KR100980131B1 - 무선 신호의 도착시간 에러를 검출 및 보상하기 위한시스템 및 방법 - Google Patents

무선 신호의 도착시간 에러를 검출 및 보상하기 위한시스템 및 방법 Download PDF

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Abstract

도착시간(TOA) 에러의 영향이 감소할 수 있도록 하는 시스템 및 방법이 개시되어 있다. 이동 유닛에서는, 기지국으로부터 전송되는 신호가 검출될 때 상관 펄스가 생성된다. 전송된 신호는 다중경로 신호들이 이동 유닛에 도착하도록 반사되거나 회절될 수 있다. 이는 정확한 (TOA) 측정에 있어 생성된 상관 펄스 및 에러들을 야기한다. 본 발명은 응답 함수를 모델링하고, 펄스 폭이 계산될 피크로부터 위치가 얼마나 내려갔는지를 나타내기 위해 동적으로 적절한 인자를 갖는 모델링 함수를 사용하여 펄스 폭을 계산한다. 펄스 폭 계산에 기초하여, 다중경로 신호 타입이 결정될 수 있고, 적절한 정정 인자가 더욱 정확한 (TOA) 결정을 제공하기 위해 측정된 (TOA)에 적용된다. 본 시스템은 기지국들로부터 이동 전화 유닛으로의 (TOA) 신호나 GPS 위성들로부터 수신되는 신호들로부터의 (TOA) 신호에 정정 인자들을 적용할 수 있다.

Description

무선 신호의 도착시간 에러를 검출 및 보상하기 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR THE DETECTION AND COMPENSATION OF RADIO SIGNAL TIME OF ARRIVAL ERRORS}
본 발명은 전반적으로 원격통신에 관한 것으로서, 더 상세하게는 원격통신 시스템에서 도착시간 에러를 검출 및 보상하기 위한 기술들에 관한 것이다.
종종 "911"과 같은 전화 번호를 사용하여 긴급 서비스들이 요청된다. 만약 통화자가 주택과 같은 고정된 위치에 있다면, 컴퓨터 시스템들이 자동 번호 확인(ANI)을 사용하여 착신 전화 호출의 전화 번호를 추적하여, 상기 호출이 발신된 주소를 신속하게 결정한다. 따라서, 긴급 서비스들이 요청되는 위치를 결정하는 것은 비교적 단순한 작업이다.
셀룰러 전화기들, 개인용 컴퓨터 시스템(PCS) 디바이스 등과 같은 이동 통신을 통해 긴급 서비스를 요청하고 있는 사용자의 위치는 쉽게 결정되지 못한다. 무선 3각 측량 기술들이 이동 유닛의 위치를 결정하는데 오랫동안 사용되어 왔다. 그러나 이러한 무선 3각 측량 기술들은 본래 정확하지 않은 것으로 알려져 있다. 대략 수천 미터까지의 에러는 잘 발생하지 않는다. 하지만, 이러한 에러들은 긴급 서비스들의 전송에 있어 용인될 수 없다.
FCC(Federal Communication Commission)에서는 위치 결정에 있어 더 큰 정확도를 가능하게 할 통신 기술의 변화를 주문하였다. 이동 통신의 경우에 있어서, 상기 FCC에는 인프라구조에 기반한 위치 결정 시스템이 당시에 67%인 150미터의 정확도(그리고 당시에 95%인 300미터의 정확도)를 가질 것을 요구하는 규칙을 만들었다. 변경된 핸드셋들을 필요로 하는 시스템에 있어서, FCC는 이러한 시스템들이 당시에 50미터인 67%(그리고, 당시에 150미터인 95%) 이내로 위치를 결정해야 한다고 공표하였다.
GPS(global positioning system)를 기반으로 하는 기존의 위치 측정 위치 결정 기술들은 알려진 시간에 신호를 전송하는 하늘에 있는 위성들의 네트워크를 사용한다. 지상에 있는 GPS 수신기는 자신이 검출할 수 있는 각 위성으로부터의 신호들의 도착시간을 측정한다. 도착시간은 위성들의 정확한 위치 및 신호가 각각의 위성으로부터 전송되는 정확한 시간과 함께 GPS 수신기의 위치를 3각 측정하는데 사용된다. 통상적인 GPS 수신기는 3각 측량을 수행하기 위해서 4개의 위성을 필요로 하고, 그로 인한 계산의 수행은 검출될 수 있는 위성들의 수가 증가함에 따라 증가한다.
GPS에 대한 대안에 있어서, 기존의 셀룰러 기지국들의 네트워크는 위치 측정 위치 결정을 위한 위성들의 네트워크로서 처리될 수 있다. GPS 기술과 마찬가지로, 각각의 기지국의 정확한 위치, 기지국이 신호를 전송하고 있는 정확한 시간, 및 이동국에서 기지국 신호의 도착시간이 이동국의 위치를 3각 측량하는데 사용될 수 있다. 이러한 기술은 AFLT(advanced forward link trilateration)로서 일부 서비스 제공자들에 의해 설명되었다. 이동국이 직면한 중요한 문제점은 각 기지국으로부터 수신되는 신호들의 도착시간을 측정하는 것이다. 서로 다른 무선 기술은 도착시간 측정에 대해 서로 다른 해결 방법을 이용할 수 있다. CDMA(code division multiple access)가 그러한 한 기술이다. CDMA 변조는 매우 많은 사용자가 통신 시스템을 공유할 수 있게 하는 몇 가지 기술들 중 하나이다. AFLT 시스템의 일부로서 종래 CDMA 변조 기술들을 활용하는 것이 가능하다.
무선 위치 결정 시스템들은 이동 유닛 위치를 3각 측량하여 추정하기 위해서 알려진 위치에 있는 서로 다른 송신기로부터 오는 신호의 도착시간(TOA)을 사용한다. 그러나 TOA 신호들은 종종 다중 전송 경로들이나 네트워크 안테나와 이동국 사이의 가시선의 이용 불가능성으로 인해 왜곡되거나 에러가 있다. 도 1은 자동차(10) 내의 이동 전화기에 의해 발생할 수 있는 다중 전송 경로들의 예를 나타낸다. 도 1에 도시된 예에서, 이동 유닛(10)은 타워들 꼭대기에 장착된 송신기(12 및 14)로부터 신호들을 수신하고 있다. 도 1의 예에서, 이동 유닛(10)은 송신기들(12 및 14)로부터 직접적으로 신호를 수신하고 있지만, 인접한 빌딩들로부터 반사된 송신기(14)로부터의 신호들도 수신할 수 있다. 따라서, 이동 유닛(10)은 송신기(14)로부터 다수의 신호들을 수신한다. 도 1에 도시된 예에서, 이동 유닛(10)은 송신기(16)의 가시선(LOS) 내에 있지 않다. 즉, 빌딩이나 다른 건물들이 이동 유닛(10)과 송신기(16) 간의 직접적인 가시선을 차단한다. 그러나 이동 유닛(10)은 빌딩들이나 다른 건물들로부터 반사되거나 또는 빌딩들이나 다른 건물들의 가장자리 주변에서 회절되는 송신기(16)로부터의 신호들을 계속해서 검출한다. 또한, 이동 유닛(10)은 빌딩 꼭대기에 장착된 송신기(16)로부터 신호를 수신하며, 또한 지구 궤도에 있는 GPS 위성(18)으로부터의 신호들도 수신할 수 있다. 그 결과, 이동 유닛(10)은 송신기(16)로부터 다수의 신호를 수신하는데, 그 신호들 중 어느 것도 직접적인 LOS 신호가 아니다. GPS 위성(18)으로부터의 신호들은 또한 LOS 신호들과 반사 신호들을 모두 포함할 수 있다.
