KR100969767B1 - 다중 코드를 사용하는 다중 송수신 안테나 시스템을 위한 송신 전력 할당 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명에서 제안된 검출 알고리즘은 다중코드 간섭(MCI)을 successive하게 cancellation 시키는 방법을 사용함으로써, 전체적으로 안테나 영역뿐만 아니라 코드 영역에서도 successive interference cancellation(SIC) 방법을 적용하였다. 그리고, 이러한 검출 알고리즘에 적합한 효과적인 송신 전력 할당 방법을 제안한다. 먼저, 각 코드에 할당되는 송신전력을 계산하게 되는데, 이는 어느 한 코드 신호의 전력과 그 다음 코드 신호의 전력에 대한 간단한 비율로써 결정된다. 그리고, 계산된 코드 송신전력을 이용하여 각 송신안테나에 대한 송신전력을 할당하게 된다. 이렇게 수신단에서 계산된 송신전력에 대한 정보는 피드백 채널을 통해 송신단으로 피드백된다.

다중코드, 다중 송수신 안테나 시스템, 검출 알고리즘, Multi-Code Interference, successive interference cancellation, detection ordering

Description

다중 코드를 사용하는 다중 송수신 안테나 시스템을 위한 송신 전력 할당 방법{Transmit Power Allocation Method for Multiple Transmit and Receive Antenna System Using Multiple Codes}

도 1은 본 발명에 의한 무선 통신 장치의 대략적인 전체 블록도이다.

도 2는 도 1에 도시된 수신기 구조 중에서 successive MCI cancellation with V-BLAST detection 부분을 좀더 자세히 나타낸 블록도이다.

도 3은 도 2에 도시된 신호 처리 과정을 설명하기 위한 흐름도이다.

도 4는 전체적인 송신 전력 할당 구조를 설명하기 위한 그림이다.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 모의 실험 결과의 예를 제시하고 있다.

본 발명은 다중 코드를 사용하는 다중 송수신 안테나 시스템을 위한 무선 통신 방법에 관한 것으로, 특히 송신 신호 별로 송신 전력들을 할당하는 방법에 관한 것이다.

통상적으로 Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) 시스템은 다중 송수신 안테나를 이용한 시스템으로 수신단에서 적절한 신호 처리(signal processing)를 이용하여 spectral efficiency를 향상시킨다. 즉, 각각의 송수신 안테나간의 채널이 서로 독립적인 rich-scattering wireless channel 환경에서, 다중의 송신안테나에서 독립적인 서브 스트림(substream)들을 전송함으로써 고속의 데이터 전송율을 달성하게 된다. 각각의 전송안테나의 송신신호는 채널 상황에 따라 특정한 순서에 의해 검출되게 되며, 이미 검출된 전송신호는 다음 전송신호를 검출할 때 수신신호에서 해당 성분을 빼주는 successive interference cancellation (SIC) 과정을 거치게 된다. BLAST 시스템 중 특별히 서브 스트림간의 코딩을 independent하게 하여 신호처리과정을 보다 단순화한 방법이 vertical BLAST (V-BLAST) 시스템이다.
한편, 고속이고 유동적인 데이터 전송율을 위한 한 전송방법으로 다중코드 CDMA 시스템이 제안되어 있다. 상기 다중코드 CDMA 시스템의 기본 개념은 어느 한 사용자의 데이터를 여러 개의 스트림들로 나누고, 각 스트림 별로 직교 코드를 할당해 줌으로써 병렬로 데이터 전송을 가능하게 한다는 것이다. 따라서, 다중코드 CDMA 전송방법을 결합시킨 V-BLAST 시스템은 고속의 데이터 전송율을 요구하는 차세대 이동통신에서 중요한 한가지 통신시스템이 될 것으로 예상된다.

