KR101312015B1 - 무선 통신 시스템 내의 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터를 결정하는 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템 내의 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터를 결정하는 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

무선 통신 시스템 내의 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터( p i , opt)를 결정하는 방법(100)은 무선 통신 시스템 내의 제 1 무선 디바이스와 제 1 기지국 간의 채널의 제 1 채널 상태 정보를 수신하는 단계(110)를 포함하고, 제 1 채널 상태 정보는 제 1 무선 디바이스로부터 제 1 기지국에 의해 수신된다. 또한, 방법은 제 2 무선 디바이스와 제 1 기지국 간의 채널의 제 1 채널 이득 정보(h21)를 수신하는 단계(120)를 포함한다. 제 1 채널 이득 정보(h21)는 제 2 기지국으로부터 수신된다. 추가로, 방법(100)은 제 2 기지국에 의해 야기되는 제 2 무선 디바이스에서의 신호 강도를 나타내는 제 1 신호 강도 파라미터(bi)를 제 2 기지국으로부터 수신하는 단계(130); 제 2 기지국에 의해 야기되는 제 1 무선 디바이스에서의 간섭 정보를 나타내는 제 1 간섭 강도 파라미터(ai)를 제 2 기지국으로부터 수신하는 단계(140)를 포함한다. 또한, 방법(100)은 제 1 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터( p i , opt)를 얻기 위해 공통 신호(common signal) 대 간섭 잡음비 파라미터(C,
Figure 112011097669733-pat00126
,
Figure 112011097669733-pat00127
low,
Figure 112011097669733-pat00128
)를 최대화하는 단계(150)를 포함한다. 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터(C,
Figure 112011097669733-pat00129
,
Figure 112011097669733-pat00130
low,
Figure 112011097669733-pat00131
)는 제 1 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 잡음비(SINR1) 및 제 2 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 잡음비(SINR2)에 의존하고 제 1 채널 상태 정보, 제 1 채널 이득 정보(h21), 제 1 신호 강도 파라미터(bi) 및 제 1 간섭 강도 파라미터(ai)에 기초한다.