이러한 다중경로 신호들로 인해, 이동 유닛에 의한 도착시간 측정은 에러가 발생하기 쉽다. 이러한 에러들은 다중경로 신호들에서 중요할 수 있고, 따라서 위치 결정 정확도에 있어서 FCC 지시를 따르는 것이 어렵거나 불가능하다. 그러므로 이동 위치 결정 시스템들을 위한 TOP 측정을 향상시키는 시스템 및 방법이 상당히 필요하다는 것을 알 수 있다. 본 발명은 다음의 상세한 설명 및 첨부 도면들로부터 자명해질 이러한 장점 및 다른 장점들을 제공한다.
본 발명은 원격통신 디바이스에서 다중경로 에러를 정정하기 위한 시스템 및 방법으로 구현된다. 예시적인 실시예에서, 시스템은 수신 신호들을 분석하고 미리 결정된 시점에서의 상관 신호를 결정하기 위한 탐색기를 포함한다. 상기 탐색기는 미리 결정된 시점들 중 선택된 시점에서의 최대 신호 레벨을 결정한다. 신호 분석기는 선택된 시점에 인접한 미리 결정된 시점들로부터의 상관 신호 레벨들 및 최대 신호 레벨을 사용하여 미리 결정된 응답 함수의 수학적 모델을 생성한다. 신호 분석기는 미리 결정된 응답 함수와 관련된 펄스 폭 및 실제 피크 레벨을 결정하고 상기 펄스 폭을 기초로 도착시간에 상관 인자(factor)를 적용하기 위해 상기 수학적 모델을 사용함으로써 정정된 도착시간을 생성한다.
일 실시예에서, 펄스 폭은 상관 신호 레벨이 미리 결정된 크기만큼 실제 피크 레벨보다 작아지는 수학적 모델 상의 지점에서 결정된다. 예시적인 실시예에서, 신호 분석기는 미리 결정된 크기를 동적으로 선택할 수 있다. 신호 분석기는 수신 신호의 신호대 잡음비에 기초하여 상기 미리 결정된 크기를 선택할 수 있다.
예시적인 실시예에서, 상관 신호 레벨들은 수신 신호들의 수신 신호 세기에 기초한다. 선택된 시점에 인접한 미리 결정된 시점으로부터의 상관 신호 레벨들 및 최대 신호 레벨은 수학적 모델에서 계수들을 결정하는데 사용될 수 있다. 예시적인 실시예에서, 수학적 모델의 계수들은 상기 수학적 모델의 펄스 폭을 결정하기 위해 사용된다. 일 실시예에서, 상기 수학적 모델은 2차 수학 함수이다. 대안적인 실시예에서, 상기 수학적 모델은 2차 함수보다 큰 수학 함수이다.
도 1은 전송 소스들과 이동 유닛 사이의 다중 수신 경로들을 도시한다.
도 2는 본 발명을 구현하는 시스템의 기능 블록도이다.
도 3은 다중경로 영향이 없는 상태에서 도 2의 시스템에 의해 생성되는 상관 신호를 나타내는 파형도이다.
도 4는 동상 다중경로 신호들이 있는 상태에서 도 2의 시스템에 의해 생성되는 상관 신호를 나타내는 파형도이다.
도 5는 이상(out-of-phase) 다중경로 신호들이 있는 상태에서 도 2의 시스템에 의해 생성되는 상관 신호를 나타내는 파형도이다.
도 6은 도착시간을 더욱 정확하게 결정하기 위해 본 발명에 의해서 사용되는 모델링 함수를 나타내는 파형을 나타낸다.
도 7은 본 발명의 동작을 나타내는 흐름도이다.
본 발명은 기지국 트랜시버(BTS)로부터 전송되는 신호의 도착시간(TOA)을 더욱 정확하게 결정하기 위해서 수학적 모델링 기술을 사용한다. 도 1은 이동 유닛의 위치를 결정하기 위해 AFLT(advanced forward link trilateration)를 사용하는 무선 시스템의 동작을 나타내는 도면이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 이동 유닛(10)은 다수의 BTS들(12 내지 16) 범위 내에 있다. 음성 통신과 같은 정상적인 통신을 가능하게 하기 위해서, 이동 유닛(10)은 BTS들(12 내지 16)과의 통신 링크를 각각 형성한다. 통신 링크들을 형성하는 처리에 있어 유도되는 정보는 TOA를 추정하고 그로 인해 BTS들(12 내지 16)에 대한 이동 유닛(10)의 위치를 결정하는데 사용될 수 있다. 그러나 다중경로 신호들은 이동 유닛(10) 내에서 통상적으로 생성되는 상관 펄스가 변경되도록 하며 정확한 TOA를 계산하는 데 있어 어쩌면 에러가 발생할 수 있게 한다. 다중경로 신호들의 존재하에서 TOA 측정은 이동 유닛(10)의 정확한 위치를 결정하는 데 있어 충분히 정확하지 않다. 본 발명은 다중경로 신호들을 정정하거나 보상한 더욱 정확한 TOA 데이터를 유도하며, 이동 유닛(10)의 더욱 정확한 위치 결정을 가능하게 한다.
본 발명은 도 2의 기능 블록도에 도시된 시스템(100)에 구현된다. 시스템(100)은 시스템의 동작을 제어하는 중앙 처리 유닛(CPU;102)을 포함한다. 당업자라면 CPU(102)가 원격통신 시스템을 동작시킬 수 있는 임의의 처리 디바이스를 포함하도록 의도된다는 것을 알 것이다. 상기 임의의 처리 디바이스로는 마이크로프로세서들, 삽입된 제어기들, ASIC들(application specific integrated circuits), DSP들(digital signal processors), 상태 머신, 전용 이산 하드웨어 등을 포함한다. 본 발명은 CPU(102)를 구현하기 위해 선택되는 특정 하드웨어 성분으로 제한되지 않는다.
