KR100982898B1

KR100982898B1 - Ｈｄｔｖ 시스템에서 콤 필터를 포함하는 등화기 시스템

Info

Publication number: KR100982898B1
Application number: KR1020030023783A
Authority: KR
Inventors: 도우자아돌프
Original assignee: 톰슨 라이센싱
Priority date: 2002-04-16
Filing date: 2003-04-15
Publication date: 2010-09-20
Also published as: KR20030082443A; CN100367790C; MXPA03003249A; JP4373118B2; MY134400A; CN1481162A; JP2004007577A; US7092036B2; US20030193617A1

Abstract

HDTV(High Definition Television) 시스템에서 등화기(equalizer, 34) 및 프리필터(prefilter, 1)가 콤 필터(comb filter, 2)와 함께 사용된다. 프리필터(1)는 콤 필터(2)에 전치되거나, 콤 필터에 후치될 수 있다. 또한, 이 방법은 프리필터(1)가 콤 필터(2)에 후치될 때 필터 탭(filter tap)을 추정함으로써 향상될 수 있다. 등화기(34)는 심볼12에서의 진폭을 -20dB과 같은 비교적 작은 값으로 제한하지 않고도 8 레벨 VSB(vestigial sideband) 입력으로부터 15 레벨 출력을 생성한다. -6dB정도의 높은 탭12 진폭을 허용하는 심볼12에서의 허용가능한 진폭을 증가시키는 3가지 특정한 방법이 제공된다.

등화기, HDTV, VSB, 콤 필터, 프리필터

Description

ＨＤＴＶ 시스템에서 콤 필터를 포함하는 등화기 시스템{An equalizer system including a comb filter in an HDTV system}

도 1은 종래 기술의 HDTV 수신 시스템의 단순화된 블럭도.

도 2는 도 1에 기술된 NTSC 동일-채널(co-channel) 간섭 필터 및 적응성 채널 등화기의 세부사항을 도시하는 단순화된 블럭도.

도 3은 도 2에 도시된 DFE(Decision Feedback Equalizer)의 단순화된 블럭도.

도 4는 본 발명의 원리에 따라 구축된 등화 및 필터링 시스템의 제 1 실시예의 단순화된 블럭도.

도 5는 본 발명의 제 1 실시예에 의해 처리된 채널의 특성을 도시하는 일련의 수렴 곡선.

도 6은 도 5에 제시된 경우에 대한 등화기의 동작을 나타내는 일련의 수렴 곡선.

도 7은 예측 필터가 콤 필터 이후에 위치하는 종래 기술의 배치의 단순화된 블럭도.

도 8은 본 발명의 제 2 실시예의 단순화된 블럭도.

도 9는 본 발명의 제 2 실시예에 의한 처리된 채널의 특성을 도시하는 일련의 수렴 곡선.

도 10은 도 9에 제시된 경우에 대한 등화기의 동작을 도시하는 일련의 수렴 곡선.

도 11은 본 발명의 제 3 실시예의 단순화된 블럭도.

도 12는 본 발명의 제 3 실시예에 의해 처리된 채널의 특성을 도시하는 일련의 수렴 곡선.

도 13은 도 12에 제시된 경우에 대한 등화기의 동작을 도시하는 일련의 수렴 곡선.

본 발명은 일반적으로 디지털 신호 처리 분야에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 8심볼 VSB(vestigial sideband) HDTV 신호를 처리하는데 적합한 등화 및 필터링 시스템에 관한 것이다.

미국에서 HDTV를 위한 ATSC(Advanced Television Systems Committee) 표준은 8비트 (심볼당 8레벨) VSB 송출 시스템을 규정하고 있다. 전형적인 ATSC 호환 HDTV 수신기(21)의 블럭도가 도 1에 도시되어 있다. 이와 같은 HDTV 수신기의 사양은, ATSC에 의해 1995년 4월 12일 공개된 Digital Television Standards for HDTV Tranmission에서 찾아볼 수 있다. 수신된 VSB 신호는 1차원 데이터 심볼 성상도(constellation)로 표현되며, 여기서 단 하나의 축만이 수신기에 의해 복구될 양자화된 데이터를 포함한다. DC 보상 유닛(26)은 복조된 VSB 신호로부터 파일럿 신호에 대한 DC 옵셋 성분을 제거하기 위해 적응성 트래킹 회로(adaptive tracking circuit)를 이용한다. 필드 싱크 검출기(Field sync detector, 28)는 매 수신된 데이터 세그먼트와 수신기 내의 메모리에 저장된 이상적인 필드 기준 신호를 비교함으로써 데이터 필드 싱크 성분을 복구한다. 필드 동기화에 추가하여, 필드 싱크 신호는 채널 등화기(34)에 대한 트레이닝 신호(training signal)를 제공한다.

ATSC VSB 수신 시스템에서, NTSC 간섭 검출 및 거부는 유닛(16)에 의해 수행된다. 강한 동일-채널(co-channel) NTSC 간섭이 유닛(16)에 의해 검출될 때, 콤 필터(comb filter)가 활성되어 적응성 채널 등화기(34)에 도달하기 이전에 신호를 처리한다. 적응성 등화기(34)는 채널 진폭 및 위상 왜곡 양쪽 모두를 등화한다. 도 2에 도시된 바와 같이, 가장 흔하게 이용되는 등화기 구조는 DFE(Decision Feedback Equalizer)와 함께 이용되는 FFE(Feed Forward Equalizer)를 포함한다. FFE 섹션은, 프리고스트(preghost) 및 데이터 심볼 성상도의 단위 원 바깥에 존재하는 채널 제로들(channel zeros)을 등화하는데 이용된다. 도 3에 도시된 DFE 섹션은 포스트고스트(post ghost) 신호를 등화하는데 이용된다.

