KR101066639B1 - 바이어스 혼합 전력 증폭 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 기본 신호를 증폭하는 메인 앰프, 피크 신호를 증폭하는 피킹 앰프, 메인 앰프 패스 게인(Main amp path gain)과 피킹 앰프 패스 게인(peaking amp path gain)이 동일하게 되도록 양 패스(path)의 게인(gain)의 차를 조절하는 90°비등가 분배기, 메인 앰프의 출력 부하를 쇼트(0)로 유도하는 제1 오프셋 라인, 피킹 앰프의 출력 부하를 쇼트(0)로 유도하는 제2 오프셋 라인을 포함하여 이루어진 바이어스 혼합 전력 증폭 장치에 있어서, RF 측정 시스템을 그대로 이용하면서 상기 피킹 앰프의 출력 부하를 쇼트(0)로 유도하는 제2 오프셋 라인에 연결된, 특성임피던스(Zp)가 50Ω이 아닌 제1 λ/4(90°) 트랜스포머를 더 포함하여 이루어진 바이어스 혼합 전력 증폭 장치에 관한 것으로, RF 측정 시스템을 그대로 이용하면서 피킹 앰프의 성능을 자체적으로 측정할 수 있고, 6dB, 9.5dB 출력 전력 백 오프(OPBO ; Output Power Back-Off) 외의 OPBO에서 효율을 최적화할 수 있는 효과가 있다.
OPBO, 비대칭, 도허티, λ/4트랜스포머, 특성임피던스

Description

바이어스 혼합 전력 증폭 장치{POWER AMPLIFIER MIXING BIAS}
본 발명은 RF 측정 시스템을 그대로 이용하면서 피킹 앰프의 출력 부하를 쇼트(0)로 유도하는 오프셋라인에 특성임피던스가 50Ω이 아닌 λ/4(90°) 트랜스포머를 연결하여 피킹 앰프의 성능을 자체적으로 측정할 수 있고, 6dB, 9.5dB 출력 전력 백 오프(OPBO ; Output Power Back-Off) 외의 OPBO에서 효율을 최적화할 수 있는 바이어스 혼합 전력 증폭 장치에 관한 것이다.
현재, 이동 통신 시스템에서 전력 증폭기는 기지국(BS: Base Station) 및 이동 단말(MS: Mobile Station)들의 최종 출력단에 구비되어 낮은 레벨의 입력 신호, 예컨대 베이스 밴드(Base Band) 신호를 높은 레벨의 출력 신호, 예컨대 RF 밴드 신
호로 증폭한다. 이때, RF 밴드 신호는 전력 증폭기가 비선형성이면 신호의 왜곡 성분이 발생하며, 이러한 전력 증폭기의 비선형 특성은 입력 신호에 대한 이득 저하와 입력 주파수 이외의 상호 변조(Inter-Modulation)로 인한 주파수 성분을 생성한다. 그에 따라, 상기 생성된 주파수 성분은 인접 채널에 영향을 주어 시스템 전체 성능을 저하시키므로 상기 선형성은 전력 증폭기에서 중요한 특성이다.
한편, 상기 전력 증폭기는 입력 신호의 대역폭에 따라 단일 반송파를 사용하 는 단일 반송파 전력 증폭기(SCPA: SingleCarrier Power Amplifier, 이하 'SCPA'라 칭하기로 한다)와 다중 반송파를 사용하는 다중 반송파 전력 증폭기(MCPA: Multi Carrier Power Amplifier, 이하 'MCPA'라 칭하기로 한다)로 나눌 수 있다. 상기 SCPA는 단일 반송파, 즉 1FA 신호를 증폭하므로 선형성 확보를 위한 복잡하고 정교한 선형화가 불필요하며, 단지 최대 출력 전력에서 PAR(Peak to Average Power Ratio)만큼 백오프(Back-Off)하여 사용하면 된다. 상기 MCPA는 다중 반송파, 예컨대 와이브로 시스템일 경우는 3FA 신호를, CDMA 시스템일 경우는 8∼15FA 신호를 증폭하므로 광대역의 상호 변조 성분을 제거하기 위해 선형화가 필요하다.
