KR101141050B1

KR101141050B1 - 임펄스 신호 및 임펄스 신호 열 검출장치 및 방법

Info

Publication number: KR101141050B1
Application number: KR1020090124951A
Authority: KR
Inventors: 박영진; 이순우; 강지명; 김관호
Original assignee: 한국전기연구원
Priority date: 2009-12-15
Filing date: 2009-12-15
Publication date: 2012-05-03
Also published as: JP2011130404A; US8335289B2; KR20110068111A; JP5285023B2; US20110142174A1

Abstract

극초단의 임펄스 신호를 이용하여 다중 경로 환경에서 실시간 무선위치 인식 시스템 응용을 위한 임펄스 신호 검출장치 및 방법이 개시된다. 본 발명의 일면에 따라 다중 경로 환경에서 실시간 무선위치인식 시스템 응용을 위해 임펄스 신호를 검출하는 임펄스 신호 검출장치는, 수신 안테나를 통해 수신된 극초단의 임펄스 신호에서 불필요한 주파수 대역을 제거하는 대역통과필터(Band pass filter)와, 상기 불필요한 주파수 대역이 제거된 다중 경로에 의한 임펄스 신호 열(列)의 포락선을 검출하고, 상기 포락선의 상승 에지에 기초하여 상기 포락선에 대한 디지털 신호를 출력하는 RF 아날로그부와, 저속 1-비트 샘플링으로 동작하여 데이터를 출력하고, 프레임 동기를 찾거나 임펄스 전파시간 측정(레인징:ranging) 명령이 검출되면, 고속 1-비트 샘플링을 수행하여 임펄스 신호의 전파 시간을 계산하여 출력하는 신호처리 베이스밴드부를 포함한다. 이에 따라, 포락선의 상승 에지를 검출하므로써, 별도의 채널 추정을 위한 고해상도 광대역 고속 ADC 및 신호처리 부가 불필요하므로 시스템의 복잡도를 개선할 수 있다.

무선 인식, 임펄스 신호, 위치 인식, 다중 경로

Description

임펄스 신호 및 임펄스 신호 열 검출장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR DETECTING AN IMPULSE SIGNAL and impulse train}

본 발명은 임펄스 신호 검출장치 및 이를 이용한 무선 거리 측정방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 극초단의 임펄스 신호를 이용하여 실내외 다중 경로 환경에서 실시간 무선위치 인식 시스템 응용을 위한 임펄스 신호 검출장치 및 방법에 관한 것이다.

일반적으로, 실시간 무선위치 인식 기술은 사람, 동물, 물건의 위치 인식(추적), 병원환자 관리, 고가장비 관리를 실시간으로 서비스 할 수 있어, 최근에 지그비(Zigbee), 무선랜(WLAN) 등 다양한 방식으로 시스템을 구현하고 있다.

하지만, 다중경로(Multipath fading)가 존재하는 환경에서는 정밀도가 수 미터 이상으로 적용하기가 매우 어려워, 새로운 무선 방식인 초광대역 임펄스 신호를 사용한 실시간 무선측위 기술 개발에 대한 관심이 매우 높다.

초광대역 임펄스 신호 무선 기술은 극초단의 시간 폭을 갖는 펄스신호를 사용하는 것으로, 2002년 2월 미국 FCC에서 초광대역 무선 기술에 대한 주파수 대역을 허용하였고, 유럽, 일본, 한국에서도 관련 기술에 대한 주파수 대역의 사용을 허용하였다.

한편, 임펄스 신호는 주파수 영역에서는 수백MHz 이상의 신호 대역폭을 가지고, 시간영역에서는 펄스의 반복 주기에 비해 훨씬 더 작은 나노초(10^-9sec) 이하의 펄스 폭을 갖는다. 따라서, 임펄스 신호는 시간 정밀 특성이 매우 우수하여 정밀 거리 측정에 활용될 수 있다. 특히, 2007년 8월에 IEEE802.15.4a 표준화 그룹에서는 임펄스 신호 기반의 저속, 저전력, 저복잡도의 무선측위 기능을 갖는 근거리 데이터 통신 기술에 대한 사실상 국제 표준이 발표되어, 전 세계적으로 관련 기술 개발에 많은 노력을 기울이고 있다. 또한, 국제 표준 기관인 ISO/IEC에서도 임펄스 신호 초광대역 기술 기반의 실시간 위치인식 기술에 대한 표준을 준비 중에 있다.

이하, 임펄스 신호 초광대역 기술 기반의 실시간 위치인식 기술에 대응하는 종래 기술들을 살펴보면 다음과 같다.

먼저, 1996년 4월 23일자 캘리포니아 대학(The Regents of the University of California)에 허여된 미국특허등록공보 제5,510,800호(발명의 명칭: Time-of-flight radio location system)에는 송신과 수신이 분리된 구조에 대하여 RF 임펄스를 사용하여, 최초 도착 펄스의 위치를 검출하여 매우 정밀한 위치를 측정할 수 있는 시스템이 개시된다. 즉, 피크 검출기(Peak detector)를 사용하여, 최초에 도착하는 펄스를 잡는 방식이다. 그러나, 다중 경로 환경의 경우는 임펄스는 다중 경로에 의해 무리지어 입력되고, 제일 가까운 시각선(Line-of-sight)의 크기가 다중 경로 페이딩(Multi-path fading)된 신호들의 중첩보다 훨씬 적어 정확한 임계레 벨(Threshold level)의 선택이 모호해진다. 즉, 피크 검출기에 의한 최초 펄스 검출 방법이 불가능해진다.

2005년 4월 19일자 멀티스펙트럴 솔루션사(Mutispectral Solutions, Inc.)에 허여된 미국특허등록공보 제6,882,315호(발명의 명칭: Object location and system and method)에는 임펄스 UWB 신호를 사용한 위치인식 시스템이 개시된다. 즉, 다중 경로 환경 등의 환경에서 기준 송신기(reference transmitter)를 추가하여 수신기 간의 동기 및 다중 경로 환경에서의 다이렉트 경로(direct path)를 찾는 방법이 개시된다. 하지만, 펄스를 찾는 방법에 대한 기재가 없다. 특히, 다중 경로 환경에서 직접 펄스를 찾는 방법에 대한 기재가 없다.

타임 도메인사(Time domain corporation)에 허여된 미국특허등록공보 제6,133,876호(발명의 명칭: System and method for position determination by impulse radio)에는 임펄스 신호를 이용한 정밀 거리 측정에 대한 아이디어가 제시되었다. 즉, 송수신기 간의 임펄스 전파 시간의 차이를 이용하여 거리를 측정한다. 수신을 위해 상관기를 사용한다. 하지만, 이러한 거리 측정 방법은 기존의 믹서(Mixer) 등이 필요하며, 정확한 타이밍을 알아야 하며, 송신 펄스의 정보를 알아야 하는 단점이 있다.

이준영(Joon-Yong Lee)과 로버트 에이 숄츠(Robert A. Scholtz)가 2002년 12월 IEEE Journal on selected areas in communications, VOl. 20, No. 9에 "Ranging in a dense multipath enviroment using an UWB Radio Link"이라는 이름으로 발표한 논문에는 직선경로 신호의 검출을 위한 알고리즘이 제시되었고, 이를 구현하기 위해 믹서와 고속의 샘플러를 사용하였으나, 이는 시스템의 복잡도를 높이며 가격이 높아지게 된다.

