KR101099790B1 - 연료전지용 전력변환장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은, 연료전지용 전력변환장치에 관한 것으로서, 연료전지용 전력변환장치에 있어서, 입력단의 부스트(Boost) 컨버터와 출력단의 LLC 하프-브릿지(Half-bridge) 컨버터가 2단으로 구성된 DC-DC 컨버터로 구성되되, 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전압을 검출하고 이를 이용하여 상기 부스터 컨버터의 듀티를 제어하여, 상기 DC-DC 컨버터의 출력전압을 일정하게 유지시키는 것을 특징으로 하는 연료전지용 전력변환장치이며, 이와 같은 본 발명에 의하면, DC-DC 컨버터로 입력되는 전압의 급격한 변동에도 불구하고 출력전압을 항상 일정하게 유지시켜 연계된 전력계통에 효율적인 전력공급이 가능하고, 공진을 이용하여 소프트 스위칭 동작을 하므로 효율이 높으며 부스트 컨버터만을 제어하여 출력전압을 일정하게 유지시키므로 DC-DC 컨버터의 제어가 간단하다.
Figure R1020090092208
DC-DC 컨버터, 부스트 컨버터, LLC 하프-브릿지 컨버터, 연료전지.

Description

연료전지용 전력변환장치 {A Power Conversion Device for Fuel Cell}
본 발명은 연료전지용 전력변환장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 저전압을 승압시키는 부스트(Boost) 컨버터와 전기적인 절연과 동시에 효율적인 에너지 전달을 위한 LLC 하프-브릿지(Half-bridge) 컨버터를 2단으로 구성한 DC-DC 컨버터에 대한 것이다.
화석연료의 고갈과 환경오염의 심각성 및 기존 전력 설비의 노후 등의 지속적인 문제들로 인해 신재생에너지 원의 개발 및 기존 전력설비와의 연계에 관한 많은 연구가 진행되어 왔다. 신재생에너지원에는 태양광, 풍력, 연료전지, 바이오매스 등이 있는데, 이중에서도 연료전지는 높은 에너지 효율, 친환경적, 저소음, 시스템구축의 용이성 등으로 설치장소의 제약이 적다. 또한 연료의 공급만 지속된다면 상시발전이 가능하고 전기와 열을 동시에 얻을 수 있어 많은 연구가 수행되고 있다
연료전지는 그 동안 여러 종류가 개발되어 왔는데, 이중 고분자전해질연료 전지(Proton Exchange Membrane Fuel Cell, 이하 PEMFC)는 고체 고분자막을 이용하여 수소와 산소 연료의 전기화학적 반응을 통해 전기에너지를 생성하고 부산물로 열에너지와 물을 생산하는 형태로 시스템의 단순성과 높은 전력밀도를 갖는다. 또한 분산전원과 같은 발전설비용뿐만 아니라 현재 유일하게 승용차용 동력발생장치로 고려되고 있을 정도로 뛰어난 성능을 가지고 있다. 그러나 연료전지는 기존의 DC 전원과는 달리 전기화학반응에 의한 분극 현상에 따른 손실로 비선형적인 특성을 가지며 수십 볼트의 저전압 출력특성을 갖기 때문에 220V, 60Hz의 전력계통에 연계하여 발전하기 위해서는 반드시 고효율 전력변환기가 요구된다.
현재까지 연료전지용 DC-DC 컨버터로는 풀-브릿지 컨버터(Full-bridge Converter), 푸시-풀 컨버터(Push-pull Converter) 또는 부스터 컨버터(Boost Converter)가 많이 사용되어왔다.
