KR101208535B1 - 적응적 다중 안테나 통신 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 다중 안테나를 사용하는 시스템에서의 전송 방법에 관한 것이다. 보다 구체적으로는, 수신 단에서 신호가 전송된 채널의 상태를 통해 상관도를 구하고, 상기 상관도를 통한 간단한 비교 연산(comparison computation)으로 피드백 정보를 생성하고, 송신 단에서는 상기 피드백 정보를 통해 송신 신호에 할당할 가중치를 결정하여 상기 가중치가 할당된 신호를 전송하는 방법을 통해서 폐루프(closed-loop) 방식을 이용하는 다수의 송수신 안테나(multiple input multiple output: MIMO) 통신 시스템에서 적은 피드백 오버헤드(overhead)와 수신 단에서의 적은 계산량이 소요될 수 있는 방법을 제공하기 위한 것이다.
다중 안테나, 폐루프 방식

Description

적응적 다중 안테나 통신 방법{method for communication using multi antenna}
도 1은 코드북을 이용한 종래 기술에 따른 블록 구성도이다.
도 2는 코드북을 이용한 송신 단의 구조를 간략하게 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 단의 구조를 간략하게 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 단에서의 흐름도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 단에서의 흐름도이다.
본 발명은 다중 안테나를 사용하는 시스템에서의 전송 방법에 관한 것으로서, 보다 구체적으로는, 폐루프(closed-loop) 방식을 이용하는 다수의 송수신 안테나(multiple input multiple output: MIMO) 통신 시스템에서 적은 피드백 오버헤드(overhead)와 수신 단에서의 적은 계산량이 소요될 수 있는 방법에 관한 것이다.
무선 자원의 효율성을 높이는 방법으로 최근 큰 주목을 받으며 활발한 기술개발이 추진되고 있는 기술이 송수신기에 다수의 안테나를 장착하여 자원활용을 위 한 공간적인 영역을 추가로 확보함으로써 대역폭의 증가 없이 다이버시티 이득을 통한 통신 링크의 신뢰성을 높이는 다중 안테나 기술이다. MIMO 기술은 송신기에서의 채널 정보에 대한 필요성 유무에 따라 개루프(open loop) 방식과 폐루프(closed loop) 방식으로 나눌 수 있다.
폐루프 방식을 이용하는 다중 안테나 시스템의 일 실시예는 수신 단에서 최적의 프리코딩 행렬을 선택하여 그 정보를 피드백하고, 송신 단에서 상기 선택된 프리코딩 행렬을 송신 신호에 곱하여 전송하는 구조로 이루어진다. 하지만, 상기 프리코딩 행렬을 양자화하여 피드백하는 방법은 피드백 오버헤드가 너무 크기 때문에, 미리 정의된 유한 개의 프리코딩 행렬을 소정의 행렬표에 저장하고, 그 색인 정보(index)만 피드백하는 방법이 주로 사용된다.
상기 행렬표는 전송 안테나와 전송 랭크의 수에 따라서 갖추어 진다. 예를 들면, 전송 안테나가 4개인 경우, 4*1, 4*2, 4*3, 4*4 규모(dimension)의 프리코딩 행렬을 포함하여 이루어진 4 종류의 프리코딩 행렬을 구비한다.
도 1은 코드북을 이용한 종래 기술에 따른 블록 구성도이다. 도 2는 코드북을 이용한 송신 단의 구조를 간략하게 나타낸 도면이다. 이하 도 1 및 도 2를 참조하여 코드북을 이용하여 프리코딩 행렬을 선택하는 종래 기술에 따른 폐루프 다중 안테나 시스템의 송수신 방법을 설명한다.
수신 단(100)에서 채널 상태를 측정하여 이에 상응하는 채널 벡터를 구성한다. 상기 측정된 채널 벡터를 통해 소정의 기준(criterion)에 의해서 전송 랭크를 결정한다. 즉, 4*1부터 4*4의 코드북(110) 중에서 어느 프리코딩 행렬을 이용할 것 인지 결정한다. 상기 수신 단(100)에 포함된 선택기(130)는 상기 채널 벡터를 통해 결정된 상기 코드북(110) 내에서 최적의 효과가 나타나는 프리코딩 행렬을 선택하고, 그 색인 정보(160)를 송신 단(10)으로 피드백(22)한다. 송신 단(10)은 결정된 코드북(14)의 종류와 프리코딩 행렬의 색인 정보(160, 22, 23)를 이용하여 프리코딩 행렬(12, 23)을 취하여 이를 송신 신호(2)에 곱한 후 수신 단(100)으로 신호를 전송한다.
이 경우, 수신 단(100)에서 프리코딩 행렬을 선택(130)하는 과정에 있어서, 상기 송수신 단(10, 100)에 구비된 각 코드북(14, 110, 24)에 포함된 모든 경우의 프리코딩 행렬(23)을 소정의 기준(criterion)에 대입하여 계산하고, 그 계산 결과를 통해 최적화시키는 프리코딩 행렬을 선택한다. 따라서, 코드북(14, 110)의 크기가 커질수록 수신 단에서 프리코딩 행렬을 선택하기 위한 계산량이 증가하며, 이를 저장하기 위한 메모리도 많이 필요하게 되는 문제가 있다.
본 발명은 상술한 바와 같은 종래기술의 문제점을 해결하기 위해서 안출된 것으로서, 소정의 각 안테나에 가중치를 할당하기 위한 행렬을 규칙성 있도록 구성하여 수신 단에서의 계산량을 줄이고, 메모리 사용량도 줄여 더욱 효율적으로 데이터를 송수신할 수 있는 방법을 제공하기 위한 것이다.
