KR101335806B1 - 간섭 제거 장치 및 방법 - Google Patents

간섭 제거 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101335806B1
KR101335806B1 KR1020120144596A KR20120144596A KR101335806B1 KR 101335806 B1 KR101335806 B1 KR 101335806B1 KR 1020120144596 A KR1020120144596 A KR 1020120144596A KR 20120144596 A KR20120144596 A KR 20120144596A KR 101335806 B1 KR101335806 B1 KR 101335806B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
symbol
path
interference
received
Prior art date
Application number
KR1020120144596A
Other languages
English (en)
Inventor
서종수
백종섭
한재신
전성호
최정민
Original Assignee
연세대학교 산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 연세대학교 산학협력단 filed Critical 연세대학교 산학협력단
Priority to KR1020120144596A priority Critical patent/KR101335806B1/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101335806B1 publication Critical patent/KR101335806B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/155—Ground-based stations
    • H04B7/15564—Relay station antennae loop interference reduction
    • H04B7/15585—Relay station antennae loop interference reduction by interference cancellation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
    • H04L25/0328—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus with interference cancellation circuitry

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)

Abstract

간섭 제거 장치 및 방법이 개시된다. 개시된 간섭 제거 장치는 소스 노드로부터 전송된 제1 신호 및 상기 제1 신호를 수신하여 전달하는 M(2 이상의 정수임)개의 릴레이 노드 각각으로부터 전송된 M개의 제2 신호를 수신하는 수신부-상기 M개의 제2 신호는 각각 상기 제2 신호를 전송하는 릴레이 노드의 순번(order)에 상응하는 심볼 수만큼 상기 제1 신호가 지연된 신호임-; 및 상기 수신된 제1 신호와 M개의 제2 신호 사이의 간섭을 제거하는 간섭 제거부;를 포함한다. 본 발명에 따르면, 동일한 신호들 사이의 중첩을 효율적으로 회피하고 경로 다이버시티 이득을 달성하여 심볼의 복원 성능을 향상시킬 수 있는 장점이 있다.