하지만 풀-브릿지 컨버터(Full-bridge Converter)는 변압기의 외형은 절감되지만 많은 스위칭 소자에 따른 스위칭 손실이 큰 단점을 갖는다. 푸시-풀 컨버터(Push-pull Converter)는 스위치 소자의 절감에 따른 적은 손실을 갖지만 스위칭 소자의 전압 스트레스와 2조로 구성된 1차측 권선을 요구하므로 88%정도의 낮은 효율을 갖는다. 부스터 컨버터(Boost Converter)는 스위칭 소자 수에 따른 적은 손실의 장점을 갖지만 일반적으로 3∼4배의 낮은 승압비를 갖게 된다. 최근에는 무변압기형 부스트 컨버터나 절연형 부스트 컨버터 등의 여러 방식으로 고승압이 가능하나 효율이 86∼90%수준에 머물거나 94∼96%의 고효율을 갖지만 많은 스위칭 소자, 변압기 수의 증가 등의 단점을 갖는다.
본 발명은 연료전지 발전용 계통연계시스템에서 효율적인 운용이 가능한 연료전지용 전력변환장치를 제공하고자 한다.
나아가서 연료전지용 전력변환장치에서 스위칭 소자에 따른 스위칭 손실이 큰 단점을 해결하고, 스위칭 소자의 전압 스트레스와 낮은 효율에 대한 문제점을 해결하고자 한다.
또한 고승압과 고효율을 얻고자 스위칭 소자 및 변압기의 수가 증가하는 문제점을 해결하고자 한다.
상기 기술적 과제를 달성하고자 본 발명은, 연료전지용 전력변환장치에 있어서, 입력단의 부스트(Boost) 컨버터와 출력단의 LLC 하프-브릿지(Half-bridge) 컨버터가 2단으로 구성된 DC-DC 컨버터로 구성되되, 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전압을 검출하고 이를 이용하여 상기 부스터 컨버터의 듀티를 제어하여, 상기 DC-DC 컨버터의 출력전압을 일정하게 유지시키는 것을 특징으로 하는 연료전지용 전력변환장치이다.
바람직하게는 상기 LLC 하프-브릿지 컨버터는, 상기 부스트 컨버터의 출력 전압과 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전압이 고정 시비율이 되도록 동작할 수 있다.
나아가서 상기 DC-DC 컨버터의 출력단에서 출력 전압을 검출하는 출력전압 검출부; 및 상기 부스트 컨버터의 듀티를 제어하는 부스트 컨버터 컨트롤러를 포함하며, 상기 전압 검출부를 통해 검출된 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전압에 근거하여 상기 부스트 컨버터 컨트롤러가 상기 부스트 컨버터의 듀티를 제어하여 상기 부스트 컨버터의 출력 전압을 일정하게 유지시킬 수 있다.
또한 상기 LLC 하프-브릿지 컨버터의 입력 전압과 출력 전압이 고정 시비율로 동작하도록 상기 LLC 하프-브릿지 컨버터에 고정 듀티를 위하여 일정한 펄스 신호를 제공하는 고정시비율 펄스 발생부를 포함할 수 있다.
바람직하게는 상기 LLC 하프-브릿지 컨버터는, 입력단에 연결된 제1 스위칭 트랜지스터와 제2 스위칭 트랜지스터; 상기 제1 스위칭 트랜지스터의 일단에 직렬로 연결된 공진캐패시터(Cr)와 누설인덕턴스(Lr); 상기 누설인덕턴스(Lr)에 1차측 권선의 제1 단자가 연결되고 상기 제1 스위칭 트랜지스터의 타단에 상기 1차측 권선의 제2 단자가 연결된 변압기; 및 상기 변압기의 2차측 권선에 연결된 풀브리지 다이오드 정류기를 포함할 수 있다.
보다 바람직하게는 상기 고정시비율 펄스 발생부는, PI 제어기를 포함하며, 상기 PI 제어기를 통해 상기 LLC 하프-브릿지 컨버터의 제1 스위칭 트랜지스터와 제2 스위칭 트랜지스터의 게이트 단자에 고정 시비율로 동작을 위한 펄스 신호를 제공할 수 있다.