본 발명은 폐루프(closed-loop) MIMO 통신 시스템에 관한 것이다. 송신 단에서 수신 단의 피드백 정보를 이용하여 송신 신호에 가중치를 할당하여 전송하는 경 우, 상기 가중치를 할당하기 위해서 프리코딩 행렬을 이용할 수 있다. 본 발명에서는 상기 프리코딩 행렬을 간단히 구성하여 수신 단에서의 계산량을 줄일 수 있는 방법을 제공한다. 예를 들어, 수신 단에서 채널 벡터를 이용하여 계산한 상관값의 부호만을 피드백하면, 송신 단에서 상기 피드백 정보를 이용해서 상기 가중치를 할당하여 송신 신호를 구성할 수 있다.
이하 폐루프(closed-loop) MIMO 통신 시스템에 대해서 설명한다. MIMO 기술은 동시에 여러 개의 입출력이 가능한 안테나 시스템을 일컫는다. 즉, 여러 개의 안테나를 이용함으로써 주파수 대역폭을 증가하지 않고, 하나의 안테나를 사용하는 것보다 빠른 속도로 데이터를 전송할 수 있는 기술이다. 폐루프 방식은, 수신 단에서 전송받은 신호에 대한 채널 정보를 송신 단으로 피드백 전송하고 송신 단에서 이를 이용하여 채널 상황에 적응하여 송신 신호를 재구성하여 신호를 전송한다.
이하 표 및 수학식을 참조하여 본 발명의 실시예들을 설명한다. 이하 설명하는 실시 예에서는 송신 안테나의 개수가 2개인 경우에 대한 것이다.
본 발명의 실시예에서는 폐루프 방식을 이용하기 때문에, 수신 단에서 전송받은 피드백 정보를 이용하여 송신 신호를 재구성하기 위해서 상기 송신 신호에 곱해줄 가중치를 할당하기 위한 소정의 행렬 정보를 포함하고 있다. 표 1에서 제시되는 행렬식들이 상기 소정의 행렬 정보에 대한 예가 된다.
Figure 112006059194299-pat00001
표 1은 전송 안테나의 개수는 2개이고, 전송 랭크는 1인 경우, 피드백 비트 수가 1 및 2일 때 적용할 수 있는 가중치 할당 행렬의 예를 나타낸다.
표 1에서 전송 랭크(rank)는 하나의 전송 단위에 전송할 수 있는 심볼의 수를 의미한다. 상기 전송 단위는 시간 슬롯 및 주파수(부 반송파) 자원을 이용하여 구성할 수 있다. 전송 구조가 두 개 이상의 전송 자원을 한 단위로 이용하여 이루어지는 경우에는 두 개 이상의 전송 자원이 하나의 전송 단위가 될 수 있다. 즉, 표 1의 경우, 두 개의 전송 안테나를 통해서 하나의 전송 단위를 통해 하나의 심볼(예를 들어, s1)을 전송할 수 있다.
이하 상기 가중치 할당 행렬을 프리코딩 행렬(precoding matirx)이라고 칭한다. 통신 시스템에서 전송 안테나의 개수, 전송 랭크, 피드백 비트 수 등에 따라서 적용할 수 있는 프리코딩 행렬이 결정될 수 있다. 송신 단 및 수신 단에서는 결정될 수 있는 프리코딩 행렬에 대한 정보를 포함한다. 수신 단에서 채널 상태를 측정하여 전송 랭크를 결정하고, 사용할 수 있는 프리코딩 행렬에 대한 정보를 생성하여 피드백한다.
이하 1 비트의 피드백 신호를 전송하는 경우 수신 단에서의 동작을 설명한다. 송신 단에서 전송한 신호를 수신한다. 상기 수신 신호가 전송된 채널 상태를 측정하여 각 송신 안테나에 대한 채널 벡터(channel vector)를 구성한다. 그리고, 전송 랭크를 결정한다. 만약, 전송 랭크가 1로 결정되면 프리코딩 행렬은 2x1 규모(dimension)로 결정된 것과 같다. 즉, 2x1 규모의 프리코딩 행렬을 사용하게 된다. 본 발명에서 제안하는 프리코딩 행렬은, 제 1 안테나의 가중치는 '1'로, 제 2 안테나의 가중치는 '+1' 또는 '-1'로 할당하도록 구성될 수 있다. 이하 상기 가중치 값을 결정하는 방법의 일례를 설명한다. 상기 제 2 안테나의 가중치는 제 1 안테나와 제 2 안테나의 채널 상태에 따른 상관 정도에 따라 결정될 수 있는 값이다. 상기 제 1 안테나와 제 2 안테나의 상관도는
Figure 112006059194299-pat00002
를 계산한 값에 비례한다. 상기
Figure 112006059194299-pat00003
를 계산한 값을 '상관값'이라 칭한다. 여기서,
Figure 112006059194299-pat00004
는 i 번째 송신 안테나에서 수신 안테나로의 채널 벡터를 의미한다. 따라서, 상기 제 2 안테나의 가중치는, 상기
Figure 112006059194299-pat00005
의 값을 계산하여 이용할 수 있다. 상기
Figure 112006059194299-pat00006
을 계산한 값이 양수인지 음수인지 여부를 판단하여 그 부호(plus/minus sign) 값을 획득한다.