현재까지의 V-BLAST 시스템의 수신방식과 성능분석은 대부분 frequency-flat fading channel 환경, 즉 심볼 시간 간격에 비해 전파지연간격이 매우 작다는 가정에서 전개되어 왔다. 그러나 전파지연으로 인한 frequency-selective fading channel 환경에서는 심각한 신호의 왜곡현상을 초래하게 된다. 이는 심볼의 시간 간격이 매우 짧아지는 고속 데이터 통신 환경에서 좀더 중요한 문제가 될 것이다. 이러한 frequency-selective fading channel 환경에서의 multicode V-BLAST 시스템은 orthogonal code를 사용하더라도 code들간의 interference 발생은 피할 수 없게 되는 문제가 있다. 따라서 이를 적절히 제거해주어야 할 필요가 있다.
기존의 방법은 code들 간에 존재하는 correlation을 제거해 주기 위해 CDMA 시스템에서 사용되는 group detection이란 기법을 적용한다. 이는 group decorrelating detector를 위한 matrix inversion 연산시 요구되는 matrix의 최대 dimension이 안테나의 수에 코드의 수만큼 곱한 수가 된다. 따라서 이는 사용되는 코드의 숫자가 증가하면 그 계산량이 현격히 증가하게 되어 실제 시스템 적용시 상당한 문제점이 된다고 하겠다.
또한 기존의 방식 중에, 단일 송수신 안테나에서의 multicode시스템에서 MCI 를 parallel interference cancellation (PIC)방식을 사용하여 제거하는 기술이 있다. 이는 모든 코드들에 대해 despreading시킨 수신신호를 동시에 처리해 주어야 하기 때문에 코드의 숫자가 커질수록 이에 비례하여 하드웨어 복잡도가 커지는 문제가 있다. 반면에 SIC 방식은 각 코드들에 대한 수신신호를 순서대로 하나씩 처리해 주기 때문에 PIC방식에 비해 하드웨어 복잡도가 상대적으로 낮다는 장점이 있다.

한편, 다중코드 시스템의 특징을 살펴보면 각 코드에 해당하는 송신신호들이 모두 같은 채널을 거쳐서 수신단에 도착함을 알 수 있다. 물론 역확산하고 난후, 각 코드간의 상관 값의 차이에 의해 약간씩 차이가 날 수 있다. 하지만 기본적으로 다중 코드 시스템에서는 모든 코드들에 대하여 수신된 전력의 크기에 별 차이가 없다고 볼 수 있다. 이는 역방향 멀티 사용자(uplink multiuser) CDMA 환경에서와 크게 다른 점이다. 일반적으로 SIC 방식에서는 가장 큰 크기를 가진 신호를 먼저 검출하여 신뢰도를 높이게 된다. 따라서, 만약 SIC 방식을 MCI를 완화시키기 위해 적용하게 된다면, 기존의 일반적인 SIC 방법에서 적용되는 detection ordering에 대한 처리과정이 별 효과가 없음을 예상할 수 있다. 따라서 이로 인한 successive MCI cancellation 방법의 성능 한계를 극복해야 할 필요성이 생기게 된다.

따라서, 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 multicode V-BLAST 시스템의 성능을 향상시키기 위한 효과적인 방법을 제시함으로써, 고속의 데이터 전송율을 요구하는 차세대 이동통신에서 핵심적인 기술을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 frequency-selective fading channel 환경에서 multicode V-BLAST 시스템을 위한 효과적인 detection algorithm과 이를 위한 송신전력 할당방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적에 따라 제안된 detection algorithm은 multicode interference(MCI)를 successive하게 cancellation시키는 방법을 사용함으로써, 전체적으로 안테나 영역뿐만 아니라 코드 영역에서도 successive interference cancellation(SIC) 방법을 제공한다.

본 발명의 또 다른 목적은 detection algorithm에 적합한 효과적인 송신 전 력 할당 방법을 제공함에 있다.

상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명은, K개의 확산 코드들에 의해 채널을 구분하며, M개의 송신 안테나들과 N개의 수신 안테나들을 사용하는 다중코드 다중 안테나 시스템에서 송신 전력을 할당하는 방법에 있어서, 수신기에서, 컴바이닝된 채널 신호들의 전력과 노이즈 전력의 비에 의해 상기 확산 코드들 중 인접한 두 개의 확산 코드들의 송신 전력들 간의 전력 비를 결정하는 과정과, 상기 결정된 전력 비를 상기 수신기로부터 송신기로 전송하는 과정을 포함하며, 여기서 상기 전력 비는 상기 컴바이닝된 채널 신호들의 전력에 비례하고 상기 노이즈 전력에 반비례하는 0에서 1 사이의 값으로 결정됨을 특징으로 한다.