Description

간섭 제거 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR INTERFERENCE CANCELLATION}
본 발명의 실시예들은 간섭 제거 장치 및 방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 동일한 신호들 사이의 중첩을 효율적으로 회피하고 경로 다이버시티 이득을 달성하여 심볼의 복원 성능을 향상시킬 수 있는 간섭 제거 장치 및 방법에 관한 것이다.
다중 안테나(multiple-antenna)를 갖는 공간 다이버시티(spatial diversity)는 무선 페이딩 채널(wireless fading channel)에 대응하는 강력한 기법으로 입증되어 왔다.
그러나, 무선 단말장치에 다중 안테나를 배치하는 것은 사이즈, 비용 및 전력 소모의 제한으로 인하여 현실적이지 않다.
따라서, 최근 많은 연구들은 소스로부터 전송된 정보가 다른 공간 경로들을 경험하도록 하기 위해 중간 릴레이(intermediate relay)를 사용하는 협력 통신(cooperative communication)에 초점을 두어 수행되고 있다.
이러한 협력 릴레잉(cooperative relaying)은 특히, 단일 안테나(single-antenna) 단말장치 사이에 가상 안테나 어레이를 형성함으로써, 분산된 기법(distributed manner)으로 공간 다이버시티를 달성하기 위한 효율적이고 저비용의 방법을 제공한다.
한편, 전이중 릴레이(FDR) 또한 릴레이 네트워크들의 스펙트럼 효율성(spectral efficiency)을 개선시키는 특성을 보여준다.
동일한 시간에 전송 및 수신하는 전이중 릴레이는 릴레이가 전체 전송 간격(entire transmission interval)과 협력하는 것을 허락하며, 이는 반이중 릴레이(half-duplex relay, HDR)에서 단일 채널당 1/2에 해당하는 프리 로그 요소(pre-log factor) 손실 용량을 극복할 수 있도록 한다.
그러나, 기존의 연구들은 전이중 릴레이(FDR) 네트워크와 관련된 단일 릴레이(single-relay) 네트워크만을 고려하고 있으며, 다수의 전이중 릴레이(multiple-FDR)를 이용한 협력 네트워크에 대한 연구는 이루어지지 않고 있는 실정이다.
이러한 다수의 전이중 릴레이를 이용한 협력 네트워크의 설계를 위해서는, 목적지에서 다른 공간 경로들(different spatial paths)을 경험하는 동일한 신호들 사이의 중첩을 어떻게 피할지에 관한 문제와 공간 다이버시티를 어떻게 달성할지에 관한 문제가 해결되어야 한다.
일반적으로, 다수의 반이중 릴레이들(multiple HDRs) / 단일의 반이중 릴레이(single HDR)를 이용한 협력 네트워크에서는 신호들 사이의 중첩 효과가 직교하는 시간 또는 주파수 채널 사용에 의해 회피될 수 있는 것으로 가정된다.
그러나, 전이중 릴레이에서 이러한 가정은 전이중 릴레이의 내재하는 동일한 시간과 주파수에서의 동시 전송(concurrent transmission)으로 인하여 허용되지 않으며, 이는 공간 다이버시티 이득이 없는 결과로 이어지게 된다.
상기한 바와 같은 종래기술의 문제점을 해결하기 위해, 본 발명에서는 동일한 신호들 사이의 중첩을 효율적으로 회피하고 경로 다이버시티 이득을 달성하여 심볼의 복원 성능을 향상시킬 수 있는 간섭 제거 장치 및 방법을 제안하고자 한다.
본 발명의 다른 목적들은 하기의 실시예를 통해 당업자에 의해 도출될 수 있을 것이다.
상기한 목적을 달성하기 위해 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따르면, 소스 노드로부터 전송된 제1 신호 및 상기 제1 신호를 수신하여 전달하는 M(2 이상의 정수임)개의 릴레이 노드 각각으로부터 전송된 M개의 제2 신호를 수신하는 수신부-상기 M개의 제2 신호는 각각 상기 제2 신호를 전송하는 릴레이 노드의 순번(order)에 상응하는 심볼 수만큼 상기 제1 신호가 지연된 신호임-; 및 상기 수신된 제1 신호와 M개의 제2 신호 사이의 간섭을 제거하는 간섭 제거부;를 포함하는 간섭 제거 장치가 제공된다.
상기 릴레이 노드의 순번은 소정의 서비스 영역 내에 위치하는 상기 M개의 릴레이 노드 각각에 대하여 미리 설정되는 순번일 수 있다.
상기 간섭 제거부는, 상기 제1 신호의 k번째 심볼을 k+1번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 상기 제1 신호의 k+1번째 심볼을 추정하는 제1 추정부-상기 k+1번째 심볼 시간에서 상기 제2 신호가 상기 수신부에 최초로 수신됨; 및 상기 추정된 제1 신호의 k+1번째 심볼을 상기 k+1번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 제1 경로에서의 상기 제1 신호의 k번째 심볼을 추정하는 제2 추정부;를 포함할 수 있다.
상기 제1 추정부는 상기 제1 신호의 k번째 심볼 및 상기 제1 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼에 대한 평균값을 상기 추정된 제1 신호의 k+1번째 심볼과 함께 k+2번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 상기 제1 신호의 k+2번째 심볼을 추정할 수 있다.
상기 제2 추정부는 상기 추정된 제1 신호의 k+2번째 심볼을 상기 제1 신호의 k번째 심볼 및 상기 제1 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼에 대한 평균값과 함께 상기 k+2번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 상기 제1 경로에서의 상기 제1 신호의 k+1번째 심볼을 추정할 수 있다.
상기 제2 추정부는 상기 추정된 제1 신호의 k+1번째 심볼 및 상기 제1 경로에서의 제1 신호의 k+1번째 심볼에 대한 평균값을 상기 추정된 제1 신호의 k+2번째 심볼과 함께 상기 k+2번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 제2 경로에서의 상기 제1 신호의 k번째 심볼을 추정할 수 있다.
상기 간섭 제거부는 상기 제1 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼 및 상기 제2 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼을 이용하여 상기 제1 신호의 k번째 심볼을 복원하는 심볼 복원부;를 더 포함할 수 있다.
상기 릴레이 노드는 전이중(full-duplex) 릴레이 노드일 수 있다.
상기 릴레이 노드는, 상기 제1 신호를 수신하는 제1 안테나; 및 상기 제2 신호를 전송하는 제2 안테나;를 포함하되, 상기 제2 안테나에 의해 전송되는 제2 신호에 의해 상기 제1 안테나로 수신되는 루프백(loop-back) 간섭을 제거하는 루프백 간섭 제거부;를 더 포함할 수 있다.
또한, 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 소스 노드로부터 전송된 제1 신호 및 상기 제1 신호를 수신하여 전달하는 M(2 이상의 정수임)개의 릴레이 노드 각각으로부터 전송된 M개의 제2 신호를 수신하는 단계-상기 M개의 제2 신호는 각각 상기 제2 신호를 전송하는 릴레이 노드의 순번(order)에 상응하는 심볼 수만큼 상기 제1 신호가 지연된 신호임-; 및 상기 수신된 제1 신호와 M개의 제2 신호 사이의 간섭을 제거하는 단계;를 포함하는 간섭 제거 방법이 제공된다.
