KR101055685B1 - 코드북 기반의 동이득 전송 기법을 적용한 단일 캐리어 주파수 분할 다중접속 시스템 - Google Patents

코드북 기반의 동이득 전송 기법을 적용한 단일 캐리어 주파수 분할 다중접속 시스템 Download PDF

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Abstract

본 발명은 LTE-A 시스템에서 상향링크의 성능 및 전송속도를 높이기 위해 MIMO 기법을 적용하면서 상향링크의 낮은 최대 전력대 평균 전력비(PAPR)를 유지할 수 있도록 동이득전송(EGT) 기법을 채택한 단일 주파수 분할 다중접속 시스템 및 방법에 관한 것이다. 이와 같은 본 발명은 폐 루프 방식을 지원하며, 복수의 안테나를 갖으며, 소정의 코드북을 기반으로 통신하는 SC-FDMA 시스템에 있어서, 복수의 수신 안테나를 갖으며, 상기 코드북중 채널 상태를 고려하여 최적의 코드벡터 인덱스 피드백 정보를 출력하는 수신장치; 및 복수의 송신 안테나를 통해 수신되는 상기 피드백 정보를 동이득 전송(EGT) 코드북 기반의 프리코딩을 통해 최대 전력 대 평균 전력비(PAPR)를 최소로 유지시킬 수 있도록 하는 소스 시그널(source signal)을 출력하는 송신장치를 포함하되, 상기 수신장치는 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신되는 상기 소스 시그널을 컴바이닝(combining)하여 상기 코드북을 탐색한다.
동이득 전송(EGT), 코드북, 컴바이닝, 피드백 정보, MIMO, 다이버시티, SC-FDMA

Description

코드북 기반의 동이득 전송 기법을 적용한 단일 캐리어 주파수 분할 다중접속 시스템 {SC-FDMA SYSTEM WITH CODEBOOK-BASED EQUAL GAIN TRANSMISSION PRECODING SYSTEM}
본 발명은 단일 주파수 분할 다중접속(SC-FDMA) 시스템에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 LTE-A 시스템 송신기에서 비선형증폭기를 고려할때 상향링크의 성능 및 전송속도를 높이기 위해 MIMO 기법을 적용하면서 상향링크의 낮은 최대 전력대 평균 전력비(PAPR)를 유지할 수 있도록 동이득전송(EGT) 기법을 채택한 단일 주파수 분할 다중접속 시스템 및 방법에 관한 것이다.
셀룰러(cellular) 이동통신 시스템에서 여러 명의 사용자가 동시에 통화를 하기위한 방법은 주파수 분할 다중 접속 방법(FDMA: Frequency Division Multiple Access), 시간 분할 다중 접속 방법(TDMA: Time Division Multiple Access) 및 코드 분할 다중 접속 방법(CDMA: code division multiple access) 등이 있다.
한편 IEEE 802.11a 와 IEEE 802.11g 기반의 무선랜(WLAN) 시스템 등에서 사 용하는 직교주파수분할(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기술을 다중 사용자 기법으로 적용한 것이 WiMAX 상향링크와 하향링크 그리고 LTE (Long-Term Evolution) 하향링크이다.
직교 주파수 분할 다중 접속 기술의 큰 장점은 다중 경로 채널에서 수신기가 간단해지는 장점이 있다. 직교 주파수 분할 다중화 방법은 고속의 전송률을 갖는 데이터열을 낮은 전송률을 갖는 많은 수의 데이터열로 나누고, 이들을 다수의 부반송파를 사용하여 동시에 전송하는 것이다. 즉, 데이터열을 여러 개의 부채널(Sub-channel)들로 동시에 전송하는 형태이다.
여러 개의 부채널의 신호가 더해지면서 송신 신호의 최대 전력 대 평균 전력 비(PAPR, Peak-to-Average Power Ratio)가 매우 증가하게 된다. 왜곡이 없는 직교 주파수 분할 다중 신호의 송신을 위해서는 송신 전력 증폭기가 매우 높은 선형성을 유지해야 한다. 즉, 입력신호 레벨의 높고 낮음에 상관없이 왜곡이 적은 송신 전력 증폭기의 입력 대 출력의 선형성을 반드시 요구한다는 것이다.
그러나 휴대 단말기 관점에서 보면 상기와 같은 선형 증폭기는 가격이 너무 비싸고, 사이즈도 커서 적용하기 매우 어렵다. 그리고 선형성을 유지하기 위해서는 높은 백오프(back-off)를 주어야 하므로, 낮은 전력 효율문제가 생기다.
이러한 문제는 OFDMA를 적용할 때도 동일하게 발생한다.
또한 셀룰러 통신시스템 상향링크(uplink)에서 OFDMA를 적용하면, 다른 사용자와 동시전송할 때 주파수 오프셋(offset) 발생을 피할 수 없다. 그러면 주파수 오프셋은 송신신호의 직교성을 파괴하여 심각한 성능 열화를 발생시킨다.
이러한 문제를 해결하기 위해서 3GPP(third Generation Partnership Project)는 LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced) 상향링크에서 적용할 수 있는 단일 캐리어 주파수 분할 다중접속(single carrier frequency division multiple access, SC-FDMA)기술을 채택한다.
SC-FDMA는 시간 영역 데이터 심벌들이 이산 퓨리에 변환(discrete fourier transform, DFT)에 의하여 주파수 영역의 데이터로 변환되고, 이 변환된 신호는 직교다중주파수분할 변조기를 통해 변조된다. 따라서 변조기를 통해 나오는 신호는 한 개의 반송파를 가지는 신호가 된다. 그래서 SC-FDMA를 DFT-spread OFDM 라고도 한다.
이렇게 OFDMA 변조기를 통해 나오는 신호는 다중 반송파가 아닌 한 개의 반송파를 가지기 때문에 PAPR이 낮아지게 된다. SC-FDMA 시스템에서 사용자들은 주파수 영역에서 다른 부반송파를 이용하게 된다.
