KR101161030B1 - 수신기에서 이득 제어 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템의 수신기에서 이득 제어를 위한 장치 및 방법에 관한 것으로 특히 직접 변화(Zero-IF)방식의 수신기에서 비선형 소자의 이득을 제어하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
본 발명에 따라 RF 아날로그 디바이스와 베이스밴드 모뎀을 구비하는 직접 변환 방식의 수신기에서 비선형 소자의 이득을 제어하기 위한 방법은, 상기 RF 아날로그 디바이스에서 직접 변환된 신호로부터 직류 옵셋을 제거하는 과정과, 상기 직류 옵셋이 제거된 신호의 평균 전력을 계산하는 과정과, 상기 계산된 평균 전력으로 상기 RF 아날로그 디바이스의 아날로그 소자들을 조절하기 위한 모드 선택 신호를 출력하는 과정과, 상기 모드 선택 신호를 입력받아 상기 모드 선택 신호에 따라 이득을 조절할 아날로그 소자의 동작 범위에 따른 기울기와 옵셋값을 출력하는 과정과, 상기 기울기와 옵셋값을 근거로 상기 아날로그 소자의 이득을 조절할 이득 신호를 발생하는 과정을 포함한다.
Zer-IF, VGA, 믹서, LNA

Description

수신기에서 이득 제어 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CONTROLLING A GAIN IN A RECEIVER}
도 1은 일반적인 직접 변환 방식의 수신기의 블륵 구성도,
도 2는 이상적인 경우와 실제로 측정된 경우의 DAC 출력을 도시한 그래프,
도 3은 일반적인 직접 변환 방식의 수신기의 NCT 제어부에 구비되는 NCT의 개념도,
도 4는 일반적인 직접 변환 방식의 수신기에서 수신 신호 세기에 따라 이득 조절을 위한 모드를 설정하는 흐름도,
도 5는 본 발명의 실시 예에 따라 직접 변환 수신기에서의 아날로그 소자의 이득을 제어하기 위한 블록 구성도,
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 NCT 제어부의 블록 구성도,
도 7은 본 발명의 실시 예에 따라 상기 NCT 램의 메모리 저장 영역을 도시한 도면,
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 NCT 제어부의 동작 흐름도,
도 9는 본 발명의 실시 예에 따라 LNA, 믹서, VGA의 동작 범위와 정규화된 수신 신호 세기에 따라 LNA, 믹서, VGA의 이득을 선형적으로 조절할 수 있음을 보여주는 그래프.
본 발명은 무선 통신 시스템의 수신기에서 이득 제어를 위한 장치 및 방법에 관한 것으로 특히 직접 변화(Zero-IF)방식의 수신기에서 비선형 소자의 이득을 제어하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
통상적으로 무선 통신 시스템이라 함은, 단말까지 고정적인 유선 네트워크를 연결하여 사용할 수 없는 경우를 위해 개발된 시스템이다. 이러한 무선 통신 시스템의 대표적인 시스템으로는 이동 통신 시스템, 무선 랜, 와이브로(Wibro), 이동 애드 혹(Mobile Ad Hoc) 네트워크 등을 들 수 있다.
이러한 통신 시스템은 크게 음성, 데이터 등을 변조하여 RF 신호로 전송하는 송신기와 송신기에서 변조하여 에어(Air) 상으로 전송한 RF 신호를 수신하여 복조하는 수신기로 구성된다. 무선 통신에서 기저대역(Baseband)의 신호는 송신기에서 반송파 주파수(Carrier Frequency)로 주파수 상향 변환되어 안테나(100a)를 통해 RF 신호로 송신되며, 수신기에서 안테나(100a)를 통해 수신된 RF 신호는 기저대역 신호로 주파수 하향 변환된다.
이러한 송수신의 관점에서 볼 때, 송신시의 주파수 변환을 상향 변환(Up conversion)이라 하며, 수신시의 주파수 변환을 하향 변환(Down conversion)이라 한다. 상향 변환은 기저대역의 신호가 원래 기저대역의 신호보다 주파수가 높은 반송파 신호로 변환됨을 의미하며, 하향 변환은 수신된 반송파 신호가 주파수가 낮은 기저대역신호로 변환됨을 의미한다.
또한, 송수신의 방식은 크게 호모다인(Homodyne)과 헤테로다인(Heterodyne)방식으로 나누어진다.
상기 헤테로다인 방식은 RF 신호와 기저대역 신호간의 신호 변환을 위해 중간 주파수(Intermediate Frequency : IF)를 이용하는 것으로, IF 신호는 송신 시에 RF 신호보다 낮은 주파수를 갖으며, 송수신 시스템의 증폭이 용이하고 선택도 및 충실도를 높게 하기 위해 사용된다.
상기 호모다인 방식은 직접 변환(Direct Conversion) 또는 Zero-IF으로 불리워지는 것으로, IF 신호를 이용하지 않고 RF 신호를 기저대역 신호로 직접 변환하는 방식이다. 즉, 송수신 시스템에서 직접 변환은 RF 를 IF로 변환하지 않고 기저대역으로 직접 변환하는 것이다. 이러한 직접 변환 방식은 송수신기 하드웨어의 구성을 간단하게 하고, 전력소모를 최소화할 수 있다는 장점을 가진다.