본 발명에 따르면, 동일한 신호들 사이의 중첩을 효율적으로 회피하고 경로 다이버시티 이득을 달성하여 심볼의 복원 성능을 향상시킬 수 있는 장점이 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 다수의 전이중 릴레이를 이용한 협력 네트워크 시스템을 도시하는 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 제거 장치의 일 실시 형태로서 목적지 노드의 상세한 구성을 도시하는 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 제거 방법을 시간의 흐름에 따라 상세하게 도시한 순서도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 제거부의 상세한 구성을 도시하는 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭을 제거하는 단계를 시간의 흐름에 따라 보다 상세하게 도시한 순서도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신부에 제1 신호 및 두 개의 제2 신호가 수신된 상태에 관한 심볼의 모식도를 도시하는 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따라, 네 개의 릴레이 노드가 존재할 때, 수신부에 제1 신호 및 네 개의 제2 신호가 수신된 상태에 관한 심볼의 모식도를 도시하는 도면이다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용하였다.
이하에서, 본 발명에 따른 실시예들을 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 다수의 전이중 릴레이(full-duplex relays, FDRs)를 이용한 협력 네트워크 시스템(100)을 도시하는 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 협력 네트워크 시스템(100)은 S는 소스(source, 110), Ri(1≤i≤M)는 M 릴레이들(relays, 120), D는 목적지(destination, 130)를 포함한다.
릴레이들(120) 각각에는 두 개의 송수신 안테나가 장착되며, 각 릴레이(120)는 수신 안테나에서 수신된 신호를 자신의 릴레이 순번(order)만큼 지연시키고, 그리고 나서, 지연된 신호를 목적지로 전송한다.
즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 각 릴레이(120)는 M개의 릴레이 중 자신의 릴레이 순번(order)에 해당하는 심볼 수만큼 목적지로 전송되는 신호를 지연시킨다(지연된 전이중 릴레이(delayed full-duplex relays, D-FDRs).
동시에, 릴레이들(120) 각각은 소스(110)로부터 신호를 수신하고, 루프백 채널 임펄스 응답(loop-back channel impulse response)이 정확하지 않을 때 자신의 전송 안테나로부터 지연된(delayed) 루프백(loop-back) 간섭 신호를 수신하게 된다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 목적지(130)는 다수의 전이중 릴레이(120)에 의해 생성된 링크 이득(link gains)을 완전하게 획득하기 위해, 지연된 시그널(delayed signal)을 점진적으로 소거하는 효율적인 연속 간섭 소거(successive interference cancellation) 기법을 수행한다.
이러한 연속 간섭 소거는 신호들 사이의 중첩 효과(superposition effects)를 소거하게 된다.
본 발명의 일 실시예에 따른 지연된 전이중 릴레이(D-FDRs)를 이용한 협력 네트워크 기법 및 연속 간섭 소거(SIC) 기법들은 다른 공간 경로들(different spatial paths)을 가상으로 분리하며, 이는 소스로부터 전송된 신호에 공간 다이버시티 이득을 제공할 수 있다.
한편, 본 발명에서는 설명의 편의를 위하여, 소스(110) 및 목적지(130)에 단일 안테나가 장착된 것으로, 각각의 릴레이(120)에는 하나의 전송 안테나와 하나의 수신 안테나가 장착된 것으로 가정하며, 모든 안테나는 균일하게 모든 방향으로 전파 에너지(radio wave energy)를 방사할 수 있는 전방향성(omnidirectional) 안테나인 것으로 가정한다. 그러나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
그리고, 도 1에 도시된 바와 같이, 설명의 편의를 위해, i번째 릴레이로 전력을 전송하는, k번째 전송 심볼에 대한 S→Ri, S→D 및 R→D 링크들의 채널 임펄스 응답(channel impulse response)은 각각 fi k, hk, 및 gi k로 정의하며, Ri→Ri 링크에 대한 루프 간섭(loop interference, LI) 채널은 li k로 정의하기로 한다.
이때, fi k, hk, gi k 및 li k의 채널 계수들(channel coefficients)은 각각 분산 σ2 f, σ2 h, σ2 g 및 σ2 l을 갖는 제로 평균 복소수 가우시안 무작위 변수(zero-mean complex Gaussian random variable)에 독립된 것으로 가정되며, 단위 분산을 만족하도록 정규화될 수 있다(즉, E[σ2 f] = E[σ2 h] = E[σ2 g] = E[σ2 l] = 1).
또한, 채널 계수들(channel coefficients)은 하나의 전송 블록에 걸쳐 일정하고, 모든 블록을 독립적으로 달리하는 것으로 가정한다. 그리고, 본 발명에서 소스 내 채널 정보는 존재하지 않고, 릴레이 및 목적지 내 채널 상태 정보는 완전한 것으로 가정한다.
이하, 도 1을 참조하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 다수의 전이중 릴레이를 이용한 협력 네트워크 시스템(100)을 보다 상세히 설명한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 다수의 지연된 전이중 릴레이(multiple delayed full-duplex relay, M-D-FDR)를 이용한 협력 네트워크(100)에서, 먼저, 모든 릴레이들(120)은 전이중 릴레이 방식을 사용하여 목적지(130)와 통신하여, 동시에(simultaneously) 신호들을 전송하고 신호들을 수신하게 된다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, i번째 릴레이(120i)에서 목적지(130)로의 전송을 위해, 증폭 후 재전송(amplify-and-forward, AF) 릴레잉(relaying)이 이용될 수 있으며, 이때, 릴레이(120)는 소스(110)로부터 수신된 신호를 간단하게 증폭하고 재전송하게 된다. 증폭 후 재전송 모드는 판정 후 재전송(decision-and-forward, DF) 모드 대비 간단한 수행 및 작은 프로세싱 지연의 장점을 갖는다.
여기서, 모든 릴레이들(120), 소스(110) 및 목적지(130)는 기하학적으로(geometrically) 서비스 영역(service coverage) 내에 분포하는 것이 바람직하며, 이는 소스(110)가 목적지(130)와 직접 통신하는 것 또한 가능하게 한다.
본 발명에서는 소스(110)로부터 릴레이들(120)의 거리, 그리고, 그들의 하드웨어 성능은 서로 상이한 것으로 가정한다.
그리고, 첫 번째 릴레이(120a)는 다른 릴레이 대비 상대적으로 보다 우수한 하드웨어 성능을 갖는 것으로 가정하고, 목적지(130)로 전송하기 위해 한 심볼 지연된 심볼 시간을 가지며, 그리고, i번째 릴레이(120i)는 성공적으로 목적지로 전송하기 위해 i 지연된 심볼 시간을 갖게 된다.
한편, 본 발명과 대비하여, 다수의 비지연 전이중 릴레이(multiple non-delayed full-duplex relay, M-N-FDR)를 이용한 협력 네트워크에서의 프로세싱은 신호를 재전송하는 것이 요구되지 않고, 단지 단일 전이중 릴레이로부터 다중 방식(multiple fashion)으로 확장된 것에 불과함이 이하에서 설명된다.
