KR101330223B1 - 더블 듀얼 반송파 변조(ｄｄｃｍ) 프리코딩 방법, 이를 이용한 데이터 송수신 방법, 및 이를 수행하는 데이터 송수신 시스템 - Google Patents

더블 듀얼 반송파 변조(ｄｄｃｍ) 프리코딩 방법, 이를 이용한 데이터 송수신 방법, 및 이를 수행하는 데이터 송수신 시스템 Download PDF

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Abstract

본 발명은 데이터 송수신 시스템에 관한 것으로, 데이터 심볼들을 프리코딩(precoding)하는 프리코딩부를 포함하고, 프리코딩된 심볼들을 할당된 주파수 대역을 통해 데이터 수신 장치로 송신하는 데이터 송신 장치에 있어서, 상기 프리코딩부는, 상기 데이터 심볼들을 프리코딩하는 제1 프리코딩부; 및 상기 제1 프리코딩부에 의해 프리코딩된 심볼들을 프리코딩하는 제2 프리코딩부를 포함함을 특징으로 하는 데이터 송신 장치, 이를 포함하는 데이터 송수신 시스템 및 이에 의하여 수행되는 데이터 송수신 방법을 제시한다. 본 발명에 따른 데이터 송수신 시스템에 의하면 서로 다른 서브밴드의 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 얻을 수 있다.

Description

더블 듀얼 반송파 변조(ＤＤＣＭ) 프리코딩 방법, 이를 이용한 데이터 송수신 방법, 및 이를 수행하는 데이터 송수신 시스템{DOUBLE DUAL CARRIER MODULATION PRECODING METHOD, AND DATA TRANSMITTING METHOD AND SYSTEM USING THE SAME}
본 발명은 프리코딩(precoding)을 이용하여 데이터를 송수신하는 방법, 및 이를 수행하는 데이터 송수신 시스템에 관한 것이다.
제한된 주파수 대역을 이용하여 데이터 전송률을 높이기 위해 주파수 분할 방식의 데이터 통신 시스템이 활용되고 있다. 최근에는 무선 개인 근거리통신망(Wireless Personal Area Networks; WPAN)에서 낮은 비용으로 높은 데이터 전송율(data-rate)을 얻을 수 있는 기술로서 UWB 통신 시스템이 각광받고 있다. UWB 통신 시스템 중 멀티밴드 직교주파수 분할 다중화(Multi-Band Orthogonal Frequency Division Multiplexing; MB-OFDM) 시스템은 주파수 대역을 여러 개의 서브밴드로 나누어 활용한다.
UWB 통신을 지원하는 와이미디어(WiMedia)의 물리계층 표준(PHY standard)은 고성능 데이터 전송을 위해 320~480Mbps의 데이터 전송률에서는 듀얼 반송파 변조(Dual Carrier Modulation)를 사용하고, 640Mbps~1Gbps의 데이터 전송률에서는 개선된 듀얼 반송파 변조(Modified-Dual Carrier Modulation)를 사용하고 있다. DCM과 MDCM은 데이터 심볼들을 프리코딩하여 서로 다른 두 부반송파(subcarrier)를 통해 전송함으로써 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 통한 성능 이득을 얻는 기법이다. 이는 하나의 서브밴드(subband) 내의 부반송파 중 어느 하나의 부반송파의 데이터가 손실되었을 때 해당 서브밴드 내의 다른 부반송파를 통해 데이터를 얻는 기술로서, 하나의 서브밴드 내에서의 주파수 다이버시티를 얻을 수 있는 방식이다.
본 발명은 데이터 송수신 시스템에서 서로 다른 서브밴드의 주파수 다이버시티를 얻을 수 있는 DDCM(Double Dual Carrier Modulation) 프리코딩 방법, 이를 이용한 데이터 송수신 방법, 및 이를 수행하기 위한 데이터 송수신 시스템을 제공한다.
본 발명의 다른 과제는 하드웨어 복잡도(hardware complexity)를 줄일 수 있는 데이터 송수신 시스템 및 방법을 제공하는데 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 이상에서 언급된 과제로 제한되지 않는다. 언급되지 않은 다른 기술적 과제들은 이하의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 데이터 송신 장치는 데이터 심볼들을 프리코딩(precoding)하는 프리코딩부를 포함하고, 프리코딩된 심볼들을 할당된 주파수 대역을 통해 데이터 수신 장치로 송신하는 데이터 송신 장치에 있어서, 상기 프리코딩부는 상기 데이터 심볼들을 프리코딩하는 제1 프리코딩부; 및 상기 제1 프리코딩부에 의해 프리코딩된 심볼들을 프리코딩하는 제2 프리코딩부를 포함함을 특징으로 한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 DDCM 프리코딩 장치는 데이터 심볼들을 DCM(Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)를 이용하여 프리코딩하는 제1 프리코딩부; 및 상기 제1 프리코딩부에 의해 프리코딩된 심볼들을 DDCM(Double Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스를 이용하여 프리코딩함으로써, DDCM 심볼들을 생성하는 제2 프리코딩부를 포함한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 데이터 송수신 시스템은 데이터 심볼들을 1차 프리코딩하는 제1 프리코딩부, 및 1차 프리코딩된 심볼들을 2차 프리코딩하는 제2 프리코딩부를 포함하고, 2차 프리코딩된 심볼들을 할당된 주파수 대역을 통해 데이터 수신 장치로 송신하는 데이터 송신 장치; 및 상기 데이터 송신 장치로부터 수신된 신호들로부터 상기 데이터 심볼들을 복원하는 데이터 수신 장치를 포함한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 데이터 수신 장치는 프리코딩된 신호들을 수신하여, 데이터 심볼들을 결정하는 데이터 수신 장치에 있어서, 서로 다른 주파수 대역의 서브밴드를 통해 수신된 두 개의 프리코딩된 신호들의 프로베니우스 노옴의 제곱 값을 산출하는 프로베니우스 노옴 계산부; 산출된 두 개의 신호들의 프로베니우스 노옴의 제곱 값의 합을 산출하는 합산부; 및 산출된 프로베니우스 노옴의 제곱 값의 합에 기초하여 상기 데이터 심볼들을 복원하는 심볼 결정부를 포함한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 DDCM 프리코딩 방법은 데이터 심볼들을 DCM(Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)를 이용하여 프리코딩함으로써 DCM 심볼들을 생성하는 제1 프리코딩 단계; 및 상기 DCM 심볼들을 프리코딩함으로써, DDCM(Dual Carrier Modulation) 심볼들을 생성하는 제2 프리코딩 단계를 포함한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 데이터 송수신 방법은 데이터 심볼들을 DCM(Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)를 이용하여 프리코딩함으로써 DCM 심볼들을 생성하는 제1 프리코딩 단계, 및 상기 DCM 심볼들을 프리코딩함으로써 DDCM(Dual Carrier Modulation) 심볼들을 생성하는 제2 프리코딩 단계를 포함하는 DDCM 프리코딩 단계; 및 서로 다른 주파수 대역의 서브밴드(subband)를 통해 수신된 DDCM 심볼들로부터 상기 데이터 심볼들을 복원하는 단계를 포함한다.
본 발명에 따른 데이터 송수신 시스템에 의하면, 서로 다른 서브밴드의 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 얻을 수 있다.
또는, 본 발명에 따른 데이터 송수신 시스템에 의하면, 하드웨어 복잡도를 낮출 수 있다.
또는, 본 발명에 따른 데이터 송수신 시스템에 의하면, 데이터의 전송 거리가 증가될 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 데이터 송수신 시스템의 구성도이다.
도 2는 MB-OFDM 통신 기술의 주파수 밴드 할당을 나타낸 개념도이다.
도 3은 TFC Number가 '1'인 경우에 해당하는 시간-주파수 호핑 패턴을 예시한 개념도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 검출부의 예시적인 구성도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩 방법의 흐름도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 프리코딩 방법을 나타낸 개념도이다.