이와 같은 본 발명에 따르면, 적은 수의 스위칭 소자와 변압기로 고승압 및 고효율의 연료전지용 전력변환장치를 제공할 수 있다.
나아가서 공진을 이용하여 소프트 스위칭 동작을 하므로 효율이 높으며 부스트 컨버터만을 제어하여 출력전압을 일정하게 유지시키므로 DC-DC 컨버터의 제어가 간단하다.
또한 DC-DC 컨버터로 입력되는 전압의 급격한 변동에도 불구하고 출력전압을 항상 일정하게 유지시켜 연계된 전력계통에 효율적인 전력공급이 가능하다.
본 발명과 본 발명의 동작상의 이점 및 본 발명의 실시에 의하여 달성되는 목적을 설명하기 위하여 이하에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 예시하고 이를 참조하여 살펴본다.
본 발명은 저전압을 승압시키는 부스트(Boost) 컨버터와 전기적인 절연과 동시에 효율적인 에너지 전달을 위한 LLC 하프-브릿지(Half-bridge) 컨버터가 2단으로 구성된 연료전지용 DC-DC 컨버터이다.
도 1은 본 발명에 따른 연료전지용 전력변환장치인 DC-DC 컨버터의 개략적인 구성을 나타낸다.
본 발명에 따른 연료전지용 전력변환장치(10)인 DC-DC 컨버터는 입력단의 부스트 컨버터(100)와 출력단의 LLC 하프-브릿지 컨버터(200)가 2단으로 구성되며, DC-DC 컨버터의 출력단에서 출력 전압을 검출하는 출력전압 검출부(500), 검출된 출력전압을 이용하여 부스트 컨버터(100)의 듀티를 제어하는 부스트 컨버터 제어부(300) 및 LLC 하프-브릿지 컨버터(200)가 입력전압과 출력전압의 고정 시비율로 동작하도록 LLC 하프-브릿지 컨버터(200)에 일정한 스위칭 제어 신호를 제공하는 고정시비율 게이트펄스 발생부(400)를 포함한다.
연료전지의 단자전압은 정격부하에서 무부하전압의 약 50% 정도로 강하한다. 따라서 연료전지용 DC-DC 컨버터는 부하에 따라 입력전압이 급격히 변동함에도 불구하고 원만한 계통연계를 위해 출력전압은 항상 400V 정도를 유지해야 한다. 본 발명에서는 이러한 기능을 갖는 2단 구성 DC-DC 컨버터를 제안한다
도 2는 본 발명에 따른 2단 구성 DC-DC 컨버터의 실시예에 대한 구성도를 나타낸다.
본 발명은 부스터(Boost) 컨버터(100)와 하프-브릿지 LLC(Half-bridge LLC) 공진형 컨버터(200)의 조합으로 구성되어 있으며, 출력전압 검출부(400), 부스트 컨버터 제어부(300), 고정시비율 게이트펄스 발생부(400)를 포함한다.
이와 같은 본 발명에 따른 2단 구성 DC-DC 컨버터는 제어설계의 복잡성을 줄이고 회로소자가 갖는 전류/전압 스트레스를 분담하여 효율을 향상하도록 구성되어 있다.
본 발명에서 컨버터 입력전압의 범위는 연료전지 출력전압의 변동을 고려하여 24∼48V로 설정하였고 이 전압은 부스터 컨버터(100)를 통하여 80V정도로 승압된다. 이는 컨버터 출력전압을 검출하여 부스터 컨버터(100)의 듀티(duty)를 제어 함으로써 80V로 일정하게 유지하도록 한다.
하프-브릿지 LCC 공진형 컨버터(200)는 입력전압 80V, 출력전압 400V의 고정 시비율로 동작하도록 구성되었다.