시스템은 또한 바람직하게도 메모리(104)를 포함하는데, 상기 메모리는 ROM(read-only memory) 및 RAM(random access memory) 모두를 포함할 수 있다. 메모리(104)는 CPU(102)에 명령 및 데이터를 제공한다. 메모리(104)의 일부분은 NVRAM(non-volatile random access memory)을 또한 포함할 수 있다.
셀룰러 전화기와 같은 무선 통신 디바이스에 통상적으로 구현되는 시스템(100)은 BTS(예컨대, 도 1의 BTS(12))와 같이 원격 위치와 시스템(100) 간에 오디오 통신과 같은 데이터의 전송 및 수신을 가능하게 하기 위한 송신기(108) 및 수신기(110)를 포함하는 하우징(106)을 또한 구비한다. 송신기(108) 및 수신기(110)는 트랜시버(112)에 연결될 수 있다. 안테나(114)는 하우징(106)에 부착되며 트랜시버(112)에 전기적으로 연결된다. 송신기(108), 수신기(110), 및 안테나(114)의 동작은 해당 분야에 잘 알려져 있으며, 그 동작이 본 발명에 특별히 관련되는 때는 제외하곤 본 명세서에서 설명될 필요가 없다.
CDMA 디바이스를 위한 구현에 있어서, 시스템은 수신기(110)에 의해 수신되는 신호들의 레벨을 검출하여 정량화하기 위한 탐색기(116)를 또한 구비한다. 탐색기(116)는 총 에너지, 의사 잡음(PN) 칩당 파일럿 에너지, 전력 스펙트럼 밀도와 같은 하나 이상의 파라미터들 및 해당 분야에 알려져 있는 다른 파라미터들을 검출한다. 더 상세히 설명될 바와 같이, 탐색기(116)는 BTS(12)(도 1 참조)와 같은 위치로부터의 도착시간(TOA)을 결정하기 위해 상관 분석을 수행한다.
탐색기(116)는 기준 신호 및 수신 신호 사이의 상관 분석을 수행하며, 상관 출력 신호를 생성한다. 신호 분석기 또는 모델링 프로세서(120)는 상관 신호들을 분석하고 수학적 모델(122)을 사용하여 다중경로 영향들을 보상하거나 정정한 정확한 TOA 데이터를 생성한다.
시스템(100)은 서로 다른 소스(예컨대, BTS들(12 내지 16) 및 위성(18))로부터 신호가 도착하는데 있어서의 지연 시간을 측정하는데 사용되는 시스템 타이밍을 제공하기 위한 타이머(124)를 포함한다. 타이머(124)는 CPU(102)의 일부이거나 독립형 디바이스일 수 있다.
시스템(100)의 여러 성분은 버스 시스템(126)에 의해서 서로 연결되는데, 상기 버스 시스템(126)은 데이터 버스 이외에 전력 버스, 제어 신호 버스, 및 상태 신호 버스를 포함할 수 있다. 그러나 명확성을 위해서, 상기 여러 버스들은 버스 시스템(126)으로서 도 2에 도시되어 있다.
당업자라면 도 2에 도시된 시스템(100)이 특정 성분들 리스트 이외의 기능 블록도라는 것을 알 것이다. 예컨대, 비록 탐색기(116) 및 신호 분석기(120)가 시스템(100) 내에 두 개의 개별적인 블록으로 도시되어 있지만, 그것들은 실제로는 디지털 신호 프로세서(DSP)와 같은 하나의 물리적인 성분으로 구현될 수 있다. 그것들은 또한 CPU(102)에 의해 실행되는 코드와 같은 프로그램 코드로서 메모리(104) 내에 상주할 수 있다. 이와 동일한 사항이 타이머(124)와 같은 도 2의 시스템(100)에 기재된 다른 성분들에 적용될 수 있다.
BTS가 검출될 때, 탐색기(116)의 출력은 펄스이고, 상기 펄스는 상관 펄스로서 간주될 수 있다. 이 상관 펄스는 BTS로부터의 신호 도착시간을 측정하는데 사용될 수 있다. 그러나 그러한 도착시간 측정의 정확도는 위치 결정의 정확도를 상당히 제한한다.
도 2의 시스템(100)에 도시된 성분들의 동작이 도 3 내지 도 5를 참조하여 설명될 것이다. 도 3은 어떠한 다중경로 영향도 없는 경우에 탐색기(116)에 의해 생성되는 통상적인 상관 펄스의 크기를 나타내는 파형-타이밍도이다. 본 발명의 적절한 이해를 돕기 위해서, 예컨대 CDMA 이동 유닛을 사용하는 TOA 처리의 간단한 설명이 제공될 것이다. 도 2의 시스템(100)을 구현하는 이동 유닛(예컨대, 도 1의 이동 유닛(10))에는 처음에 의사 잡음(PN) 코드가 할당된다. PN 코드는 국부적인 기준으로서 메모리(104)에 저장될 수 있다. 기지국(예컨대, BTS(12))이 데이터를 이동 유닛(10)에 전송할 때, 기지국은 PN 코드를 전송한다. 시스템(100)은 국부적인 기준(즉, 저장된 PN 코드)과 전송된 데이터(즉, 전송된 PN 코드) 간의 상관성을 계속해서 탐색한다.
해당 분야에 알려진 바와 같이, 모든 송신기(즉, BTS들(12 내지 16))는 동일한 PN 코드를 전송하지만, 각각의 BTS에 있는 송신기로부터 PN 코드의 전송 시작은 정확하게 통보된 오프셋만큼 시간 지연된다. 상기 시간 오프셋들은 64의 배수의 칩들로 측정된다. 당업자들이 알게 될 바와 같이, "칩"은 PN 시퀀스의 단일 데이터 피스이다. 데이터는 통보된 레이트로 전송되기 때문에, 칩들은 시간 측정치로서 사용될 수 있다. 본 설명은 실제 시간 단위를 특징으로 할 수 있지만, 시스템(100)이 칩들을 통해 분석 및 측정을 수행하기 때문에 칩들 또는 칩들의 일부를 통해 시간을 나타내는 것이 더욱 편리하다.
PN 오프셋들은 지리적인 범위 내의 오프셋들이 송신기들 간의 간섭을 막기 위해 가능한 많이 확산된다. 송신기들(예컨대, BTS들(12 내지 16)의 송신기들)은 전송된 식별 데이터에 의해 식별될 수 있지만, 때로는 그들의 PN 오프셋 시간에 의해 라벨링 된다. 예컨대, BTS(12)의 송신기는 자신이 320개 칩의 오프셋으로 PN 코드를 전송한다는 것을 알리기 위해 PN 320으로 식별될 수 있다. 본 예에서, 송신기들(14 및 16)은 각각 PN 코드를 전송할 오프셋 시간을 알리기 위해서 PN 448 및 PN 640으로서 각각 식별될 수 있다.