도 7은 주파수 호핑에 따라 서로 다른 서브밴드의 부반송파를 통해 데이터를 전송하는 것을 나타낸 개념도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 검출 방법의 흐름도이다.
도 9는 본 발명에 따른 DDCM 검출 방법의 예시적인 순서도이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 비코드화된(Uncoded) BER(Bit Error Rate) 성능을 Eb/N0에 대하여 평가한 시뮬레이션 결과이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 코드화된 PER(coded Packet Error Rate) 성능을 Eb/N0에 대하여 평가한 시뮬레이션 그래프이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 코드화된 BER 성능을 Eb/N0에 대하여 평가한 시뮬레이션 그래프이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 거리에 따른 코드화된 PER 성능을 평가한 시뮬레이션 그래프이다.
본 발명의 다른 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술 되는 실시 예를 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예는 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다.
만일 정의되지 않더라도, 여기서 사용되는 모든 용어들(기술 혹은 과학 용어들을 포함)은 이 발명이 속한 종래 기술에서 보편적 기술에 의해 일반적으로 수용되는 것과 동일한 의미를 가진다. 일반적인 사전들에 의해 정의된 용어들은 관련된 기술 그리고/혹은 본 출원의 본문에 의미하는 것과 동일한 의미를 갖는 것으로 해석될 수 있고, 그리고 여기서 명확하게 정의된 표현이 아니더라도 개념화되거나 혹은 과도하게 형식적으로 해석되지 않을 것이다.
본 명세서에서 사용된 용어는 실시 예들을 설명하기 위한 것이며 본 발명을 제한하고자 하는 것은 아니다. 본 명세서에서, 단수형은 문구에서 특별히 언급하지 않는 한 복수형도 포함한다. 명세서에서 사용되는 '포함한다' 및/또는 이 동사의 다양한 활용형들 예를 들어, '포함', '포함하는', '포함하고', '포함하며' 등은 언급된 조성, 성분, 구성요소, 단계, 동작 및/또는 소자는 하나 이상의 다른 조성, 성분, 구성요소, 단계, 동작 및/또는 소자의 존재 또는 추가를 배제하지 않는다. 본 명세서에서 '및/또는' 이라는 용어는 나열된 구성들 각각 또는 이들의 다양한 조합을 가리킨다.
한편, 본 명세서 전체에서 사용되는 '~부', '~기', '~블록', '~모듈' 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미할 수 있다. 예를 들어 소프트웨어, FPGA 또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미할 수 있다. 그렇지만 '~부', '~기', '~블록', '~모듈' 등이 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부', '~기', '~블록', '~모듈'은 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다.
따라서, 일 예로서 '~부', '~기', '~블록', '~모듈'은 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로 코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부', '~기', '~블록', '~모듈'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부', '~기', '~블록', '~모듈'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부', '~기', '~블록', '~모듈'들로 더 분리될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 직교주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; OFDM) 데이터 송수신 시스템은 기존의 듀얼 반송파 변조(Dual Carrier Modulation; DCM)를 이용하는 시스템에 추가적인 프리코딩(precoding)을 사용하는 더블 듀얼 반송파 변조(Double Dual Carrier Modulation)(이하, 'DDCM'으로 칭함) 시스템으로, DDCM 프리코딩을 통해 생성한 더블 듀얼 반송파 변조 심볼들(이하, 'DDCM 심볼들'로 칭함)을 서로 다른 서브밴드(subband)를 통해 전송함으로써 어느 하나의 서브밴드(subband)에서 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 얻는 DCM 시스템의 효과뿐만 아니라, 서로 다른 서브밴드 간의 주파수 다이버시티(frequency diversity) 또한 활용할 수 있게 된다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 데이터 송수신 시스템의 구성도로서, DDCM 프리코딩을 이용하는 MB-OFDM(Multi-Band Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신 시스템을 나타낸다. 이하에서 MB-OFDM 시스템을 예로 들어 설명하지만, 이는 비제한적이고 예시적인 통신 시스템의 일 예를 나타낸 것이므로 본 발명은 프리코딩을 이용하는 다른 통신 시스템에도 적용될 수 있다.
MB-OFDM 통신 시스템은 2002년 FCC(Federal Communications Commission)에 의해 승인된 초광대역(Ultra-WideBand)(이하, 'UWB'로 칭함) 통신 시스템의 일종이다. UWB 통신 시스템은 점유 주파수 대역폭이 중심 주파수에 대해서 20% 이상이거나 주파수 대역폭이 500MHz 이상인 신호를 사용하는 통신 기술에 해당하며, 전송 전력 레벨(transmitter power level)은 -41.3dB/MHz로 제한된다. MB-OFDM 통신 시스템은, 여러 개의 반송파를 병렬적으로 결합하여 보다 높은 전송률의 데이터 전송을 구현하는 OFDM 통신 기술에, 주파수 호핑(hopping) 기법을 적용한 통신 시스템이다.
도 2는 MB-OFDM 통신 시스템의 주파수 밴드 할당을 나타낸 개념도이다. 도 2에 도시된 바와 같이, MB-OFDM 통신 시스템은 전체 7.5GHz (3.1~10.6GHz) 주파수 대역을 5개의 밴드 그룹(Band Group #1 내지 #5)으로 나누고, 각 밴드 그룹 1 내지 4는 528MHz의 대역폭을 가지는 서브밴드(subband) 3개로 나누고, 밴드 그룹 5는 528MHz의 대역폭을 가지는 서브밴드 2개로 나누어, 전체 주파수 대역을 528MHz의 대역폭을 가지는 14개의 서브밴드로 분할한다. MB-OFDM 통신 기술은 하나 이상의 밴드 그룹 안에서 여러 가지 패턴에 따라 서브밴드들을 호핑(hopping)하면서 하나의 OFDM 심볼(sysbol)을 하나의 서브밴드를 사용하여 전송하게 된다.
MB-OFDM은 Multiband OFDM Alliance와 WiMedia forum에 의해 지지되었으며, 이 두 단체는 2005년에 합쳐져서 현재 WiMedia Alliance로 알려져 있다. 와이미디어(WiMedia)의 물리계층 표준(PHY standard)은 고성능 데이터 전송을 위해, 320~480Mbps의 데이터 전송률에서는 듀얼 반송파 변조(Dual Carrier Modulation)(이하, 'DCM'으로 칭함)를 사용하고, 640Mbps~1Gbps의 데이터 전송률에서는 개선된 듀얼 반송파 변조(Modified-Dual Carrier Modulation)(이하, 'MDCM'으로 칭함)를 사용하고 있다.
DCM과 MDCM은 OFDM 심볼들을 프리코딩하여 서로 다른 두 부반송파(subcarrier)를 통해 전송함으로써 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 통한 성능 이득을 얻는 기법이다. DCM은 두 개의 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 심볼을 프리코딩(precoding)하여 50개의 부반송파(subcarrier) 만큼 떨어진 두 개의 부반송파(subcarrier)에 실어 전송함으로써 주파수 다이버시티를 얻게 된다. 그리고, MDCM은 두 개의 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 심볼을 프리코딩하여 50개의 부반송파 만큼 떨어진 두 개의 부반송파에 실어 전송함으로써 주파수 다이버시티를 얻게 된다.
그런데, 기존의 프리코딩(precoding) 시스템은 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)가 콤플렉스(complex) 형태이어서 수신단에서의 심볼 검출(detection) 복잡도가 높거나, 하나의 서브밴드(subband)에서 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 얻을 수 있을 뿐, 서로 다른 서브밴드에서의 주파수 다이버시티를 얻지 못할 수 있다. 이에 따라, 이하에서 설명되는 본 발명의 실시예는 기존 프리코딩의 효과뿐만 아니라, 서로 다른 서브밴드의 주파수 다이버시티를 얻을 수 있는 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템을 제시한다.