삭제

이하 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명하면 다음과 같다.

후술될 상세한 설명에서는 상술한 기술적 과제를 이루기 위해 본 발명에 있어 한 개의 대표적인 실시 예를 제시할 것이다. 그리고 본 발명으로 제시될 수 있는 다른 실시 예들은 본 발명의 구성에서 설명으로 대체한다.

A. 본 발명의 개념
후술될 본 발명의 상세한 설명에서는 frequency-selective fading channel 환경에서 multicode V-BLAST 시스템을 위한 효과적인 검출 알고리즘과 이를 위한 송신전력 할당방법에 대해 구체적으로 살펴보기로 한다. 특히 본 발명에서 제안된 검출 알고리즘은 다중코드 간섭(MCI; Multi-Code Interference)을 successive하게 cancellation 시키는 방법을 사용한다. 따라서 전체적으로 안테나 영역뿐만 아니라 코드 영역에 대해서도 successive interference cancellation (CD-SIC) 방법을 적용한다. 그리고, 이러한 검출 알고리즘에 적합한 효과적인 송신 전력 할당 방법을 제안한다. 이로 인해 각 코드 별로 할당되는 송신전력을 계산하게 되는데, 이는 어느 한 코드 신호의 전력과 그 다음 코드 신호의 전력에 대한 간단한 비율로써 결정된다. 그리고, 계산된 코드 송신전력을 이용하여 각 송신안테나 별 송신전력을 할당하게 된다. 이렇게 수신단에서 계산된 송신전력에 대한 정보는 피드백 채널을 통해 송신단으로 피드백된다.

또한 본 발명에서 제안된 검출 알고리즘은 코드간의 상관(correlation)을 모두 정확히 고려한 계산결과를 바탕으로, 칩 시간 단위만큼 전파 지연된 수신신호들에 대해서 V-BLAST 시스템에 적합한 신호처리과정을 제시하였다. 즉, 어느 한 수신안테나에서 여러 다중경로 별로 얻어진 레이크 핑거의 출력들을 마치 추가적인 수신안테나가 존재하여 수신한 것처럼 간주하여 V-BLAST detection algorithm을 수행한다. 결국, 이는 CDMA 방식에서 얻을 수 있는 다중경로 다이버시티의 효과가 마치 가상한 수신 안테나 다이버시티(receiver antenna diversity)로 바뀌어 간주된 결과라 하겠다. 그리고, 코드 영역의 송신신호를 검출할 때, 단순한 SIC 방식을 사용함으로써, 전체 시스템의 복잡도를 상당히 줄이면서 MCI로 인한 성능열화를 방지하게 하였다. 즉, PIC 방식에서의 하드웨어 복잡도 증가 문제를 피하고, matrix inversion 연산시의 matrix dimension이 다중코드(multicode) 수의 증가에 관계없이 항상 한 코드내에서의 독립적인 전송데이터의 수, 즉 송신 안테나의 수만큼으로 일정하게 함으로써, 기존의 group decorrelating detector 사용시의 계산량 증가 문제를 피하게 하였다. 전체적으로 제안된 검출 알고리즘은 안테나 영역뿐만 아니라 코드 영역에서도 SIC 방법을 적용하게 된다.

