KR101006395B1 - 다중 안테나 무선 통신시스템에서의 채널 추정을 위한 송신기와 수신기 및 이에 적용되는 통신 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 다중 안테나 무선 통신시스템의 채널 추정에 관한 것으로서, 다중 안테나 무선 통신시스템에서 타이밍 오프셋에 따른 추가적인 성능 저하 없이 효율적으로 채널 추정을 수행하는 것을 목적으로 한다. 이를 위하여 본 발명은 소정의 패턴이 시간 축에서 N번 반복 배치된 짧은 훈련 신호열과, 시간 축에서 연속되는 2개 이상의 동일한 긴 훈련 신호열을 포함하는 프리앰블 구간을 생성하여 송수신하는 방법 및 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류를 보상하기 위해 프리앰블 구간을 이용하는 방법을 포함한다.

다중 안테나, 채널 추정, 타이밍 오프셋, 프리앰블

Description

다중 안테나 무선 통신시스템에서의 채널 추정을 위한 송신기와 수신기 및 이에 적용되는 통신 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CHANNEL ESTIMATION IN MIMO SYSTEMS}

본 발명은 다중 안테나 무선 통신시스템의 채널 추정에 관한 것으로, 특히 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 함에 있어서 타이밍 오프셋에 강인하도록 설계된 프리앰블 구조 및 채널 추정 알고리즘에 관련된다.

본 발명은 정보통신부 및 정보통신연구진흥원의 IT성장동력기술개발사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다[과제관리번호 : 2006-S-002-02, 과제명 : 3Gbps급 4G 무선 LAN 시스템 개발(IMT-Advanced Radio Transmission Technology with Low Mobility)].

IMT-2000의 한계를 극복하고 4세대 이동통신망을 구축하기 위해서 전 세계적으로 많은 연구가 이루어지고 있다. 4세대 이동통신망은 단일 통신망이 아닌 복합적 통신망으로서, 위성 통신, 무선 LAN, 디지털 방송 등 다양한 통신망이 통합되는 형태이다.

국제전기통신연합(ITU)은 4세대 무선 통신이 이동 중에 100Mbps, 정지 중에 1Gbps의 전송속도를 제공할 수 있는 것으로 정하고 있다.

현재 사용되는 무선 LAN 규격으로는 IEEE 802.11b, IEEE 802.11a, IEEE 802.11g, IEEE 802.11n 등이 있다. 최근 IEEE 802.11b 또는 IEEE 802.11g 규격을 만족하는 무선 LAN이 많이 사용되는데, IEEE 802.11g는 2.4GHz 대역에서 최고 54Mbps까지의 전송 속도를 지원한다. 한편, 현재 개발 중인 IEEE 802.11n은 4세대 무선 통신이 요구하는 1Gbps의 전송속도에는 미치지 못하지만 최고 540Mbps의 전송속도를 지원할 예정이다. 이러한 초고속 무선 통신을 실현하기 위한 핵심적인 기술로는 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM)와 다중 입출력 안테나 기술(Multiple-Input Multiple-Output: MIMO)(이하 "다중 안테나"라고 함)이 있다.

엔티티 도코모(NTT DoCoMo)사에서는 4세대 무선 통신을 위한 기술로서 직교 주파수 코드 분할 다중화(Orthogonal Frequency Code Division Multiplexing: OFCDM)와 OFDM이 사용될 것이 유력하다고 예측했다. OFCDM과 OFDM은 광대역 채널을 사용하는 통신 시스템에서 기존에 사용하던 직접 시퀀스 코드 분할 다중접속(Direct Sequence-Code Division Multiple Access: DS-CDMA)을 기반으로 하는 무선 통신 액세스보다 우수한 성능을 나타낸다. 광대역 채널을 사용할 경우, 일반적으로 다중경로(multi-path)에 의한 간섭으로 인해 발생하는 성능 저하 현상을 OFCDM이나 OFDM에서는 현저히 줄일 수 있기 때문이다.

한편, 주파수 자원이 한정되어 있는 상태에서 전송 속도를 높이기 위해서는 주파수 이용효율(Spectral Efficiency)을 높여야 하는데, 이를 위한 한 가지 방법으로서 다중 안테나 기술이 사용된다. 다중 안테나 기술의 사용을 위해서 벨 연구소 계층화 시공간(Bell Laboratories Layered Space Time: BLAST)과 같은 전송 방식이 사용된다. 최대 우도 검출(Maximum Likelihood Detection: MLD)이 비트 오류율(Bit Error Rate: BER)이나 블록 오류율(Block Error Rate: BLER) 면에서 V-BLAST(Vertical-BLAST)이나 최소 평균 제곱 오차(Minimum Mean Squared Error: MMSE)보다 더 좋은 성능을 나타낸다는 것은 이미 알려진 사실이다. 하지만, 계산 복잡도(Computational Complexity)가 변조 방식 및 안테나의 개수에 따라 지수적으로 증가하여 매우 크기 때문에 실제 통신 시스템에서 구현하기에 적합하지 않다. MLD의 문제점인 복잡도를 줄이기 위한 방안으로는 M-알고리듬(M-algorithm)과 QR 분해(QR decomposition)를 사용한 MLD인 QRM-MLD(Maximum Likelihood Detection with QR Decomposition and M-algorithm)가 제안되었지만, 이 역시 여전히 개선될 여지가 있다.

전술한 초고속 무선 통신 기술들에서 살펴본 바와 같이, 4세대 무선 통신이 요구하는 전송속도 이상의 초고속 무선 통신을 위해서는 다중 안테나 기술과 다중 주파수 대역이 필수적으로 사용된다. 이에 따라 다중 안테나와 다중 주파수 대역을 사용하는 무선 통신시스템에 적합한 효율적인 채널 추정 방법이 필요하다. 또한, 다중 안테나 무선 통신시스템에서는 타이밍 오프셋의 영향이 작지 않을 수 있고, 이 경우 채널 추정 과정 자체에서 성능 저하를 가져오기 때문에 이를 개선하기 위 한 채널 추정 알고리즘이 필요하다.

따라서 본 발명은 다중 안테나 무선 통신시스템에 적합한 프리앰블 구조를 제공함으로써 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 효율적으로 하는 것을 일 목적으로 한다.

또한, 본 발명은 다중안테나 무선 통신시스템에서 타이밍 오프셋에 의한 추가적인 성능 저하를 방지하는 것을 다른 목적으로 한다.

본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 더욱 분명하게 이해될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허청구범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.

전술한 바와 같은 목적을 달성하기 위해 제안된 본 발명은 N개의 수신 안테나를 구비한 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 송신기에 적용되는 통신 방법에 있어서, 소정의 패턴이 시간 축에서 N번 반복 배치되어 구성되며 반송파 주파수 오프셋(Carrier Frequency Offset)을 보상하기 위해 사용되는 짧은 훈련 신호열(Short Training Field)을 포함하는 프리앰블 구간을 생성하는 단계와, 상기 프리앰블 구간을 갖는 패킷을 송신하는 단계를 포함하는 것을 일 특징으로 한다.