도 2 내지 도 7을 참조하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 다수의 전이중 릴레이를 이용한 협력 네트워크 시스템의 동작을 목적지(130)를 중심으로 보다 상세히 살펴보기로 한다. 이때, 목적지(130, 즉, 목적지 노드)는 본 발명에 따른 간섭 제거 장치(130)의 바람직한 일 실시 형태일 수 있으며, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 제거 장치(130)의 일 실시 형태로서 목적지 노드(130)의 상세한 구성을 도시하는 도면이다.
그리고, 도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 제거 방법을 시간의 흐름에 따라 상세하게 도시한 순서도이다.
도 2 및 도 3에 도시된 바와 같이, 목적지 노드(130)는 수신부(132) 및 간섭 제거부(134)를 포함할 수 있으며, 목적지 노드(130)의 간섭 제거 방법은 신호를 수신하는 단계(S310) 및 간섭을 제거하는 단계(S320)를 포함한다.
먼저, 단계(S310)에서 수신부(132)는 소스 노드(110)로부터 전송된 제1 신호 및 제1 신호를 수신하여 전달하는 M개의 릴레이 노드(120) 각각으로부터 전송된 M개의 제2 신호를 수신한다.
이때, 제1 신호는 소스(110)로부터 직접 목적지(130)로 전송된, 즉, 지연되지 않은 신호에 해당하고, M개의 제2 신호는 각각 제2 신호를 전송하는 릴레이 노드(120)의 순번(order)에 상응하는 심볼 수만큼 제1 신호가 지연된 신호를 의미한다.
그리고, 릴레이 노드(120)의 순번은 소정의 서비스 영역 내에 위치하는 M개의 릴레이 노드(120) 각각에 대하여 미리 설정되는 순번일 수 있다.
일례로, M개의 릴레이 노드(120)에 대한 순번은 협력 네트워크 시스템(100)의 관리자가 직접 릴레이 노드 각각에 대해 미리 설정해놓은 순번일 수 있다. 또한, 본 발명이 이에 한정되지 않으며, M개의 릴레이 노드(120)에 대한 순번은 소스 노드(110)의 제어에 따라 서비스 영역 내에 위치하는 M개의 릴레이 노드(120) 각각에 대해 부여되는 순번일 수도 있다.
목적지 노드(130)의 수신부(132)에서 수신된 신호에 대한 수학적 모델링을 설명하기에 앞서, k번째 심볼 시간에서 i번째 릴레이(120i)에 수신된 신호에 대한 수학적 모델링은 다음과 같이 수행될 수 있다.
먼저, 소스는 릴레이들 및 목적지로
Figure 112012103434653-pat00001
을 갖는 심볼 sk를 브로드캐스트하게 된다.
그리고, i번째 릴레이에서 수신된 신호는 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112012103434653-pat00002
여기서, nk R, i는 i번째 릴레이에 대한 제로 평균 및 차원당 NR/2의 분산을 갖는 첨가 백색 가우시안 노이즈(additive white Gaussian noise),
Figure 112012103434653-pat00003
는 k번째 심볼 기간에서 정규화된 수신 신호(하기의 수학식 4에서 보다 상세히 설명됨)를 의미하며,
Figure 112012103434653-pat00004
과
Figure 112012103434653-pat00005
은 각각 S→Ri과 Ri→Ri 링크에서 이용 가능한 평균 수신 에너지(average received energies)를 의미한다.
상기의 수학식 1에서 간섭 항
Figure 112012103434653-pat00006
은 원하는 신호(desired signal)
Figure 112012103434653-pat00007
를 간섭하게 되며, 따라서, 채널 추정에 기반하는 균등화(equalization) 기술을 이용하여 소거되어야 한다.
특정 LI 소거 방법에 대한 제한 없는 일반적인 분석을 허용하기 위하여, 하기의 수학식과 같은 레지듀얼 에러(residual error) 효과의
Figure 112012103434653-pat00008
를 고려할 수 있다.
Figure 112012103434653-pat00009
여기서,
Figure 112012103434653-pat00010
는 li k의 추정된 채널을 의미하고,
Figure 112012103434653-pat00011
는 불완전한 소거에 의한 레지듀얼 채널 추정 에러(residual channel estimation error)로서, 차원당(per dimension) NL/2의 분산을 갖는 독립 제로 평균 원형 대칭 복소수 가우시안 노이즈(independent zero mean circularly symmetric complex Gaussian noise)로 모델링된 것을 의미한다.
결과적으로, i번째 릴레이에서 간섭 소거된 신호인
Figure 112012103434653-pat00012
는 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112012103434653-pat00013
여기서,
Figure 112012103434653-pat00014
는 i번째 릴레이에서 정규화된 수신 신호를 의미하며, 이는 M-D-FDR 규칙에 따라
Figure 112012103434653-pat00015
의 i 지연된 신호가 되는 것을 의미한다.
정규화된 신호
Figure 112012103434653-pat00016
는 동일한 심볼 시간 내 재전송되고, 정규화 요소인
Figure 112012103434653-pat00017
는 i번째 릴레이에서 단위 평균 에너지(unit average energy)를 보장한다.
한편, 이러한 M-D-FDR 기법 대비, 신호의 지연 절차가 없는 M-N-FDR 기법에서의 릴레이 수신 신호에 대한 수학적 모델링은 다음과 같이 이루어질 수 있다.
즉, i번째 릴레이에서 지연된 시간 없는 k번째 시그널링 간격은 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112012103434653-pat00018
이때, 상기의 수학식 4는 상기의 수학식 1에서
Figure 112012103434653-pat00019
를
Figure 112012103434653-pat00020
로 치환함으로써 쉽게 획득될 수 있음을 확인할 수 있다.
M-N-FDR 또한 LI 소거 및 정규화를 요구하므로, i번째 릴레이에서 전송되는 신호는 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112012103434653-pat00021
계속하여, N 데이터 프레임이 성공적으로 수신되는 경우를 가정하여 M-D-FDR 및 M-N-FDR의 목적지 노드에서의 신호 모델링을 살펴본다.
목적지에 수신된 k번째 신호는 각 릴레이 및 소스로부터의 모든 신호의 합이며, 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112012103434653-pat00022
여기서, nk D는 제로 평균 및 차원당 ND/2의 분산을 갖는 첨가 백색 가우시안 노이즈(additive white Gaussian noise),
Figure 112012103434653-pat00023
는 S→D 링크 사이의 경로 손실을 고려한 이용 가능한 평균 수신 에너지(average received energies),
Figure 112012103434653-pat00024
는 R→D 링크 사이의 경로 손실을 고려한 이용 가능한 평균 수신 에너지를 의미한다.
Figure 112012103434653-pat00025
과 상기의 수학식 6을 결합함으로써, 하기의 수학식이 획득될 수 있다.
Figure 112012103434653-pat00026
여기서, 유효 잡음(effective noise)