다시 도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 MB-OFDM 데이터 송수신 시스템은 송신기(transmitter)(10), 및 수신기(receiver)(20)를 포함한다. 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기(10)는 2개의 심볼(symbol)을 프리코딩(이하, '1차 프리코딩'으로 칭함) 처리하여 얻은 하나 또는 복수 개의 심볼을 다시 프리코딩(이하, '2차 프리코딩'으로 칭함) 처리하여 복수 개의 DDCM 심볼을 생성하고, 이를 서로 다른 서브밴드(subband)를 통해 수신기(20)로 전송한다. 그러면, 수신기(20)는 적절한 시간 동기와 주파수 동기를 획득한 후에, 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)을 통해 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환한다. 그리고, 수신기(20)는 채널 추정과 위상 보정 등의 과정을 거쳐서 수신된 신호를 보정한 후에 복조를 수행하고, 복조된 데이터는 송신기의 역순의 과정을 거쳐서 복원된다.
도 1에 도시된 송신기(10)는 채널 부호화부(11), 심볼 매핑부(12), 프리코딩부(13), 역고속 푸리에 변환부(14), 제로 패드 삽입부(15), D/A 컨버터(16), 곱셈기(17), 및 안테나(18)를 포함한다. 채널 부호화부(11)는 데이터 전송시 채널에 가해지는 잡음으로 인한 에러를 검출하고 정정할 수 있도록, 입력 비트열에 잉여 비트를 삽입하거나 비트들의 배열 형태를 바꾸는 등의 부호화를 수행할 수 있다. 채널 부호화부(11)는 인코더(111), 펑쳐러(112), 및 인터리버(113)를 포함할 수 있다.
인코더(111)는 입력 비트열(input bits)을 부호화(encoding)한다. 이 때, 인코더(111)는 컨볼루션 인코더(convolution encoder) 또는 저밀도 패리티 체크(Low Density Parity Check; LDPC) 인코더일 수 있다. 컨볼루션 인코더는 일정 길이의 메모리를 이용하여 이전 데이터와 현재 데이터를 비교하는 방식으로 입력 비트열을 부호화할 수 있다. 예를 들어, 컨볼루션 인코더는 2진 입력 비트열 데이터를 FEC(Forward Error Correction) 코딩을 통해 1/3의 부호화율로 인코딩할 수 있다. 대안적으로, 인코더(111)는 LDPC 인코더를 이용하여 입력 비트열에 패리티 비트를 더하는 부호화를 수행함으로써, 블록 단위의 부호화(block coding method)를 수행할 수도 있다.
펑쳐러(puncturer)(112)는 인코더(111)에 의해 코드화된 비트의 일부를 생략하는 평쳐링(puncturing)을 수행하여 코드화된 비트들을 블록들로 분할함으로써, 데이터 전송율(data-rate)과 채널 부호화(channel encoding) 조건에 따라 1/3, 11/32, 1/2, 5/8, 3/5, 3/4과 같은 다양한 부호화율(code rate)을 얻음으로써, 다양한 전송률을 지원할 수 있다. 인터리버(interleaver)(113)는 동일한 OFDM 심볼 내에서 인접하는 부반송파에 연속된 코드 비트가 전송되는 것을 방지하도록 비트 열을 재정렬할 수 있다.
비트 인터리빙(bit interleaving)된 2진 데이터들은 심볼 매핑부(12) 및 프리코딩부(13)의 변조 기법에 따라서 DDCM 심볼로 변환될 수 있다. 심볼 매핑부(Symbol Mapping Unit)(12)는 채널 부호화부(11)를 통해 코드화된 비트들을 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 또는 16QAM(16-Quadrature Amplitude Modulation) 등의 변조를 이용하여 성상도 매핑(Constellation Mapping)함으로써, QPSK 심볼들 또는 16QAM 심볼들을 생성할 수 있다. 이 때, 심볼 매핑부(12)는 그레이(Gray) 코드를 이용하여 성상도 매핑을 수행하는 것도 가능하다.
프리코딩부(Precoding Unit)(13)는 성상도 매핑된 심볼들을 이용하여 DDCM 프리코딩(precoding)을 수행함으로써, DDCM 심볼들을 생성할 수 있다. DDCM 프리코딩을 통해 서로 다른 서브밴드의 주파수 다이버시티를 얻기 위해, 프리코딩부(13)는 제1 프리코딩부(131)와 제2 프리코딩부(132)를 포함할 수 있다. 제1 프리코딩부(First Precoding Unit)(131)는 성상도 매핑된 심볼들을 1차 프리코딩(first precoding) 처리할 수 있다. 이 때, 제1 프리코딩부(131)는 QPSK 심볼들을 DCM 프리코딩 매트릭스(DCM precoding matrix)를 이용하여 1차 프리코딩 처리함으로써 N개의 DCM 심볼들을 생성하거나, 16QAM 심볼들을 MDCM 프리코딩 매트릭스(MDCM precoding matrix)를 이용하여 1차 프리코딩 처리함으로써 N개의 MDCM 심볼들을 생성할 수 있다.
제2 프리코딩부(132)는 DDCM 프리코딩 매트릭스(DDCM precoding matrix)를 이용하여 N개의 DCM 또는 MDCM 심볼들을 2차 프리코딩 처리함으로써 N개의 DDCM 심볼들을 생성할 수 있다. 제1 프리코딩부(131) 및 제2 프리코딩부(132)의 보다 구체적인 기능은 후술될 것이다. 역고속 푸리에 변환부(Inverse Fast Fourier Transform Unit)(14)는 아래의 수학식 1과 같은 역고속 푸리에 변환(IFFT; Inverse Fast Fourier Transform)을 수행함으로써, 2차 프리코딩된 N개의 DDCM 심볼을 부반송파(sub-carrier)에 매핑(mapping)될 OFDM 심볼(symbol)로 변환할 수 있다.
Figure 112012011100651-pat00001
이 때, 인덱스 k는 OFDM 심볼들 중 k 번째 OFDM 심볼(symbol)을 나타낸다.
제로 패드 삽입부(Zero Pad Adding Unit)(15)는 송신기(10)와 수신기(20)가 서로 다른 중심 주파수(center frequency)로 스위치(switch) 하기에 충분한 시간을 허용하는 시간 윈도우(time window) 또는 가드 인터벌(guard interval)을 제공함과 동시에 다중 경로(multi-path)의 효과를 경감하기 위하여, OFDM 심볼에 제로 패드 서픽스(Zero-Padded-Suffix; ZPS) 또는 제로 패드 프리픽스(Zero-Padded-Prefix; ZPP)와 같은 제로 패드(ZP)를 추가할 수 있다.
D/A 컨버터(Digital-to-Analog converter)(16)는 디지털 OFDM 심볼을 아날로그 연속-시간 기저대역 신호(continuous-time baseband signal)로 변환할 수 있다. 곱셈기(17)는 아래의 표 1에 나타낸 바와 같은 TFC(Time-Frequency Code)에 정해진 전송대역의 시간-주파수 인터리빙 패턴에 따라 호핑(hopping)되는 서브밴드(subband)의 부반송파에 연속-시간 기저대역 신호를 실어 업-컨버젼(up-conversion)할 수 있다. 이에 따라 각 OFDM 심볼로부터 변환되어 업-컨버젼된 아날로그 데이터 신호들은 복수 개의 서브밴드를 통해 순차적으로 안테나(18)를 통해 송신되어, 수신기(20)로 전송될 수 있다.
TFC Number Length 6 Time Frequency Code (TFC)
1 1 2 3 1 2 3
2 1 3 2 1 3 2
3 1 1 2 2 3 3
4 1 1 3 3 2 2
도 3은 TFC Number가 '1'인 경우에 해당하는 시간-주파수 호핑 패턴을 예시한 개념도이다. 현재 MB-OFDM 시스템 표준에서는 가장 낮은 세 개의 서브밴드로 이루어진 밴드 그룹 1(Band Group #1)에서의 동작을 모드(Mode) 1로 정하고, 모뎀에서 모드 1을 지원하는 것을 의무화하고 있다. 도 3에 도시된 바와 같이, OFDM 심볼들 x0~x5 는 시간 영역에서 3개의 주파수 대역에서 호핑되면서 서브밴드들(Subband #1 내지 #3)을 통해 순차적으로 송신된다.