도 1은 일반적인 직접 변환 방식의 수신기(100)의 블륵 구성도이다.
일반적인 직접 변화 방식의 수신기(100)는 크게 RF 아날로그 디바이스(102)와 베이스밴드 모뎀(104)으로 나뉘며, 상기 RF 아날로그 디바이스(102)부분에서는 아날로그 신호가 베이스밴드 모뎀(104)부분에서는 디지털 신호가 처리된다.
먼저, 상기 RF 아날로그 디바이스(102)부분의 블록 구성을 살펴보면, 안테나(102a)와 저잡음증폭기(Low Noise Amplifier : LNA)(102b), RF SAW(Surface Acoustic Wave) 필터(102c), 믹서(Mixer)(102d), 그리고 가변 이득 증폭기(Variable Gain Amplifier : VGA)(102e)로 구성되어 있다.
LNA(102b)는 상기 안테나(102a)로 수신된 수신신호를 저잡음 증폭하며, RF SAW 필터(102c)는 수신기(100)에서 원하는 주파수만 필터링해주고 잡음원을 제거해주는 역할을 수행한다. 믹서(102d)는 상기 RF SAW 필터(102c)로부터 출력되는 신호를 하강 변환하며, VGA(102e)는 LNA(102b)와 믹서(102d)에 의해 대략적으로 이득이 제어된 신호의 이득을 보다 정밀하게 제어하는 역할을 수행한다. 상기 VGA(102e)로부터 출력되는 신호는 아날로그 디지털 컨버터(Analog - Digital Converter : ADC)(106)를 거쳐서 디지털 신호로 변환되어 베이스밴드 모뎀(104)으로 입력되게 된다.
베이스밴드 모뎀(104)의 블록 구성을 살펴보면, DC 옵셋 추정기(DC offset Estimate)(104a), DC 옵셋 보상기(104d), 수신 파워 계산기(Rx power calculation)(104b), 평균 전력 정규화기(Rx Power Average)(104c), NCT 제어부(104e, 104f, 104g), 아날로그 이득 제어부(Analog Gain Control)(104h)로 구성된다. DC 옵셋 추정기(104a)는 ADC(106)으로부터 디지털 변환된 신호의 직류 옵셋 성분을 추정하며, DC 옵셋 보상기(104d)는 상기 DC 옵셋 추정기(104a)로부터 추정된 직류 옵셋 성분을 제거한다.
수신 파워 계산기(104b)는 직류 성분이 제거된 신호 세기의 평균 전력을 계산하고, 수신 신호 세기를 측정한 결과를 아날로그 이득 모드 결정부(Analog Gain Mode Decesion)(110)와 평균 전력 정규화기(104c)로 전송한다.
평균 전력 정규화기(104c)는 상기 수신 파워 계산기(104b)에서 계산된 평균 전력을 정규화한다. 아날로그 이득 모드 결정부(110)는 상기 수신 파워 계산기 (104b)로부터 출력되는 신호 세기를 근거로 이득 조절 모드를 선택하여 NCT 제어부(104e, 104f, 104g)로 출력한다. NCT 제어부들(104e, 104f, 104g)은 각각 VGA(102e), 믹서(102d), LNA(102b)의 이득을 선형적으로 조절하기 위해 기울기(Slope)와 옵셋값을 이득을 제어하기 위해 해당 소자로 출력한다.
상기 도 1에서 보는 바와 같이, 일반적인 직접 변환 방식의 수신기에서 이득 제어는 ADC(106)와 DC offset 보상 회로(104a, 104d)를 거친 수신 신호를 이용하여 수신 파워 계산기(104b)가 일정기간동안의 평균 전력을 구한 다음, 평균 전력 정규화기(104c)가 평균 전력과 기준 전력과의 차이를 계산하여 그 오차를 무한 누적한 뒤, NCT 제어부(104e, 104f, 104g)로 출력한다. 그리고, 상기 평균 전력 정규화기(104c)는 상기 수신 파워 계산기(104b)로부터 입력된 수신 신호를 정규화하여 NCT 제어부(104e, 104f, 104g)로 출력한다.
NCT 제어부(104e, 104f, 104g)로부터 출력된 기울기와 옵셋값은 DAC(108)를 거쳐 VGA를 제어하는 전압으로 바꾸어 주거나, 아날로그 이득 제어부(Analog Gain Control)(104h)로 출력되어 LNA(102b), 믹서(102d)의 이득을 바꾸어 줌으로서 안테나로부터 수신되는 신호의 평균 전력이 원하는 레벨이 되도록 한다.
일반적으로 VGA(102e)의 출력을 제어하는 DAC(108)의 출력은 출력 파워에 대해 비선형적인 특성을 갖는다. 이러한 특성은 RF 소자의 비선형성에 기인한다. DAC(108)의 출력이 출력 파워에 대해 일차 선형식으로 표현될 수 없다면 출력 파워를 제어하는 것이 어렵게 된다. 또한 DAC(108)의 출력 특성은 RF 소자에 따라서도 상이하므로 일관된 식으로 표현할 수도 없다.