부스터 컨버터 제어부(300)는 컨버터 출력전압을 검출하여 기준 출력전압 400V와 비교하여 PI제어기를 통해 게이트 펄스를 공급한다. 부스터 컨버터(100)의 스위칭소자(Sb)(110)가 ON되었을 때 코일(Lb)(130)에 전류가 흐르게 되어 에너지가 축적되며 Sb(110)가 OFF되어 있는 동안에 다이오드(Db)(150)를 통하여 부스트 커패시터(Cb)(170)를 충전한다.
하프-브릿지 LLC 공진형 컨버터(200)는 고정 시비율로 스위칭소자 S1(210)와 S2(220)에 게이트 펄스를 공급하기 때문에 변압기(250)를 입력전압이 일정한 전압정격으로 설계를 할 수 있어 변압기의 이용률을 높일 수 있다. 스위칭 소자 S1(210) 또는 S2(220)가 ON 되었을 때 에너지를 부하에 공급하다가 두 스위치(210, 220)가 모두 OFF 되었을 때 저장되었던 에너지가 부하에 공급된다.
이와 같은 본 발명에 따른 2단 구성 DC-DC 컨버터는 제어가 복잡하지 않고 최적화 설계를 통하여 전력밀도를 높일 수 있다. 또한 2단에 걸쳐 승압하므로 스위칭 소자의 전류정격을 줄여주어 손실을 저감시킬 수 있다.
도 3은 본 발명에 따른 LLC 하프-브릿지 컨버터(200)의 동작모드를 나타낸 것이다. 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터의 전단인 입력단은 범용 부스터 컨버터(100) 로 그 동작원리는 일반적인 사항이므로 설명은 생략하기로 한다.
후단인 출력단은 공진형 반브리지 컨버터(200)로 두개의 스위치(210, 220)와 공진캐패시터(Cr)(230), 변압기 누설인덕턴스(Lr)(240), 그리고 자화인덕턴스(Lm)(250)으로 구성된다. 변압기의 2차 측은 풀브리지 다이오드 정류기(270)로 구성되어있다.
도 3의 (a)는 파워링(Powering) 구간으로 스위치 S2(220)가 턴-온(turn-on) 되면서 시작한다. 공진전류는 MOSFET S2(220)를 통해 흐르며 에너지가 2차 측으로 전달된다. 이때 공진 캐패시터(Cr)(230)은 충전이 되며 공진 주파수 fr은 Lm(250)이 공진에 참여하지 않도록 회로를 설정하였기 때문에 하기 [식 1]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009059747511-pat00001
[식 1]
2차 측은 다이오드 D1과 D4가 도통되고 자화 인덕턴스 전류는 출력전압에 선형적으로 증가된다.
도 3의 (b)는 데드 타임(Dead-Time) 구간으로써 스위치 S2(220)가 턴-오프(turn-off) 되면서 시작한다. S2(220)을 통해 흐르던 전류가 스위치 S1(210)의 내부 다이오드를 통해 흐르고 이로 인하여 S1(210)는 ZVS조건을 성립하게 한다. 이때 자화 전류는 더 이상 증가하지 않으며 2차 측으로의 에너지 전달이 차단되는 구간이다.
도 3의 (c)는 파워링(Powering) 구간으로써 스위치 S1(210)이 턴-온(turn-on) 되면서 시작한다. 공진전류는 스위치 S1(210)을 통해 역방향으로 흐르며 Cr(230)에 충전되었던 에너지가 변압기(250)를 통해 2차 측으로 전달된다. 이때 공진 주파수는 상기 [식 1]과 같이 나타낼 수 있다. 2차 측은 다이오드 D2와 D3가 도통되고 자화 인덕턴스 전류는 출력전압에 선형적으로 감소한다.
도 3의 (d)는 데드-타임(Dead-Time) 구간으로써 스위치 S1(210)이 턴-오프(turn-off) 되면서 시작한다. S1(210)을 통해 흐르던 전류가 스위치 S2(220)의 내부 다이오드를 통해 흐르고 이로 인하여 S2(220)는 ZVS 조건을 성립하게 한다. 이때 자화 전류는 더 이상 증가하지 않으며 2차 측으로의 에너지 전달이 차단되는 구간이다.