그러나 송신기들이 어떻게 라벨링되는지에 상관없이 서로에 대해 각각의 상대적인 오프셋이 신호들에 인코딩된 정보로부터 설정될 수 있다는 것을 알아야 한다. 이동 유닛(10)의 수신기(110)(도 2 참조)는 지리 영역에 있는 송신기들 각각(예컨대, BTS들(12 내지 16)의 송신기들)으로부터 PN을 검출할 것이다.
PN 코드가 BTS(예컨대, BTS(12))로부터 송신될 때는 각각의 송신기에 할당된 PN 오프셋으로 인해서 지연이 있을 수 있다. 또한, 송신기와 이동 유닛(10) 사이의 거리를 나타내는 전파 지연이 존재한다. 이동 유닛의 위치를 결정하기 위해 시스템(100)에 의해서 측정될 수 있는 것은 이러한 전파 지연이다. 예컨대, 가장 낮은 PN 오프셋을 갖는 BTS로부터의 상관 펄스가 임의의 다른 BTS로부터의 신호 도착보다 먼저 이동 유닛(10)에 도착할 것이다. 시스템(100)은 이러한 첫 번째 신호의 TOA를 정확하게 결정해야 하며 그것을 0의 시간 오프셋에 임의로 할당할 수 있다. BTS들 및/또는 위성들(예컨대, 위성(18))로부터의 후속하는 상관 펄스들이 또한 이동 유닛(10)에 의해 검출될 것이지만, PN 오프셋의 결과인 추가적인 지연 및 전파 지연이 검출될 것이다. PN 오프셋과 연관된 지연은 앞서 통보된다. 따라서, 나머지 지연은 BTS와 이동 유닛(10) 사이의 거리와, 네트워크 안테나와 이동 유닛 사이의 가시선의 부재로 인한 에러 인자를 합한 결과에 따른 전파 지연이다.
당업자가 알 수 있는 바와 같이, 정확한 TOA의 측정에 있어 약간의 에러는 위치 결정 처리에 있어 상당한 에러를 초래할 것이다. 즉, 다중경로 영향에 의해 야기될 수 있는 TOA의 약간의 에러는 AFLT 계산에 있어 에러들을 초래할 것이다. 시스템(100)은 다중경로 영향들을 보상하여 더욱 정확한 TOA를 제공하기 위한 기술을 제공한다. TOA의 지연에 기초한 3각 측량을 사용하는 이동 유닛(10)의 위치에 대한 실질적인 방법은 해당 분야에 알려져 있으므로 본 명세서에서는 더 상세히 설명될 필요가 없다. 그러나 TOA에 기초한 임의의 측정이 TOA의 에러에 의해 영향을 받을 것이라는 것이 명백할 것이다. 다중경로 영향들은 이러한 에러들의 한 중요한 소스를 제공한다. 시스템(100)은 다중경로 에러들의 영향을 감소시키고 따라서 더욱 정확한 TOA 결정을 제공한다.
탐색기(116)는 저장된 기준과 전송된 데이터 사이에 상관 관계가 검출될 때까지 상기 저장된 기준을 시프트시킨다. 저장된 기준의 시프트 정도는 무선 디바이스(10)와 특정 BTS(예컨대, 도 1의 BTS(12)) 사이의 동기포착을 최적화시키며 충분한 동기화를 제공할 정도로 선택된다. 이는 도 3의 파형에 도시되어 있다. 도 3에 도시된 예에서는, 어떠한 다중경로 영향들도 존재하지 않고, 상관 파형(140)이 칩 0에서 최대값을 갖는다.
총 에너지, PN 칩당 파일럿 에너지 또는 전력 스펙트럼 밀도와 같은 다수의 서로 다른 측정치들이 상관값으로서 사용될 수 있다. 일반적으로 사용되는 한 측정치는 간단히 수신 신호 세기 인덱스(RSSI)에 의해 지시될 수 있는 바와 같은 수신 신호 세기이다. 당업자라면 탐색기(116)(도 1 참조)가 저장된 PN 코드와 전송된 PN 코드 사이의 상관성에 관련된 수치값을 생성한다는 것을 알 것이다. 파형(140)은 서로 다른 칩 값들에서 탐색기로부터의 상관값들을 도시화한 것이다.
도 3의 파형은 어떠한 다중경로 영향도 없는 상황에서 단일 BTS(예컨대, BTS(12))로부터 탐색기(116)(도 2 참조)에 의해 생성되는 샘플 상관 출력을 나타낸다. 탐색기(116)는 기준 데이터와 수신 데이터 간의 상관성을 검출할 때까지 기준 데이터(즉, 저장된 PN)를 한번에 1/2 칩씩 시프트시킨다.
송신기(12)로부터 전송되는 데이터는 또한 식별 데이터를 포함함으로써, 시스템(100)을 구현하는 이동 유닛(10)이 송신기(12)를 검출된 상관 신호의 소스로서 식별할 수 있도록 한다. 송신기(12) 이외에, 시스템(100)을 구현하는 이동 유닛(10)은 송신기들(14 내지 16)로부터 데이터를 수신할 것이다.
또한, 시스템(100)을 구현하는 이동 유닛(10)은 추가적인 기지국 송신기들(미도시)이나 GPS 신호들을 사용하여 위성들(예컨대, 위성(18))로부터의 펄스들을 검출할 수 있다. 해당 분야에 알려진 바와 같이, GPS는 이동국(10)의 위치를 결정하기 위해 데이터 도착시간 또한 사용한다. 예시적인 실시예에서, 이동 유닛(10)은 4개 이상의 서로 다른 송신기로부터 데이터 도착시간을 결정한다. 어떤 다중경로 영향도 없는 경우에, 도 3의 파형으로 도시된 펄스는 도착시간에 대한 비교적 정확한 측정을 제공하며, 따라서 이동국(10)의 위치를 정확하게 결정하기 위해서 다른 BTS들이나 위성들로부터의 상관 펄스와 연계하여 사용될 수 있다.