또한, 상기 채널 상태를 통해 생성된 채널 벡터에 포함된 값들은 복소수(complex number)의 값으로 이루어질 수 있다. 상기와 같이 복소수로 이루어진 경우, 상기 양/음의 부호(plus/minus sign) 값은 실수부 값에 대한 것과 허수부 값에 대한 것 중에서 선택하여 취할 수 있다. 획득한 양/음 부호 정보에 상응하는 신호를 가중치 값(
Figure 112006059194299-pat00007
)을 결정하기 위해 송신 단으로 전송한다. 즉, 실수부 값을 취하는 경우,
Figure 112006059194299-pat00008
이면, 제 2 안테나의 가중치는 '+1'이고
Figure 112006059194299-pat00009
이면, 제 2 안테나의 가중치는 '-1'로 결정된다. 즉, 제 2 안테나의 가중치
Figure 112006059194299-pat00010
는 이하 수학식 1을 통해서 계산할 수 있다.
Figure 112006059194299-pat00011
수학식 1에서 sign() 함수는 상기 괄호 안의 값의 양/음 부호(plus/minus sign) 값을 산출하는 함수를 의미한다. 또한, real() 함수는 상기 괄호 안의 값의 실수부 값을 산출하는 함수를 의미한다. 즉, 송수신 단에서 상기 가중치를 결정하는 규칙을 알고 있으면, 코드북을 저장하지 않고도 전송 심볼에 곱해주는 가중치의 값을 결정할 수 있다.
수학식 2를 통해서 기존의 가중치 값을 결정하는 방법과 본 발명의 실시예에서 제시하는 방법이 상응할 수 있는 이유를 설명한다. 수학식 2는 채널 백터를 이용하여 가중치 값을 결정할 수 있는 소정의 기준 정보의 일례이다.
Figure 112006059194299-pat00012
수학식 2에서
Figure 112006059194299-pat00013
,
Figure 112006059194299-pat00014
는 상기 전송 심볼에 곱해주는 가중치를 의미한다. 본 발명의 실시예에서 제안한 방법으로
Figure 112006059194299-pat00015
는 1로 고정하고,
Figure 112006059194299-pat00016
는
Figure 112006059194299-pat00017
(
Figure 112006059194299-pat00018
=+/-1)의 값을 갖는다고 가정한다. 상기 수학식 2의
Figure 112006059194299-pat00019
값을 계산하면, 수학식 3으로 표현할 수 있다.
Figure 112006059194299-pat00020
수학식 3을 통해 산출된 값이 양수 값이 되는 것이 바람직하다. 즉,
Figure 112006059194299-pat00021
의 값이 양수/음수인 경우에는
Figure 112006059194299-pat00022
값은 각각 +1/-1이 는 것이 바람직할 것이다. 그리고,
Figure 112006059194299-pat00023
의 값이 양수/음수인 경우에는
Figure 112006059194299-pat00024
값은 각각 -1/+1이 되는 것이 바람직할 것이다. 따라서, 상기
Figure 112006059194299-pat00025
을 계산한 값이 양수인지 음수인지 여부를 판단하여 그 부호(plus/minus sign) 값을 획득하여 가중치 값을 결정하는 방법이 가능할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에서 제안하는 프리코딩 행렬을 사용하는 경우 수신 단에서의 계산량을 줄일 수 있는 방법을 제공한다. 이하 전송 안테나의 개수는 2개이고, 피드백 비트 수가 1이고 전송 랭크는 1로 결정된 경우일 때 적용할 수 있는 가중치 할당 행렬 즉, 프리코딩 행렬의 예를 사용한 경우를 설명한다. 본 발명의 일 실시예를 더욱 명확하게 설명하기 위해서 기존 방법의 일 실시예와 비교하여 설명한다. 수학식 3에서 기존의 전송 안테나의 개수는 2개이고, 피드백 비트 수가 1 비 트이고, 전송 랭크는 1로 결정된 때, 사용한 코드북의 일 예를 제시한다.
Figure 112006059194299-pat00026
피드백하는 비트 수가 1 비트이기 때문에 수학식 4에 나타난 코드북에는 2가지 경우의 프리코딩 행렬의 예가 포함된다. 수신 단에서는 상기 프리코딩 행렬 중에서 최적의 프리코딩 행렬을 선택하여 그에 상응하는 정보를 송신 단으로 피드백한다. 최적의 프리코딩 행렬을 선택하기 위해서 수신 단에서는 소정의 기준 정보를 포함하고, 상기 프리코딩 행렬들과 상기 기준 정보를 이용하여 최적의 프리코딩 행렬의 선택에 필요한 정보를 획득한다. 수학식 2에서는 수학식 4에서 제시된 코드북에 포함된 프리코딩 행렬을 각각 대입하여 채널 벡터와의 연산을 통해 그 절대값의 크기가 최대가 될 때의 위상 값을 구한 값을 비교하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다.
수학식 4에서 제시한 프리코딩 행렬을 사용하는 경우, 수신 안테나의 개수가 Nr이고, 피드백 비트수가 L이라면 최적의 프리코딩 행렬을 선택하기 위해서 3Nr *2L번의 복소수 연산(complex multiplication) 과정이 필요하다. 왜냐하면, 수학식 2에 나타난 채널 벡터(
Figure 112006059194299-pat00027
,i=1, 2)가 행렬식으로 이루어진다면 행렬식의 크기는 수신 안테나의 개수와 피드백 비트 수와 관련 있기 때문이다.
본 발명의 일 실시예에서 제시한 프리코딩 행렬을 이용한 경우에는
Figure 112006059194299-pat00028
만 계산하여 피드백하면, 송신 단에서는 프리코딩 행렬을 완성할 수 있다. 따라서, 총 Nr번의 복소수 연산 과정이 필요하기 때문에 수신 단에서 최적의 프리코딩 행렬을 선택하여 이에 대한 정보를 피드백하는 과정에서의 연산 과정을 줄일 수 있다.