또한, 코이치 키타무라(Koichi KITAMURA)와 유키토시 사나다(Yukitoshi SANADA)가 2007년 11월 IEICE Trans. Fundamentals Vol. E90-A, No. 11에 "Experimental investigation of an IR-UWB positioning system with comparators"이라는 이름으로 발표한 논문에는 임펄스 신호 검출을 위하여 고속의 비교기를 사용한 구조가 개안된다. 제안된 구조는 다중 경로 환경에 의한 수신 임펄스를 고속의 비교기를 사용하여 각각을 디지털화시키며, 이 디지털화된 신호는 신호처리부에서 상관기를 이용하여 심벌을 검출한다. 하지만, 이러한 제안된 구조의 단점은 다중 경로 환경의 경우, 수신 펄스의 구간이 길어 레인징 오차가 증가할 수 있다는 단점이 있다.

또한, 루시안 스토이카(Lucian Stoica), 알버트 라반친(Alberto Rabbachin) 및 아이란 오페르만(Ian Oppermann)이 2006년 4월 IEEE Trans. on Microwave theory and techniques, VOL. 54, No. 4에 "A low-complexity noncoherent IR-UWB transceiver architecutre with TOA estimation"이라는 이름으로 발표한 논문에는 하나의 송신 펄스에 대하여, 수신되는 임펄스 신호를 병렬 구조의 적분기를 이용하여 적분하여 가장 큰 출력을 갖는 부분을 찾는 방식이 개시된다. 하지만, 이러한 방식을 구현하기 위해서는 복수의 적분기들이 필요하고, 이러한 적분기에 의해 전력 소모가 증가하는 단점이 있다.

이처럼, 초광대역 임펄스 신호 무선 기술은 매우 우수한 해상도를 제공하지 만, 다중경로 환경에서 극초단의 임펄스 신호의 정밀한 타이밍 검출을 위한 저복잡, 저가격 구현 기술이 제시되지 못하고 있는 실정이다.

이에 본 발명의 기술적 과제는 이러한 종래의 문제점을 해결하기 위한 것으로, 본 발명의 목적은 다중 경로 환경에서 실시간 무선위치 인식 시스템 응용을 위한 임펄스 신호 및 임펄스 신호 열의 검출 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 상기한 임펄스 신호 검출장치를 이용한 임펄스 신호 검출 방법을 제공하며, 이를 이용한 거리 측정 방법을 제공한다.

상기한 본 발명의 목적을 실현하기 위하여 일실시예에 따르면, 다중 경로 환경에서 실시간 무선위치인식 시스템 응용을 위해 임펄스 신호를 검출하는 임펄스 신호 검출장치는, 수신 안테나를 통해 수신된 극초단의 임펄스 신호에서 불필요한 주파수 대역을 제거하는 대역통과필터; 상기 불필요한 주파수 대역이 제거된 다중 경로에 의한 임펄스 신호 열의 포락선을 검출하고, 상기 포락선의 상승 에지에 기초하여 상기 포락선에 대한 디지털 신호를 출력하는 RF 아날로그부; 및 저속 1-비트 샘플링으로 동작하여 데이터를 출력하고, 프레임 동기를 찾거나 레인징 수행 명령이 검출되면, 고속 1-비트 샘플링을 수행하여 임펄스 신호의 전파 시간을 계산하여 출력하는 신호처리 베이스밴드부를 포함한다.

상기 RF/아날로그부는, 다중 경로 환경에서 수신되는 펄스들을 증폭하는 저 잡음 증폭기; 증폭된 펄스들 전체의 포락선을 검파하는 포락선 검파기; 낮은 신호 레벨을 증폭하여 DC부터 수백MHz 주파수 대역의 펄스 특성을 갖는 증폭신호를 출력하는 가변이득증폭기(VGA); 및 상기 증폭된 포락선 신호의 상승 에지를 검출하여 펄스 신호를 구형 펄스로 변환하는 비교기를 포함한다.

상기 비교기는 상기 증폭된 포락선 신호과 기준 전압을 비교하여 상기 기준 전압 이상의 포락선 신호에 대한 디지털 신호를 출력한다. 상기 기준 전압은 가변될 수 있다.

상기 비교기는 최소 전압과 최대 전압 사이에서 서로 다른 기준 전압이 설정된 복수의 비교기들을 포함하고, 상기 복수의 비교기들은 각각 상기 증폭된 포락선 신호와 해당 기준 전압을 비교하여 상기 증폭된 포락선 신호에 대한 디지털 신호를 출력하며, 상기 증폭된 포락선 신호가 상기 최소 전압 이하이거나 상기 최대 전압 이상의 경우에, 상기 복수의 비교기들이 해당 디지털 신호를 출력하지 못하면, 소정 제어 수단을 통해 상기 저잡음 증폭기와 상기 가변이득증폭기의 증폭율을 조정할 수 있다.

상기 가변이득증폭기와 상기 비교기간에 배치된 적분기를 더 포함한다. 상기 적분기는 임펄스성 잡음의 제거와 신호 증폭을 수행할 수 있다.

상기 신호처리 베이스밴드부는, 디지털 펄스의 존재를 검출하기 위한 저속 신호처리부; 및 상기 디지털 펄스의 검출 타이밍을 검출하는 고속 신호처리부를 포함한다.

상기 저속 신호처리부는, 상기 디지털 신호를 저속으로 샘플링하는 저속 샘 플러; 상기 저속 샘플러에 의해 샘플링된 디지털 신호의 심볼을 동기시키는 심볼 동기기; 및 상기 심볼 동기기에 의해 동기된 심볼을 프레임별로 동기시켜 상기 디지털 펄스의 존재를 검출하는 프레임 동기기를 포함한다.

상기 고속 신호처리부는, 상기 프레임 동기기에서 제공되는 프레임 동기신호에 응답하여 상기 디지털 신호를 샘플링하는 고속 샘플러; 및 상기 고속 샘플러에 의해 샘플링 처리된 펄스들에서 레인징용 펄스를 검출하는 레인징용 펄스검출기를 포함한다.

상기 고속 샘플러는, 외부에서 제공되는 소정 클럭신호를 분주하는 클럭신호분주기; 상기 RF/아날로그부에서 출력되는 펄스를 제공받고 상기 클럭신호분주기에서 제공되는 클럭신호에 동기하여 펄스를 출력하는 플립플롭; 상기 플립플롭에서 펄스를 출력하는 레지스터; 및 상기 클럭신호분주기에서 출력되는 클럭신호에 응답하여 상기 레지스터에서 제공되는 펄스신호들을 샘플링 처리하여 상기 레인징용 펄스를 검출하는 병렬신호 처리기를 포함한다.

상기 레지스터는 상기 플립플롭으로부터 시리얼 타입으로 펄스를 제공받고, 병렬 타입으로 출력한다.

그리고, 본 발명의 다른 일면에 따라, 다중 경로 환경에서 실시간 무선위치인식 시스템 응용을 위해 임펄스 신호를 검출하는 임펄스 신호 검출방법은, 임펄스 신호의 수신 여부를 체크하여, 상기 임펄스 신호가 수신됨에 따라, 불필요한 주파수 대역을 제거하는 단계; 상기 불필요한 주파수 대역이 제거된 임펄스 신호를 증폭하는 단계; 증폭된 임펄스 신호 열의 포락선을 검파하고 증폭하는 단계; 상기 포락선신호의 상승 에지를 검출하고 디지털 신호로 변환하는 단계; 저속샘플링으로 상기 디지털신호의 시작점을 검출하는 단계; 및 레인징 수행 명령이 검출되거나 프레임 동기를 찾는 것으로 체크되면, 고속 샘플링으로 임펄스 신호의 전파시간을 계산하는 단계를 포함한다.

상기 포락선을 검파하고 증폭한 후, 상기 포락선신호의 고역성분을 차단하는 단계를 더 포함한다.