Figure 112012103434653-pat00027
는 다음과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112012103434653-pat00028
상기의 수학식 8의 유효 잡음은 제로 평균을 가지며, 그것의 분산은 다음과 같다.
Figure 112012103434653-pat00029
S→Ri와 S→D 링크 사이의 중요한 관계를 살펴보기 위해서는, 릴레이 및 목적지에서의 잡음 분산(noise variances)은 동일한 것으로, 즉, NR = ND = N0인 것으로 가정할 수 있다.
다음으로, 목적지는 수신 신호를 분산 N0를 만족시키는 스케일링 요소(scaling factor)
Figure 112012103434653-pat00030
로 정규화할 수 있으며, 이때, 일정한 값을 곱하는 것은 SNR(signal-to-noise ratio)에 영향을 미치지 않으나, 이는 목적지가 어떠한 성능 분석 방법도 제한 없이 이용할 수 있도록 한다. yk의 정규화 후에, 하기의 수학식이 획득될 수 있다.
Figure 112012103434653-pat00031
여기서,
Figure 112012103434653-pat00032
은 차원당 N0/2의 분산을 갖는 제로 평균 첨가 백색 가우시안 잡음(additive white Gaussian noise)을 의미하고, 정규화 계수 γ0 k, γ1 k는 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112012103434653-pat00033
한편, 상기의 M-D-FDR 시스템 대비 M-N-FDR 시스템의 경우, 상기의 수학식 4로부터 목적지에 수신된 k번째 신호는 상기의 수학식 7 내지 수학식 11로부터 쉽게 전개될 수 있다. 결과적으로, k번째 수신 신호는 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112012103434653-pat00034
여기서, 계수 γ0 k, γ1 k는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112012103434653-pat00035
다음으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 단계(S320)에서 목적지 노드(130)의 간섭 제거부(134)는 수신된 제1 신호와 M개의 제2 신호 사이의 간섭을 제거한다.
이하, 도 4 내지 도 7을 참조하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 제거부(134)가 간섭을 제거하는 동작을 보다 상세히 살펴본다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 제거부(134)의 상세한 구성을 도시하는 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭을 제거하는 단계(S320)를 시간의 흐름에 따라 보다 상세하게 도시한 순서도이다.
그리고, 도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신부(132)에 제1 신호 및 두 개의 제2 신호가 수신된 상태에 관한 심볼의 모식도를 도시한다.
먼저, 도 4 및 도 5에 도시된 바와 같이, 간섭 제거부(134)는 제1 추정부(1342) 및 제2 추정부(1344)를 포함할 수 있고, 간섭을 제거하는 단계(S320)는 k+1번째 심볼을 추정하는 단계(S321), 제1 경로에서의 k번째 심볼을 추정하는 단계(S322), k+2번째 심볼을 추정하는 단계(S323), 제1 경로에서의 k+1번째 심볼을 추정하는 단계(S324) 및 제2 경로에서의 k번째 심볼을 추정하는 단계(S325)를 포함할 수 있다.
그리고, 도 6을 참조하면, 첫 번째 줄의 심볼들은 소스(110)로부터 전송되어 목적지(130)로 직접 수신된 제1 신호, 두 번째 줄 및 세 번째 줄의 심볼들은 각각 첫 번째 순번의 릴레이(120a)와 두 번째 순번의 릴레이(120b)로부터 전송되어 각각 목적지(130)로 수신된 제2 신호를 나타낸다.
이하에서는 설명의 편의를 위해, 다수의 전이중 릴레이(120)는 두 개인 것으로 가정한다.
먼저, 단계(S321)에서 제1 추정부(1342)는 수신부(132)에 제1 신호만이 수신된 상태인 k번째 심볼 시간에서의 제1 신호의 k번째 심볼을 k+1번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 제1 신호의 k+1번째 심볼을 추정한다.
이때, 본 발명의 일 실시예에 따르면, k+1번째 심볼 시간에서 제2 신호가 목적지 노드(130)의 수신부(132)에 최초로 수신되므로, k+1번째 심볼 시간에서부터 첫 번째 순번의 릴레이로부터의 제2 신호가 수신되기 시작하고, k+2번째 심볼 시간에서부터 두 번째 순번의 릴레이로부터의 제2 신호가 수신부(132)에 수신되기 시작한다.
그리고, 단계(S322)에서 제2 추정부(1344)는 단계(S321)에서 추정된 제1 신호의 k+1번째 심볼을 k+1번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 제1 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼을 추정한다.
계속하여, 단계(S323)에서 제1 추정부(1342)는 제1 신호의 k번째 심볼 및 제1 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼에 대한 평균값을 단계(S321)에서 추정된 제1 신호의 k+1번째 심볼과 함께 k+2번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 제1 신호의 k+2번째 심볼을 추정한다.
그리고, 단계(S324)에서 제2 추정부(1344)는 단계(S323)에서 추정된 제1 신호의 k+2번째 심볼을 제1 신호의 k번째 심볼 및 제1 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼에 대한 평균값과 함께 k+2번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 제1 경로에서의 제1 신호의 k+1번째 심볼을 추정하게 된다.
또한, 단계(S325)에서 제2 추정부(1344)는 단계(S321)에서 추정된 제1 신호의 k+1번째 심볼 및 제1 경로에서의 제1 신호의 k+1번째 심볼에 대한 평균값을 단계(S323)에서 추정된 제1 신호의 k+2번째 심볼과 함께 k+2번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 제2 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼을 추정한다.
상기의 과정들에 의해, 제1 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼 및 제2 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼이 추정되게 되면, 간섭 제거부(134)는 각 경로에서의 심볼들을 이용하여 제1 신호의 k번째 심볼을 복원하게 되며, 이에 따라, 제1 신호의 k번째 심볼의 복원 성능이 향상될 수 있다.
이러한 심볼의 복원을 위해, 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 제거부(134)는 각 경로에서의 심볼들을 이용하여 제1 신호의 k번째 심볼을 복원하는 심볼 복원부(미도시)를 더 포함할 수 있다.
또한, 동일한 방식으로, 제1 경로에서의 제1 신호의 k+1번째 심볼 및 제2 경로에서의 제1 신호의 k+1번째 심볼이 추정될 수 있고, 심볼 복원부(1346)는 각 경로에서의 심볼들을 이용하여 제1 신호의 k+1번째 심볼을 복원함으로써 제1 신호의 k+1번째 심볼의 복원 성능 또한 향상될 수 있다.