Description

무선 통신 시스템 내의 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터를 결정하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR DETERMINING A PRECODING VECTOR FOR PRECODING DATA TO BE TRANSMITTED TO A WIRELESS DEVICE IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명에 따른 실시 예들은 무선 통신 시스템들에 관한 것으로서, 특히 무선 통신 시스템 내의 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터(precoding data)에 대한 프리코딩 벡터(precoding vector)를 결정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
셀룰러 다중사용자 다중-입력 다중-출력(multiuser multi-input multiple-output; MIMO) 시스템들은 미래의 무선 통신을 위해 계속해서 개발되고 있다. 하나의 주제는 간섭-제한 셀룰러 시스템들에서 셀-에지 사용자 레이트들의 최대화이다. 셀간 간섭(Inter-cell interference; ICI)은 현재의 셀룰러 네트워크들에 대한 시스템 병목현상(system bottleneck)이고 많은 기존의 방법들은 상이한 기술들을 이용하여 그것을 경감시키려 시도해 왔다. 셀-에지들에 있는 사용자들은 대부분 이웃하는 기지국들의 강한 간섭의 영향을 받고 이것은 직접적으로 낮은 달성 가능한 레이트들을 초래한다.
도 11a는 MISO 선형 프리코딩을 위한 2셀 MISO(multiple-input single-output) 시스템 모델의 개략도를 나타낸다. 그것은 셀(1) 및 셀(2) 및 2개의 무선 디바이스들(UE1, UE2)(사용자 장비 1, 사용자 장비 2)를 커버하는 2개의 기지국들(BS1, BS2)을 나타낸다. 게다가, 도 11b는 기지국(1)이 빔포머(b 1)를 사용하고 기지국(2)이 빔포머(b 2)를 사용할 때 기지국들(BS1, BS2) 및 무선 디바이스들(UE1, UE2) 간의 채널들의 개략도에 의해 직접 링크들(유용한 신호) 및 간섭 링크들(간섭)을 나타낸다.
환언하면, 셀당 단일 사용자를 갖는 2셀 MISO 시나리오는 도 11a에 도시된 것과 같이 간주되는 데, 여기서 각각의 BS는 M개의 안테나들을 가지며 셀-에지에 있는 각각의 수신기는 하나의 안테나를 가진다. 이러한 시스템 모델은 또한 도 12에 도시된 것과 같이 2인의 사용자 MISO 간섭 채널(interference channel; IC)로서 고려될 수 있는 데, 여기서 IC들과 관련된 사용자는 송신기/수신기 쌍을 나타낸다. 데이터 심볼
Figure 112011097669733-pat00001
은 프리코더
Figure 112011097669733-pat00002
에 의해 선형으로 프리코딩되고 사용자 i에 의해 수신될 채널
Figure 112011097669733-pat00003
을 통해 전송된다. 시스템 속성으로 인해, 그것은 또한, 채널
Figure 112011097669733-pat00004
, j ≠i상에서 전송될 것이고 원치 않는 간섭으로서 사용자 j에 의해 수신될 것이다. 전송된 신호는 전송 전력 제한
Figure 112011097669733-pat00005
의 지배를 받는다. 수신기 측에서, 얻어진 신호는 잡음
Figure 112011097669733-pat00006
에 의해 동요된다(perturbed). 데이터 심볼들의 얻어진 추정치들의 기록은 다음과 같이 주어지고:
Figure 112011097669733-pat00007
여기서(·)T는 전치(transposition)를 나타낸다.
시스템 성능을 획득하는 가장 일반적인 방법은 달성 가능한 썸 레이트 C에 의해 주어진다.
Figure 112011097669733-pat00008
여기서, SINR1 및 SINR2은 각각 수신기(1) 및 수신기(2)의 수신된 신호 대 간섭 잡음비들이다:
Figure 112011097669733-pat00009
다음에, 여기서 지수들 i 및 j에서 i ∈{1, 2} 및 j ≠i 이다.
알려진 썸 레이트 최대화 어프로치는 "디.에이. 슈미트(D. A. Schmidt), 시. 셔(C. Shir, R. A. Berry), 엠. 호닉(M. Honig) 및 더블유. 우식(W. Utschick), '분산 자원 할당 방법(Distributed Resource Allocation Schemes)' IEEE Signal Processing Magazine, Sept. 2009, pp. 53-63"에 기재된 분산 간섭 프라이싱 알고리즘이다. 이러한 반복 방법은 단일 사용자를 갖는 셀들을 가정하여, 간섭 기지국들(BS들)에 간섭 프라이스(interference price)를 알리는 각각의 수신기로 시작한다. 실제로, 각각의 수신기는 이들 프라이스들을 그것의 대응하는 기지국(BS)에 피드백하고 나중에 이들을 다른 BS들에 통신하므로, BS 협력이 요구된다. 각 수신기의 간섭 프라이스는 간섭하는 BS들의 초기 빔포머들에 의존한다. 이때, 각각 BS는 다른 수신기들에 의해 알려진 간섭 프라이스들을 고려하여, 개별적으로 그것의 대응하는 사용자 레이트의 최대화를 수행하므로 그것은 분산 어프로치이다. 그러므로 그것은 다른 사용자들에 간섭을 일으킬 때 받는 약간의 페널티를 받는 이기적인 어프로치로서 생각될 수 있다. 최대화는 새로운 빔포머들을 초래한다. 다음에, 수신기들은 이들의 간섭 프라이스들을 업데이트하고 새로운 빔포머들은 업데이트된 간섭 프라이스들에 따라 다시 계산된다. 상기 프로세스는 수렴될 때까지 반복된다.
간섭-제한 시스템들(interference-limited systems)에서 간섭을 경감시키기 위한 다른 어프로치들이 고려되었다. 지금까지, 제안되어 온 최선의 어프로치들은 분산 어프로치들이고, 여기서 각각 송신기는 시스템(시. 쉬(C. Shi), 알. 에이. 베리(R. A. Berry) 및 엠. 호닉(M. Honig), "MISO 채널들을 갖는 분산 간섭 프라이싱(Distributed Interference Pricing with MISO Channels)" in Proc. 46th Annual Allerton Conference 2008, Urbana-Champaign, IL, Sept. 2008, pp. 539-546 및 디.에이. 슈미트(D. A. Schmidt), 시. 쉬어(C. Shir), 알. 에이. 베리(R. A. Berry), 엠. 호닉(M. Honig) 및 더블유. 우식(W. Utschick), "분산 자원 할당 방식(Distributed Resource Allocation Schemes" IEEE 신호 처리 매거진(Signal Processing Magazine), Sept. 2009, pp. 53-63) 내의 수신기에 의해 알려진 간섭 프라이스들을 고려하여 그 자신의 레이트를 최대화하기 위해 노력한다. 명백히, 간섭 프라이스 πi는 송신기 j에 의해 야기되는 간섭의 마지널 증가(marginal increase)를 추종하는 수신기의 레이트의 마지널 감소를 나타내고, 다음과 같이 정의된다:
Figure 112011097669733-pat00010
여기서,
Figure 112011097669733-pat00011
는 수신기 i의 레이트이고
Figure 112011097669733-pat00012
는 수신기 i에 주어지는 간섭 전력이다(수학식 3 참조).
고정된 간섭 프라이스들이 주어지면, 각각 BS i는 다음과 같은 문제를 풀고
Figure 112011097669733-pat00013
여기서, (·)H는 켤레 전치(conjugate transposition)를 나타낸다. 각각의 BS의 목적 함수는 그것의 달성 가능한 레이트에서 다른 사용자들에게 발생하는 간섭 비용을 뺌으로써 보여질 수 있다. 간섭이 다른 사용자들에게 일어날 때 받는 페널티를 고려하는 이기적인 어프로치이다. 이러한 알고리즘을 구현하기 위해, 각각의 수신기는 간섭 프라이스를 모든 간섭하는 BS에 알려야 한다. 실제로, 각각의 수신기는 이들 프라이스들을 그것의 대응하는 기지국(BS)으로 피드백하고 나중에 이들을 다른 BS들에 통신하고, 따라서, BS 협력이 필요로 된다. 이들 간섭 프라이스들이 주어지면, 각각의 BS는 그것의 최선의 프리코더를 계산한다. 알고리즘은 수렴이 도달될 때까지 반복적으로 프리코더들 및 간섭 프라이스들을 업데이트한다. 간섭 프라이스들을 계산하기 위해, 모든 수신기는 유용한 간섭 신호 전력의 지식을 필요로 한다. 수신기 측에서의 프리코더 지식은 필요로 하지 않는다. 최적의 프리코더들을 계산하기 위해, 모든 BS i는 채널 이득들 hki , k = 1, 2의 지식을 필요로 한다.
도 11a는 분산 간섭 프라이싱 알고리즘(distributed interference pricing algorithm)에 의해 기술된 것과 같이 멀티셀 COMP/MIMO 시스템(조정 멀티포인트/다중-입력 다중-출력 시스템)(coordinated multiple-input multiple-output system)에서의 다운링크 전송의 목표 구성을 위한 예를 나타낸다. 협력적 빔성형(cooperative beamforming)은 셀-에지 사용자 레이트들을 최대화하기 위해 사용될 수 있지만 폐쇄형 해법(closed form solution)은 존재하지 않고 시그널링 오버헤드가 생긴다. 도 13은 2개의 기지국들 사이의 분산 간섭 프라이싱 알고리즘을 개략적으로 도시한다. 먼저, 간섭 프라이스들 pi 페널티들의 통지(announcement)가 수신기들(무선 디바이스들)에 의해 전송된다. 간섭 프라이스는 간섭의 마지널 증가에 대한 레이트의 마지널 감소를 나타낸다. 이때, 기지국들은 프라이스들 pi의 통지를 고려하여 이들 자신의 레이트를 반복해서 최대화하므로, 이것은 이기적 어프로치이다. 예를 들어, 기지국(1)은 다음 식으로 푼다:
Figure 112011097669733-pat00014
협력적 빔성형은 함께 b1 및 b2를 계산하여 C를 최대화하지만 빔포머들의 폐쇄형 솔루션들은 존재하지 않고 그것은 시그널링되어야 하는 것 및 비용(오버헤드)이 확실하지 않다.
이러한 어프로치에 있어서는, 각각의 반복 전 시그널링 단계가 필요하다. 그것은 인접하는 셀들로부터의 간섭 페널티를 받아 셀-에지 사용자 레이트들을 반복적으로 최적화한다. 간섭 페널티들은 무선 링크를 통해 시그널링되고 이후 백홀(반복 당)을 통해 교환된다.
도 14는 2개의 기지국들과 2개의 무선 디바이스들(UE1, UE2)간의 채널들의 개략적 반복에 의해 각각의 반복의 초기 시그널링 및 시그널링 단계를 도시한다. 기지국(1)은 다음과 같은 식을 최대화하는 b1을 발견한다:
Figure 112011097669733-pat00015
이러한 어프로치는 이기적 어프로치로 인한 느린 수렴을 가지며, 높은 계산 파워를 요구하고, 고속 변화 시스템들에 대해 비적응(non-adaptive)이고, 수신기 측에서의 추가 처리 및 무선 링크(wireless link)를 통한 추가의 통신을 요구한다.
본 발명의 목적은 무선 디바이스들, 특히 셀-에지(cell-edge) 사용자들과의 통신을 위해 달성 가능한 데이터 레이트를 증가시키는 것을 허용하는 무선 통신 시스템 내의 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리-코딩 벡터를 결정하기 위한 개선된 개념을 제공하는 것이다.
상술한 목적은 청구항 1에 따른 방법 또는 청구항 14에 따른 장치에 의해 해결된다.
본 발명의 실시 예는 무선 통신 시스템 내의 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터를 결정하기 위한 방법을 제공한다. 상기 방법은 무선 통신 시스템 내의 제 1 무선 디바이스와 제 1 기지국 간의 채널의 제 1 채널 상태 정보를 수신하는 단계를 포함한다. 제 1 채널 상태 정보는 제 1 기지국에 의해 제 1 무선 디바이스로부터 수신된다. 게다가, 상기 방법은 제 2 무선 디바이스와 제 1 기지국 간의 채널의 제 1 채널 이득 정보를 수신하는 단계, 제 2 기지국에 의해 야기되는 제 1 무선 디바이스에서의 신호 강도를 나타내는 제 1 신호 강도 파라미터를 제 2 기지국으로부터 수신하는 단계 및 제 2 기지국에 의해 야기되는 제 1 무선 디바이스에서의 간섭 강도를 나타내는 제 1 간섭 강도 파라미터를 제 2 기지국으로부터 수신하는 단계를 포함한다. 제 1 채널 이득 정보는 제 2 기지국으로부터 수신된다. 추가로, 상기 방법은 제 1 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터를 얻기 위해 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터를 최대화하는 단계를 포함한다. 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터는 제 1 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 잡음비 및 제 2 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 잡음비에 의존하고 제 1 채널 상태 정보, 제 1 채널 이득 정보, 제 1 신호 강도 파라미터 및 제 1 간섭 강도 파라미터에 기초한다.