다시 도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 데이터 송수신 시스템을 구성하는 수신기(20)는 안테나(21), 곱셈기(22), A/D 컨버터(23), 제로 패드 제거부(24), 고속 푸리에 변환부(25), DDCM 검출부(26), 및 복호화부(27)를 포함한다. 안테나(21)를 통해 수신된 아날로그 기저대역 신호는 곱셈기(22)를 통해 다운-컨버트(down-convert)되고, A/D 컨버터(Analog-to-Digital Converter)(23)에 의해 디지털 신호로 변환된 후, 제로 패드 제거부(24)를 통해 제로 패드(Zero Pad)가 제거된다.
고속 푸리에 변환부(Fast Fourier Transform Unit)(25)는 주파수 및 복소 좌표의 분석을 위해 디지털 신호를 변환하며, 이를 통하여 노이즈 신호가 아닌 데이터 신호만을 분석할 수 있도록 한다. DDCM 검출부(26)는 DDCM 심볼들을 검출한다. DDCM 검출부(26)는 두 개의 수신 신호들의 두 개의 프로베니우스 노옴(frobenius norm)의 제곱 값의 합을 2-차원 QPSK 콘스텔레이션 셋의 모든 원소들에 대하여 산출함으로써, 네 개의 QPSK 심볼을 결정할 수 있다. 복호화부(27)는 디인터리버(271), 디평쳐러(272), 및 디코더(273)에 의해 데이터를 복호화하여 출력 비트열을 출력한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 검출부의 예시적인 구성도이다. 도 4를 참조하면, DDCM 검출부는 프로베니우스 노옴 계산부(41), DEMUX(42), MDCM 심볼 결정부(43), MUX(44), 합산부(45), 및 DDCM 심볼 결정부(46)를 포함할 수 있다. 프로베니우스 노옴 계산부(41)는 적어도 두 개의 수신 신호들을 입력받아, 각 수신 신호에 대해 2-차원 복소 형태 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)의 모든 원소들을 대입하여 프로베니우스 노옴의 제곱 계산을 수행한다. DEMUX(42)와 MUX(44)는 MDCM과 DDCM 모드에 따라 심볼 검출이 수행되도록 적어도 두 개의 경로중 어느 하나를 선택한다.
MDCM 심볼 결정부(43)는 MDCM 모드에서 통상적인 MDCM 검출 방법을 통해 MDCM 심볼 검출을 수행한다. DDCM 모드에서, 합산부(45)는 두 개의 수신 신호에 대해 계산된 프로베니우스 노옴의 제곱 값들의 합을 산출한다. 합산부(45)는 DEMUX(451), 버퍼(452), 명령부(453), 및 덧셈기(454)를 포함할 수 있다. 제1 수신 신호에 대하여 계산된 첫 번째 프로베니우스 노옴의 제곱 값은 DEMUX(451)를 통해 버퍼(452)에 임시 저장되고, 제2 수신 신호에 대하여 계산된 두 번째 프로베니우스 노옴의 제곱 값은 DEMUX(451)를 통해 명령부(453)로 입력된 후, 덧셈기(454)에 의해 첫 번째 프로베니우스 노옴의 제곱 값과 더해져 출력된다.
DDCM 심볼 결정부(46)는 최대 가능성 검출(Maximum Likelihood detection)을 이용하여 프로베니우스 노옴의 제곱 값들의 합들 중 최소 값에 해당하는 두 개의 DCM 심볼을 결정함으로써, 네 개의 QPSK 심볼들을 검출할 수 있다. 이에 따라, 4-차원 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)의 모든 원소들에 대한 각각의 프로베니우스 노옴(frobenius norm)의 제곱 값을 계산하지 않고도 QPSK 심볼들을 검출할 수 있게 된다. DDCM 검출부(26)에서 심볼들을 검출하는 구체적인 과정은 후술될 것이다.
이하에서는, 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩 방법에 대해 설명한다. 도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩 방법의 흐름도이다. 도 5에 도시된 각 단계는 도 1에 도시된 프리코딩부(13)에 의해 수행될 수 있다. 본 발명의 실시예에 따른 DDCM 프리코딩 방법은 OFDM 심볼들을 DCM(Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스를 이용하여 1차 프리코딩하는 단계(51) 및 DCM 심볼들을 DDCM(Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스를 이용하여 2차 프리코딩하는 단계(52)를 포함한다.
하나의 심볼에서 데이터가 전송되는 부반송파들의 개수가 100인 경우를 예로 들면, 제1 프리코딩부(131)는 아래의 수학식 2와 같이, 심볼 매핑부(12)에 의해 QPSK 또는 16QAM으로 매핑된 두 개의 심볼 성분 Sk[l], Sk[l+50]을 선형 프리코딩 매트릭스(Linear Precoding Matrix) P를 사용하여 프리코딩함으로써 DCM 또는 MDCM 등의 두 개의 심볼 성분 Bk[l], Bk[l+50]으로 표현할 수 있다.
Figure 112012011100651-pat00002
이 때, l은 0, 1,..., 49이고, Sk[l]은 k번째 심볼(symbol)의 l번째 부반송파(subcarrier)의 성분을, Bk[l]은 k번째 심볼의 l번째 부반송파의 성분을 나타낸다. 프리코딩 매트릭스 P는 아래의 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112012011100651-pat00003
이 때, PD는 DCM 프리코딩 매트릭스를, PM은 MDCM 프리코딩 매트릭스를 나타낸다. P는 서로 다른 밴드간의 간섭을 방지하기 위해 직교 매트릭스(orthogonal matrix)로 결정될 수 있으며, 수신기에서의 심볼 검출 복잡도를 낮추기 위하여 실수(real) 성분으로 구성될 수 있다. 수학식 2에 나타낸 바와 같이, Sk[l]이 QPSK 심볼이면 제1 프리코딩부(131)는 DCM 프리코딩 매트릭스 PD를 이용하여 QPSK 심볼들을 DCM 심볼들로 프리코딩할 수 있다. 대안적으로, Sk[l]이 16QAM 심볼이면, 제1 프리코딩부(131)는 MDCM 프리코딩 매트릭스 PM을 이용하여, 16QAM 심볼들을 MDCM 심볼들로 프리코딩할 수 있다.
만약, 제1 프리코딩부(131)가 DCM 프리코딩하는 경우 DCM 심볼은 16QAM의 성상도(constellation)를 가지며, 제1 프리코딩부(131)가 MDCM 프리코딩하는 경우 MDCM 심볼은 256QAM의 성상도를 갖는다. 제1 프리코딩부(131)에 의한 프리코딩 과정을 거치면서, 원래의 QPSK 또는 16QAM 심볼은 각각 16QAM, 256QAM의 심볼로 변조 차수(modulation order)가 증가된다. 제1 프리코딩부(131)에 사용되는 DCM 프리코딩 매트릭스 PD와, MDCM 프리코딩 매트릭스 PM은 와이미디어 PHY 표준(WiMedia PHY standard)에서 제시한 바에 따라, 아래의 수학식 4로 나타낼 수 있다.
Figure 112012011100651-pat00004
이 때, 계수 1/
Figure 112012011100651-pat00005
과, 1/
Figure 112012011100651-pat00006
은 각각 DCM과 MDCM의 정규화 계수(normalized factor)이다. DCM과 MDCM은 선형 프리코딩(linear precoding)을 사용하는 심볼 확장(symbol spreading) 방법의 일종으로, 프리코딩된 DCM 심볼 또는 MDCM 심볼의 각 심볼에는 프리코딩되기 전의 두 심볼의 정보가 다른 형태로 스프레드(spread) 된다. 만약, 두 개의 프리코딩된 심볼이 두 개의 상관되지 않은 데이터 부반송파(uncorrelated data subcarrier)에 할당된다면, 두 개의 프리코딩된 심볼이 동시에 깊은 페이딩(deep fading)을 겪을 가능성은 매우 작아진다. 이는 DCM, 또는 MDCM에 의한 주파수 다이버시티(frequency diversity) 효과이며, 이로 인해 DCM과 MDCM은 좋은 성능 이득(performance gain)을 갖는다.