그리고, 이러한 검출 알고리즘에 적합한 효과적인 송신 전력 할당 방법을 제안한다. 이를 위해 각 코드 별로 할당되는 송신전력을 계산한다. 이는 어느 한 코드 신호의 전력과 그 다음 코드 신호의 전력에 대한 간단한 비율로써 결정된다. 이때, 각 코드의 detection ordering을 따로 수행하지 않고, 송수신기 간에 서로 약속된 순서를 따른다고 가정하여, 먼저 검출되는 코드신호에 좀 더 많은 전력을 할당한다. 이는 먼저 검출되는 코드신호가 더욱 많은 간섭신호를 포함하고 있어 signal-to-interference-plus-noise ratio (SINR) 상태가 더 좋지 않으므로 이로 인한 전체 성능저하가 더욱 크다고 가정하여 이를 개선하기 위함이다. 또, 이러한 송신전력 할당을 위해, 검출된 송신신호에서 다음 검출된 송신신호를 빼주는 과정시, 오류 전파에 의한 성능저하 또한 효과적으로 막을 수 있게 된다. 이와 같은 현상들은 기존의 SIC 방식에서의 detection ordering 수행시의 성능 향상과 같은 효과에 해당한다. 따라서, 앞서 설명했듯이 성능향상을 거의 가져올 수 없는 코드 영역에서의 복잡한 detection ordering 처리과정을 생략하는 대신, 보다 간단한 송신 전력 할당 방법을 적용함으로써 효과적인 성능 향상을 기대할 수 있게 된다. 마지막으로, 계산된 각 코드에 대한 송신전력을 바탕으로 각 송신안테나에 할당되는 송신전력을 구한다. 이렇게 수신단에서 계산된 송신전력은 피드 백 채널을 통해 송신단으로 그 정보가 피드 백된다.

B. 시스템 및 채널 모듈
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 전체적인 시스템의 구조를 보이고 있는 도면이다.

상기 도 1과 같이 K개의 확산 코드들을 사용하며, M개의 송신안테나와 N개의 수신안테나가 존재하는 다중코드 다중송수신안테나시스템을 가정한다. 일단 입력 데이터 스트림이 serial-to-parallel converter를 통해 K×M개의 parallel substream들로 나누어진다. 각 송신안테나에서는 K개의 substream들 각각에 서로 다른 확산 코드들을 곱해주고, 이들을 다시 더해줌으로써 각 안테나에 대한 송신신호들을 생성해낸다.

결과적으로, 한 심볼 구간에서, m번째 송신안테나에서 k번째 확산 코드에 의한 송신신호의 complex baseband equivalent는 하기 <수학식 1>과 같이 표현될 수 있다.

또한 k번째 코드에 속하는 모든 송신 안테나의 송신전력의 합을 P_k라고 하고, 이들 모든 코드에 대한 송신전력의 합을 P_T라고 표시한다. 즉

,

라고 표시한다.

특정한 어느 한 송신안테나로부터 어느 한 수신안테나 간의 채널모델은, frequency-selective Rayleigh fading 채널이라고 가정한다. Tapped delay line 다중경로 channel model에 기반했을 때, m번째 송신안테나에서 p번째 수신안테나로의 complex channel impulse response는 하기 <수학식 2>와 같이 표현될 수 있다.

여기서 L은 resolvable 다중경로 성분의 개수에 해당하며, T_c는 확산 코드의 칩 구간(chip duration)을 뜻한다. h_p,m,l는 모든 p, m에 대해 independent and identically distributed (i.i.d.) zero-mean complex Gaussian random variable이라고 가정한다. 또한 상기 h_p,m,l은 모든 l에 대해서 independent하고, exponential한 multipath intensity profile을 따른다고 가정한다. 즉,

로 가정한다. 여기서 l은 0, 1, ... L-1로 정의되며, E[ ]은 기대치 연산을 나타내며, 파라미터 δ는 평균 경로 전력의 exponential decay를 나타낸다. 한편, multipath delay spread는 symbol duration보다 충분히 짧아서 intersymbol interference는 무시될수 있다고 가정한다. 채널 정보는 한 심볼 구간 동안에 변하지 않는다고 가정하고, 수신단에서는 검출 알고리즘에 필요한 이 채널 정보를 정확히 측정하여 알고 있다고 가정한다.

이때, p번째 수신안테나에서 수신된 신호는 하기 <수학식 3>과 같이 표현될 수 있다.

