power that exceeds a channel estimation threshold; 상기 선택된 피크의 수신 타이밍을 기준으로 채널추정 윈도우의 위치와 크기를 결정하되, 상기 선택된 피크가 다수인 경우 상기 채널추정 윈도우를 다수개 결정하고, 상기 다수의 채널 추정 윈도우로부터 최종 채널추정 윈도우를 결정하는 단계; 및The position and size of the channel estimation window is determined based on the reception timing of the selected peak. If the selected peak is plural, the plurality of channel estimation windows are determined and the final channel estimation window is determined from the plurality of channel estimation windows. Making; And 상기 결정된 채널 추정 윈도우를 기준으로 다른 사용자의 신호와 백색잡음을 제거하는 단계를 포함하는, 채널 추정 방법.And removing other user's signals and white noise based on the determined channel estimation window.
KR1020080065003A 2008-07-04 2008-07-04 Apparatus and method of estimating channel using adaptive channel estimation window in wireless communication based on CAZAC sequence KR101346436B1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020080065003A KR101346436B1 (en) 2008-07-04 2008-07-04 Apparatus and method of estimating channel using adaptive channel estimation window in wireless communication based on CAZAC sequence

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020080065003A KR101346436B1 (en) 2008-07-04 2008-07-04 Apparatus and method of estimating channel using adaptive channel estimation window in wireless communication based on CAZAC sequence

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20100004690A KR20100004690A (en) 2010-01-13
KR101346436B1 true KR101346436B1 (en) 2014-01-07

Family

ID=41814239

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020080065003A KR101346436B1 (en) 2008-07-04 2008-07-04 Apparatus and method of estimating channel using adaptive channel estimation window in wireless communication based on CAZAC sequence

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101346436B1 (en)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101931597B (en) * 2010-08-31 2013-09-18 新邮通信设备有限公司 Channel estimation window determining method and device

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20070077022A (en) * 2006-01-20 2007-07-25 엘지노텔 주식회사 Method of allocating a frequency band to a random access channel and transmitting/receiving signals via the random access channel in an sc-fdma system, and signal detecting device
US20080137525A1 (en) 2006-12-07 2008-06-12 Guanghui Liu Channel estimation method and apparatus determining a channel impulse response (cir) distribution area using two adjacent windows

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20070077022A (en) * 2006-01-20 2007-07-25 엘지노텔 주식회사 Method of allocating a frequency band to a random access channel and transmitting/receiving signals via the random access channel in an sc-fdma system, and signal detecting device
US20080137525A1 (en) 2006-12-07 2008-06-12 Guanghui Liu Channel estimation method and apparatus determining a channel impulse response (cir) distribution area using two adjacent windows

Also Published As

Publication number Publication date
KR20100004690A (en) 2010-01-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100922245B1 (en) Timing control in orthogonal frequency division multiplex systems based on effective signal-to-noise ratio
EP1856811B1 (en) Method and apparatus for synchronizing wireless receiver
EP2016731B1 (en) Signal detection in multicarrier communication system
RU2406238C2 (en) Noise evaluation for wireless communication
US7558345B2 (en) Apparatus and method for synchronizing symbol timing synchronization applicable to orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) receiver
KR101069988B1 (en) Correlation apparatus and method for acquiring synchronization in wireless local area network
KR101656083B1 (en) Apparatus and method for obtaining reception synchronization in wireless communication system
KR20060130706A (en) Method and apparatus for pilot signal transmission
KR20010082108A (en) Signal construction, detection and estimation for uplink timing synchronization and access control in a multi-access wireless communication system
CN112585874B (en) Noise floor estimation for signal detection
KR101421406B1 (en) Correlation apparatus and method for frequency synchronization in broadband wireless access communicaion system
US10686637B2 (en) Receiving apparatus and receiving method
KR101067558B1 (en) Apparatus for estimating frequency offset and method for estimating frequency offset
KR20100056800A (en) Mimo telecommunication apparatus
CA2735007C (en) Long term evolution (lte) radio link timing synchronization
KR101346436B1 (en) Apparatus and method of estimating channel using adaptive channel estimation window in wireless communication based on CAZAC sequence
US20110176592A1 (en) System and method for optimizing use of channel state information
KR101257015B1 (en) Methods of estimating timing offset using multi stage for timing synchronization and ofdm reciever
KR101421305B1 (en) ractional frequency offset estimation method and receiver using the same
US7719954B2 (en) Apparatus and method for measuring noises in a wireless communication system
KR100647079B1 (en) Method for providing dft-based channel estimation of ofdm system
US20110058470A1 (en) Ranging apparatus and method for improving ranging performance in ofdma system
KR101116854B1 (en) Time synchronization method for wireless communication system
KR102005616B1 (en) Digital audio broadcasting system based on ofdm and method of mode and frame detection using the same
KR101794987B1 (en) Inter-carrier interference and noise signal suppression method and orthogonal frequency division multiplexing receiver thereof

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161114

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20171114

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20181121

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20191112

Year of fee payment: 7