이때, 편의상 sk 신호와 sk +1 신호의 구분 없이, i번째 순번의 릴레이에 의해 재전송된 신호에 대해서는 sk 신호와 sk +1 신호가 모두 제i 경로를 겪는 것(experience)으로 가정하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 채널 환경의 변화에 따라 서로 다른 경로를 겪을 수도 있다.
상기의 과정들을 수학적 모델링으로 표현하면 다음과 같다.
Figure 112012103434653-pat00036
상기의 표 1에서, Φ(?)는 심볼 성상도와 연관된 슬라이싱 함수(slicing function)이다. 그리고, Kk , w는 w번째 경로 다이버시티에서 k번째 심볼에 사용되는 선형 균등화 필터 계수(linear equalization filter)이며, 이는 시스템 설계에 따라 최소 평균 자승(minimum mean-square, MMSE) 또는 제로 포싱(zero-forcing, ZF) 균등화가 이용될 수 있다.
상기의 표 1은 첫 번째 경로 관찰(observation) 내에(즉, k=1) 분산되어 있는 2 릴레이들의 경우에 관한 연속적 간섭 제거의 예를 나타낸다.
표 1을 참조하면, SIC는 먼저 다른 릴레이들로부터 야기된 간섭이 없어 쉽게 수행될 수 있는 절차로서 K(1, 1)을 획득하는 것이 보여진다.
그리고 나서, 앞으로, 그것은 K(1, 2)을 획득하기 위해 다음 심볼 시간에서 k=2를 소거한다. 이때, 소거 절차는 K(1, 2)를 획득하기 위해
Figure 112012103434653-pat00037
에 대하여 반복적으로 수행됨을 확인할 수 있다.
다음으로, K(1, 3)을 획득하기 위해 간섭 항들을 소거함으로써 K(1, 1) 및 K(1, 2)의 둘 모두의 기대(expectation)가 사용된다. 원하는 균등화 필터 값들은 양쪽 방향 모두를 차감함으로써 반복적으로 획득될 수 있다.
w 인덱스가 분산된 릴레이 숫자와 일치된(match) 후(즉, w=M+1), 하기의 수학식과 같이, k번째 심볼에 대한 필터 계수들(filter coefficients)을 매트릭스 형태로 쌓을 수 있다.
Figure 112012103434653-pat00038
여기서, Kk의 각 성분들은 Kk=[K*(k, 1), K*(k, 2), K*(k, 3), …, K*(k, M+1)]T로 정의될 수 있다. 상기의 수학식 14로부터, 대응하는 채널 일치된 필터(corresponding channel matched filter)
Figure 112012103434653-pat00039
로 수학식 14의 왼쪽(left side)을 곱셈함으로써 쉽게 ZF 균등화 벡터를 획득할 수 있다. 이때, *는 컨쥬게이트(conjugate) 연산, †는 허미션(hermition) 연산을 의미한다.
또한, 최소 평균 자승(minimum mean-square, MMSE) 표준의 직교 원리(orthogonal principle)가 사용될 수 있고, 합동 MMSE 탐지(joint MMSE detection)의 표현은 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112012103434653-pat00040
상기의 수학식 15로부터,
Figure 112012103434653-pat00041
를 활용함으로써 원하는 심볼이 탐지될 수 있다.
상기의 수학식 14 및 수학식 15를 참조하면, 각 경로에 대한 채널 환경, 즉, 경로 다이버시티 이득이 반영된 심볼 복원이 수행될 수 있음을 확인할 수 있다.
한편, 상기의 과정들, 즉, 간섭을 제거하여 심볼을 추정하고, 추정된 심볼로부터 다시 간섭을 제거하여 각 경로에서의 심볼들을 획득하는 과정들은, 릴레이 노드의 개수의 증가에 따라, k+3번째 심볼 시간 이후의 심볼 시간에 대해서도 동일하게 반복적으로 수행될 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따라, 네 개의 릴레이 노드가 존재할 때, 수신부(132)에 제1 신호 및 네 개의 제2 신호가 수신된 상태에 관한 심볼의 모식도를 도시하는 도면이다.
도 7을 참조하면, 첫 번째 줄의 심볼들은 소스(110)로부터 전송되어 목적지(130)로 직접 수신된 제1 신호, 두 번째 줄부터 다섯 번째 줄까지의 심볼들은 네 개의 릴레이(120)로부터 전송되어 각각 목적지(130)로 수신된 제2 신호를 나타낸다.
이때, 본 발명의 일 실시예에 따르면, k+1번째 심볼 시간에서 제2 신호가 목적지 노드(130)의 수신부(132)에 최초로 수신되므로, k+1번째 심볼 시간에서부터 순차적으로 두 번째 순번의 릴레이로부터의 제2 신호, 세 번째 순번의 릴레이로부터의 제2 신호, 그리고, 네 번째 순번의 릴레이로부터의 제2 신호가 수신부(132)에 수신되게 된다.
도 7에 도시된 바와 같이, 상기의 과정들이 k+4번째 심볼 시간까지 반복된 경우, sk 신호에 대해서는 첫 번째 순번의 릴레이에 의한 제1 경로, 두 번째 순번의 릴레이에 의한 제2 경로, 세 번째 순번의 릴레이에 의한 제3 경로, 그리고, 네 번째 순번의 릴레이에 의한 제4 경로를 각각 겪은(experience) sk 신호를 얻을 수 있으며, 소스로부터 목적지로 직접 전송된 k번째 심볼 시간에서의 sk 신호까지 모두 다섯 개의 심볼을 이용하여 k번째 심볼을 복원함으로써 심볼의 복원 성능을 향상시킬 수 있다.
마찬가지로, 상기의 과정들이 k+4번째 심볼 시간까지 반복된 경우, sk +1 신호에 대해서는 첫 번째 순번의 릴레이에 의한 제1 경로, 두 번째 순번의 릴레이에 의한 제2 경로, 그리고, 세 번째 순번의 릴레이에 의한 제3 경로를 각각 겪은(experience) sk +1 신호를 얻을 수 있게 된다.
이와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 제거 장치(130)에 따르면, 동일한 신호들 사이의 중첩을 효율적으로 회피하고 경로 다이버시티 이득을 달성하여 심볼의 복원 성능을 향상시킬 수 있는 장점이 있다.
그리고, 본 발명에 따른 간섭 제거 장치(130)의 바람직한 일 실시 형태로서 목적지 노드(130)가 포함된 다수의 전이중 릴레이를 이용한 협력 네트워크 시스템(100)에 의하면, HDRs(M-HDR)를 이용한 협력 네트워크 대비 최종적으로 스펙트럼 효율성(spectral efficiency)을 개선시킬 수 있게 된다.
즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 M-D-FDR 네트워크는 충분히 높은 SNR에 대한 완전한(full) 다이버시티 차수(diversity order)를 달성할 수 있다.
본 발명의 실시예들은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 본 발명의 일 실시예들의 동작을 수행하기 위해 적어도 하나의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
이상과 같이 본 발명에서는 구체적인 구성 요소 등과 같은 특정 사항들과 한정된 실시예 및 도면에 의해 설명되었으나 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상적인 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 따라서, 본 발명의 사상은 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등하거나 등가적 변형이 있는 모든 것들은 본 발명 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.
100 : 협력 네트워크 시스템 110 : 소스 노드
120 : 릴레이 노드 130 : 간섭 제거 장치(목적지 노드)
132 : 수신부 134 : 간섭 제거부
1342 : 제1 추정부 1344 : 제2 추정부