여기서 p는 1, 2, ... N이며, w_p(t)는 σ²의 one-sided power spectral density를 가진 p번째 수신안테나에서의 zero mean AWGN에 해당한다.
각 수신안테나에서 수신된 이러한 신호들은 제안된 successive MCI cancellation with V-BLAST detection 방법에 의해 처리되며, 그 결과로 송신데이터들이 추정되게 된다.

C. 검출 절차
이제, multicode V-BLAST system을 위한 successive MCI cancellation scheme을 기술한다. 이를 위해 먼저 successive MCI cancellation 처리과정 없이, 단순히 특정한 코드에 대한 correlator bank를 통과시켰을 때의 출력을 수식적으로 유도해 낸다. 그리고, 이를 바탕으로 successive MCI cancellation을 위한 검출 알고리즘을 기술한다.

각 수신안테나에서는 각 다중경로에 해당하는 수신신호를 검출해 내기 위한 레이크 수신기 구조를 가지고 있다고 가정한다. 이 때, k₀번째 코드에 해당하는 substream들을 검출하기 위해, 각 수신안테나에서 수신된 신호를 k₀번째 코드에 해당하는 correlator bank에 통과시켰다고 가정하고, 그 출력에 해당하는 complex baseband received signal을 구해보자. 이를 위해, 먼저 p번째 수신안테나의 l번째 레이크 핑거에서의 k₀번째 코드에 해당하는 correlator output을

로 표현하고 하기 <수학식 4>와 같이 정의한다.

여기서 k₀은 1, 2, ... K이고, p는 1, 2, ... N이며, l은 0, 1, ... L-1이다.

그리고, lT_c 시간만큼 서로 어긋나 있는 임의의 어떤 두 코드간의 상관 값을 하기 <수학식 5>와 같이 정의하도록 한다.

이때, k₀번째 코드를 위한 모든 correlator output들을 NL×1 column vector로 정의하여 표현했을 때, 하기 <수학식 6>과 같이 구해질 수 있다.

여기서 위첨자 T는 전치(Transpose)를 의미하며, 다른 파라미터들은 하기 수학식 7 내지 수학식 11에 정의되어 있다.

위에서 사용한 기호중 (.)_i,j는 주어진 메트릭스의 i번째 행, j번째 열의 성 분을 나타내며, NL×1 Gaussian noise vector n _k0의 임의의 성분

은 하기 <수학식 12>와 같이 정의된다.

따라서, noise vector n _k0의 covariance matrix는 하기 <수학식 13>과 같이 구해질 수 있다.

위에서 사용된 기호중 (.)^H는 transpose conjugate 연산을 뜻하며, L×L matrix

는 k₀번째 코드에 해당하는 spreading waveform vector의 상관 메트릭스(correlation matrix)로 하기 <수학식 14>로써 표현된다.

여기서,

는 그 성분들이 k₀번째 코드에 해당하는 spreading waveform이 칩 구간(chip duration) 단위로 지연된 신호들로 이루어진 벡터로써

와 같이 정의된다. 상기 <수학식 5>와 상기 <수 학식 14>로부터

임을 알 수 있다.

상기 <수학식 6>에서

항은 desired signal part for the data vector

에 해당하고,

항은 MCI항과 Gaussian noise항이 더해진 항에 해당한다. Vector

에 대한 covariance matrix를 구해보면 하기 <수학식 15>와 같음을 알 수 있다.

상기 <수학식 15>를 구할 때,

임을 이용했으며, 여기서

와

는 각각 M×M identity matrix와 M×M null matrix를 나타낸다. 위 결과에서 MCI에 의한 covariance matrix를 구하기 위해서 필요한

matrix의 값에는 채널과 서로 다른 사용자의 확산 코드간의 상관 값이 모두 포함되어 있다. 비록 확산 코드 값은 알수 있는 값이지만, 보다 간단한 계산을 위해, 채널은 주어지고 확산 코드 간의 상관 값은 평균된 값을 취하도록 한다. 이들 코드 상관간의 expectiona 값은 하기 <수학식 16>과 같음을 보일수 있다.

여기서 G는 spreading factor T/T_c를 뜻한다.

이를 이용해

matrix의 i'=L(p-l)+i 번째 행, j'=L(q-l)+j 번째 열에 해당하는 성분

을 구하면 하기 <수학식 17>과 같다.