기존 LTE 상향링크에서는 다중 안테나 기법이 고려되지 않았으나, 최근 LTE-A 기반의 상향링크에서는 다수의 송신 안테나를 이용하는 방안을 논의하기 시작하였다. 다중 안테나 시스템은 각 안테나별로 독립적인 정보를 전송하므로, 다중 입력 다중 출력(multi-input multi-output, MIMO) 시스템에 해당한다. MIMO는 송수신기에 다중의 안테나들이 구비된 시스템으로, 주파수 효율을 높이기 위해 공간 영역을 이용하는 시스템이다.
다중 안테나 시스템은 공간 영역을 활용함으로써, 시간 영역과 주파수영역이 제한되어 있은 환경에서 링크레벨 성능을 높이는 다이버시티 기법 또는 더 높은 전 송 속도를 얻기에 용이한 공간 멀티플렉싱 기법을 적용할 수 있다.
MIMO 기법 중 링크 레벨 성능을 높이는 다이버시티 기법은 시간, 주파수, 다중경로 및 공간 다이버시티 기법 등이 있다. 시간 다이버시티는 채널 부호화와 인터리빙을 결합하여 시간적으로 다이버시티 효과를 얻는다.
주파수 다이버시티 기법은 서로 다른 주파수로 송신된 신호들이 각기 다른 다중 경로를 통해 수신되도록 함으로써 다이버시티 효과를 얻도록 한다.
다중 경로 다이버시티는 서로 다른 페이딩정보를 이용하여 다중 경로 신호를 분리함으로써 다이버시티 효과를 얻도록 한다. 상기 공간 다이버시티는 송신기나 수신기, 또는 양쪽모두에 여러 개의 안테나들을 사용하여 서로 독립적인 페이딩 신호에 의해 다이버시티 효과를 얻도록 한다. 공간 다이버시티 방식은 안테나 어레이를 이용한다.
이러한 MIMO 기술 중 다이버시티 기법에는 open-loop MIMO와 closed-loop MIMO가 있다. open-loop MIMO는 송신단에서 송신전 STBC나 STTC, SFBC 등의 코드로 소스 데이터를 인코딩하여, 각각의 안테나에서 다른 신호를 송신하는 방법이다. 장점은 단말기의 이동속도에 영향을 받지 않고, 높은 이득을 얻을 수 있다.
closed-loop MIMO 기술은 수신기에서 채널 상태 정보를 송신기로 피드백하는 방법으로 채널 상태 정보의 피드백 비트수를 감소시키기 위해 코드북 기반의 프리코딩(precoding) 기법이 사용된다. 하향링크와 상향링크가 상호적(reciprocal)이 아닌 주파수 분할 듀플렉스(FDD)인 경우에는 채널 상태 정보(Channel State Information, CSI)의 피드백이 필요하다. 이 기법은 단말기의 속도가 저속이거나 없을 경우, open-loop MIMO 기법보다 큰 이득을 얻을 수 있다.
빔포밍 또는 코드북 기반의 프리코딩은 다중 안테나에서 채널 상태에 따른 가중치를 가하여 신호의 SINR(Signal to Interference plus Noise Ratio) 증가시키기 위해 사용된다. 상기 코드북 기반의 프리코딩 기술이 MRT(Maximum Ratio Transmission), EGT(Equal Gain Transmission), SDT(Selected Diversity Transmission) 등이 있다. 상기에 MRT 코드북은 각각 안테나에 서로 절대치가 다른 비중치를 주어 선부호화(precoding) 하는 기술이고 선부호화된 신호는 진폭이 서로 다르다. EGT 코드북은 각각 송신안테나에게 절대치가 같은 비중치를 주어 선부호화한다.
따라서 선부호화된 신호의 진폭은 그대로 유지가 된다. SDT는 여러송신 안테나 중 채널환경이 제일 우수한 안테나를 선택해서 신호를 보내는 기술이다.
3GPP LTE(Release8), WiMAX Evolution(SDD 단계 진행) 등 MIMO-OFDMA 기반 이동통신 표준에서는 단일 사용자(SU: Single User)-MIMO와 다수 사용자(MU: Multi-User)-MIMO를 포함한 MIMO의 사용을 표준화하고 있다. 여기서 SU-MIMO는 한 사용자에게 기지국의 안테나 리소스 모두를 할당하는 방식이고, MU-MIMO는 다수의 사용자에게 안테나 리소스 또는 무선 공간 자원을 분배하는 방식이다.
단일 사용자에 대한 공간 다중화는 SM(Spatial Multiplexing) 혹은 SU-MIMO(single user MIMO)로 불리며, 링크 레벨 성능이 증가하거나 채널의 용량이 안테나 수에 비례하여 증가한다.
다중 사용자에 대한 공간 다중화는 공간분할 다중접속(spatial division multiple access, SDMA) 혹은 MU-MIMO(multi-user MIMO)로 불리다.
향후, MU-MIMO 방식은 고도화된 공간 신호 처리 기술들과 결합 되면서 단일 사용자 MIMO-OFDMA/SC-FDMA 방식을 능가하는 차세대 이동통신 용량 증대 기법 개발의 원동력이 될 것으로 예측되고 있다.
이러한 SC-FDMA는 OFDMA와 비슷한 성능을 내면서 PAPR이 낮기 때문에 LTE-A 상향링크에서 채택되었으나, 최근 LTE-A 시스템에서 상향링크의 성능 및 전송속도를 높이기 위해 MIMO 기법을 적용하면서 상향 링크의 가장 핵심 과제인 낮은 최대 전력 대 평균 전력비(PAPR)를 유지하기 어려운 문제점이 있다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 감안하여 안출된 것으로, LTE-A 시스템에서 상향링크의 성능 및 전송속도를 높이기 위해 MIMO 기법을 적용하며 낮은 최대 전력 대 평균 전력비(PAPR)를 유지할 수 있도록 한 단일 주파수 분할 다중접속 시스템 및 방법을 제공함에 그 목적이 있다.