본 발명에 따른 실시 예들은 제 1 무선 디바이스에서의 신호 대 잡음 간섭 잡음비 및 제 2 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 잡음비에 의존하는 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터가 최대화되고, 그 결과 양 무선 디바이스들에 제공되는 달성 가능한 썸 레이트가 증가될 수 있다고 하는 중심 사상에 기초한다. 예를 들어 썸 레이트일 수 있는 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터를 최대함으로써, 특히 에지 사용자들(셀 에지에서의 무선 디바이스들)의 전체 조합된 데이터 레이트가 증가될 수 있는데, 그 이유는 간섭이 경감되기 때문이다. 게다가, 알려진 어프로치들과 비교하면, 기지국들과 무선 디바이스들간의 시그널링이 덜 필요로 되는 데, 그 이유는 무선 디바이스들로부터의 프라이싱 정보가 필요하지 않기 때문이다. 게다가, 알고리즘의 고속 수렴이 달성되어 계산 노력이 적게 들 수 있다.
본 발명에 따른 몇몇 실시 예들에 있어서, 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터는 제 1 무선 디바이스 및 제 2 무선 디바이스의 썸 레이트, 제 1 무선 디바이스 및 제 2 무선 디바이스에서의 공통 신호 대 간섭 잡음비 또는 제 1 무선 디바이스 및 제 2 무선 디바이스에서의 공통 신호 대 간섭 잡음비의 하한을 나타낸다.
공통 신호 대 간섭 잡음비의 하한을 이용함으로써, 계산 복잡도가 상당히 감소될 수 있다.
이하, 본 발명에 따른 실시 예들이 첨부 도면들을 참조하여 다음에 상세히 설명된다.
도 1은 무선 디바이스로 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터를 결정하기 위한 방법의 플로차트,
도 2는 가능한 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터를 나타낸 도면,
도 3은 제안된 어프로치를 이용하는 시그널링을 나타낸 개략도,
도 4는 무선 디바이스로 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터를 결정하기 위한 방법의 플로차트,
도 5는 제안된 개념들을 이용하는 무선 통신 시스템에서의 2개의 셀들의 개략도,
도 6은 제안된 개념을 이용하는 2개의 기지국들 및 2개의 무선 디바이스들간의 채널들 및 통신의 개략도,
도 7은 목적 함수의 하한을 고려하기 위해 상이한 어프로치들을 비교하는 도면,
도 8은 셀-에지 사용자들을 위한 레이트 결과들을 표시하는 도면,
도 9는 컨버전스 플롯들을 표시하는 도면,
도 10은 무선 디바이스로 전송될 프리코딩 데이터를 위한 프리코딩 벡터를 결정하기 위한 장치의 블록도,
도 11a는 시스템 해석(system interpretation)을 나타내는 셀-에지 사용자들을 갖는 2-셀 MISO 시나리오의 개략도,
도 11b는 2개의 기지국들과 2개의 무선 디바이스들간의 채널들의 개략도,
도 12는 이론적 모델(theoretical model)을 나타내는 2-셀 MISO 시나리오의 개략 블록도,
도 13은 간섭 프라이스 기반 어프로치(interference price based approach)를 이용하는 무선 통신 시스템의 2개의 셀들의 개략 설명도,
도 14는 간섭 프라이스 기반 어프로치를 이용하는 2개의 기지국들과 2개의 무선 디바이스들간의 채널들 및 신호들의 개략 설명도, 그리고,
도 15는 알려진 간섭 프라이스 기반 어프로치를 이용하는 시그널링을 나타낸 개략도이다.
다음에, 동일한 참조 번호들은 동일 또는 유사 기능 특성들을 가진 기능 유닛들 및 대상들에 부분적으로 사용되고 도면에 관한 이들의 설명은 또한 실시 예들의 상세한 설명에서 중복을 감소시키기 위해 다른 도면들에 적용할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템 내의 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터 p i , opt를 결정하기 위한 방법(100)의 플로차트를 나타낸다. 상기 방법(100)은 무선 통신 시스템 내의 제 1 무선 디바이스와 제 1 기지국 간의 채널의 제 1 채널 상태 정보를 수신하는 것(110)을 포함한다. 이러한 제 1 채널 상태 정보는 제 1 무선 디바이스로부터 제 1 기지국에 의해 수신된다. 추가로, 제 2 무선 디바이스와 상기 제 1 기지국 간의 채널이 제 1 채널 이득 정보가 수신된다(120). 이러한 제 1 채널 이득 정보는 제 2 기지국으로부터 수신된다(120). 게다가, 상기 방법은 제 2 기지국에 의해 야기되는 제 2 무선 디바이스에서의 신호 강도를 나타내는 제 1 신호 강도 파라미터 bi를 제 2 기지국으로부터 수신하고(130) 제 2 기지국에 의해 야기되는 제 1 무선 디바이스에서의 간섭 강도를 나타내는 제 1 간섭 강도 파라미터 ai를 제 2 기지국으로부터 수신한다(140). 추가로, 상기 방법은 제 1 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터 p i , opt를 얻기 위해 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터 C,
Figure 112011097669733-pat00016
,
Figure 112011097669733-pat00017
low,
Figure 112011097669733-pat00018
를 최대화하는 것(150)을 포함한다. 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터 C,
Figure 112011097669733-pat00019
,
Figure 112011097669733-pat00020
low,
Figure 112011097669733-pat00021
는 제 1 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 잡음비 SINR1 (제 1 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 및 잡음비) 및 제 2 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 잡음비 SINR2(제 2 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 및 잡음비)에 의존한다. 게다가, 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터 C,
Figure 112011097669733-pat00022
,
Figure 112011097669733-pat00023
low,
Figure 112011097669733-pat00024
는 제 1 채널 상태 정보, 제 1 채널 이득 정보 h21, 제 1 신호 강도 파라미터 bi 및 제 1 간섭 강도 파라미터 ai에 기초한다.
무선 디바이스에 전송하기 위한 프리코딩 데이터에 대한 제안된 개념을 이용하여 얻어진 프리코딩 벡터를 이용함으로써, 무선 통신 시스템에서 무선 디바이스들에 데이터를 제공하기 위한 썸 레이트가 증가되는 데, 그 이유는 2개 이상의 무선 디바이스들에서의 간섭이 썸 레이트가 최대화되는 방식으로 프리코딩 벡터의 결정을 위해 고려되기 때문이다. 이를 위해, 채널 상태 정보가 제 1 기지국의 제 1 무선 디바이스로부터 수신되고 하나 이상의 다른 무선 디바이스들에 관한 다른 정보 및 파라미터들이 하나 이상의 다른 기지국들로부터 수신된다. 이러한 정보에 의해 가능한 프리코딩 벡터들에 대한 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터(공통 신호 대 간섭 및 잡음비 파라미터로도 불림)의 최대화(150)가 실현될 수 있다. 알려진 방법들에 의해 이용되는 간섭 프라이스 정보는 반드시 필요한 것은 아니다. 그러므로 제안된 개념은 기지국들과 무선 디바이스들간의 시그널링(무선 링크 또는 무선 채널을 통한)을 덜 필요로 할 수 있다.
비록 단지 2개의 기지국들 및 무선 디바이스들이 언급되지만, 기재된 개념은 또한, 임의의 수의 기지국 및 무선 디바이스들에 적용될 수 있다.
무선 디아비스는 예를 들어 이동 전화, 랩탑 또는 무선 채널을 통해 데이터를 필요로 하는 더 일반적인 사용자 장비이다.
제안된 방법(100)은 바람직하게는 기지국에서(예컨대 제 1 기지국에서) 수행될 수 있다. 대안으로, 최대화(150)는 제 1 채널 이득 정보, 제 1 신호 강도 파라미터 및 제 1 간섭 강도 파라미터를 수신하는 중앙 제어기에 의해 수행된다. 이 경우에, 제 1 기지국은 제 1 무선 디바이스와 제 1 기지국 간의 채널 h11의 채널 이득 정보를 계산하기 위해 제 1 채널 상태 정보 및 제 2 채널 상태 정보를 이용하고 이러한 채널 이득 정보를 중앙 제어기에 전송할 수 있다. 대안으로, 제 1 채널 상태 정보는 중앙 제어기에 전송될 수 있고 대응하는 채널 이득 정보는 중앙 제어기에 의해 계산될 수 있다.
예를 들어, 채널 상태 정보는 무선 디바이스에서 채널 벡터 양자화에 의해 얻어지고 SINR 값(신호 대 간섭 및 잡음비 값)을 나타내는 채널 품질 표시기와 함께 코드북 엔트리(codebook entry)를 포함한다. 제 1 채널 상태 정보에 기초하여, 제 1 무선 디바이스와 제 1 기지국 간의 채널의 채널 이득 정보 h11가 계산될 수 있다. 이러한 채널 이득 정보는 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터의 파라미터일 수 있고, 그 결과 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터는 이러한 채널 이득 정보를 통해 제 1 채널 상태 정보에 기초한다.
제 1 채널 이득 정보 h21, 제 1 신호 강도 파라미터 bi 및 제 1 간섭 강도 파라미터 ai는 무선 채널을 통해 제 2 기지국으로부터(무선 통신 시스템의 백홀(backhaul)을 통해) 수신될 수 있다. 대조적으로, 제 1 채널 상태 정보는 무선 채널(무선 링크)을 통해 제 1 무선 디바이스로부터 수신된다. 그러므로 무선 채널을 통해 필요 데이터 교환이 알려진 방법들에 비해 낮게 유지되거나 감소될 수 있는 데, 그 이유는 제 1 채널 이득 정보, 제 1 신호 강도 파라미터 및 제 1 간섭 강도 파라미터가 무선 통신 시스템의 백홀을 통해 교환되기 때문이다.
제안된 개념과 관련하여, 신호 강도 파라미터는 일반적으로, 프리코딩 벡터가 사용될 때, 신호 강도 파라미터의 계산을 위해 사용되는, 무선 디바이스(이 무선 디바이스는 기지국에 할당됨)를 책임지고 있는 기지국에 의해 야기되는 무선 디바이스에서의 신호 강도를 나타낼 수 있다. 예를 들어, 신호 강도 파라미터는 높은 강도의 높은 값 및 낮은 신호 강도의 낮은 값을 포함한다. 또한, 간섭 강도 파라미터는 일반적으로, 프리코딩 벡터가 사용될 때, 간섭 강도 파라미터의 계산을 위해 사용되는, 무선 디바이스(이 무선 디바이스는 다른 기지국에 할당됨)를 책임지지 않는 기지국에 의해 야기되는 무선 디바이스에서의 간섭 강도를 나타낼 수 있다. 예를 들어, 간섭 강도 파라미터는 높은 간섭 강도를 위한 높은 값 및 낮은 간섭 강도를 위한 낮은 값을 포함한다. 또한, 간섭 강도 파라미터는 간섭 강도뿐만 아니라 간섭 강도(의 합) 및 무선 디바이스에서의 잡음 정보를 나타낼 수 있다.
제 1 채널 이득 정보 h21, 제 1 신호 강도 파라미터 bi 및 제 1 간섭 강도 파라미터 ai는 이들이 제 1 기지국에 전송되기 전에 제 2 기지국에 의해 계산될 수 있다. 제 1 채널 이득 정보 h21, 제 1 신호 강도 파라미터 bi 및/또는 제 1 간섭 강도 파라미터 ai를 계산하기 위해, 제 2 기지국은 제 1 무선 디바이스와 제 2 기지국 간의 채널의 채널 이득 정보를 필요로 할 수 있다. 그러므로 방법(100)은 무선 통신 시스템에서 제 1 무선 디바이스와 제 2 기지국 간의 채널의 제 2 채널 상태 정보를 수신하는 것을 더 포함할 수 있다. 제 2 채널 상태 정보는 제 1 무선 디바이스로부터 제 1 기지국에 의해 수신될 수 있다. 게다가, 제 1 무선 디바이스와 제 2 기지국 간의 채널의 제 2 채널 이득 정보는 제 2 채널 상태 정보에 기초하여 계산될 수 있고 제 2 채널 이득 정보 h12는 제 2 기지국에 전송될 수 있다. 이것은 상기 대안의 구현으로 제 1 기지국 또는 중앙 제어기에 의해 행해질 수 있다.
본 발명에 따른 몇몇 실시 예들에 있어서, 제 2 기지국은 전술한 개념에 따른 방법을 수행할 수 있다. 이러한 방식으로, 양 기지국들은 각각의 할당된 무선 디바이스로부터 채널 상태 정보(제 1 채널 상태 정보)를 수신함으로써 각각의 기지국에 할당된 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터를 결정할 수 있고 다른 기지국으로부터의 제 1 채널 이득 정보, 제 1 신호 강도 파라미터 및 제 1 간섭 강도 파라미터를 수신할 수 있다.
이를 위해, 기지국은 그 자신에 의해 야기되는 할당된 무선 디바이스에서의 신호 강도를 나타내는 신호 강도 파라미터 및 그 자신에 의해 야기되는 다른 무선 디바이스에서의 간섭 강도를 나타내는 간섭 강도 파라미터를 계산하고 계산된 신호 강도 파라미터 및 계산된 간섭 강도 파라미터를 다른 기지국에 전송한다.
환언하면, 상기 표현과 일치하여, 상기 방법은 제 1 기지국에 의해 야기되는 제 1 무선 디바이스에서의 신호 강도를 나타내는 제 2 신호 강도 파라미터 bi를 계산하는 것 및 제 1 기지국에 의해 야기되는 제 2 무선 디바이스에서의 간섭 강도를 나타낸 제 2 간섭 강도 파라미터 ai를 계산하는 것을 더 포함할 수 있다. 상기 방법은 또한 제 2 신호 강도 파라미터 bi 및 제 2 간섭 강도 파라미터 ai를 제 2 기지국에 전송하는 것을 더 포함할 수 있다. 이러한 방식으로, 양 기지국들은 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터를 최대화하여 프리코딩 벡터를 결정할 수 있고, 그 결과 무선 디바이스들에 전송될 데이터의 달성 가능한 썸 레이트가 증가될 수 있다.
