KR100901692B1

KR100901692B1 - 저속 무선 개인 통신 네트워크에서 다중모드 송수신 장치및 그 방법

Info

Publication number: KR100901692B1
Application number: KR1020070029727A
Authority: KR
Inventors: 오정열; 고영준; 박주호; 길민수; 김명종; 김재영
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2007-03-27
Filing date: 2007-03-27
Publication date: 2009-06-08
Also published as: KR20080087465A

Abstract

본 발명은 저속 무선 개인 통신 네트워크에서 다중모드 송수신 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 기 설정된 제어신호에 따라 다중의 저주파수대 변복조를 선택적으로 수행하여 송수신 신호가 디지털 변복조되도록 하는 다중모드 모뎀부; 상기 제어신호에 따라 상기 다중의 저주파수대 변복조에 제공하는 샘플링 클럭을 생성하고, 소수형 반송파 주파수를 생성하는 주파수합성 및 클럭생성부; 상기 다중모드 모뎀부로부터 발생하는 디지털 변조 신호를 아날로그 신호로 변환한 후, 상기 반송파 주파수를 이용하여 상기 변환된 아날로그 신호를 전송 채널에 대응하는 무선 변조 신호로 상향 변환하며, 상기 반송파 주파수를 이용하여 안테나로부터 수신되는 무선 변조 신호를 아날로그의 중간 주파수 대역으로 하향 변환한 후, 상기 하향 변환된 아날로그의 중간 주파수 대역 신호를 디지털의 중간 주파수 변조 신호로 변환하는 다중모드 송수신부를 포함하여 구성되며, 이에 의하여 서로 다른 변복조 방식이 공용화된 하나의 송수신 장치를 통해 구현되도록 함으로, 장치의 복잡도 및 생산 비용을 최소화하는 효과를 가진다.

저속 무선 개인 통신 네트워크, LR-WPAN, BPSK, OQPSK, ASK, Low-IF

Description

저속 무선 개인 통신 네트워크에서 다중모드 송수신 장치 및 그 방법{apparatus and method for of multi mode modem of LR-WPAN}

도 1은 종래기술의 일 실시예에 따른 LR-WPAN 송수신 장치의 구조를 나타낸 도면,

도 2는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치의 구조를 나타낸 도면,

도 3은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치의 제어신호를 나타낸 도면,

도 4a는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 모뎀부의 디지털 IF 하향 변환부 구조를 나타낸 도면,

도 4b는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 모뎀부의 스위치 블록부의 동작을 나타낸 도면,

도 4c는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 스펙트럼 마스크를 나타낸 도며,

도 4d는 종래의 디지털 IF 하향변환기 구조를 나타낸 도면,

도 5a 내지 도 5b는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 다중모드 변복조 방식의 공용화 파라미터를 나타낸 도면,

도 6a는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 모뎀부 인터폴레이션 필터부의 기능 블록도,

도 6b는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 모뎀부 인터폴레이션 필터부의 상세 회로도,

도 6c는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 인터폴레이션 필터부의 인터폴레이션 필터를 나타낸 도면,

도 7a는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 모뎀부 데시메이션 필터부의 기능 블록도,

도 7b는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 모뎀부 데시메이션 필터부의 상세 회로도,

도 7c는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 데시메이션 필터부의 데시메이션 필터를 나타낸 도면,

도 8a는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 주파수합성 및 클럭생성부의 주파수 합성부 구조를 나타낸 도면,

도 8b는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 주파수 합성부에 포함된 DSM 블록을 나타낸 도면,

도 9a는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치의 주파수합성 및 클럭생성부에서 생성되는 반송파 주파수 및 이를 2분주한 파형을 시뮬레이션 한 도면,

도 9b는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 주파수합성 및 클럭생성부에서 VCO의 주파수 생성 범위를 시뮬레이션 한 도면,

도 10은 본 발명에서 바람직한 일 실시예로 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 송수신부의 프로그래머블 LPF를 나타낸 도면,

도 11a는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 송수신부의 프로그래머블 BPF를 나타낸 도면,

도 11b는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 프로그래머블 BPF의 가변저항 구조를 나타낸 도면이며, 도 11c는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 프로그래머블 BPF의 가변 커패시터 구조를 나타낸 도면, 그리고

도 12a 내지 도 12c는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 프로그래머블 BPF의 시뮬레이션 결과 파형을 나타낸 도면이다.

*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명*

100 : 다중모드 모뎀부 110: MAC 하드웨어부

120 : 멀티플렉서 131 : BPSK 변조부

132 : ASK 변조부 133 : OQPSK 변조부

141 :BPSK 복조부 142 : ASK 복조부

143 :OQPSK 복조부 150 : 인터폴레이션 필터부

160 :데시메이션 필터부 170 : 디지털 IF 하향변환부

200 : 주파수합성 및 클럭생성부 220 : 5분주부

230 : 4분주부 240 : 크리스털 발진부

250 : 주파수 합성부 260 : 디바이더

300 : 다중모드 송수신부 310 : 송신부

320 : 수신부 330 : 송수신 전환부

340 : 안테나

본 발명은 저속 무선 개인 통신 네트워크에서 다중모드 송수신 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 특히 다종의 변복조 방식을 지원하는 공용화 구조의 저속 무선 개인 통신 네트워크 송수신 장치를 구현하기 위한 저속 무선 개인 통신 네트워크에서 다중모드 송수신 장치 및 그 방법에 관한 것이다.

현재 저속 개인 무선 통신 네트워크(이하 : LR-WPAN)는 20~250kbps의 낮은 전송 속도와 저렴한 가격, 긴 배터리 수명, 간단한 구조 및 연결성을 제공하여 10m 이내의 작은 범위 내에서의 무선 연결을 요구하는 분야에 적합한 표준으로 개발되고 있다.

이와 같은 LR-WPAN 기술에 대한 물리계층(이하 : PHY)과 MAC(Medium Access Control) 표준은 IEEE 802.15.4 표준 그룹에서 2003년 10월에 최초로 제안되었으 며, 수정 보완 작업을 거쳐 2006년 9월에 개정되었다.

표 1은 개정된 LR-WPAN의 PHY 규격을 나타낸다.

PHY ( MHz )	주파수 대역 ( MHz )	확산 파라미터		데이터 파라미터
PHY ( MHz )	주파수 대역 ( MHz )	칩속도 ( kchip /s)	변조 방식	데이터 속도 ( kb /s)	심볼 속도 ( ksymbol /s)	심볼( Symbols )
868/915	868-868.6	300	BPSK	20	20	Binary
868/915	902-928	600	BPSK	40	40	Binary
868/915 (optional)	868-868.6	400	ASK	250	12.5	20-bit PSSS
868/915 (optional)	902-928	1600	ASK	250	50	5-bit PSSS
868/915 (optional)	868-868.6	400	OQPSK	100	25	16-ary Orthogonal
868/915 (optional)	902-928	1000	OQPSK	250	62.5	16-ary Orthogonal
2450	2400-2483.5	2000	OQPSK	250	62.5	16-ary Orthogonal

LR-WPAN은 표 1에서와 같이, 868MHz, 915MHz 및 2.4GHz 대역으로 구분될 수 있는데, 총 27개의 사용 가능한 채널 개수를 포함하여 868MHz 대역에서는 1개의 채널이, 915MHz 대역에서는 10개의 채널이, 2.4GHz대역에서는 16개의 채널이 각각 사용되도록 하고 있다. 여기서, 처음 두 주파수 대역(868/915MHz)을 합쳐 "저주파수대"라 일컬으며, 세 번째 주파수 대역(2.4GHz)을 "고주파수대" 라 일컫는다.

이와 같이 서로 다른 주파수 대역을 사용하는 LR-WPAN은, 각 원시 데이터 전송률(bit rate)이 20Kbps 및 40Kbps인 868/915MHz 저주파수대에 대하여 DSSS(Direct Sequence Spread Spectrum)를 통한 확산방식 기반으로 상승 코사인(Raised Cosine) 펄스파형을 갖는 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 변조방식이 적용되도록 하며, 전송률이 250Kbps인 2.4GHz 고주파수대에 대하여 DSSS를 기반으로 하프사인(half-sine) 펄스파형을 갖는 OQPSK(Offset-Quadrature Phase Shift Keying) 변조방식이 적용되도록 하고 있다.

그리고, LR-WPAN은 저주파수대에 대하여, 100Kbps 및 250Kbps의 보다 높은 데이터 전송이 수행되도록 하기 위해 DSSS 기반의 병렬 시퀀스 ASK(Amplitude Shift Keying) 변조방식과 OQPSK(Offset-Quadrature Phase Shift Keying) 변조방식이 선택적 통신방식(Optional)으로 채택하고 있다.

이와 같이 LR-WPAN은 저주파수대에서 BPSK, ASK 및 OQPSK의 서로 다른 변조방식을 적용함에 따라, 네트워크를 구성하고자 하는 경우 네트워크의 응용에 따라 유리한 변조방식을 사용하는 것이 필요하다.

표 2는 전술된 LR-WPAN에서 868/915MHz 대역 즉, 저주파수대의 변복조 방식 특성을 비교한 것이다.

변조방식	주파수대역(MHz)	데이터 속도(Kbps)	구현복잡도(Cost)	수신감도 ( dBm )
BPSK	868-868.6	20	Low	≤ -92
	902-928	40
ASK(optional)	868-868.6	250	High	≤ -85
	902-928	250
OQPSK(optional)	868-868.6	100	Medium
	902-928	250

표 2를 참조하면, BPSK 변조방식은 수신감도 특성이 좋아 면적당 노드 개수를 줄일 수 있으며, 구현이 간단하여 비용이 적은 반면에 데이터 전송 속도가 낮은 단점이 있다. ASK변조방식은 데이터 전송 속도가 868/915MHz 대역 모두가 2.4GHz 고주파수대 물리계층의 데이터 전송 속도와 같은 250Kbps를 지원하나, 구현이 복잡하여 비용이 많이 소요되는 단점이 있다. OQPSK 변조방식은 915MHz 대역에서 250Kbps의 데이터 전송속도를 지원하나, 868MHz 대역에서 그보다 적은 100Kbps를 지원하며, 복잡도 면에서 ASK방식보다 간단하다는 장점이 있다.

다음으로, 이와 같은 변복조 특성을 갖는 LR-WPAN의 송수신 장치를 살펴보도록 한다.

도 1은 종래기술의 일 실시예에 따른 LR-WPAN 송수신 장치의 구조를 나타낸 도면이다.

도 1을 참조하면, 종래의 LR-WPAN 송수신 장치는 기저대역 모뎀(Baseband Modem: 이하 '모뎀'으로 칭함)(20), 아날로그 전처리부(Analog Front-end)(10) 및 안테나(30)로 구성된다.