본 발명의 다른 목적은 동이득 전송 코드북을 단일 주파수 분할 다중 접속 시스템에 적용할 수 있도록 한 단일 주파수 분할 다중접속 시스템 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 목적들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해되어질 수 있을 것이다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일면에 따른 단일 주파수 분할 다중접속 시스템은, 폐 루프 방식을 지원하며, 복수의 안테나를 갖으며, 소정의 코드북을 기반으로 통신하는 단일 주파수 분할 다중접속(SC-FDMA) 시스템에 있어서, 상기 코드북중 채널 상태를 고려하여 최적의 코드벡터 인덱스 피드백 정보를 출력하는 수신장치; 및 복수의 송신 안테나를 통해 수신되는 상기 피드백 정보를 동이득 전송(EGT) 코드북 기반의 프리코딩을 통해 최대 전력 대 평균 전력비(PAPR)를 최소로 유지시킬 수 있도록 하는 소스 시그널(source signal)을 출력하는 송신장치를 포함하되, 상기 수신장치는 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신되는 상기 소스 시그널을 컴바이닝(combining)하여 상기 코드북을 탐색한다.
여기서, 상기 송신장치는, 하기의 수학식 1에 의해 위상 벡터를 획득하고, 상기 획득된 위상 벡터를 하기의 수학식 2에 적용하여 동이득 전송 프리코딩 벡터를 획득하는 피드백 정보 처리부를 포함한다.
(수학식 1)
Figure 112011002340870-pat00082
(수학식 2)
Figure 112009028713576-pat00002
여기서, 상기 피드백 정보 처리부는, 상기 수신장치로부터 수신하는 상기 피드백 정보를 하기의 수학식 3의 (a)와 (b)중 어느 하나로 부반송파(subcarrier) 매핑을 수행한다.
(수학식 3)
Figure 112009028713576-pat00003
Figure 112009028713576-pat00004
여기서,
Figure 112009028713576-pat00005
은 반송파 매핑 후의 주파수 영역에서의 샘플을 의미하고, Q는 스프레딩 요소(spreading factor)을 의미하며, p는 포지션(position)을 의미한다.
여기서, 상기 피드백 정보 처리부는, 상기 반송파 매핑 후, 하기의 수학식 4에 의해 OFDM 변조된 심볼을 획득하고, 상기 획득된 OFDM 변조된 심볼을 하기의 수학식 5에 적용하여 프리코딩한 단일 주파수 분할 다중접속 신호를 획득한다.
(수학식 4)
Figure 112011002340870-pat00083
(수학식 5)
Figure 112009028713576-pat00007
여기서,
Figure 112011002340870-pat00008
는 시간영역에서 프리 코딩한 베이스밴드 심벌벡터를 의미하고,
Figure 112011002340870-pat00084
를 의미하고, Sm은 OFDM 심볼을 의미하고, W1~WNt는 프리코딩벡터를 의미하며, Sj는 프리코딩한 SC-FDMA송신신호를 의미한다.
여기서, 상기 피드백 정보 처리부는, 상기 획득된 프리코딩한 단일 주파수 분할 다중접속 신호를 하기의 수학식 6에 적용하여 소스 시그널을 획득한다.
(수학식 6)
Figure 112009028713576-pat00010
여기서 T는 입력 데이터 심벌 주기를 의미하고, Wc는 시스템의 반송파 주파수이고,
Figure 112009028713576-pat00011
는 SC-FDMA 변조후의 심벌 주기를 의미한다.
여기서, 상기 수신장치는, 상기 송신장치로부터 전송되는 신호를 하기의 수학식 7을 이용하여 수신(즉, 수신신호(Ym))하고, 그 수신신호(Ym)을 하기의 수학식 8에 적용하여 컴바이닝 수신신호(
Figure 112009028713576-pat00012
)를 획득하는 피드백 정보 생성부를 포함한다.
(수학식 7)
Figure 112009028713576-pat00013
(수학식 8)
Figure 112009028713576-pat00014
여기서, H는 채널특성을 의미하고, N은 노이즈를 의미한다.
본 발명의 다른 면에 따른 단일 주파수 분할 다중접속 방법은, 폐 루프 방식을 지원하며, 복수의 송신 안테나를 갖는 송신장치와, 복수의 수신 안테나를 갖는 수신장치가 소정의 코드북을 기반으로 통신하는 단일 주파수 분할 다중접속(SC-FDMA) 방법에 있어서, 상기 수신장치가 상기 코드북이 가지는 전체 인덱스들 중 코 드북 인덱스 탐색을 위한 후보 인덱스를 선별하여 후보 인덱스 벡터 그룹을 생성하고, 상기 생성된 후보 인덱스 벡터 그룹에 의해 코드북 인덱스 탐색을 수행하여 코드북 인덱스를 양자화한 피드백 정보를 상기 송신장치로 전송하는 단계; 및 상기 송신장치가 상기 피드백 정보를 동이득 전송(EGT) 코드북 기반의 프리코딩을 통해 최대 전력 대 평균 전력비(PAPR)를 최소로 유지시킬 수 있도록 하는 소스 시그널(source signal)을 상기 수신장치로 전송하는 단계를 포함하되, 상기 송신장치로 전송하는 단계는, 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신되는 상기 소스 시그널을 컴바이닝(combining)하여 상기 코드북을 탐색한다.
여기서, 상기 수신장치로 전송하는 단계는, 하기의 수학식 9에 의해 위상 벡터를 획득하고, 상기 획득된 위상 벡터를 하기의 수학식 10에 적용하여 동이득 전송 프리코딩 벡터를 획득하는 단계를 포함한다.