Claims (16)

  1. 소스 노드로부터 전송된 제1 신호 및 상기 제1 신호를 수신하여 전달하는 M(2 이상의 정수임)개의 릴레이 노드 각각으로부터 전송된 M개의 제2 신호를 수신하는 수신부-상기 M개의 제2 신호는 각각 상기 제2 신호를 전송하는 릴레이 노드의 순번(order)에 상응하는 심볼 수만큼 상기 제1 신호가 지연된 신호임-; 및
    상기 수신된 제1 신호와 M개의 제2 신호 사이의 간섭을 제거하는 간섭 제거부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 릴레이 노드의 순번은 소정의 서비스 영역 내에 위치하는 상기 M개의 릴레이 노드 각각에 대하여 미리 설정되는 순번인 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 간섭 제거부는, 상기 제1 신호의 k번째 심볼을 k+1번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 상기 제1 신호의 k+1번째 심볼을 추정하는 제1 추정부-상기 k+1번째 심볼 시간에서 상기 제2 신호가 상기 수신부에 최초로 수신됨-; 및
    상기 추정된 제1 신호의 k+1번째 심볼을 상기 k+1번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 제1 경로에서의 상기 제1 신호의 k번째 심볼을 추정하는 제2 추정부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제1 추정부는 상기 제1 신호의 k번째 심볼 및 상기 제1 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼에 대한 평균값을 상기 추정된 제1 신호의 k+1번째 심볼과 함께 k+2번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 상기 제1 신호의 k+2번째 심볼을 추정하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제2 추정부는 상기 추정된 제1 신호의 k+2번째 심볼을 상기 제1 신호의 k번째 심볼 및 상기 제1 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼에 대한 평균값과 함께 상기 k+2번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 상기 제1 경로에서의 상기 제1 신호의 k+1번째 심볼을 추정하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제2 추정부는 상기 추정된 제1 신호의 k+1번째 심볼 및 상기 제1 경로에서의 제1 신호의 k+1번째 심볼에 대한 평균값을 상기 추정된 제1 신호의 k+2번째 심볼과 함께 상기 k+2번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 제2 경로에서의 상기 제1 신호의 k번째 심볼을 추정하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 간섭 제거부는 상기 제1 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼 및 상기 제2 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼을 이용하여 상기 제1 신호의 k번째 심볼을 복원하는 심볼 복원부;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 릴레이 노드는 전이중(full-duplex) 릴레이 노드인 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 릴레이 노드는, 상기 제1 신호를 수신하는 제1 안테나; 및
    상기 제2 신호를 전송하는 제2 안테나;를 포함하되,
    상기 제2 안테나에 의해 전송되는 제2 신호에 의해 상기 제1 안테나로 수신되는 루프백(loop-back) 간섭을 제거하는 루프백 간섭 제거부;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치.
  10. 소스 노드로부터 전송된 제1 신호 및 상기 제1 신호를 수신하여 전달하는 M(2 이상의 정수임)개의 릴레이 노드 각각으로부터 전송된 M개의 제2 신호를 수신하는 단계-상기 M개의 제2 신호는 각각 상기 제2 신호를 전송하는 릴레이 노드의 순번(order)에 상응하는 심볼 수만큼 상기 제1 신호가 지연된 신호임-; 및
    상기 수신된 제1 신호와 M개의 제2 신호 사이의 간섭을 제거하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 릴레이 노드의 순번은 소정의 서비스 영역 내에 위치하는 상기 M개의 릴레이 노드 각각에 대하여 미리 설정되는 순번인 것을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 간섭을 제거하는 단계는, 상기 제1 신호의 k번째 심볼을 k+1번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 상기 제1 신호의 k+1번째 심볼을 추정하는 단계-상기 k+1번째 심볼 시간에서 상기 제2 신호가 최초로 수신됨-; 및
    상기 추정된 제1 신호의 k+1번째 심볼을 상기 k+1번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 제1 경로에서의 상기 제1 신호의 k번째 심볼을 추정하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 간섭을 제거하는 단계는, 상기 제1 신호의 k번째 심볼 및 상기 제1 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼에 대한 평균값을 상기 추정된 제1 신호의 k+1번째 심볼과 함께 k+2번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 상기 제1 신호의 k+2번째 심볼을 추정하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 간섭을 제거하는 단계는, 상기 추정된 제1 신호의 k+2번째 심볼을 상기 제1 신호의 k번째 심볼 및 상기 제1 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼에 대한 평균값과 함께 상기 k+2번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 상기 제1 경로에서의 상기 제1 신호의 k+1번째 심볼을 추정하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 간섭을 제거하는 단계는, 상기 추정된 제1 신호의 k+1번째 심볼 및 상기 제1 경로에서의 제1 신호의 k+1번째 심볼에 대한 평균값을 상기 추정된 제1 신호의 k+2번째 심볼과 함께 상기 k+2번째 심볼 시간에서의 수신 신호에서 제거하여 제2 경로에서의 상기 제1 신호의 k번째 심볼을 추정하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 간섭을 제거하는 단계는 상기 제1 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼 및 상기 제2 경로에서의 제1 신호의 k번째 심볼을 이용하여 상기 제1 신호의 k번째 심볼을 복원하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
KR1020120144596A 2012-12-12 2012-12-12 간섭 제거 장치 및 방법 KR101335806B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020120144596A KR101335806B1 (ko) 2012-12-12 2012-12-12 간섭 제거 장치 및 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020120144596A KR101335806B1 (ko) 2012-12-12 2012-12-12 간섭 제거 장치 및 방법