등화기(34)를 트레이닝하는데 흔히 이용되는 방법은, 등화기가 소정의 사전설정된 수렴 수준에 도달할때까지 블라인드 등화(Blind Equalization) 기술을 적용하는 것이다. 수렴 수준에 도달할 때 트레이닝 방법은 DDE(Decision Directed Equalization) 기술로 전환된다. 가장 흔한 형태의 블라인드 등화는 널리 알려진 CMA(constant Modulus Algorithm)이다. CMA를 이용하여, FFE 및 DFE 계수들이 이 하의 등식들을 이용하여 갱신된다:

C_n+1 = C_n + α_F*e(n) + X_Fn(FFE 갱신)

D_n+1 = D_n + α_D*e(n) + X_Dn(DFE 갱신)

여기서, C_n = FFE 계수 벡터

D_n = DFE 계수 벡터

X_Fn = FFE로의 데이터 벡터

X_Dn = DFE로의 데이터 벡터

e(n) = 블라인드 등화 에러.

블라인드 등화 에러는 다음의 등식에 따라 계산된다.

e(n) = y₀(n) * (|y₀(n)|² - R²)

여기서, y₀(n)은 등화기 출력(FFE + DFE 출력)

R² = 링값의 제곱

= E(s⁴(n)/E(s²(n))

s(n) = 8 VSB 성상도 위치들.

콤 필터(2)는 전달 함수 H_c(z) = 1-z^-12를 가진다. 콤 필터는 인접한 NTSC 채널의 화상 및 사운드 캐리어들을 감쇄시킨다. 따라서 등화기(34)가 처리해야 하 는 새로운 신호는 콤 필터가 연루된 원래의 채널이다. 콤 필터가 등화기(34) 앞에 삽입되고 DFE 탭들이 CMA를 이용하여 적합화될 때, 등화기(34)는 8 레벨 출력을 생성한다. 사실상, 등화기(34)는 채널 및 콤 필터 신호 양쪽 모두를 등화한다. 그러나, 채널 신호만을 등화하고 콤 필터 신호는 등화하지 않음으로써 등화기(34)가 15 레벨 출력을 생성하도록 하는 것이 목적이다.

2002년 4월 16일 출원된 미국특허출원 제10/103,055호에는, NTSC 간섭을 거부하도록 콤 필터가 삽입될 때 등화기(34)가 15개 심볼 출력을 생성하는 방법이 기술되어 있다. 기술된 이 방법은 DFE(34)의 탭 12, 즉 dfe(12)를 제로화함으로써 15레벨을 얻는 문제점을 해결하고 있다. 이 방법의 한계는, 심볼 12, 즉 c₁₂의 채널 진폭이, 전형적으로 20dB 이하가 될 정도로 작아야만 한다는 것이다.

본 발명은 HDTV 시스템에서 콤 필터가 전치되어 있는 등화기로부터의 15 레벨 출력을 생성하는 종래 방법에 관련된 문제점을 해결한다.

본 발명은 DFE의 탭 12에서 -6dB 정도의 진폭을 허용하는 예측 필터(prediction filter)를 이용한다. 본 발명의 한 실시예는 예측 필터를 콤 필터에 전치시킴으로써 DFE의 탭 12 (심볼 12)에서의 채널 임펄스 응답을 수정한다. 이러한 배치는 콤 필터로 하여금 결합된 채널 및 프리필터를 수정된 채널로서 인지하도록 만든다. 콤 필터는 NTSC 간섭을 감쇄시켜서, 등화기는 임의 NTSC 구성 성분들이 없는 것으로서 남은 신호를 감지한다. 이 실시예는 프리필터 계수들의 적절한 선택을 통해 수정된 채널의 심볼 12 신호의 진폭을 가능한한 작게, 양호하게는 0에 근접하게 만드는 목적을 달성한다. 제 2 실시예에서, 예측 필터는 콤 필터에 후치된다. 본 발명의 제 3 실시예는 등화기 탭 진폭값 추정과 함께 예측 필터가 콤 필터에 후치된다.

도 4를 참조하면, 본 발명의 제 1 실시예에 대한 단순화된 블럭도가 도시되어 있다. 블라인드 등화 처리 동안에 심볼 12의 진폭을 제로로 설정, 즉 dfe(12) = 0.0으로 설정하는 한 효과는, 채널 임펄스 응답이 심볼 12에서 작은 값을 가져야만 한다는 것이다. 심볼 12에서의 값은 사실상 항상 작은 것은 아니기 때문에, 심볼 12에서의 채널 임펄스 응답은, 예측 프리필터(1)를 콤 필터(2)에 전치시킴으로써 수정된다. 이러한 배치는 콤 필터(2)가 수정된 채널(3)을, 채널(4)의 값과 프리필터(1)의 값의 합성으로 인지하도록 한다. 프리필터(1)의 계수들의 적절한 선택에 의해, 수정된 채널(3)의 심볼12는 제로의 값에 근접하도록 만들어질 수 있다.

만일, 채널(4)이 전달 함수 H_c(z)를 가지며 프리필터(1)가 전달 함수 H_p(z)=(1 - az^-12)를 가지면, 수정된 채널(3)은 전달 함수 H_cm(z) = H_c(z)(1 - az^-12)를 가질 것이다. H_c(z) = (1 + c₁₂z^-12 + ...)인 경우에, 수정된 채널(3)의 전달 함수 H_cm(z)는 아래와 같이 된다.

H_cm(z) = (1 + c₁₂z^-12 + ...) - az^-12(1 + c₁₂z ^-12 + ...)

= ... + (c₁₂ - a)z^-12 + ...

수정된 채널(3)은 이제 심볼 12에서 (c₁₂ - a)의 나머지 값(residual value)를 가진다. "a"의 값은 이 나머지 값을 가능한 한 작게 만들도록 선택된다.

y(n)의 값을 갖는 신호(5)의 추정은, 신호(6)의 값 ay(n-12)를 검사하고 y(n)에서 이 값을 감산함으로써 이루어진다. 추정된 에러 e(n)는 다음과 같이 정의된다:

e(n) = y(n) - ay(n-12)

여기서 a = 예측 필터(1)의 예측 계수.