두 개의 프리코딩된 심볼(precoded symbol)이 할당되는 두 개의 부반송파가 상관되지 않도록 하려면, 두 부반송파(subcarrier)간의 거리가 최대화될 필요가 있다. 예를 들어, 와이미디어(WiMedia) UWB 시스템의 경우 전체 128 IFFT 블록에 대해 100 데이터 부반송파가 주어지므로, 두 반송파의 최대 거리는 총 데이터 부반송파의 절반인 50 부반송파 거리가 된다. 따라서, 주파수 다이버시티를 얻기 위해 두 프리코딩된 심볼은 50 부반송파의 거리를 갖는 두 개의 부반송파에 할당될 수 있다.
DCM을 예로 들면, QPSK 심볼 Sk(l), Sk(l+50)은 Bk(l), Bk(l+50)에 스프레딩(spreading) 되어 50개의 부반송파(subcarrier) 만큼 떨어진 주파수 성분에 할당되어 전송된다. 그러므로, 기존의 DCM 시스템에 따라 1차 프리코딩된 두 개의 심볼을 기저대역 신호로 변환하여 수신기 측으로 송신하게 되면, 각 심볼로부터 변환된 기저대역 데이터 신호는 독립된 채널(independent channel)을 통과하게 되고, 이에 따라 두 개의 독립된 채널에 대한 다이버시티(diversity)를 얻을 수 있으므로, DCM 또는 MDCM의 다이버시티 차수(diversity order)는 2가 된다.
이와 같이, 기존의 DCM 또는 MDCM 프리코딩은 두 개의 심볼 내의 두 심볼 성분을 두 개의 부반송파에 스프레드(spread)하여 서로 다른 주파수의 서브밴드로 전송하여 다이버시티를 얻을 수는 있지만, 어느 하나의 서브밴드(subband)에서 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 얻는 DCM의 효과만을 얻을 수 있을 뿐, 서로 다른 서브밴드 간의 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 활용할 수는 없게 된다. 이에, 본 발명의 일 실시예에 따른 프리코딩 방법은 기존 OFDM 방식에서의 DCM 프리코딩 시스템보다 높은 다이버시티(diversity)를 얻기 위해 DDCM 프리코딩을 이용한다.
제2 프리코딩부(132)는 제1 프리코딩부(131)에 의해 1차 프리코딩되어 생성된 심볼을 2차 프리코딩(second precoding)한다. 제1 프리코딩부(131)가 DCM 프리코딩을 수행하였을 때, DCM 심볼 Bk 는 아래의 수학식 5와 같이 N 성분의 심볼 벡터로 표현할 수 있다.
Figure 112012011100651-pat00007
이 때, 인덱스 k는 k번째 DCM 심볼이라는 것을 나타내고, N은 하나의 심볼을통해 데이터가 전송되는 부반송파의 개수이다. 다음으로, 두 개의 DCM 심볼 Bk, Bk +1은 아래의 수학식 6과 같이 그룹화될 수 있다.
Figure 112012011100651-pat00008
이 때, [Bk, Bk +1]T 는 Bk, Bk +1로 이루어지는 벡터의 트랜스포즈(transpose)이다. 제2 프리코딩부(132)는 아래의 수학식 7과 같이, DDCM 프리코딩 매트릭스(precoding matrix) PX를 이용하여, 그룹 지어진 심볼들 Bk, Bk +1 을 선형 프리코딩(precoding)하여, DDCM 심볼 Xk, Xk +1 을 생성할 수 있다.
Figure 112012011100651-pat00009
이 때, Xk = [Xk(0), Xk(1), Xk(2),..., Xk(N-1)] 는 k번째 DDCM 심볼 벡터(DDCM symbol vector)를 나타낸다. DDCM 프리코딩은 DCM 프리코딩과 마찬가지로 프리코딩 과정을 통하여 심볼 성분을 스프레딩(spreading) 하는 것으로, DCM을 통해서 만들어진 DCM 심볼은 DDCM 프리코딩의 2차 프리코딩을 통해 한 번 더 스프레딩(spreading)이 일어나게 된다. 예를 들어, DCM 심볼이 DDCM의 2차 프리코딩을 통하여 한 번 더 스프레딩 되면, 도 6에 도시된 바와 같이, 총 네 개의 QPSK 심볼 성분 Sk(l), Sk(l+50), Sk +1(l), Sk+1(l+50) 은 서로 다른 두 개의 서브밴드에서 50 부반송파 만큼 떨어진 네 개의 성분 Xk(l), Xk(l+50), Xk+1(l), Xk +1(l+50)에 스프레딩(spreading) 된다.
네 개의 DDCM 심볼 성분은 아날로그 기저대역 신호로 변환된 후, 도 7의 (c)에 도시된 바와 같이, 4 개의 부반송파(subcarrier)에 할당되어 서로 다른 두 개의 서브밴드를 통해 전송된다. 도 7의 (a)와 (b)는 각각 QPSK 및 DCM 전송 방식을 나타낸다. 기존 QPSK 및 DCM 심볼 전송의 경우, 도 7의 (a)와 (b)에 도시된 바와 같이, 하나의 부반송파에 각각 1개 및 2개의 QPSK 심볼이 전송되지만, 본 발명의 실시예에 따르면, 도 7의 (c)에 도시된 바와 같이, 하나의 부반송파에 4개의 QPSK 심볼이 스프레드되어 전송될 수 있다.
도 6에서는, 두 개의 DCM 심볼들을 프리코딩하여 DDCM 심볼을 생성하는 것으로 설명되었지만, 대안적으로, 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 데이터 송수신 시스템은 서로 다른 두 개의 DCM 심볼을 프리코딩하는 대신, DCM 심볼에 포함된 미리 설정된 부반송파의 개수, 예를 들어 25개의 부반송파 만큼 떨어진 두 부반송파의 심볼 성분들을 프리코딩함으로써, 제1 DDCM 심볼과 제2 DDCM 심볼을 생성하는 것도 가능하다.
하나의 서브밴드(subband) 안에서의 두 개의 부반송파(subcarrier)는 비상관되고(uncorrelated), 서로 다른 서브밴드는 다른 주파수 범위(frequency range)를 사용하기 때문에, 다른 서브밴드 간의 채널(channel)은 서로 비상관(uncorrelated)될 수 있다.
네 개의 DDCM 심볼은 네 개의 비상관 채널(uncorrelated channel)을 통과하기 때문에, 수신기에서 최대 가능성 검출(Maximum Likelihood detection) 방법을 사용하여 심볼들을 검출하면 네 개의 비상관 채널(uncorrelated channel)에 대한 다이버시티(diversity)를 얻을 수 있다. 그러므로, DDCM의 다이버시티 차수(diversity order)는 4이므로, DCM에 비해 두 배의 다이버시티(diversity)를 얻을 수 있다.
이 때, 제2 프리코딩부(132)는 충분한 다이버시티를 얻음과 동시에, 기존의 DCM 시스템에서 수신기에 적용되고 있는 MDCM 검출 블록을 공유할 수 있도록, MDCM 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)와 동일한 성분의 DDCM 프리코딩 매트릭스를 이용하여, DCM 심볼을 프리코딩 처리할 수 있다. 다시 말해, PX = PM 일 수 있다. MDCM 프리코딩 매트릭스와 DDCM 프리코딩 매트릭스가 같고, DCM 심볼이 16QAM의 성상도를 갖는다면, DDCM 프리코딩 방법은 DCM 프리코딩 방법 대비, 프리코딩되는 심볼들의 관계는 다르지만 프리코딩 과정은 같을 수 있다.