일반적으로 직접 변환 방식의 수신기(100)에서는 약 100dB 정도의 Dynamic Range을 확보하기 위해, 기존의 VGA(102e) 이외에 LNA(102b), Mixer(102d)에 대해서도 이득 제어가 가능하도록 설계 되었다.
그렇기 때문에 종래의 헤테로다인 방식의 수신기에서는 VGA(102e)에 대해서만 이득 제어를 수행했지만, 직접 변환 방식의 수신기에서는 LNA, Mixer, VGA를 포괄적으로 다이내믹하게 선형 제어가 가능하도록 RF 인터페이스를 설계함으로 인해 수신기의 설계가 복잡해지고 더욱 정교화되었다.
도 2는 이상적인 경우와 실제로 측정된 경우의 DAC 출력을 도시한 그래프이다. 첨부된 도 2를 보면, RF 소자(VGA, LNA, 믹서)들의 비선형적인 특성으로 인하여 이상적인 경우의 DAC(108) 출력(200)과 실제로 측정된 DAC(202)의 출력을 비교해보면 실측 DAC 출력이 구간별로 서로 다른 오차를 갖는 것을 관찰 할 수 있다.
도 3은 일반적인 직접 변환 방식의 수신기의 NCT 제어부(104e, 104f, 104g)에 구비되는 NCT(Nonlinear compensate Table)(300)의 개념도이다.
NCT(Nonlinear Compensate Table)제어부(104e, 104f, 104g)는 NCT(300)를 구비하며, DAC의 출력과 수신 전력(Power)의 비선형적 특성을 저장하여 RF 소자의 이득(gain)을 선형적으로 제어할수 있도록 해주는 블럭이다.
도 3을 참조하면, 수신 파워 계산기(104b)에 의해 계산된 -112dBm ~ -16dBm 범위의 수신 신호 세기는 평균 전력 정규화기(104c)에 의해 -512 ~ +511 범위의 정규화된다. 그리고, 상기 정규화된 수신 세기 값들이 NCT 제어부(104e, 104f, 104g)로 입력된다. 그러면, NCT 제어부(104e, 104f, 104g)는 상기 -512 ~ +511 값에 대 응되는 기울기와 옵셋 값들을 참조하여 DAC(108) 또는 아날로그 이득 제어부(104h)로 출력하여 해당 아날로그 소자의 이득을 조절하게 된다.
즉, 저장된 테이블을 참조하여 NCT 제어부(104e, 104f, 104g)로 입력되는 값들은 수신 파워와 선형적으로 일대일로 대응되는 값이고, NCT 램(300)에 저장된 옵셋(offset)과 기울기 정보를 이용하여 상기 수신 파워에 해당하는 값을 DAC(108)로 출력한다. 하지만, 모든 수신 신호 파워값에 해당하는 DAC(108) 입력 값을 저장할 수는 없으므로 전체 파워영역을 16등분하여 각 지점의 DAC(108) 입력 값을 offset으로 저장하게 된다. offset이외의 지점에 대해서는 이미 측정된 offset을 이용하여 대략적으로 계산한 값을 이용한다.
AGC(104h)는 LNA(102b), 믹서(102d) 이득의 제어 동작여부에 따라서 3가지 동작상태가 있다. Mode0는 LNA(102b), 믹서(102d)가 모두 low-gain이고, Mode1은 LNA(102b)가 high-gain, 믹서(102d)가 low-gain, 그리고 Mode2는 LNA(102b), 믹서(102d)가 모두 high-gain인 상태이다. 이러한 모드 값들은 아날로그 이득 모드 결정부(110)가 결정하여 NCT 제어부(104e, 104f, 104g)로 알려주게 되고, 상기 NCT 제어부(104e, 104f, 104g)는 상기 모드에 따라 해당 아날로그 소자의 이득을 제어하기 위한 기울기와 옵셋값을 출력하게 된다.
도 4는 일반적인 직접 변환 방식의 수신기에서 수신 신호 세기에 따라 이득 조절을 위한 모드를 설정하는 과정을 도시한 것이다.
상기 도 4를 참조하면, 일반적인 수신기에서 아날로그 소자의 이득을 조절하기 위해서는, 수신 신호 파워의 Dynamic Range가 -20dBm ~ -108dBm일 경우라고 가 정하기로 한다.
먼저, 수신 신호의 파워가가 -YdBm(400)미만일 경우 Mode가 0 → 1로 천이되며, -XdBm(402)미만인 경우 Mode는 1 → 2로 천이된다. Mode1은 Mode0보다 약 36dB 큰 이득(gain)값을 갖으며, Mode2는 Mode1에 비해약 12dB 큰 이득값을 갖는다. 그러므로 동작 상태가 -YdBm(400), -XdBm(402) 부근에서 변경될 때 Rx Power(406) 값을 나타내는 RxPowRd(404)에도 큰 변화가 있게 된다.