또한, 본 발명은 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 송신기에 적용되는 통신 방법에 있어서, 샘플링 주파수 오프셋(Sampling Frequency Offset)에 의한 위상 오류를 보상하기 위한 프리앰블 구간을 생성하는 단계와, 상기 프리앰블 구간 및 데이터 구간을 갖는 패킷을 송신하는 단계를 포함하는 것을 다른 특징으로 한다.

또한, 본 발명은 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 송신기에 적용되는 통신 방법에 있어서, 반송파 주파수 오프셋을 보상하기 위한, 시간 축에서 연속되는 2개 이상의 동일한 긴 훈련 신호열을 포함하는 프리앰블 구간을 생성하는 단계와, 상기 프리앰블 구간을 갖는 패킷을 송신하는 단계를 포함하는 것을 또 다른 특징으로 한다.

또한, 본 발명은 M개의 송신 안테나를 구비한 다중안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 송신기에 적용되는 통신 방법에 있어서, 긴 훈련 신호열을 포함하는 프리앰블 구간을 생성하는 단계와, 상기 프리앰블 구간을 갖는 패킷을 다수의 직교하는 부반송파에 실어서 송신하는 단계를 포함하고, 상기 다수의 부반송파 중 1/M 이상의 부반송파에 해당하는 상기 긴 훈련 신호열에는 채널 추정을 위한 파일롯이 할당되는 것을 또 다른 특징으로 한다.

또한, 본 발명은 N개의 수신 안테나를 구비한 다중 안테나 무선 통신시스템 에서 채널 추정을 위해 수신기에 적용되는 통신 방법에 있어서, 소정의 패턴이 시간 축에서 N번 반복 배치된 짧은 훈련 신호열을 포함하는 프리앰블 구간을 갖는 패킷을 수신하는 단계와, 상기 소정의 패턴 중 2개 이상을 이용하여 반송파 주파수 오프셋을 보상하는 단계를 포함하는 것을 또 다른 특징으로 한다.

또한, 본 발명은 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 수신기에 적용되는 통신 방법에 있어서, 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류를 보상하기 위한 프리앰블 구간을 갖는 패킷을 수신하는 단계와, 상기 수신된 패킷의 프리앰블 구간을 이용하여 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류를 보상하는 단계를 포함하는 것을 또 다른 특징으로 한다.

또한, 본 발명은 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 수신기에 적용되는 통신 방법에 있어서, 시간 축에서 연속되는 2개 이상의 동일한 긴 훈련 신호열을 포함하는 프리앰블 구간을 갖는 패킷을 수신하는 단계와, 상기 긴 훈련 신호열을 이용하여 반송파 주파수 오프셋을 보상하는 단계를 포함하는 것을 또 다른 특징으로 한다.

또한, 본 발명은 M개의 송신 안테나 및 N개의 수신 안테나를 구비한 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 수신기에 적용되는 통신 방법에 있어서, 긴 훈련 신호열이 포함된 프리앰블 구간을 갖고 다수의 직교하는 부반송파에 실려서 송신되는 패킷을 수신하는 단계와, 상기 다수의 부반송파 중 1/M 이상의 부반송파에 해당하는 상기 긴 훈련 신호열에 할당된 파일롯을 이용하여 M×N개의 채널에 대한 정보를 추정하는 단계를 포함하는 것을 또 다른 특징으로 한다.

전술한 바와 같은 본 발명에 의하면 M개의 송신 안테나, N개의 수신 안테나를 갖는 다중 안테나 무선 통신시스템에서 M×N개의 제반 경로에 대하여 일제히 효율적으로 채널 추정을 할 수 있다. 특히 안테나 개수에 무관하게 타이밍 오프셋에 의한 추가적인 성능 저하 없이 채널 추정을 할 수 있다.

전술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되며, 이에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 상세한 설명을 생략한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다.

최근 한국전자통신연구원(ETRI)에서 개발한 놀라(New Nomadic Local Area Wireless Access: NoLA) 시스템은 다중 안테나 기술과 OFDM을 사용해서 4세대 무선 통신이 요구하는 전송 속도를 만족한다. NoLA 시스템은 4개 또는 8개의 송신 안테나와 8개의 수신 안테나를 사용하는 다중 안테나 기술을 적용하고, 5GHz의 반송파 주파수에서 40MHz의 주파수 대역 3개, 총 120MHz의 주파수 대역을 사용해서 3.6Gbps의 전송 속도를 보장한다.

NoLA 시스템의 특징은 크게 네 가지를 들 수 있다.

첫째로, 다중 안테나 기술을 사용하는 점을 들 수 있다. 다중 안테나 기술은 안테나 다이버시티(Diversity)를 통해 높은 주파수 이용효율을 얻는 방법으로 IEEE 802.11g, IEEE 802.11n 등 고속 무선 통신을 위한 시스템에서 쓰이고 있다. IEEE 802.11n의 경우 송수신 안테나를 각각 4개를 사용하고 있지만 NoLA 시스템은 더 높은 전송 속도를 제공하기 위해서 송수신 안테나를 각각 최대 8개까지 사용한다. 안테나를 많이 사용하게 되면 전송 속도를 높일 수 있지만 검출부(Detector) 등 수신단의 복잡도가 너무 높아지는 문제가 발생한다.

NoLA 시스템의 두 번째 특징은 이런 문제를 해결하기 위한 방법으로서, 한국전자통신연구원의 차세대 무선 LAN 팀에서 고안한 모델 중심 개발(Model Driven Development: MDD)을 사용하여, 적은 수의 안테나에서 신뢰도가 높은 데이터를 얻고, 직렬 간섭 제거(Successive Interference Cancellation: SIC)를 통해 다수의 안테나에서 수신한 데이터의 간섭을 제거하는 방법으로 수신율을 높이는 것이다.

NoLA 시스템의 세 번째 특징은 채널 부호화(Channel Coding) 방식으로 저밀도 패리티 체크(Low Density Parity Check: LDPC) 코드를 사용하는 것이다. LDPC 코드는 병렬처리가 가능하기 때문에 3Gbps 이상의 속도로 전송되는 데이터를 고속으로 처리하기에 적합하다.

네 번째 특징은 유무선 채널에서의 고속 데이터 전송에 적합한 전송 방식으로 최근 활발히 연구되고 있는 OFDM 방식을 사용하는 것이다. OFDM 방식은 상호 직교성을 갖는 복수의 반송파를 사용하므로 주파수 이용효율을 높일 수 있다. 또한, 송수신단에서 복수의 반송파를 변복조하는 과정은 각각 역 이산 푸리에 변 환(Inverse Discrete Fourier Transform: IDFT)과 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform: DFT)을 수행한 것과 같은 결과가 되므로 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)과 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)을 사용하여 고속으로 동작하도록 구현할 수 있다. 이렇게 OFDM 방식은 고속 데이터 전송에 적합하기 때문에 IEEE 802.11a와 HIPELAN/2 등의 고속 무선 LAN, IEEE 802.16의 광대역 무선 액세스, 디지털 오디오 방송, 디지털 지상파 텔레비전 방송, ADSL(Asymmetric Digital Subscriber Line), VDSL(Very High-speed Digital Subscriber Line)의 표준방식으로 채택되었다.