LR-WPAN 송수신 장치에서 모뎀(20)은 IEEE 802.15.4 PHY 규격에 정의된 변복조 방식에 따라 변복조를 수행한다.

그리고, 아날로그 전처리부(10)는 상기 모뎀(20)으로부터 출력되는 디지털 변조 신호를 아날로그 신호로 변환한 후 다시 무선 주파수(Radio Frequence: 이하 'RF'라 칭함)로 상향변환(Up-conversion)하여 해당 RF 변조 신호가 안테나(30)를 통해 전송되도록 하고, 안테나(30)로부터 수신되는 RF 변조 신호를 하향변환(Down-conversion)하여 생성되는 아날로그 신호를 디지털 변조 신호로 다시 변환하는 기능을 수행한다.

안테나(30)는 상기 RF 변조 신호를 무선으로 송수신하는 기능을 수행한다.

특히, LR-WPAN 송수신 장치의 아날로그 전처리부(10)는 디지털-아날로그 변환기(Digital-Analog Converter: 이하 'DAC'라 칭함)(1), 저역통과 필터(Low Pass Filter: 이하 'LPF'라 칭함)(2, 12), 주파수 상향 변환 믹서(3, 4), 가산기(5), 전력 증폭기(Power Application: 이하 'PA'라 칭함)(6), 오실레이터(7), 주파수 합성기(8), 아날로그-디지털 변환기(Analog-Digital Converter: 이하 'ADC'라 칭함)(11), 프로그래머블 이득 증폭기(Programmable Gain Amplifier: 이하 'PGA'라 칭함)(12), 주파수 하향 변환 믹서(14, 15), 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier: 이하 'LNA'라 칭함)(16), 송수신 전환부(Transmit/Receive switch: T/R SW)(17) 및 대역통과 필터(Band Pass Filter: 이하 'BPF'라 칭함)(18)를 포함하여 상기 구성 동작을 수행한다.

여기서, 아날로그 전처리부(10)의 DAC(1)는 모뎀으로부터 입력되는 디지털 변조 신호를 LR-WPAN 표준에 적합한 비트 분해도(bit resolution)의 아날로그 변조 신호로 변환하고, LPF(2)는 상기 아날로그 변조 신호를 전송 대역폭 특성의 저역통과 필터링한다.

주파수 상향 변환 믹서(3, 4)는 기저대역 아날로그 변조 신호의 동상(In-phase, 이하 : I) 성분 및 직교(Quadrature, 이하 : Q)성분을 LR-WPAN 전송 표준에서 정의하는 RF 대역으로 각각 상향변환하여, 상기 상향변환된 RF 변조 신호를 출력한다. 이때, 주파수 상향 변환 믹서(3, 4)는 크리스털 오실레이터(7)로부터 발진된 기준 클럭을 이용하여 반송파 주파수를 생성하는 주파수 합성기(8)에 의해 반송파 주파수를 공급받아 아날로그 변호 신호를 RF 대역으로 상향변환한다.

이에, 가산기(5)는 RF 변조 신호의 I 및 Q 성분을 합하고, PA(6)는 상기 I 및 Q 성분이 합해진 RF 변조 신호를 증폭하며, 송수신 전환부(17)는 상기 PA(6)에 의해 증폭된 RF 변조 신호가 시분할 다중화 방식에 따라 BPF(18)를 거쳐 안테나(30)로 출력되도록 한다.

한편, BPF(18)는 안테나(30)로부터 입력되는 RF 변조 신호에 대하여 대역외 스퓨리어스 신호를 제거하며, 송수신 전환부(17)는 이를 시분할 다중화 방식에 따라 LNA(16)로 출력한다.

LNA(16)는 상기 송수신 전환부(17)로부터 출력되는 RF 변조 신호에 대하여 RF 대역에서 잡음 인가가 최소화된 신호로 증폭되도록 하고, 주파수 하향 변환 믹서(14, 15)는 LNA(16)으로부터 출력되는 RF 변조 신호의 I 및 Q 성분 각각이 기저대역 변조 신호로 변환되도록 한다. 이때, 주파수 하향 변환 믹서(3, 4)는 크리스털 오실레이터(7)로부터 발진된 기준 클럭을 이용하여 반송파 주파수를 생성하는 주파수 합성기(8)에 의해 반송파 주파수를 공급받아 RF 변호 신호를 기저대역 변조 신호로 하향변환한다.

이에, LPF(13)는 하향 변환된 기저대역 변조 신호를 저역통과 필터링하며, PGA(12)는 저역통과 필터링된 기저대역 변조 신호의 크기를 ADC(11) 입력 범위로 증폭한다. ADC(11)는 상기 기저대역 변조 신호를 LR-WPAN 표준에 적합한 비트 분해도의 디지털 변조 신호로 변환하여 모뎀에 출력한다.

그런데, 도 1의 LR-WPAN 송수신 장치의 구조는 단지 하나의 변조방식을 지원하는 송수신 구조이다.

따라서, 전술된 이종 변복조 방식을 갖는 무선 센서 네트워크를 운용하기 위해서는, 각 변조 방식을 지원하는 송수신 구조가 병렬 결합되어 이종 변복조방식을 지원하는 FFD(Full Function Device)를 필요로 한다.

하지만, 이러한 경우에 기능 블록들의 중복 구현으로 면적이 증가할 뿐 아니라 상당한 전력 소모를 유발한다. 따라서 이종 변복조 방식을 지원하면서 기능 블록을 공유할 수 있는 공용화 장치를 갖는 송수신 시스템 개발이 필요하다.

그러나, 이와 같은 이종 변복조방식을 지원하기 위해서는 전술된 세 가지 변복조 방식을 지원하는 디바이스가 집적되어 LR-WPAN 송수신 장치의 하드웨어 비중이 커지고, 기능 블록들의 중복 구현으로 장치 면적 및 설계비용이 증가할 뿐 아니라, 전력 소모 또한 증가하는 문제점을 가진다.

따라서, 현재 다종의 변복조 방식을 지원하면서 기능 블록을 공유할 수 있는 공용화 구조를 갖는 LR-WPAN 송수신 장치의 개발이 필요한 실정이다.

상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은, 저속 무선 개인 통신 네트워크에서 다종의 변복조 방식을 지원하는 저비용 및 초저전력의 송수신 장치를 구현하기 위한 저속 무선 개인 통신 네트워크에서 다중모드 송수신 장치 및 그 방법을 제공하는데 있다.

상기와 같은 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치는, 기 설정된 제어신호에 따라 다중의 저주파수대 변복조를 선택적으로 수행하여 송수신 신호가 디지털 변복조되도록 하는 다중모드 모뎀부; 상기 제어신호에 따라 상기 다중의 저주파수대 변복조에 제공하는 샘플링 클럭을 생성하고, 소수형 반송파 주파수를 생성하는 주파수합성 및 클럭생성부; 상기 다중모드 모뎀부로부터 발생하는 디지털 변조 신호를 아날로그 신호로 변환한 후, 상기 반송파 주파수를 이용하여 상기 변환된 아날로그 신호를 전송 채널에 대응하는 무선 변조 신호로 상향 변환하며, 상기 반송파 주파수를 이용하여 안테나로부터 수신되는 무선 변조 신호를 아날로그의 중간 주파수 대역으로 하향 변환한 후, 상기 하향 변환된 아날로그의 중간 주파수 대역 신호를 디지털의 중간 주파수 변조 신호로 변환하는 다중모드 송수신부를 포함한다.

상기 다중모드 모뎀부는, MAC 기능과 상기 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에 구비된 CPU간 인터페이스를 통해 입출력 데이터 전달을 수행하는 MAC 하드웨어부; 상기 제어신호에 따라 선택적으로 동작하여 868/916MHz 대역의 서로 다른 디지털 변복조를 수행하는 BPSK, ASK 및 OQPSK 변복조부; 상기 다중모드 송수신부로부터 발생되는 디지털 중간 주파수 변조 신호에 대한 하향 변환을 수행하는 디지털 IF 하향 변환부; 다중모드 송수신부의 샘플링 속도를 재표본하기 위한 기 설정된 공용화 파라미터에 따라 상기 변복조부의 출력 및 입력 신호를 각각 인터폴레이션 및 데시메이션하는 인터폴레이션 필터부 및 데시메이션 필터부; ; 상기 제어신호에 따라 상기 주파수합성 및 클럭생성부로부터 제공되는 샘플링 클럭과 데이터 패스를 선택적으로 상기 변복조부로 공급하거나, 기저대역신호의 입출력을 제어하는 멀티플렉서를 포함한다.

상기 제어신호는, IEEE 802.15.4 저주파수대 변복조 규격에 준하여 3비트로 조합되는 신호로, 868MHz와 915MHz 대역의 BPSK, ASK 및 OQPSK 변복조 방식 중 하나의 방식이 선택되어 변복조되도록 제어하고, 주파수합성 및 클럭생성부의 샘플링 클럭과 다중모드 송수신부의 프로그래머블 LPF 및 BPF를 제어하는 신호인 것을 특징으로 한다.

상기 디지털 IF 하향 변환부는, 상기 다중모드 송수신부로부터 디지털 중간 주파수 변조 신호가 제공되는 경우, 상기 디지털 중간 주파수 변조 신호의 I와 Q 성분에 대한 보수값을 취하여, 상기 I, Q, -I 및 -Q 성분의 신호가 상기 주파수합성 및 클럭생성부로부터 제공되는 샘플링 클럭에 의한 4진 카운터값에 따라 4x2 스위칭되도록 하고, 상기 스위칭에 따라 상기 디지털 중간 주파수가 1/4 하향 변환되도록 하는 것을 특징으로 한다.

상기 디지털 IF 하향 변환부는, 상기 주파수합성 및 클럭생성부로부터 제공되는 샘플링 클럭에 의해 동작하는 4진 카운터; 상기 디지털 중간 주파수 변조 신호의 I와 Q 성분 각각에 대한 보수값을 취하는 두 개의 보수연산부; 상기 4진 카운터의 출력값에 따라 상기 I, Q, -I 및 -Q 성분의 신호 중 두 개의 신호만을 선택하는 4x2 스위치 블록부; 상기 4x2 스위치 블록부로부터 선택되는 서로 다른 두 개의 신호 각각에 대한 고주파 잡음을 제거하는 저역 통과 필터를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 공용화 파라미터는, 상기 868MHz와 915 MHz 대역 변복조 신호를 공용화하기 위한 샘플링 클럭 주파수, 중간 주파수, 과샘플수(OS), 공통샘플수(CS) 및 상기 과샘플수를 공통샘플수로 변환하기 위한 샘플링 속도 변환수(RCD)에 따른 다종의 변복조 방식 공용화 파라미터인 것을 특징으로 한다.