만일 NCT 제어부(104e, 104f, 104g)에 NCT 테이블(300)이 구성되어 RX power(406) 와 RxPowRd(-512 ~ + 511)(404)가 선형 관계에 있다면 Mode0에서 Mode1로 변할 경우 RxPowRd가 약 384만큼 값이 줄어들고, Mode1에서 Mode2로 변할 경우 RxPowRd가 약 128줄어든다. gain이 커지면서 RxPowRd가 줄어드는 이유는 LNA, Mixer에서 늘어난 gain 만큼을 줄이려는 RX AGC gain control의 특성 때문이다. Rx Power는 수신기에 입력되는 데이터의 전력(-20dBm ~ -108dBm)이며, RxPowRd는 그것을 10비트로 정규화한 값이다.(-512~+511)
일반적인 수신기에 구비되는 VGA(Variable Gain Amplifier)(102e)들은 각각의 비선형 특성이 다르기 때문에 선형 이득 제어(linear gain control)을 위해서 Rx Power(406) 전체 영역에 대해서 최적의 일차선형식을 만들 수가 없다.
또한, 각각의 아날로그 소자의 이득을 조절하기 위해 NCT 제어부(104e, 104f, 104g)는 각각의 아날로그 소자에 대한 NCT를 구비하여야 함으로, 수신기의 공간을 많이 차지해야 하는 문제점이 존재했다.
본 발명은 직접 변환 방식의 수신기에서 이득 모드(gain mode)에 따라 각 아날로그 소자의 이득을 조절하기 위한 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명은 직접 변환 방식의 NCT RAM에 비선형적 특성을 분리하여 저장하고, 각 이득 모드에 따라 아날로그 소자의 이득을 조절할 출력 신호를 다르게 출력함으로써 최적의 선형제어를 하기 위한 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명에 따른 RF 아날로그 디바이스와 베이스밴드 모뎀을 구비하는 직접 변환 방식의 수신기에서 비선형 소자의 이득을 제어하기 위한 방법은, 상기 RF 아날로그 디바이스에서 직접 변환된 신호로부터 직류 옵셋을 제거하는 과정과, 상기 직류 옵셋이 제거된 신호의 평균 전력을 계산하는 과정과, 상기 계산된 평균 전력으로 상기 RF 아날로그 디바이스의 아날로그 소자들을 조절하기 위한 모드 선택 신호를 출력하는 과정과, 상기 모드 선택 신호를 입력받아 상기 모드 선택 신호에 따라 이득을 조절할 아날로그 소자의 동작 범위에 따른 기울기와 옵셋값을 출력하는 과정과, 상기 기울기와 옵셋값을 근거로 상기 아날로그 소자의 이득을 조절할 이득 신호를 발생하는 과정을 포함한다.
본 발명에 따른 RF 아날로그 디바이스와 베이스밴드 모뎀을 구비하는 직접 변환 방식의 수신기에서 비선형 소자의 이득을 제어하기 위한 장치는, 상기 RF 아날로그 디바이스로부터 출력된 신호로부터 직류 옵셋을 추정하는 직류 옵셋 추정기와, 상기 직류 옵셋 추정기로부터 추정된 직류 옵셋 성분으로 상기 RF 아날로그 디바이스로부터 직류 옵셋 성분을 제거하는 직류 옵셋 보상기와, 상기 직류 옵셋 성분이 제거된 수신 신호의 평균 전력을 계산하여 출력하는 수신 파워 계산기와, 상기 수신 파워 계산기가 출력한 상기 계산된 수신 신호의 평균 전력으로 상기 RF 아날로그 디바이스에 구비된 비선형 소자의 이득을 조절할 모드 선택 신호를 출력하는 아날로그 이득 모드 결정부와, 상기 아날로그 이득 모드 결정부로부터 출력된 모드 선택 신호에 따라 이득을 제어할 아날로그 소자의 동작 범위에 해당하는 기울기와 옵셋 값을 출력하는 NCT(Nonlinear Compensate Table) 제어부와, 상기 NCT 제어부로부터 출력된 기울기와 옵셋 값을 근거로 가변 이득 증폭기의 이득을 조절하는 디지털 아날로그 컨버터와, 상기 NCT 제어부로부터 출력된 기울기와 옵셋 값을 근거로 저잡음 증폭기와 믹서의 이득을 조절하는 아날로그 이득 제어부를 포함한다.
이하 본 발명의 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 하겠다. 도면들 중 동일한 구성들은 가능한 한 어느 곳에서든지 동일한 부호들을 나타내고 있음을 유의해야 한다. 하기에서 구체적인 특정사항들이 나타나고 있는데, 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해 제공된 것이다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따라 직접 변환 수신기(500)에서의 아날로그 소자의 이득을 제어하기 위한 블록 구성도이다.
본 발명의 실시 예에 따른직접 변화 방식의 수신기(500)는 크게 RF 아날로그 디바이스(502)와 베이스밴드 모뎀(504)으로 나뉘며, 상기 RF 아날로그 디바이스(502)부분에서는 아날로그 신호가 베이스밴드 모뎀(504)부분에서는 디지털 신호가 처리된다.