예측 계수 "a"는 e(n)의 제곱 평균 에러(Mean Square Error; MSE)를 최소화하도록 선택된다.

여기서, MSE = E[e²(n)]

= E[y(n) - ay(n-12)]²

= E[y²(n) +a²y²(n-12) - 2ay(n)y(n-12)]

= φ_yy(0) + a²φ_yy(0) - 2aφ_yy(12)

=[1 - a²]φ_yy(0) - 2aφ_yy(12)

MSE는 "a"의 2차 함수인 것으로 보인다. 최소 MSE(MMSE)는 MSE의 도함수를 제로로 설정하고 "a"에 대해 해를 구하면, 최적의 예측기 계수를 얻을 수 있다. 그 결과의 값은 다음과 같이 주어진다.

a = φ_yy(12)/φ_yy(0)

MSE는 "a"의 2차 함수이기 때문에, MMSE를 생성하는 "a"의 값은 경도 알고리즘(gradient algorithm)을 이용하여 반복적 방식으로 얻을 수 있다. 양호한 실시예에서, 최소 자승법(Least Mean Square, LMS) 알고리즘은 예측기 계수를 얻는데 이용된다.

NTSC 성분을 포함하는 채널 출력값(5)은 다음과 같이 주어진다

y(n) = x(n)*c(n) + t(n)

여기서, x(n) = 8 VSB 심볼들

c(n) = 채널

t(n) = NTSC 톤.

y(n)의 자기상관 함수 φ_yy(m)은 다음과 같이 주어진다:

8 레벨 VSB 신호 x(n)은 화이트(white)이고 NTSC 톤과 8 레벨 VSB 심볼들은 상관되지 않은 것으로 가정하자. 여기서, φ_cc(m)은 채널의 자기상관 함수이다. 만일 t(n) = A cos(w₀n) 이면,

여기서, A = NTSC 톤 7 진폭이다.

그러면 자기상관 함수는 다음과 같이 된다:

φ_yy(m) = σ_x ²φ_cc(m) + (A²/2)cos(w₀m)

10.76 메가헤르쯔(MHz)의 심볼 레이트, NTSC 톤 주파수 0.8967 MHz, m=12에서의 VSB 값에 대해, 자기상관 함수는 :

φ_yy(12) = σ_x ²φ_cc(12) + 0.5A².

β를 0.5A²으로 정의함으로써, NTSC 톤 진폭 A=0.10 및 0.15에 대해 β값은 각각 5×10^-3 및 11.25×10^-3이다. 이들 값들 각각은 비교적 작고, 그 결과 NTSC 대 VSB 전력비는 대략 각각 -13dB 및 -10dB이다.

상기한 바에 기초하여, 최적의 예측 계수는 다음과 같다:

여기서,

.

만일 어떠한 NTSC 성분도 존재하지 않는다면, β= 0 및 F = 1 이며, 최적 예 측 계수는 φ_cc(12)/φ_cc(0)가 된다. F는, NTSC 성분없는 최적 예측 계수가 NTSC 성분(7)의 존재에 기인하여 수정되는 인자(factor)이다.

상기한 바를 보다 상세히 설명하기 위해, 몇개의 경우에 대한 시뮬레이션 결과가 제시되고 검사될 것이다. 표1은 이하의 논의에 관련있는 가정된 고스트 신호 프로파일들을 도시한다.

표 1

표 2는 채널 D의 가정된 신호 특성을 도시한다.

표 2

첫번째 예는 NTSC 신호(7)이 제로인 경우에 대한 것이다. 여기서 콤 필터는 필요하지 않다. φ_cc(12)에 대해 유일하게 기여하는 것은 주 채널(4)로부터 및 심볼 12에서의 고스트 신호로부터이다. 즉, 정확히 12심볼들만큼 이격된 다른 고스트 쌍은 없다. 이 상황에서, 예측기 계수는:

a = φ_cc(12)/φ_cc(0)

= c₁₂/φ_cc(0), 채널(4)의 주 탭은 1과 동일.

φ_cc(0) = 1 + c₁₂ ² + (다른 고스트 신호들에 기여가능한 제곱항들)이므로,

φ_cc(0) > 1.

따라서, 채널이 임펄스인 사소한 경우를 제외하고, |a| = |c₁₂|가 된다.

그러한 경우에는 c₁₂ = 0이고 a = 0. 이것은 예측기 "a"는 c₁₂에 정확히 수렴할 수 없고 항상 c₁₂보다 작은 크기를 갖는 값에 수렴한다는 것을 의미한다. 그러면 수정된 채널(3)은 심볼 12에서 나머지 값 (c₁₂ - a)을 가진다. 나머지 값의 크기는 블라인드 등화가 15레벨에 수렴하는지의 여부를 결정한다. 심볼 12에서의 나머지 값 (c₁₂ - a)은 c₁₂ - [c₁₂/φ_cc(0)]과 같고, 이것은 c₁₂[1 - 1/φ_cc(0)]과 같다. 이 나머지 값은 c₁₂에 정비례하므로 큰 값의 c₁₂에 대해 나머지 값은 클 것이며 블라인드 등화 알고리즘은 수렴하지 않을 것이다. c₁₂의 값이 감소함에 따라, 나머지 값도 감소하여 블라인드 등화 알고리즘이 수렴하기에 충분히 작은 값에 이를 것이다.