도 1은 본 발명에 의한 다중 안테나 무선 통신시스템에 사용되는 송신기(100)의 블록도이다. 도 1에서 송신기(100)는 두 개의 송신 안테나(170, 175)를 구비하는 것으로 간략히 도시되었으나, 3개 이상의 송신 안테나를 구비할 수 있다.

MIMO 주파수 영역 신호 생성부(110)는 매체 액세스 제어(Medium Access Control Layer: MAC) 계층으로부터 수신된 이진 소스를 인코딩하고, 인코딩된 비트들을 부반송파(Sub-Carrier)에 매핑(mapping)하여 MIMO 주파수 영역 신호를 생성한다. 각 전송 브랜치(branch)의 신호는 파일롯 삽입부(120, 125)에서 파일롯이 삽입된 후, 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)부(130, 135)에 의하여 시간 영역의 파형으로 변환된다. 보호구간 삽입부(140, 145)는 시간 영역 신호의 매 OFDM 심볼 앞에 보호구간(Guard Interval: GI)을 삽입하고, MIMO 프리앰블 생성부(180)가 여기에 프리앰블 구간을 포함시켜 신호 패킷을 생성한다. 생성된 신호 패킷은 D/A 변환기(Digital to Analog Converter: DAC)(150, 155)에 의 해 아날로그 신호로 변환되고, 송신부(160, 165)를 거쳐 송신 안테나(170, 175)에 의해 송신된다.

도 2는 본 발명에 의한 다중 안테나 무선 통신시스템에 사용되는 수신기(200)의 블록도이다. 도 2에서 수신기(200)는 두 개의 수신 안테나(270, 275)를 구비하는 것으로 간략히 도시되었으나, 3개 이상의 수신 안테나를 구비할 수 있다.

수신기(200)는 두 개의 수신 안테나(270, 275)에서 수신된 신호를 각각 해당 수신부(260, 265)에서 처리한다. 이 신호는 A/D 변환기(Analog to Digital Converter: ADC)(250, 255)에 의해 디지털 신호로 변환된 후, 동기화부(220, 225)에서 주파수 및 동기화 정보 추출에 사용된다. 보호구간 제거부(240, 245)가 이 신호로부터 보호구간을 제거하면, 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)부(230, 235)는 보호구간이 제거된 신호를 주파수 영역으로 변환된다. MIMO 채널 추정부(280)는 주파수 영역의 신호를 이용하여 채널 추정을 한다. MIMO 채널 추정부(280)의 채널 추정은 반송파 주파수 오프셋(Carrier Frequency Offset: CFO) 보상, 샘플링 주파수 오프셋(Sampling Frequency Offset: SFO) 보상, 채널 정보 추출 등을 포함한다. 수신기(200)는 MIMO 채널 추정부(280)의 채널 정보를 이용하여 주파수 영역 신호를 디매핑(demapping)하고 디코딩함으로써 MIMO 주파수 영역을 검출(210)한 후, 이진 데이터를 복구한다.

도 3은 본 발명에 따라 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 송신기에 적용되는 통신 방법의 흐름도이다. 도 1을 함께 참조하여 본 발명에 의한 송신기(100)에 적용되는 통신 방법을 이하에서 설명한다.

송신기(100)는 우선 짧은 훈련 신호열과 긴 훈련 신호열을 포함하는 프리앰블 구간을 생성(310)한다. 이때, 짧은 훈련 신호열과 긴 훈련 신호열에 포함되는 신호와 파일롯은 도 4를 참조하여 설명되는 바와 같이, 다중 안테나 무선 통신시스템에 적합하도록 구성된다. 이후 송신기(100)는 생성된 프리앰블 구간을 갖는 패킷을 다수의 직교하는 부반송파에 실어 송신(320)한다. 패킷의 송신(320)은 다수의 송신 안테나를 통해 이루어지고, 이에 사용되는 부반송파는 256개일 수 있다.

도 4는 본 발명에 따라 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 수신기에 적용되는 통신 방법의 흐름도이다. 도 2를 함께 참조하여 본 발명에 의해 수신기(200)에 적용되는 통신 방법을 이하에서 설명한다.

송신기(100)가 송신한 패킷은 무선 채널을 통해 수신기(200)에 의해 수신되고, 수신기(200)는 수신한 패킷으로부터 원래의 데이터를 얻는다. 무선 채널은 시간과 주파수 영역 상에서 채널 상태가 시간적으로 불규칙하게 변하기 때문에 수신기(200)는 무선 채널의 정보(신호의 감쇄, 지연, 위상 이동 등)를 알아내는 채널 추정 과정을 거친다. 채널 추정 과정에 앞서 수신기(200)는 수신된 패킷의 주파수 오프셋을 보상한다. 주파수 오프셋에는 반송파 주파수 오프셋과 샘플링 주파수 오프셋이 있을 수 있다.

반송파 주파수 오프셋은 수신기가 반송파 주파수를 잘못 예측함으로 인해 수신 신호가 왜곡되는 현상을 의미한다. 반송파 주파수 오프셋에 의해서 위상의 변화와 반송파 간 간섭(Inter-Carrier Interference: ICI) 현상이 발생하는데, 특히 위상의 변화는 심한 성능 저하를 가져올 수 있기 때문에 왜곡된 위상을 보상하는 것 이 중요하다.

반송파 주파수 오프셋은 시간에 비례하여 증가하는 특성이 있다. 따라서 송신기에서 수학식 1과 같은 데이터를 보내면, 반송파 주파수 오프셋에 의한 영향으로 수신기에서 받는 데이터는 수학식 2와 같이 위상 오류를 포함하게 된다.

수학식 2에서

은 반송파 주파수 오프셋을 나타내는 값으로 ppm의 단위를 갖는다. 예를 들어, 반송파 주파수가 5GHz일 때 10ppm의 반송파 주파수 오프셋은 40kHz가 된다. 시뮬레이션 상에서는 시간 축의 데이터에

을 곱해주는 것으로 반송파 주파수 오프셋을 간단히 모델링 할 수 있다.

수신기(200)는 프리앰블의 긴 훈련 신호열을 이용하여 채널 추정을 하기 때문에 프리앰블 구간에서는 채널 정보를 이용할 수 없다. 따라서, 프리앰블 구간에서 반송파 주파수 오프셋을 예상하고 보상하기 위해서는 프리앰블 구간이 시간 축에서 반복되는 데이터를 포함해야 한다. 반송파 주파수 오프셋에 의한 왜곡을 보상하기 위해, 수신기는 대략적인(coarse) 반송파 주파수 오프셋 보상과 정밀한(fine) 반송파 주파수 오프셋 보상으로 나누어 두 번의 오프셋 보상을 한다. 짧은 훈련 신호열에 포함된 반복 패턴 및 반복 배치된 긴 훈련 신호열이 두 번의 반송파 주파수 오프셋 보상에 사용된다.