상기 인터폴레이션 필터부는, 멀티플렉서, 인터폴레이션 필터 및 하프밴드 필터로 구성되어 상기 제어신호에 따라 결정된 상기 공용화 파라미터의 샘플링 속도 변환(RCD)값에 해당하는 인터폴레이션을 수행하는 것을 특징으로 한다.

상기 인터폴레이션 필터는, 입력되는 신호를 두 배 업샘플링(Up-sampling)하는 업샘플러; 상기 업샘플링된 신호를 지연시키는 두 개의 지연블록; 상기 업샘플링된 신호와 상기 두개의 지연블록을 통해 두번 지연된 신호를 더하여 상기 업샘플링된 신호를 1/2 크기로 조정하는 가산부; 클럭 주파수에 2분주된 신호에 따라 상기 1/2 크기 조정된 업샘플링 신호와 상기 하나의 지연블록을 통해 한번 지연된 신호를 교번하며 출력하는 멀티플렉서를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 데시메이션 필터부는, 멀티플렉서, 데시메이션 필터 및 하프밴드 필터로 구성되어 상기 제어신호에 따라 결정된 상기 공용화 파라미터의 RCD값에 해당하는 데시메이션을 수행하는 것을 특징으로 한다.

상기 데시메이션 필터는, 입력되는 신호를 지연하는 지연블록; 상기 입력되는 신호와 상기 지연된 신호를 더하여, 상기 입력신호를 1/2 크기로 조정하는 가산부; 상기 1/2 크기로 조정된 입력신호를 지수 2로 다운샘플링(Down-sampling)하는 다운샘플러를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 주파수합성 및 클럭생성부는, 24MHz의 클럭 주파수를 발생하는 크리스털 발진부; 상기 24MHz 클럭 주파수를 서로 다른 샘플링 클럭으로 분주하고, 상기 제어신호에 따른 변복조방식에 대응되는 샘플링 클럭을 선택적으로 상기 다중모드 모뎀부에 공급하는 클럭생성부; 상기 24MHz 클럭 주파수를 이용하여 상기 다중모드 송수신부에 제공하는 소수형 반송파 주파수를 생성하는 주파수합성부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 클럭생성부는, 상기 24MHz 클럭 주파수를 5분주하여 4.8MHz 샘플링 클럭을 생성하는 5분주부; 상기 24MHz 클럭 주파수를 4분주하는 6MHz 샘플링 클럭을 생성하는 4분주부; 상기 제어신호에 따른 변복조방식에 대응되는 샘플링 클럭을 선택적으로 상기 다중모드 모뎀부에 공급하는 멀티플렉스를 포함한다.

상기 주파수합성부는, 상기 다중모드 송수신부의 송수신에 사용되는 주파수의 2배 주파를 갖는 반송파 주파수를 발생하는 VCO; 상기 VCO의 초기 신호가 DSM 블록에 참고되어 소수형 분주되도록 하는 소수형 분주부; 상기 소수형 분주 주파수를 상기 24MHz 클럭 주파수와 비교하는 위상검출부; 상기 비교된 소수형 분주 주파수의 전류를 생성하는 전하펌프; 상기 생성된 전류를 제어 전압 형태로 변형하여 상기 VCO의 출력 주파수가 소수형 반송파 주파수로 가변되도록 하는 루프필터; 상기 VCO로부터 발생되는 소수형 반송파 주파수를 송신 반송파 주파수와 수신 반송파 주파수로 2분주하여 상기 다중모드 송수신부로 공급하는 디바이더를 포함한다.

상기 소수형 분주기는, 상기 DSM 블록의 F값과 K값을 조정하고, 하기 수학식의 연산을 통해 송수신 반송파 주파수를 생성하는 것을 특징으로 한다.

상기 다중모드 송수신부는, 상기 다중모드 모뎀부로부터 발생하는 디지털 변조 신호를 아날로그 신호로 변환한 후, 상기 반송파 주파수를 이용하여 상기 변환된 아날로그 신호를 전송 채널에 대응하는 무선 변조 신호로 상향 변환하는 송신부; 상기 반송파 주파수를 이용하여 안테나로부터 수신되는 무선 변조 신호를 아날로그의 중간 주파수 대역으로 하향 변환한 후, 상기 하향 변환된 아날로그의 중간 주파수 대역 신호를 디지털의 중간 주파수 변조 신호로 변환하는 수신부; 상기 송신부로부터 제공되는 무선 변조 신호가 기 설정된 송신주기 동안 안테나를 통해 송출되도록 하고, 상기 안테나를 통해 수신되는 디지털 중간 주파수 변조 신호를 기 설정된 수신주기 동안 상기 수신부로 제공하는 송수신 전환부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 송신부는, 상기 다중모드 모뎀부로부터 발생되는 디지털 변조 신호를 아날로그 신호로 변환하는 DAC; 상기 다중모드 모뎀부에서 선택된 변복조 방식에 상응하는 대역폭으로 상기 아날로그 신호를 저역 통과 필터링하는 프로그래머블 LPF; 상기 주파수합성 및 클럭생성부로부터 제공되는 반송파 주파수를 이용하여 상기 저역 통과 필터링된 I 및 Q 성분의 기저대역 변조 신호를 전송채널에 대응하는 무선 변조 신호로 각각 변환하는 주파수 상향변환 믹서; 상기 I 및 Q 성분의 무선 변조 신호를 합하여 상기 송수신 전환부로 제공하는 가산부를 포함한다.

상기 프로그래머블 LPF는, 2차 버터워스(Butterworth) 필터의 RC 저역통과로 구성되어, 구성된 저항 값을 가변하여 3dB-컷오프(Cut-off) 주파수를 조정하고, 구성된 커패시터 값을 가변하여 선택도를 조정하는 것을 특징으로 한다.

상기 수신부는, 상기 반송파 주파수를 이용하여 상기 송수신 전환부로부터 제공되는 무선 변조 신호를 무선 주파 대역으로 저잡음 증폭하는 저잡음 증폭부; 상기 반송 주파수를 이용하여 상기 저잡음 증폭된 무선 변조 신호의 I 및 Q 성분 각각을 구별하여 중간 주파수 대역으로 하향변환하는 주파수 하향변환 믹서; 상기 중간 주파수 대역의 I 및 Q 성분 각각에 대한 대역통과 필터링을 수행하는 프로그래머블 BPF; 상기 대역통과 필터링된 중간 주파수 대역 신호에 대한 이득을 조절하는 이득 증폭기; 상기 이득 조절된 아날로그의 중간 주파수 대역 신호를 디지털 변조하는 ADC를 포함하는 저 중간 주파수(Low-IF) 변조 구조의 수신기인 것을 특징으로 한다.

상기 프로그래머블 BPF는, 2차 버터워스 필터의 RC 대역통과로 구성되어, 구성된 저항 값 및 커패시터 값을 가변하여 대역폭을 제어하는 것을 특징으로 한다.

상기 프로그래머블 BPF는, 능동형 폴리페이즈 필터 방식을 이용하여 상기 저항 값의 가변으로 중심 주파수를 제어하고, 상기 커패시터 값의 가변으로 대역폭을 제어하는 것을 특징으로 한다.

한편, 상기와 같은 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 실시예에 따른 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치에서 다중모드 송신 방법은, 기 설정된 제어신호에 따라 다중의 저주파수대 변조에 제공하는 샘플링 클럭을 생성하고, 송신을 위한 반송파 주파수를 생성하는 단계; 상기 샘플링 클럭을 이용하여 송신 신호를 상기 제어신호에 따라 선택되는 저주파수대 변조방식으로 디지털 변조하는 단계; 상기 디지털 변조 신호를 아날로그 신호로 변환한 후, 상기 생성된 반송파 주파수를 이용하여 상기 변환된 아날로그 신호를 전송 채널에 대응하는 무선 변조 신호로 상향변환하는 단계; 상기 상향변환된 무선 변조 신호를 안테나로 송출하는 단계를 포함한다.

그리고, 상기와 같은 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치에서 다중모드 수신 방법은, 기 설정된 제어신호에 따라 다중의 저주파수대 변조에 제공하는 샘플링 클럭을 생성하고, 송신을 위한 소수형 반송파 주파수를 생성하는 단계; 상기 소수형 반송파 주파수를 이용하여 안테나로부터 수신되는 무선 변조 신호를 아날로그의 중간 주파수 대역 신호로 변환하는 단계; 상기 아날로그의 중간 주파수 대역 신호를 디지털의 중간 주파수 대역 신호로 변환하는 단계; 상기 샘플링 클럭을 이용하여 상기 중간 주파수 대역 신호를 상기 제어신호에 따라 선택되는 저주파수대 복조 방식으로 디지털 복조하는 단계를 포함한다.

상기에서와 같이 본 발명은, 집적화 관점에서 높은 집적도를 가지며, 다중모드의 수신기 구현에 용이하여 하드웨어 측면에서 복잡도를 줄일 수 있는 장점이 있지만, 수신감도와 선택도를 최적화시키기 어려우며, 증폭기의 비선형 특성 및 DC 오브셋(offset)에 의한 성능열화 등 여러 가지 단점을 내재하고 있는 일반적인 직 접변환 수신기(Direct Conversion Receiver, 이하 : DCR) 구조를 갖는 LR-WPAN 이종 변복조 송수신 장치를 구현하지 않고, 성능열화가 없는 송신부에서는 Zero-IF로 IF 변환 없이 직접상향변환방식(Direct Up-Conversion)을 수행하고, 수신부에서는 채널 대역의 1배정도의 낮은 주파수로 기저대역에 가까운 IF주파수를 선정하며, 나이키스트(Nyquist) 샘플링 이론이 적용되는 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치를 구현한다. 또한 본 발명의 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 디지털 Low-IF 수신구조는 복잡한 아날로그 이미지 제거 믹서(Mixer)라든지 I 와 Q 반송파의 비대칭성(Mismatch) 문제가 없는 디지털 영역에서 IF 하향변환을 구현하기 때문에 성능이 개선되며, 아날로그 회로의 비중을 크게 줄일 수 있다. 그리고 뒤에서 후술할 디지털 IF 하향 변환기는 복잡도를 크게 줄여 DCR 구조의 장점을 수용하면서 성능을 개선할 수 있는 최적 수신구조라고 말할 수 있다.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있는 바람직한 실시 예를 상세히 설명한다. 다만, 본 발명의 바람직한 실시 예에 대한 동작 원리를 상세하게 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략한다.

또한, 도면 전체에 걸쳐 유사한 기능 및 작용을 하는 부분에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용한다.

도 2는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치 의 구조를 나타낸 도면이다.