불행하게도, 다중경로 영향들은 거의 모든 TOA 측정들에 있어 존재한다. 비록 GPS 위치 결정 기술을 사용하여 위성 신호들이 보다 적은 다중경로 영향을 받을지라도, 이러한 영향들은 여전히 존재한다. GPS 위성들(예컨대, GPS 위성(18))로부터의 다중경로 영향들은 특히 빌딩들 및 다른 인공 건물들이 GPS 신호를 간섭하는 도심 영역에서 심각하다. 송신기들(12 내지 16)(도 1 참조)과 같은 지상 시스템들도 또한 인공 건물에 의해 영향을 받음으로써 신호들은 회절 및/또는 반사된다. 그 결과, 이동 유닛(10)은 동일 신호의 여러 근접하게 이격된 이미지들을 수신한다. 시스템(100)은 이러한 다중경로 영향들로 인한 에러를 추정할 수 있다. 이러한 다중경로 영향들은 다수의 신호가 일반적으로 적은 양의 시간만큼만 지연되기 때문에 "짧은 다중경로 영향들"로 지칭될 수 있으며, 각각의 도착시간이 너무 근접하여 전체적인 상관 함수에 있어 서로 다른 피크를 생성할 수 없을 정도로 시스템(100)의 안테나(114)(도 2 참조)에 도착할 수 있다. 즉, 상기 신호들은 탐색기(116)로부터의 출력이 여러 검출된 신호의 오버래핑 영향으로 인해 발생하는 왜곡된 펄스가 되는 짧은 시간 기간 내에 도착한다.
도 3의 파형에 대해 설명된 이전 예에 있어서, 이동 유닛(10)은 어떠한 다중경로 신호들도 갖지 않는 단일 신호를 송신기(12)로부터 수신한다. 다수의 신호의 영향은 도 4의 파형으로 도시되어 있는데, 도 4에서 탐색기(116)는 동상이면서 서로 한 칩 내로 이동 유닛(10)에 도착하는 두 신호(142 및 144)로부터 발생하는 상관값을 나타낸다. 두 동상 신호의 부가적인 영향들은 파형(146)으로 도시되어 있는데, 상기 파형(146)은 짧은 시간 기간 내에 동일 신호를 여러 번 수신함으로써 훨씬 더 넓은 펄스와 정상 크기보다 더 큰 크기를 갖는 단일 피크를 갖는다. 도 3의 파형에 도시된 바와 같은 0.0 칩에서의 비교적 좁은 펄스 대신에, 탐색기(116)는 거의 0.5 칩에 중심을 둔 넓은 펄스를 생성한다. 이러한 에러는 시스템들이 피크 신호를 검출하도록 설계되기 때문에 TOA를 정확하게 결정하는 것을 어렵게 한다. 따라서, 다중경로 영향들은 정확한 TOA의 최종적인 에러를 갖는 상관 펄스가 넓어지게 한다.
도 5의 파형은 서로 한 칩 내로 이동 유닛(10)에 도착하면서 이상(out-of-phase)인 두 신호(146 및 148)로 인해 탐색기(116)(도 2 참조)에 의해서 생성되는 출력을 나타낸다. 두 동상 신호의 부가적인 영향들은 두 피크(152 및 154)를 각각 갖는 파형(150)이다. 피크들(152 및 154)은 정상적인 것보다 약간 큰 크기와 정상적인 것보다 더 좁은 펄스 폭을 갖는다. 도 3에 도시된 바와 같은 0.0 칩에서의 단일 펄스 대신에, 탐색기(116)는 각각 거의 -0.25 칩 및 +1.25 칩에서 피크(152 및 154)를 갖는 두 개의 좁은 펄스를 생성한다. 이러한 에러는 TOA를 정확하게 결정하는 것을 어렵게 만든다.
도 4 및 도 5의 파형들에 도시된 영향들은 단지 예시적이라는 것을 알아야 한다. 많은 다중경로 영향들은 안테나(114)(도 2 참조)에서 더욱 많은 신호들이 동상 및 이상으로 도착할 수 있도록 함으로써, 탐색기(116)는 단일 신호와 연관된 여러 피크를 생성한다. 본 발명은 다중경로 영향들로 인해 발생한 에러들에 대한 적어도 부분적인 보상을 제공한다. 본 명세서에 설명되는 보상 시스템은 도 3 및 도 4에 도시된 파형들이나 과도한 지연 시간으로 제한되지 않는다.
시스템(100)은 일반적인 곡선의 상관 응답 함수를 시뮬레이팅하기 위한 수학적 모델(122)을 사용한다. 곡선의 형태와 실제 피크 및 펄스 폭은 비교적 적은 수의 샘플 포인트들을 사용하여 쉽게 결정될 수 있다. 예시적인 실시예에서, 응답 함수는 다음과 같은 형태를 갖는 간단한 2차 함수에 의해 모델링된다:
y(x)=ax2+bx+c 식(1)
여기서, y(x)는 x의 함수에 따른 상관 출력 값(예컨대, RSSI)과 동일하고, x는 칩 값이며, a, b 및 c는 계수들이다. 상기 계수들 a, b 및 c는 세 개의 샘플 포인트들에서의 상관값들을 사용하여 쉽게 결정될 수 있다. 제 1 샘플 포인트는 최대 신호 레벨이 검출되었던 칩 값이다. 이는 종종 "온-타임" 에너지값으로 지칭되며, 식(2)에 대해 y(0)으로서 수학적으로 지칭될 수 있다. 나머지 두 값은 인접한 샘플 포인트들에서의 상관값들이다. 탐색기(116)가 1/2-칩 증가를 탐색하는 위의 예에서, 온-타임 값 이전의 1/2 칩 및 온-타임 값 이후의 1/2 칩은 계수들 a, b 및 c를 결정하는데 사용된다. 이것들은 "이른(early)" 에너지값 및 "늦은" 에너지값으로 지칭될 수 있으며, 위의 식(1)에 대해 각각 y(-0.5) 및 y(0.5)로 지칭된다.
계수들 a, b 및 c는 다음과 같은 식들을 사용하여 쉽게 결정될 수 있다:
a=2y(0.5)+2y(-0.5)-4y(0) 식(2)
b=y(0.5)-y(-0.5) 및 식(3)
c=y(0) 식(4)
상기 2차 방정식에 의한 응답 함수의 모델링은 실제 피크 위치의 정확한 결정 및 펄스 폭의 간단한 계산을 가능하게 한다. 실제 피크 위치에 대해서, 도 3은 0 칩들에 정확하게 위치할 때 탐색기(116)(도 2 참조)로부터의 응답 함수를 나타낸다. 그러나 당업자라면 탐색기(116)가 한 칩 증가로 상기 저장된 PN 코드를 시프트시킨다는 것을 알 것이다. 따라서, 탐색기의 분해도는 + 또는 -1/4 칩이다. 즉, 실제 피크 위치는 탐색기(116)에 의해 결정되는 위치로부터 1/4 칩만큼 떨어져 있을 수 있다. 그러나 신호 분석기(120)는 계수들 a, b 및 c를 사용하여 실제 피크 위치를 정확하게 결정할 수 있다. 일단 실제 피크 위치가 결정되면, 신호 분석기는 수학적 모델(122)을 사용하여 실제 펄스 폭을 결정한다. 도 6의 파형은 최대 상관값(예컨대 RSSI)이 칩 0에서 검출되었으며 참조 번호 160으로 표기되어 있는 2차 방정식에 의한 응답 함수의 모델링을 나타낸다. 이른 에너지 값(즉, -0.5 칩)에 대한 상관값은 참조 번호 162로 표기되어 있는 반면에, 늦은 에너지 값(즉, 칩 0.5)에 대한 상관값은 참조 번호 164로 표기되어 있다. 계수 a, b 및 c에 대한 값들을 결정하기 위해서 포인트 160-164에서의 상관값들이 위의 식(2) 내지 식(4)에 삽입될 수 있다. 도 5의 파형을 보면, 피크 값이 칩 0과 칩 0.25 사이의 어딘가에 있다는 것을 결정할 수 있다. 그러나 간단한 수학 계산을 사용하여 피크의 정확한 위치를 결정하는 것이 가능하다. 식(2)은 도함수가 다음과 같이 표현될 수 있는 간단한 2차 방정식이다:
y'(x)=2ax+b 식(5)
상기 식의 기울기는 피크에서 0이다. 식(5)을 0으로 설정함으로써, x를 다음과 같이 구할 수 있다:
Figure 112004052550454-pct00001
식(6)
이와 같이 피크는 계수 a 및 b를 계산함으로써 쉽게 결정될 수 있다.