(수학식 9)
Figure 112009028713576-pat00015
(수학식 10)
Figure 112009028713576-pat00016
여기서, 상기 수신장치로 전송하는 단계는, 상기 수신장치로부터 수신하는 상기 피드백 정보를 하기의 수학식 11의 (a)와 (b)중 어느 하나로 부반송파(subcarrier) 매핑을 수행하는 단계를 포함한다.
(수학식 11)
Figure 112009028713576-pat00017
Figure 112009028713576-pat00018
여기서,
Figure 112009028713576-pat00019
은 반송파 매핑 후의 주파수 영역에서의 샘플을 의미하고, Q는 스프레딩 요소(spreading factor)을 의미하며, p는 포지션(position)을 의미한다.
여기서, 상기 수신장치로 전송하는 단계는, 상기 반송파 매핑 후, 하기의 수학식 12에 의해 OFDM 변조된 심볼을 획득하고, 상기 획득된 OFDM 변조된 심볼을 하기의 수학식 13에 적용하여 프리코딩한 단일 주파수 분할 다중접속 신호를 획득하는 단계를 포함한다.
(수학식 12)
Figure 112011002340870-pat00085
(수학식 13)
Figure 112009028713576-pat00021
여기서,
Figure 112011002340870-pat00022
는 시간영역에서 프리 코딩한 베이스밴드 심벌벡터를 의미하고,
Figure 112011002340870-pat00086
를 의미하고, Sm은 OFDM 심볼을 의미하고, W1~WNt는 프리코딩벡터를 의미하며, Sj는 프리코딩한 SC-FDMA송신신호를 의미한다.
여기서, 상기 수신장치로 전송하는 단계는, 상기 획득된 프리코딩한 단일 주파수 분할 다중접속 신호를 하기의 수학식 14에 적용하여 소스 시그널을 획득하는 단계를 포함한다.
(수학식 14)
Figure 112009028713576-pat00024
여기서 T는 입력 데이터 심벌 주기를 의미하고, Wc는 시스템의 반송파 주파수이고,
Figure 112009028713576-pat00025
는 SC-FDMA 변조후의 심벌 주기를 의미한다..
여기서, 상기 송신장치로 전송하는 단계는, 상기 송신장치로부터 전송되는 신호를 하기의 수학식 15를 이용하여 수신(즉, 수신신호(Ym))하고, 그 수신신호(Ym)을 하기의 수학식 16에 적용하여 컴바이닝 수신신호(
Figure 112009028713576-pat00026
)를 획득하는 단계를 포함한다.
(수학식 15)
Figure 112009028713576-pat00027
(수학식 16)
Figure 112009028713576-pat00028
여기서, H는 채널특성을 의미하고, N은 노이즈를 의미한다.
전술한 과제해결 수단에 의해 본 발명은 LTE-A 시스템에서 상향링크의 성능 및 전송속도를 높이기 위해 MIMO 기법을 적용하며 낮은 최대 전력 대 평균 전력비(PAPR)를 유지할 수 있도록 하는 효과가 있다.
또한 소형의 단말기 구현을 가능하게 하면서 MIMO 성능 향상의 효과도 얻을 수 있다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하되, 본 발명에 따른 동작 및 작용을 이해하는데 필요한 부분을 중심으로 설명한다.
하기의 설명에서 본 발명의 단일 주파수 분할 다중접속 시스템 및 방법의 특정 상세들이 본 발명의 보다 전반적인 이해를 제공하기 위해 나타나 있는데, 이들 특정 상세들 없이 또한 이들의 변형에 의해서도 본 발명이 용이하게 실시될 수 있다는 것은 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명할 것이다.
한편 본 발명의 단일 주파수 분할 다중접속 시스템 및 방법은 LTE-A 상향링크에서 채택된 SC-FDMA 기술에 MRT 코드북 기반의 프리코딩 기법적용시 발생할 수 있는 최대 전력대 평균 전력비(PAPR)의 문제점을 극복하고, 실제 시스템에 사용되는 비선형 증폭기를 고려하였을때, 우수한 성능을 나타내는 EGT 코드북 기반의 프리코딩 기법을 적용할 수 있도록 한 기술적 구성을 제안한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 사용자를 지원하는 폐 루프 방식의 다중 안테나 시스템을 보이고 있다. 도 1에서는 하나의 송신장치(110)와 복수의 수신장치(120-1, 120-N)로 구성된다. 송신장치(110)는 기지국이라 가정할 수 있으며, 복수의 수신장치(120-1, 120-N)는 이동 단말이라 가정할 수 있다. 하기의 설명에서는 하나의 수신장치(120-1)를 기준으로 한다. 하기의 설명은 나머지 수신장치에 대해서도 동일하게 적용되는 것으로 간주한다.
도 1을 참조하면, 수신장치(120-1)는 수신신호를 입력으로 하여 채널 추정을 수행한다. 상기 채널 추정에 의해 각 데이터 스트림에 대응한 채널 품질 정보 (Channel Quality Information; CQI)를 획득한다. CQI 정보는 CQI 값(value)으로 표현될 수 있다. 이하 설명에서는 편의를 위해 CQI 정보로 통칭하여 사용한다. 그리고 데이터 스트림은 송신측에서의 프리 코더 사용 여부에 따라 달리 정의될 수 있다.
그리고 수신장치(120-1)는 각 데이터 스트림에 대응한 채널 품질 정보(채널상태정보)를 기초로 하여 피드백 정보를 생성한다. 여기서 피드백 정보는 최적의 코드벡터 인덱스 피드백 정보를 의미한다.
피드백 정보의 생성 방법은 신호 검출 기법, 송신측에서의 프리 코더 사용 여부 등을 고려하여 결정할 수 있다. 수신장치(120-1)는 생성한 피드백 정보를 전송한다.