이제, 앞서 전개한 수식결과를 바탕으로 multicode V-BLAST system을 위한 successive MCI cancellation scheme을 기술하면 다음과 같으며, linear weighting vector는 zero-forcing (ZF) 방법을 적용했다. 이에 대한 전체적인 구조는 도 2와 같고, 흐름도는 도 3과 같다.

Step 0) Initialization for outer loop:

k₀ = 1

Step 1) Initialization for inner loop:

i = 1

Step 2) V-BLAST detection algorithm for the g(i)th substream of the k₀-th code:

Step 3) Repetition or termination for inner loop:

Increase i by one and go to Step 2 if i ≤M.

Otherwise, go to Step 4.

Step 4) Repetition or termination for outer loop:

Set

, increase k₀ by one, and go to Step 1 if k₀ ≤K.

Otherwise, terminate the whole detection algorithm.

위 수식에서 (.)⁺ 기호는 Moore-Penrose pseudoinverse 연산을, [.]_i는 주어 진 메트릭스의 i번째 행을, <.>_i는 주어진 메트릭스의 i번째 열을 나타낸다. 그리고,

는 주어진 메트릭스의 g(1), g(2), . . . , g(i) 번째 열들을 제거시킨 deflated version matrix에 해당한다. Q(.)는 사용된 modulation scheme에 대응하는 qantization (slicing) operation을 뜻한다.

위 algorithm에서 inner loop라고 명명되어진 Step 2)와 Step 3)은 같은 코드를 사용하는 데이터 심볼들을 검출하기 위해 반복되는 과정으로써, 기존의 narrowband V-BLAST system에서의 검출 알고리즘과 유사한 형태를 취한다. 다만 pseudoinverse를 구하는데 사용된 메트릭스인

의 행의 수가 다중경로 수배만큼 증가하였으며, 확산 코드간의 상관을 모두 정확히 고려한 메트릭스를 사용하였고, detection ordering 과정시 MCI를 고려하여 SINR로 계산하였다는 점 등이 차이점이라 하겠다.

폐루프(Outer loop)라고 명명되어진 Step 1)와 Step 4) 부분은 각 확산 코드에 해당하는 모든 데이터 심볼들을 V-BLAST 알고리즘으로 검출하는 작업을 완료할 때마다 반복되는 과정이다. 이는 새로운 확산 코드에 해당하는 correlator bank output을 구하고, 이미 이전에 검출된 확산 코드들의 데이터 심볼들에 의한 MCI를 재생성하여 빼주게 된다.

D. 송신 전력 할당
이제, 앞에서 설명한 successive MCI cancellation algorithm을 바탕으로 이를 위한 송신 전력 할당방법(transmit power allocation scheme)을 기술한다. 먼저 같은 코드를 사용하는 모든 송신신호들에 대한 전체 송신전력, 즉 코드 송신전력을 할당하고, 이를 바탕으로 각 코드에 해당하는 여러 안테나들의 송신전력, 즉 안테나별 송신전력을 할당하게 된다. 전체적인 송신 전력 할당 구조를 나타내면 도 4와 같다. 이러한 각 송신전력에 대한 정보는 수신단에서 계산되어 송신단으로 피드백되게 된다. 송신 전력 할당방법을 전개할 때, 이미 검출된 신호에 의한 error propagation은 없다고 가정한다.

코드 송신전력은 다음과 같이 Scheme A, Scheme B의 두가지 방법을 제시한다.

Scheme A) 이는 code SINR을 구할 때 채널이 주어진 상태에서 코드 값에 대한 평균을 취하는 방법에 해당하며 다음과 같은 <수학식 18>을 만족하도록 각 코드 송신전력을 결정하게 된다. 여기서 코드 송신전력을 할당할 때, 특정한 한 코드에 해당하는 송신안테나에서의 모든 심볼들은 같은 송신전력을 갖는다고 가정한다. 즉, 모든 k, m에 대해서 P_k,m=P_k/M이라고 가정한다.