게다가, 이러한 어프로치로 결정된 프리코딩 벡터의 반복 최적화가 실현될 수 있는 데, 그 이유는 각각의 기지국이 이전에 결정된 프리코딩 벡터에 기초하여 새로운 간섭 강도 파라미터 및 새로운 신호 강도 파라미터를 계산할 수 있고 이들을 다른 기지국에 전송할 수 있다.
환언하면, 상기 표현과 일치하여, 상기 방법은 제 2 기지국으로부터 제 3 신호 강도 파라미터 및 제 3 간섭 강도 파라미터 ai를 수신하는 것을 더 포함할 수 있다. 제 3 신호 강도 파라미터 bi는 전송된 제 2 신호 강도 파라미터 bi 및 전송된 제 2 간섭 강도 파라미터 ai에 기초하여 제 2 기지국에 의해 계산될 수 있다. 또한, 제 3 신호 강도 파라미터 bi는 전송된 제 2 신호 강도 파라미터 bi 및 전송된 제 2 간섭 강도 파라미터 ai를 고려하여 제 2 기지국에 의해 야기되는 제 2 무선 디바이스에서의 신호 강도를 나타낼 수 있다. 제 3 간섭 강도 파라미터 ai는 전송된 제 2 신호 강도 파라미터 bi 및 제 2 간섭 강도 파라미터 ai에 기초하여 제 2 기지국에 의해 계산될 수 있다. 게다가, 제 3 간섭 강도 파라미터 ai는 전송된 제 2 신호 강도 파라미터 bi 및 전송된 제 2 간섭 강도 파라미터 ai를 고려하여 제 2 기지국에 의해 야기되는 제 1 무선 디바이스에서의 간섭 강도를 나타낼 수 있다. 추가로, 새로운 프리코딩 벡터는 제 1 채널 상태 정보, 제 1 채널 이득 정보, 제 3 신호 강도 파라미터 및 제 3 간섭 강도 파라미터에 기초한, 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터를 최대화하여 얻어질 수 있고, 그 결과 프리코딩 벡터가 반복해서 최적화될 수 있다.
이러한 방식으로, 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터는 여전히 또한 제 1 신호 강도 파라미터 및 제 1 간섭 강도 파라미터에 의존하는 데, 그 이유는 제 3 신호 강도 파라미터 및 제 3 간섭 강도 파라미터가 제 2 신호 강도 파라미터 및 제 2 간섭 강도 파라미터에 기초하여 계산되는 데, 이들은 제 1 신호 강도 파라미터 및 제 1 간섭 강도 파라미터에 기초한다.
본 발명에 따른 몇몇 실시 예들에 있어서 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터는 제 1 무선 디바이스 및 제 2 무선 디바이스의 썸 레이트 C, 제 1 무선 디바이스 및 제 2 무선 디바이스에서의 공통 신호 대 간섭 잡음비
Figure 112011097669733-pat00025
또는 제 1 무선 디바이스 및 제 2 무선 디바이스에서의 공통 신호 대 간섭 잡음비의 하한
Figure 112011097669733-pat00026
low을 나타낼 수 있다.
다음에, 제안된 개념에 따른 프리코딩 벡터를 결정하기 위한 방법에 대한 상세한 예가 기재된다. 기재된 특징들은 함께 사용될 수 있고 또는 상기한 기본 개념과 조합하여 서로 독립적으로 사용될 수 있다. 상세한 예와 관련하여, 제안된 개념은 또한 간섭 전력들의 교환을 통한 기지국 협력과 함께 시스템 썸 레이트의 직접 최대화로서 보여질 수 있다. 이하의 설명의 일부는 2개의 기지국들 및 2개의 무선 디바이스들을 갖는 시스템에 관한 것이다. 그러나 제안된 개념의 응용성은 이와 같은 시스템에 제한되지 않고 또한 임의의 수의 기지국들 및 무선 디바이스들에 적용될 수 있다.
도 2는 2개의 기지국들(BS1, BS2)의 신호 전력들 S1,S2(신호 강도) 및 간섭 전력들 I1,I2(간섭 강도)의 표시를 갖는 2개의 기지국들과 2개의 무선 디바이스들간의 썸 레이트에 대한 일반적인 예를 나타낸다. 다음에, 신호 전력들 S1,S2 및 신호 강도 파라미터 bi는 동등한 양들일 수 있고, 간섭 전력들 I1,I2 및 간섭 강도 파라미터 ai는 동등한 양들일 수 있고 빔포머들 b 1,b 2 및 프리코딩 벡터들 p 1,p 2은 동등한 양들일 수 있다.
주 목적 함수의 직접 최대화(수학식 2 참조)가, BS들이 프리코더 정보를 교환할 수 있는 것으로 가정하여(이러한 가정은 나중에 완화될 수 있음), 제안된다. 이를 위해, 수학식 2는 다음과 같이 다시 쓰여진다:
Figure 112011097669733-pat00027
여기서
Figure 112011097669733-pat00028
은 동일한 레이트(same rate)(예컨대 하나의 가능한 공통 신호 대 간섭 잡음 파라미터)를 달성하는 대응하는 등가 SINR이다. 대수 함수는 단조(monotonic)이므로, 최대화 수학식 6은 그것의 독립 변수(argument)를 최대화하는 것과 등가이다. 따라서, 최적의 프리코더들( p 1, p 2)opt를 발견하는 문제는 다음과 같은 수학식으로 표현될 수 있다:
Figure 112011097669733-pat00029
Figure 112011097669733-pat00030
(예컨대 하나의 가능한 공통 신호 대 간섭 잡음 파라미터)의 각각의 항은 문제의 구조를 복잡한 것으로 만드는, p 1 및 p 2의 표현들을 포함한다. 따라서, 최적의 프리코더의 폐쇄형 표현들(closed form expressions)은 이용 가능하지 않다. 그러므로 대안의 최적화 어프로치가 (차)최적 프리코더 값들을 발견하기 위해 추종될 수 있다. BS j, p j 의 프리코더의 지식이 주어지면 BS i는 그것의 최적 프리코더 p i 를 발견하기 원하는 것으로 가정한다. 먼저, SINRi 및 SINRj은 다음과 같이 다시 쓰여지고,
Figure 112011097669733-pat00031
다음과 같이 스칼라들 ai 및 bi를 정의하고,
Figure 112011097669733-pat00032
ai 및 bi는 수신기 i에 부여진 간섭-플러스-파워 및 수신기 j의 유용한 신호 전력을 각각 나타내고, 이것은 p j 의 특정 값에 대해 알려지고 고정된다. 이들 양들을 이용하여, 수학식 8은 다음과 같이 다시 쓰여질 수 있고:
Figure 112011097669733-pat00033
여기서 A i 및 B i 은 다음 수학식에 의해 주어지는 정부호 매트릭스들(positive definite matrices)이고:
Figure 112011097669733-pat00034
여기서 등식
Figure 112011097669733-pat00035
은 B i에 표현을 얻기 위해 사용되고 I M은 크기 M의 단위 행렬이다.
이때, 수학식 7의 목적 함수
Figure 112011097669733-pat00036
는 다음과 같이 프리코더 p i 의 항으로 단독으로 쓰여질 수 있다는 것을 용이하게 알 수 있고:
Figure 112011097669733-pat00037
여기서 정부호 매트릭스 D i는 함축적으로 정의된다. 이것은 레일레이 지수(Rayleigh quotient)와 유사하게 보이며, 이것의 최대화 값은 매트릭스들 D i 및 B i의 최대 일반화 고유값(maximum generalized eigenvalue; GEV)에 대응하는 일반화 고유벡터에 의해 주어진다. 그러나 Di 자제는 p i 의 함수이고, 이것은 GEV 어프로치의 사용을 방지한다. 다음에,
Figure 112011097669733-pat00038
를 단순화하고 가까운 장래에 문제에 대한 실현 가능한 해결방법들을 제공하는 우리의 2개의 어프로치가 제안된다. 양 어프로치들은 목적 함수(예컨대 공통 신호 대 간섭 잡음 파라미터)의 하한에 관한 것이다.
다음 수학식을 주목하라:
Figure 112011097669733-pat00039
등식에서 p i 가 제로-포싱 솔루션(zero-forcing solution)이면, 이것은 다음과 같이 하한
Figure 112011097669733-pat00040
(예컨대 하나의 가능한 공통 신호 대 간섭 잡음 파라미터)을 허용한다:
Figure 112011097669733-pat00041
여기서 정부호 매트릭스 D low , i 는 함축적으로 정의된다. 이러한 매트릭스는 p i 에 독립적이고, 따라서 GEV 어프로치가 상기 문제를 풀기 위해 사용될 수 있음을 주목하라. 주요 문제가 변경되었는 데 그 이유는
Figure 112011097669733-pat00042
low (
Figure 112011097669733-pat00043
에 대한 하한)이
Figure 112011097669733-pat00044
을 직접 최대화하는 것 대신에 최대화되기 때문이다. 이러한 하한은 bi에 의존하고; 따라서 그것은 가변적이고 매번 반복적으로 변한다. 최적 p i 는 매트릭스들 D low, i 및 B i의 최대 일반화 고유값 λmax에 대응하는 일반화된 고유벡터로서 발견될 수 있다:
Figure 112011097669733-pat00045
p i , opt를 발견하며, BS j는 상기와 동일한 과정을 이용하여 p i , opt를 발견하기 위해 이러한 업데이트된 값을 이용할 수 있고 이것은 수렴될 때까지(until convergence) 반복된다. 이러한 방법의 상세들은 다음과 같은 알고리즘에 기재되어 있다.
알고리즘 1 시스템 썸 레이트에 대한 하한 최대화
Figure 112011097669733-pat00046
상기 알고리즘은 초기값들 p 1 , noncoop 및 p 2 , noncoop로 시작하고, 이 초기값들은 협력이 일어나지 않는 경우, 즉 각각의 BS가 다른 BS와 독립적으로 그 자신의 썸 레이트를 최대화하려고 시작할 경우의 프리코더 값들을 나타낸다. 메인 루프에서, p 1 및 p 2의 새로운 값들은 각각의 반복에서 제안된 어프로치에 따라 계산된다. 알고리즘은 수렴이 여전히 달성되지 않으면 max _ nb _ iterations 반복들의 최대값에 대해 실행하고, 변수
Figure 112011097669733-pat00047
는 원하는 수렴 정밀도에 따라 설정된다.
Figure 112011097669733-pat00048
를 갖는 문제는
Figure 112011097669733-pat00049
항에 있고, 이 항은 알려진 분석 해법(analytical solution)을 얻는 것을 방지한다. 이전의 어프로치에 있어서, 이 항은 하한이었고, 그것을 2차 평가 문제(second-order valued problem)로 변형하고 여기서 가능해(feasible solutions)가 얻어진다.
Figure 112011097669733-pat00050
는 n번째 반복 후 얻어진 프리코더 해를 나타내고
Figure 112011097669733-pat00051
를 구하는 것으로 가정하자.
Figure 112011097669733-pat00052
을 계산하기 위한 다른 가능한 방법은
Figure 112011097669733-pat00053
을
Figure 112011097669733-pat00054
또는
Figure 112011097669733-pat00055
로 근사하는 것일 수 있다. 예를 들어, 제 1 어프로치가 고려되고
Figure 112011097669733-pat00056
가 주어지는 것을 주목하라, 이것은
Figure 112011097669733-pat00057
이 일정한 것을 의미한다. 유효하게, 우리는 실제로 SINR i 항을 무시하고(수학식 11 및 12 참조) 다음과 같은 부차적인 문제를 풀 수 있다:
Figure 112011097669733-pat00058
Figure 112011097669733-pat00059
(예컨대 하나의 가능한 공통 신호 대 간섭 잡음 파라미터)은 실제로
Figure 112011097669733-pat00060
에 대한 다른 하한임을 주목하라. 새로운 목적 함수는 다음과 같이 다시 쓰여질 수 있고,
Figure 112011097669733-pat00061
여기서 반복 지수는 단순성을 위해 생략된다.
Figure 112011097669733-pat00062
는 정부호이고 이때 p i , opt는
Figure 112011097669733-pat00063
및 B i 의 최대 고유값에 대응한 일반화된 고유벡터에 의해 주어진다. 이전의 어프로치로부터의 매트릭스 D low , i 와
Figure 112011097669733-pat00064
를 비교하면, 단지 차이는 D low , i 에 존재하는 추가의
Figure 112011097669733-pat00065
항에 있음을 알 수 있다. 높은 SNR(신호 대 잡음비)에서,
Figure 112011097669733-pat00066
및 결과적으로,
Figure 112011097669733-pat00067
; 따라서 2개의 어프로치가 유사한 해들을 낳는 것으로 예측된다.
제안된 알고리즘의 구현은 BS i에서의 채널 이득들 h ki ∀k = 1, 2의 지식을 필요로 할 수 있다. 게다가, 스칼라 양들 ai 및 bi이 이용 가능하게 될 필요가 있다. 이들 스칼라들은 p j (수학식 9 참조)에 의존하고; 따라서, 이들은 BS j로 계산될 수 있고 직접적으로 전달하는 p j 에 대신에 BS i에 다시 전달될 수 있어 감소된 시그널링 오버헤드로 이어진다. 제안된 어프로치와 최신 기술의 어프로치들간의 하나의 기본적인 차이는 - 선택된 최적화 함수 이외에 - BS들 간에 교환되고 있는 정보에 있다. 즉 비집중식 시스템을 가정하여, 최신 기술은 프라이스 정보를 교환하고 반면 제안된 어프로치는 간섭 전력 a i ∀i을 교환한다(수학식 9 참조). 최신 어프로치와 비교하여, BS들 간의 하나의 추가의 스칼라 ― bi ―의 교환이 필요로 되고, 그 결과 BS들 간의 추가의 시그널링 오버헤드를 가져오지만, 수신기에서의 처리(간섭 프라이스들의 계산)는 필요로 되지 않는다. 게다가, 간섭 프라이스들은 먼저 수신기 측으로부터 BS측으로 피드백될 필요가 있고, 그 결과 최신 어프로치들에 대해 수신기들과 BS들 간의 추가의 오버헤드를 가져온다. 이러한 오버헤드는 전송을 위한 이용 가능한 대역폭을 감소시킨다.