또한, 각 경우에 대한 코드북은 프리코딩 행렬을 피드백 비트 수만큼 포함하고 각 행렬에 대한 소정의 기준에 대한 계산 결과를 통해 최적의 프리코딩 행렬을 선택하는 방법은, 상기 각 프리코딩 행렬의 값을 메모리에 포함한다. 따라서, 메모리 오버헤드가 있지만, 본 발명의 실시예에서 제안한 프리코딩 행렬을 사용하는 경우, 메모리의 사용량을 줄일 수 있다. 송수신 단에서 가중치를 할당하는 규칙에 대한 정보를 포함하고 있으면, 각각의 가중치 값을 결정하는데 사용하던 프리코딩 행렬을 포함한 코드북을 포함하지 않아도 된다. 즉, 수신 단에서 상기 가중치 할당 규칙에 따라 필요한 피드백 정보를 생성, 전송하면, 송신 단에서 상기 피드백 정보를 이용해서 할당할 가중치 값이 결정되어 프리코딩 행렬이 완성되어 송신 신호 적용할 수 있다. 따라서, 상기 다양한 프리코딩 행렬들이 포함된 코드북이 포함되어 있지 않을 수 있어 메모리의 사용량을 줄일 수 있다.
이하 다른 실시예로 2 비트의 피드백 신호를 전송하는 경우 수신 단에서의 동작을 설명한다. 전송 안테나의 개수 및 결정된 전송 랭크에 따라서 프리코딩 행렬을 선택된다. 프리코딩 행렬이 선택된다는 것은 송수신 단에서 가중치를 부여하기 위한 소정의 규칙이 결정되는 것과 같다고 볼 수 있다. 상기 수신 단에서 1 비 트의 피드백 신호를 전송하는 경우와 같다. 그리고, 상기 표 1에서 제시된 것에 따르면 프리코딩 행렬식도 동일한 것으로 결정된다. 다만, 차이가 있는 점은 피드백 정보를 전송할 수 있는 비트의 수가 2개이기 때문에, 더 많은 정보를 피드백할 수 있다는 것이다.
1개의 피드백 비트를 사용할 때는 상기 양/음의 부호(plus/minus sign) 값을 구할 때 실수부 값에 대한 것과 허수부 값에 대한 것 중에서 선택하여 취할 수 있다. 하지만, 2개의 피드백 비트를 사용할 때는 실수부 값에 대한 것과 허수부 값에 대한 것 둘 다 이용할 수 있다. 즉, 제 2 안테나의 가중치
Figure 112006059194299-pat00029
는 이하 수학식 5를 통해서 계산할 수 있다.
Figure 112006059194299-pat00030
수학식 5에서 알 수 있듯이 수신 단에서는 위에서 설명한
Figure 112006059194299-pat00031
의 값을 계산하여 상관값을 생성한다. 상기 상관값의 실수부 값 및 허수부 값에 대해 값이 양수인지 음수인지 여부를 판단하여 그 부호(plus/minus sign) 값을 획득한다. 따라서, 2 개의 비트를 통해 실수부 및 허수부에 대한 양/음의 부호(plus/minus sign) 정보를 각각 하나의 비트를 이용하여 전송할 수 있다. 즉, 상기 설명한 바와 같이 본 발명을 통해서는 송수신 단에 코드북을 저장하지 않을 수 있다. 즉, 송신 신호 에 할당할 가중치를 결정하는 규칙에 대한 정보를 송수신 단에서 알 수 있으면, 별도의 코드북을 저장하지 않아도 수신 단의 피드백 정보를 바로 계산을 하는 등을 통해 송신 신호에 곱하는 가중치가 결정될 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 단의 구조를 간략하게 나타낸 도면이다. 이하, 도 3을 참조하여 이하 상기 수신 단의 동작을 통해 전송된 피드백 정보를 통해 송신 단에서 송신 신호를 구성하는 방법을 설명한다.
송신 단에서는 수학식 1 및 수학식 5를 통해서 생성된 피드백 정보(32)를 이용하여 표 1에서 제시된 가중치로 할당할 값(30, 31)을 결정한다. 상기 도 3에 제시된 가중치를 할당할 값을 나타내는 수학식은 발명의 일 예를 나타낸 것이다. 즉, 상기 표 1에서 제시된 프리코딩 행렬 중에서 어느 하나로 결정되면, 상기 행렬에 포함된 변수(30, 31)를 수신 단에서 피드백한 정보(32)를 이용하여 고정할 수 있도록 구성(33)되어 있다. 수신 단에서 상기 부호(plus/minus sign)에 대한 정보를 피드백하면 상기 행렬식에 포함된 변수
Figure 112006059194299-pat00032
(30, 31)가 상기 부호(plus/minus sign) 정보에 상응하는 값을 통해 고정(33)된다. 송신 단에서는 고정된 변수 값을 포함하는 프리코딩 행렬을 송신 신호에 곱하여 송신 신호를 구성한다.
도 4 및 도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 단과 수신 단에서의 흐름도이다. 이하 도 4 및 도 5를 참조하여 간단한 계산으로 가중치 할당 값을 결정할 수 있는 방법을 설명한다.