도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치는 크게 다중모드 모뎀부(100), 주파수합성 및 클럭생성부(200) 및 다중모드 송수신부(300)로 구성될 수 있다.

LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 모뎀부(100)는, 868/915MHz 주파수 대역을 이용하는 무선통신 표준 IEEE 802.15.4 규격을 기초로 한 LR-WPAN의 모든 변복조 방식을 수행하는 다중모드 변복조 모뎀으로, MAC 하드웨어부(110), 다수의 멀티플렉서(Multiplexer: 이하 'MUX'라 칭함)(121, 122, 123, 124, 125), BPSK 변조부(131), ASK 변조부(132), OQPSK 변조부(133), BPSK 복조부(141), ASK 복조부(142), OQPSK 복조부(143), 인터폴레이션 필터부(Interpolation Filter Group)(150), 데시메이션 필터부(Decimation Filter Group)(160) 및 디지털 IF 하향 변환부(170)를 포함할 수 있다.

그리고, 주파수합성 및 클럭생성부(200)는 후술되는 다중모드 송수신부(300)의 전송 채널에 대응하는 반송파 주파수를 생성하고, 상기 다중모드 모뎀부(100)에 제공하는 샘플링 클럭을 생성하는 동작부로, 멀티플렉서(210), 5분주부(220), 4분주부(230), 크리스털 발진부(240), 주파수 합성부(250) 및 디바이더(260)를 포함할 수 있다.

다중모드 송수신부(300)는 크게 송신부(310), 수신부(320), 송수신 전환부(330) 및 안테나(340)로 구성되어 다중모드의 변복조 신호를 송수신하는 기능을 수행한다.

이와 같은 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치의 구성 및 동작 방법에 대해 자세히 살펴보면, 첫째로, 다중모드 모뎀부(100)는 기 설정된 제어신호에 따라 BPSK, ASK 및 OQPSK 변복조부(131, 132, 133, 141, 142, 143)가 선택적으로 동작되도록 하여, LR-WPAN의 모든 변복조 방식을 수행한다.

이를 수행하는 다중모드 모뎀부(100)에서 MAC 하드웨어부(110)는, 변복조 방식과 독립적으로 동작할 수 있는 하드웨어로 구현된 MAC 기능 즉, CRC(Cyclic Redundancy Check) 부호 및 복호 기능, CCA(Clear Channel Assessment) 기능, LQI(Link Quality Indication) 기능, MAC 보안 기능 등을 수행하고, CPU간 인터페이스를 통해 입출력 데이터 전달을 위한 FIFO(First In First Out) 버퍼링 기능을 수행한다.

그리고, 다수의 멀티플렉스(121, 122, 123, 124, 125)는 데이터 패스 또는 샘플링 클럭을 도 3에 도시된 바와 같은 제어신호에 따라 선택되는 BPSK, ASK 또는 OQPSK 변복조부(131, 132, 133, 141, 142, 143)로 공급하는 기능을 수행한다. 즉, 제어신호에 따라 선택되는 BPSK, ASK 또는 OQPSK 변복조부(131, 132, 133, 141, 142, 143)에 대하여, 제 1 멀티플렉스(121)는 MAC 하드웨어부(110)로부터 제공되는 데이터 패스를 공급하고, 제 2 멀티플렉스(122)는 해당 변조부로부터 변조되어 발생되는 I 및 Q 신호가 다중모드 송수신부(300)로 공급되도록 하며, 제 3 멀티플렉스(123)는 주파수합성 및 클럭생성부(200)로부터 제공되는 샘플링 클럭을 공급한다. 또한, 제 4 멀티플렉스(124)는 다중모드 송수신부(300)로부터 제공되는 I 및 Q 신호를 공급하며, 제 5 멀티플렉스(125)는 해당 복조부로부터 변조되어 발생되는 데이터 패스를 MAC 하드웨어부(110)로 공급한다.

도 3은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치의 제어신호를 나타낸 도면이다.

도 3을 참조하면, 다수의 멀티플렉스(121, 122, 123, 124, 125)는 3비트 즉, S[2:0]의 제어신호에 따라 선택적으로 BPSK, ASK 또는 OQPSK 변복조부(131, 132, 133, 141, 142, 143)가 동작되도록 하는데, 일예로 다수의 멀티플렉스가 '0, 0, 0'의 제어신호를 외부(일예로, 중앙제어부)로부터 제공받는 경우, BPSK 변복조부(131, 141)가 선택적으로 동작되어 868MHz 대역에 대한 BPSK 변복조를 수행하도록 할 수 있다.

즉, 다수의 멀티플렉스(121, 122, 123, 124, 125)는 제어신호가 '0, 0, 0'인 경우, S[0]이 '0'임에 따라 915MHz 대역모드를 해제하고 868MHz 대역모드를 설정하며, S[2:1]이 '0, 0'임에 따라 BPSK, ASK 및 OQPSK 변복조부(131, 132, 133, 141, 142, 143) 중 BPSK 변복조부(131, 141)만을 선택하여, MAC 하드웨어부(110)로부터 제공되는 데이터 패스를 BPSK 변조부(131)로, 다중모드 송수신부(300)로부터 제공되는 데이터 패스를 BPSK 복조부(141)로, 주파수합성 및 클럭생성부(200)로부터 제공되는 샘플링 클럭을 BPSK 변복조부(131, 141)로 공급하고, 해당 BPSK 변복조부(131, 141)로부터 발생되는 변조 신호가 각각 다중모드 송수신부(300) 및 MAC 하드웨어부(110)로 공급되도록 할 수 있다. 이에, LR-WPAN 다중모드 송수신 장치는 불필요한 ASK 및 OQPSK 변복조부(132, 133, 142, 143)로 샘플링 클럭이 공급되지 않아 해당 변복조부들의 동작을 방지함에 따라, 전력소모를 절감할 수 있다.

한편, 디지털 IF 하향 변환부(170)는 다중모드 송수신부(300)로부터 제공되는 IF 신호를 하향변환하는 기능을 수행하는데, 도 4a에 도시된 바와 같이 보수 연산부(171), 4진 카운터(172), 스위치 블록부(173) 및 LPF(174)를 포함하여 상기 기능을 수행할 수 있다.

도 4a는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 모뎀부의 디지털 IF 하향 변환부 구조를 나타낸 도면이다.

도 4a에서 보수 연산부(171)는 다중모드 송수신부(300)로부터 제공되는 I 및 Q의 IF 대역 신호에 대한 보수값을 발생하는 기능을 수행하며, 4진 카운터(172)는 주파수합성 및 클럭생성부(200)로부터 입력되는 샘플링 클럭에 의해 동작되어 스위치 블록부(173)로 출력값을 발생한다.

스위치 블록부(173)는 4진 카운터(172)로부터 입력되는 값에 따라 4개의 입력 신호(I, Q, -I 및 -Q)에 대한 4x2 스위칭을 수행한다.

도 4b는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 모뎀부의 스위치 블록부 동작을 나타낸 도면이다.

도 4b에 도시된 바와 같이, 스위치 블록부(173)는 4개의 입력 신호에 대하여 4진 카운터(172)로부터 입력되는 값에 따라 서로 다른 4x2 스위칭을 수행함으로, 4개의 입력 신호 중 서로 다른 2개의 신호가 기저대역 신호로 변환되어 출력되도록 할 수 있다.

LPF(174)는 IEEE 802.15.4 LR-WPAN의 저주파수 대역에서 정의하는 도 4c에 도시된 바와 같은 스펙트럼 마스크를 만족하는 저역 통과 필터로, 스위치 블록부(173)로부터 출력되는 기저대역 신호에 포함된 고주파 잡음을 제거하는 기능을 수행한다.

한편, 이와 같은 LPF(174)는 다음 단의 데시메이션 필터부(160)에서 고주파 잡음 제거 기능을 수행할 수 있으므로, 실시예에 따라 선택적으로 포함될 수 있다.

이와 같이 보수 연산부(171), 4진 카운터(172), 스위치 블록부(173) 및 LPF(174)를 포함하여 다중모드 송수신부(300)로부터 제공되는 IF 신호를 하향변환하는 디지털 IF 하향변환부(170)는, 도 4d에 도시된 바와 같은 종래의 디지털 IF 하향변환기(40)에 비해 그 복잡도가 대폭 감소된 구조임을 확인할 수 있다.

도 4d는 종래의 디지털 IF 하향변환기 구조를 나타낸 도면이다.

즉, 도 4d를 참조하면, 종래의 디지털 IF 하향변환기(40)의 구조는 수신되는 복소 IF 변조신호를 하향변조하기 위한 네 개의 곱셈기(42) 및 두 개의 가산기(43)를 구비하고, 정현파 발생을 위해 메모리 소자를 이용하여 룩업(Look-up) 테이블 형태로 구현되는 NCO(Numerically Controlled Oscillator)(41)를 포함하여, NCO(41)의 출력을 샘플링 된 신호가 네 개의 곱셈기(42) 및 두개의 가산기(43)를 통해 4x2 스위칭되도록 하고 있다.

이에, 종래의 디지털 IF 하향 변화기(40)는 샘플링 클럭 주파수(

)를 IF 주파수(

)의 네 배 주파수로 선택하는 경우, NCO의 출력으로 나오는 사인파(sine curve)와 코사인파(cosine curve)를 다음 수학식 1에 의해 1, 0, -1 의 샘플값으로 만 나타나도록 한다.

그러나, 본 발명에 따른 LR-WPAN의 디지털 IF 하향변환부(170)는 종래의 복잡한 디지털 곱셈기 대신 간단한 스위치와 카운터를 이용하여 구현함에 따라 그 복잡도가 대폭 감소된 구조를 가질 수 있다.

한편, LR-WPAN 송수신 장치의 다중모드 모뎀부(100)에서 인터폴레이션 필터부(150)와 데시메이션 필터부(160)는 도 5a 및 도 5b에 도시된 바와 같은 다중모드 변복조 방식의 공용화 파라미터에 따라 RCD 1, 2 및 4의 인터폴레이션 및 데시메이션을 수행한다.

도 5a 내지 도 5b는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 다중모드 변복조 방식의 공용화 파라미터를 나타낸 도면이다.

즉, 도 5a, b는 변복조 방식을 하나의 무선 장치로 공용화 할 수 있는 공용화 파라미터를 나타낸 도면으로, 공용화 파라미터는 구현 이슈에 따라 도 5외의 다른 실시예로 조정 가능하다.

도 5a, b를 참조하면, LR-WPAN에서 서로 다른 변복조 방식 및 칩속도를 공용화하기 위한 샘플링 클럭 주파수(F_S)는 제어선택(S[2:0])에 따라 4.8MHz 또는 6MHz 의 두 가지 주파수를 공급받는다. 여기서, 상기 두 가지 주파수는 변조방식의 칩속도에 정수배이기 때문에 과샘플수(Over-samples: 이하 'OS'라 칭함)가 정수로 계산된다.