본 발명에서 제안한 2단 구성 DC-DC 컨버터를 이용하여 연료전지발전을 전력계통과 연계하여 효율적인 전력공급이 가능한가를 확인하기 위하여 PSCAD/EMTDC를 이용하여 시뮬레이션을 수행하였으며, 이에 대한 시뮬레이션 결과를 이하에서 살펴보기로 한다.
도 4는 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터가 적용된 연료전지발전용 계통연계시스 템의 제어기를 포함한 시스템구성도이다.
연료전지 출력전압인 VFC는 연료전지스택 모텔링으로 구성되어 있으며, 부하변동에 따라 급격히 전압 변동하는 특성이 반영되어 있다. 여기서 DC-DC 컨버터는 본 발명에 따른 부스트 컨버터(100)와 LLC 하프-브릿지 컨버터(200)의 조합인 2단 구성 DC-DC 컨버터로 구성되며, 시스템 제어기는 2단 구성 DC-DC 컨버터의 제어부와 계통연계인버터의 제어부로 나눌 수 있다.
DC-DC컨버터의 제어부는 출력전압을 검출하여 이를 통해 부스트 컨버터의 듀티를 제어하는 부스트 컨버터 컨트롤러(300)와 LLC 하프-브릿지 컨버터(200)의 입력 전압과 출력 전압이 고정 시비율로 동작하도록 LLC 하프-브릿지 컨버터(200)에 고정 듀티를 위하여 일정한 펄스 신호를 제공하는 고정시비율 펄스 발생부(400)을 포함하며, 이를 통해 DC 커패시터의 전압을 일정하게 유지하는 제어를 수행하고 DC-AC 인버터 제어부는 유효전력 P와 무효전력 Q의 제어를 수행한다.
DC-DC 컨버터 제어부는 DC 커패시터의 기준전압과 DC 커패시터의 실측전압과의 오차를 PI제어기를 통해 해당 시비율을 정하는데, 앞단에 있는 부스트 컨버터(100)의 출력 전압이 80V 정도로 유지되도록 스위칭 소자인 MOSFET의 게이트에 펄스를 인가한다. DC-AC 인버터 제어부는 3상 계통 전압/전류를 센싱받아 기준위상 θ를 설정하여 d-q변환을 수행한다. 또한 유효전력 P와 무효전력 Q의 기준값을 정격전압을 나눠 각각 d축, q축 전류의 기준 값을 생성하고 위상 θ를 기준으로 d-q 변환한 전압 및 전류를 입력으로 전류제어를 수행한다. 이로써 d축 q축 기준전압을 생성하게 되고 역변환과 PWM 펄스생성을 통해 인버터 6개의 주 IGBT에 게이트 펄스를 인가한다.
계통으로 공급되는 유효전력의 크기에 따라 연료전지의 출력전압과 전류의 변동을 확인하기 위해 하기 [표 1]에 나타낸 것처럼 0∼8초까지 유효전력을 100W, 300W, 500W, 1kW와 같이 계단적으로 변화를 주고 동시에 무효전력을 독립적으로 0∼300Var의 계단적 변화를 주어 동작을 확인하였다.