먼저, 상기 RF 아날로그 디바이스(502)부분의 블록 구성을 살펴보면, 안테나(502a)와 저잡음증폭기(Low Noise Amplifier : LNA)(502b), RF SAW(Surface Acoustic Wave) 필터(502c), 믹서(Mixer)(502d), 그리고 가변 이득 증폭기(Variable Gain Amplifier : VGA)(502e)로 구성되어 있다.
LNA(502b)는 상기 안테나(502a)로 수신된 수신신호를 저잡음 증폭하며, RF SAW 필터(502c)는 수신기(500)에서 원하는 주파수만 필터링해주고 잡음원을 제거해주는 역할을 수행한다. 믹서(502d)는 상기 RF SAW 필터(502c)로부터 출력되는 신호를 하강 변환하며, VGA(502e)는 LNA(502b)와 믹서(502d)에 의해 대략적으로 이득이 제어된 신호의 이득을 보다 정밀하게 제어하는 역할을 수행한다. 상기 VGA(502e)로부터 출력되는 신호는 아날로그 디지털 컨버터(Analog - Digital Converter : ADC)(506)를 거쳐서 디지털 신호로 변환되어 베이스밴드 모뎀(504)으로 입력되게 된다.
베이스밴드 모뎀(504)의 블록 구성을 살펴보면, DC 옵셋 추정기(DC offset Estimate)(504a), DC 옵셋 보상기(504d), 수신 파워 계산기(Rx power calculation)(504b), 평균 전력 정규화기(Rx Power Average)(504c), NCT 제어부(504e, 504f, 504g), 아날로그 이득 제어부(Analog Gain Control)(504h)로 구성된다. DC 옵셋 추정기(504a)는 ADC(506)으로부터 디지털 변환된 신호의 직류 옵셋 성 분을 추정하며, DC 옵셋 보상기(504d)는 상기 DC 옵셋 추정기(504a)로부터 추정된 직류 옵셋 성분을 제거한다.
수신 파워 계산기(504b)는 직류 성분이 제거된 신호 세기의 평균 전력을 계산하고, 수신 신호 세기를 측정한 결과를 아날로그 이득 모드 결정부(Analog Gain Mode Decesion)(510)와 평균 전력 정규화기(504c)로 전송한다.
평균 전력 정규화기(504c)는 상기 수신 파워 계산기(504b)에서 계산된 평균 전력을 정규화한다. 아날로그 이득 모드 결정부(510)는 상기 수신 파워 계산기(504b)로부터 출력되는 신호 세기를 근거로 이득 조절 모드를 선택하여 NCT 제어부(520)로 출력한다. 본 발명의 실시 예에 따른 NCT 제어부(520)는 각각 VGA(502e), 믹서(502d), LNA(502b)의 동작 범위에 따라 이득을 선형적으로 조절하기 위해 기울기(Slope)와 옵셋값을 DAC(508) 또는 아날로그 이득 제어부(504h)로 출력한다.
즉, 본 발명의 실시 예에 따른 NCT 제어부(520)는 VGA(502e)의 동작 범위, 믹서(502e)의 동작 범위, LNA(502b)의 동작 범위별로 각각 기울기와 옵셋값을 별개의 영역에 저장한다. NCT 제어부(520)가 각 아날로그 소자의 동작 범위에 따라 NCT 램에 상기 아날로그 소자의 이득을 조절하기 위한 기울기와 옵셋값을 저장하는 과정은 하기의 도면을 첨부하여 설명하기로 한다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 NCT 제어부(520)의 블록 구성도이다.
제어기(600)는 상기 아날로그 이득 모드 결정부(510)로부터 입력받은 모드 신호와 평균 전력 정규화기(504c)로부터 입력된 정규화된 수신 신호 세기 따라 NCT 램(602)으로부터 기울기와 옵셋을 읽어와 DAC(508) 또는 아날로그 이득 제어부 (504h)로 출력한다.
즉, 상기 NCT 램(602)에는 각 아날로그 소자의 동작 범위 및 모드에 해당하는 기울기와 옵셋값이 별개의 영역에 저장되어 있으며, 상기 제어기(600)가 상기 모드 선택 신호와 상기 정규화된 수신 신호 세기에 따라 상기 NCT 램(602)에서 해당되는 기울기와 옵셋값을 읽어와 상기 해당되는 아날로그 소자의 이득을 제어하기 위해 DAC(580) 또는 아날로그 이득 제어기(504h)로 출력한다.
상기 아날로그 이득 모드 결정부(510)의 출력이 모드 "0"일 경우에는 VGA(502e)의 이득만, 모드 "1"일 경우에는 LNA(520d)의 이득을 high gain으로 ,모드 "2"일 경우에는 믹서(502d)와 LNA(502b)의 이득을 모두 하이 게인으로 만들기 위한 기울기와 옵셋값을 상기 NCT 램(602)으로부터 읽어와 DAC(508) 또는 아날로그 이득 제어부(504h)로 출력한다.