한편, OS값이 큰 경우 신호 대 잡음비(Signal to Noise Ratio: 이하 'SNR'라 칭함)는 향상되지만 내부 필터의 구현 시 다수의 필터 계수를 필요로 하는 문제점이 발생하는데, 이와 같은 문제점을 해결하기 위해 다중모드 모뎀부(100)는 일반적인 방법에 따라 송신 방향으로 인터폴레이션 필터부(150)를 채용하고, 수신 방향으로 데시메이션 필터를 채용하여 샘플링 속도를 변환하고 있다.

도 5a, b에서 공통샘플수(Common Samples: 이하 'CS'라 칭함)는 변복조기에서 각 변복조 방식에 따라 입출력 시 공통으로 사용하게 될 칩당 샘플링 수를 의미하며, 이것은 최소 나이퀴스트(Nyquist) 샘플 보다 크게 설정해야 한다. RCD (Rate Conversion Depth)는 OS값을 CS값으로 변환하기 위한 샘플링 속도 변환(Sampling Rate Conversion) 파라미터이다.

이와 같은 공용화 파라미터를 나타낸 도 5a는 이종 변복조 방식을 공용화 할 수 있는 종합적인 파라미터가 구현의 복잡도를 줄이기 위한 방안으로 RCD값을 1, 2, 4로 줄여 인터폴레이션 필터부(150)과 데시메이션 필터부(160) 구조를 간소화 할 수 있도록 설정하였다. 그러나, 도 5b는 868/915 MHz 대역에서 변복조 방식 간에 같은 IF 주파수를 갖도록 설계하였으나 RCD값이 1, 2, 4, 5로 종류가 늘었음을 알 수 있다.

다음으로, 공용화 파라미터를 이용하여 인터폴레이션과 데시메이션을 수행하 는 인터폴레이션 필터부(150)와 데시메이션 필터부(160)에 대해 살펴보도록 한다.

도 6a는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 모뎀부 인터폴레이션 필터부의 기능 블록도이다.

도 6a에 도시된 바와 같이, 인터폴레이션 필터부(150)는 기능에 따라 크게 프로그램머블 업샘플러(151)와 프로그래머블 인터폴레이션 필터(152)로 나누어져, 제어신호에 따라 입력되는 신호에 대한 업샘플링(Up-sampling)을 먼저 수행한 후, 제어신호에 따른 인터폴레이션 필터링 즉, 제어신호에 따라 도 5a에 도시된 RCD의 1, 2, 4 인터폴레이션을 수행한다.

도 6b는 도 6a의 인터폴레이션 필터부를 세부적 구조로 나타낸 도면이다.

즉, 도 6b는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 모뎀부 인터폴레이션 필터부의 상세 회로도이다.

도 6b를 참조하면, 인터폴레이션 필터부(150)는 다수의 MUX(153, 156, 157), 인터플레이션 필터(Interpolation filter: 이하 'InP'라 칭함)(154) 및 하프밴드 필터(Half-band: 이하 'HB'라 칭함)(155)를 포함하여, 제 1 MUX(153)가 제어신호에 따라 입력되는 신호를 스위칭하고, 제 1 InP(154)가 이를 입력받아 입력받은 신호를 2배의 샘플링 클럭으로 인터폴레이션하도록 한다.

도 6c는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 인터폴레이션 필터부의 인터폴레이션 필터를 나타낸 도면이다.

도 6c에 도시된 바와 같이, InP(154)는 입력되는 신호를 두 배 주파수로 업샘플링하기 위한 업샘플러(Up-sampler)(181), 두개의 지연블록부(182), 가산 부(183) 및 MUX(184)를 포함하여, 업샘플러(181)에 의해 업샘플링된 신호가 두개의 지연블록부(182)를 거친 신호와 가산부(183)를 통해 더해져 1/2 크기로 조정되도록 하고, 클럭 주파수에 2분주된 신호에 의해 선택되는 MUX(184)를 통해 상기 가산부(183)를 통해 조정된 신호와 하나의 지연블록부(182)를 거쳐 지연된 신호가 교번되면서 출력되도록 할 수 있다.

이와 같은 본 발명의 인터폴레이션 필터는 구조가 간단하여 적은 면적으로 구현하기 용이한 장점을 가진다.

한편, 인터폴레이션 필터부(150)에서 HB(155)는 FIR 형태를 가지며 항상 표본화 주파수의 0.25배에 해당하는 통과대역을 갖는 특징이 있으며, 필터 계수의 총 수가 홀수인 경우 중앙 계수를 제외한 전체 계수의 절반이 영이 되기 때문에 효과적인 구현을 발생시킨다.

도 7a는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 모뎀부 데시메이션 필터부의 기능 블록도이다.

도 7a에 도시된 바와 같이, 데시메이션 필터부(160)는 기능에 따라 크게 프로그램머블 데이메이션 필터(161)와 프로그래머블 다운샘플러(162)로 나누어져, 제어신호에 따라 입력되는 신호로 데시메이션 필터링을 먼저 수행한 후, 제어신호에 따른 다운샘플링(Down-sampling)을 수행한다.

도 7b는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 모뎀부 데시메이션 필터부의 상세 회로도이다.

도 7b를 참조하면, 데시메이션 필터부(160)는 다수의 MUX(164, 167, 168), HB(165) 및 데시메이션 필터(이하 'DeC'라 칭함)(166)를 포함하고, CIC(Cascaded Integrator Comb) 필터(163)를 더 포함할 수 있어, CIC 필터(163)를 통해 필요에 따라 표본화 주파수 내의 HB(165) 이미지들을 제거할 수 있다.

그리고, 데시메이션 필터부(160)는 인터폴레이션 필터부(150)와 동일하게 MUX(164, 167, 168)가 제어신호에 따라 입력되는 신호를 스위칭하도록 하고, HB(165)를 통해 스위칭된 신호의 HB(165)가 필터링 되도록 하며, DeC(166)를 통해 HB(165) 필터링된 신호에 대한 데시메이션을 수행한다.

한편, 데시메이션 필터부(160)는 도 7c와 같은 구조를 갖는 DeC(166)를 포함한다.

도 7c는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 데시메이션 필터부의 데시메이션 필터를 나타낸 도면이다.

도 7c를 참조하면, DeC(166)는 지연블록부(191), 가산부(192) 및 다운샘플러(193)를 포함하여, 입력되는 신호와 지연블록부(191)를 거친 신호가 가산부(192)에 의해 더해짐으로 해당 신호 크기를 1/2 조정하고, 상기 크기가 조정된 신호가 다운샘플러(193)를 통해 지수 2로 다운 샘플링되도록 할 수 있다. 이와 같은 데시메이션 필터(166)는 인터폴레이션 필터(154) 구조와 마찬가지로 간단하여 적은 면적으로 구현하기 용이한 장점이 있다.

두 번째로, 주파수합성 및 클럭생성부(200)에 대해 자세히 살펴보도록 한다.

반송파 주파수 및 샘플링 클럭을 생성하는 주파수합성 및 클럭생성부(200)는 먼저, 24MHz 크리스털 발진부(210)로부터 클럭 주파수가 발생되도록 하고, 발생되는 클럭 주파수가 5분주부(Divider)(220)와 4분주부(230)를 통해 각각 4.8MHz와 6MHz의 샘플링 클럭 주파수로 변환되도록 한다. 여기서, 5분주부(220)와 4분주부(230)를 통해 생성되는 샘플링 클럭 주파수는 LR-WPAN에서 사용되는 변복조 방식의 칩속도와 배수 관계이기 때문에 이를 통해 발생시킬 수 있는 오버샘플의 수는 정수로 계산될 수 있다.

MUX(210)는 5분주부(220)와 4분주부(230)로부터 출력되는 샘플링 클럭이 전술된 도 3의 제어신호에 따라 다중모드 모뎀부(100)에 제공되도록 할 수 있다.

한편, 주파수합성 및 클럭생성부(200)는 24MHz 크리스털 발진부(210)로부터 발생된 클럭 주파수가 주파수 합성부(250)를 통해 반송파 주파수로 변환되도록 한다.

도 8a는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 주파수합성 및 클럭생성부의 주파수 합성부 구조를 나타낸 도면이다.

도 8a를 참조하면, IEEE 802.15.4 표준 저주파수 대역으로 발진하는 주파수 합성부(250)는 위상검출부(PFD)(251), 전하펌프(252), 루프필터(254), VCO(Voltage Controlled Oscillator)(255), 소수형(Fractional) 분주부(253) 및 DSM(Delta Sigma Modulator) 블록(256)을 포함하고, 먼저 소수형 분주부(253)를 통하여 LO(Local Oscillator) 신호로 사용되는 VCO(255)의 초기 신호가 DSM 블록(256)에 참고되어 분주되도록 한다.

다음으로, 주파수 합성부(250)는 위상검출부(251)를 통해 상기 분주된 신호 의 주파수가 24MHz 크리스털 발진부(210)로부터 제공되는 클럭 주파수 즉, 기준주파수와 비교되도록 한 후, 전하펌프(252)에 의해 해당 비교된 분주 주파수의 전류가 생성되도록 한다. 그리고, 주파수 합성부(250)는 생성된 전류가 루프필터(254)를 통해 제어 전압 형태로 변형되어 VCO(255)의 출력 신호가 소수형 반송파 신호로 가변되도록 한다.

이에, VCO(255)는 안정화된 주파수가 포함된 신호를 소수형 분주부(253)로 다시 피드백 제공하며, 소수형 반송파 주파수를 디바이더(260)에 제공한다.

한편, 주파수 합성부(250)가 소수형 반송파 주파수를 생성하는 이유는, 다중모드 송수신부(300)가 RF 신호에서 선택된 채널 대역의 신호를 기저대역에 가까운 신호로 변환하는 방식인 디지털 Low-IF 수신구조를 채택하기 때문이다.

즉, LR-WPAN 다중모드 송수신 장치는 다중모드 송수신부(300)의 송신 시 전송채널의 RF 주파수가 906MHz인 경우 주파수 합성부(250)를 통해 906MHz의 반송파 주파수가 생성되어 송신부(310)로 제공되도록 하면 되지만, 수신 시 IF주파수가 1.5MHz 또는 1.2MHz로 발생하는 경우 주파수 합성기를 통해 소수형 반송파 주파수인 904.5MHz(906MHz-1.5MHz) 또는 904.8MHz(906MHz-1.2MHz)가 생성되어 수신부(320)로 제공되도록 하는 것이다.