시간[s] 1 2 3 4 5 6 7 8
P[W] 100 300 500 1000 500 300 100
Q[Var] 0 300 100 0 300 100 0
[표 1]
도 5는 시뮬레이션 결과를 나타낸 것이다. 도 5의 (a)는 모델링 한 연료전지의 동작전압(VFC)의 변동을 나타낸 것으로, 유효전력의 변동에 따라 동작전압이 변동함을 확인할 수 있다. 도 5의 (b)는 연료전지의 동작 전류(IFC)가 변동함 나타낸 것인데, 연료전지의 전압과 마찬가지로 유효전력이 변동함에 따라 동작점이 달라짐을 알 수 있다. 도 5의 (c)는 전력계통으로 출력되는 유효전력의 추종특성을 나타낸 파형이다. 실측 유효전력은 안정화되는데 까지 1초 미만의 과도현상을 보이지만 곧 기준 값을 추종함을 나타내 유효전력의 제어가 잘 수행됨을 알 수 있다. 도 5의 (d)는 전력계통으로 출력되는 무효전력의 추종특성을 나타낸 파형이다. 실측 무효전력 또한 추종제어가 잘 수행됨을 알 수 있다. 이 때 무효전력량은 연료전지발전 정격을 고려하여 표 1과 같이 0∼300Var정도로 범위를 주었다. 도 5의 (e)는 DC 커패시터의 전압을 나타낸 것이다. 유효전력의 변동에도 불구하고 400V로 일정하게 유지되어 전압제어가 잘 수행됨 알 수 있다.
본 발명에서는 하드웨어구현 타당성을 검증하고자 시뮬레이션에서 얻은 결과를 바탕으로 프로토타입을 제작하고 실험을 수행하였다. 도 6은 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터의 실험을 위해 구성된 하드웨어의 실시예를 나타낸 것이다.
본 실험에 사용한 연료전지는 PEM 타입으로 모델명은 Ballard Nexa Power Module이고 1.2kW의 정격 출력을 갖는다. 24V의 배터리 전력으로 연료전지의 컨트롤 보드에 전력을 공급하여 컨트롤러가 초기 조작을 할 수 있도록 해주고 연료전지의 기동을 도와준다.
2단 구성 DC-DC 컨버터는 부스트 컨버터(100)와 LLC 공진 컨버터(200)의 2 단으로 조합으로 되어 있고 제어기는 OP Amp를 사용하는 아날로그 방식으로 되어있다. 출력전압을 일정하게 유지하는 것은 부스트 컨버터(100)에 의해 수행하고 추가의 승압은 고정 시비율을 갖는 LLC 공진형 컨버터(200)와 고주파변압기의 권수비에 의해서 수행한다.
계통연계형 인버터를 동작시키기 위한 제어보드는 텍사스 인스트루먼트(Texas Instrument)사의 실수형 DSP(Digital Signal Processor)인 TMS320vc33-150와 Altera사에서 개발한 100,000게이트 EPLD인 EP1K100QC208로 구성되어 있으며, 그밖에 ADC 24ch, DAC 4ch, Digital Input 4ch, Digital Output 4ch, Encoder pulse input 1 module, RS232 port 1개 RS485 port 2개로 구성되어 있다. 계통연계 인버터는 PT 및 CT의 계측기를 통해 계통 3상 전압 및 전류 그리고 DC 커패시터 전압 및 전류를 측정하여 디지털제어를 수행하게 된다.
실제 연료전지스택의 경우 계통에 공급되는 유효전력의 변동이 빠르게 이루어질 경우 화학반응 속도가 이를 추종하기 어려워 충분히 안정적인 동작을 고려하여 하기 [표 2]에 보인 것처럼 시뮬레이션과 달리 변동의 지속시간을 100초로 하여 실험을 실시하였다.
시간[s] 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
P[W] 100 300 500 1000 500 300 100
Q[Var] 0 300 100 0 300 100 0
[표 2]
도 7은 연료전지 가동상태를 모니터링한 화면을 나타낸다. 도 7의 화면에서 좌측은 연료전지 상태를 나타내는 파라미터들을 표시하고 우측은 파라미터 값에 따른 곡선을 나타낸다. 연료전지의 스택전압은 유효전력의 요구량에 따라 동작점이 급격히 변동하는 것을 확인할 수 있다.
연료전지 스택온도는 무부하 및 경부하일 시에는 표준 온도인 25℃를 갖지만 중부하 및 최대부하일 시에는 온도가 상승하는 것을 확인할 수 있다.