또한, 최근에는 이동 통신 시스템에 다중 안테나 기술을 적용하여 빔 포밍(Beam Forming), 다이버시티(Diversity) 등으로 전송 속도와 용량을 증대시키는 기술들이 적용되고 있다. 이러한 다중 안테나 기술은, 여러 개의 안테나를 사용하므로 전력 증폭기 측면에서 전체의 출력 전력은 같지만 개별 안테나를 구동시키는 전력 증폭기의 출력 전력이 낮아지는 이점이 있다. 상기 다중 안테나 기술을 이동 통신 시스템에 적용할 경우, 상기 이동 통신 시스템의 활용성을 향상시키기 위해 MCPA로 동작하는 멀티 모드용 전력 증폭기가 제안되었다.
아울러, 전력 증폭기에 있어서, 전술한 전력 증폭기의 선형성 뿐만 아니라 전력 증폭기의 효율성 또한 중요한 파라미터이다. 이러한 전력 증폭기의 효율성을 향상시키기 위해 도허티 증폭기(Doherty Amplifier)가 제안되었으며, 일반적인 평형증폭기(Balanced Amplifier)와는 달리 상기 도허티 증폭기는 캐리어 증폭기(Carrier Amplifier)와 피킹 증폭기(Peaking Amplifier)가 비대칭 병렬로 결합된 구조이다. 보다 자세히 설명하면, 도허티 증폭기는, 이동 통신 시스템에서 고효율 변조방식에 사용되는 전력 증폭기의 일예로서, 1936년에 W. H. Doherty에 의해 처음 제안되었으며, 그 구조는 쿼터 웨이브 트랜스포머(Quarter Wave Transformer)(λ/4 트랜스포머)가 메인 증폭기와 피킹 증폭기를 병렬로 연결하는 구조이다.
그리고, 상기 피킹 증폭기는 전력 레벨(Power Level)에 따라 부하(load)에 공급하는 전류의 양을 달리하는 방식을 통해 상기 메인 증폭기의 부하 임피던스(impedance)를 조절함으로써, 도허티 증폭기의 효율을 증가시킬 수 있다.
이러한 종래 도 1, 도 2의 도허티 증폭기(도 1: 6dB OPBO 효율 최적화된 normal 대칭형 도허티, 도 2: 6dB OPBO 효율 최적화된 Inverted 대칭형 도허티) 특히, 도 3의 종래 비대칭 도허티 구조에서는 임의의 특성 임피던스로 튜닝을 하는데, RF 측정시스템의 임피던스가 50Ω으로 설정되어 있고, 앰프쪽으로는 비대칭 구조이기 때문에 50Ω으로 가져갈 수 없어서, 피킹 앰프의 성능을 자체적으로 측정할 수 없는 문제점이 발생한다.
또한, 현재의 디지털 전치왜곡기(DPD)는 6dB(γ=2) < PAR < 9.5dB(γ=3)사이의 신호를 사용하기 때문에, 상기 구간의 PAR에 맞는 출력 전력 백 오프(OPBO ; Output Power Back-Off)에서 최적의 효율 성능을 갖는 구조가 필요하다.
아울러, 0dB(γ=1) < PAR < 6dB(γ=2)사이의 신호에 맞는 출력 전력 백 오프(OPBO)에서 최적의 효율 성능을 갖는 구조가 필요하다.
본 발명은 상기한 문제점을 해결하기 위해 개발된 것으로, RF 측정 시스템을 그대로 이용하면서 피킹 앰프의 성능을 자체적으로 측정할 수 있고, 6dB, 9.5dB 출력 전력 백 오프(OPBO ; Output Power Back-Off) 외의 OPBO에서 효율을 최적화할 수 있는 바이어스 혼합 전력 증폭 장치를 제공하는데 있다.