이에, LR-WPAN 다중모드 송수신 장치는 주파수 합성부(250)의 소수형 분주부(253)가 도 8b에 도시된 DSM 블록(256)의 F값과 K값을 조정하여 소수형 반송파 주파수를 생성하도록 할 수 있다.

하기 수학식 2는 소수형 분주부(253)의 연산과 반송파 주파수 생성을 위한 연산식을 일예로 보여준다.

이와 같은 주파수 합성부(250)는, 다중모드 송수신부(300)에서 송수신에 따라 사용하는 주파수의 2배 주파를 갖는 반송파 주파수가 VCO(255)로부터 생성되어 디바이더(260)에 출력되도록 한다.

따라서, 주파수합성 및 클럭생성부(200)의 디바이더(260)는 주파수 합성부(250)로부터 입력되는 반송파 주파수를 2분주 즉, 송신 반송파 주파수와 수신 반송파 주파수로 2분주하여 다중모드 송수신부(300)에 제공한다. 이로부터 주파수합성 및 클럭생성부(200)는 누설(leakage)성분이 장치에 미치는 영향을 줄일 수 있다.

도 9a는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치의 주파수합성 및 클럭생성부에서 생성되는 반송파 주파수 및 이를 2분주한 파형을 시뮬레이션 한 도면이다.

그리고, 도 9b는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 주파수합성 및 클럭생성부(200)에서 VCO(255)의 주파수 생성 범위를 시뮬레이션 한 도면이다.

도 9b에 도시된 바와 같이, 주파수합성 및 클럭생성부(200)의 주파수 합성부(250)는 전압 조정에 따른 VCO(255)의 주파수 생성 범위인 선형범위 안에서 다중 모드 송수신부(300)로 제공할 주파수가 생성되는 것을 확인할 수 있다.

세 번째로, 다중모드 송수신부(300)에 대해 자세히 살펴보도록 한다.

크게 송신부(310), 수신부(320), 송수신 전환부(330) 및 안테나(340)로 구성되어 다중모드의 변복조 신호를 송수신하는 다중모드 송수신부(300)는, DAC(311), 프로그래머블 LPF(312), 주파수 상향변환 믹서(313, 314), 가산부(315) 및 전력 증폭부(316)를 포함하는 송신부(310)를 통해 다중모드 모뎀부(100)로부터 제공되는 디지털 변조 신호를 RF 변조 신호로 변환할 수 있다.

이에, 송신부(310)는 먼저 다중모드 모뎀부(100)로부터 제공되는 디지털 변조 신호가 DAC(311)를 통해 아날로그 신호로 변환되도록 하고, 해당 변환된 아날로그 신호에 대한 저역 통과 필터링이 프로그래머블 LPF(312)에 의해 수행되어 기저대역 변조 신호가 생성되도록 한다.

여기서, 프로그래머블 LPF(312)는 상기 아날로그 신호에 대응되는 디지털 변조 신호가 다중모드 모뎀부(100)로부터 전술된 제어신호에 따라 선택 변조된 신호임을 참조하여, 아날로그 신호에 대한 통과 대역이 상기 선택된 변조 방식에 상응한 대역폭으로 가변적 조정되도록 한 후 저역 통과 필터링을 수행한다.

도 10은 본 발명에서 바람직한 일 실시예로 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 송수신부(300)의 프로그래머블 LPF를 나타낸 도면이다.

도 10을 참조하면, 프로그래머블 LPF(312)는 2차 버터워스(Butterworth) 필터로서 RC 저역통과로 구성됨에 따라, 구성된 저항 값을 가변하여 3dB-컷어프(Cut- Off) 주파수의 조정이 가능하며, 커패시터 값을 가변하여 선택도를 향상시킬 수 있다. 여기서, 가변 저항과 가변 커패시터의 동작원리는 후술되는 프로그래머블 BPF(323)의 동작원리와 동일한다.

이와 같은 프로그래머블 LPF(312)에서 가변 저항과 가변 커패시터 값은 본 발명의 일 실시예에 따라 도 4d에 도시된 스펙트럼 마스크를 만족하도록 고정될 수 있다.

주파수 상향변환 믹서(313, 314)는, 주파수합성 및 클럭생성부(200)로부터 제공되는 송신 반송파 주파수를 이용하여 프로그래머블 LPF(312)로부터 출력되는 I 및 Q 성분의 기저대역 변조신호가 전송 채널에 대응하는 RF 주파수 신호로 각각 상향 변환되도록 한다.

가산부(316)는 주파수 상향변환 믹서(313, 314)로부터 출력되는 I 및 Q 성분의 RF 변조 신호를 합하는 기능을 수행하며, 출력제어가 가능한 전력 증폭기는 상기 RF 변조 신호의 출력을 증폭한다.

다음으로, 송수신 전환부(330)는 송신부(310)의 전력 증폭기로부터 출력되는 상기 증폭된 RF 변조 신호가 기 설정된 송신주기 동안 안테나(340)를 통해 출력되도록 한다.

한편, 송수신 전환부(330)는 기 설정된 수신주기 동안 안테나(340)를 통해 수신되는 RF 변조 신호를 수신부(320)로 제공한다.

이에, 수신기는 저잡음 증폭기(326), 주파수 하향변환 믹서(324, 325), 프로그래머블 BPF(323), 이득 증폭부(322) 및 ADC(321)를 포함하여, 송수신 전환 부(330)로부터 제공되는 RF 변조 신호를 디지털 변조 신호로 변환하여 다중모드 모뎀부(100)로 제공하는 기능을 수행한다.

이와 같은 수신기에서 저잡음 증폭기(326)는 입력신호에 대한 출력 제어가 가능하여, 송수신 전환부(330)로부터 제공되는 RF 변조 신호를 RF 주파 대역에서 저잡음 증폭한다.

주파수 하향변환 믹서(324, 325)는 주파수합성 및 클럭생성부(200)로부터 제공되는 수신 반송파 주파수를 이용하여 저잡음 증폭된 RF 변조 신호의 I 및 Q 성분 각각을 IF 주파수 대역으로 하향변환하고, 프로그래머블 BPF(323)는 I 및 Q 성분의 IF 주파수에 대한 대역통과 필터링을 수행한다.

도 11a는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 LR-WPAN 다중모드 송수신 장치에서 다중모드 송수신부의 프로그래머블 BPF를 나타낸 도면이다.

도 11a를 참조하면, 프로그래머블 BPF(323)는 능동형 폴리페이즈 필터(Active Polyphase Filter)로 구현되어, 가변저항 및 가변 커패시터를 이용한 중심 주파수 제어 및 대역폭 제어를 수행한다.

도 11b는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 프로그래머블 BPF의 가변저항 구조를 나타낸 도면이며, 도 11c는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 프로그래머블 BPF(323)의 가변 커패시터 구조를 나타낸 도면이다.

이에 도 11b에 도시된 바와 같이, 프로그래머블 BPF(323)의 가변저항은 직렬 연결된 저항 및 스위치의 제어를 통해 전체 저항값을 조절할 수 있으며, 가변 커패시터는 병렬 연결된 커패시터 및 스위치의 제어를 통해 전체 커패시터의 값을 조절 할 수 있다.

도 12a 내지 도 12c는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 프로그래머블 BPF(323)의 시뮬레이션 결과 파형을 나타낸 도면이다.

도 12a를 참조하면, 전술된 도 5a의 공용화 파라미터에 따른 프로그래머블 BPF(323)로부터 발생되는 각 변조 방식별 주파수 대역의 중심 주파수와, IF 대역의 주 로브(null-to-null) 대역폭을 확인할 수 있다.

즉, 프로그래머블 BPF(323)로부터 발생되는 868MHz의 대역 방식은 변조 방식에 관계없이 중심주파수가 1.2MHz이고 대역폭은 주 로브(null-to-null) 대역으로 600KHz이며, 915MHz 대역의 BPSK는 중심주파수 1.2MHz에 대역폭 1.2MHz, ASK는 중심주파수 1.2MHz에 대역폭 2MHz, OQPSK는 중심주파수 1.5MHz에 대역폭 1.4MHz임을 확인할 수 있다.

이러한 프로그래머블 BPF(323)는, 가변 저항의 스위치를 제어하여 도 12b와 같이 중심 주파수를 1.2MHz와 1.5MHz로 각각 제어 할 수 있으며, 가변 커패시터의 스위치를 조정하여 도 12c와 같이 중심 주파수가 1.2MHz로 고정된 상태에서 대역폭이 변경되도록 할 수 있다. 여기서, 프로그래머블 BPF(323)는 채널의 대역폭이 도 12a에 도시된 모든 종류의 대역폭을 처리하도록 설계할 수 있다.

한편, 다중모드 송수신부(300)의 수신부(320)에서 이득 증폭부(322)는 대역통과 필터링된 IF 변조 신호에 대한 이득을 조절하며, ADC(321)는 이득 조절된 아날로그 IF 변조 신호가 전송 표준에 적합한 비트 분해도로 디지털 변조되도록 한다.

그리고, ADC(321)는 디지털 IF 변조 신호를 전술된 다중모드 모뎀부(100)로 제공한다.

이상에서 설명한 본 발명은 전술한 실시 예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니고, 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경할 수 있다는 것은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 당업자에게 있어 명백할 것이다.

상기한 바와 같은 본 발명에 따른 저속 무선 개인 통신 네트워크에서 다중모드 송수신 장치 및 그 방법은, 저속 무선 개인 통신 네트워크에서 다중모드의 변복조가 수행되도록 함으로, 서로 다른 변복조 방식을 지원하는 디바이스를 이용하여 네트워크를 구성할 수 있는 효과를 가진다.

그리고, 상기한 바와 같은 본 발명에 따른 저속 무선 개인 통신 네트워크에서 다중모드 송수신 장치 및 그 방법은, 서로 다른 변복조 방식이 공용화된 하나의 송수신 장치를 통해 구현되도록 함으로, 장치의 복잡도 및 생산 비용을 최소화하는 효과를 가진다.