도 3은 제안된 방법에 요구되는 시그널링을 나타낸다. 초기화 단계는 수신기들에 보내진 파일롯 심볼들로 시작하고, 이들은 이들의 채널들을 추정하고 이들을 다시(제 1 채널 상태 정보, 예컨대 코드북 엔트리 및 채널 품질 표시기, 도 3은 채널 상태 정보로부터 기지국에 의해 유도되는 파라미터들 h11, h12, σ1 2) 대응하는 BS들에 이들 추정 잡음 전력들과 함께 보낸다(이러한 가정은 나중에는 완화될 것이다). 이후, BS들은 알고리즘이 시작하기 전에 필요한 정보(예컨대 채널 이득 정보 hij 및 잡음 σi 2)를 교환한다. 수렴 후, 데이터 전송은 시작할 수 있다. 2셀 시스템에 있어서, 전체 시그널링 오버헤드는 동일(유사)하다. 최신 어프로치를 이용하여, 도 15에 도시된 것과 같이(우선은 채널 시그널링 무시), 프라이싱 스칼라는 대응하는 BS로 피드백되고, 이것은 그것의 순서에서 그것을 간섭 BS에 통신하고, 그 결과 2개의 스칼라값의 시그널링으로 된다. 제안된 어프로치는 2개의 BS들 사이에서 2개의 스칼라값들 ai 및 bi을 직접 교환한다(잡음 전력 밀도가 상기 시스템에서 상이한 수신기들에 대해 유사하고, 따라서, 잡음 전력들은 수신기들로부터 BS들로 피드백될 필요가 없고 이후 BS들 사이에서 교환된다는 것이 안전하게 가정될 수 있다). 채널들에 전용되는 시그널링은 또한 양 도면들에 도시된 것과 같이 동일하다. 간섭 프라이스들의 피드백은 무선 링크를 통해 행해지고, 이것은 덜 신뢰되며; 따라서, 피드백 값들의 어떠한 작은 부정확들도 얻어진 최신 해들에 큰 영향을 줄 수 있다는 것을 주목하라. 한편, 제안된 방법을 이용한 스칼라들의 교환은 파이버 링크들(fiber links)을 통해 행해지고(여기서 대역폭은 문제가 아님) 더 신뢰할 수 있다. 이러한 논의는 양자화가 없는 것으로 가정하고, 그 경우에, 어느 방법이 낮은 시그널링(less signaling)을 가지는지를 발견하는 것은 어려울 수 있는 데, 그 이유는 이것이 프리코더들 및 간섭 프라이스들 모두의 코드북 사이즈들에 의존하기 때문이다. 끝으로, 도면들로부터 알 수 있는 것과 같이, 업데이트된 프라이스 정보 π1 및 π2가 각각의 반복에서 수신기들로부터 피드백될 필요가 있는 최신 방법과는 대조적으로, 제안된 방식을 이용한 반복들은 수신기들로부터 어떠한 피드백 정보도 요구하지 않을 수 있고 단지 BS들 간의 정보가 교환된다. 이것은 예를 들어, 중앙집중식 시스템들에 적합한 제안된 알고리즘을 만든다.
나중에 시뮬레이션 결과들에 제공될, 제안된 알고리즘은 매우 빠른 수렴 속도를 가진다. 이것은 요구되는 계산 전력의 큰 감소를 가져오고 경제적으로 바람직하다. 더욱이, 제안된 알고리즘은 또한 빠르게 변화하는 채널들을 갖는 비집중식 시스템들에 매우 적합한 데, 그 이유는 단지 제한된 시그널링이 필요로 되기 때문이며, 각각의 반복은 시그널링 단계를 필요로 함을 기억하라. 최신 솔루션들은 많은 반복들을 따라서 많은 시그널링을 필요로 한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터를 결정하기 위한 방법 400의 플로차트를 나타낸다. 이러한 예는 상기한 알고리즘 1과 유사하고 설명된 개념에 따른 2개의 기지국들의 협력을 표시한다.
이 예에서, 제 1 기지국은 프리코딩 벡터 b 1 (p 1)를 초기에 계산하는 것으로 시작하고 제 1 신호 강도 파라미터 I1 (bi) 및 제 1 간섭 강도 파라미터 S1 (ai)를 계산하고(도 1에 도시되고 대응하는 설명에 의해 기재된 예에서 제 2 기지국에 의해 행해짐) 이들은 제 2 기지국(도 1에 도시된 제 1 기지국임)에 시그널링한다. 이후 제 2 기지국 BS2(도 1의 제 1 기지국)는 제 1 신호 강도 파라미터 I1 및 제 1 간섭 강도 파라미터 S1에 기초한 최적 프리코딩 벡터 b 2 (p 2)를 발견하기 위해 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터를 최대화한다. 게다가, 그것은 제 2 신호 강도 파라미터 I2 (bi) 및 제 2 간섭 강도 파라미터 S2 (ai)를 계산하고 이들을 제 1 기지국 BS1 (도 1의 예에서의 제 2 기지국)에 시그널링한다.
다음에, 기지국 BS1 (도 1의 예에서의 제 2 기지국)은 최적 프리코딩 벡터 b 1를 발견하기 위해 제 2 신호 강도 파라미터 I2 및 제 2 간섭 강도 파라미터 S2에 기초하여 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터를 최대화한다. 게다가, 그것은 제 3 신호 강도 파라미터 I1 (bi) 및 제 3 간섭 강도 파라미터 S1 (ai)를 계산하고 이들은 제 2 기지국 BS2 (도 1의 예에서의 제 1 기지국임)에 시그널링한다.
만약 새로운 프리코딩 벡터가 미리 정해진 인터럽션(interruption)
Figure 112011097669733-pat00068
기준 또는 최대수의 반복에 도달하면, 상기 알고리즘은 정지하고 최후의 제 1 기지국 및 제 2 기지국에서 계산된 프리코딩 벡터들이 프리코딩 데이터에 대해 이용되어 무선 디바이스들에 전송된다.
기지국에서의 무선 디바이스의 제 1 채널 상태 정보의 수신 및 제 1 채널 이득 정보의 수신은, 이들 단계들이 또한 수행되지만, 이러한 개략 알고리즘에 도시되어 있지 않다.
이러한 반복 어프로치를 이용함으로써, 데이터를 무선 디바이스들에 전송하기 위한 썸 레이트는 무선 디바이스들로부터 추가 정보(예로서, 알려진 개념들에 의한 간섭 프라이스들)를 필요로 하지 않고 반복적으로 최적화될 수 있고, 그 결과 필요한 무선 시그널링이 낮게 유지될 수 있다. 그러나 무선 레이트들(wireless rates)(즉 상이한 사용자들의 달성 가능한 레이트들)은 기존의 방식들과 비교할 때 높다.
도 4의 알고리즘의 설명은 도 3에 도시된 알고리즘과 같다. 단지 표시들이 약간 다르다. 예를 들어, 프리코딩 벡터는 p i 대신에 b i 로 표시되고, 신호 강도 파라미터(또는 신호 전력 파라미터)는 ai 대신에 Si로 표시되고, 간섭 강도 파라미터(또는 간섭 전력 파라미터)는 bi 대신에 Ii로 표시된다.
게다가, 도 5는 다른 셀에서 셀-에지 사용자들에 대한 간섭을 일으키고 각각의 반복에서의 시그널링 단계 동안 간섭 강도 파라미터 I1, I2의 시그널링을 일으키는 기지국들을 갖는 무선 통신 시스템의 2개의 셀들의 개략도를 나타낸다. 이것은 기지국들간의 무선 링크를 통해 행해지고, 그 결과 무선 링크 통신은 감소될 수 있다.
기지국들이 자신에 의해 야기된(own-caused) 간섭 전력 I을 계산할 수 있게 하는 새로운 시그널링 방식을 도시한다. 이러한 방식으로, 기지국들은 간섭 전력 교환을 통해 C를 협력하여 최대화할 수 있다:
C = log (1 + SINR1) + log (1 + SINR2) = f(I1, I2).
도 4에 도시된 알고리즘 및 도 5의 2-셀 시나리오의 개략도에 대응하여, 도 6은, 제안된 개념이 이용될 때, 2개의 기지국들과 2개의 무선 디바이스들 사이에서 교환될 데이터 및 채널들의 개략도(시그널링도)를 나타낸다. 무선 디바이스들로부터 기지국들로 채널 상태 정보를 초기에 시그널링함으로써, 기지국들은 기지국들과 무선 디바이스들간의 상이한 채널들에 대한 채널 이득 정보를 계산할 수 있다. 이후, 각 반복에서의 시그널링 단계 동안, 단지 기지국들간의 유선 링크만이 필요로 될 수 있고, 그 결과 (필요한) 무선 링크 통신(데이터)이 각각의 반복에서 감소될 수 있다.
시뮬레이션 결과들은 양 직접 및 간섭 링크들에 대한 공분산 매트릭스(covariance matrix) 및 평균 0을 갖는 5000개의 독립적이고 동일하게 분포되는(IID) 채널 실현들에 대해 평균화된다. 이것은 셀 에지에서의 성능(performance)을 캡쳐하고, 여기서 사용자는 유용한 신호만큼 강한 간섭을 받는다. 전송 전력
Figure 112011097669733-pat00069
은 1로 설정되고 ∀i. M = 2 안테나들이 각각의 BS에서 채용되었다. 도 7은 양자의 제안된 (하한) 어프로치들을 비교하고, 여기서 어프로치들은
Figure 112011097669733-pat00070
를 갖는 방법 및
Figure 112011097669733-pat00071
을 갖는 방법을 각각 말한다. 하한을 최대화는 상기 방법은 낮은 SNR에서 약간 더 양호하게 수행하고, 양 방법들은 예상된 대로 SNR이 증가함에 따라 유사한 해들을 가져온다. 하한 어프로치(lower bound approach) 중 하나는 후속 시뮬레이션들에서 사용된다. 도 8은 제안된 어프로치를 분산 프라이싱 어프로치와 비교한다. 낮은 SNR에 대해, 분산 프라이싱 어프로치는 약간 더 양호하게 수행한다. 제안된 어프로치는 SNR - 12 dB로 시작하는 분산 어프로치보다 성능이 뛰어나다. 제안된 어프로치는 SNR이 증가하는 중요한 스펙트럼 효율(및 후속 레이트) 이득들을 달성한다.
도 9는 수렴에 도달하기 위해 제안된 어프로치 및 분산 프라이싱 어프로치에 의해 요구되는 반복들의 수를 나타낸다. 도면으로부터 알 수 있는 것과 같이, 제안된 방식은 후속 반복들이 단지 무시할 수 있는 향상들을 제공하기 때문에, 제 1 반복 직후 다소 수렴한다. 분산 프라이싱 어프로치는 수렴까지 더 큰 수의 반복들을 필요로 한다. 이것은 이 예에서 제안된 방식이 셀-에지 사용자 레이트들의 합에 대한 하한을 직접 최소화하고, 분산 어프로치가 상이한 목적 함수들을 분리하여 최대화하고 이것은 수렴을 더 느리게 한다는 사실 때문이다.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템 내의 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터 p i , opt를 결정하기 위한 장치(1000)의 블록을 나타낸다.
장치(1000)는 무선 수신기(1010), 유선 수신기(1020) 및 프로세서(1030)를 포함한다. 무선 수신기(1010) 및 유선 수신기(1020)는 프로세서(1030)에 접속된다. 무선 수신기(1010)는 무선 통신 시스템 내의 제 1 무선 디바이스와 제 1 기지국 간의 채널의 제 1 채널 상태 정보(1002)를 수신하도록 구성된다. 제 1 채널 상태 정보(1002)는 제 1 무선 디바이스로부터 제 1 기지국에 의해 수신된다. 유선 수신기(1020)는 제 2 무선 디바이스와 제 1 기지국 간의 채널의 제 1 채널 이득 정보 h21를 수신하도록 구성된다. 제 1 채널 이득 정보 h21는 제 2 기지국으로부터 수신된다. 게다가, 유선 수신기(1020)는 제 2 기지국에 의해 야기되는 제 2 무선 디바이스에서의 신호 강도를 나타내는 제 1 신호 강도 파라미터 bi를 제 2 기지국으로부터 수신하도록 구성된다. 게다가 유선 수신기(1020)는 제 2 기지국에 의해 야기되는 제 1 무선 디바이스에서의 간섭 강도를 나타내는 제 1 간섭 강도 파라미터 ai를 제 2 기지국으로부터 수신하도록 구성된다. 프로세서(1030)는 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터 C,
Figure 112011097669733-pat00072
,
Figure 112011097669733-pat00073
low,
Figure 112011097669733-pat00074
를 최대화함으로써 제 1 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터 p i , opt를 얻도록 구성된다. 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터는 제 1 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 잡음비 및 제 2 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 잡음비에 의존하고 제 1 채널 상태 정보(1002), 제 1 채널 이득 정보 h21, 제 1 신호 강도 파라미터 bi 및 제 1 간섭 강도 파라미터 ai에 의존한다.
장치(1000) 또는 장치(1000)의 구성요소들은 상기한 개념의 하나 이상의 양상들을 실현하는 유닛들 또는 하나 이상의 추가의 특징들을 포함할 수 있다.
예를 들어, 장치(1000)는 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터를 위한 프리코더를 포함할 수 있다. 게다가, 상기 장치(1000)는 프리코딩된 데이터를 무선 디바이스에 전송하는 송신기를 포함할 수 있다.
무선 수신기(1010), 유선 수신기(1020), 프로세서(1030) 및/또는 장치(1000)의 다른 선택 유닛들은 독립적인 하드웨어 유닛들 또는 컴퓨터의 일부, 마이크로컨트롤러 또는 디지털 신호 프로세서 및 컴퓨터 프로그램 또는 컴퓨터, 마이크로컨트롤러 또는 디지털 신호 프로세서상에서 실행하는 소프트웨어 제품일 수 있다.
본 발명의 몇몇 실시 예들은 상기한 프리코딩 벡터를 결정하기 위한 장치를 포함하는 기지국에 관한 것이다. 이를 위해, 이미 존재하는 기지국의 무선 수신기 유닛, 유선 수신기 유닛 및 프로세서가 사용될 수 있다. 게다가, 기지국의 프리코더 및/또는 전송기가 사용될 수 있다.
복수의 기지국들에서 상기 개념을 구현하는 것은 복수의 기지국들 및 공급된 무선 디바이스들에 대한 최대 썸 레이트를 얻기 위해 상이한 기지국들에서 사용된 프리코딩 벡터들의 협력 최적화(cooperative optimization)를 가능하게 할 수 있다.