한편, 프리코딩부(13)는 제1 프리코딩부(131) 및 제2 프리코딩부(132)를 통해 DDCM 프리코딩을 수행할 수도 있고, 데이터 전송율(data-rate)에 따라 선택적으로, 성상도 매핑된 심볼들을 프리코딩하지 않고 역고속 푸리에 변환부(14)로 전송하거나, 기존 DCM 프리코딩 또는 MDCM 프리코딩을 이용하여 심볼들을 프리코딩하여 역고속 푸리에 변환부(14)로 전송할 수도 있다. 이러한 경우, 송신기(10)에는 프리코딩부(13)의 입력단과 출력단에 각각 DEMUX(De-Multiplexer)와 MUX(Multiplexer)가 더 포함될 수도 있다.
기존의 DCM 검출을 위해서는 두 개의 심볼을 연대적으로(jointly) 검출해야 하지만, 본 발명에서는 DDCM의 검출을 위해 네 개의 심볼을 연대적으로 검출할 필요가 있다. 이 것은 하드웨어 복잡도를 증가시킨다. 이러한 문제의 해결을 위해, 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 데이터 송수신 방법은 하드웨어 복잡도를 증가시키지 않고 수신 신호에 스프레딩된 심볼들을 검출할 수 있는 방법을 제시한다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 검출 방법의 흐름도이다. 도 8을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 DDCM 검출 방법은, 제1 수신 신호에 대하여 2-차원 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)의 모든 원소들에 대한 프로베니우스 노옴 제곱 값을 계산하는 단계(81)와, 제2 수신 신호에 대하여 2-차원 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)의 모든 원소들에 대한 프로베니우스 노옴 제곱 값을 계산하는 단계(82), 및 서로 짝을 이루는 원소들에 대해 계산된 제1 및 제2 수신 신호의 프로베니우스 노옴 제곱 값의 합으로부터 QPSK 심볼들을 결정하는 단계(83)를 포함한다. 이러한 DDCM 검출 방법에 대해 보다 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
수신기에서 제로 패드(ZP)가 제거되고 고속 푸리에 변환부(25)를 통과한 k번째 OFDM 심볼, l번째 부반송파(subcarrier)의 수신 신호 Yk(l)은 아래의 수학식 8로 나타낼 수 있다.
Figure 112012011100651-pat00010
이 때, Hk(l)은 k번째 OFDM 심볼, l번째 부반송파의 채널 주파수 응답(frequency response of the channel)을, Nk(l)은 k번째 OFDM 심볼, l번째 부반송파의 평균이 0이고 분산이 σ2 인 복소 가우시안 확률 변수(complex Gaussian random variable)를 나타낸다.
네 개의 심볼 Y, X, N, H는 아래의 수학식 9 내지 수학식 10와 같이 벡터 형태로 나타낼 수 있다.
Figure 112012011100651-pat00011
Figure 112012011100651-pat00012
이 때, [·]T는 복소 공액 전치(complex conjugate transpose)를, diag(d1,...,dN)은 대각항(diagonal entries)이 d1,...,dN인 N×N 대각선 행렬(diagonal matrix)을 나타낸다. X는 DDCM 심볼 벡터(symbol vector)이고, 수학식 7에 따라 아래의 수학식 11 내지 수학식 12와 같이 DCM 심볼 벡터 B를 이용하여 표현될 수 있다.
Figure 112012011100651-pat00013
Figure 112012011100651-pat00014
이 때, IN 은 N×N 단위 행렬(identity matrix)을, ⓧ은 크로네커 곱(kronecker product)을 의미한다. 수학식 10 내지 수학식 12를 이용하여 DDCM 검출 방법을 최대 가능성 기준(Maximum Likelihood criterion)으로 표현하면 아래의 수학식 13으로 나타낼 수 있다.
Figure 112012011100651-pat00015
이 때, ∥·∥는 프로베니우스 노옴(Frobenius norm)을, A는 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)을, AN 은 N-차원 복소 형태 16QAM 콘스텔레이션 셋(N-dimensional complex 16QAM constellation set)을 나타낸다. 수학식 13에서 DDCM 심볼의 검출을 위해서는 4-차원 복소 형태 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)의 모든 원소에 대한 각각의 프로베니우스 노옴(frobenius norm)의 계산이 필요하다. 하지만, 수학식 13은 다음의 과정을 통해 변경될 수 있으며, 변경된 방법은 MDCM 검출 블록(detection block)을 공유하여 검출을 할 수 있도록 하므로, 하드웨어 복잡도 증가를 없도록 할 수 있다.
수학식 10 및 12는 아래의 수학식 14로 표현될 수 있다.
Figure 112012011100651-pat00016
그리고, 수학식 14와 아래의 수학식 15를 이용하여, 수학식 13은 아래의 수학식 16과 같이 두 부분으로 나누어서 계산할 수 있다.
Figure 112012011100651-pat00017
Figure 112012011100651-pat00018
Figure 112012011100651-pat00019
Figure 112012011100651-pat00020
수학식 16에서, B1 과 B2 는 상호 독립적이지 않고, 서로 연관되어 있다. 아래의 표 2의 예를 들면, 표 2에는 QPSK 심볼과 이에 대응하는 DCM 심볼을 나타내고 있다. 설명의 편의를 위해 표 2에서 정규화 계수는 생략되어 있다. 4개의 QPSK 심볼(symbol)이 B1 과 B2 를 결정하며, 어떠한 B1 은 B2 와 대응하게 된다. 다시 말해, B1 과 B2 는 하나의 쌍을 이룰 수 있다.
Figure 112012011100651-pat00021
예를 들어, 4 개의 QPSK 심볼이 -1-j, -1-j, -1-j, -1-j 이면, B1 = [3-j3 -3-j3]T, B2 = [1+j 1+j]T 로 결정된다. 이것은 번호를 이용하여 표현할 수 있다. A2 에 속해 있는 모든 원소를 표 1의 B1 과 같은 순서로 번호를 매기면 표 2의 n1 과 같은 번호가 매겨진다. 이 번호를 이용하여 B1 과 짝을 이루는 B2 에 번호를 매기면, 표 2의 n2와 같은 번호로 매길 수 있다.
예를 들어 표 2의 B1 과 같은 순서로 번호를 매기면 [3-j3 -3-j3]T 은 1 번이 되고, [1+j 1+j]T 는 205 번이 된다. B1 = [-3-j3 -3-j3]T, B2 = [1+j 1+j]T 은 하나의 짝이므로, n1 = 1, n2 = 205 이 된다. B1, B2 는 짝을 이룬다는 사실을 이용하여 수학식 16은 B1 과 관련이 있는 첫 번째 프로베니우스 노옴(frobenius norm)의 제곱과 B2 와 관련이 있는 두 번째 프로베니우스 노옴의 제곱을 A2 에 속해 있는 모든 원소에 대해 각각 계산하고, 하나의 B1 과 B2 의 쌍에 해당하는 두 제곱 값의 합을 산출할 수 있다.
한편, MDCM 검출(detection)을 최대 가능성 기준(Maximum Likelihood criterion)으로 나타내면 아래의 수학식 17 내지 수학식 18과 같다.
Figure 112012011100651-pat00022
Figure 112012011100651-pat00023
B1, B2, S 는 2-차원 16-QAM 심볼 벡터이므로, DDCM 프리코딩 매트릭스를 MDCM 프리코딩 매트릭스와 동일하게 결정할 경우, 수학식 16에서 첫 번째와 두 번째 각각의 프로베니우스 노옴의 제곱 계산은 MDCM 검출 블록에서 수행되는 수학식 17의 계산과 동일한 형태로 수행될 수 있음을 알 수 있다. 이에 따라, DDCM 검출은 MDCM 검출 블록을 공유하여 수행될 수 있게 된다. 즉, DDCM 검출 과정은 프로베니우스 노옴의 제곱 계산을 순차적으로 두 번 이용하는 것으로 수행될 수 있으며, 이 때 MDCM 검출 블록이 활용될 수 있다.