나아가, φ_cc(0)는 총 채널 에너지의 측정치이므로, 총 채널 에너지에서의 증가는 심볼12에서의 나머지 값이 증가하게 만들 것이다. 이것은 채널이 수개의 고스트 신호를 가진다면 나머지 값은 비교적 크게 될 것임을 의미한다. 따라서, 수렴을 달성하기에 충분히 작은 나머지 값을 가지기 위해, c₁₂의 값이 비교적 작아질 필요가 있을 것이다. 즉, 채널 A, B, C, D에 대해 표 3에 도시된 바와 같이, 고스트 에너지가 증가함에 따라, 심볼 12에서의 최대 허용가능한 진폭은 감소한다. 이것은 채널 E에서는 해당되지 않는데, 이는 c₀, c₁₂, 및 c₁₂, c₂₄간의 상관관계에 기인하여 φ_cc(12)에 대한 하나 이상의 기여자(contributor)가 있기 때문이다. 요약하면, NTSC 성분이 없고 φ_cc(12)에 대한 단 하나 기여자가 있는 경우, 예측기 "a"는 c₁₂의 크기보다 작은 값에 수렴할 것이다. c₁₂가 감소함에 따라, 수정된 채널(3)에서 심볼 12에서의 나머지 값도 역시 감소하여, 아마도 소정 위치에서 15레벨에 대한 수렴을 이룰 것이다. 결국, 고스트 에너지가 증가함에 따라, 최대 허용가능한 값 c₁₂는 감소한다.

표 3

두번째 예는 NTSC 신호(7)이 없는 경우 φ_cc(12)의 값에 대해 다중 기여자가 있는 경우에 대한 것이다. 이 경우, 예측 계수는:

a = φ_cc(12)/φ_cc(0)

= [c₁₂ + 다른 항들로부터의 기여자들]/φ_cc(0)

= [c₁₂/φ_cc(0)] + [다른 항들로부터의 기여자들/φ_cc(0)]

그리고, 나머지 값은

c₁₂[1 - 1 / φ_cc(0)] + [다른 항들로부터의 기여자들 / φ_cc(0)]

이 경우에, 다른 항들로부터의 기여자들에 기인한 인자(factor)는 그들의 크기뿐만 아니라 c₁₂와 동일한 부호를 갖는지 반대 부호를 갖는지에 따라 예측기 계수를 c₁₂쪽으로 향하게 하거나 멀어지도록 한다. 따라서, 수렴 여부는 예측불가능하다. 등화기(34)는 예측 계수가 c₁₂의 값에 얼마나 밀접하게 근접하는지에 따라 수렴할 수도 있고 안할 수도 있다.

세번째 예는 NTSC 성분이 존재한다고 가정하며, φ_cc(12)에 대한 기여는 주 채널 및 c₁₂만이라고 가정한다. 앞서 논의한 바와 같이, 최적의 예측기 계수는 다음과 같이 정의된다:

a = [φ_cc(12) / φ_cc(0)]F

여기서, F = [ 1 + {β/σ_x ²φ_cc(12)} ] / [1+{β/σ_x ²φ_cc(0)}].

NTSC 성분이 존재하고 φ_cc(12)에 대한 기여는 주 채널 및 c₁₂만이라고 가정하면, φ_cc(12)의 값 = c₁₂이다. 만일 채널 심볼12에서의 진폭이 양(positive)이라 면,

σ_x ²φ_cc(12) < σ_x ²φ_cc(0),

β/σ_x ²φ_cc(12) > β/σ_x ²φ_cc(0),

1 + β/σ_x ²φ_cc(12) < 1 + β/σ_x ²φ_cc(0)

또는, 다른 말로, F < 1.

따라서, 채널 심볼 12, c₁₂에서의 네거티브 진폭에서, 예측 계수의 값은 c₁₂가 네거티브이므로 네거티브라는 것을 기억한다면, NTSC 성분(7)의 효과는 예측 계수 "a"의 값을 증가시키는 것이다. 즉, 예측 계수의 크기는, 포지티브에 가까와지므로 감소한다. 예측 계수의 값은 크기가 감소하기 때문에, 예측 계수의 값은 c₁₂의 값으로부터 멀어지고, 심볼 12에서의 나머지 값은 증가한다. 유사하게, NTSC 성분의 존재와 더불어, 심볼 12에서의 최대 허용가능한 값은 NTSC 톤이 없는 경우의 최대 허용가능한 값에 비해 감소한다.

요약하면, NTSC 톤(7)의 존재는 예측기 계수 "a"의 값에 영향을 미친다. c₁₂가 포지티브일때, NTSC 성분(7)은 c₁₂의 허용가능한 범위를 증가시키는 반면, NTSC 성분(7)의 부재는 c₁₂의 허용가능한 범위를 감소시킨다. NTSC 톤(7)이 없을 때, 포지티브 c₁₂의 허용가능한 크기에서의 증가와 네거티브 c₁₂의 허용가능한 크기 는 c₁₂의 허용가능한 값들에서 비대칭을 초래한다.

네번째 예는 NTSC 성분(7)이 존재하고 φ_cc(12)에 대한 기여는 몇 개의 소스들로부터 온다고 가정한다. 이 경우에, 최적의 예측 계수는 다음과 같이 정의된다:

a = [(c₁₂ + 다른 항들로부터의 기여)/φ_cc(0)]F.

다시 한번, 다른 항들로부터의 기여는 예측기 계수에서의 에러를 유발할 것이다. 따라서, 이 경우에, 수렴 가능성은 예측불가능하다.

표 3은, NTSC 성분이 존재하는 경우 본 발명의 제 1 실시예의 성능을 도시한다. 표4는 NTSC 진폭이 0.10인 경우를 도시한다. 표 5는 NTSC 진폭이 0.15인 경우에 대한 것이다. NTSC 톤 진폭값들 0.10 및 0.15는 각각 대략 -13 dB 및 -10 dB의 NTSC 대 VSB 전력비를 초래한다. 시뮬레이션 파라미터들이 표2에 도시되어 있다. dfe(12)의 값은 블라인드 등화 모드에서 제로로 설정되고 Decision Directed 모드에서의 적응이 허용된다. 표 3, 4, 및 5에 제시된 c₁₂의 최대 포지티브 및 네거티브 값은, 수렴이 달성될때까지 c₁₂의 진폭을 1 데시벨씩 감소시킴으로써 결정된다. 제시된 값들은 모든 채널에 대한 c₁₂의 포지티브 및 네거티브 양쪽 모두에 대한 것이다. 예측기 계수 "a"는 LMS 알고리즘을 이용하여 블라인드 등화 처리의 개시부터 매 심볼에 대해 갱신된다. 도 4를 참조하면,

e(n) = y(n) - ay(n-12)

a(n + 1) = a(n) + alphap*e(n)*y(n-12)

여기서, a(n) = 구 예측기 계수

a(n+1) = 갱신된 예측기 계수

alphap = 예측기 단계 크기, 및

y(n) = NTSC 성분을 포함한, 채널 출력.