본 발명의 몇몇 실시 예들은 (간섭) 전력들의 기지국 교환에 기초한 협력적 레이트 최대화(cooperative rate maximization)에 관한 것이다. 새로운 방법은 2셀 시나리오를 취하는 기지국 협력을 위한 셀-에지 사용자 레이트들의 합의 최적화에 기초할 수 있다. BS들은 각각의 BS가 이기적으로 그 자신의 레이트를 최대화하는 이미 개발된 방법들에 비해, 전체 레이트를 최대화하기 위해 협력한다. 전체 레이트는 먼저 기지국들의 빔포머들의 견지에서 표현되고 최적 빔포머들은 다음과 같이 반복적으로 발견된다. 각각의 반복에서, 하나의 빔포머(BS1의 빔포머를 말함)는 교환되는 다른 빔포머(BS2의)의 지식이 주어진 전체 레이트에 대한 하한을 최대화하기 위해 최적화된다. 실제로, 빔포머 지식은 단지 전력 레벨들이 교환될 필요가 있기 때문에 필요로 되지 않는다. 이후, BS2는 그 자신의 빔포머를 계산하기 위해 BS1에 의해 통신되는 업데이트된 전력 레벨 정보를 이용한다. 이것은 수렴될 때까지 반복된다. 분산 어프로치에 비해, 추가의 스칼라는 서로의 BS에 통신될 필요가 있을 수 있다. 그러나 최신 방법들을 사용하면, 간섭 프라이스들이 먼저 수신기들로부터 대응하는 BS들로 무선 링크를 통해 피드백될 필요가 있다. 무선 링크는 덜 신뢰되고, 따라서, 피드백 간섭 프라이스들에서의 어떤 작은 부정확들은 얻어진 최신 솔루션들에 대해 큰 영향을 줄 수 있다. 이것은 또한 무선 링크에 대한 데이터 전송을 위한 대역폭을 감소시킨다. 전에 기술한 예들 중 몇몇은 다중-입력 단일-출력(multiple-input single-output; MISO) 시나리오에 기초하지만, MIMO 시나리오들로의 확장은 간단하다. 더욱이, 멀티셀 시나리오들로의 확장은 예컨대 시스템 내의 2개의 셀들의 서브셋들을 주의 깊게 선택하는 것에 의해 또는 협력이 3셀 시나리오에 기초한 사이트내(intra-site) CoMP(coordinated multi-point)의 상황에서 가능하다.
예를 들어, 제안된 방법은 고 SNR 범위들로 매체에서의 셀-에지 사용자들을 위해 더 높은 레이트를 달성한다. 제안된 방식의 빠른 수렴은 경제적으로 바람직한 낮은 계산 파워를 가져온다. 제안된 방식은 BS들 사이에서 약간 추가의 시그널링을 희생시켜 BS들과 수신기들간의 시그널링을 덜 필요로 한다. 그것은 수신기측에서의 처리를 필요로 하지 않고, 따라서, 단순한 수신기들이 사용될 수 있다. 게다가, 제안된 알고리즘은 또한 빠르게 변하는 채널들을 갖는 비집중식 시스템에 아주 적합한데, 그 이유는 각각의 새로운 반복이 새로운 시그널링을 필요로 하는 것을 기억하면서, 단지 제한된 시그널링을 필요로 하기 때문이다.
환언하면, 신규의 반복 방법은 즉 높은 간섭을 받는 셀-에지 사용자들에 대해, 셀룰러 네트워크들에서 높은 레이트들을 달성하기 위해 제안된다. 제안된 어프로치는 이와 같은 사용자들의 전체 결합 레이트를 최대화함으로써 간섭을 절대적으로 감소시키기 위해 노력하고, 따라서, 그것은 협력적 어프로치이다. 현재의 최신 방법들은 간섭을 직접 억제하거나 레이트들을 각각의 사용자에 대해 별도로 최대화하기 위해 노력하고, 이와 같은 어프로치들은 이기적(egoistic)이라 불린다. 예를 들어, 새로운 방법은 수신기 측에서 계산된 프라이스 정보가 교환되는(각각의 기지국에 의해 생성된 간섭량에 대한 제한된 정보) 다른 방법들과 대조적으로, 기지국들이 반복해서 간섭 전력 정보를 교환하는 조정 멀티-포인트(coordinated multi-point; CoMP) 방식이다. 조인트 처리는 일어나지 않고, 즉 기지국들(BS들)은 단지 이들의 최적 빔포머들을 발견하기 위해 협력하고 이들은 독립적으로 각각 그것의 대응하는 셀에 전송한다.
예를 들어, 제안된 방법은 높은 신호 대 잡음비들(SNRs)로 매체에서의 셀-에지 사용자들에 대해 높은 레이트들을 달성한다. 제안된 방법은 BS들 간의 추가 시그널링을 약간 희생시켜, 수신기들과 BS들 간의 시그널링을 덜 필요로 한다. 수신기들과 BS들 간의 시그널링은 무선 링크를 통해 행해지고 이것은 데이터 전송을 위한 대역폭을 감소시킨다. 더욱이, 무선 링크는 신뢰할 수 없다. 한편, BS들 간의 시그널링은 백홀 링크(backhaul link)(파이버:fiber)를 통해 행해지고, 여기서 대역폭은 문제가 되지않고 시그널링은 더 많이 신뢰할 수 있다. 더욱이, 제안된 방식은 수신기측에서의 처리(프라이스 정보의 계산)를 필요로 하지 않는다. 제안된 방식의 신속한 수렴은 전체적으로 적은 계산 파워(computational power)를 초래한다. 더 적은 계산 파워는 기지국에서 더 낮은 동작 비용을 가져오고 경제적으로 바람직하다. 셀-에지들에서의 높은 레이트들은 수익(revenue)을 증가시키고, 더 높은 레이트가 바람직하지 않은 경우에, 동일한 레이트들이 낮은 전송 전력으로 달성될 수 있고, 낮은 전송 전력은 또한, BS들에서의 전력 비용을 절약한다. 제안된 알고리즘은 집중식 시스템 또는 비집중식 시스템에 적용 가능하다. 더욱이, 제안된 알고리즘은 신속하게 변하는 채널들을 갖는 비집중식 시스템들에 아주 적합한 데, 그 이유는 각각의 새로운 반복이 새로운 시그널링을 필요로 하는 것을 기억하면서, 단지 제한된 시그널링을 필요로 하기 때문이다.
상기한 개념은 무선 통신, 전송 기술, CoMP 전송(조정 멀티포인트 전송) 및/또는 셀룰러 네트워크들의 분야에 사용될 수 있고 셀룰러 다중사용자 다중-입력 다중-출력(MIMO) 시스템들에 응용 가능하다.
기지국 협력에 기초한 셀-에지 사용자들의 레이트를 최대화하기 위한 새로운 방법이 제안된다. 셀간 간섭(Intercell interference; ICI)은 특히 셀-에지 사용자들에게 시스템 성능에 심각하게 영향을 주는 시스템 병목현상(system bottleneck)이고 이것은 낮은 이용 가능한 레이트들을 가져온다. 상이한 어프로치들을 이용하여 간섭을 경감시키기 위해 시도하는 문헌에는 많은 방법이 있다. 즉 몇몇은 간섭을 직접 억제하고자 하고 다른 것들은 각각의 사용자에 대해 개별적으로 레이트들을 최대화하므로, 이기적인 어프로치들이다. 제안된 방식은 에지 사용자들의 전체 조합된 레이트를 최대화하여 간섭을 경감시키기 위해 무조건 노력하고 따라서 그것은 협력적 어프로치이다. 단일 사용자 셀들을 갖는 2셀 다중-입력 단일-출력(MIS0) 시나리오가 고려되고, 여기서 기지국들(BS)은 대안으로 전체 레이트에 대한 하한을 최대화하기 위해 간섭 전력 정보를 교환한다. 수치 결과들은 최신 방법들에 비해 매체 및 높은 신호 대 잡음비(SNR)에 대한 성능 개선을 보인다. 더욱이, 제안된 방식은 단지 반복들의 제안된 수가 산출될 수 있는 시변 시스템들(time-varying systems)을 훨씬 더 매력적이게 하는 신속한 수렴을 갖는다.
환언하면, 제안된 개념은 예를 들어 신속한 수렴을 갖는 알고리즘, 낮은 요구 계산 파워 및 낮은 계산 복잡도, 수신기측에서의 낮은 처리, 무선 링크 상의 감소된 통신, 고속 변화 시스템들(fast varying systems)에 대한 양호한 적응성 및/또는 낮은 제한(lower bounding) C(썸 레이트)에 의한 증가된 복잡도에 대한 거스름(counteract)을 제공한다.
알려진 개념들에 비해, 제안된 방식은 기지국들(백홀 링크를 통해)간의 더 많은 시그널링을 필요로 할 수 있지만 (무선 링크를 통한) 기지국들과 수신기들 사이의 상당히 적은 시그널링 및 수신기들에서의 거의 없거나 없는 처리를 필요로 할 수 있다. 게다가, 제안된 개념은 높은 수렴 속도를 포함할 수 있고, 낮은 계산 노력을 필요로 하고 알려진 개념들에 비해 빠르게 변하는 시나리오들에 대한 양호한 적응력을 포함한다.
제안된 개념으로 인한 증가된 셀-에지 레이트들은 증가된 수익들을 생기게 할 수 있다. 게다가, 낮은 계산 노력은 기지국에서의 낮은 동작 비용들을 가져온다.
알려진 개념들로, 시스템 전체 레이트는 협력하는 기지국들의 공동 빔성형 설계에 의해 최적화될 수 있다. 환언하면, 알려진 방법들은 시스템 전체 레이트를 최적화하지 않는다. 비교하여, 제안된 방법은 이웃 셀들(인접 기지국들)로부터 전력 크기들(예컨대 신호 강도 및 간섭 강도)의 지배를 받아 시스템 전체 레이트를 반복적으로 최적화할 수 있다. 파워들은 기지국에서 측정될 수 있고 백홀을 통해 교환된다(반복 당, 무선 링크를 통한 시그널링은 필요하지 않을 수 있다). 이러한 개념은 시그널링 효율적 방법(signaling efficient way)으로 시스템 전체 레이트를 최대화하는 방법을 제공할 수 있다.
알려진 어프로치들은 이기적(페널티들(penalties)을 받아)이다. 비교하여, 제안된 방법은 새로운 이타적(altruistic)(협력적) 어프로치로 상기 문제점들을 해결할 수 있다. 각각의 기지국은 한번에 전체 레이트(사용자들의 합 또는 레이트들)를 최대화하고자 한다.
그것은 전체 레이트를 최대화하는 최적 빔포머들(프리코딩 벡터들)을 발견하기 위한 하나의 목표일 수 있다(예를 들어, 도 2).
S2 및 I2가 주어지면, 기지국(1) BS1은 예를 들어 C를 최대화하는 최적의 빔포머 b 1를 발견할 수 있다. 이것은 기지국 BS2과 유사하게 행해진다. 최적 빔포머들(및 따라서 S 및 I 양들)이 알려지지 않으므로, 알고리즘은 초기 빔포머들로 시작하고 수렴될 때까지 반복한다. 증가된 복잡성은 낮은 제한 C(썸 레이트)로 감소될 수 있다.
본 발명에 따른 몇몇 실시 예들은 기지국 협력을 가정하여 전체 레이트 최대화 문제를 해결함으로써 무선 셀룰러 네트워크들 내의 셀-에지 사용자들의 레이트들을 최대화하는 것을 목표로 하는 방법에 관한 것이다.
선택적으로, 상기 방법은 최적 빔 성형 벡터들을 계산하기 위해 기지국 간의 (간섭) 전력들의 교환에 기초한 반복 절차를 더 포함할 수 있다.
다른 양상에 따르면, 반복 절차가 기지국들을 접속하는 백홀을 통한 시그널링을 필요로 하는, 기지국들을 통해 분산 방식(distributed way)으로 수행된다.
다른 양상에 따르면, 정확한 레이트 대신에 셀-에지 사용자들의 전체 레이트의 하한이 각각의 반복에서 최대화된다.
상기한 개념의 몇몇 양상들이 장치의 상황에서 기술되었지만, 이들 양상들은 또한, 블록 또는 디바이스가 방법 단계 또는 방법 단계의 특징에 대응하는, 대응하는 방법의 설명을 나타내는 것이 명백하다. 유사하게, 방법 단계의 상황에서 기술된 양상들은 또한 대응하는 장치의 대응하는 블록 또는 아이템(item) 또는 특징의 설명을 나타낸다.
특정 구현 요건들에 의존하여, 본 발명의 실시 예들은 하드웨어로 또는 소프트웨어로 구현될 수 있다. 상기 구현은, 전기적으로 판독 가능한 제어 신호들이 저장되고, 각각의 방법이 수행되도록 프로그램 가능 컴퓨터 시스템과 협력하는(또는 협력할 수 있는) 디지털 저장 매체, 예를 들어, 플로피 디스크, DVD, 블루-레이(Blue-Ray), CD, ROM, PROM, EPROM, EEPROM 또는 플래쉬 메모리를 이용하여 수행될 수 있다. 그러므로 디지털 저장 매체는 컴퓨터로 판독 가능할 수 있다.
본 발명에 따른 몇몇 실시 예들은 본원에 기술된 방법들 중 하나가 수행되도록, 프로그램 가능 컴퓨터 시스템과 협력할 수 있는, 전자적으로 판독 가능한 제어 신호들을 가진 데이터 캐리어를 포함한다.
일반적으로, 본 발명의 실시 예들은 프로그램 코드를 갖는 컴퓨터 프로그램 제품으로서 구현될 수 있고, 이 프로그램 코드는 컴퓨터 프로그램 제품이 컴퓨터상에서 실행될 때 상기 방법들 중 하나를 수행하기 위해 협력한다. 프로그램 코드는 예를 들어 기계 판독 가능 캐리어 상에 저장될 수 있다.
다른 실시 예들은 기계 판독 가능 캐리어 상에 저장되는, 본원에 기재된 방법들 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 포함한다.
환언하면, 그러므로, 본 발명의 방법의 실시 예는 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터상에서 실행될 때 본원에 기재된 방법들 중 하나를 수행하기 위한 프로그램 코드를 가진 컴퓨터 프로그램이다.
그러므로 본 발명의 방법들 중 다른 실시 예는 본원에 기재된 방법들 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램이 그 위에 기록된 데이터 캐리어(또는 디지털 저장 매체 또는 컴퓨터-판독 가능 매체)이다.
그러므로 본 발명의 다른 실시 예는 본원에 기재된 방법들 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 나타내는 신호들의 시퀀스 또는 데이터 스트림이다. 예를 들어 데이터 스트림 또는 신호들의 시퀀스는 예를 들어 인터넷을 통해, 데이터 통신 접속을 통해 전달되도록 구성될 수 있다.
다른 실시 예는 본원에 기재된 방법들 중 하나를 수행하도록 구성되거나 적응된 처리 수단, 예를 들어 컴퓨터 또는 프로그램 가능 로직 디바이스를 포함한다.
다른 실시 예는 본원에 기재된 방법들 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램이 설치된 컴퓨터를 포함한다.
몇몇 실시 예들에 있어서, 프로그램 가능 로직 디바이스(예를 들어 필드 프로그램 가능 게이트 어레이)는 본원에 기재된 방법들의 기능들 중 일부 또는 모두를 수행하기 위해 사용될 수 있다. 몇몇 실시 예들에 있어서, 필드 프로그램 가능 게이트 어레이는 본원에 기재된 방법들 중 하나를 수행하기 위해 마이크로프로세서와 협력할 수 있다. 일반적으로, 상기 방법들은 바람직하게는 임의의 하드웨어 장치에 의해 수행된다.
전술한 실시 예들은 단지 본 발명의 원리들에 대한 예시이다. 본원에 기재된 상세들 및 장치들의 변형 예들은 당업자에게 명백할 것이라는 것이 이해된다. 그러므로 다음의 특허 청구항들의 범위에 의해서만 제한되고 본원의 실시 예들의 기술 및 설명에 의해 제시된 특정 상세들에 의해서는 제한되지 않도록 의도된다.