Claims

기 설정된 제어신호에 따라 다중의 저주파수대 변복조를 선택적으로 수행하여 송수신 신호가 디지털 변복조되도록 하는 다중모드 모뎀부;

상기 제어신호에 따라 상기 다중의 저주파수대 변복조에 제공하는 샘플링 클럭을 생성하고, 소수형 반송파 주파수를 생성하는 주파수합성 및 클럭생성부; 및

상기 다중모드 모뎀부로부터 발생하는 디지털 변조 신호를 아날로그 신호로 변환한 후, 상기 반송파 주파수를 이용하여 상기 변환된 아날로그 신호를 전송 채널에 대응하는 무선 변조 신호로 상향 변환하며, 상기 반송파 주파수를 이용하여 안테나로부터 수신되는 무선 변조 신호를 아날로그의 중간 주파수 대역으로 하향 변환한 후, 상기 하향 변환된 아날로그의 중간 주파수 대역 신호를 디지털의 중간 주파수 변조 신호로 변환하는 다중모드 송수신부를 포함하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제1항에 있어서,

상기 다중모드 모뎀부는,

MAC 기능과 상기 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치에 구비된 CPU간 인터페이스를 통해 입출력 데이터 전달을 수행하는 MAC 하드웨어부;

상기 제어신호에 따라 선택적으로 동작하여 868/916MHz 대역의 서로 다른 디지털 변복조를 수행하는 BPSK, ASK 및 OQPSK 변복조부;

상기 다중모드 송수신부로부터 발생되는 디지털 중간 주파수 변조 신호에 대한 하향 변환을 수행하는 디지털 IF 하향 변환부;

다중모드 송수신부의 샘플링 속도를 재표본하기 위한 기 설정된 공용화 파라미터에 따라 상기 변복조부의 출력 및 입력 신호를 각각 인터폴레이션 및 데시메이션하는 인터폴레이션 필터부 및 데시메이션 필터부; 및

상기 제어신호에 따라 상기 주파수합성 및 클럭생성부로부터 제공되는 샘플링 클럭과 데이터 패스를 선택적으로 상기 변복조부로 공급하거나, 기저대역신호의 입출력을 제어하는 멀티플렉서를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제2항에 있어서,

상기 제어신호는,

IEEE 802.15.4 저주파수대 변복조 규격에 준하여 3비트로 조합되는 신호로, 868MHz와 915MHz 대역의 BPSK, ASK 및 OQPSK 변복조 방식 중 하나의 방식이 선택되어 변복조되도록 제어하고, 주파수합성 및 클럭생성부의 샘플링 클럭과 다중모드 송수신부의 프로그래머블 LPF 및 BPF를 제어하는 신호인 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제2항에 있어서,

상기 디지털 IF 하향 변환부는,

상기 다중모드 송수신부로부터 디지털 중간 주파수 변조 신호가 제공되는 경우, 상기 디지털 중간 주파수 변조 신호의 I와 Q 성분에 대한 보수값을 취하여, 상기 I, Q, -I 및 -Q 성분의 신호가 상기 주파수합성 및 클럭생성부로부터 제공되는 샘플링 클럭에 의한 4진 카운터값에 따라 4x2 스위칭되도록 하고, 상기 스위칭에 따라 상기 디지털 중간 주파수가 1/4 하향 변환되도록 하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제4항에 있어서,

상기 디지털 IF 하향 변환부는,

상기 주파수합성 및 클럭생성부로부터 제공되는 샘플링 클럭에 의해 동작하는 4진 카운터;

상기 디지털 중간 주파수 변조 신호의 I와 Q 성분 각각에 대한 보수값을 취하는 두 개의 보수연산부;

상기 4진 카운터의 출력값에 따라 상기 I, Q, -I 및 -Q 성분의 신호 중 두 개의 신호만을 선택하는 4x2 스위치 블록부; 및

상기 4x2 스위치 블록부로부터 선택되는 서로 다른 두 개의 신호 각각에 대 한 고주파 잡음을 제거하는 저역 통과 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제2항에 있어서,

상기 공용화 파라미터는,

상기 868MHz와 915 MHz 대역 변복조 신호를 공용화하기 위한 샘플링 클럭 주파수, 중간 주파수, 과샘플수(OS), 공통샘플수(CS) 및 상기 과샘플수를 공통샘플수로 변환하기 위한 샘플링 속도 변환수(RCD)에 따른 다종의 변복조 방식 공용화 파라미터인 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제2항에 있어서,

상기 인터폴레이션 필터부는,

멀티플렉서, 인터폴레이션 필터 및 하프밴드 필터로 구성되어 상기 제어신호에 따라 결정된 상기 공용화 파라미터의 샘플링 속도 변환(RCD)값에 해당하는 인터폴레이션을 수행하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제7항에 있어서,

상기 인터폴레이션 필터는,

입력되는 신호를 두 배 업샘플링(Up-sampling)하는 업샘플러;

상기 업샘플링된 신호를 지연시키는 두 개의 지연블록;

상기 업샘플링된 신호와 상기 두개의 지연블록을 통해 두번 지연된 신호를 더하여 상기 업샘플링된 신호를 1/2 크기로 조정하는 가산부; 및

클럭 주파수에 2분주된 신호에 따라 상기 1/2 크기 조정된 업샘플링 신호와 상기 하나의 지연블록을 통해 한번 지연된 신호를 교번하며 출력하는 멀티플렉서를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제2항에 있어서,

상기 데시메이션 필터부는,

멀티플렉서, 데시메이션 필터 및 하프밴드 필터로 구성되어 상기 제어신호에 따라 결정된 상기 공용화 파라미터의 RCD값에 해당하는 데시메이션을 수행하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제9항에 있어서,

상기 데시메이션 필터는,

입력되는 신호를 지연하는 지연블록;

상기 입력되는 신호와 상기 지연된 신호를 더하여, 상기 입력신호를 1/2 크기로 조정하는 가산부; 및

상기 1/2 크기로 조정된 입력신호를 지수 2로 다운샘플링(Down-sampling)하는 다운샘플러를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제1항에 있어서,

상기 주파수합성 및 클럭생성부는,

24MHz의 클럭 주파수를 발생하는 크리스털 발진부; 및

상기 24MHz 클럭 주파수를 서로 다른 샘플링 클럭으로 분주하고, 상기 제어신호에 따른 변복조방식에 대응되는 샘플링 클럭을 선택적으로 상기 다중모드 모뎀부에 공급하는 클럭생성부; 및

상기 24MHz 클럭 주파수를 이용하여 상기 다중모드 송수신부에 제공하는 소수형 반송파 주파수를 생성하는 주파수합성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제11항에 있어서,

상기 클럭생성부는,

상기 24MHz 클럭 주파수를 5분주하여 4.8MHz 샘플링 클럭을 생성하는 5분주부;

상기 24MHz 클럭 주파수를 4분주하는 6MHz 샘플링 클럭을 생성하는 4분주부; 및

상기 제어신호에 따른 변복조방식에 대응되는 샘플링 클럭을 선택적으로 상기 다중모드 모뎀부에 공급하는 멀티플렉스를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제11항에 있어서,

상기 주파수합성부는,

상기 다중모드 송수신부의 송수신에 사용되는 주파수의 2배 주파를 갖는 반송파 주파수를 발생하는 VCO;

상기 VCO의 초기 신호가 DSM 블록에 참고되어 소수형 분주되도록 하는 소수형 분주부;

상기 소수형 분주 주파수를 상기 24MHz 클럭 주파수와 비교하는 위상검출부;

상기 비교된 소수형 분주 주파수의 전류를 생성하는 전하펌프;

상기 생성된 전류를 제어 전압 형태로 변형하여 상기 VCO의 출력 주파수가 소수형 반송파 주파수로 가변되도록 하는 루프필터; 및

상기 VCO로부터 발생되는 소수형 반송파 주파수를 송신 반송파 주파수와 수신 반송파 주파수로 2분주하여 상기 다중모드 송수신부로 공급하는 디바이더를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제13항에 있어서,

상기 소수형 분주기는,

상기 DSM 블록의 F값과 K값을 조정하고, 하기 수학식의 연산을 통해 송수신 반송파 주파수를 생성하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제1항에 있어서,

상기 다중모드 송수신부는,

상기 다중모드 모뎀부로부터 발생하는 디지털 변조 신호를 아날로그 신호로 변환한 후, 상기 반송파 주파수를 이용하여 상기 변환된 아날로그 신호를 전송 채널에 대응하는 무선 변조 신호로 상향 변환하는 송신부;

상기 반송파 주파수를 이용하여 안테나로부터 수신되는 무선 변조 신호를 아날로그의 중간 주파수 대역으로 하향 변환한 후, 상기 하향 변환된 아날로그의 중간 주파수 대역 신호를 디지털의 중간 주파수 변조 신호로 변환하는 수신부; 및

상기 송신부로부터 제공되는 무선 변조 신호가 기 설정된 송신주기 동안 안테나를 통해 송출되도록 하고, 상기 안테나를 통해 수신되는 디지털 중간 주파수 변조 신호를 기 설정된 수신주기 동안 상기 수신부로 제공하는 송수신 전환부를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제15항에 있어서,

상기 송신부는,

상기 다중모드 모뎀부로부터 발생되는 디지털 변조 신호를 아날로그 신호로 변환하는 DAC;

상기 다중모드 모뎀부에서 선택된 변복조 방식에 상응하는 대역폭으로 상기 아날로그 신호를 저역 통과 필터링하는 프로그래머블 LPF;

상기 주파수합성 및 클럭생성부로부터 제공되는 반송파 주파수를 이용하여 상기 저역 통과 필터링된 I 및 Q 성분의 기저대역 변조 신호를 전송채널에 대응하는 무선 변조 신호로 각각 변환하는 주파수 상향변환 믹서; 및

상기 I 및 Q 성분의 무선 변조 신호를 합하여 상기 송수신 전환부로 제공하는 가산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제16항에 있어서,

상기 프로그래머블 LPF는,

2차 버터워스(Butterworth) 필터의 RC 저역통과로 구성되어, 구성된 저항 값을 가변하여 3dB-컷오프(Cut-off) 주파수를 조정하고, 구성된 커패시터 값을 가변하여 선택도를 조정하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제 15항에 있어서,

상기 수신부는,

상기 반송파 주파수를 이용하여 상기 송수신 전환부로부터 제공되는 무선 변조 신호를 무선 주파 대역으로 저잡음 증폭하는 저잡음 증폭부;

상기 반송 주파수를 이용하여 상기 저잡음 증폭된 무선 변조 신호의 I 및 Q 성분 각각을 구별하여 중간 주파수 대역으로 하향변환하는 주파수 하향변환 믹서;

상기 중간 주파수 대역의 I 및 Q 성분 각각에 대한 대역통과 필터링을 수행하는 프로그래머블 BPF;

상기 대역통과 필터링된 중간 주파수 대역 신호에 대한 이득을 조절하는 이득 증폭기; 및

상기 이득 조절된 아날로그의 중간 주파수 대역 신호를 디지털 변조하는 ADC를 포함하는 저 중간 주파수(Low-IF) 변조 구조의 수신기인 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제18항에 있어서,

상기 프로그래머블 BPF는,

2차 버터워스 필터의 RC 대역통과로 구성되어, 구성된 저항 값 및 커패시터 값을 가변하여 대역폭을 제어하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
제 19항에 있어서,