0.15의 NTSC 진폭을 갖는 채널 D에 대한 수렴 곡선들이 도 5 및 6에 도시되어 있다. 전체 결과는 표 3, 4, 및 5에 도시되어 있다. 이 표들은, 예측기를 이용하지 않는 블라인드 등화 모드에서 dfe(12)를 제로로 설정한 결과들도 비교를 위해 보여주고 있다.

표 4

표 5

본 발명의 제 1 실시예에서는, 예측기(1)은 콤 필터(2)에 전치되며, c₁₂의 값이 제로이더라도, dfe(12)에 에너지를 공급하는 프리고스트 + 포스트고스트 합성 신호의 존재하에 15 레벨 출력을 생성하지 못한다. 또한, Φ_cc(12)에 대한 2개 이상의 기여자가 있을 때, 수렴은 예측불가능해진다. 이것은 12 심볼들만큼 이격된, 심볼12에서의 고스트가 아닌 2개의 고스트 신호가 있는 경우에 발생한다. 결국, c₁₂의 진폭이 특정한 채널에 대해 허용가능한 범위의 바깥에 있다면, 15 레벨 출력은 생성되지 않을 것이다.

표 3, 4, 및 5의 검사는 NTSC 성분의 존재는 c₁₂의 허용가능한 범위가 비대칭 되도록 유발한다는 것을 보여준다. c₁₂의 허용가능한 범위는, 낮은 NTSC 톤 레벨(0.0 및 0.10)에 대해 예측기를 사용할 때 더 커진다. 0.15의 NTSC 레벨에 대해, 허용가능한 포지티브 c₁₂값들의 범위는 예측기를 이용하지 않고 가능한 경우보다 더크지만, 네거티브 c₁₂ 값들의 허용가능한 범위는, 예측기 계수상에 비치는 NTSC 톤의 영향때문에 감소된다. 도 5 및 6에 도시된 DFE 탭들의 플롯은 수정된 채널(3)의 길이가 원래 채널(4)에 비해 12 심볼만큼 증가한다는 것을 보여주며, 또한 예측기 때문에 보다 작은 진폭의 보다 많은 고스트가 도입된다는 것을 보여준다. 결국, NTSC 톤(7)은 c₁₂의 값이 포지티브이면 예측기 계수에 유익하고, 그 값이 네거티브이면 불리하다. 이러한 특성은, 이하에 기술되는 바와 같이, 예측기의 계수를 NTSC 톤에 독립적으로 만들 필요성을 가리킨다.

본 발명의 제 2 실시예에서, 예측기 계수 "a"는 예측기(1)를 콤 필터(2)에 후치함으로써 NTSC 신호에 독립적으로 만들어진다. 이러한 배치의 종래 기술이 도 7에 도시되어 있다. 이 배치에서, 콤 필터(2)는 NTSC 톤(7)을 감쇄시키며, 예측기(1)는 NTSC 성분이 없는 신호(8)를 인지(perceive)한다. 예측기(1)이 수신하는 채널은 콤 필터가 연루된 원래의 채널(4)이다. 예측기 전달 함수는

Hcp(z) = (1 + c₁₂z^-12 + ....)(1 - z^-12)

= 1 + (c₁₂ - 1)z^-12 + ....

예측기(1)는 심볼12에서의 (c₁₂-1)의 값을 인지하며, 바람직하지 않은 (c₁₂-1)에 관련된 값에 수렴할 것이다. 목적은 심볼12에서 c₁₂만을 갖는 채널을 인지하는 것이다. 본 발명의 제 1 실시예에서 논의된 바와 같이, 예측기(1)는 a_A = Φ_zz(12) / Φ_zz(0)에 수렴할 것이다. 여기서 a_A 는 예측기(1)가 콤 필터(2)에 전치되는 경우에 예측기(1)가 수렴하게 되는 값이다. 그러나, 목적은 콤 필터(2)를 예측기(1)로부터 숨기는 것이다. 이상적으로, 예측기(1)는 NTSC 신호(7)가 제로일 때 a_B = Φ_yy(12) / Φ_yy(0)의 값에 수렴할 것이다. 여기서, a_B 는 예측기(1)가 콤 필터(2)에 전치되고 NTSC 신호(7)가 없는 경우에 예측기(1)가 수렴하게 되는 값이다. 즉, 예측기(1)는, 예측기(1)가 소정의 NTSC 성분(7)이 없이 콤 필터(2)에 전치되는 경우에 발생하는 값과 동일한 값에 수렴해야 한다.

따라서, 등식 a_A = Φ_zz(12) / Φ_zz(0) 및 a_B = Φ_yy(12) / Φ_yy(0) 사이의 관계가 유도될 필요가 있다. 이것은 다음과 같이 이루어진다:

Φ_zz(m) = E[z(n)z(n-m)]

= E[{y(n) - y(n-12)}{y(n-m) - y(n-m-12)}]

= Φ_yy(m) - Φ_yy(m+12) - Φ_yy(m-12) + Φ_yy(m)

= 2Φ_yy(m) - Φ_yy(m+12) - Φ_yy(m-12)

따라서, Φ_zz(0) = 2Φ_yy(0) - 2Φ_yy(12) (자기상관은 우함수)

그리고 Φ_zz(12) = 2Φ_yy(12) - Φ_yy(24) - Φ_yy(0).

따라서, 값 a_A는,

a_A = [2Φ_yy(12) - Φ_yy(0) - Φ_yy(24)]/[2Φ_yy(0) - 2Φ_yy(12)].