도 4에 도시된 바와 같이, 채널 추정을 하기 위해 수신기(200)는 송신기(100)로부터 송신된 패킷을 수신(410)한다. 수신기(200)는 수신된 패킷의 짧은 훈련 신호열을 이용하여 대략적인 반송파 주파수 오프셋에 의한 위상 오류를 보상(420)한다. 그 다음 수신기(200)는 긴 훈련 신호열을 이용하여 수신된 패킷의 긴 훈련 신호열을 이용하여 정밀한 반송파 주파수 오프셋에 의한 위상 오류를 보상(430)한다. 그리고 수신된 패킷의 프리앰블 구간을 이용하여 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류를 보상(440)한다. 이렇게 주파수 오프셋이 보상(420, 430, 440) 되고 나면, 수신기(220)는 채널 추정(450)을 하여 무선 채널의 정보를 알아내고, 채널 정보를 바탕으로 신호의 수신을 계속한다.

도 5는 본 발명에 의한 다중 안테나 무선 통신시스템에서의 채널 추정을 위한 패킷의 구조도이다. 도시된 바와 같이, 본 발명에 의한 패킷은 크게 프리앰블 구간과 데이터 구간으로 나눌 수 있다. 프리앰블 구간은 동기화, 오프셋 보상, 채널 추정을 하는 데에 사용되고, 데이터 구간은 전송될 데이터를 포함한다. 프리앰블 구간은 짧은 훈련 신호열(Short Training Field: STF), 긴 훈련 신호열(Long Training Field: LTF), 시그널 필드(Signal Field)로 나눌 수 있다.

짧은 훈련 신호열(510)은 동기화와 대략적인 반송파 주파수 오프셋 보상을 위해 사용된다. 짧은 훈련 신호열(510)은 반복되는 패턴을 포함하고, 이 패턴의 길 이는 각각 OFDM 심볼 길이의 1/8인 0.8us일 수 있다.

긴 훈련 신호열(520, 530, 550, 560)은 정밀한 반송파 주파수 오프셋 보상과 채널 추정을 위해 사용된다. 긴 훈련 신호열(520, 530, 550, 560)은 송신 안테나 개수만큼 서로 다른 종류가 있고, 각각 긴 훈련 신호열을 의미하는 LTF 뒤에 숫자를 붙여 LTF-0, LTF-1, ..., LTF-(N_LTF-1)로 표시한다. 예를 들어, 송신 안테나 개수가 8개이면 긴 훈련 신호열 종류의 수 N_LTF는 8이므로, 긴 훈련 신호열은 LTF-0 내지 LTF-7을 포함한다.

본 발명에 의한 프리앰블 구간은 짧은 훈련 신호열(510)과, 두 번 이상 반복되는(도 5에서는 두 번 반복되는 것으로 도시함) 긴 훈련 신호열 한 종류(520, 530)와, 시그널 필드(540)와, 나머지 종류의 긴 훈련 신호열(550 내지 560)을 순서대로 포함한다. 이때, 매 심볼(510, 520, 530, 540, 560, 570, 580)은 일정한 길이를 갖는데, 도시된 바와 같이 7.2us의 길이를 갖도록 구성될 수 있다. 이는 OFDM 심볼 길이인 6.4us에 보호구간 0.8us를 더한 길이이다. 각 심볼은 심볼의 앞 부분에 0.8us의 보호구간을 포함할 수 있고, 이 보호구간에는 순환 전치(Cyclic Prefix)에 의해 심볼의 일부가 반복되어 배치된다.

한편, 본 발명에 의한 무선 통신시스템은 다수의 부반송파를 사용할 수 있다. 이때, 256개의 부반송파가 사용될 수 있고, 데이터 구간에서 데이터가 할당되는 부반송파는 256개 중 228개이다. 나머지 부반송파에는 파일롯이 할당되거나, 간섭을 없애고 직류(DC)에 의한 신호 강도의 변화를 없애기 위해서 0이 할당된다.

도 6 및 도 7은 도 5에 도시된 짧은 훈련 신호열(510)의 세부 구조도이다. 도 6에 도시된 바와 같이, 짧은 훈련 신호열(510)에는 시간 축에서 소정의 패턴 D0 내지 D7이 배치된다. 이때 패턴의 개수는 수신 안테나 또는 송신 안테나의 개수와 같도록 한다. 도 6은 수신 안테나 또는 송신 안테나의 개수가 8개인 경우를 예시로 하여 패턴을 8개로 도시한 것이다.

D0 내지 D7에는 대략적인 반송파 주파수 오프셋 보상을 위해 동일한 패턴이 반복 배치된다. 즉, 전술한 바와 같이 반송파 주파수 오프셋 보상을 위해 시간 축에서 반복되는 신호가 필요하기 때문에, D0 내지 D7은 모두 동일한 비트열로 구성한다. D0 내지 D7의 길이는 OFDM 심볼 길이의 1/8인 0.8us가 될 수 있다.

수신기(200)는 짧은 훈련 신호열(510)의 반복되는 패턴 중 마지막 2번의 패턴(D6, D7)을 이용하여 대략적인 반송파 주파수 오프셋 보상을 한다. 수신기(200)는 수학식 3을 통해 구한

를 시간에 비례하여 증가시키며 수학식 4와 같이 위상 오류를 보상한다. 짧은 훈련 신호열(510)에서 반복되는 패턴의 길이는 0.8us가 될 수 있고, 이는 32개의 데이터에 해당한다.

한편, OFDM 방식을 사용하는 통신시스템에서는 지연 확산(Delay Spread)에 의해 발생하는 반송파 간 간섭 및 심볼 간 간섭(Inter-Symbol Interference: ISI)을 방지하기 위해 보호구간에 순환 전치가 사용된다. 따라서 도 7에 도시된 바와 같이, 짧은 훈련 신호열(510)은 그 앞 부분에 보호구간을 포함할 수 있고, 보호구간에는 짧은 훈련 신호열(510)의 일부가 반복된다. 일반적으로 짧은 훈련 신호열(510)의 마지막 부분이 보호구간에서 반복되도록 하기 때문에, 대략적인 반송파 주파수 보상을 위한 반복 패턴 중 하나 이상이 보호구간에 포함될 수 있다. 도 7에 도시된 예시의 경우, 짧은 훈련 신호열(510)은 수신 안테나 또는 송신 안테나 개수가 8개인 시스템을 위한 것이고, 보호구간에 하나의 반복 패턴을 포함하므로, 보호구간에 포함된 패턴까지 합쳐서 모두 9개의 반복되는 패턴을 구비한다. 이때, 보호구간의 길이는 OFDM 심볼주기인 6.4us의 1/8이 될 수 있다.

또한, 도 6 또는 도 7에 도시된 짧은 훈련 신호열(510)의 마지막 반복 패턴은 동기화를 더욱 용이하게 하기 위하여 다른 반복 패턴의 역순으로 배치될 수 있다.

주파수 축에서는 수학식 5과 같이 256개의 부반송파가 짧은 훈련 신호열(510)에 할당된다.