송신장치(110)는 모든 수신장치(120-1, 120-N)로부터 피드백 정보를 수신한다. 송신장치(110)는 피드백 정보에 의해 적어도 하나의 사용자(즉 수신장치)를 선택한다. 여기서 선택되는 사용자의 수는 동작 모드에 의해 결정될 수 있다. 동작 모드는 단일 사용자 모드(single-user mode)와 다중 사용자 모드(multi-user mode)로 구성된다. 단일 사용자 모드에서는 하나의 사용자가 선택되며, 다중 사용자 모드에서는 복수의 사용자들이 선택된다. 동작 모드는 피드백 정보를 기반으로 하여 결정한다.
그리고 송신장치(110)는 피드백 정보에 의해 변조 및 부호화 선택 레벨 (Modulation & Coding Selection Level; MCS 레벨)을 결정한다. MCS 레벨을 결정할 시, 수신측의 신호 검출 기법, 동작 모드 및 선택된 사용자를 지원하는 데이터 스트림의 수 등을 추가로 고려할 수 있다.
송신장치(110)는 결정된 MCS 레벨에 의해 부호화 및 변조 방식을 지정하고, 지정된 부호화 및 변조 방식을 사용하여 선택된 적어도 하나의 사용자에 대응한 데이터 스트림을 전송한다.
전술한 바와 같이 본 발명에 따르면, 송신장치(110)는 각 수신장치(120-1, 120-N)로부터 제공되는 피드백 정보에 의해 동작 모드를 결정한다. 즉 송신장 치(110)는 단일 사용자 모드와 다중 사용자 모드를 선택적으로 사용할 수 있다.
이를 위해 수신장치(120-1)는 적어도 하나의 수신 안테나 (Ant_rx #1, Ant_rx #2, …, Ant_rx #Nr), 채널 추정부(122-1) 및 피드 백 정보 생성부(124-1)로 구성된다. 그리고 송신장치(110)는 복수의 송신 안테나(Ant_tx #1, Ant_tx #2, …, Ant_tx #Nr), 피드 백 정보 처리부(114) 및 신호 송신부(112)로 구성된다.
수신장치(120-1)를 살펴보면, 적어도 하나의 수신 안테나(Ant #1, Ant #2, …, Ant #Nr)로부터 수신된 신호는 채널 추정부(122-1)로 입력된다. 여기서 수신장치(120-1)로 수신되는 신호는 아래의 수학식 1에 의해 획득된다.
Figure 112009028713576-pat00029
여기서, y1~yn은 수신 안테나 인덱스에 따른 수신신호이며, h1,1~hNr,Nt는 채널 특성이며, w1~wNt는 송신 안테나 인덱스에 따른 송신신호이며, s는 송신하려는 정보이며, n1~nNr수신 안테나 인덱스에 따른 노이즈를 의미합니다.
채널 추정부(122-1)는 미리 설정된 신호 검출 기법에 의해 수신신호로부터 데이터 스트림 각각에 대응한 채널 특성을 추정한다. 신호 검출 기법으로는 선형 검출 기법과 비선형 검출 기법이 존재한다. 선형 검출 기법의 대표적인 예로 LMMSE 기법이 있으며, 비선형 검출 기법의 대표적인 예로 SIC 기법이 있다. 채널 추정부(122-1)에서의 신호 검출 기법은 사전이 지정된다. 하지만 듀얼 모드를 지원하는 경우라면, 채널 추정부(122-1)에서 채널 상황 등을 고려하여 최적의 신호 검출 기법을 선택적으로 사용할 수 있다.
채널 추정부(122-1)에 의해 추정된 수신신호의 채널 특성 행렬은 피드 백 정보 생성부(124-1)로 제공된다.
피드 백 정보 생성부(124-1)는 채널 추정부(122-1)로부터 제공된 채널 특성 행렬에 의해 피드 백 정보를 생성한다. 피드 백 정보 생성부(124-1)는 피드 백 정보를 생성할 시, 채널 추정부(122-1)에서 사용된 신호 검출 기법을 고려한다.
한편 피드 백 정보 생성부(124-1)는 송신장치(110)에서 사용자로 제공되는 데이터 스트림의 수와 프리 코더 (코드 북)의 사용 여부 등을 추가로 고려하여 피드 백 정보를 생성할 수 있다. 만약 송신장치(110)에서 프리 코더를 사용한다면, 피드 백 정보에 프리 코더 인덱스 (Precoder_index)가 추가된다. 프리 코더 인덱스 (Precoder_index)는 코드 북 (codebook) 내에서 최대 단일 사용자 성능을 얻을 수 있는 프리 코딩 행렬을 지정하는 인덱스이다.
수신장치(120-1)는 피드 백 정보 생성부(124-1)에 의해 생성된 피드 백 정보를 송신장치(110)로 전송한다. 수신장치(120-1)에 의해 피드 백 정보의 전송은 바람직하게 주기적으로 전송된다. 하지만 전송 시점을 결정하는 요소들이 송신장치(110)와 수신장치(120-1) 간에 사전에 약속된다면, 피드 백 정보를 비주기적으로 전송하는 것이 가능하다.
송신장치(110)를 살펴보면, 모든 수신장치들(120-1, 120-N)로부터 수신되는 피드 백 정보는 피드 백 정보 처리부(114)로 제공된다. 피드 백 정보 처리부(114)는 각 수신장치로부터 수신된 피드 백 정보를 기반으로 하여 적어도 하나의 사용자를 선택하다. 그리고 선택된 적어도 하나의 사용자의 데이터 스트림을 전송하기 위한 부호화 기법과 MCS 레벨을 결정한다.
피드 백 정보 처리부(114)는 적어도 하나의 사용자를 선택하기 위해서는 송신장치의 동작 모드를 고려한다. 따라서 피드 백 정보 처리부(110)는 사용자를 선택하기에 앞서 동작 모드를 결정한다. 앞에서도 밝힌 바와 같이 동작 모드는 단일 사용자 모드와 다중 사용자 모드로 구분된다.