Φ_yy(24)의 값이 제로인 것으로 가정하고, a_B = Φ_yy(12) / Φ_yy(0)임을 안다면,

a_A = [2Φ_yy(12) - Φ_yy(0)]/[2Φ_yy(0) -2Φ_yy(12)]

= [2a_B - 1]/[2 - 2a_B].

a_B에 대해 풀면, a_A 및 a_B 간에 아래의 관계를 생성한다:

a_B = [2a_A + 1]/[2a_A + 2].

도 8을 참조하면, 본 발명의 제 2 실시예는 예측기(1)가 콤 필터(2)에 후치될 수 있으며 a_A에 대한 값을 주도록 적응이 허용된다. 그러면 a_B의 값은 a_A로부터 계산될 수 있고, a_B의 값은 등화기(34)로의 직접 경로(9)에 이용될 수 있다. 채널 A, B, C, D, 및 E에 대한 최대 포지티브 및 네거티브 진폭이 표 6, 7, 및 8에 개시되어 있다. 이들 채널들과 연관된 값들은, NTSC 톤(7)의 진폭이 3개의 표 6, 7, 및 8 모두에 대해 0.15라는 점만 제외하고는, 표 2에 도시된 것과 동일하다. dfe(12)의 값은 블라인드 등화 모드에서 제로로 설정되고 Decision Directed 모드에서의 적응이 허용된다. 각각의 채널에 대한 c₁₂의 최대 포지티브 및 네거티브 값은 수렴이 달성될 때까지 1 데시벨씩 c₁₂의 진폭을 감소시킴으로써 발견된다. 예측기 계수 a_A 및 a_B 양쪽 모두 매 심볼마다 갱신된다. a_A의 값은 LMS 알고리즘을 이용하여 갱신되고, a_B는 앞서 기술된 관계를 이용하여 a_A의 값으로부터 계산된다. 도 8을 참조하면, 갱신 등식은 다음과 같다:

r(n) = z(n) - a_Bz(n-12)

c(n) = z(n) - a_Az(n-12)

a_A(n+1) = a_A(n) + alphap*c(n)*z(n-12)

a_B(n+1) = [2a_A(n+1) + 1] / [2a_A(n+1) + 2]

NTSC 신호(7)의 진폭이 0.15인 경우에 대한 수렴 곡선이 도 9 및 10에 도시되어 있다. 도 9 및 10에 플로팅된 예측기 계수는 a_B이다. 앞선 2개의 방법의 결과도 역시 비교를 위해 표 6, 7, 및 8에 포함되어 있다. 채널 E에 대해, 예측기(1)가 콤 필터(2)에 후치될 때 수렴이 달성되지 않는데, 이는 a_A 및 a_B간의 관계 유도시에 Φ_yy(24)가 제로와 같다는 가정을 하지 않았기 때문이다. 이러한 가정은 제시된 데이터에서는 지켜지지 않는데, 이는 심볼24에 고스트가 있어서 Φ_yy(24)가 제로가 아니기 때문이다. NTSC 신호(7)의 값이 사실상 제로일 때, Φ_yy(24) = Φ_cc(24)이다.

표 6

표 7

표 8

본 발명의 제 1 실시예에 관하여 앞서 논의된 바와 같이, 예측기 "a"는 c₁₂의 크기보다 작은 값에 수렴하여, 수정된 채널(3)에서의 심볼12에서 나머지 (a - c₁₂)를 초래할 것이다.

본 발명의 제 3 실시예는 나머지 값을 보다 작게 만들기 위해 예측기 계수 "a"로부터 c₁₂를 추정하는 문제에 관한 것이다. 제 1 실시예의 경우, 예측기는 a = Φ_cc(12)/Φ_cc(0)에 의해 주어진 값에 수렴하는 것으로 보여진다. 주 채널(4) 및 c₁₂로부터 Φ_cc(12)에 대한 단 하나의 기여자가 있는 경우, 예측기는,

a = Φ_cc(12)/Φ_cc(0)

= c₁₂ / (1 + c₁₂ ² + E),

여기서, E = 주 채널 및 c₁₂가 아닌 다른 고스트 신호들로부터의 에너지.

심볼 12에서만 고스트 신호가 존재하는 통상적이지 않은 경우에 발생하는 바와 같이, E의 값이 제로이면, 예측기에 대한 등식은 "a" 및 "c₁₂" 간의 2차 방정식이 된다. 이러한 관계는 c₁₂에 대해 추정된 값의 계산을 허용한다. E가 제로가 아닌 값을 가질 때, 이 등식은

ac₁₂ ² - c₁₂ + a(1+E) = 0

c₁₂에 대해 풀면 다음과 같은 결과를 준다.

c₁₂ =

채널 A에 대한 경우에서와 같이, 만일 E=0이면, c₁₂는 정확히 그 해를 구할 수 있다. 일단 예측 계수가 알려지면, c₁₂는 등화기(34)에 대한 직접 경로에서 이용될 수 있다. 대부분의 경우에, E의 값은 알려지지 않고 c₁₂의 값은 결정될 수 없을 것이다. 그러나, E가 작고 c₁₂가 예측기 "a"로부터 계산될 수 있다고 가정함으로써, c₁₂의 허용가능한 진폭이 증가될 수 있다. 결과적 구성이 도 11에 도시되어 있다. 여기서, 추정 탭 값 c_12e의 계산을 위해 추가 탭 예측 블럭(10)이 나타나 있다.