예를 들어 세 개의 주파수 대역을 사용하는 무선 통신시스템의 경우, 수학식 5의 시퀀스(Sequence)는 상위, 중간, 하위로 표시되는 세 개의 주파수 대역 중 중간 주파수 대역에 할당된다. 상위 주파수 대역에는 수학식 5의 시퀀스에 +90도의 위상 차이를 주고, 하위 주파수 대역에는 -90도의 위상 차이를 주어 각각 256개의 부반송파가 할당된다. 이러한 위상 차이는 최대전력 대 평균전력 비(Peak to Average Power Ratio: PAPR)를 줄이는 역할을 한다.

짧은 훈련 신호열(510)에 할당되는 신호는 시간 축에서 수학식 6과 같이 나 타낼 수 있다.

수학식 6에서

는 고속 푸리에 변환의 사이즈를 나타내고,

는 시간 축에서 짧은 훈련 신호열(510)의 윈도우 함수(windowing function)를 의미한다.

와

는 각각 부반송파 간의 간격과 스트림의 개수를 나타낸다. 또,

스트림의 순환 전치에 의해

가 정의된다.

도 8은 본 발명에 의한 짧은 훈련 신호열(510)의 시간 응답에 대한 파형도이다. 도 5 내지 도 7에 도시된 바와 같이 짧은 훈련 신호열(510)을 구성하면, 동일한 패턴이 매 0.8us마다 반복된다. 따라서 짧은 훈련 신호열(510)의 시간 응답에는 도 8에 도시된 바와 같이 0.8us마다 반복되는 동일한 파형이 나타난다.

도 9는 도 5에 도시된 프리앰블 구간의 세부 구조도이다.

정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정을 위해서 프리앰블 구간에 시간 축에서 반복되는 신호가 필요하고, 이를 위해 도시된 바와 같이 두 개 이상의 동일한 긴 훈련 신호열(520, 530)을 짧은 훈련 신호열(510) 뒤에 연속적으로 배치한다. 긴 훈 련 신호열(520, 530, 540, 550 내지 560)은 시그널을 복호화(decoding)하기 위한 채널 추정에도 사용된다.

반복되는 긴 훈련 신호열(520, 530) 뒤에는 시그널 필드(540)가 위치하고, 그 이후에 나머지 긴 훈련 신호열(LTF1 내지 LTF7)이 배치된다. 도 9에 도시된 예시는 수신 안테나의 개수가 8개인 무선 통신시스템이므로, 앞서 설명한 바와 같이 긴 훈련 신호열의 종류가 LTF0 내지 LTF7으로 총 8개이다.

수신기는 짧은 훈련 신호열을 이용하여 대략적인 반송파 주파수 오프셋 보상을 하지만, 짧은 훈련 신호열에 포함된 반복되는 패턴은 그 길이가 짧기 때문에 이를 통한 오프셋 보상은 노이즈에 취약할 수 있다. 따라서, 반복되는 신호의 길이가 긴 긴 훈련 신호열(520, 530)을 이용하여 정밀한 반송파 주파수 오프셋 보상을 한다. 대략적인 반송파 주파수 오프셋 보상 방법과 같이, 수학식 7을 통해 구한

를 시간에 비례하여 증가시키며 반송파 주파수 오프셋에 의한 위상 오류를 보상한다. 반복되는 긴 훈련 신호열의 길이는 OFDM 심볼 길이인 6.4us가 될 수 있고, 이는 256개의 데이터에 해당한다.

주파수 축에서는 수학식 8과 같이 256개의 부반송파가 긴 훈련 신호열에 할당된다.

시간 축에서 긴 훈련 신호열에 할당되는 신호는 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다. 수학식 9도 수학식 6과 마찬가지로 세 개의 주파수 대역을 사용하는 무선 통신시스템의 신호에 해당하고, 상위 주파수 대역에는 수학식 9의 시퀀스에 +90도의 위상 차이를 주고, 하위 주파수 대역에는 -90도의 위상 차이를 주어 각각 256개의 부반송파를 할당한다. 이러한 위상 차이는 최대전력 대 평균전력 비를 줄이는 역할을 한다.

수학식 9에서,

는 시간 축에서의 긴 훈련 신호열에 대한 윈도우 함수를 나타내고,

는 순환 전치의 길이를 나타낸다. 또한,

는 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 안테나 무선 통신시스템에서 시간과 8개의 송신 안테나에 따른 긴 훈련 신호열의 배치도이다. 도 10에서 Mod 하나는 하나의 긴 훈련 신호열 심볼을 나타낸다. 도 10에 도시된 바와 같이, 제 1 송신 안테나를 통해 전송되는 첫 번째 전송 스트림(Tx Stream)(1010)은 두 번 반복되는 긴 훈련 신호열(Mod0)과, 시그널 필드(SIG Mod0)와, Mod0 외의 일련의 긴 훈련 신호 열(Mod1 내지 Mod7)을 포함한다. 제 2 송신 안테나를 통해 전송되는 두 번째 전송 스트림(1020) 내지 제 8 송신 안테나를 통해 전송되는 여덟 번째 전송 스트림(1080)은 첫 번째 전송 스트림(1010)과 같은 구조를 갖지만 각각 인덱스를 하나씩 늘려가면서 되풀이(iterate)되는 신호를 포함한다.

도 11은 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 안테나 무선 통신시스템에서 시간과 4개의 송신 안테나에 따른 긴 훈련 신호열의 배치도이다. 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우에는 긴 훈련 신호열이 네 종류가 되고, 따라서 Mod0 내지 Mod3이 앞서 설명한 바와 같은 구조로 배치된다. 즉, 첫 번째 전송 스트림(1110)은 두 번의 반복되는 긴 훈련 신호열(Mod0)과, 시그널 필드(SIG Mod0)와, Mod0 외의 일련의 긴 훈련 신호열(Mod1 내지 Mod3)을 포함한다. 나머지 전송 스트림은 인덱스를 하나씩 늘려가면서 되풀이되는 신호를 포함한다.

도 12는 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 안테나 무선 통신시스템에서의 채널 추정에 대한 설명도이다.

예를 들어 8개의 송신 안테나 및 8개의 수신 안테나를 사용하는 무선 통신시스템의 경우, 다수의 부반송파 중 1/8만 파일롯이 할당되고 나머지 부반송파에는 0이 할당되어야 부반송파 간의 간섭 없이 정확한 채널 추정이 가능하다. 도시된 바와 같이, 제 1 수신 안테나(1210)가 수신하는 신호를 보면, 제 1 송신 안테나(1211)부터 제 8 송신 안테나(1281)에 의해 송신된 파일롯이 차례로 배치되고, 이어서 다시 제 1 송신 안테나(1211)에 의해 송신된 파일롯이 배치된다. 도 12에 도시된 바와 같이 8개의 송신 안테나(1211, 1221, 1231, 1241, 1251, 1261, 1271, 1281)를 통해 파일롯이 송신되면, 수신기는 파일롯을 수신하고 이를 이용하여 채널의 임펄스 응답을 구하여 채널의 정보만을 추측할 수 있다. 수신기는 송신된 파일롯을 이미 알고 있기 때문이다. 이때, 채널은 송신 안테나 개수와 수신 안테나 개수를 곱하여 총 64개가 존재할 수 있다. 다수의 부반송파를 사용하는 경우, 이와 같은 방법으로 채널 추정을 하면 부반송파 각각에 대하여 64개의 채널 정보를 얻을 수 있다. 다른 예로서, 4개의 송신 안테나를 사용하는 무선 통신시스템의 경우에는, 다수의 부반송파 중 1/4만 파일롯이 할당되고 나머지 부반송파에는 0이 할당된다.