TOA 또는 TDOA 방식에 따른 시간 보정으로 상기 임펄스 신호의 도착 시간과 디지털 신호의 검출 시간 사이의 절대 지연 시간을 측정하여 상기 임펄스 신호가 발생한 지점까지의 거리를 계산하는 단계를 더 포함한다. 상기 시간 보정은 주기적으로 이루어진다.

상기 TOA 방식에 따른 시간 보정은, 미리 정해진 거리에 설치된 태그로부터의 임펄스를 리더에서 수신하여, 임펄스 신호의 전파 거리 D_mea _{_} _toa를 수학식 D_mea _{_} _toa = (T_{cal_toa}- T_mea _{_} _toa) × c/2 + D_cal _{_} _toa _,(c=3×10⁸ m/sec)에 기초하여 계산하고, 여기서, T_{cal_toa}는 보정 시에 태그와 리더 사이의 임펄스 왕복 시간, D_cal _{_} _toa는 보정 시에 태그와 리더 사이의 거리, T_mea _{_} _toa는 태그와 리더 사이의 실제 측정된 임펄스의 왕복 시간이다.

상기 TDOA 방식에 따른 시간 보정은, 미리 정해진 거리에 설치된 태그로부터의 임펄스를 고정된 제1 리더 및 제2 리더에서 수신하여, D_mea _{_} _tdoa1(태그로부터 제1 리더까지의 전파거리)와 D_mea _{_} _tdoa2(태그로부터 제2 리더까지의 전파거리)를 수학식들, D_{mea_tdoa1}= (D_cal _{_} _tdoa + ΔD_mea _{_} _tdoa)/2,

D_mea _{_} _tdoa2 = (D_cal _{_} _total - ΔD_mea _{_} _tdoa)/2.

ΔD_mea _{_} _tdoa ₌D_mea _{_} _tdoa1 - D_mea _{_} _tdoa2 = (-ΔT_cal _{_} _tdoa+ (T_mea _{_} _tdoa1 - T_mea _{_} _tdoa2)) × c, (c=3×10⁸ m/sec)

D_cal _{_} _total ₌D_mea _{_} _tdoa1 + D_mea _{_} _tdoa2

에 기초하여 계산하고, 여기서, ΔT_cal _{_} _tdoa는 보정 시에 태그로부터 임펄스가 제1 리더 및 제2 리더에 도착하는 절대 시간의 차이, D_cal _{_} _total는 보정 시에 제1 리더와 제2 리더 사이의 거리, T_mea _{_} _tdoa1는 태그로부터 임펄스를 제1 리더가 검출할 때의 시각, T_mea _{_} _tdoa2는 태그로부터 임펄스를 제2 리더가 검출할 때의 시각, D_mea _{_} _tdoa1는 태그로부터 제1 리더 사이의 거리, D_{mea_tdoa2}는 태그로부터 제2 리더 사이의 거리이다.

이러한 임펄스 신호 검출장치 및 이를 이용한 무선 거리 측정방법에 의하면, 포락선의 첨두치나 최초 도착 펄스의 첨두치를 찾지 않고, 포락선의 상승 에지(leading edge)를 검출하므로써, 별도의 고속 광대역 ADC 및 이의 제어와 데이터 처리를 위한 복잡한 구성들이 불필요하다. 특히, RF/아날로그부에서 검출된 신호는 디지털 신호로서 베이스밴드에서는 다양한 방법으로 간단하게 변환된 디지털 펄 스의 시작 시간 위치를 검출할 수 있다. 수신된 수 나노 초 단위의(주파수 대역 수 GHz 이상) 임펄스 신호를 직접 샘플링하여 무선거리(레인징)를 계산하지 않고, 수신신호의 포락선을 검출하고, 디지털 신호를 복원하여 시스템의 복잡도를 개선할 수 있다. 또한, 레인징을 위해서 변환된 디지털 신호의 정확한 위치 검출을 위하여 1-비트 고속 디지털 샘플러(고속 클럭)를 사용하고, 신호 처리를 위하여 고속 디지털 샘플러 출력을 병렬 처리하여 복잡도를 낮출 수 있다.

이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명을 보다 상세하게 설명하고자 한다. 본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 형태를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 본문에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 개시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.

제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다.

본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서 상에 기재된 특 징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.

또한, 다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 임펄스 신호 검출장치를 설명하기 위한 블록도이다. 특히, 저복잡 초광대역 임펄스 신호 기반 실시간 무선측위 시스템의 수신부 구성을 나타내었다.

도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 임펄스 신호 검출장치는 대역통과필터(100), RF 아날로그부(200) 및 신호처리 베이스밴드부(300)를 포함한다.

상기 대역통과필터 (100)는 수신 안테나(ANT)을 통해 수신된 극초단의 임펄스 신호에서 불필요한 주파수 대역을 제거하여 상기 RF/아날로그부(200)에 제공한다.

상기 RF/아날로그부(200)는 저잡음 증폭기(210), 포락선 검파기(220), 가변이득증폭기(230), 적분기(240) 및 비교기(250)를 포함하고, 상기 대역통과필터 (100)에서 불필요한 주파수 대역이 제거된 임펄스 신호 열을 디지털 신호로 변환하여 상기 신호처리 베이스밴드부(300)에 제공한다. 상기 RF/아날로그부(200)는 아날로그 소자 제어기(400)에서 제공되는 I2C 블록에 의해 제어된다.

상기 저잡음 증폭기(210)는 대역통과필터 (100)에 의해 불필요한 주파수 대역이 제거된 임펄스 신호 열을 증폭한 후, 증폭된 임펄스 신호 열을 포락선 검파기(220)에 제공한다. 상기 포락선 검파기(220)는 증폭된 임펄스 신호 열로부터 포락선 신호를 검출한다. 상기 가변이득증폭기(230)는 검출된 포락선 신호를 증폭한다.

상기 적분기(240)는 증폭된 포락선신호의 고역성분은 차단하고, 저역성분은 통과시켜 비교기(250)에 제공한다. 상기 적분기(240)는 임펄스성 잡음을 제거하며, 상기 적분기(240)는 소정 신호 이득에 따라 신호 크기를 증폭시킬 수 있다.

본 실시예에서는 포락선신호의 잡음에 대한 특성을 개선하기 위해 가변이득증폭기(230)와 비교기(250) 사이에 적분기가 채용되는 것을 설명하였으나, 적분기는 생략될 수도 있다.

상기 비교기(250)는 가변이득증폭기(230) 또는 적분기(240)에서 출력되어 입력되는 증폭된 포락선신호의 상승 에지를 검출하고, 기준 전압과 비교하여 기준 전압 이상의 포락선 신호를 디지털 신호(또는 구형 펄스)로 변환하여 신호처리 베이스밴드부(300)에 제공한다. 상기 비교기(250)는 입력 신호(포락선신호)의 레벨이 낮을 경우, 소정 제어 수단을 통하여 상기 저잡음 증폭기(210)의 증폭율과 상기 가변이득증폭기(230)의 증폭율을 증가시킬 수 있다. 또한, 상기 비교기(250)의 기준 전압은 소정 제어 수단을 통하여 가변될 수 있다. 이때, 상기 비교기(250)의 기준 전압은 상기 저잡음 증폭기(210)의 증폭율과 상기 가변이득증폭기(230)의 증폭율에 비례할 수 있다.

상기 신호처리 베이스밴드부(300)는 저속 신호처리부(320) 및 고속 신호처리부(340)를 포함하고, 저속 1-비트 샘플링(200Msps이하)으로 동작하여 데이터를 출력하고, 프레임 동기를 찾거나 프레임 패킷 내에 레인징 수행 명령이 검출되면, 고속 1-비트 샘플링을 수행하여 임펄스 신호의 전파 시간을 계산하여 출력한다.