즉, 모드 "0"일 때는 VGA(502e)의 이득을 제어해야 함으로, NCT 램(504d)로부터 상기 VGA(502e)의 기울기와 옵셋값이 따로 저장된 영역에서 읽어와 DAC(508)로 출력하며, 모드 "1"이거나 모드 "2"일 경우에는 NCT 램(504d)으로부터 읽은 기울기와 옵셋값을 아날로그 이득 제어부(504h)로 출력한다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따라 상기 NCT 램(504d)의 메모리 저장 영역을 보여주고 있다. 상기 도 7을 살펴보면, 본 발명에 따른 NCT RAM(600)은 3가지의 Analog gain mode별로 제어하기 위하여, 각 이득 모드(gain mode)마다 기울기와 오프셋이 다른 address영역으로 저장됨을 보여 주고 있다.
도 7과 후술할 도 9에서 보는 바와 같이, NCT RAM(602)는 이득(gain mode)에 따라 3단계(3-step) 제어를 하기 위하여 메모리 영역을 RX0(602a), RX1(602b), RX2(602c)로 나눈다. NCT word 개수는 각각 16 워드(word), 8 워드(word), 8 워드(word) 이며 비선형 소자(VGA, LNA, 믹서)의 전체 Dynamic Range를 -6dBm ~ -110dBm(900)으로 표현할 때, 상기 NCT RAM(602)에서 RX0(602a)는 -6dBm ~110dBm 범위(902)를, RX1(602b)는 -58dBm ~ -110dBm 범위(904), RX2(602c)는 -58dBm ~ -110dBm 범위(906)에서의 옵셋과 기울기값을 저장하고 있다.
RX0(602a)가 16word인 경우, LNA(502b)와 믹서(502d)가 충분히 선형적인 특성을 갖는다면, RX0(602a)에 저장된 기울기와 옵셋값만으로도 전체 파워영역에 대해서 RX power와 RxPowRd를 선형화 하기에 충분하다. 왜냐하면, 위에서 LNA(502b)와 믹서(502d)가 선형하다고 가정하였기 때문에 VGA(502e)만을 선형적으로 제어하면 되기 때문이다. 반면, 그렇지 않다면 RX0(602a)는 gain mode가 0인 경우를, RX1(602b)는 gain mode가 1인 경우를, RX2(602c)는 gain mode가 2인 경우에 해당하는 수신 신호 세기(RX power)만을 선형화 한다. 이러한 것은 수신기의 제조회사에서 제어기(600)를 이용하여 충분히 소프트웨어적으로 선택이 가능하다. 본 발명의 실시 예에 따라 RX1(602b), RX2(602c)가 각각 8 word로 전영역을 커버하지 않아도 되는 이유는 전 비선형 소자의 Dynamic Range를 3 부분으로 나누어 이득 제어(gain control)하기 때문이다.
따라서, 각 gain mode에 따른 동작의 전체영역에 해당하는 word를 할당할 필요가 없고, VGA(502e), LNA(502b), 믹서(502d)와 같은 대부분의 RF 소자가 -70dBm 정도 까지는 충분히 선형적인 특성을 유지하므로 -6dBm ~ -70dBm(908)까지는 NCT 램(602) RX0(602a)의 영역에 저장된 기울기와 옵셋값인 16 word만을 가지면 된다.
여기서 전체영역에 해당하는 워드란 16개의 워드를 할당하는 것을 말하며, -6dBm ~ -110dBm(전체영역)을 16등분하여 선형화시킨 것을 의미한다.
RX1(602b)에 저장된 LNA(502b)의 비선형적인 특성을 조절하기 위한 기울기와 옵셋과, RX2(602c)에 저장된 LNA(502b)와 믹서(502d)의 비선형적인 특성을 조절하기 위한 기울기와 옵셋값은 약 3dB 정도의 hysterysis 영역(910)을 감안한다고 할지라도 -58dBm ~ -110dBm(904, 906)범위의 값들이면 비선형적인 특징을 고려한 이득 제어가 가능하다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 NCT 제어부(520)의 동작 흐름도이다.
먼저, 800단계에서 제어기(600)는 아날로그 이득 모드 결정부(510)로부터 모드 선택 신호가 입력되었는지 검사한다. 이때 모드 선택 신호란, "00", "01", "11"와 같은 모드를 선택하기 위한 신호를 의미한다.
상기 800단계의 검사결과 모드 선택 신호가 입력되었다면, 802단계에서 제어기(600)는 상기 입력된 모드 선택 신호가 "00"인지를 검사하여, "00"인 모드 선택 신호가 입력되었다면, 804단계에서 VGA(502e)의 이득만을 조절하면 됨으로, 806단계로 진행하여 NCT램(602)의 RX0(602a)에서 정규화된 수신 신호 세기에 대응되는 기울기, 옵셋 값을 DAC(508)로 출력한다.
반면, 상기 802단계의 검사결과 상기 입력된 모드 선택 신호가 모드 0이 아니라면, 808단계로 진행하여 입력된 모드 선택 신호가 "01"인지를 검사한다. 상기 검사결과 상기 모드 선택 신호가 "01"이라면, 810단계에서 LNA(502b)의 이득을 하 이 게인으로 조절하게 설정하고, 812단계로 진행하여 NCT 램(602)의 RX1(602b)에서 정규화된 수신 신호세기에 대응되는 기울기, 옵셋값을 아날로그 이득 제어부(504h)로 출력한다.