피드 백 정보 처리부(114)는 본 발명의 실시 예에 따라 수신장치들(120-1, 120-N)으로부터 제공되는 피드 백 정보를 고려하여 EGT 코드북 기반의 프리코딩을 수행한다.
전술한 도 1의 송신장치(110)와 수신장치(120-1, 120-N)는 도 2의 (a)와 같은 송신장치 및 도 2의 (b)와 같은 수신장치의 내부구성을 갖는다.
피드 백 정보 처리부(114)와 피드 백 정보 생성부(124-1)에서 본 발명의 실시예에서 제안하는 EGT 코드북 기반의 프리코딩 방안에 따른 구체적인 동작에 대해서는 후술될 것이다.
피드 백 정보 처리부(114)는 하기의 수학식 2에 의해 최적의 위상 벡터(θ) 를 획득한다.
Figure 112009028713576-pat00030
그러면 송신장치(110)는 전술한 수학식 2을 통해 획득된 최적의 위상 벡터(θ)와 아래의 수학식 3을 이용하여 프리코딩 벡터(w)를 연산한다. 이에, 수신장치(120-1, 120-N)는 송신장치(110)로부터 전송되는 신호를 통해 프리코딩 벡터(w)에 상응하는 컴바이닝 벡터(z)를 수학식 4를 통해 획득할 수 있다.
Figure 112009028713576-pat00031
Figure 112009028713576-pat00032
여기서, Z는 컴바이닝 벡터를 의미하고,
Figure 112009028713576-pat00033
는 2-놈(norm)을 의미한다.
이후, 송신장치(110)는 프리코딩된 주파수 영역 신호들을 첨부된 도 3에 도시된 바와 같은 일반적인 서브 캐리어 매핑방법으로 매핑하고, OFDMA 변조과정을 수행한다. 이때 OFDMA 변조과정이라 함은 M-point IFFT, CP(Cyclic Prefix) 삽입, 디지털-아날로그 변환, RF(Radio Frequency) 전송을 포함한다. 여기서 도 3의 (a)는 LFMDA(Localized FDMA) 매핑 방법이고, 도 3의 (b)는 IFDMA(Interleaved FDMA) 매핑 방법을 나타낸 도면이다.
LFDMA 방식은 연속적인 서브캐리어에 DFT 변환된 신호를 채워 넣고, IFDMA에서 DFT 변환된 신호는 사용하고 있는 서브캐리어 사이에 같은 간격으로 전체 대역폭에 할당한다. 그리고 두 방식 모두 사용하지 않는 서브캐리어에는 '0'을 삽입한다.
N-point DFT와 M-point DFT는 SC-FDMA 신호 생성에 사용되는 것으로, {Xn:n=0, 1, ..., N-1}는 변조된 데이터 심벌, {Xk:k=0,1,..., N-1}는 주파수 영역에서 DFT 변환된 샘플로서, Xk는 아래의 수학식 5와 같이 표현할 수 있다.
Figure 112009028713576-pat00034
여기서, Xk는 주파수영역에서 X(n)신호를 의미하고, N은 DFT 크기를 의미한다.
Figure 112009028713576-pat00035
은 캐리어 매핑후의 주파수 영역에서 샘플들이다. LFDMA 및 IFDMA에서 아래의 수학식 6과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112009028713576-pat00036
여기서, (a)는 LFDMA이고, (b)는 IFDMA이다.
Figure 112009028713576-pat00037
는 시간영역에서 OFDM 변조된 심벌로 아래의 수학식 7과 같이 표현된다.
Figure 112011002340870-pat00087
여기서,
Figure 112011002340870-pat00039
는 시간영역에서 프리 코딩한 베이스밴드 심벌벡터이고,
Figure 112011002340870-pat00088
를 의미한다.
이러한 수학식 7을 아래의 수학식 8과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112009028713576-pat00041
여기서, Sm은 OFDM 심볼을 의미하고, W1~WNt는 프리코딩벡터를 의미하며, Sj는 프리코딩한 SC-FDMA송신신호를 의미한다.
수신장치(120-1, 120-N)에서는 전술한 과정을 통해 송신장치(110)에서 전송하는 신호를 수학식 9를 이용하여 수신(즉, 수신신호(Ym))하고, 수학식 10을 이용하여 컴바이닝 수신신호(
Figure 112009028713576-pat00042
)를 획득할 수 있다.
Figure 112009028713576-pat00043
여기서, H는 채널특성을 의미하고, N은 노이즈를 의미한다.
Figure 112009028713576-pat00044
SC-FDMA의 복소 통과대역 송신신호는 아래의 수학식 11과 같이 표현할 수 있 다.
Figure 112009028713576-pat00045
여기서 T는 입력 데이터 심벌 주기를 의미하고, Wc는 시스템의 반송파 주파수이고,
Figure 112009028713576-pat00046
는 SC-FDMA 변조후의 심벌 주기를 의미하는 것으로,
Figure 112009028713576-pat00047
가 된다. 이때, 펄스 성형 필터링을 위해 사용되는 기저대역 펄스 r(t)는 아래의 수학식 12와 같이 정의된다.
Figure 112009028713576-pat00048
송신장치(110)에 대한 전송신호의 PAPR은 아래의 수학식 13을 통해서 표현된다.
Figure 112009028713576-pat00049
전술한 동작 및 작용에 따른 본발명에서 제안한 방식이 적용된 단일 주파수 분할 다중접속 시스템은 도 4에 도시된 바에 따라, LTE, WiMAX, Texas Instrument의 코드북을 이용한 것에 비해 EGT 코드북을 이용한 것이 PAPR비가 매우 우수함을 알 수 있다.
또한 도 5는 비선형 송신전력 증폭기의 입력 대 출력관련 Rapp's 모델을 도시한 것으로, 도 5를 이용한 링크레벨 성능을 구하면 도 6과 같다. 여기서, 도 6은 QPSK 변조방식, 단말기 속도 3Km/h, LFDMA 매핑 적용시 비선형 송신 전력 증폭기 채널 모델에서 EGT 및 다른 코드북과의 링크 레벨 시뮬레이션 성능을 보인 도면이다.