수신 단은 송신 단으로부터 신호를 수신한다(S400). 상기 수신 신호를 이용하여 상기 신호가 전송된 채널 상태를 알 수 있는 채널 벡터를 생성한다(S410). 상 기 생성된 채널 벡터를 이용하여 송신 안테나 간의 상관 정도를 알 수 있는 상관값을 계산한다(S420). 상기 계산된 상관값의 양/음 부호를 취하여(S430) 송신 단으로 피드백한다(S440). 송신 단에서는 상기 수신 단에서 전송한 피드백 신호를 수신한다(S500). 상기 피드백 정보를 통해서 송신 신호에 할당할 가중치의 값이 결정된다(S510). 이때는 수신 단에서 상관값을 계산하여 취한 양/음 부호정보가 상기 가중치 값으로 결정된다. 상기 결정된 가중치를 송신 신호에 할당(곱)하여(S520) 수신 단으로 신호를 전송한다(S530).
이하 표 및 수학식을 참조하여 본 발명의 다른 실시 예를 설명한다. 이하 설명하는 실시 예에서는 송신 안테나의 개수가 4개인 경우에 대한 것이다.
Figure 112006059194299-pat00033
표 2는 전송 안테나의 개수는 4개이고, 전송 랭크는 1 및 2인 경우에, 피드백 비트 수가 1 비트, 2 비트 및 4 비트인 경우에 적용할 수 있는 가중치 할당 행렬의 예를 나타낸다. 이하 상기 가중치 할당 행렬을 프리코딩 행렬이라고 칭한다.
이하 전송 랭크가 1로 결정되고, 1 비트의 피드백 신호를 전송하는 경우 수신 단에서의 동작을 설명한다. 수신 신호에 대한 채널 상태를 측정하여 각 송신 안테나에 대한 채널 벡터를 구성한다. 전송 랭크가 1로 결정되면 프리코딩 행렬 4x1 규모(dimension)로 결정된 것과 같다. 본 발명에서 제안하는 프리코딩 행렬은, 제 1 안테나 및 제 3 안테나의 가중치는 1로, 제 2 안테나 및 제 4 안테나의 가중치는 피드백 정보에 따라 '+1', '-1' 중에서 선택하여 할당하도록 구성되어 있다.
마찬가지로 상기 제 2 안테나 및 제 4 안테나의 가중치는 각각 제 1 안테나와 제 2 안테나의 상관 값 및 제 3 안테나와 제 4 안테나의 상관 값에 따라 결정될 수 있는 값이다.
Figure 112006059194299-pat00034
를 계산한 값 및
Figure 112006059194299-pat00035
를 계산한 값이 각각 상기 상관값이라 한다. 여기서도,
Figure 112006059194299-pat00036
는 i 번째 송신 안테나에서 수신 안테나로의 채널 백터를 의미한다. 상기 상관값들이 양수인지 음수인지 여부를 판단하여 각각의 부호(plus/minus sign) 값을 획득한다.
이 경우도 상기 상관값들이 복소수가 될 수 있고, 이 경우 각각의 값에 대한 양/음의 부호(plus/minus sign) 값은 실수부 값에 대한 것과 허수부 값에 대한 것 중에서 선택하여 취할 수 있다. 위의 방법으로 획득한 부호 정보에 상응하는 신호를 송신 단으로 전송하면, 송신 단에서는 송신 신호에 곱해질 가중치
Figure 112006059194299-pat00037
는 상기 정보를 이용하여 결정된다. 실수부 값을 취하는 경우 이하 수학식 6을 통해서 가중치 값을 계산될 수 있다.
Figure 112006059194299-pat00038
이하 전송 랭크는 1로 결정되고, 2 비트의 피드백 신호를 전송하는 경우 수신 단에서의 동작을 설명한다. 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여 각 송신 안 테나에 대한 채널 벡터를 구성한다. 전송 랭크가 1로 결정되면 행렬표는 4x1 규모(dimension)로 결정된 것과 같다.
상기 실시예에서 제안할 수 있는 프리코딩 행렬의 첫 번째 실시예를 설명한다. 제 1 안테나 및 제 3 안테나의 가중치는 1로, 제 2 안테나 및 제 4 안테나의 가중치는 피드백 정보에 따라 '+1', '-1' 중에서 선택하여 할당하도록 구성되어 있다. 마찬가지로 상기 제 2 안테나 및 제 4 안테나의 각각의 가중치(
Figure 112006059194299-pat00039
,
Figure 112006059194299-pat00040
)는 각각 제 1 안테나와 제 2 안테나의 채널 벡터를 통해 계산한 상관값 및 제 3 안테나와 제 4 안테나의 채널 벡터를 통해 계산한 상관값에 따라 결정될 수 있는 값이다. 상기 값이 복소수의 형태를 취하고 있고, 이때 상기 양/음의 부호(plus/minus sign) 정보를 실수부의 값을 통해서 획득하는 경우, 상기 각각의 가중치 값은 이하 수학식 7을 통해서 구할 수 있다.
Figure 112006059194299-pat00041
이하 전송 랭크(rnak)는 1로 결정되고, 2 비트의 피드백 신호를 전송하는 경우 본 발명의 일 실시예에서 제안하는 프리코딩 행렬의 두 번째 실시예를 설명한다. 제 1 안테나 및 제 3 안테나의 가중치는 1로, 제 2 안테나 및 제 4 안테나의 가중치는 같은 값을 갖되, 피드백 정보에 따라 '
Figure 112006059194299-pat00042
', '
Figure 112006059194299-pat00043
', '
Figure 112006059194299-pat00044
', '
Figure 112006059194299-pat00045
' 중에서 선택하여 할당하도록 구성되어 있다. 즉, 실수부에 대한 부호 정보와 허수부에 대한 부호 정보를 이용하여 가중치 값을 결정하되, 전송 전력의 크기를 맞추어주기 위해서
Figure 112006059194299-pat00046
의 값으로 나누어 준 것이다. 상기 가중치 값은 제 1 내지 제 4 안테나에 대한 채널 벡터를 모두 고려한다. 즉, 상기 제 1 안테나와 제 2 안테나에 대한 상관 값과 제 3 안테나와 제 4 안테나에 대한 상관 값을 합하여 이를 이용한다. 상기 값이 복소수의 형태라면, 상기 가중치 값은 이하 수학식 8을 통해서 구할 수 있다.