상기 저속 신호처리부(320)는 저속 샘플러(322), 심볼 동기기(324) 및 프레임 동기기(326)를 포함하여 변환된 디지털 펄스의 존재만을 검출한다. 이러한 디지털 펄스의 존재만을 검출하여, 심볼을 복원하고, 패킷(또는 프레임) 정보를 획득할 수 있다. 또한, 레인징 수행 유무에 대한 정보를 획득할 수 있다.

먼저, 저속 신호처리부(320)에서, 저속 샘플러(322)는 약 60MHz의 1-비트 저속 샘플링을 수행하고, 심볼 동기기(324)는 패킷의 데이터를 복원하고 프레임 동기기(326)에서는 태그 ID 등 패킷내의 레인징 수행 정보 등을 추출한다.

이와 함께 저속 신호처리부(320)는 패킷 내의 레인징 펄스 구간을 고속 신호처리부(340)에 알림으로서 무선측위를 위한 고속 펄스 검출이 수행되도록 한다.

상기 고속 신호처리부(340)는 1-비트 고속 샘플러(342) 및 레인징용 펄스 검출기(344)를 포함하고, 레인징을 위하여 디지털 펄스의 정확한 타이밍을 검출한다. 정보 복원을 위해서는 대략 수십 나노초의 펄스를 검출하면 되기 때문에 펄스의 정확한 위치를 검출해야 하는 레인징보다는 낮은 클럭이 사용된다. 그러나, 레인징이 필요한 경우에는 고속 클럭을 이용하여 펄스의 정확한 시작점을 찾아 레인징이 되도록 하여 신호처리 베이스밴드부(300)의 복잡도를 낮춘다.

즉, 고속 신호처리부(340)는 레인징용 펄스 검출구간에서만 작동하기 때문에 소비전력을 줄일 수 있고 시스템의 유지비용을 낮출 수 있게 된다. 1-비트 고속 샘플러(342)에 의하여 레인징용 펄스가 검출되면 검출시간을 기록하여 레인징 정보와 함께 무선측위 서버(미도시)로 전달된다. 고속 신호처리부(340)에서의 펄스신호 샘플링 주기는 1ns(1Gsps)이며, 이는 전파가 약 30cm 이동하는 시간으로서, 제작되는 무선측위 시스템의 측위 해상도가 약 30cm 이하가 된다.

도 2는 도 1에 도시된 신호처리 베이스밴드부에서 고속 디지털 샘플링을 위한 고속 샘플러를 설명하기 위한 블럭도이다.

도 2에 도시된 바와 같이, 1-비트 고속 샘플러(342)는 프레임동기기(326)에서 제공되는 온/오프 제어신호에 응답하여 1Gsps의 데이터를 16분주하여 연산을 수행한다.

상기 클럭신호분주기(342a)는 외부에서 제공되는 1GHz의 클럭 신호(CLK)를 16분주하여 상기 플립플롭(342b) 및 상기 병렬신호 처리기(342d)에 제공한다.

상기 플립플롭(342b)은 상기 RF/아날로그부(200)의 상기 비교기(250)에서 출력되는 펄스를 제공받고 클럭신호분주기(342a)에서 제공되는 16분주된 클럭신호에 동기하여 레지스터(342c)에 출력한다.

상기 레지스터(342c)는 상기 플립플롭(342b)에서 시리얼 형태로 제공되는 펄스신호를 병렬신호 처리기(342d)에 제공한다. 본 실시예에서, 상기 레지스터(342c) 는 시리얼로 입력되는 펄스신호를 16개의 출력채널로 병렬 출력하는 16 SIPO(Serial In Parallel Out) 레지스터이다.

상기 병렬신호 처리기(342d)는 16분주된 클럭신호에 응답하여 레지스터(342c)에서 제공되는 펄스신호들을 샘플링 처리한다.

이상에서 설명된 바와 같이, 신호처리 베이스밴드부(300)는 비교기(250)의 출력 신호를 받아 데이터 복원(식별 인자 정보 등)과 정밀한 펄스 지연 시간을 계산하기 위해 펄스 수신시간을 나노초(ns) 단위로 기록하는 역할을 한다. 신호처리 베이스밴드부(300)에서는 무선 측위 시스템의 복잡도 및 비용을 낮출 수 있도록, 데이터 복조를 위한 저속 신호처리부(310)와 레인징 펄스 검출을 위한 고속 신호처리부(320)로 분리하였으며, 고해상도 및 고속의 복잡한 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 사용하지 않고, 1GHz 고속 클럭을 사용하여 시스템의 저복잡화, 저전력화, 저가격화를 달성하였다.

도 3은 단일 펄스 입력에 대한 도 1의 RF/아날로그부(200)에 구비되는 소자들의 기능을 설명하기 위해 시뮬레이션 출력의 예를 나타낸 그래프이다. 본 실시예에서는 시뮬레이션을 위하여 RF 집적회로 시뮬레이션 툴을 사용하였다.

도 3에서, 좌측 Y축 값은 비교기(250)와 가변이득증폭기(230)의 결과이며, 우측 Y축 값은 저잡음 증폭기(210)의 입력(LNA in), 저잡음 증폭기(210)의 출력(LNA out), 포락선 검파기(220)의 출력(ED: Envelope Detection)이다.

증폭되기 전의 신호는 증폭된 신호에 비해 매우 작아 일직선처럼 보인다. 도 3에서 알 수 있듯이 포락선 검파기(220)에 의하여 포락선(ED)을 검출해내고, 가변 이득증폭기(230)에 의해 증폭된다. 검파된 포락선은 증폭된 임펄스 신호의 정확한 포락선이 아니며, 실제 펄스 포락선 보다 조금 더 완만한 기울기를 가진다.

그러나, 검파된 펄스신호의 상승 시간은 대략 2ns 이하이며, 이를 근거로 실제 포락선 신호 주파수 대역은 수백MHz 이상이다. 이러한 검파된 포락선신호는 가변이득증폭기(230)를 사용하여, 신호 크기가 작은 최초 도착 펄스 및 다중 경로를 통하여 수신된 펄스 열의 포락선의 크기를 증폭시켜, 입력된 임펄스 신호의 열의 시작점을 용이하게 구분할 수 있다. 가변이득 증폭된 신호는 비교기(250)에 입력하기 위하여 일정 레벨의 DC 옵셋을 가진다.

가변 이득 증폭을 위해, 통상적으로 수신신호의 첨두치(또는 피크치)를 검출한다. 그러나, 포락선 검파된 신호의 대역폭이 수백 MHz 이상으로 피크치를 찾기 위하여 고해상도의 고속 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 사용해야 하므로, 시스템의 복잡도가 증가하고, 전력 소모 및 비용이 기하 급수적으로 증가한다. 하지만, 본 발명에 따르면, 검파된 포락선의 첨두치를 찾지 않고, 비교기(250)가 트리거링 레벨(기준 전압)과의 비교를 통하여 포락선 신호에 대한 디지털 신호를 검출할 수 있다.

즉, 가변이득증폭기(230)를 이용하여 증폭된 신호가 비교기(250)를 통해 디지털 신호로 복원되기 위하여, 본 실시예에서, 비교기(250)는 두 개의 입력 신호를 가진다. 하나의 입력은 DC 옵셋을 갖는 가변이득증폭기(230)의 출력 신호이고, 다른 하나의 입력은 가변이득증폭기(VGA)(230)의 출력 신호와의 비교를 위한 비교 기준 신호(트리거링 레벨)이다. 비교기(250)는 기준 전압 이상의 입력 신호(증폭된 포락선 신호)에 대해서 디지털 신호를 출력한다. 기준 전압과 가변이득증폭기(230)의 증폭율은 복원된 디지털 신호의 폭이 10ns 이상 수십ns 이하가 되도록 조정될 수 있다. 이러한 값은 대략 비교기(250)의 기준 전압 신호의 레벨이 첨두치의 1/2이하일 경우이다.