도 9는 본 발명에 따른 DDCM 검출 방법의 예시적인 순서도이다. 먼저 단계 91에서, MDCM 모드 여부를 판단하여, MDCM 모드인 경우 단계 92, 단계 94, 및 단계 95를 통해 통상의 MDCM 검출을 수행한다. DDCM 모드인 경우, 단계 93, 단계 94, 단계 96 내지 단계 98에 따라 DDCM 검출이 수행된다. 즉, 단계 93, 단계 94, 및 단계 96에서는, 수학식 17의 첫 번째 및 두 번째 프로베니우스 노옴의 제곱을 계산한다.
첫 번째 프로베니우스 노옴의 제곱 계산 과정은 Y1, H1 을 입력으로 하여, MDCM 검출 블록의 프로베니우스 노옴 제곱 계산 블록을 이용하여 A2 에 속해 있는 모든 원소들, 다시 말해 2-차원 복소 형태 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)의 모든 원소들을 대입하여 프로베니우스 노옴의 제곱 계산을 수행한다. 다음으로, 두 번째 프로베니우스 노옴의 제곱이 Y2, H2 을 입력으로 하여 MDCM 검출 블록의 프로베니우스 노옴 제곱 계산 블록을 이용하여 계산된다.
단계 97에서, 두 신호에 대하여 계산된 제곱 값의 합을 계산하게 된다. 이 때, 전술한 표 2에서와 같이, 한 쌍에 해당하는 B1 과 B2 에 해당하는 첫 번째와 두 번째 프로베니우스 노옴의 제곱 계산 값들이 더해질 수 있다. 단계 98에서는 그 계산 결과를 이용하여 두 프로베니우스 노옴의 제곱 계산의 합이 최소가 되는 해당 QPSK 심볼들을 결정함으로써, 심볼 결정(symbol decision)이 최종적으로 수행될 수 있다.
전술한 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 OFDM 데이터 송수신 시스템은 추가적인 프리코딩(precoding)을 통해 DCM 프리코딩 대비 두 배의 다이버시티를 얻을 수 있게 된다. 또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 OFDM 데이터 송수신 시스템은 MDCM 검출 블록의 계산 과정을 두 번 이용하여 수행되는 것이 가능하므로, 기존의 MDCM 검출 블록을 공유하여 DDCM 검출부를 구성함으로서, 하드웨어 복잡도(hardware complexity)를 줄일 수 있다. 그리고, 본 발명의 일 실시예에 따르면, MDCM 검출 블록(detection block)의 계산 과정을 순차적으로 두 번 이용하여 네 개의 심볼을 한 번에 결정할 수 있으므로, 한 번에 두 개의 심볼을 검출하는 DCM 검출과 비교했을 때 지연(latency)에 대한 손해가 없도록 할 수 있다.
도 10 내지 도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 성능을 평가한 시뮬레이션 결과이다. 시뮬레이션은 와이미디어(WiMedia) UWB 시스템으로 수행되었다. IEEE802.15.3a UWB 실내 채널 모델(indoor channel model) CM1에 따라, 100 채널 구현(channel realization)이 만들어졌다. 열악한 10%의 채널은 버리고 90%의 채널 구현이 활용되었다. 각 채널 구현 당 200패킷(packets)이 시뮬레이션되었다. 각 패킷은 1024옥텟(octets)으로 구성되며, 채널 평가(channel estimation)와 모든 동기화(synchronization)는 완벽(perfect)한 것으로 가정되었다. 서브밴드의 호핑 패턴은 표 1에 나타낸 TFC = 1 이 사용되었다. 성능 비교를 위해 QPSK, DCM, AFT(Algebraic Time-Frequency coding)의 시뮬레이션 또한 수행하였다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 비코드화된(Uncoded) BER(Bit Error Rate) 성능을 Eb/N0에 대하여 평가한 시뮬레이션 결과이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM의 경우, DCM 대비 10-5의 BER에서 3dB의 성능 향상이 있으며, 보다 가파른 기울기를 가지고 있음을 확인할 수 있다. 이 것은 본 발명의 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용하는 데이터 송수신 시스템이 DCM 프리코딩만을 이용하는 통신 시스템에 비해 높은 다이버시티(diversity)를 얻는다는 것을 보여준다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 코드화된 PER(coded Packet Error Rate) 성능을 Eb/N0에 대하여 평가한 시뮬레이션 결과이고, 도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 코드화된 BER 성능을 Eb/N0에 대하여 평가한 시뮬레이션 결과이다. 송신단에서의 채널 코딩(channel coding)은 3/4 코딩율(coding rate)의 컨볼루션 인코딩(convolution encoding)이 사용되었으며, 수신단에서의 채널 디코딩(channel decoding)은 경판정(hard decision) 및 역추적 깊이(trace-back depth)가 80인 비터비 디코딩(Viterbi decoding)이 사용되었다. 데이터 전송율(data rate)은 480Mbps이다.
비코드화된(uncoded) 시스템에서의 결과와 마찬가지로, 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템은 DCM 대비 1%의 PER에서 1.5dB, 및 10-5의 BER에서 1.5dB의 성능 향상이 있으며, 보다 가파른 기울기를 가지고 있음을 확인할 수 있다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 거리에 따른 코드화된 PER 성능을 평가한 시뮬레이션 결과이다. 시뮬레이션에서, 세 개의 서브밴드(subband)에 대해 528MHz×3=1584MHz의 대역폭(bandwidth)을 고려하여, 전송 파워는 FCC의 유효 등방성 복사 전력(Effective Isotropic Radiated Power; EIRP) 제한(regulation)을 만족하는 -10.3dBm 으로 설정되었다. 구현 손실(implementation loss)와 링크 마진(link margin)은 각각 2.5dB 과 3.0dB로 가정되었다. 본 발명의 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템은 1%의 PER에서 3.2m의 전송거리를 가지며, DCM 대비 전송거리가 0.5m 증가된다.
이상에서, UWB 시스템의 성능 향상과 효율적인 구현이 가능한 DDCM 프리코딩을 이용한 OFDM 데이터 송수신 시스템에 대해 설명하였다. 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템은 하드웨어 복잡도(hardware complexity) 증가 없이 DCM에 추가적인 프리코딩(precoding)을 적용함으로써 높은 다이버시티(diversity)를 달성할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 데이터 송수신 시스템은 UWB를 사용하고 있는 무선(wireless) USB, 블루투스(Bluetooth) 등의 전송거리를 향상시킬 수 있으며, 효과적인 구현이 가능하다.