이러한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 바이어스 혼합 전력 증폭 장치는
기본 신호를 증폭하는 메인 앰프, 피크 신호를 증폭하는 피킹 앰프, 메인 앰프 패스 게인(Main amp path gain)과 피킹 앰프 패스 게인(peaking amp path gain)이 동일하게 되도록 양 패스(path)의 게인(gain)의 차를 조절하는 90°비등가 분배기, 메인 앰프의 출력 부하를 쇼트(0)로 유도하는 제1 오프셋 라인, 피킹 앰프의 출력 부하를 쇼트(0)로 유도하는 제2 오프셋 라인을 포함하여 이루어진 바이어스 혼합 전력 증폭 장치에 있어서, RF 측정 시스템을 그대로 이용하면서 상기 피킹 앰프의 출력 부하를 쇼트(0)로 유도하는 제2 오프셋라인에 연결된, 특성임피던스(Zp)가 50Ω이 아닌 제1 λ/4 트랜스포머를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 제1 λ/4 트랜스포머의 특성임피던스(Zp)는 하기의 수학식 1로 된 것을 특징으로 한다.
Figure 112009060311598-pat00001
여기서, Zo는 비대칭 도허티 증폭기의 특성임피던스, Rpeak = Zm·Rmain/(γRmain - Zm), Rmain = Zm·Rpeak/(γRpeak - Zm), Zm은 메인 앰프의 특성임피던스, γ는 메인 앰프와 피킹 앰프의 파워 합계를 메인 앰프의 피크 값으로 나눈 값.
그리고, 상기 제1 오프셋 라인과 상기 제1 λ/4 트랜스포머에 연결되어 RL(RL = Rmain∥Rpeak, 또는 RL = Zm/γ, Zm은 메인 앰프의 특성임피던스, γ는 메인 앰프와 피킹 앰프의 파워 합계를 메인 앰프의 피크 값으로 나눈 값)을 50Ω 시스템으로 변환하는 제2 λ/4 트랜스포머를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.
본 발명은 RF 측정 시스템을 그대로 이용하면서 피킹 앰프의 출력 부하를 쇼트(0)로 유도하는 오프셋라인에 특성임피던스가 50Ω이 아닌 λ/4(90°)트랜스포머를 연결하여 피킹 앰프의 성능을 자체적으로 측정할 수 있고, 6dB, 9.5dB 출력 전력 백 오프(OPBO ; Output Power Back-Off) 외의 OPBO에서 효율을 최적화할 수 있다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 설명한다. 다만, 이하에서 설명되는 실시예는 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 발명을 쉽게 실시할 수 있을 정도로 상세하게 설명하기 위한 것에 불과하며, 이로 인해 본 발명의 보호범위가 한정되는 것을 의미하지는 않는다.
도 4의 장치는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 바이어스 혼합 전력 증폭 장치를 도시한 것이다.
도시된 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 바이어스 혼합 전력 증폭 장치는 기존의 RF 측정 시스템을 그대로 이용하면서, 피킹 앰프(402)의 출력 부하를 쇼트(short, 0)로 유도하는 제2 오프셋라인(405)에 특성임피던스가 50Ω이 아닌 제1 λ/4(90°) 트랜스포머(406)를 연결한 구조인 것이다.
즉, 종래 비대칭 도허티 구조에서는 임의의 특성 임피던스로 튜닝을 하는데, RF 측정시스템의 임피던스가 50Ω으로 설정되어 있고, 앰프쪽으로는 비대칭 구조이기 때문에 50Ω으로 가져갈 수 없어서, 피킹 앰프의 성능을 자체적으로 측정할 수 없다.
그래서, 도시된 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 바이어스 혼합 전력 증폭 장치는 RF 측정 시스템을 그대로 이용하면서 피킹 앰프(402)의 출력 부하를 쇼트(0)로 유도하는 제2 오프셋라인(405)에 특성임피던스가 50Ω이 아닌 제1 λ/4 트랜스포머(406)를 연결한 것이다.
구체적으로, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 바이어스 혼합 전력 증폭 장치는 크게, 메인 앰프(401), 피킹 앰프(402), 90°비등가 분배기(90°uneven divider)(403), 제1 오프셋 라인(404), 제2 오프셋 라인(405), 제1 λ/4 트랜스포 머(406), 제2 λ/4 트랜스포머(407)를 포함하여 이루어진 것이다.