도 8은 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터를 포함하는 계통연계시스템과 연료전지를 이용하여 실험을 한 결과를 나타내는 파형이다.
도 8의 (a)는 연료전지의 동작전압 및 동작전류를 나타낸 것이다. 오실로스코프를 이용하여 10V(A)/div로 맞추어 연료전지 전압 및 전류를 측정하였다. 유효전력 변동 시 연료전지의 전압이 안정화되는 점을 확인하여야 하므로 시간은 유효전력의 변동구간은 100s로 하였다. 유효전력이 증가하면 연료전지의 전압은 감소하게 되고 연료전지의 전류는 증가하게 된다. 반대로 유효전력이 감소하면 연료전지 의 전압은 증가하게 되고 연료전지의 전류는 감소하게 된다. 도 8의 (b)는 출력 유효전력과 DC 커패시터 전압과 전류를 나타낸 것이다. 첫 번째 디스플레이는 출력 유효전력을 나타낸 것으로 시뮬레이션과 유사하게 상기 [표 2]의 시나리오에 따라 실측 유효전력이 잘 추종하고 있음을 알 수 있었다. 두 번째는 DC 커패시터의 전압과 전류를 나타낸 것인데, DC 커패시터의 전압은 유효전력의 변동에도 불구하고 400V를 잘 유지하여 시뮬레이션결과와 유사하게 DC-DC 컨버터는 DC 커패시터의 전압을 잘 제어함을 알 수 있었다. 결과적으로 DC 커패시터의 전압이 일정하여 유효전력의 변동은 DC 커패시터의 전류에 비례함을 알 수 있다. 도 8의 (c)는 출력 무효전력을 나타낸 것이다. 오실로스코프를 이용하여 100Var/div로 맞추어 시뮬레이션과 유사하게 상기 [표 2]의 무효전력 Q의 시나리오에 따라 실측 무효전력이 잘 추종하고 있음을 알 수 있었다.
도 9는 도 6의 하드웨어 실험을 통해 얻은 실제 연료전지의 전압-전류 특성곡선이다. 무부하 전압은 50V 정도이며 부하가 가중될수록 연료전지 전류가 증가하게 되고 연료전지 전압은 감소하는 형태를 보인다. 최대부하인 1kW시의 연료전지 전압은 27.3V, 연료전지 전류는 34.41A를 출력함으로써 무부하 에서부터 약 50%의 전압 강하를 보인다.
도 10은 본 발명에 따른 연료전지용 2단 구성 DC-DC 컨버터의 효율을 측정하여 나타낸 곡선이다. 컨버터의 입력전압의 범위에서 최소와 최대 전압에 대하여 부하별 효율을 측정하였다. 컨버터 입력 전압 24V이고 정격 1kW시의 효율은 약 93.5%정도이다. 실제 정격 1kW시의 연료전지 전압은 27.3V이므로 약 94%정도의 효율을 갖는 것으로 판단할 수 있다.
본 발명에서는 고효율 DC-DC 컨버터인 연료전지용 전력변환장치를 제안하고 이를 구비하는 연료전지발전용 계통연계시스템에 대한 실시예의 시뮬레이션을 통해 그 동작을 분석하여 그 효율을 검토했다.