펄스 폭을 계산하기 위해서, 다음과 같은 방식으로 식(1)을 다시 표현할 수 있다:
y(x)=A(x-x0)2+B 식(7)
식(7)에 의해 표현되는 곡선은 또한 최대 포인트가 다음과 같은 포물선이다:
Y(x0)=B 식(8)
상기 식으로부터, A=a라는 것이 쉽게 확인되고, 피크 위치는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112004052550454-pct00002
식(9)
시스템(100)은 포물선이 최대값으로부터 δ번 감소한 포인트를 계산함으로써 펄스 폭이 쉽게 결정될 수 있게 한다. 상기 포인트는 선형 또는 대수 공간에서 계산될 수 있다. 값이 로그 공간에서 계산된다면, 펄스 폭은 최대값 아래의 δ데시벨(dB)인 포인트에서 결정된다. 아래의 식 세트는 선형 공간에서의 솔루션을 나타낸다:
Figure 112004052550454-pct00003
식(10)
Figure 112004052550454-pct00004
식(11)
δ라는 용어는 피크 포인트(즉, 포인트 x0)로부터 포물선의 감소 크기를 나타내는데 사용된다. 시스템(100)은 신호대 잡음비(SNR)의 증가 또는 감소를 수용하기 위해서 인자 δ를 동적으로 변경한다. 예컨대, 일 실시예에서, 시스템(100)은 10의 값을 갖도록 δ를 선택할 수 있다. 즉, 값이 10인 인자에 의해 피크로부터 감소하는 포물선 상에서의 포인트로부터 펄스 폭이 결정된다. 그러나 잡음(예컨대, 감소한 SNR)이 존재하는 상황에서는, 잡음이 존재하는 상황에서 피크가 높은 수 없다는 사실을 보상하도록 δ 값이 감소할 수 있다. 대안적으로, 잡음이 존재하지 않는 상황에서는 펄스가 더욱 명백할 수 있다는 사실을 고려하도록 저잡음 상황(즉, 증가한 SNR)에서 인자 δ가 증가할 수 있다. 따라서, 시스템(100)은 펄스 폭의 더욱 신뢰성 있는 결정을 제공하기 위해서 인자 δ가 동적으로 변경되도록 하는 것이 바람직하다.
몇 가지 시뮬레이션 연구들에서는, 다중경로 신호의 피크 폭이 도 3에 도시된 정상적인 상관 펄스보다 더 크거나(각각의 피크가 도 4에 도시된 바와 같이 동상일 때) 더 작다(각각의 피크들이 도 5에 도시된 바와 같이 이상일 때)는 것을 나타내고 있다.
신호 분석기(120)(도 3)는 위에 설명된 방식으로 펄스 폭을 계산한다. 상기 펄스 폭을 기초로, 수신된 신호가 정상 신호인지 다중경로 신호인지를 결정하는 것이 가능하다. 또한, 도 4에 도시된 바와 같은 동상 다중경로 신호들이나 도 5에 도시된 바와 같은 이상 다중경로 신호들로부터 다중경로 신호가 발생하는지 여부를 결정하는 것이 가능하다.
일단 신호 분석기(120)가 다중경로 신호의 타입 및 정도를 결정하였다면, 정정 인자가 피크 위치에 더해짐으로써 다중경로 신호들을 보상하고 더욱 정확한 TOA 결정을 제공할 수 있다. 아래의 표 1은 다중경로 신호들을 보상하기 위한 정정 인자들을 제공하는데 사용된다.
표 1
Figure 112004052550454-pct00005
신호 분석기(120)는 다중경로 영향들을 보상하기 위해서 피크 값의 위치(즉, 포인트 x0)에 칩들 또는 칩들의 일부를 더하거나 뺀다. 표 1에 도시된 바와 같이, 신호 분석기는 동상 다중경로 신호들에 대해서는 증가하는 칩 크기들을 빼고, 이상 다중경로 신호들에 대해서는 추가적인 크기들을 더한다. 당업자라면 시스템(100)에 의해서 제공되는 더욱 정확한 TOA 신호들이 이동 유닛(10)에 대한 더욱 정확한 위치 결정을 유도한다는 것을 알 것이다.
IS-801과 같은 현재의 원격통신 표준들, 즉 위치 측정 위치 결정을 위한 CDMA 표준 하에서는, 이동 유닛(10)은 자신의 위치를 결정하기 위해서 TOA 데이터를 사용하여 계산을 수행할 수 있다. 그러나 이동 유닛(10)의 위치는 고정된 인프라구조들 중 일부들에 의해서도 잘 결정될 수 있다. 이 실시예에서, 이동 유닛은 식별 데이터 및 지연 측정 데이터를 BTS(14)와 같은 먼 위치에 전송한다. BTS(14)와 연관된 위치 결정 엔티티(PDE)는 여러 송신기들의 알려진 위치 및 각 송신기로부터 측정되는 지연 데이터에 기초하여 이동 유닛(10)의 위치를 계산하고 결정한다.