즉, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 바이어스 혼합 전력 증폭 장치는 기본 신호를 증폭하는 메인 앰프(401), 피크 신호를 증폭하는 피킹 앰프(402), 메인 앰프 패스 게인(Main amp path gain)과 피킹 앰프 패스 게인(peaking amp path gain)이 동일하게 되도록 양 패스(path)의 게인(gain)의 차를 조절하는 90°비등가 분배기(403), 메인 앰프(401)의 출력 부하(Load)를 쇼트(0)로 유도하는 제1 오프셋 라인(404), 피킹 앰프(402)의 출력 부하(Load)를 쇼트(0)로 유도하는 제2 오프셋 라인(405), 피킹 앰프(402)의 부하(Load, 50Ω)를 Rpeak(Rpeak = (Zm·Rmain)/(γRmain - Zm), Rmain = (Zm·Rpeak)/(γRpeak - Zm), Zm은 메인 앰프의 특성임피던스, γ는 메인 앰프와 피킹 앰프의 파워 합계를 메인 앰프의 피크 값으로 나눈 값)로 변환하는 제1 λ/4 트랜스포머(406), RL(RL = Rmain∥Rpeak, 또는 RL = Zm/γ)을 50Ω 시스템으로 변환하는 제2 λ/4 트랜스포머(407)를 포함하여 이루어진 것이다.
메인 앰프(401)는 90°비등가 분배기(90°uneven divider)(403)를 통해 신호 입력 포트(IN)와 대각선으로 연결되고, 피킹 앰프(402)와 병렬로 연결된 구조로 된 것으로, 기본 신호를 증폭한다. 종래 비대칭 도허티 구조 즉, 90°비등가 분배기(90°uneven divider)를 통해 50Ω 아이솔레이션 포트와 대각선으로 연결되는 종래 비대칭 도허티 구조와는 달리, 신호 입력 위치가 바뀌어 90°비등가 분배기(403)를 통해 신호 입력 포트(IN)와 대각선으로 연결되는 구조를 가진다.
피킹 앰프(402)는 90°비등가 분배기(90°uneven divider)(403)를 통해 50Ω 아이솔레이션 포트와 대각선으로 연결되고, 메인 앰프(401)와 병렬로 연결된 구조로 된 것으로, 피크 신호를 증폭한다. 종래 비대칭 도허티 구조 즉, 90°비등가 분배기(90°uneven divider)를 통해 신호 입력 포트(IN)와 대각선으로 연결되는 종래 비대칭 도허티 구조와는 달리, 신호 입력 위치가 바뀌어 90°비등가 분배기(403)를 통해 50Ω 아이솔레이션 포트와 대각선으로 연결되는 구조를 가진다.
90°비등가 분배기(90°uneven divider)(403)는 입력단이 신호 입력 포트(IN)와 50Ω 아이솔레이션 포트에 연결되고, 출력단이 메인 앰프(401)와 피킹 앰프(402)에 연결된 것으로, 신호 입력 포트(IN)와 메인 앰프(401)를 대각선으로 연결시키고, 50Ω 아이솔레이션 포트와 피킹 앰프(402)를 대각선으로 연결시키는 구조로 된다.
그렇게 하여, 메인 앰프 패스 게인(Main amp path gain)과 피킹 앰프 패스 게인(peaking amp path gain)이 동일하게 되도록 즉, Main amp path gain = peaking amp path gain이 되도록 양 패스(path)의 게인(gain)의 차를 조절한다.
제1 오프셋 라인(404)은 일단이 메인 앰프(401)에 직렬로 연결되고 즉, 90°비등가 분배기(90°uneven divider)(403)를 통해 신호 입력 포트(IN)와 대각선으로 연결되고 피킹 앰프(402)와 병렬로 연결된 메인 앰프(401)에 직렬로 연결된다. 그리고, 타단이 피킹 앰프(402)의 부하(Load, 50Ω)를 Rpeak(하기의 수학식 2 참조)로 변환시키는 제1 λ/4 트랜스포머(406)와, RL(하기의 수학식 3 참조)을 50Ω 시스템으로 변환하는 제2 λ/4 트랜스포머(407)에 각기 직렬로 연결된 구조로 된 것이다.