그리고, 상기 808단계의 검사결과 상기 입력된 모드 선택 신호가 모드 1도 아니라면, 814단계에서 모드 2 선택 신호임으로 826단계로 진행하여 믹서,(502d)와 LNA(502b)의 이득을 모두 하이 게인으로 조절하기 위해 설정하고 818단계에서 NCT 램(602)의 RX2(602c)에서 정규화된 수신 세기에 대응되는 기울기, 옵셋 값을 출력한다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따라 LNA(502b), 믹서(502d), VGA(502e)의 동작 범위와 정규화된 수신 신호 세기에 따라 LNA(502b), 믹서(502d), VGA(502e)의 이득을 선형적으로 조절할 수 있음을 보여주는 그래프이다.
상기 도 9에서 세로축은 평균 전력 정규화기(504c)에서 정규화된 수신 신호 세기이며, 가로축은 수신 파워 계산기(504b)에서 아날로그 이득 모드 결정부(510)로 전송하는 수신 파워이다.
도 9에서 보는 바와 같이, RX0(902)는 전체 수신 파워영역을 커버하며, RX1(904), RX2(906)도 hysterysis 영역(910)까지 충분히 포함하여 이득을 조절할 수 있음을 보이고 있다.
상술한 바와 같이 직접 변환 방식의 수신기 구현을 하였을 경우, 각 이득 모드(gain mode)에 따라 가장 적절한 선형화 정보에 의해 선형 제어가 가능하고, 실제 구현하여 실험한 결과, 단일한 선형화정보에 의한 NCT control에서 보다 약 3dB정도의 성능이 향상되었다. 그리고, 각 모드에 따른 NCT 메모리((16word x 16bits) x 3)보다 하나의 메모리로 통합(32words x 16bits)함으로써 메모리의 크기가 줄어들었다.

Claims (12)

  1. RF 아날로그 디바이스와 베이스밴드 모뎀을 구비하는 직접 변환 방식의 수신기에서 비선형 소자의 이득을 제어하기 위한 방법에 있어서,
    상기 RF 아날로그 디바이스에서 직접 변환된 신호로부터 직류 옵셋을 제거하는 과정과,
    상기 직류 옵셋이 제거된 신호의 평균 전력을 계산하는 과정과,
    상기 계산된 평균 전력으로 상기 RF 아날로그 디바이스의 아날로그 소자들을 조절하기 위한 모드 선택 신호를 출력하는 과정과,
    상기 모드 선택 신호를 입력받아 상기 모드 선택 신호에 따라 이득을 조절할 아날로그 소자의 동작 범위에 따른 기울기와 옵셋값을 출력하는 과정과,
    상기 기울기와 옵셋값을 근거로 상기 아날로그 소자의 이득을 조절할 이득 신호를 발생하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 수신기에서 이득 제어 방법.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 모드 선택 신호가 상기 RF 아날로그 디바이스의 가변 이득 증폭기의 이득을 조절하기 위한 제1 신호라면,
    상기 RF 아날로그 디바이스의 가변 이득 증폭기(VGA)를 하이 게인(High gain)으로 제어하는 과정과,
    상기 모드 선택 신호가 상기 RF 아날로그 디바이스의 저잡음 증폭기(LNA)의 이득을 조절하기 위한 제2 신호라면,
    상기 RF 아날로그 디바이스의 저잡음 증폭기(LNA)의 이득을 하이 게인으로 제어하는 과정과,
    상기 모드 선택 신호가 상기 상기 RF 아날로그 디바이스의 저잡음 증폭기와 믹서의 이득을 조절하기 위한 제3 신호라면, 상기 RF 아날로그 디바이스의 저잡음 증폭기와 믹서의 이득을 모두 하이 게인으로 제어하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 수신기에서 이득 제어 방법.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 기울기와 옵셋값을 출력하는 과정은,
    상기 모드 선택 신호가 상기 제1 신호라면,
    상기 가변 이득 증폭기의 동작 범위에 해당하는 기울기와 옵셋 값을 디지털 아날로그 컨버터로 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 수신기에서 이득 제어 방법.
  4. 제2 항에 있어서,
    상기 기울기와 옵셋값을 출력하는 과정은,
    상기 모드 선택 신호가 상기 제2 신호라면,
    상기 저잡음 증폭기의 동작 범위에 해당하는 기울기와 옵셋 값을 아날로그 이득 제어부로 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 수신기에서 이득 제어 방법.
  5. 제2 항에 있어서,
    상기 기울기와 옵셋값을 출력하는 과정은,
    상기 모드 선택 신호가 상기 제3 신호라면,
    상기 저잡음 증폭기와 상기 믹서의 동작 범위에 해당하는 기울기와 옵셋 값을 아날로그 이득 제어부로 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 수신기에서 이득 제어 방법.