앞서 설명된 바와 같이, 이동 유닛(10)이 여러 송신기들의 정확한 위치를 제공한다면 PDE는 이동 유닛(10) 자체 내에서 구현된다. 현재의 원격통신 표준들 하에서는, 정보는 이동 유닛들에 제공되지 않고 여러 기지국에 제공된다. 만약 PDE가 기지국(예컨대, BTS(12))과 연관된다면, 이동 유닛은 BTS(12)와 연관된 PDE에 검출된 PN 번호 및 지연 시간을 전송한다. 지연 시간은 측정된 지연 시간 및 정정 인자들을 포함할 수도 있고, 또는 정정된 지연 시간만을 포함할 수도 있다. 또 다른 대안적인 실시예에서, 시스템(100)은 일례로서 BTS(12)와 연관된 PDE에 상기 측정된 펄스를 전송함으로써 PDE 내에서 정정 인자들의 계산을 가능하게 할 수도 있다. 본 발명은 정정 인자들이 계산되고 측정된 지연 시간에 적용되는 위치에 의해서 제한되지 않고 PDE의 위치로도 제한되지 않는다.
대부분의 응용에 있어서, 식(1)의 2차 모델은 일반적으로 다중경로 신호들이 존재하는 상황에서 TOA를 결정하는 데 있어 충분하며, 종래의 AFLT 기술들을 사용하여 이동 유닛(10)(도 1 참조)의 위치를 결정하는 데 있어 용인 가능한 정도의 정확도를 제공한다. 그러나 더 큰 정확도가 요구된다면, 상관 응답 함수를 시뮬레이팅하기 위해 더 높은 차수의 수학적 모델을 제공하는 것이 가능하다. 예컨대, 3차 수학식은 원하는 함수를 더욱 근접하게 모델링할 수 있다. 당업자라면 높은 차수의 함수들은 계수들을 결정하기 위해 더 많은 수의 샘플 위치들을 필요로 할 것이라는 것을 알 것이다. 그러나 응답 함수의 수학적 모델링은 본 발명에서 효율적으로 수행될 수 있다. 본 발명의 원리들은 3차 또는 더 높은 차수가 다른 모델에 대해 일반화될 수 있다. 정확도와 처리 시간 사이의 절충으로서 2차 함수가 선택된다. 2차 방정식의 경우에는 3개의 계산된 데이터 위치들(즉, 이른 에너지값, 온-타임 에너지값, 및 늦은 에너지값) 모두 실제 응답 함수와 교차함으로써 피크 및 펄스 폭의 정확한 위치를 결정하는 데 있어 용인 가능한 정도의 정확도를 제공한다는 것을 알아야 한다.
시스템(100)의 동작은 도 7의 흐름도에 도시되어 있는데, 도 7에서는 시작 단계(200)에서, 이동 유닛(10)에 전력이 공급된 상태이다. 단계(202)에서, 시스템(100)은 상관 펄스를 검출하고 상관값을 계산한다. 해당 분야에 알려진 바와 같이, 상관값은 총 에너지, PN 칩당 파일럿 에너지, RSSI 등과 같은 많은 서로 다른 타입의 측정치들로 표시될 수 있다. 이동 유닛(10)은 저장된 PN 코드를 수신기(10)(도 2 참조)에 의해 수신된 PN 코드와 비교한다. PN 코드들이 매칭된다면, 단계(202)에서 비교적 높은 상관값이 계산될 것이다.
단계(204)에서는, 시스템(100)이 종래의 방식으로 SNR을 결정한다. 예컨대, 피크 상관값이 SNR을 결정하기 위해서 백그라운드 잡음 플로어와 비교될 수 있다.
단계(206)에서는, 시스템(100)은 예컨대 단계(204)에서 계산된 SNR에 기초하여 파라미터 δ에 대한 값을 선택한다. 인자 δ는 총 에너지, 의사잡음(PN) 칩당 파일럿 에너지, 전력 스펙트럼 밀도, 및 해당 분야에 알려진 다른 파라미터들과 같은 다른 인자들을 사용하여 계산될 수 있다.
단계(208)에서는, 신호 분석기(120)(도 2 참조)가 수학적 모델(122)과 연관된 계수들을 계산한다. 2차 방정식이 응답 함수를 모델링하기 위해 사용되는 예에서는, 탐색기(116)에 의해 결정된 피크 에너지 신호와 이른 에너지값 및 늦은 에너지값이 계수들을 결정하기 위해 사용된다. 단계(210)에서는, 신호 분석기(120)가 실제 피크 위치를 결정한다.
단계(212)에서는, 신호 분석기가 δ의 선택된 값에 대해 펄스 폭을 결정한다. 즉, 신호 분석기(120)는 펄스 폭을 결정하기 위해서 계산된 계수들 및 δ에 대해 선택된 값을 활용한다. 단계(214)에서, 신호 분석기(120)는 다중경로 타입을 결정한다. 예컨대, 신호 분석기는 다중경로 신호가 1/2 칩만큼 떨어진 동상 다중경로 신호들로부터 발생한다. 단계(216)에서, 신호 분석기는 일례로서 표 1에 제공된 데이터를 사용하여 적합한 정정 인자를 적용한다. 위에 설명된 예에서, 신호 분석기는 다중경로 영향들을 보상하기 위해 계산된 TOA로부터 1/2 칩을 뺀다. 상기 처리는 시스템(100)이 다중경로 영향들을 보상하고 더욱 정확한 TOA를 제공함으로써 단계(218)에서 종료한다.
당업자라면 위에서 설명된 방법은 하나의 기지국이나 위성(예컨대, BTS(12))으로부터의 다중경로 영향을 정정하는데 사용된다는 것을 알 것이다. 동일한 방법이 다른 BTS들(예컨대, BTS들(14 내지 16)로부터의 상관 신호들이나 GPS 위성(예컨대, 위성(18))으로부터의 신호들에 적용된다. 따라서, 시스템(100)은 임의의 BTS나 위성으로부터의 다중경로 영향에 대한 보상을 제공하며, 정확한 TOA 데이터를 제공한다. 정정된 TOA 데이터에 기초하여, 더욱 정확한 위치 결정이 이루어질 수 있다. TOA 데이터에 기초한 실제 위치 계산은 해당 분야에 알려져 있으므로 본 명세서에서 설명될 필요가 없다. 그러나 시스템(100)에 의해 제공되는 더욱 정확한 TOA 데이터가 이동 유닛(10)의 위치에 대한 더욱 정확한 계산을 유도한다는 것을 알게 된다. 이러한 증가한 정확도는 사용자에 의해 긴급 서비스들이 요구되는 경우에 이동 유닛(10)의 위치를 결정하는 데 중요할 수 있다.
시스템(100)은 2개의 다중경로 신호들에 관하여 설명되었지만, 본 발명의 원리들은 3개 이상의 다중경로 신호로 확장될 수 있다. 대안적으로, 시스템(100)은 위에서 설명된 시스템을 사용하여 3개 이상의 다중경로 신호의 영향을 적절하게 모델링할 수 있다. TOA 데이터 정확도의 결과적인 증가는 이동 유닛(10)의 더욱 정확한 위치 결정을 제공한다.