Claims (15)

  1. 무선 통신 시스템 내의 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터( p i , opt)를 결정하는 방법(100)에 있어서,
    상기 무선 통신 시스템 내의 제 1 무선 디바이스와 제 1 기지국 간의 채널의 제 1 채널 상태 정보를 수신하는 단계(110)로서, 상기 제 1 채널 상태 정보는 상기 제 1 무선 디바이스로부터 상기 제 1 기지국에 의해 수신되는, 상기 제 1 채널 상태 정보를 수신하는 단계(110);
    제 2 무선 디바이스와 상기 제 1 기지국 간의 채널의 제 1 채널 이득 정보(h21)를 수신하는 단계(120)로서, 상기 제 1 채널 이득 정보(h21)는 제 2 기지국으로부터 수신되는, 상기 제 1 채널 이득 정보(h21)를 수신하는 단계(120);
    상기 제 2 기지국에 의해 야기되는 상기 제 2 무선 디바이스에서의 신호 강도를 나타내는 제 1 신호 강도 파라미터(bi)를 상기 제 2 기지국으로부터 수신하는 단계(130);
    상기 제 2 기지국에 의해 야기되는 상기 제 1 무선 디바이스에서의 간섭 정보를 나타내는 제 1 간섭 강도 파라미터(ai)를 상기 제 2 기지국으로부터 수신하는 단계(140); 및
    상기 제 1 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터( p i , opt)를 얻기 위해 공통 신호(common signal) 대 간섭 잡음비 파라미터(C,
    Figure 112011097669733-pat00075
    ,
    Figure 112011097669733-pat00076
    low,
    Figure 112011097669733-pat00077
    )를 최대화하는 단계(150);를 포함하고, 상기 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터(C,
    Figure 112011097669733-pat00078
    ,
    Figure 112011097669733-pat00079
    low,
    Figure 112011097669733-pat00080
    )는 상기 제 1 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 잡음비(SINR1) 및 상기 제 2 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 잡음비(SINR2)에 의존하고 상기 제 1 채널 상태 정보, 상기 제 1 채널 이득 정보(h21), 상기 제 1 신호 강도 파라미터(bi) 및 상기 제 1 간섭 강도 파라미터(ai)에 기초하는, 프리코딩 벡터를 결정하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 무선 통신 시스템 내의 상기 제 1 무선 디바이스와 제 2 기지국 간의 채널의 제 2 채널 상태 정보를 수신하는 단계로서, 상기 제 2 채널 상태 정보는 상기 제 1 무선 디바이스로부터 상기 제 2 기지국에 의해 수신되는, 상기 제 2 채널 상태 정보를 수신하는 단계;
    상기 제 2 채널 상태 정보에 기초하여 상기 제 1 무선 디바이스와 상기 제 2 기지국 간의 상기 채널의 제 2 채널 이득 정보(h12)를 계산하는 단계; 및
    상기 제 2 채널 이득 정보(h12)를 상기 제 2 기지국에 전송하는 단계;를 더 포함하는, 프리코딩 벡터를 결정하는 방법.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 제 1 채널 상태 정보 및 상기 제 2 채널 상태 정보는 상기 제 1 무선 디바이스로부터 무선 채널을 통해 수신되고, 상기 제 1 채널 이득 정보(h21), 상기 제 1 신호 강도 파라미터(bi) 및 상기 제 1 간섭 강도 파라미터(ai)는 상기 제 2 기지국으로부터 무선 채널을 통해 수신되는, 프리코딩 벡터를 결정하는 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 기지국에 의해 야기되는 상기 제 1 무선 디바이스에서의 신호 강도를 나타내는 제 2 신호 강도 파라미터(bi)를 계산하는 단계;
    상기 제 1 기지국에 의해 야기되는 상기 제 2 무선 디바이스에서의 간섭 강도를 나타내는 제 2 간섭 강도 파라미터(ai)를 계산하는 단계; 및
    상기 제 2 신호 강도 파라미터(bi) 및 상기 제 2 간섭 강도 파라미터(ai)를 상기 제 2 기지국에 전송하는 단계를 더 포함하는, 프리코딩 벡터를 결정하는 방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 제 2 기지국으로부터 제 3 신호 강도 파라미터(bi)를 수신하는 단계로서, 상기 제 3 신호 강도 파라미터(bi)는 상기 전송된 제 2 신호 강도 파라미터(bi) 및 상기 전송된 제 2 간섭 강도 파라미터(ai)에 기초하여 상기 제 2 기지국에 의해 계산되고, 상기 제 3 신호 강도 파라미터(bi)는 상기 전송된 제 2 신호 강도 파라미터(bi) 및 상기 전송된 제 2 간섭 강도 파라미터(ai)를 고려하여 상기 제 2 기지국에 의해 야기되는 상기 제 2 무선 디바이스에서의 신호 강도를 나타내는, 상기 제 3 신호 강도 파라미터를 수신하는 단계;
    상기 제 2 기지국으로부터 제 3 간섭 강도 파라미터(ai)를 수신하는 단계로서, 상기 제 3 간섭 강도 파라미터(ai)는 상기 전송된 제 2 신호 강도 파라미터(bi) 및 상기 제 2 간섭 강도 파라미터(ai)에 기초하여 상기 제 2 기지국에 의해 계산되고, 상기 제 3 간섭 강도 파라미터(ai)는 상기 전송된 제 2 신호 강도 파라미터(bi) 및 상기 전송된 제 2 간섭 강도 파라미터(ai)를 고려하여 상기 제 2 기지국에 의해 야기되는 상기 제 1 무선 디바이스에서의 간섭 강도를 나타내는, 상기 제 3 간섭 강도 파라미터를 수신하는 단계; 및
    새로운 프리코딩 벡터(pi , opt)를 얻기 위해 상기 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터(C,
    Figure 112011097669733-pat00081
    ,
    Figure 112011097669733-pat00082
    low,
    Figure 112011097669733-pat00083
    )를 최대화하는 단계를 더 포함하고, 상기 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터(C,
    Figure 112011097669733-pat00084
    ,
    Figure 112011097669733-pat00085
    low,
    Figure 112011097669733-pat00086
    )는 상기 제 1 채널 상태 정보, 상기 제 1 채널 이득 정보(h21), 상기 제 3 신호 강도 파라미터(bi) 및 상기 제 3 간섭 강도 파라미터(ai)에 기초하고, 그 결과 상기 프리코딩 벡터(pi , opt)는 반복적으로 최적화되는, 프리코딩 벡터를 결정하는 방법.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터(C,
    Figure 112013035294618-pat00087
    ,
    Figure 112013035294618-pat00088
    low,
    Figure 112013035294618-pat00089
    )는 상기 제 1 무선 디바이스 및 상기 제 2 무선 디바이스의 썸 레이트(sum rate; C), 상기 제 1 무선 디바이스 및 상기 제 2 무선 디바이스에서의 공통 신호 대 간섭 잡음비 (
    Figure 112013035294618-pat00090
    ) 또는 상기 제 1 무선 디바이스 및 상기 제 2 무선 디바이스에서의 공통 신호 대 간섭 잡음비(
    Figure 112013035294618-pat00091
    low)의 하한(lower bound)을 나타내는, 프리코딩 벡터를 결정하는 방법.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 공통 신호 대 간섭 잡음비(
    Figure 112011097669733-pat00092
    )는,
    Figure 112011097669733-pat00093
    Figure 112011097669733-pat00094
    Figure 112011097669733-pat00095