채널 A, B, C, D, 및 E에 대한 최대 포지티브 및 네거티브 진폭들은 표 9, 10, 및 11에 나타나 있다. 이들 채널들에 연관된 값들이 표 2에 도시된 바와 동일하다. dfe(12)의 값은 블라인드 등화 모드에서 제로로 설정되고, Decision Directed mode에서의 적응이 허용된다. 각각의 채널에 대해 c₁₂의 최대 포지티브 및 네거티브 값은 수렴이 달성될때까지 1 데시벨씩 증가시켜 c₁₂의 진폭을 감소시킴으로써 발견된다. 예측기 계수 a_A 및 a_B의 양쪽 모두와 탭 추정치 c_12e는 매 심볼마다 갱신된다. 도 11을 참조하면, 갱신 등식은 다음과 같다:

a_B의 초기값이 제로가 되도록 a_A의 값을 -0.5로 초기화한다.

r(n) = z(n) - c_12ez(n-12)

c(n) = z(n) - a_Az(n-12)

a_A(n+1) = a_A(n) + alphap*c(n)*z(n-12)

a_B(n+1) = [2a_A(n+1) + 1]/[2a_A(n+1) + 2]

c_12e(n+1) =

음수의 제곱근을 피하기 위해, a_B의 절대치는 0.5보다 작거나 같아야 한다. 0으로 나누는 것을 피하기 위해, a_B의 값은 제로가 아니어야 한다. a_B의 절대치가 0.5보다 크거나 0과 같은 때는 언제나, c_12e의 값은 갱신되지 않고 그 대신 가장 최근의 값에 고정된다. 3가지 경우에 대한 수렴 곡선들이 도 12에 도시되어 있다. 앞의 3개 방법들의 결과가 표 9, 10, 및 11에 비교를 위해 포함되어 있다.

표 9

표 10

표 11

표 9, 표 10, 및 표 11의 보면 심볼12에서만 고스트가 있는 채널 A의 경우, 탭 추정치는 E = 0이기 때문에 예측기 계수로부터 정확하게 계산될 수 있다. 이 경우에, 나머지는 지극히 작게 만들어질 수 있으며, 등가적으로, c₁₂는 대단히 큰 값(-1dB)을 가질 수 있다. 실제로, 채널 A를 가질 확률은 매우 작다. 채널 B, C, D, 및 E의 경우, c₁₂에 대한 최대 허용가능한 포지티브 및 네거티브 진폭은 대부분의 경우 제 2 실시예에서 제시된 것과 동일하지만, 몇몇 경우에는, 최대 허용가능한 진폭은 1dB 이상이다.

탭 추정의 이용과 더불어 콤 필터에 후치된 예측기(1)의 이용은 몇가지 경우에서 등화기(34)에서의 15 레벨 출력을 생성하지 못할 것이다. 한 경우는, c₁₂의 값이 제로이더라도 dfe(12)에 에너지를 제공하는 프리고스트 + 포스트고스트 합성 신호가 존재하는 때이다. 또한, φ_cc(12)에 대한 2개 이상의 기여자가 있을 때, 수렴은 예측불가능해진다. 이 경우는, 심볼 12에 있는 고스트가 아닌 고스트로서 12개 심볼만큼 이격된 2개의 고스트 신호들이 있는 때 발생한다. 또 다른 실패한 경우는, 심볼 24에 고스트가 있거나, 24개 심볼만큼 이격된 2개의 고스트가 있는 때에 발생한다. 15 레벨 출력은, c₁₂의 진폭이 특정한 채널에 대해 허용가능한 범위 밖에 있다면 생성되지 않을 것이다. 결국, a_B의 절대치가 0.5보다 클때마다, 제곱근 내의 인수(argument)가 음수가 되기 때문에 탭 추정치 c_12e는 그 이전값에 고정된다. 따라서, 예측기 계수 a_B의 절대치가 0.5보다 큰 값에 수렴해야하는 때마다 문제가 발생할 것이다.

등화기(34)에서 15 레벨 출력을 생성하기 위한 3개의 특정 실시예가 제시되었다. 이들 3개의 실시예들중, 예측기(1)를 콤 필터(2)에 후치시키는 것은 전형적으로 최고의 선택이다. 그러나, 본 발명의 범위는 특허청구범위에 의해 한정되며 특정한 실시예들로 제한되는 것은 아니다.

HDTV 시스템에서 콤 필터가 전치되어 있는 등화기로부터의 15레벨 출력을 생성하는 종래 방법에 관련된 문제점이 해결된다.

Claims

간섭 신호를 포함할 수 있는 심볼들의 시퀀스를 포함하는 비디오 데이터 신호를 처리하기 위한 시스템에 있어서, 원하는 특성을 갖는 출력 신호를 제공하기 위한 장치는,

상기 간섭 신호를 검출하기 위한 수단(16);

상기 간섭 신호에 응답하고 상기 간섭 신호를 감쇄하는 경향의 제 1 필터(2);

상기 비디오 데이터 신호의 특성을 예측하고 상기 특성에 응답하여 수정된 신호를 발생하기 위한 수단(1)으로서, 상기 수정된 신호는 적어도 하나의 심볼과 연관된 진폭을 최소화하는 경향성을 가지는, 상기 수단(1); 및

제 1 필터 출력 및 상기 수정된 신호 모두에 응답하여 등화된 출력 신호(equalized output signal)를 제공하기 위한 수단(34)을 포함하는, 비디오 데이터 신호 처리 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 비디오 데이터 신호의 특성을 예측하는 수단(1)은, 상기 제 1 필터(2)에 의한 특정한 데이터 심볼들의 처리 이전에 상기 특정한 데이터 심볼들을 처리하는 것을 특징으로 하는, 비디오 데이터 신호 처리 시스템.
삭제
제 1 항에 있어서, 상기 제 1 필터(2)는 상기 비디오 데이터의 특성을 예측하는 수단(1)에 의한 특정한 심볼들의 처리 이전에 상기 특정한 심볼들을 처리하는 것을 특징으로 하는, 비디오 데이터 신호 처리 시스템.
제 4 항에 있어서,

상기 등화된 출력 신호를 제공하는 수단(34)은 상기 비디오 데이터 신호에 존재하는 심볼들에 대응하는 복수의 탭 값들(tap values)을 포함하는 적응성 등화기인 것을 특징으로 하는, 비디오 데이터 신호 처리 시스템.
제 5 항에 있어서,