본 발명의 여러 실시예 및 장점들이 앞선 설명에서 기술되었을지라도, 위의 설명은 단순히 예시적일 뿐이고, 본 발명의 넓은 범위 내에서 상세 사항들에 있어 변경이 이루어질 수 있다는 것을 알 것이다. 그러므로 본 발명은 첨부된 청구항들에 의해서만 제한될 것이다.
본 명세서에서 참조되고 및/또는 애플리케이션 데이터 시트에 기재된 위의 미국 특허, 미국 특허 출원 공개, 미국 특허 출원, 외국 특허들, 외국 특허 출원 및 비-특허 공개들 모두는 완전히 참조문헌으로서 여기에 포함된다.

Claims (23)

  1. 원격통신 디바이스에서 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템으로서,
    미리 결정된 시점들에서의 상관 신호 레벨을 결정하기 위해 수신된 신호들을 분석하기 위한 탐색기 ― 상기 탐색기는 상기 미리 결정된 시점들 중 선택된 시점에서의 최대 신호 레벨을 결정함 ―; 및
    상기 선택된 시점에 근접한 미리 결정된 시점들로부터의 상관 신호 레벨들 및 상기 최대 신호 레벨을 사용하여 미리 결정된 응답 함수의 수학적 모델을 생성하기 위한 신호 분석기를 포함하며,
    상기 신호 분석기는 상기 미리 결정된 응답 함수와 관련된 펄스 폭 및 다중경로 영향이 없는 정상 피크 레벨을 결정하기 위해 상기 수학적 모델을 사용하며, 정정된 도착시간을 생성하기 위해 상기 펄스 폭을 기초로 도착시간에 정정 인자(factor)를 적용하는, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 펄스 폭은 상기 상관 신호 레벨이 미리 결정된 크기만큼 상기 정상 피크 레벨보다 작아지는 시점에 결정되는, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 신호 분석기는 상기 미리 결정된 크기를 동적으로 선택하는, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 신호 분석기는 상기 수신된 신호의 신호대 잡음비에 기초하여 상기 미리 결정된 크기를 선택하는, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 상관 신호 레벨들은 상기 수신된 신호들의 수신 신호 세기를 기초로 하는, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 선택된 시점에 근접한 미리 결정된 시점들로부터의 상관 신호 레벨들 및 상기 최대 신호 레벨은 상기 수학적 모델의 계수들을 결정하는데 사용되는, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 수학적 모델의 계수들은 상기 수학적 모델의 펄스 폭을 결정하는데 사용되는, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 수학적 모델은 2차 수학 함수인, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 수학적 모델은 2차보다 큰 수학 함수이고, 상기 선택된 시점에 근접한 미리 결정된 시점들로부터의 상관 신호 레벨들 및 상기 최대 신호 레벨은 상기 수학적 모델의 계수들을 결정하는데 사용되는, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  10. 원격통신 디바이스에서 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템으로서,
    미리 결정된 시점들에서의 상관 신호 레벨을 결정하기 위해 수신된 신호들을 분석하기 위한 수단;
    상기 미리 결정된 시점들 중 선택된 시점에서의 최대 신호 레벨을 결정하기 위한 수단; 및
    상기 선택된 시점에 근접한 미리 결정된 시점들로부터의 상관 신호 레벨들 및 상기 최대 신호 레벨을 사용하여 미리 결정된 응답 함수의 수학적 모델을 생성하기 위한 분석 수단을 포함하며,
    상기 분석 수단은 상기 미리 결정된 응답 함수와 관련된 펄스 폭 및 다중경로 영향이 없는 정상 피크 레벨을 결정하기 위해 상기 수학적 모델을 사용하며, 정정된 도착시간을 생성하기 위해 상기 펄스 폭을 기초로 도착시간에 정정 인자를 적용하는, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 분석 수단은 상기 상관 신호 레벨이 미리 결정된 크기만큼 상기 정상 피크 레벨보다 작아지는 시점에 상기 펄스 폭을 결정하는, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 분석 수단은 상기 미리 결정된 크기를 동적으로 선택하는, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 분석 수단은 상기 수신된 신호의 신호대 잡음비에 기초하여 상기 미리 결정된 크기를 선택하는, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  14. 제 10 항에 있어서,
    상기 상관 신호 레벨들은 상기 수신된 신호들의 수신 신호 세기를 기초로 하는, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  15. 제 10 항에 있어서,
    상기 분석 수단은 수학적 모델로서 2차 수학 함수를 사용하는, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  16. 제 10 항에 있어서,
    상기 분석 수단은 2차보다 큰 수학 함수를 수학적 모델로서 사용하는, 다중경로 에러들의 정정을 위한 시스템.
  17. 원격통신 디바이스에서 다중경로 에러들을 정정하기 위한 방법으로서,
    미리 결정된 시점들에서의 상관 신호 레벨을 결정하기 위해 수신된 신호들을 분석하는 단계;
    상기 미리 결정된 시점들 중 선택된 시점에서의 최대 신호 레벨을 결정하는 단계;
    상기 선택된 시점에 근접한 미리 결정된 시점들로부터의 상관 신호 레벨들 및 상기 최대 신호 레벨을 사용하여 미리 결정된 응답 함수의 수학적 모델을 생성하는 단계; 및
    상기 미리 결정된 응답 함수와 관련된 펄스 폭 및 다중경로 영향이 없는 정상 피크 레벨을 결정하기 위해 상기 수학적 모델을 사용하고, 정정된 도착시간을 생성하기 위해 상기 펄스 폭을 기초로 도착시간에 정정 인자를 적용하는 단계를 포함하는, 다중경로 에러들을 정정하기 위한 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 상관 신호 레벨이 미리 결정된 크기만큼 상기 정상 피크 레벨보다 작아지는 시점에 상기 펄스 폭을 결정하는 단계를 더 포함하는, 다중경로 에러들을 정정하기 위한 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 미리 결정된 크기를 동적으로 선택하는 단계를 더 포함하는, 다중경로 에러들을 정정하기 위한 방법.
  20. 제 18 항에 있어서,
    상기 수신된 신호의 신호대 잡음비에 기초하여 상기 미리 결정된 크기를 선택하는 단계를 더 포함하는, 다중경로 에러들을 정정하기 위한 방법.
  21. 제 17 항에 있어서,
    상기 상관 신호 레벨들은 상기 수신된 신호들의 수신 신호 세기를 기초로 하는, 다중경로 에러들을 정정하기 위한 방법.
  22. 제 17 항에 있어서,
    상기 수학적 모델은 2차 수학 함수인, 다중경로 에러들을 정정하기 위한 방법.
  23. 제 17항에 있어서,
    상기 수학적 모델은 2차보다 큰 수학 함수인, 다중경로 에러들을 정정하기 위한 방법.
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