이하 도 13 및 도 14를 참조하여 샘플링 주파수 오프셋에 대해 설명한다.

도 13에서 실선은 송신기에서의 샘플링 주기를 나타내고, 점선은 수신기에서의 샘플링 주기를 나타낸다. 샘플링 주파수 오프셋은 도 13에 도시된 바와 같이 송신기에서의 샘플링 주기와 수신기에서의 샘플링 주기가 다를 때 그 차이를 말한다. 샘플링 주파수 오프셋은 신호의 세기를 감소시키고, 주파수 영역에서 위상을 변화시키며, 반송파 간 간섭 현상을 초래한다.

샘플링 주파수 오프셋은 도 14에 도시된 바와 같이 싱크 함수(Sinc Function)를 사용하여 발생시킨다. 샘플링 주파수 오프셋이 없는 경우에는 하나의 싱크 함수의 중심 값에 데이터가 곱해지고, 나머지 샘플링 주파수 오프셋에는 영점을 지나는 곳에 데이터가 위치하기 때문에 신호의 왜곡이 발생하지 않는다. 하지만 샘플링 주파수 오프셋이 발생하여 싱크 함수의 중심에서 조금씩 벗어나면, 다른 데이터의 영향을 받게 되어 왜곡이 발생한다.

도 15는 본 발명의 일 실시예에 의한 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류의 성상도(Constellation)이다.

샘플링 주파수 오프셋에 의한 주파수 영역에서의 위상 오류를 수학식 11에 따라 계산해 보면, 샘플링 주파수 오프셋에 의한 주파수 영역에서의 데이터 심볼의 최대 위상 오류는 수학식 12와 같다. 단, 이때 n=128, m=2880, N=256 이다.

수학식 12에서와 같이, 샘플링 주파수 오프셋이 30ppm인 경우 위상 오류는 15.5도 정도가 되므로, 위상 오류에 의한 무선 통신시스템의 성능 저하가 심할 수 있다. 따라서 이에 대한 보상이 제대로 이루어져야 하는데 수신기가 프리앰블 구간을 이용하여 채널 추정을 할 때 이미 위상 오류가 있기 때문에, 데이터 구간의 파 일롯을 이용하여 구한 위상 오류가 정확한 값이 될 수 없다. 따라서 프리앰블 구간에서부터 샘플링 주파수 오프셋을 추적(tracking)하여 보상하는 것이 필요하다. 즉, 도 4에 도시된 것과 같이 프리앰블 구간을 이용하여 샘플링 주파수 오프셋에 의한 오류를 보상(440)하는 방법으로는 다음과 같은 세 가지가 있을 수 있다.

첫째로, 반송파 주파수 오프셋 보상을 위해 프리앰블 구간에 배치되는 반복되는 긴 훈련 신호열을, 프리앰블 구간의 마지막에 추가로 하나 더 배치하여 위상 오류를 구하는 데 이용하는 방법이다. 둘째로, 사용하지 않는 부반송파 구간에 파일롯을 할당하고, 이를 통해 위상 오류를 구하는 방법이다. 셋째로, 데이터 구간에서 사용되는 파일롯과 같은 위치에 프리앰블 구간의 위상 오류를 위한 파일롯을 할당하는 방법이다.

전술한 세 가지 방법은 각각 장단점이 있지만, 세 번째 방법은 프리앰블의 구조를 바꾸지 않고 위상 오류를 구할 수 있는 장점이 있다. 첫 번째 방법은 256개의 부반송파를 이용하여 위상 오류를 구하기 때문에 노이즈의 영향이 작지만, 세 번째 방법은 4개의 파일롯만 이용되기 때문에 상대적으로 노이즈에 취약할 수 있다. 수신기는 8개의 수신 안테나를 통해 수신된 신호에서 구하는 정보를 모두 사용하고, 루프 필터의 대역폭을 조절함으로써 노이즈의 영향을 줄일 수 있다.

도 16은 본 발명의 일 실시예에 의한 파일롯을 사용한 위상 오류 계산에 대한 설명도이다.

앞서 설명한 세 번째 방법에 의하면, 수신기는 프리앰블 구간과 데이터 구간에 공통적으로 배치된 파일롯을 이용하여 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류 를 구한다. 반송파 주파수 오프셋을 보상하는 방법과 마찬가지로, 프리앰블 구간에는 채널에 대한 정보가 없기 때문에 모든 심볼 구간에 동일한 파일롯이 할당된다. 다만, 반송파 주파수 오프셋을 보상하기 위해서는 시간 축에서 반복되는 심볼이 사용되지만, 샘플링 주파수 오프셋을 보상하기 위해서는 주파수 축에서 반복되는 심볼이 필요하다.

수신기는 수학식 13과 같이, 수신된 데이터를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역으로 변환하고, 주파수 축에서 반복되는 파일롯을 이용하여 위상 오류를 구할 수 있다.

데이터 구간에는 4개의 파일롯이 할당되는데, 프리앰블 구간에서 이와 같은 위치에 배치된 4개의 파일롯을 이용하면 반송파 주파수 오프셋에 의한 위상 오류와 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류를 모두 구할 수 있다. 반송파 주파수 오프셋에 의한 위상 오류는 모든 주파수 영역에서 동일하게 나타나고, 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류는 주파수에 비례하여 나타난다. 반송파 주파수 오프셋에 의한 위상 오류는 수학식 14와 같고, 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 기울기는 수학식 15와 같다.

따라서, 4개의 파일롯에서 구한 위상 차

를 이용하면 두 가지 위상 오류를 모두 구할 수 있다.

앞서 설명한 바와 같이 데이터 구간에서 사용되는 파일롯과 같은 위치에 위상 오류를 구하기 위한 파일롯을 프리앰블 구간에 배치하면, 4개의 파일롯을 사용하기 때문에 노이즈와 반송파 간 간섭 현상 때문에 위상 오류를 구한 것이 정확하지 않을 수 있다. 따라서 도 17에 도시된 바와 같은 루프 필터를 사용하여 더욱 정확하게 위상을 보상한다. 도 17은 본 발명의 일 실시예로서 설계된 2차 루프 필터(1700)를 도시한다.

루프 필터(1700)는 지연부(메모리)(1710, 1720)를 사용한 저역 통과 필터(Low Pass Filter: LPF)의 기능을 한다. 이때, 루프 필터(1700)의 비례 이득(Proportional Gain)과 적분 이득(Integral Gain)을 조절함으로써 루프 계수 1, 2를 바꾸어 대역폭을 조절할 수 있다.

도 18은 본 발명의 일 실시예에 의한 지연 전력 스펙트럼(Delay Power Spectrum)의 그래프이다.