상기 등화된 출력 신호를 제공하는 수단(34)에 의해 이용되는 탭 값을 추정하기 위한 수단(10)을 더 포함하는, 비디오 데이터 신호 처리 시스템.
제 6 항에 있어서,

상기 탭 값을 추정하기 위한 수단(10)은 상기 비디오 데이터 신호의 선택된 성분의 진폭이 상기 등화된 출력 신호를 제공하는 수단(34)에 의해 최소화되도록 하는 것을 특징으로 하는, 비디오 데이터 신호 처리 시스템.
제 7 항에 있어서,

상기 제 1 필터(2)는 콤 필터(comb filter)인 것을 특징으로 하는, 비디오 데이터 신호 처리 시스템.
간섭 신호를 포함할 수도 있으며 복수의 심볼들을 포함하는 일군의 인코딩된 데이터 패킷들을 포함하는 비디오 데이터 신호를 처리하기 위한 시스템에 있어서, 원하는 신호 특성을 얻는 방법은,

상기 간섭 신호를 검출하는 단계;

상기 간섭 신호를 필터링하는 단계로서, 상기 필터링은 상기 간섭 신호를 감쇄시키는 경향성을 가지는, 상기 필터링 단계;

상기 필터링에 응답하여 필터 출력 신호를 발생하는 단계;

상기 필터 출력 신호로부터 상기 비디오 데이터 신호의 특성을 예측하는 단계;

상기 비디오 데이터 신호의 상기 특성에 응답하여 수정된 신호를 발생하는 단계;

상기 수정된 신호에 존재하는 선택된 심볼이 제로 값에 근접하는 진폭을 갖도록 상기 비디오 데이터 신호 및 상기 간섭 신호를 포함하는 신호를 프리필터링하는 단계; 및

상기 원하는 신호 특성을 얻도록 상기 필터 출력 신호 및 상기 수정된 신호를 등화하는 단계를 포함하는, 비디오 데이터 신호 처리 시스템.
삭제
제 9 항에 있어서,

상기 수정된 신호에 존재하는 상기 선택된 심볼이 제로 값에 근접하는 진폭을 갖도록 프리필터링 계수들을 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 비디오 데이터 신호 처리 시스템.
제 11 항에 있어서,

상기 인코딩된 데이터 패킷에 포함된 특정한 심볼과 각각 연관된 복수의 탭들을 포함하는 적응성 등화기에 의해 상기 수정된 신호를 적응적으로 등화하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 비디오 데이터 신호 처리 시스템.
제 12 항에 있어서,

선택된 탭에서의 선택된 심볼 진폭을 최소화하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 비디오 데이터 신호 처리 시스템.
제 12 항에 있어서,

상기 적응성 등화기에 의해 이용되는 탭 값을 추정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 비디오 데이터 신호 처리 시스템.
비디오 데이터 인코딩된 심볼들을 처리하는 등화 및 필터링 시스템에 있어서,

복수 레벨 VSB(vestigial sideband) 심볼들을 포함하는 입력 신호;

상기 입력 신호 및 간섭 신호에 응답하며, 선택된 심볼과 연관된 진폭을 최소화하도록 적응된 예측 필터(1);

상기 예측 필터(1)에 의해 발생된 출력 신호에 응답하는 콤 필터(2); 및

상기 예측 필터 및 상기 콤 필터에 의해 발생된 출력 신호를 등화하고, 상기 복수 레벨 VSB 심볼 입력 신호보다 많은 레벨들을 갖는 신호를 생성하는 등화기(34)를 특징으로 하는, 등화 및 필터링 시스템.
제 15 항에 있어서,

상기 등화기(34)는 복수의 탭들을 포함하는 적응성 등화기이고, 탭 각각은 특정한 심볼과 연관된 것을 특징으로 하는, 등화 및 필터링 시스템.
제 16 항에 있어서,

상기 예측 필터(1)는 선택된 심볼 진폭을 최소화하도록 선택되는 최적의 예측 계수를 계산하는 것을 특징으로 하는, 등화 및 필터링 시스템.
제 17 항에 있어서,

상기 최적의 예측 계수는 하기의 등식,

a = [φ_cc(12)/φ_cc(0)]F

에 따라 계산되는 것을 특징으로 하며, 여기서, a는 최적의 예측 계수이고, φ_cc(12)는 인코딩된 데이터 심볼들을 포함하는 채널의 자기상관 함수를 나타내고, φ_cc(0)는 인코딩된 데이터 심볼들을 포함하는 채널에 대한 총 채널 에너지를 나타내며, F는 간섭 신호에 기인한 인자인, 등화 및 필터링 시스템.
비디오 데이터 인코딩된 심볼들을 처리하기 위한 등화 및 필터링 시스템에 있어서,

원하는 신호 및 간섭 신호를 포함하고 복수 레벨 VSB 심볼들을 포함하는 입력 신호의 소스;

상기 입력 신호에 응답하며 감쇄된 간섭 신호를 갖는 출력 신호를 발생하는 콤 필터(2);

상기 콤 필터(2)에 의해 발생된 상기 출력 신호에 응답하여 선택된 심볼과 연관된 진폭을 최소화하도록 적응된 예측 필터(1); 및

상기 예측 필터 및 상기 콤 필터에 의해 발생된 출력 신호를 등화하고, 상기 복수 레벨 VSB 심볼 입력 신호보다 많은 레벨들을 갖는 신호를 생성하는 등화기(34)를 특징으로 하는, 등화 및 필터링 시스템.
제 19 항에 있어서,

상기 등화된 출력 신호를 제공하는 수단(34)은 인코딩된 데이터 패킷들에 존재하는 심볼들에 대응하는 복수의 탭 값들을 포함하는 적응성 등화기이고, 상기 등화 및 필터링 시스템은, 상기 등화된 출력 신호를 제공하는 수단(34)에 의해 이용되는 탭 값을 추정하는 수단(10)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 등화 및 필터링 시스템.