즉, 비선형 전력 증폭기 채널 모델을 고려하지 않는다면, EGT를 적용한 SC-FDMA 기법이 다른 방식에 비해 약 1dB 성능 저하가 일어나지만, 비선형 전력 증폭기 채널 모델을 고려하면 도 6에 도시된 바와 같이 다른 코드북을 이용한 MIMO기법을 적용한 SC-FDMA기법에 비해 매우 성능이 우수함을 알 수 있다.
따라서, 본 발명에서 제안하는 EGT 코드북 기반의 프리코딩 기법을 이용하면, 소형의 단말기 구현을 가능하게 하면서 MIMO 성능 향상의 이점도 얻을 수 있 다.
한편 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 다양한 변형 실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형 실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어 져서는 안 될 것이다.
도 1 및 도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 사용자를 지원하는 폐 루프 방식의 다중 안테나 시스템을 보인 예시도.
도 3은 일반적인 서브 캐리어 매핑방법을 설명하기 위한 예시도.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 최대 전력 대 평균 전력비의 CCDF(complementary cumulative density function)을 보인 예시도.
도 5는 본 발명의 실시예에 따라 비선형 송신 전력 증폭기의 입력 대 출력관련 Rapp's 모델을 보인 예시도.
도 6은 본 발명의 실시예에 따라 비선형 송신 전력 증폭기 채널 모델에서 EGT 코드북의 링크 레벨의 성능을 보인 예시도.

Claims (12)

  1. 폐 루프 방식을 지원하며, 복수의 안테나를 갖으며, 소정의 코드북을 기반으로 통신하는 단일 주파수 분할 다중접속(SC-FDMA) 시스템에 있어서,
    상기 코드북중 채널 상태를 고려하여 최적의 코드벡터 인덱스 피드백 정보를 출력하는 수신장치; 및
    복수의 송신 안테나를 통해 수신되는 상기 피드백 정보를 동이득 전송(EGT) 코드북 기반의 프리코딩을 통해 최대 전력 대 평균 전력비(PAPR)를 최소로 유지시킬 수 있도록 하는 소스 시그널(source signal)을 출력하는 송신장치를 포함하되,
    상기 수신장치는 복수의 수신 안테나를 통해 송신장치로부터 출력되는 상기 소스 시그널을 수신한 후 컴바이닝(combining)하여 상기 코드북을 탐색하는 것을 특징으로 하는 단일 주파수 분할 다중접속 시스템.
  2. 제1 항에 있어서, 상기 송신장치는,
    하기의 수학식 1에 의해 위상 벡터를 획득하고, 상기 획득된 위상 벡터를 하기의 수학식 2에 적용하여 동이득 전송 프리코딩 벡터를 획득하는 피드백 정보 처리부를 포함하는 것을 특징으로 하는 단일 주파수 분할 다중접속 시스템.
    (수학식 1)
    Figure 112009028713576-pat00050
    (수학식 2)
    Figure 112009028713576-pat00051
  3. 제2 항에 있어서, 상기 피드백 정보 처리부는,
    상기 수신장치로부터 수신하는 상기 피드백 정보를 하기의 수학식 3의 (a)와 (b)중 어느 하나로 부반송파(subcarrier) 매핑을 수행하는 것을 특징으로 하는 단일 주파수 분할 다중접속 시스템.
    (수학식 3)
    Figure 112009028713576-pat00052
    여기서,
    Figure 112009028713576-pat00053
    은 반송파 매핑 후의 주파수 영역에서의 샘플을 의미하고, Q는 스프레딩 요소(spreading factor)을 의미하며, p는 포지션(position)을 의미함.
  4. 제3 항에 있어서, 상기 피드백 정보 처리부는,
    상기 반송파 매핑 후, 하기의 수학식 4에 의해 OFDM 변조된 심볼을 획득하고, 상기 획득된 OFDM 변조된 심볼을 하기의 수학식 5에 적용하여 프리코딩한 단일 주파수 분할 다중접속 신호를 획득하는 것을 특징으로 하는 단일 주파수 분할 다중접속 시스템.
    (수학식 4)
    Figure 112011002340870-pat00089
    (수학식 5)
    Figure 112011002340870-pat00055
    여기서,
    Figure 112011002340870-pat00056
    는 시간영역에서 프리 코딩한 베이스밴드 심벌벡터를 의미하고,
    Figure 112011002340870-pat00090
    를 의미하고, Sm은 OFDM 심볼을 의미하고, W1~WNt는 프리코딩벡터를 의미하며, Sj는 프리코딩한 SC-FDMA송신신호를 의미함.
  5. 제4 항에 있어서, 상기 피드백 정보 처리부는,
    상기 획득된 프리코딩한 단일 주파수 분할 다중접속 신호를 하기의 수학식 6에 적용하여 소스 시그널을 획득하는 것을 특징으로 하는 단일 주파수 분할 다중접속 시스템.
    (수학식 6)
    Figure 112009028713576-pat00058
    여기서 T는 입력 데이터 심벌 주기를 의미하고, Wc는 시스템의 반송파 주파수이고,
    Figure 112009028713576-pat00059
    는 SC-FDMA 변조후의 심벌 주기를 의미함.
  6. 제4 항에 있어서, 상기 수신장치는,
    상기 송신장치로부터 전송되는 신호를 하기의 수학식 7을 이용하여 수신(즉, 수신신호(Ym))하고, 그 수신신호(Ym)을 하기의 수학식 8에 적용하여 컴바이닝 수신신호(
    Figure 112009028713576-pat00060
    )를 획득하는 피드백 정보 생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 단일 주파수 분할 다중접속 시스템.
    (수학식 7)
    Figure 112009028713576-pat00061
    (수학식 8)
    Figure 112009028713576-pat00062
    여기서, H는 채널특성을 의미하고, N은 노이즈를 의미함.