이에 대한 해를 구하면 하기 <수학식 19>와 같음을 보일수 있다.

여기서 a는 k와 관계없는 상수로써 하기 <수학식 20>과 같다.

Scheme A에 해당하는 β, η값을 각각 Β_A, η_A라고 하고, 보다 간단한 계산을 위해 G≒L이 라는 가정하에 Β_A/ η_A 값을 구하면 하기 <수학식 21>과 같다.

Scheme B) 이는 code SINR을 구할 때 코드와 채널 모두에 대해 평균을 취하는 방법에 해당한다. 마찬가지로 Scheme B에 해당하는 β, η값을 각각 Β_B, η_B라고 했을 때 이를 구하면 하기 <수학식 22>와 같다.

위 식에서 MN →∞일때 ρ_h →ρ가 됨을 알 수 있다. 따라서 송수신 안테나의 수가 증가할 때 Scheme A와 Scheme B의 코드 전력 율(code power ratio)은 거의 비슷한 값을 가짐을 알 수 있다. 또한 Scheme B에 의하면 코드 전력 율(code power ratio)이 채널 이득(channel gain)의 instantaneous power가 아니라 평균 전력 값 에만 관계됨을 알 수 있다. 따라서 이 값이 일정하고 수신단에서 정확히 측정되었다면 수신단에서 송신단으로 단 한번의 피드 백만으로도 충분함을 알 수 있다.

앞서 구한 각 코드에 대해 할당된 송신전력을 바탕으로 각 송신안테나에 할당되는 송신전력을 구한다. 즉, 한 코드에 속하는 전체 송신안테나의 송신전력 P_k는 앞서 구한 값을 이용하며, 각 송신안테나의 송신 전력 P_k,m은 V-BLAST algorithm으로 송신 안테나 심볼을 추정하고 난 후의 SINR, 즉 post-detection SINR이 같도록 할당한다. 만약 k₀번째 코드의 m번째 송신 안테나의 post-detection SINR을 나타내고자 할때,

를 MCI에 의한 전력,

를 가우시안 잡음(Gaussian noise)에 의한 전력이라고 한다면 post-detection SINR은

와 같이 표시된다. 따라서 k₀번째 코드의 각 송신안테나의 송신전력은 하기 <수학식 23>의 조건을 만족하도록 할당하게 된다.

이를 구하기 위한 알고리즘은 다음과 같다.

Step 0) Initialization for outer loop:

k_-0 = K

Step 1) Initialization for inner loop:

i = 1

Step 2) Calculation of

and

for the g(i)th substream of the koth code:

Step 3) Repetition or termination for inner loop:

Increase i by one and go to Step 2 if i ≤M.

Otherwise, go to Step 4.

Step 4) Calculation of transmit antenna power for the k₀th code:

Step 5) Repetition or termination for outer loop:

Decrease k₀ by one and go to Step 1 if k₀ ≥1.

Otherwise, terminate the whole antenna power allocation algorithm.

도 5에서는 본 발명의 실시 예에 따른 모의 실험 결과의 예를 제시하고 있다. 상기 모의 실험에서는 Modulation scheme은 QPSK를 사용하였으며, 채널의 각 경로 전력의 exponential decay rate δ= 0.5로 하였고, Ω_sum = 1로 각 경로 이득의 variance를 normalization 시켰다. 확산 코드는 서로 직교한 월시코드에 공통의 스크램블링 코드를 곱한 코드를 사용하였다. 스크램링 코드로는 랜덤 이진 코드(random binary code)를 사용하였다. 모의 실험 결과에서의 SNR은 PT/δ²로 정의하였다. 여기서 P=P_T/K를 나타낸다.