Rpeak = (Zm·Rmain)/(γRmain - Zm), Rmain = (Zm·Rpeak)/(γRpeak - Zm)
(Zm은 메인 앰프의 특성임피던스, γ는 메인 앰프와 피킹 앰프의 파워 합계를 메인 앰프의 피크 값으로 나눈 값)
RL = Rmain∥Rpeak, 또는 RL = Zm/γ
(Rpeak = (Zm·Rmain)/(γRmain - Zm), Rmain = (Zm·Rpeak)/(γRpeak - Zm), Zm은 메인 앰프의 특성임피던스, γ는 메인 앰프와 피킹 앰프의 파워 합계를 메인 앰프의 피크 값으로 나눈 값)
그렇게 하여, 제1 오프셋 라인(404)은 메인 앰프(401)의 출력 부하(Load)를 쇼트(short, 0)로 유도한다.
제2 오프셋 라인(405)은 일단이 피킹 앰프(402)에 직렬로 연결되고 즉, 90°비등가 분배기(90°uneven divider)(403)를 통해 50Ω 아이솔레이션 포트와 대각선으로 연결되고 메인 앰프(401)와는 병렬로 연결된 피킹 앰프(402)에 직렬로 연결된다. 그리고, 타단이 피킹 앰프(402)의 부하(Load)를 Rpeak(상기 수학식 2 참조)로 변환시키는 제1 λ/4 트랜스포머(406)에 직렬로 연결된 구조로 된 것이다.
그렇게 하여, 종래의 비대칭 도허티 구조와는 달리, RF 측정 시스템의 특성 임피던스를 50Ω으로 그대로 유지하면서, 피킹 앰프(402)의 출력 부하(Load)를 쇼 트(0)로 유도한다.
제1 λ/4 트랜스포머(406) 또는 제1 90°트랜스포머는 일단이 제2 오프셋라인(405)에 직렬로 연결되고 즉, 피킹 앰프(402)에 직렬로 연결되어 피킹 앰프(402)의 출력 부하를 쇼트(0)로 유도하는 제2 오프셋라인(405)에 직렬로 연결되고, 타단이 제1 오프셋라인(404)과, 제2 λ/4 트랜스포머(407)에 각기 직렬로 연결된 구조 즉, 메인 앰프(401)에 직렬로 연결되어 메인 앰프(401)의 출력 부하를 쇼트(0)로 유도하는 제1 오프셋라인(404)과, RL(Rmain∥Rpeak, 또는 RL = Zm/γ)을 50Ω 시스템으로 변환하는 제2 λ/4 트랜스포머(407)에 각기 직렬로 연결된 구조로 된 것이다.
제1 λ/4 트랜스포머(406)는 특성임피던스(Zp)가 50Ω이 아닌 90° 트랜스포머를 사용한 것이다.
Figure 112009060311598-pat00002
(Zo는 비대칭 도허티 증폭기의 특성임피던스, Rpeak = (Zm·Rmain)/(γRmain - Zm), Rmain = (Zm·Rpeak)/(γRpeak - Zm), Zm은 메인 앰프의 특성임피던스, γ는 메인 앰프와 피킹 앰프의 파워 합계를 메인 앰프의 피크 값으로 나눈 값)
그렇게 하여, 제1 λ/4 트랜스포머(406)는 피킹 앰프(402)의 부하(Load)를 Rpeak(Rpeak = (Zm·Rmain)/(γRmain - Zm), Rmain = (Zm·Rpeak)/(γRpeak - Zm))로 변환한다.
제2 λ/4 트랜스포머(407) 또는 제2 90°트랜스포머는 제1 오프셋라인(404)과, 제1 λ/4 트랜스포머(406) 각각에 직렬로 연결된 구조 즉, 메인 앰프(401)에 직렬로 연결되어 메인 앰프(401)의 출력 부하(Load)를 쇼트(0)로 유도하는 제1 오프셋라인(404)과, 피킹 앰프(402)의 부하(Load)를 Rpeak(상기 수학식 2참조)로 변환하는 제1 λ/4 트랜스포머(406) 각각에 직렬로 연결된 구조로 된 것이다.
그렇게 하여, 제2 λ/4 트랜스포머(407)는 RL(RL = Rmain∥Rpeak, 또는 RL = Zm/γ)을 50Ω 시스템으로 변환하게 된다.