  6. 제1 항에 있어서,
    상기 기울기와 옵셋값이 상기 RF 아날로그 소자들 중 가변 이득 증폭기의 이득을 조절할 기울기와 옵셋값이라면, 16워드로 저장되고,
    상기 기울기와 옵셋값이 저잡음 증폭기의 이득을 조절할 기울기와 옵셋값이라면, 8워드로 저장되고,
    상기 기울기와 옵셋값이 믹서의 이득을 조절할 기울기와 옵셋값이라면, 8워드로 저장됨을 특징으로 하는 수신기에서 이득 제어 방법.
  7. RF 아날로그 디바이스와 베이스밴드 모뎀을 구비하는 직접 변환 방식의 수신기에서 비선형 소자의 이득을 제어하기 위한 장치에 있어서,
    상기 RF 아날로그 디바이스로부터 출력된 신호로부터 직류 옵셋을 추정하는 직류 옵셋 추정기와,
    상기 직류 옵셋 추정기로부터 추정된 직류 옵셋 성분으로 상기 RF 아날로그 디바이스로부터 직류 옵셋 성분을 제거하는 직류 옵셋 보상기와,
    상기 직류 옵셋 성분이 제거된 수신 신호의 평균 전력을 계산하여 출력하는 수신 파워 계산기와,
    상기 수신 파워 계산기가 출력한 상기 계산된 수신 신호의 평균 전력으로 상기 RF 아날로그 디바이스에 구비된 비선형 소자의 이득을 조절할 모드 선택 신호를 출력하는 아날로그 이득 모드 결정부와,
    상기 아날로그 이득 모드 결정부로부터 출력된 모드 선택 신호에 따라 이득을 제어할 아날로그 소자의 동작 범위에 해당하는 기울기와 옵셋 값을 출력하는 NCT(Nonlinear Compensate Table) 제어부와,
    상기 NCT 제어부로부터 출력된 기울기와 옵셋 값을 근거로 가변 이득 증폭기의 이득을 조절하는 디지털 아날로그 컨버터와,
    상기 NCT 제어부로부터 출력된 기울기와 옵셋 값을 근거로 저잡음 증폭기와 믹서의 이득을 조절하는 아날로그 이득 제어부를 포함함을 특징으로 하는 수신기에서 이득 제어 장치.
  8. 제7 항에 있어서,
    상기 모드 선택 신호가 상기 RF 아날로그 디바이스의 가변 이득 증폭기의 이득을 조절하기 위한 제1 신호라면,
    상기 아날로그 이득 모드 결정부가 상기 RF 아날로그 디바이스의 가변 이득 증폭기(VGA)를 하이 게인(High gain)으로 제어하고,
    상기 모드 선택 신호가 상기 RF 아날로그 디바이스의 저잡음 증폭기(LNA)의 이득을 조절하기 위한 제2 신호라면,
    상기 RF 아날로그 디바이스의 저잡음 증폭기(LNA)의 이득을 하이 게인으로 제어하고,
    상기 모드 선택 신호가 상기 상기 RF 아날로그 디바이스의 저잡음 증폭기와 믹서의 이득을 조절하기 위한 제3 신호라면, 상기 RF 아날로그 디바이스의 저잡음 증폭기와 믹서의 이득을 모두 하이 게인으로 제어함을 특징으로 하는 수신기에서 이득 제어 장치.
  9. 제8 항에 있어서,
    상기 NCT 제어부는 상기 아날로그 이득 모드 결정부로부터 상기 제 1 신호가 입력되면,
    NCT 램으로부터 상기 가변 이득 증폭기의 동작 범위에 해당하는 기울기와 옵셋값을 읽어 상기 디지털 아날로그 컨버터로 출력함을 특징으로 하는 수신기에서 이득 제어 장치.
  10. 제8 항에 있어서,
    상기 NCT 제어부는 상기 아날로그 이득 모드 결정부로부터 상기 제2 신호가 입력되면,
    NCT 램으로부터 상기 저잡음 증폭기의 동작 범위에 해당하는 기울기와 옵셋 값을 읽어 상기 아날로그 이득 제어부로 출력함을 특징으로 하는 수신기에서 이득 제어 장치.
  11. 제8 항에 있어서,
    상기 NCT 제어부는 상기 아날로그 이득 모드 결정부로부터 상기 제3 신호가 입력되면,
    NCT 램으로부터 상기 저잡음 증폭기와 상기 믹서의 동작 범위에 해당하는 기울기와 옵셋 값을 읽어 상기 아날로그 이득 제어부로 출력함을 특징으로 하는 수신기에서 이득 제어 장치.
  12. 제7 항에 있어서,
    상기 기울기와 옵셋값이 상기 RF 아날로그 소자들 중 상기 가변 이득 증폭기의 이득을 조절할 기울기와 옵셋값이라면, 16워드로 상기 NCT 제어부의 램(RAM)에 저장되고,
    상기 기울기와 옵셋값이 상기 저잡음 증폭기의 이득을 조절할 기울기와 옵셋값이라면, 8워드로 상기 NCT 제어부의 램(RAM)에 저장되고,
    상기 기울기와 옵셋값이 상기 믹서의 이득을 조절할 기울기와 옵셋값이라면, 8워드로 상기 NCT 제어부의 램(RAM)에 저장됨을 특징으로 하는 수신기에서 이득 제어 장치.
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