Figure 112006059194299-pat00047
수학식 8에서 imag() 함수는 상기 괄호 안에 포함된 값의 허수부 값을 산출하는 함수를 의미한다.
이하 전송 랭크(rank)는 1로 결정되고, 4 비트의 피드백 신호를 전송하는 경우 수신 단에서의 동작을 설명한다. 상기 전송 안테나의 개수와 전송 랭크에 따라서 4x1 규모의 프리코딩 행렬을 이용하여 송신 신호에 가중치를 결정하는 것으로 결정된다. 표 2에 따르면, 상기와 같은 경우 상기 프리코딩 행렬은 [1,
Figure 112006059194299-pat00048
, 1,
Figure 112006059194299-pat00049
]H의 형태로 구성될 수 있다. 상기 가중치
Figure 112006059194299-pat00050
는 제 1 안테나와 제 2 안테나에 대한 상관 값을 이용하여 구할 수 있고, 상기 가중치
Figure 112006059194299-pat00051
는 제 3 안테나와 제 4 안테나에 대한 상관 값을 이용하여 구할 수 있다. 상기 값이 복소수의 형태라면, 상기 가중치 값은 이하 수학식 9를 통해서 구할 수 있다.
Figure 112006059194299-pat00052
이하 전송 랭크는 2로 결정되고, 1 비트의 피드백 신호를 전송하는 경우 수신 단에서의 동작을 설명한다. 송신 단에서 전송한 신호를 수신하고, 상기 수신 신호가 전송된 채널 상태를 측정하여 각 송신 안테나에 대한 채널 벡터를 구성한다. 전송 랭크가 2로 결정되면 본 발명에서 제안하는 프리코딩 행렬은, 제 1 안테나 및 제 3 안테나의 가중치는 1로, 제 2 안테나 및 제 4 안테나의 가중치(
Figure 112006059194299-pat00053
)는 피드백 정보에 따라 '+1', '-1' 중에서 선택하여 할당하도록 구성되어 있다. 상기 가중치 값은 수신 단에서 채널 벡터와 이하 수학식 10을 이용하여 구할 수 있다.
Figure 112006059194299-pat00054
이 경우는 1 비트의 정보만 피드백할 수 있기 때문에 상기
Figure 112006059194299-pat00055
값이 복소수 값인 경우에는, 실수부 값 또는 허수부 값을 선택하여 이용할 수 있다. 수학식 9의 경우는 실수부 값을 이용한 경우를 나타낸 것이다.
이하 전송 랭크는 2로 결정되고, 2 비트의 피드백 신호를 전송하는 경우 수신 단에서의 동작을 설명한다. 송신 단에서 전송한 신호를 수신하고, 상기 수신 신호가 전송된 채널 상태를 측정하여 각 송신 안테나에 대한 채널 벡터를 구성한다.
표 2에 의하면 이 경우에 대해 두 가지의 프리코딩 행렬을 실시예로 제안한다. 첫 번째 프리코딩 행렬을 적용하는 경우를 살펴본다. 첫 번째 프리코딩 행렬은 제 2 안테나와 제 4 안테나에 대해서 독립적으로 가중치를 할당한다. 즉, 제 2 안테나의 경우 제 1 안테나의 채널 벡터를 통해 상관도에 상응하는 값을 구하여 이를 이용한다. 그리고, 제 4 안테나의 경우 제 3 안테나의 채널 벡터를 통해 상관 값을 구하여 이를 이용한다. 상기 상관 값이 복소수의 형태를 취하고 있다면, 실수부 값 및 허수부 값 중에서 선택하여 이용할 수 있다. 이하 수학식 11은 실수부의 값을 이용할 때 상기 가중치들을 구할 수 있는 방법을 나타낸다.
Figure 112006059194299-pat00056
이하 전송 랭크는 2로 결정되고, 2 비트의 피드백 신호를 전송하는 경우에서 두 번째 프리코딩 행렬을 적용하는 경우를 살펴본다. 두 번째 프리코딩 행렬은 제 2 안테나와 제 4 안테나에 대해 동일한 가중치를 할당한다. 상기 동일한 가중치를 할당하는 대신에 실수부와 허수부의 부호를 모두 이용할 수 있다. 이하 수학식 12는 상기 가중치를 구할 수 있는 방법을 나타낸다.
Figure 112006059194299-pat00057
수학식 12를 통해 알 수 있듯이, 제 1 내지 제 4 안테나에 대한 채널 벡터를 모두 이용하여 그 부호 값을 취하되, 실수부 및 허수부에 대한 양/음의 부호(plus/minus sign) 값을 모두 이용한다.
이하 전송 랭크는 2로 결정되고, 4 비트의 피드백 신호를 전송하는 경우 수신 단에서의 동작을 설명한다. 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여 각 송신 안테나에 대한 채널 벡터를 구성한다. 표 2에서 제안한 본 발명의 실시예에 따르면, 상기 가중치
Figure 112006059194299-pat00058
는 제 1 안테나와 제 2 안테나의 채널 벡터를 이용하여 구할 수 있고, 상기 가중치
Figure 112006059194299-pat00059
는 제 3 안테나와 제 4 안테나의 채널 벡터를 이용하여 구할 수 있다. 상기 값이 복소수의 형태라면, 상기 가중치 값은 이하 수학식 13을 통해서 구할 수 있다.