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR101335806B1 true KR101335806B1 (ko) 2013-12-05

Family

ID=49987011

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020120144596A KR101335806B1 (ko) 2012-12-12 2012-12-12 간섭 제거 장치 및 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101335806B1 (ko)

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20080041545A (ko) * 2006-11-07 2008-05-13 삼성탈레스 주식회사 Ｏｆｄｍａ 하향링크의 중계국에서의 협동 다이버시티 장치
KR20120018805A (ko) * 2009-05-21 2012-03-05 인디안 인스티투트 오브 싸이언스 레이트리스 코드를 이용한 순번 대기형 협력적인 무선 네트워크 구성

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20080041545A (ko) * 2006-11-07 2008-05-13 삼성탈레스 주식회사 Ｏｆｄｍａ 하향링크의 중계국에서의 협동 다이버시티 장치
KR20120018805A (ko) * 2009-05-21 2012-03-05 인디안 인스티투트 오브 싸이언스 레이트리스 코드를 이용한 순번 대기형 협력적인 무선 네트워크 구성

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Riihonen et al. Spatial loop interference suppression in full-duplex MIMO relays
JP5186229B2 (ja) 無線通信システム、無線通信装置、及び無線通信方法
US8937899B2 (en) Amplify-and-forward relaying in communication systems
Antonio-Rodríguez et al. Adaptive self-interference cancellation in wideband full-duplex decode-and-forward MIMO relays
Al-Shatri et al. Interference alignment aided by non-regenerative relays for multiuser wireless networks
KR101342760B1 (ko) 노드, 릴레이 노드 및 이의 제어 방법
Ameen et al. Decode and forward cooperative protocol enhancement using interference cancellation
Alhumaidi et al. Alternate AF MIMO relaying systems with full inter-relay interference cancellation
US20130128802A1 (en) Multi-relay transmission apparatus and method using interference alignment
KR101335806B1 (ko) 간섭 제거 장치 및 방법
CN102857292B (zh) 多用户双向中继传输系统及方法
Antonio-Rodríguez et al. Subspace-constrained SINR optimization in MIMO full-duplex relays under limited dynamic range
Kalantari et al. A diversity achieving power profile in MIMO decode and forward relay networks
Muranov et al. On channel equalization for full-duplex relay networks
Ahmed et al. Optimal linear detectors for nonorthogonal amplify-and-forward protocol
Park et al. Alternate MIMO relaying with three AF relays using interference alignment
Neves et al. A time domain channel estimation scheme for equalize-and-forward relay-assisted systems
Smaili et al. Residual self-interference cancellation in NOMA-OFDM full duplex massive MIMO
JP5354541B2 (ja) 回り込みキャンセラ及び回り込みキャンセル方法
KR101518772B1 (ko) 단말 장치 및 중계기
JP5521201B2 (ja) 回り込みキャンセラ及び回り込みキャンセル方法
Shao et al. Precoding for MIMO Full-Duplex Amplify-and-Forward Relay Communication Systems
Van Khuong et al. Transmit Weights Optimization for Wireless Cooperative Communications in Rayleigh Fading Channels
Papsdorf et al. Combining interference alignment and two-way relaying in partially connected networks with only local CSI
Neves et al. An iterative pilot-data-aided estimator for SFBC relay-assisted OFDM-based systems

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161121

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20171120

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20181119

Year of fee payment: 6