이와 같은 본 발명에 따른 연료전지용 전력변환장치는 연료전지발전용 계통연계시스템의 개발과 효율적인 운용에 활용 가능하며, 또한 최근 관심이 증가하고 있는 DC급전과 스마트그리드에 연료전지발전을 적용하는데 활용 가능하다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서 본 발명에 기재된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상이 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의해서 해석되어야하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 연료전지용 전력변환장치인 DC-DC 컨버터의 개략적인 구성을 나타내며,
도 2는 본 발명에 따른 2단 구성 DC-DC 컨버터의 실시예에 대한 구성도를 나타내며,
도 3는 본 발명에 따른 LLC 하프-브릿지 컨버터의 동작모드를 나타내며,
도 4은 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터가 적용된 연료전지발전용 계통연계시스템의 제어기를 포함한 시스템 구성도이며,
도 5는 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터가 적용된 연료전지발전용 계통연계시스템의 실시예에 대한 시뮬레이션 결과를 나타내며,
도 6은 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터의 실험을 위해 구성된 하드웨어의 실시예를 나타내며,
도 7은 연료전지 가동상태를 모니터링한 화면을 나타내며,
도 8은 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터를 포함하는 계통연계시스템과 연료전지를 이용하여 실험을 한 결과를 나타내는 파형이며,
도 9는 도 6의 하드웨어 실험을 통해 얻은 실제 연료전지의 전압-전류 특성곡선이며,
도 10은 본 발명에 따른 연료전지용 2단 구성 DC-DC 컨버터의 효율을 측정하여 나타낸 곡선이다.
<도면의 주요부호에 대한 설명>
100 : 부스트 컨버터, 200 : LLC 하프-브릿지 컨버터,
300 : 부스트 컨버터 컨트롤러, 400 :고정시비율 펄스 발생부,
500 : 출력전압 검출부.

Claims (6)

  1. 연료전지용 전력변환장치에 있어서,
    입력단의 부스트(Boost) 컨버터와 출력단의 LLC 하프-브릿지(Half-bridge) 컨버터가 2단으로 구성된 DC-DC 컨버터로 구성되되,
    상기 LLC 하프-브릿지 컨버터는,
    입력단에 연결된 제1 스위칭 트랜지스터와 제2 스위칭 트랜지스터;
    상기 제1 스위칭 트랜지스터의 일단에 직렬로 연결된 공진캐패시터(Cr)와 누설인덕턴스(Lr);
    상기 누설인덕턴스(Lr)에 1차측 권선의 제1 단자가 연결되고 상기 제1 스위칭 트랜지스터의 타단에 상기 1차측 권선의 제2 단자가 연결된 변압기; 및
    상기 변압기의 2차측 권선에 연결된 풀브리지 다이오드 정류기를 포함하며,
    상기 DC-DC 컨버터의 출력 전압을 검출하고 이를 이용하여 상기 부스터 컨버터의 듀티를 제어하여, 상기 DC-DC 컨버터의 출력전압을 일정하게 유지시키는 것을 특징으로 하는 연료전지용 전력변환장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 LLC 하프-브릿지 컨버터는,
    상기 부스트 컨버터의 출력 전압과 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전압이 고정 시비율이 되도록 동작하는 것을 특징으로 하는 연료전지용 전력변환장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터의 출력단에서 출력 전압을 검출하는 출력전압 검출부; 및
    상기 부스트 컨버터의 듀티를 제어하는 부스트 컨버터 컨트롤러를 포함하며,
    상기 전압 검출부를 통해 검출된 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전압에 근거하여 상기 부스트 컨버터 컨트롤러가 상기 부스트 컨버터의 듀티를 제어하여 상기 부스트 컨버터의 출력 전압을 일정하게 유지시키는 것을 특징으로 하는 연료전지용 전 력변환장치.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 LLC 하프-브릿지 컨버터의 입력 전압과 출력 전압이 고정 시비율로 동작하도록 상기 LLC 하프-브릿지 컨버터에 고정 듀티를 위하여 일정한 펄스 신호를 제공하는 고정시비율 펄스 발생부를 포함하는 것을 특징으로 하는 연료전지용 전력변환장치.
  5. 삭제
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 고정시비율 펄스 발생부는,
    PI 제어기를 포함하며, 상기 PI 제어기를 통해 상기 LLC 하프-브릿지 컨버터의 제1 스위칭 트랜지스터와 제2 스위칭 트랜지스터의 게이트 단자에 고정 시비율로 동작을 위한 펄스 신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 연료전지용 전력변환장치.
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