Figure 112006059194299-pat00060
전송 안테나의 개수가 4개이고, 전송 랭크는 1이며, 피드백 비트 수가 1 비 트인 경우 본 발명에서 제안한 프리코딩 행렬을 이용하면 이하 수학식 14과 같은 송신 신호를 구성할 수 있다.
Figure 112006059194299-pat00061
수신 단에서 수학식 6에 제시된
Figure 112006059194299-pat00062
를 계산하여 그 정보를 피드백하면 송신 단에서 가중치
Figure 112006059194299-pat00063
를 상기 피드백 정보를 이용하여 결정하고, 수학식 14에서 제시된 바와 같은 송신 신호를 구성할 수 있다.
본 발명의 실시예에서 제시한 프리코딩 행렬을 통해 프리코딩 행렬을 결정하는 방법에 시공간 블록 부호(space time block coding: STBC) 방식을 적용하여 송신 신호를 구성할 수 있다. STBC 방식 중에서 알라무티(alamouti) 방식을 적용하여 송신 신호를 구성한 예가 수학식 15에서 제시된다.
Figure 112006059194299-pat00064
즉, 수학식 15에서 나타난 바와 같이 본 발명에서 제시한 프리코딩 행렬을 알라무티 방식과 함께 적용하여 송신 신호를 구성할 수 있다.
전송 안테나의 개수가 4개이고, 전송 랭크는 1로 결정되며, 피드백 비트 수가 2 비트인 경우 본 발명에서 제안한 프리코딩 행렬을 이용하면 이하 수학식 16과 같은 송신 신호를 구성할 수 있다.
Figure 112006059194299-pat00065
수신 단에서 수학식 7에 제시된
Figure 112006059194299-pat00066
를 계산하여 그 정보를 피드백하면 송신 단에서 가중치
Figure 112006059194299-pat00067
를 상기 피드백 정보를 이용하여 결정하고,
Figure 112006059194299-pat00068
를 계산하여 가중치
Figure 112006059194299-pat00069
를 결정한다. 송신 단에서는 상기와 같이 가중치 값을 결정하고, 수학식 16에서 제시된 바와 같은 송신 신호를 구성할 수 있다. 이 경우에도 역시 STBC 방식, 알라무티 방식을 함께 적용할 수 있고, 상기 방식들을 적용하여 송신 신호를 구성한 예가 수학식 17에서 제시된다.
Figure 112006059194299-pat00070
제 2 안테나와 제 4 안테나에 적용되는 가중치의 값을 동일한 값으로 이용하도록 프리코딩 행렬을 결정하면, 그 가중치의 값은 수학식 8에서 제시한 방법으로 계산하여 상기 프리코딩 행렬을 완성하여 송신 신호를 구성할 수 있다. 이 경우에도 역시 STBC 방식, 알라무티 방식을 함께 적용할 수 있고, 상기 방식들을 적용하여 송신 신호를 구성한 결과가 수학식 18에 제시된다.
Figure 112006059194299-pat00071
상기 실시예들 중에서 4개의 안테나를 경우 가중치 값을 결정할 때, 2개의 안테나 자원들을 포함하는 제 1 그룹(예를 들어, 안테나 1과 안테나 2) 및 제 2 그룹 (예를 들어, 안테나 3과 안테나 4)에 대한 상관 정도는 고려하지 못한다. 따라서, 채널 상황에 따라서는 제 1 그룹과 제 2 그룹간의 상관에 의해서 전송 신호에 오류가 발생할 수 있다. 이와 같은 오류를 방지하기 위해서 전송 행렬을 두 가지 케이스로 나누어 구성하여 각 케이스에 해당하는 전송 행렬을 각 시간/주파수 자원에 대해 교대로 적용하는 방법을 사용할 수 있다.
상기 방법의 일 실시예로 전송 안테나의 개수가 4개이고, 전송 랭크는 2로 결정되며, 피드백 비트 수가 2 비트인 경우를 설명한다. 본 발명에서 제안한 프리코딩 행렬을 이용하면 송신 신호를 이하 수학식 19에 제시된 것과 같이 구성할 수 있다.
Figure 112006059194299-pat00072
수학식 19에서 제시된 프리코딩 행렬을 수학식 20와 같이 구성할 수 있다.
Figure 112006059194299-pat00073
수학식 20에서 제시된 프리코딩 행렬은 제 1 안테나와 제 2 안테나를 쌍으로 구성하고, 제 3 안테나와 제 4 안테나를 쌍으로 구성하는 방식과 제 1 안테나와 제 3 안테나를, 제 2 안테나와 제 4 안테나를 쌍으로 구성하는 방식을 교대로 적용하는 방법을 나타낸다.
수신 단에서는 상기 가중치
Figure 112006059194299-pat00074
,
Figure 112006059194299-pat00075
을 결정할 수 있는 정보를 피드백한다. 상기 피드백되는 정보는,
Figure 112006059194299-pat00076
의 경우,
Figure 112006059194299-pat00077
를 계산하여 구하고,
Figure 112006059194299-pat00078
의 경우,
Figure 112006059194299-pat00079
를 계산하여 구할 수 있다.
교대로 적용시키는 방법에는, 주파수 자원에 대해 즉, 홀수 번째 및 짝수 번 째의 부 반송파에 대해서 상기 두 가지 경우의 행렬을 교대로 적용하는 방법과 홀수 번째 및 짝수 번째의 시간 자원에 대해 상기 두 가지 경우의 행렬을 교대로 적용하는 방법이 포함된다. 수학식 20에서 제시된 프리코딩 행렬을 통해 송신 신호를 구성한 예가 이하 수학식 21에서 제시된다.