  7. 폐 루프 방식을 지원하며, 복수의 송신 안테나를 갖는 송신장치와, 복수의 수신 안테나를 갖는 수신장치가 소정의 코드북을 기반으로 통신하는 단일 주파수 분할 다중접속(SC-FDMA) 방법에 있어서,
    상기 수신장치가 상기 코드북이 가지는 전체 인덱스들 중 코드북 인덱스 탐색을 위한 후보 인덱스를 선별하여 후보 인덱스 벡터 그룹을 생성하고, 상기 생성된 후보 인덱스 벡터 그룹에 의해 코드북 인덱스 탐색을 수행하여 코드북 인덱스를 양자화한 피드백 정보를 상기 송신장치로 전송하는 단계;
    상기 송신장치가 상기 피드백 정보를 동이득 전송(EGT) 코드북 기반의 프리 코딩을 통해 최대 전력 대 평균 전력비(PAPR)를 최소로 유지시킬 수 있도록 하는 소스 시그널(source signal)을 상기 수신장치로 전송하는 단계를 포함하되,
    상기 송신장치로 전송하는 단계는, 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신되는 상기 소스 시그널을 컴바이닝(combining)하여 상기 코드북을 탐색하는 것을 특징으로 하는 단일 주파수 분할 다중접속 방법.
  8. 제7 항에 있어서, 상기 수신장치로 전송하는 단계는,
    하기의 수학식 9에 의해 위상 벡터를 획득하고, 상기 획득된 위상 벡터를 하기의 수학식 10에 적용하여 동이득 전송 프리코딩 벡터를 획득하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 단일 주파수 분할 다중접속 방법.
    (수학식 9)
    Figure 112009028713576-pat00063
    (수학식 10)
    Figure 112009028713576-pat00064
  9. 제8 항에 있어서, 상기 수신장치로 전송하는 단계는,
    상기 수신장치로부터 수신하는 상기 피드백 정보를 하기의 수학식 11의 (a) 와 (b)중 어느 하나로 부반송파(subcarrier) 매핑을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 단일 주파수 분할 다중접속 방법.
    (수학식 11)
    Figure 112009028713576-pat00065
    여기서,
    Figure 112009028713576-pat00066
    은 반송파 매핑 후의 주파수 영역에서의 샘플을 의미하고, Q는 스프레딩 요소(spreading factor)을 의미하며, p는 포지션(position)을 의미함.
  10. 제9 항에 있어서, 상기 수신장치로 전송하는 단계는,
    상기 반송파 매핑 후, 하기의 수학식 12에 의해 OFDM 변조된 심볼을 획득하고, 상기 획득된 OFDM 변조된 심볼을 하기의 수학식 13에 적용하여 프리코딩한 단일 주파수 분할 다중접속 신호를 획득하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 단일 주파수 분할 다중접속 방법.
    (수학식 12)
    Figure 112011002340870-pat00091
    (수학식 13)
    Figure 112011002340870-pat00068
    여기서,
    Figure 112011002340870-pat00069
    는 시간영역에서 프리 코딩한 베이스밴드 심벌벡터를 의미하고,
    Figure 112011002340870-pat00092
    를 의미하고, Sm은 OFDM 심볼을 의미하고, W1~WNt는 프리코딩벡터를 의미하며, Sj는 프리코딩한 SC-FDMA송신신호를 의미함.
  11. 제10 항에 있어서, 상기 수신장치로 전송하는 단계는,
    상기 획득된 프리코딩한 단일 주파수 분할 다중접속 신호를 하기의 수학식 14에 적용하여 소스 시그널을 획득하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 단일 주파수 분할 다중접속 방법.
    (수학식 14)
    Figure 112009028713576-pat00071
    여기서 T는 입력 데이터 심벌 주기를 의미하고, Wc는 시스템의 반송파 주파수이고,
    Figure 112009028713576-pat00072
    는 SC-FDMA 변조후의 심벌 주기를 의미함.
  12. 제10 항에 있어서, 상기 송신장치로 전송하는 단계는,
    상기 송신장치로부터 전송되는 신호를 하기의 수학식 15를 이용하여 수신(즉, 수신신호(Ym))하고, 그 수신신호(Ym)을 하기의 수학식 16에 적용하여 컴바이닝 수신신호(
    Figure 112009028713576-pat00073
    )를 획득하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 단일 주파수 분할 다중접속 방법.
    (수학식 15)
    Figure 112009028713576-pat00074
    (수학식 16)
    Figure 112009028713576-pat00075
    여기서, H는 채널특성을 의미하고, N은 노이즈를 의미함.
KR1020090041724A 2009-05-13 2009-05-13 코드북 기반의 동이득 전송 기법을 적용한 단일 캐리어 주파수 분할 다중접속 시스템 KR101055685B1 (ko)

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* Cited by examiner, † Cited by third party
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US20080037669A1 (en) 2006-08-11 2008-02-14 Interdigital Technology Corporation Wireless communication method and system for indexing codebook and codeword feedback
KR20080059672A (ko) * 2005-10-27 2008-06-30 퀄컴 인코포레이티드 Ｍｉｍｏ 시스템에 대한 프리-코딩 방법 및 장치
KR20090042140A (ko) * 2007-10-25 2009-04-29 한국전자통신연구원 다중 안테나 통신 방법 및 시스템

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20080059672A (ko) * 2005-10-27 2008-06-30 퀄컴 인코포레이티드 Ｍｉｍｏ 시스템에 대한 프리-코딩 방법 및 장치
US20080037669A1 (en) 2006-08-11 2008-02-14 Interdigital Technology Corporation Wireless communication method and system for indexing codebook and codeword feedback
KR20090042140A (ko) * 2007-10-25 2009-04-29 한국전자통신연구원 다중 안테나 통신 방법 및 시스템

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