여기서, 트리거링 레벨(기준 전압)이 각각 다른 복수개의 비교기들(250)을 구비할 수도 있다. 도 1에는 비교기(250)가 하나인 것으로 도시하였으나, 예를 들어, 복수개의 비교기들(250)을 구비하고, 각 비교기의 기준 전압을 각각 다르게 설정할 수 있다. 예를 들어, 복수개의 비교기들(250)에 설정되는 각 비교 전압은 최대 전압과 최소 전압 사이에서 미리 결정될 수 있다. 이때, 각 비교기는 해당 기준 전압과 포락선신호를 비교하여 해당 기준 전압 이상의 포락선 신호를 디지털 신호(또는 구형 펄스)로 변환할 수 있다. 이때, 디지털 신호를 출력하는 어느 하나의 비교기의 출력을 신호처리 베이스밴드부(300)에 제공할 수 있는데, 복수개의 비교기들(250) 모두가 디지털 신호를 출력하지 못하면, 즉, 입력 포락선 신호가 최소 전압 이하 또는 최대 전압 이상인 경우에는, 소정 제어 수단을 통하여 상기 저잡음 증폭기(210)의 증폭율과 상기 가변이득증폭기(230)의 이득 변환에 대한 증폭율을 조정할 수 있다.

한편, 도 3에는 도 1의 비교기(250)를 이용하여 수신되는 펄스의 검출 위치가 도시되어 있다. 디지털 신호의 상승 에지(leading edge)의 위치는 최초 임펄스 신호에 비하여 일정 시간 지연이 있음을 알 수 있다. 본 발명의 실시예에 따르면, 최초 도착 펄스의 정확한 위치를 검출하지 않고, 포락선을 이용하여 임펄스 신호의 시작부를 찾는다. 즉, 비교기(250)를 이용하여 수신되는 임펄스 신호들의 포락선의 상승 에지를 찾는다.

도 3에서처럼 검출된 펄스의 위치는 최초 펄스 도착 시점에 비하여 일정 시간 간격을 갖는다. 이러한 최초 도착 펄스의 첨두치와 트리거링 검출 신호의 시간 간격은 증폭기의 출력 신호를 트리거링하는 전압 레벨에 따라 수백 피코(10^-12) 초 이하의 범위에서 변동될 수 있다.

한편, 임펄스 신호 열의 최초 도착 시간과 비교기(250)의 디지털 신호 검출 시간 사이의 차이가 측정 과정을 통하여 시간 보정(Calibration)에 의해 보정될 수 있다. 즉, 시간 보정을 통해 임펄스 신호 열의 최초 도착 시간으로부터 비교기(250)에서 변환된 디지털 출력 신호의 검출 시간까지의 절대 지연 시간을 측정함으로써, 소정 계산 수단에 의하여 임펄스 신호 열이 발생한 지점으로부터의 실제 거리가 측정될 수 있다. 또한, 임펄스 신호의 전파 채널이 시간에 따라 변경되기 때문에 주기적인 시간 보정을 수행하여 절대 시간에 대한 오차를 줄일 수 있다.

여기서, 시간 보정은 거리를 정확히 알고 있는 지점에 임펄스 송신기(예를 들어, TAG)를 두고, 무선 측위를 위한 서버에서 기준이 되는 임펄스 신호의 전파 시간(기준 전파 시간)을 계산함으로써 이루어질 수 있다. 이에 따른 기준 전파 시간을 근거로 측정된 전파 시간과의 차이를 통해 임펄스 신호의 전파 거리가 계산될 수 있다.

예를 들어, 도 4a와 같은 TOA(Time of Arrival) 방식 또는 도 4b와 같은 TDOA(Time Difference of Arrival) 방식에 따른 시간 보정으로 임펄스 신호의 전파 거리가 계산될 수 있다. 도 4a 및 도 4b에서 미리 정해진 거리에 임펄스 송신기(예를 들어, TAG)가 설치되고 무선 측위를 위한 리더(reader)에서 수신하는 해당 임펄스를 기초로 서버에서 시간 보정을 통해 임펄스 신호의 전파 거리가 계산될 수 있다.

도 4a를 참조하면, TOA에 방식에 근거한 거리 측정의 경우에, 구하고자 하는 임펄스 신호의 전파 거리 D_mea _{_} _toa가 [수학식 1]과 같이 계산될 수 있다. [수학식 1]에서, T_cal _{_} _toa 는 보정 시에 태그와 임펄스를 수신하는 리더(reader) 사이의 임펄스 왕복 시간, D_cal _{_} _toa는 보정 시에 태그와 임펄스를 수신하는 리더 사이의 거리, T_mea _{_} _toa는 태그와 임펄스를 수신하는 리더 사이의 실제 측정된 임펄스의 왕복 시간(신호처리 베이스밴드부에서 계산하는 임펄스의 전파 시간 또는 도착 시간에 해당함)이다.

[수학식 1]

D_mea _{_} _toa = (T_cal _{_} _toa - T_mea _{_} _toa) × c/2 + D_cal _{_} _toa _,(c=3×10⁸ m/sec)

도 4b를 참조하면, TDOA에 방식에 근거한 거리 측정의 경우에, 구하고자 하는 임펄스 신호의 전파 거리 D_mea _{_} _tdoa1(태그로부터 제1 리더까지의 전파거리)와 D_{mea_tdoa2}(태그로부터 제2 리더까지의 전파거리)가 [수학식 2]와 같이 계산될 수 있다. [수학식 2]에서 ΔT_cal _{_} _tdoa는 보정 시에 태그로부터 임펄스가 두 리더에 도착하 는 절대 시간의 차이, D_cal _{_} _total는 보정 시에 두 리더 사이의 거리, T_mea _{_} _tdoa1는 태그로부터 임펄스를 제1 리더(Reader 1)가 검출할 때의 시각(신호처리 베이스밴드부에서 계산하는 임펄스의 전파 시간 또는 도착 시간에 해당함), T_mea _{_} _tdoa2는 태그로부터 임펄스를 제2 리더(Reader 2)가 검출할 때의 시각(신호처리 베이스밴드부에서 계산하는 임펄스의 전파 시간 또는 도착 시간에 해당함), D_mea _{_} _tdoa1는 태그로부터 제1 리더(Reader 1) 사이의 거리, D_mea _{_} _tdoa2는 태그로부터 제2 리더(Reader 2) 사이의 거리이다. 여기서, 제1 리더와 제2 리더는 클럭 시간이 동기되어 있다고 가정된다.

[수학식 2]

D_mea _{_} _tdoa1 = (D_cal _{_} _tdoa + ΔD_mea _{_} _tdoa)/2,

D_mea _{_} _tdoa2 = (D_cal _{_} _total - ΔD_mea _{_} _tdoa)/2.