도 5의 그래프는 본 발명에 따른 출력 전력 백-오프에서의 효율 맞춤형 바이어스 혼합 전력 증폭 장치의 출력 전력 백오프(OPBO ; Output Power Back-Off)에서의 효율 그래프이다.
현재의 디지털 전치왜곡기(DPD)는 6dB(γ=2) < PAR < 9.5dB(γ=3)사이의 신호를 사용하기 때문에, 상기 구간의 PAR에 맞는 출력 전력 백 오프(OPBO ; Output Power Back-Off)에서 최적의 효율 성능을 갖는 구조가 필요하며, 아울러, 0dB(γ=1) < PAR < 6dB(γ=2)사이의 신호에 맞는 출력 전력 백 오프(OPBO)에서 최적의 효율 성능을 갖는 구조가 필요한데, 본 발명은 그러한 조건을 만족하는 즉, 6dB, 9.5dB 출력 전력 백 오프(OPBO) 외의 OPBO에서 효율을 최적화할 수 있는 비대칭 도허티 구조를 제공한다.
도 1은 종래 6dB OPBO 효율 최적화된 대칭형 도허티 증폭기(normal구조)를 도시한 도면
도 2는 종래 6dB OPBO 효율 최적화된 대칭형 도허티 증폭기(Inverted구조)를 도시한 도면
도 3은 종래 9.5dB 효율 최적화된 비대칭 도허티 증폭기를 도시한 도면
도 4는 본 발명에 따른 바이어스 혼합 전력 증폭 장치를 도시한 도면
도 5는 본 발명에 따른 바이어스 혼합 전력 증폭 장치의 출력 전력 백오프(OPBO ; Output Power Back-Off)에서의 효율 그래프
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
401 : 메인 앰프 402 : 피킹 앰프
403 : 90°비등가 분배기(90°uneven divider)
404 : 제1 오프셋 라인 405 : 제2 오프셋 라인
406 : 제1 λ/4 트랜스포머 407 : 제2 λ/4 트랜스포머

Claims (3)

  1. 기본 신호를 증폭하는 메인 앰프, 피크 신호를 증폭하는 피킹 앰프, 메인 앰프 패스 게인(Main amp path gain)과 피킹 앰프 패스 게인(peaking amp path gain)이 동일하게 되도록 양 패스(path)의 게인(gain)의 차를 조절하는 90°비등가 분배기, 메인 앰프의 출력 부하를 쇼트(0)로 유도하는 제1 오프셋 라인, 피킹 앰프의 출력 부하를 쇼트(0)로 유도하는 제2 오프셋 라인을 포함하여 이루어진 바이어스 혼합 전력 증폭 장치에 있어서,
    RF 측정 시스템을 그대로 이용하면서 상기 피킹 앰프의 출력 부하를 쇼트(0)로 유도하는 제2 오프셋라인에 연결된, 특성임피던스(Zp)가 50Ω 대신에 제1 λ/4 트랜스포머가 포함되어 이루어지고,
    상기 제1 λ/4 트랜스포머의 특성임피던스(Zp)는
    하기의 수학식 5로 된 것을 특징으로 하는 바이어스 혼합 전력 증폭 장치.
    Figure 112011017085041-pat00003
    여기서, Zo는 비대칭 도허티 증폭기의 특성임피던스, Rpeak = (Zm·Rmain)/(γRmain - Zm), Rmain = (Zm·Rpeak)/(γRpeak - Zm), Zm은 메인 앰프의 특성임피던스, γ는 메인 앰프와 피킹 앰프의 파워 합계를 메인 앰프의 피크 값으로 나눈 값.
  2. 삭제
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 오프셋 라인과 상기 제1 λ/4 트랜스포머에 연결되어 RL(RL = Rmain∥Rpe ak, 또는 RL = Zm/γ, Zm은 메인 앰프의 특성임피던스, γ는 메인 앰프와 피킹 앰프의 파워 합계를 메인 앰프의 피크 값으로 나눈 값)을 50Ω 시스템으로 변환하는 제2 λ/4 트랜스포머를 더 포함하여 이루어진 바이어스 혼합 전력 증폭 장치.
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