본 발명에 의한 무선 통신시스템의 채널은 다중경로 레일레이 분포 채널(Multi-path Rayleigh distributed channel)일 수 있다. 다중경로 채널의 특성은 제곱 평균 제곱근 지연 확산(RMS Delay Spread)에 의해서 정해진다. 다중경로 채널의 특성은 지수 감쇠(Exponential decaying)를 가정한다.

수학식 16은 지연 전력 스펙트럼을 표현하기 위한 수식이다.

수학식 16에서

은 경로에 따른 평균 전력을 나타낸다.

는 지수 감쇠의 상수값으로 제곱 평균 제곱근 지연 확산과 샘플링 주파수에 의한 함수로 나타낼 수 있다.

은 정규화(normalization)를 위한 상수 값이다.

은 경로의 개수로서, 코히런스 대역폭(Coherence Band Width)를 제곱 평균 제곱근 지연 확산의 5배에 대한 역수로 정의하여 표현한 것이다. 도 18은 50ns의 제곱 평균 제곱근 지연 확산에 샘플링 주파수가 40MHz, 경로가 11개 일 때의 지연 전력 스펙트럼을 도시한 것이다.

도 19 내지 도 21은 본 발명의 일 실시예에 의한 채널 추정 성능을 측정한 그래프로서, 도 19는 신호 대 잡음비(Signal to Noise Ratio: SNR)에 대한 비트 오류율을 측정한 그래프이고, 도 20은 신호 대 잡음비에 대한 블록 오류율을 측정한 그래프이며, 도 21은 신호 대 잡음비에 대한 패킷 오류율(Packet Error Rate: PER)을 측정한 그래프이다.

본 시뮬레이션에서 사용한 채널 추정 방법은 Modular-8이다. 스크램블러(Scrambler)는 송신단에서 보안을 위해 발생기 함수(Generator Function)

에 의해 원래의 데이터를 변조한다.

수학식 17과 같은 스크램블러가 사용될 수 있고, 송신기와 수신기에 서로 같은 스크램블러가 사용될 수 있다. 스크램블러의 초기화를 위해 0이 아닌(non-zero) 수도 랜덤 코드(Pseudo Random Code)가 사용되고, 초기 상태로서 1011101의 비트열이 사용될 수 있다.

표 1 및 수학식 18과 같은 조건에서 송신 안테나 4개 또는 8개와 수신 안테나 8개를 사용하는 다중 안테나 무선 통신시스템을 구현하여 시뮬레이션한다. 시뮬레이션한 결과, 도 19 내지 도 21에 도시된 바와 같이 30ppm의 샘플링 주파수 오프셋이 있는 경우에도 샘플링 주파수 오프셋이 없는 경우에 비해 0.3dB 이내의 차이를 보여 현저한 성능 향상이 있다.

전술한 장치 및 시스템은 하드웨어, 소프트웨어 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 하드웨어 구현에 있어서, 채널 추정을 위하여 사용된 모듈은 하나 이상의 주문형 집적회로(ASIC), 디지털 신호 프로세서(DSP), 디지털 신호 처리 장 치(DSPD), 프로그램 가능 논리 장치(PLD), 필드 프로그램 가능 게이트 어레이(FPGA), 프로세서, 제어기, 마이크로-제어기, 마이크로프로세서, 여기에 기술한 기능들을 수행하도록 설계된 다른 전자 유닛 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 소프트웨어는 여기에 기술된 기능들을 수행하는 모듈을 통해 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛들에 저장되고 프로세서에 의해 실행될 수 있다. 메모리 유닛은 프로세서 내부 또는 외부에서 구현될 수 있으며, 이 경우에 메모리는 공지된 다양한 수단을 통해 프로세서와 연결될 수 있다.

한편, 전술한 바와 같은 본 발명의 방법은 컴퓨터 프로그램으로 작성이 가능하다. 그리고 상기 프로그램을 구성하는 코드 및 코드 세그먼트는 당해 분야의 컴퓨터 프로그래머에 의하여 용이하게 추론될 수 있다.　또한, 상기 작성된 프로그램은 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체(정보저장매체)에 저장되고, 컴퓨터에 의하여 판독되고 실행됨으로써 본 발명의 방법을 구현한다. 그리고 상기 기록매체는 컴퓨터가 판독할 수 있는 모든 형태의 기록매체(CD, DVD와 같은 유형적 매체뿐만 아니라 반송파와 같은 무형적 매체)를 포함한다.

전술한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로, 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.

도 1은 본 발명에 의한 다중 안테나 무선 통신시스템에 사용되는 송신기의 블록도이다.

도 2는 본 발명에 의한 다중 안테나 무선 통신시스템에 사용되는 수신기의 블록도이다.

도 3은 본 발명에 따라 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 송신기에 적용되는 통신 방법의 흐름도이다.

도 4는 본 발명에 따라 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 수신기에 적용되는 통신 방법의 흐름도이다.

도 5는 본 발명에 의한 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위한 패킷의 구조도이다.

도 6은 도 5에 도시된 짧은 훈련 신호열의 세부 구조도이다.

도 7은 도 5에 도시된 짧은 훈련 신호열이 포함할 수 있는 보호구간의 세부 구조도이다.

도 8은 본 발명에 의한 짧은 훈련 신호열의 시간 응답에 대한 파형도이다.

도 9는 도 5에 도시된 프리앰블 구간의 세부 구조도이다.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 안테나 무선 통신시스템에서 8개의 송신 안테나와 시간에 따른 긴 훈련 신호열의 배치도이다.

도 11은 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 안테나 무선 통신시스템에서 4개의 송신 안테나와 시간에 따른 긴 훈련 신호열의 배치도이다.

도 12는 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 안테나 무선 통신시스템에서의 채널 추정에 대한 설명도이다.

도 13은 본 발명의 일 실시예에 의한 샘플링 주파수 오프셋에 대한 설명도이다.

도 14는 본 발명의 일 실시예에 의한 샘플링 주파수 오프셋에 대한 설명도이다.

도 15는 본 발명의 일 실시예에 의한 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류의 성상도이다.

도 16은 본 발명의 일 실시예에 의한 파일롯을 사용한 위상 오류 계산에 대한 설명도이다.

도 17은 본 발명의 일 실시예에 의한 루프 필터의 블록도이다.

도 18은 본 발명의 일 실시예에 의한 지연 전력 스펙트럼(Delay Power Spectrum)의 그래프이다.

도 19는 본 발명의 일 실시예에 의한 채널 추정 성능을 측정한 그래프이다.

도 20은 본 발명의 일 실시예에 의한 채널 추정 성능을 측정한 그래프이다.

도 21은 본 발명의 일 실시예에 의한 채널 추정 성능을 측정한 그래프이다.