ΔD_mea _{_} _tdoa ₌D_mea _{_} _tdoa1 - D_mea _{_} _tdoa2 = (-ΔT_cal _{_} _tdoa+ (T_mea _{_} _tdoa1 - T_mea _{_} _tdoa2)) × c,

(c=3×10⁸ m/sec)

D_{cal_total =}D_{mea_tdoa1}+ D_{mea_tdoa2}

한편, 기존에 주로 사용된 방식은 포락선의 첨두치나 최초 도착 펄스의 첨두치를 찾는 방식으로, 최초 도착 펄스의 첨두치를 찾기 위해서는 고해상도 고속 ADC를 사용하고, 데이터 양의 증가로 디지털 신호처리 베이스밴드부의 구성이 매우 복잡해지는 단점이 있었다. 하지만, 본 발명에 따른 검출 방식은 다중 경로 환경에서 수신된 임펄스 신호 열의 초기 수신부가 급격히 변화되지 않으면 또는 임펄스 전파 채널이 시간에 따라 급격히 변화지 않으면, 검파되는 신호의 초기 부분은 일정한 상승 에지를 갖는다. 또한, 비교기(250)에 의하여 검출되는 위치 또한 최초 도착 펄스와 일정 시간 간격을 가지게 된다. 즉, 본 발명에 따른 검출 방식은 최초 도착 펄스 또는 최초 도착 펄스신호에 이어서 입력되는 낮은 레벨의 입력 신호들의 포락선의 상승 에지를 검출하기 때문에 전파 채널이 급격히 변하지 않을 경우, 검출되는 펄스 위치는 최초 펄스 도착 시간과 거의 일정한 시간 차이를 갖도록 할 수 있다.

이처럼 포락선을 검파할 경우 최초 도착 펄스 정보와 이어지는 수신된 임펄스 신호들의 포락선 정보를 이용하기 때문에, 다중 경로 환경에 있어서 좋은 특성을 가질 것으로 예상할 수 있다.

도 5a는 다중 경로 환경에서 수신되는 입력 신호에 대하여 RF/아날로그부(200)의 구성요소별 기능 및 이에 따른 임펄스 신호 검출을 설명하기 위한 파형도이다. 도 5b는 도 5a의 영역 A를 확대한 파형도이다.

도 5a에서, 도면부호 LNA in은 저잡음 증폭기(210)의 입력신호, 즉 대역통과필터(100)의 출력신호이고, 도면부호 LNA out은 저잡음 증폭기(210)의 출력신호이다. 도면부호 ED는 포락선 검파기(Envelope Detector)(220)의 출력신호이고, 도면부호 VGA는 가변이득 증폭기(Variable gain amplifier)(230)의 출력신호이며, 도면부호 COMPARATOR는 비교기(250)의 출력신호이다. 좌측 Y축 값은 저잡음 증폭기(210)에 입력되는 임펄스 신호(LNA in)와 저잡음 증폭기(210)를 통하여 증폭된 신호(LNA out)를 나타낸다. 증폭되기 전의 신호는 증폭된 신호에 비해 매우 작아 도 5a에서는 일직선처럼 보인다. 또한, 증폭된 임펄스 신호는 도 3에 도시된 바와 같은 단일 임펄스 신호가 아니라, 다중 경로 반사에 의해 임펄스 신호들이 열(列)의 형태로 수신된다. 연속적인 임펄스 신호 열은 상쇄간섭 또는 보강간섭을 통하여 신호의 크기가 커지거나, 작아지기도 한다. 이에 따라, 도 5a에 도시된 바와 같이 클러스터 형태로 나타난다.

도 5a 및 도 5b의 시뮬레이션을 위한 가상의 입력 신호를 생성하기 위해, 도 6a 에 도시된 바와 같은 단일 송신 임펄스 신호를 사용하였다.

도 6a는 본 발명에서 사용한 대역통과된 임펄스 신호를 설명하기 위한 파형도이다. 도 6b는 도 6a에 도시된 임펄스 신호의 정규화된 전력밀도 함수를 설명하기 위한 파형도이다.

도 6a를 참조하면, 본 발명에서 사용된 임펄스 신호는 1ns 이하의 펄스폭을 갖는다.

또한, IEEE 802.15.4a 표준화 그룹에서 제시한 채널 모델(A. F. Molisch et al., IEEE 802.15.4a channel Model-Final report Tech. Rep. Doc. IEEE 802.15-04-0662-04-004a, 2005.) 중 Residential LOS(Line-of-Sight) 환경에 대한 전파 채널 모델 자료를 활용하였다. 이러한 모델링 자료를 기반으로 다중 경로 환경에서 임펄스 신호 전파 특성은 최초로 도착하는 임펄스 신호가 이어지는 다중 경로 페이딩(Multi-path fading)에 의한 신호들과 비교하여 작음을 알 수 있다.

도 3에서 설명된 것과 같이 광대역 가변이득증폭기(230)를 통하여 증폭된 수 신 펄스 열 신호의 포락선신호는 비교기(250)에 의해 디지털 신호로 복원된다. 도 5a 및 도 5b에서 알 수 있듯이, 다중 경로 페이딩 환경의 경우는 수신되는 신호가 임펄스 신호 열 형태이며, 포락선 검파되고 증폭된 신호 또한 넓은 시간 폭을 가지며, 복원된 디지털 펄스신호도 대략 40ns의 폭을 갖는다.

그러나, 단일 펄스의 경우와 마찬가지로, 최초 수신되는 임펄스 신호와 검출된 구형 펄스와 시간 지연이 존재한다. 단일 펄스의 경우와 비교하여 지연 시간이 차이가 난다. 이는 비교기(250)의 기준전압 레벨을 더 낮게 잡았기 때문이다. 그러나, 대개의 경우 시간 지연 보정 수행 후 비교기(250)의 기준전압 레벨은 크게 변화시키지 않기 때문에, 지연 시간은 레인징 수행 동안 거의 일정한 값을 갖는다. 따라서, 임펄스 전파 채널이 자주 변할 경우 도 4a 또는 도 4b와 같이 시간지연 보정을 주기적으로 하여 시스템의 신뢰도를 향상할 수 있다.

도 7은 본 발명에 따른 임펄스 신호의 전파 시간을 계산하는 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.

도 7을 참조하면, 임펄스 신호의 수신 여부를 체크하여(단계 S102), 임펄스 신호가 수신됨에 따라, 불필요한 주파수 대역을 제거한다(단계 S104).

이어, 불필요한 주파수 대역이 제거된 임펄스 신호를 증폭하고(단계 S106), 증폭된 임펄스 신호 열의 포락선을 검파하고(단계 S108), 검파된 포락선신호를 증폭한다(단계 S110).

이어, 포락선 신호의 고역성분을 차단한 후(단계 S112), 고역성분이 차단된 포락선신호의 상승 에지를 검출한 후 이를 디지털 신호(또는 구형 펄스)로 변환한 다(단계 S114).

이어, 저속샘플링으로 디지털신호의 시작점을 검출한다(단계 S116). 이러한 디지털신호의 시작점의 검출을 통해 디지털 펄스의 존재만을 검출하므로써, 심볼 복원, 패킷(프레임) 정보, 레인징 유무에 대한 정보를 확보하게 된다.

이어, 레인징 명령이 검출되거나 프레임 동기를 찾았는지의 여부를 체크하여(단계 S118), 레인징 명령이 검출되거나 프레임 동기를 찾는 것으로 체크되면 고속 샘플링으로 임펄스 신호의 전파시간(임펄스 신호의 도착 시간)을 계산한다(단계 S120).

이에 따라 도 4a 또는 도 4b에서 설명한 바와 같이 소정 계산 수단에 의하여 TOA 또는 TDOA 방식으로 임펄스 신호의 도착 시간과 디지털 신호의 검출 시간 사이의 절대 지연 시간이 측정될 수 있고, 임펄스 신호가 발생한 지점까지의 거리(임펄스 신호의 전파 거리)가 고해상도로 계산될 수 있다.

도 8은 레인징을 위해 사용한 물리계층 헤더(header) 부분의 구성을 나타내었다.