    에 의해 정의되고, 여기서, SINR1은 상기 제 1 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 잡음비이고, SINR2은 상기 제 2 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 잡음비인, 프리코딩 벡터를 결정하는 방법.
  8. 제 6항에 있어서,
    상기 공통 신호 대 간섭 잡음비의 하한(
    Figure 112011097669733-pat00096
    low)은 다음 수학식에 의해 정의되고,
    Figure 112011097669733-pat00097

    여기서,
    Figure 112011097669733-pat00098

    및
    Figure 112011097669733-pat00099
    이고,
    여기서,
    Figure 112011097669733-pat00100
    은 공통 신호 대 간섭 잡음비이고, 지수 i 및 j는 1 또는 2와 같고 i는 j와 같지 않고, p i , p j 는 상기 제 1 기지국 또는 상기 제 2 기지국의 프리코딩 벡터들이고, hii, hij, hji 및 hjj는 기지국과 무선 디바이스 간의 채널의 채널 이득 정보이고,
    Figure 112011097669733-pat00101
    는 잡음 전력(noise power)이고, I M은 사이즈 M의 단위 행렬(identity matrix)이고,
    Figure 112011097669733-pat00102
    는 전송 전력(transmit power)이고, ai는 간섭 강도 파라미터이고 bi는 신호 강도 파라미터인, 프리코딩 벡터를 결정하는 방법.
  9. 제 6항에 있어서,
    상기 공통 신호 대 간섭 비(
    Figure 112011097669733-pat00103
    )의 하한은 다음 수학식에 의해 정의되고,
    Figure 112011097669733-pat00104

    여기서,
    Figure 112011097669733-pat00105

    및
    Figure 112011097669733-pat00106
    이고,
    여기서,
    Figure 112011097669733-pat00107
    은 공통 신호 대 간섭 잡음비이고, 지수 i 및 j는 1 또는 2와 같고 i는 j와 같지 않고, p i , p j 는 상기 제 1 기지국 또는 상기 제 2 기지국의 프리코딩 벡터들이고, hii, hij, hji 및 hjj는 기지국과 무선 디바이스간의 채널의 채널 이득 정보이고,
    Figure 112011097669733-pat00108
    는 잡음 전력이고, I M은 크기 M의 단위 행렬이고,
    Figure 112011097669733-pat00109
    는 전송 전력이고, ai는 간섭 강도 파라미터이고 bi는 신호 강도 파라미터인, 프리코딩 벡터를 결정하는 방법.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 신호 강도 파라미터(bi)는 다음 수학식에 의해 정의되고:
    Figure 112013035294618-pat00110

    여기서, 지수 i 및 j는 1 또는 2와 같고 i는 j와 같지 않고, p j 는 상기 제 1 기지국 또는 상기 제 2 기지국의 프리코딩 벡터들이고 hjj는 기지국과 무선 디바이스 간의 채널의 채널 이득 정보인, 프리코딩 벡터를 결정하는 방법.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 간섭 강도 파라미터(ai)는,
    Figure 112013035294618-pat00111

    에 의해 정의되고, 여기서 지수 i 및 j는 1 또는 2이고 i는 j와 같지 않고, p j 는 상기 제 1 기지국 또는 상기 제 2 기지국의 프리코딩 벡터들이고, hij는 기지국과 무선 디바이스간의 채널의 채널 이득 정보이고
    Figure 112013035294618-pat00112
    는 잡음 전력인, 프리코딩 벡터를 결정하는 방법.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 최대화는 일반화된 고유벡터 문제(generalized eigenvector vector problem)를 풀므로써 행해지고, 프리코딩 데이터에 대한 상기 프리코딩 벡터(pi,opt)는 상기 제 1 채널 상태 정보, 상기 제 1 채널 이득 정보(h21), 상기 제 1 신호 강도 파라미터(bi) 및 상기 제 1 간섭 강도 파라미터(ai)에 의존하는 매트릭스들(D low,i, B i)의 최대 일반화된 고유값(λmax)에 대응하는 고유벡터인, 프리코딩 벡터를 결정하는 방법.
  13. 제 12항에 있어서,
    풀린 상기 일반화된 고유벡터 문제는 다음 수학식과 같고:
    Figure 112011097669733-pat00113

    여기서 D low , i 는 다음 수학식에 의해 정의되고:
    Figure 112011097669733-pat00114

    여기서,
    Figure 112011097669733-pat00115

    Figure 112011097669733-pat00116
    이고,
    여기서,
    Figure 112011097669733-pat00117
    은 공통 신호 대 간섭 잡음비이고, 지수 i 및 j는 1 또는 2와 같고 i는 j와 같지 않고, p i , p j 는 상기 제 1 기지국 또는 상기 제 2 기지국의 프리코딩 벡터들이고, hii, hij, hji 및 hjj는 기지국과 무선 디바이스간의 채널의 채널 이득 정보이고,
    Figure 112011097669733-pat00118
    는 잡음 전력이고, I M은 크기 M의 단위 행렬이고,
    Figure 112011097669733-pat00119
    는 전송 전력이고, ai는 간섭 강도 파라미터이고 bi는 신호 강도 파라미터인, 프리코딩 벡터를 결정하는 방법.
  14. 무선 통신 시스템 내의 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터(pi , opt)를 결정하는 장치(1000)에 있어서,
    상기 무선 통신 시스템 내의 제 1 무선 디바이스와 제 1 기지국 간의 채널의 제 1 채널 상태 정보를 수신하도록 구성된 무선 수신기(1010)로서, 상기 제 1 채널 상태 정보는 상기 제 1 무선 디바이스로부터 상기 제 1 기지국에 의해 수신되는, 상기 무선 수신기(1010);
    상기 제 2 무선 디바이스와 상기 제 1 기지국 간의 채널의 제 1 채널 이득 정보(h21)를 수신하도록 구성된 유선 수신기(1020)로서, 상기 제 1 채널 이득 정보(h21)는 제 2 기지국으로부터 수신되고, 상기 유선 수신기(1020)는 상기 제 2 기지국에 의해 야기되는 상기 제 2 무선 디바이스에서의 신호 강도를 나타내는 제 1 신호 강도 파라미터(bi)를 상기 제 2 기지국으로부터 수신하도록 구성되고, 상기 유선 수신기(1020)는 또한 상기 제 2 기지국에 의해 야기되는 상기 제 1 무선 디바이스에서의 간섭 강도를 나타내는 제 1 간섭 강도 파라미터(ai)를 상기 제 2 기지국으로부터 수신하도록 구성되는, 상기 유선 수신기(1020); 및
    공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터(C,
    Figure 112011097669733-pat00120
    ,
    Figure 112011097669733-pat00121
    low,
    Figure 112011097669733-pat00122
    )를 최대화함으로써 상기 제 1 무선 디바이스에 전송될 프리코딩 데이터에 대한 프리코딩 벡터(pi , opt)를 얻도록 구성된 프로세서(1030);를 포함하고, 상기 공통 신호 대 간섭 잡음비 파라미터(C,
    Figure 112011097669733-pat00123
    ,
    Figure 112011097669733-pat00124
    low,
    Figure 112011097669733-pat00125
    )는 상기 제 1 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 잡음비 및 상기 제 2 무선 디바이스에서의 신호 대 간섭 잡음비에 의존하고 상기 제 1 채널 상태 정보, 상기 제 1 채널 이득 정보(h21), 상기 제 1 신호 강도 파라미터(bi) 및 상기 제 1 간섭 강도 파라미터(ai)에 기초하는. 프리코딩 벡터를 결정하는 장치.
  15. 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터 또는 마이크로컨트롤러 상에서 실행될 때, 제 1 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 수행하는 프로그램 코드가 저장된 컴퓨터 판독가능 기록매체.
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