Figure 112006059194299-pat00080
이상에서 설명한 것은 본 발명의 실시예들이다. 즉, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 변환 및 변경이 가능하고, 권리 범위는 전술한 실시예 및 첨부 도면에 의해 한정되지 않는다.
본 발명은 다수의 송수신 안테나를 이용하는 이동 통신 시스템에 있어서, 수신 단에서의 계산량을 줄이고, 메모리 사용량도 줄여 더욱 효율적으로 데이터를 송수신할 수 있는 효과가 있다.

Claims (14)

  1. 다수의 송수신 안테나를 이용하는 통신 시스템에 있어서,
    송신 단에서 상기 다수의 송신 안테나를 통해 전송한 신호를 수신하는 단계;
    상기 수신 신호를 통해 생성한 각 송신 안테나에 대한 채널 벡터(channel vector)를 이용하여 상관값을 계산하는 단계;
    상기 송신 단의 하나 이상의 상수값과 하나 이상의 가변값을 포함하여 이루어지는 프리코딩 행렬에 대해서, 상기 계산된 상관값을 통해 상기 가변값을 특정하는 단계; 및
    상기 가변값을 특정한 정보를 상기 송신 단으로 전송하는 단계를 포함하는
    적응적 다중 안테나 통신 방법.
  2. 삭제
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 가변값을 특정한 정보는, 상기 수신 신호를 이용하여 양/음의 부호(plus/minus sign)를 특정한 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 적응적 다중 안테나 통신 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 상관값이 복소수의 형태인 경우,
    상기 가변값을 특정한 정보는, 상기 상관값의 실수부(real part) 및 허수부(imaginary part) 중에서 적어도 하나 이상에 대한 양/음의 부호(plus/minus sign)를 특정한 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 적응적 다중 안테나 통신 방법.
  5. 다수의 송수신 안테나를 이용하는 통신 시스템의 송신 측에 있어서,
    수신 단에서 수신 신호를 이용하여 생성한 피드백 정보를 수신하는 단계, 상기 피드백 정보는 상기 수신 단에서 상기 수신 신호를 통해 생성한 각 송신 안테나에 대한 채널 벡터(channel vector)를 이용하여 상관값을 계산하고, 상기 상관값을 통해 생성되며;
    하나 이상의 상수값과, 하나 이상의 가변값을 포함하여 이루어지는 프리코딩 행렬에 대해, 상기 수신한 피드백 정보를 통해 상기 하나 이상의 가변값이 특정되고, 상기 프리코딩 행렬을 이용하여 송신 신호에 가중치를 할당하는 단계; 및
    상기 가중치가 할당된 송신 신호를 수신 단으로 전송하는 단계를 포함하는
    적응적 다중 안테나 통신 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 피드백 정보는,
    상기 수신 단에서 상기 수신 신호를 통해 생성한 양/음의 부호(plus/minus sign) 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 적응적 다중 안테나 통신 방법.
  7. 삭제
  8. 제 5 항에 있어서,
    상기 상관값이 복소수인 경우,
    상기 피드백 정보는,
    상기 계산된 상관값의 실수부(real part) 및 허수부(imaginary part) 중에서 적어도 하나 이상에 대한 양/음의 부호(plus/minus sign) 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 적응적 다중 안테나 통신 방법.
  9. 제 5 항에 있어서,
    상기 가중치를 할당한 송신 신호에 시공간 블록 부호(space time block code)화를 적용하는 것을 특징으로 하는 적응적 다중 안테나 통신 방법.
  10. 제 5 항에 있어서,
    다수의 송신 안테나에 대해서 임의의 2개의 안테나씩 쌍으로 구성하는 다수의 프리코딩 행렬에 대해서, 각각의 프리코딩 행렬을 교대로 적용하여 송신 신호를 구성하는 것을 특징으로 하는 적응적 다중 안테나 통신 방법.
  11. 제 5 항에 있어서,
    4개의 송신 안테나를 이용하는 경우,
    제 1 및 제 2 안테나를 쌍으로, 제 3 및 제 4 안테나를 쌍으로 구성하는 제 1 프리코딩 행렬과 제 1 및 제 3 안테나를 쌍으로, 제 2 및 제 4 안테나를 쌍으로 구성하는 제 2 프리코딩 행렬을 교대로 적용하도록 송신 신호를 구성하는 것을 특징으로 하는 적응적 다중 안테나 통신 방법.
  12. 제 10 항 및 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 프리코딩 행렬을 시간 및 주파수 자원 중 적어도 하나에 대해 교대로 적용하는 것을 특징으로 하는 적응적 다중 안테나 통신 방법.
  13. 다수의 송수신 안테나를 이용하는 통신 시스템에 있어서,
    하나 이상의 상수값과, 수신 단의 피드백 정보로 특정되는 하나 이상의 가변값을 포함하는 프리코딩 행렬을 이용하여 송신 신호에 가중치를 할당하는 가중치 할당부; 및
    상기 가중치 할당부를 통해 가중치가 할당된 송신 신호를 상기 수신 단으로 전송하는 다중 송신 안테나부를 포함하며,
    상기 가변값은 다수의 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 통해 생성한 각 송신 안테나에 대한 채널 벡터(channel vector)를 이용하여 계산된 상관값을 통해 특정되는
    적응적 다중 안테나 통신 장치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 가변값은, 상기 다수의 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 이용하여 계산한 상관 값에 대한 양/음의 부호(plus/minus sign) 정보를 통해 특정되는 것을 특징으로 하는 적응적 다중 안테나 통신 장치.
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