도 8을 참조하면, 물리계층 헤드 부분은 프리앰블(Preamble), 프레임 시작을 알리는 프레임 인포(Frame info), 레인징 수행의 명령이 포함됨 레인징 인포(Ranging info.) 및 마지막으로 레인징을 수행하는 레인징(Ranging) 구간이 있다.

도 9a는 본 발명에 따른 방식을 사용하여 실내 환경에서 위치 인식을 수행하기 위해 측정 환경 및 사양 정보를 설명하기 위한 테이블이고, 도 9b는 본 발명에 따른 방식을 사용하여 실내 환경에서 위치 인식을 수행한 결과를 나타낸 그래프이다. 위치인식 성능을 확인하기 위하여 측정 환경 내의 위치를 알고 있는 점에서 측정되는 값들을 비교하였다. 측정 횟수는 각 점마다 3,000회의 패킷을 보내 실측된 결과를 측정하여 평균하고, 표준편차를 얻은 결과이다.

도 9a를 참조하면, 시험 환경은 9 ×11m의 크기를 갖는 실내 회의실이고, 사용 주파수 대역은 3.1 에서부터 4.9GHz이고, 측위방식은 TDOA(Time difference of arrival)를 기반으로 하였다. 변조방식은 온-오프-키잉(On-off-keying) 방식을 사용하였고, 측위 해상도는 30cm 이하로 하였으며, 레인징을 위한 고속 샘플러의 샘플링 속도는 1Gbps이고, 펄스 반복주파수는 1㎲(10^-6 sec)이다.

도 9b를 참조하면, 본 발명에 따른 위치인식시스템은 평균적으로 11cm이하의 위치 인식 능력을 가짐을 확인할 수 있었다. 즉, 임펄스 신호를 사용할 경우 다중 경로 환경에서 수십 센티미터 이내의 오차를 갖는 실시간 위치인식 응용에 매우 우수한 특성을 갖는 것을 확인할 수 있다.

여기서, 도 4b와 같은 TDOA 방식에 따른 시간 보정으로 임펄스 신호의 도착 시간과 비교기(250)에서의 디지털 신호의 검출 시간 사이의 절대 지연 시간을 측정하여, 임펄스 신호가 발생한 지점까지의 거리를 계산하는 것을 설명하였으나, 도 4a에서도 설명한 바바와 같이, TOA 방식으로도 위와 유사하게 임펄스 신호가 발생한 지점까지의 거리가 고해상도로 계산될 수 있다.

이상에서는 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업 자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명에 따른 방식은 아날로그부에서 입력 임펄스 신호를 검출하는 것으로, 입력 임펄스 신호를 직접 샘플링하지 않고 또는 디지털 신호처리를 위하여 별도의 고해상도 광대역 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 필요로 하지 않는다.

특히, 본 발명에 따른 방식은 수신 펄스 검출을 위해서 도착 펄스들의 정확한 도착 위치를 찾지 않고, 도착 펄스 열의 포락선을 검파하고, 일정 레벨 이상을 트리거링하여 임펄스 신호의 존재 유무를 검출한다. 또한, 포락선 검파기의 응답 시간은 입력 펄스에 비해 느리게 반응하지만, 입력 펄스 열의 특성을 포함한다. 그러나, 임펄스 신호 검출은 임펄스 신호가 도착하는 정확한 시간을 검출하지 않고, 일정 지연된 도착시간을 검출하여 임펄스 신호의 전파 시간을 계산할 수 있다.

또한, 디지털부인 신호처리 베이스밴드부에서는 고속 샘플링을 필요로 하는 레인징 블록이 분리되었으므로, 전력 소모를 최소화할 수 있고, 레인징용 디지털부의 복잡도를 낮출 수 있다.

이러한 원리와 알고리즘을 이용하여 임펄스 신호 검출 시스템의 해상도를 복잡한 ADC소자를 사용한 것과 유사한 성능을 가지면서도 매우 간단하게 회로를 구현할 수 있다.

본 발명에 따른 구성 및 알고리즘을 활용한 임펄스 신호 기반의 무선 거리 측정 시스템은 집적화가 용이하여, 위치인식 시스템의 가격을 현저하게 낮추어, 다양한 응용 분야에 활용될 수 있다. 특히, 작업자 안전관리를 위한 위치인식 시스템(예를들어, 조선소, 제철소, 대단위 조립공장 등), 병원 환자 위치인식 서비스 및 병원의 고가장비 자산관리, 방문객 관리 및 보안 시설 관리, 대형 할인 매장/대형 백화점 방문객 카트 동선 관리 시스템, 시험소에서 시료, 검사대상의 위치를 추적하는데 다양한 방면에 활용될 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 임펄스 신호 검출장치를 설명하기 위한 블록도이다.

도 3은 단일 펄스 입력에 대한 도 1의 RF/아날로그부에 구비되는 소자들의 기능을 설명하기 위해 시뮬레이션 출력의 예를 나타낸 그래프이다.

도 4a는 TOA 방식의 거리 측정을 설명하기 위한 도면이다.

도 4b는 TDOA 방식의 거리 측정을 설명하기 위한 도면이다.

도 5a는 다중 경로 환경에서 수신되는 입력 신호에 대하여 RF/아날로그 소자부의 구성요소별 기능 및 이에 따른 임펄스 신호 검출을 설명하기 위한 파형도이다.

도 5b는 도 5a의 영역 A를 확대한 파형도이다.

도 6a는 본 발명에서 사용한 대역통과된 임펄스 신호를 설명하기 위한 파형도이다.

도 6b는 도 6a에 도시된 임펄스 신호의 정규화된 전력밀도 함수를 설명하기 위한 파형도이다.

도 8은 레인징을 위해 사용한 물리계층 헤드 부분의 구성을 나타내었다.

도 9a는 본 발명에 따른 방식을 사용하여 실내 환경에서 위치 인식을 수행하기 위해 측정 환경 및 사양 정보를 설명하기 위한 테이블이다.

도 9b는 본 발명에 따른 방식을 사용하여 실내 환경에서 위치 인식을 수행한 결과를 나타낸 그래프이다.

<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>

100 : 밴드패스필터

200 : RF 아날로그부

300 : 신호처리 베이스밴드부

210 : 저잡음 증폭기

220 : 포락선 검파기

230 : 가변이득증폭기

240 : 적분기

250 : 비교기

320 : 저속 신호처리부

340 : 고속 신호처리부

322 : 저속 샘플러

324 : 심볼 동기기

326 : 프레임 동기기

342 : 1-비트 고속 샘플러

342a : 클럭신호분주기

342b : 플립플롭

342c : 레지스터

342d : 병렬신호 처리기

Claims

다중 경로 환경에서 실시간 무선위치인식 시스템 응용을 위해 임펄스 신호를 검출하는 임펄스 신호 검출장치에서,

수신 안테나를 통해 수신된 극초단의 임펄스 신호에서 불필요한 주파수 대역을 제거하는 대역통과필터;

상기 불필요한 주파수 대역이 제거된 다중 경로에 의한 임펄스 신호 열의 포락선을 검출하고, 상기 포락선의 상승 에지에 기초하여 상기 포락선에 대한 디지털 신호를 출력하는 RF 아날로그부; 및

저속 1-비트 샘플링으로 동작하여 데이터를 출력하고, 프레임 동기를 찾거나 레인징 수행 명령이 검출되면, 고속 1-비트 샘플링을 수행하여 임펄스 신호의 전파 시간을 계산하여 출력하는 신호처리 베이스밴드부를 포함하는 임펄스 신호 검출장치.
제1항에 있어서, 상기 RF 아날로그부는,