10: 송신기 11: 채널 인코더
12: 심볼 매핑부 13: 프리코딩부
131: 제1 프리코딩부 132: 제2 프리코딩부
14: 역고속 푸리에 변환부 15: 제로 패드 삽입부
16: D/A 컨버터 17,22: 곱셈기
20: 수신기 23: A/D 컨버터
24: 제로 패드 제거부 25: 고속 푸리에 변환부
26: DDCM 검출부 27: 채널 디코더

Claims (20)

  1. 데이터 심볼들을 프리코딩(precoding)하는 프리코딩부를 포함하고, 프리코딩된 심볼들을 할당된 주파수 대역을 통해 데이터 수신 장치로 송신하는 데이터 송신 장치에 있어서,
    상기 프리코딩부는,
    상기 데이터 심볼들을 프리코딩하는 제1 프리코딩부; 및
    상기 제1 프리코딩부에 의해 프리코딩된 심볼들을 프리코딩하는 제2 프리코딩부를 포함함을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 제1 프리코딩부는 상기 데이터 심볼들을 DCM(Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)를 이용하여 프리코딩함으로써, DCM 심볼들을 생성하고,
    상기 제2 프리코딩부는 상기 DCM 심볼들을 프리코딩함으로써, DDCM(Double Dual Carrier Modulation) 심볼들을 생성함을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 데이터 송신 장치는 상기 할당된 주파수 대역 중 서로 다른 주파수 대역의 서브밴드(subband)를 통해 상기 DDCM 심볼들을 상기 데이터 수신 장치로 송신함을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
  4. 제2 항에 있어서,
    상기 제2 프리코딩부는 OFDM UWB(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Ultra-WideBand) 통신 시스템의 MDCM(Modified Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스와 동일하게 주어지는 DDCM 프리코딩 매트릭스를 이용하여 상기 DCM 심볼들을 프리코딩함을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
  5. 제4 항에 있어서,
    상기 제2 프리코딩부는
    Figure 112012011100651-pat00024
    로 주어지는 DDCM 프리코딩 매트릭스를 이용하여 상기 DCM 심볼들을 프리코딩함을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
  6. 제1 항에 있어서,
    상기 데이터 송신 장치는,
    프리코딩된 심볼들을 역고속 푸리에 변환하는 역고속 푸리에 변환부;
    역고속 푸리에 변환된 각 심볼에 제로 패드를 삽입하는 제로 패드 삽입부;
    각 심볼을 연속-시간 기저대역 신호로 변환하는 D/A 컨버터; 및
    연속-시간 기저대역 신호로 변환된 각 심볼을 업-컨버젼(up-conversion)하는 곱셈기를 더 포함함을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
  7. 데이터 심볼들을 DCM(Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)를 이용하여 프리코딩하는 제1 프리코딩부; 및
    상기 제1 프리코딩부에 의해 프리코딩된 심볼들을 DDCM(Double Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스를 이용하여 프리코딩함으로써, DDCM 심볼들을 생성하는 제2 프리코딩부를 포함하는 DDCM 프리코딩 장치.
  8. 데이터 심볼들을 1차 프리코딩하는 제1 프리코딩부, 및 1차 프리코딩된 심볼들을 2차 프리코딩하는 제2 프리코딩부를 포함하고, 2차 프리코딩된 심볼들을 할당된 주파수 대역을 통해 데이터 수신 장치로 송신하는 데이터 송신 장치; 및
    상기 데이터 송신 장치로부터 수신된 신호들로부터 프로베니우스 노옴의 제곱 값을 이용하여 상기 데이터 심볼들을 복원하는 데이터 수신 장치를 포함하는 데이터 송수신 시스템.
  9. 제8 항에 있어서,
    상기 제1 프리코딩부는 상기 데이터 심볼들을 DCM(Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)를 이용하여 프리코딩함으로써 DCM 심볼들을 생성하고,
    상기 제2 프리코딩부는 상기 DCM 심볼들을 DDCM(Doule Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스를 이용하여 프리코딩함으로써 DDCM 심볼들을 생성함을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  10. 제9 항에 있어서,
    상기 제2 프리코딩부는 상기 DCM 심볼들 중의 제1 DCM 심볼에 포함된 미리 설정된 부반송파 개수만큼 떨어진 두 부반송파의 심볼 성분을 프리코딩하거나, 상기 DCM 심볼들 중의 제1 DCM 심볼과 제2 DCM 심볼을 프리코딩함으로써, 제1 DDCM 심볼과 제2 DDCM 심볼을 생성함을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  11. 제8 항에 있어서,
    상기 데이터 송신 장치는 상기 할당된 주파수 대역 중 서로 다른 주파수 대역의 서브밴드(subband)를 통해 상기 2차 프리코딩된 심볼들을 상기 데이터 수신 장치로 송신함을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  12. 제11 항에 있어서,
    상기 데이터 수신 장치는,
    서로 다른 주파수 대역의 서브밴드를 통해 수신된 두 개의 신호들의 프로베니우스 노옴의 제곱 값을 산출하는 프로베니우스 노옴 계산부;
    산출된 두 개의 신호들의 프로베니우스 노옴의 제곱 값의 합을 산출하는 합산부; 및
    산출된 프로베니우스 노옴의 제곱 값의 합에 기초하여 상기 데이터 심볼들을 복원하는 심볼 결정부를 포함하는 데이터 송수신 시스템.
  13. 제12 항에 있어서,
    상기 프로베니우스 노옴 계산부는 수신된 심볼들에 대해 2-차원 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)의 모든 원소들을 대입하여 프로베니우스 노옴의 제곱 계산을 수행함을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  14. 제12 항에 있어서,
    상기 합산부는,
    제1 수신 신호에 대하여 계산된 첫 번째 프로베니우스 노옴의 제곱 값을 임시 저장하는 버퍼; 및
    제2 수신 신호에 대하여 계산된 두 번째 프로베니우스 노옴의 제곱 값을 상기 버퍼에 저장된 프로베니우스 노옴의 제곱 값과 더하는 덧셈기를 포함함을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  15. 프리코딩된 신호들을 수신하여, 데이터 심볼들을 결정하는 데이터 수신 장치에 있어서,
    서로 다른 주파수 대역의 서브밴드를 통해 수신된 두 개의 프리코딩된 신호들의 프로베니우스 노옴의 제곱 값을 산출하는 프로베니우스 노옴 계산부;
    산출된 두 개의 신호들의 프로베니우스 노옴의 제곱 값의 합을 산출하는 합산부; 및
    산출된 프로베니우스 노옴의 제곱 값의 합에 기초하여 상기 데이터 심볼들을 결정하는 심볼 결정부를 포함하는 데이터 수신 장치.
  16. 데이터 심볼들을 DCM(Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)를 이용하여 프리코딩함으로써 DCM 심볼들을 생성하는 제1 프리코딩 단계; 및
    상기 DCM 심볼들을 프리코딩함으로써, DDCM(Dual Carrier Modulation) 심볼들을 생성하는 제2 프리코딩 단계를 포함하는 DDCM 프리코딩 방법.
  17. 제16 항에 있어서,
    상기 제2 프리코딩 단계는,
    MB-OFDM UWB(MultiBand Orthogonal Frequency Division Multiplexing Ultra-WideBand) 시스템의 MDCM(Modified Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스와 동일하게 주어지는 DDCM 프리코딩 매트릭스를 이용하여 상기 DCM 심볼들을 프리코딩함을 특징으로 하는 DDCM 프리코딩 방법.
  18. 데이터 심볼들을 DCM(Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)를 이용하여 프리코딩함으로써 DCM 심볼들을 생성하는 제1 프리코딩 단계, 및 상기 DCM 심볼들을 프리코딩함으로써 DDCM(Dual Carrier Modulation) 심볼들을 생성하는 제2 프리코딩 단계를 포함하는 DDCM 프리코딩 단계; 및
    서로 다른 주파수 대역의 서브밴드(subband)를 통해 수신된 DDCM 심볼들로부터 상기 DDCM 심볼들의 프로베니우스 노옴의 제곱 값을 이용하여 상기 데이터 심볼들을 복원하는 단계를 포함하는 데이터 송수신 방법.
  19. 제18 항에 있어서,
    상기 복원하는 단계는,
    상기 수신된 DDCM 심볼들의 프로베니우스 노옴의 제곱 값을 산출하는 단계; 및
    산출된 각 DDCM 심볼의 프로베니우스 노옴의 제곱 값의 합에 기초하여 상기 데이터 심볼들을 복원하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  20. 제18 항에 있어서,
    상기 복원하는 단계는,
    2-차원 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)의 모든 원소들 B1 및 B2 중 아래의 수식 1을 만족하는 BML 을 결정하고, 결정된 상기 BML 과 대응하는 QPSK 심볼들을 결정하여 상기 데이터 심볼들을 복원함을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
    [수식 1]
    Figure 112013077215022-pat00025

    이 때, Y1과 Y2는 제1 및 제2 DDCM 심볼을, H1과 H2는 제1 및 제2 DDCM 심볼의 채널 상태를, PX는 DDCM 프리코딩 매트릭스를 의미함.
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