Claims (12)

1. N개(N은 자연수)의 수신 안테나를 구비한 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 송신기에 적용되는 통신 방법에 있어서,

   소정의 패턴이 시간 축에서 N번 반복 배치되어 구성되며, 반송파 주파수 오프셋(Carrier Frequency Offset)을 보상하기 위해 사용되는 짧은 훈련 신호열(Short Training Field)을 포함하는 프리앰블 구간을 생성하는 단계; 및

   상기 프리앰블 구간을 갖는 패킷을 송신하는 단계;를 포함하며;

   상기 짧은 훈련 신호열을 구성하는 상기 N번 반복 배치된 소정의 패턴은, 상기 패킷을 수신하는 수신기에서의 상기 반송파 주파수 오프셋 보상 시에 필요한 상기 시간 축에서 반복되는 신호로 이용되는 것을 특징으로 하는 송신기의 통신 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 짧은 훈련 신호열은 그 앞 또는 뒤에 보호구간(Guard Interval)을 구비하고,

   상기 소정의 패턴이 상기 보호구간에서 한 번 이상 추가로 반복되는 것을 특징으로 하는 송신기의 통신 방법.
3. 제 2 항에 있어서,

   상기 소정의 패턴은 상기 시간 축으로 배치된 비트열로 이루어지고,

   상기 짧은 훈련 신호열과 상기 보호구간의 패턴 중 마지막 패턴은 상기 소정의 패턴의 역순(reverse)으로 배치된 것을 특징으로 하는 송신기의 통신 방법.
4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 프리앰블 구간은 상기 시간 축에서 연속되는 2개 이상의 동일한(identical) 긴 훈련 신호열(Long Training Field)을 추가로 포함하며;

   상기 2개 이상의 동일한 긴 훈련 신호열은, 상기 패킷을 수신하는 수신기에서의 상기 반송파 주파수 오프셋 보상 시에 필요한 상기 시간 축에서 반복되는 신호로 이용되는 것을 특징으로 하는 송신기의 통신 방법.
5. 제 4 항에 있어서,

   상기 패킷을 송신하는 단계는,

   상기 프리앰블 구간을 갖는 패킷을 다수의 직교하는 부반송파에 실어서 송신하고,

   상기 다수의 직교하는 부반송파 중 1/M 이상(M은 자연수)의 부반송파에 해당하는 상기 긴 훈련 신호열에는 채널 추정을 위한 파일롯이 할당되는 것을 특징으로 하는 송신기의 통신 방법.
6. 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 송신기에 적용되는 통신 방법에 있어서,

   샘플링 주파수 오프셋(Sampling Frequency Offset)에 의한 위상 오류를 보상하기 위한 프리앰블 구간을 생성하는 단계; 및

   상기 프리앰블 구간 및 데이터 구간을 갖는 패킷을 송신하는 단계;를 포함하며;

   상기 프리앰블 구간은, 주파수 축에서 반복되는 심볼 또는 파일롯을 포함하며; 상기 반복되는 심볼 또는 파일롯은, 상기 패킷을 수신하는 수신기에서의 상기 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류 보상 시에 이용되는 것을 특징으로 하는 송신기의 통신 방법.
7. 제 6 항에 있어서,

   상기 프리앰블 구간은 상기 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류를 보상하기 위한 제 1 긴 훈련 신호열과 반송파 주파수 오프셋을 보상하기 위한 제 2 긴 훈련 신호열을 포함하고,

   상기 제 1 및 제 2 긴 훈련 신호열은 서로 동일하며, 상기 패킷을 수신하는 수신기에서의 상기 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류 보상 시에 필요한 상기 주파수 축에서 반복되는 심볼로 이용되는 것을 특징으로 하는 송신기의 통신 방법.
8. 제 6 항에 있어서,

   상기 프리앰블 구간은 긴 훈련 신호열을 포함하고,

   상기 패킷을 송신하는 단계는 상기 패킷을 다수의 직교하는 부반송파에 실어서 송신하며,

   상기 다수의 직교하는 부반송파 중 1/M 이상의 부반송파에 해당하는 상기 긴 훈련 신호열에는 채널 추정을 위한 파일롯이 할당되고,

   나머지 부반송파에 해당하는 상기 긴 훈련 신호열에는 상기 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류를 보상하기 위한 파일롯이 할당되며,

   상기 할당된 파일롯은, 상기 패킷을 수신하는 수신기에서의 상기 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류 보상 시에 필요한 상기 주파수 축에서 반복되는 파일롯으로 이용되는 것을 특징으로 하는 송신기의 통신 방법.
9. 제 6 항에 있어서,

   상기 프리앰블 구간은 상기 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류를 보상하기 위한 제 1 파일롯을 포함하고,

   상기 데이터 구간은 채널 추정을 위한 제 2 파일롯을 포함하며,

   상기 제 1 파일롯은 상기 제 2 파일롯과 동일한 위치에 할당되며,

   상기 할당된 파일롯은, 상기 패킷을 수신하는 수신기에서의 상기 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류 보상 시에 필요한 상기 주파수 축에서 반복되는 파일롯으로 이용되는 것을 특징으로 하는 송신기의 통신 방법.
10. 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 송신기에 적용되는 통신 방법에 있어서,

    반송파 주파수 오프셋을 보상하기 위한, 시간 축에서 연속되는 2개 이상의 동일한 긴 훈련 신호열을 포함하는 프리앰블 구간을 생성하는 단계; 및

    상기 프리앰블 구간을 갖는 패킷을 송신하는 단계;를 포함하며;

    상기 2개 이상의 동일한 긴 훈련 신호열은, 상기 패킷을 수신하는 수신기에서의 상기 반송파 주파수 오프셋 보상 시에 필요한 상기 시간 축에서 반복되는 신호로 이용되는 것을 특징으로 하는 송신기의 통신 방법.
11. M개의 송신 안테나를 구비한 다중안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 송신기에 적용되는 통신 방법에 있어서,

    긴 훈련 신호열을 포함하는 프리앰블 구간을 생성하는 단계; 및

    상기 프리앰블 구간을 갖는 패킷을 다수의 직교하는 부반송파에 실어서 송신하는 단계;를 포함하며;

    상기 다수의 직교하는 부반송파 중 1/M 이상의 부반송파에 해당하는 상기 긴 훈련 신호열에는 채널 추정을 위한 파일롯이 할당되며;

    상기 할당된 파일롯은, 상기 패킷을 수신하는 수신기에서의 샘플링 주파수 오프셋에 의한 위상 오류 보상 시에 필요한 주파수 축에서 반복되는 파일롯으로 이용되는 것을 특징으로 하는 송신기의 통신 방법.
12. N개의 수신 안테나를 구비한 다중 안테나 무선 통신시스템에서 채널 추정을 위해 수신기에 적용되는 통신 방법에 있어서,

    소정의 패턴이 시간 축에서 N번 반복 배치된 짧은 훈련 신호열을 포함하는 프리앰블 구간을 갖는 패킷을 수신하는 단계; 및

    상기 소정의 패턴 중 2개 이상을 이용하여 반송파 주파수 오프셋을 보상하는 단계;를 포함하며;

    상기 짧은 훈련 신호열에서 상기 N번 반복 배치된 소정의 패턴은, 상기 반송파 주파수 오프셋 보상 시에 필요한 상기 시간 축에서 반복되는 신호로 이용되는 것을 특징으로 하는 수신기의 통신 방법.

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