다중 경로 환경에서 수신되는 임펄스 신호 열을 증폭하는 저잡음 증폭기;

증폭된 임펄스 신호 열로부터 포락선 신호를 검파하는 포락선 검파기;

상기 포락선 신호를 증폭하는 가변이득증폭기; 및

상기 증폭된 포락선 신호의 상승 에지를 검출하여 펄스 신호를 구형 펄스로 변환하는 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출장치.
제2항에 있어서, 상기 비교기는 상기 증폭된 포락선 신호과 기준 전압을 비교하여 상기 기준 전압 이상의 포락선 신호에 대한 디지털 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출장치.
제3항에 있어서, 상기 기준 전압은 가변되는 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출장치.
제2항에 있어서,

상기 비교기는 최소 전압과 최대 전압 사이에서 서로 다른 기준 전압이 설정된 복수의 비교기들을 포함하고, 상기 복수의 비교기들은 각각 상기 증폭된 포락선 신호와 해당 기준 전압을 비교하여 상기 증폭된 포락선 신호에 대한 디지털 신호를 출력하며,

상기 증폭된 포락선 신호가 상기 최소 전압 이하이거나 상기 최대 전압 이상의 경우에, 상기 복수의 비교기들이 해당 디지털 신호를 출력하지 못하면, 소정 제어 수단을 통해 상기 저잡음 증폭기와 상기 가변이득증폭기의 증폭율을 조정하는 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출장치.
제2항에 있어서, 상기 가변이득증폭기와 상기 비교기간에 배치된 적분기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출장치.
제6항에 있어서, 상기 적분기는 임펄스성 잡음의 제거와 신호 증폭을 수행하는 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출장치.
제1항에 있어서, 상기 신호처리 베이스밴드부는,

디지털 펄스의 존재를 검출하기 위한 저속 신호처리부; 및

상기 디지털 펄스의 검출 타이밍을 검출하는 고속 신호처리부를 포함하는 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출장치.
제8항에 있어서, 상기 저속 신호처리부는,

상기 디지털 신호를 저속으로 샘플링하는 저속 샘플러;

상기 저속 샘플러에 의해 샘플링된 디지털 신호의 심볼을 동기시키는 심볼 동기기; 및

상기 심볼 동기기에 의해 동기된 심볼을 프레임별로 동기시켜 상기 디지털 펄스의 존재를 검출하는 프레임 동기기를 포함하는 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출장치.
제8항에 있어서, 상기 고속 신호처리부는,

상기 프레임 동기기에서 제공되는 프레임 동기신호에 응답하여 상기 디지털 신호를 샘플링하는 고속 샘플러; 및

상기 고속 샘플러에 의해 샘플링 처리된 펄스들에서 레인징용 펄스를 검출하는 레인징용 펄스검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출장치.
제10항에 있어서, 상기 고속 샘플러는,

외부에서 제공되는 소정 클럭신호를 분주하는 클럭신호분주기;

상기 RF 아날로그부에서 출력되는 펄스를 제공받고 상기 클럭신호분주기에서 제공되는 클럭신호에 동기하여 펄스를 출력하는 플립플롭;

상기 플립플롭에서 펄스를 출력하는 레지스터; 및

상기 클럭신호분주기에서 출력되는 클럭신호에 응답하여 상기 레지스터에서 제공되는 펄스신호들을 샘플링 처리하여 상기 레인징용 펄스를 검출하는 병렬신호 처리기를 포함하는 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출장치.
제11항에 있어서, 상기 레지스터는 상기 플립플롭으로부터 시리얼 타입으로 펄스를 제공받고, 병렬 타입으로 출력하는 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출장치.
다중 경로 환경에서 실시간 무선위치인식 시스템 응용을 위해 임펄스 신호를 검출하는 임펄스 신호 검출방법에서,

임펄스 신호의 수신 여부를 체크하여, 상기 임펄스 신호가 수신됨에 따라, 불필요한 주파수 대역을 제거하는 단계;

상기 불필요한 주파수 대역이 제거된 임펄스 신호 열을 증폭하는 단계;

증폭된 임펄스 신호 열의 포락선을 검파하고 증폭하는 단계;

상기 포락선신호의 상승 에지를 검출하고 디지털 신호로 변환하는 단계;

저속샘플링으로 상기 디지털신호의 시작점을 검출하는 단계; 및

레인징 수행 명령이 검출되거나 프레임 동기를 찾는 것으로 체크되면, 고속 샘플링으로 임펄스 신호의 전파시간을 계산하는 단계를 포함하는 임펄스 신호 검출방법.
제13항에 있어서, 상기 포락선을 검파하고 증폭한 후, 상기 포락선신호의 고역성분을 차단하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출방법.
제13항에 있어서, TOA 또는 TDOA 방식에 따른 시간 보정으로 상기 임펄스 신호의 도착 시간과 상기 디지털 신호의 검출 시간 사이의 절대 지연 시간을 측정하여 상기 임펄스 신호가 발생한 지점까지의 거리를 계산하는 단계

를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출방법.
제15항에 있어서, 상기 시간 보정은 주기적으로 이루어지는 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출방법.
제15항에 있어서, 상기 TOA 방식에 따른 시간 보정은,

미리 정해진 거리에 설치된 태그로부터의 임펄스를 리더에서 수신하여, 임펄스 신호의 전파 거리 D_{mea_toa}를 수학식 D_{mea_toa}= (T_{cal_toa}- T_{mea_toa}) × c/2 + D_{cal_toa,}(c=3×10⁸ m/sec)에 기초하여 계산하고,

여기서, T_{cal_toa}는 보정 시에 태그와 리더 사이의 임펄스 왕복 시간, D_{cal_toa}는 보정 시에 태그와 리더 사이의 거리, T_{mea_toa}는 태그와 리더 사이의 실제 측정된 임펄스의 왕복 시간인 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출방법.
제15항에 있어서, 상기 TDOA 방식에 따른 시간 보정은,

미리 정해진 거리에 설치된 태그로부터의 임펄스를 제1 리더 및 제2 리더에서 수신하여, D_mea _{_} _tdoa1(태그로부터 제1 리더까지의 전파거리)와 D_mea _{_} _tdoa2(태그로부터 제2 리더까지의 전파거리)를

수학식들,

D_mea _{_} _tdoa1 = (D_cal _{_} _tdoa + ΔD_mea _{_} _tdoa)/2,

D_mea _{_} _tdoa2 = (D_cal _{_} _total - ΔD_mea _{_} _tdoa)/2.

ΔD_mea _{_} _tdoa ₌D_mea _{_} _tdoa1 - D_mea _{_} _tdoa2 = (-ΔT_cal _{_} _tdoa+ (T_mea _{_} _tdoa1 - T_mea _{_} _tdoa2)) × c,

(c=3×10⁸ m/sec)

D_{cal_total =}D_{mea_tdoa1}+ D_{mea_tdoa2}

에 기초하여 계산하고,

여기서, ΔT_cal _{_} _tdoa는 보정 시에 태그로부터 임펄스가 제1 리더 및 제2 리더에 도착하는 절대 시간의 차이, D_cal _{_} _total는 보정 시에 제1 리더와 제2 리더 사이의 거리, T_mea _{_} _tdoa1는 태그로부터 임펄스를 제1 리더가 검출할 때의 시각, T_mea _{_} _tdoa2는 태그로부터 임펄스를 제2 리더가 검출할 때의 시각, D_{mea_tdoa1}는 태그로부터 제1 리더 사이의 거리, D_{mea_tdoa2}는 태그로부터 제2 리더 사이의 거리인 것을 특징으로 하는 임펄스 신호 검출방법.