상기 도 5에서는 K = 8, M = 4, N = 4, L = 2, 그리고 G = 32일때, BER 성능비교를 보여주고 있다. Successive MCI cancellation scheme을 적용했을 때, 이를 적용하지 않은 경우보다 성능이 더 향상됨을 볼 수 있다. 코드 전력 할당방법을 적용하게 되면, 단순히 successive MCI cancellation 방법을 적용한 경우와 달리 SNR이 증가함에 따라 성능이 saturation되지 않고 계속 성능이 많이 개선됨을 볼 수 있다. 또한 코드 전력 할당방법들인 Scheme A과 Scheme B의 방법이 모두 거의 같은 성능을 보여주고 있음을 알 수 있다. 이는 앞에서도 언급했듯이 다중 송수신 안테나가 되면 Scheme A와 Scheme B의 코드 전력 율(code power ratio)이 거의 비슷한 값을 가지게 되는 사실에서 비롯된다. 안테나 송신전력을 추가로 할당하게 되었을 때 성능 향상이 추가로 이루어짐을 볼 수 있다. 그런데, 그전에 코드 송신전력을 할당함으로써 개선된 성능향상과 비교했을 때, 그 양이 상대적으로 작음을 알 수 있다.

전술한 바와 같이 본 발명은 frequency-selective fading channel 환경에서의 multicode V-BLAST 시스템의 성능을 향상시키기 위해 SIC 방식을 안테나 영역과 코드 영역에 모두 적용함으로써, 단순하면서도 효과적인 검출 알고리즘(detection algorithm)을 제시하였다. SIC방식은 PIC방식에 비해 상대적으로 하드웨어 복잡도가 낮으면서도 그 성능이 우수하므로 본 발명은 시스템 구현 측면에서 장점을 가지고 있다고 하겠다. 또한 group decorrelating detector를 이용한 기존의 기법보다 많은 계산량의 절감을 가져올 수 있다.

또한 본 발명은 각 코드에 해당하는 송신신호들이 모두 같은 채널을 거쳐서 수신단에 도착한다는 다중코드시스템의 특징에 주목하여 효과적인 송신 전력 할당방법을 제시하였다. 즉, 일반적인 SIC방식에 적용되는 복잡한 detection ordering과정이 코드 영역에 적용되었을 때는 성능 향상에 거의 기여하지 못하게 되는데, 이를 생략하는 대신 이와 비슷한 효과를 내는 코드 송신 전력을 할당하여 성능 향상을 가져오게 한다. 이때, 코드들의 송신전력은 앞서 말한 다중코드시스템의 특징으로 인해, 어느 한 코드 신호의 전력과 그 다음 코드 신호의 전력에 대한 간단한 비율 하나만 구하면 결정된다. 따라서 결국 복잡한 detection ordering 과정을 생략함으로써 계산량을 줄이고, 코드 송신 전력에 대한 정보를 수신단에서 송신단으로 피드 백할 때, 단순히 비율 값 하나만 넘겨주면 되므로 피드 백 정보량이 매우 줄어드는 장점을 얻게 된다. 특히, 안테나 개수가 많은 다중 송수신 안테나 시스템이 되면, 채널이득의 평균적인 전력을 측정하여 구한 고정된 비율값을 적용시켜도, 거의 비슷한 성능을 내게 된다. 따라서, 채널이득 전력의 평균값이 일정하고 이 값이 수신단에서 정확히 측정되었다면, 순간적인 채널이득의 크기가 시간에 따라 수시로 바뀌어도 코드 송신 전력할당은 수신단에서 송신단으로 단 한번의 피드 백만으로도 충분하게 된다.

Claims (2)

1. K개의 확산 코드들에 의해 채널을 구분하며, M개의 송신 안테나들과 N개의 수신 안테나들을 사용하는 다중코드 다중 안테나 시스템에서 송신 전력을 할당하는 방법에 있어서,

   수신기에서, 컴바이닝된 채널 신호들의 전력과 노이즈 전력의 비에 의해 상기 확산 코드들 중 인접한 두 개의 확산 코드들의 송신 전력들 간의 전력 비를 결정하는 과정과,

   상기 결정된 전력 비를 상기 수신기로부터 송신기로 전송하는 과정을 포함하며,

   여기서 상기 전력 비는 상기 컴바이닝된 채널 신호들의 전력에 비례하고 상기 노이즈 전력에 반비례하는 0에서 1 사이의 값으로 결정됨을 특징으로 하는 송신 전력 할당 방법.
2. 삭제

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