상기 프로그래머블 BPF는,

능동형 폴리페이즈 필터 방식을 이용하여 상기 저항 값의 가변으로 중심 주 파수를 제어하고, 상기 커패시터 값의 가변으로 대역폭을 제어하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치.
저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치에서 다중모드 송신 방법에 있어서,

기 설정된 제어신호에 따라 다중의 저주파수대 변조에 제공하는 샘플링 클럭을 생성하고, 송신을 위한 반송파 주파수를 생성하는 단계;

상기 샘플링 클럭을 이용하여 송신 신호를 상기 제어신호에 따라 선택되는 저주파수대 변조방식으로 디지털 변조하는 단계;

상기 디지털 변조 신호를 아날로그 신호로 변환한 후, 상기 생성된 반송파 주파수를 이용하여 상기 변환된 아날로그 신호를 전송 채널에 대응하는 무선 변조 신호로 상향변환하는 단계; 및

상기 상향변환된 무선 변조 신호를 안테나로 송출하는 단계를 포함하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 송신 방법.
제21항에 있어서,

상기 샘플링 클럭을 생성하는 단계는,

24MHz의 클럭 주파수를 발생하는 단계;

상기 24MHz 클럭 주파수를 서로 다른 샘플링 클럭으로 분주하는 단계; 및

상기 제어신호에 따른 변조방식에 대응되는 샘플링 클럭을 선택하는 단계를 포함하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 송신 방법.
제22항에 있어서,

상기 서로 다른 샘플링 클럭으로 분주하는 단계는,

상기 24MHz 클럭 주파수를 5분주하여 4.8MHz 샘플링 클럭을 생성하는 단계; 및

상기 24MHz 클럭 주파수를 4분주하는 6MHz 샘플링 클럭을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 송신 방법.
제21항에 있어서,

상기 반송파 주파수를 생성하는 단계는,

24MHz의 클럭 주파수를 발생하는 단계;

구비하는 VCO로부터 발생되는 초기 신호가 DSM(Delta Sigma Modulator) 블록에 참고되어 소수형 분주되도록 하는 단계;

상기 소수형 분주된 주파수를 상기 24MHz 클럭 주파수와 비교하는 단계;

상기 비교된 소수형 분주 주파수의 전류를 생성하는 단계;

상기 생성된 전류를 제어 전압 형태로 변형하여 소수형 반송파 주파수를 발생하는 단계; 및

상기 소수형 반송파 주파수를 2분주하여 상기 반송파 주파수를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 송신 방법.
제24항에 있어서,

상기 소수형 반송파 주파수를 생성하는 단계는,

상기 DSM 블록의 F값과 K값에 조정된 소수형 분주 주파수가 하기 수학식의 연산을 통해 상기 소수형 반송파 주파수로 생성되도록 하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 송신 방법.
제21항에 있어서,

상기 송신 신호가 디지털 변조되도록 하는 단계는,

상기 제어신호에 따라 868/916MHz 대역의 BPSK, ASK 및 OQPSK 변조 방식 중 하나의 변조 방식을 선택하는 단계; 및

상기 선택된 변조 방식에 따라 상기 송신 신호에 대한 디지털 변조를 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 송신 방법.
제21항에 있어서,

상기 디지털 변조 신호를 아날로그 신호로 변환하는 단계 전, 상기 디지털 변조된 신호를 상기 제어신호에 따라 결정되는 공용화 파라미터의 샘플링 속도 변환(RCD) 값으로 인터폴레이션하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 송신 방법.
제27항에 있어서,

상기 공용화 파라미터는,

868MHz와 915 MHz 대역 변복조 신호를 공용화하기 위한 샘플링 클럭 주파수, 중간 주파수, 과샘플수(OS), 공통샘플수(CS) 및 상기 과샘플수를 공통샘플수로 변환하기 위한 샘플링 속도 변환수(RCD)에 따른 다종의 변복조 방식 공용화 파라미터인 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 송신 방법.
제27에 있어서,

상기 인터폴레이션하는 단계는,

상기 제어신호에 따라 상기 디지털 변조 신호를 스위칭하고, 상기 스위칭된 디지털 변조 신호를 두 배 업샘플링(Up-sampling)하는 단계;

상기 업샘플링된 신호를 두 번 지연시키고, 상기 업샘플링된 신호와 상기 두 번 지연된 신호를 더하여 상기 업샘플링된 신호를 1/2 크기로 조정하는 단계;

클럭 주파수에 2분주된 신호에 따라 상기 1/2 크기 조정된 업샘플링 신호와 상기 한번 지연된 신호를 교번하여 출력하는 단계;

상기 교번되어 출력되는 신호를 표본화 주파수의 0.25배에 해당하는 대역으로 통과시킨 후, 상기 통과된 신호를 스위칭하여 상기 업샘플링, 지연, 크기조정, 교번 출력 및 대역통과를 기 설정된 횟수에 따라 반복 수행하는 단계; 및

상기 반복 수행에 따라 최종적으로 상기 대역 통과되는 신호와 상기 스위칭되어 상기 업샘플링되지 않은 디지털 변조 신호를 상기 제어신호에 따라 교번 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 송신 방법.
제21항에 있어서,

상기 아날로그 신호를 전송 채널에 대응하는 무선 변조 신호로 상향변환하는 단계는,

상기 제어신호에 따라 선택된 변조 방식에 상응하는 대역폭으로 상기 아날로그 신호를 저역 통과 필터링하는 단계;

상기 반송파 주파수를 이용하여 상기 저역 통과 필터링된 I 및 Q 성분의 기저대역 변조 신호를 전송채널에 대응하는 무선 변조 신호로 각각 변환하는 단계; 및

상기 I 및 Q 성분의 무선 변조 신호를 합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 송신 방법.
제30항에 있어서,

상기 저역 통과 필터링 단계는,

2차 버터워스(Butterworth) 필터의 RC 저역통과를 통해, 저항 값 가변으로 3dB-컷오프(Cut-off) 주파수를 조정하고, 커패시터 값 가변으로 선택도를 조정하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 송신 방법.
저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 변복조 장치에서 다중모드 수신 방법에 있어서,

기 설정된 제어신호에 따라 다중의 저주파수대 변조에 제공하는 샘플링 클럭을 생성하고, 송신을 위한 소수형 반송파 주파수를 생성하는 단계;

상기 소수형 반송파 주파수를 이용하여 안테나로부터 수신되는 무선 변조 신호를 아날로그의 중간 주파수 대역 신호로 변환하는 단계;

상기 아날로그의 중간 주파수 대역 신호를 디지털의 중간 주파수 대역 신호로 변환하는 단계; 및

상기 샘플링 클럭을 이용하여 상기 디지털의 중간 주파수 대역 신호를 상기 제어신호에 따라 선택되는 저주파수대 복조 방식으로 디지털 복조하는 단계를 포함하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 수신 방법.
제32항에 있어서,

상기 샘플링 클럭을 생성하는 단계는,

24MHz의 클럭 주파수를 발생하는 단계;

상기 24MHz 클럭 주파수를 서로 다른 샘플링 클럭으로 분주하는 단계; 및

상기 제어신호에 따른 복조방식에 대응되는 샘플링 클럭을 선택하는 단계를 포함하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 수신 방법.
제32항에 있어서,

상기 소수형 반송파 주파수를 생성하는 단계는,

24MHz의 클럭 주파수를 발생하는 단계;

구비하는 VCO로부터 발생되는 초기 신호가 DSM 블록에 참고되어 소수형 분주되도록 하는 단계;

상기 소수형 분주 주파수를 상기 24MHz 클럭 주파수와 비교하는 단계;

상기 비교된 소수형 분주 주파수의 전류를 생성하는 단계;

상기 생성된 전류를 제어 전압 형태로 변형하여 소수형 반송파 주파수를 발생하는 단계; 및

상기 소수형 반송파 주파수에 대하여 반송파 주파수와 소수형 반송파 주파수로 2분주 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 수신 방법.
제32항에 있어서,

상기 무선 변조 신호를 아날로그의 중간 주파수 대역 신호로 변환하는 단계는,

상기 무선 변조 신호를 RF 주파수 대역에서 저잡음 증폭하는 단계;

상기 저잡음 증폭된 무선 변조 신호의 I 및 Q 성분 각각을 중간 주파수 대역으로 하향변환하는 단계; 및

상기 하향변환된 I 및 Q 성분의 중간 주파수 대역에 대한 대역통과 필터링을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 수신 방법.
제35항에 있어서,

상기 대역통과 필터링 단계는,

2차 버터워스 필터의 RC 대역통과를 통해 구성된 저항 값 및 커패시터 값을 가변하여 대역폭을 제어하는 것을 특징으로 하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 수신 방법.
제32항에 있어서,

상기 아날로그의 중간 주파수 대역 신호를 디지털 변조하는 단계는,

상기 아날로그의 중간 주파수 대역 신호에 대한 이득을 조절한 후, 상기 디지털 변조하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 수신 방법.
제32항에 있어서,

상기 디지털의 중간 주파수 대역의 신호를 디지털 복조하는 단계는,

상기 디지털의 중간 주파수 대역 신호를 하향변환하는 단계;

기 설정된 공용화 파라미터에 따라 상기 하향변환된 디지털의 중간 주파수 대역 신호를 데시메이션하는 단계; 및

상기 제어신호에 따라 868/916MHz 대역의 BPSK, ASK 및 OQPSK 복조 방식 중 하나의 복조 방식을 선택하여 상기 디지털 복조하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 수신 방법.
제38항에 있어서,

상기 디지털의 중간 주파수 대역 신호를 하향변환하는 단계는,

상기 디지털의 중간 주파수 대역 신호의 I와 Q 성분에 대한 보수값을 취하는 단계;

상기 I, Q, -I 및 -Q 성분의 신호를 상기 샘플링 클럭에 의한 4진 카운터값으로 4x2 스위칭하여, 상기 중간 주파수가 1/4 하향변환되도록 하는 단계; 및

상기 하향변환된 디지털의 중간 주파수 대역 신호에 대한 고주파 잡음을 제거하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 수신 방법.
제38항에 있어서,

상기 데시메이션 단계는,

상기 제어신호에 따라 결정된 공용화 파라미터의 RCD값에 해당하는 데시메이션을 수행하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 수신 방법.
제40항에 있어서,

상기 데시메이션 단계는,

상기 제어신호에 따라 중간 주파수 대역 신호를 스위칭하고, 상기 스위칭된 중간 주파수 대역 신호를 표본화 주파수의 0.25배에 해당하는 대역으로 통과시키는 단계;

상기 대역 통과된 신호를 한번 지연시키고, 상기 대역 통과된 신호와 상기 한번 지연된 신호를 더하여, 상기 스위칭된 중간 주파수 대역 신호를 1/2 크기로 조정하는 단계;

상기 1/2 크기로 조정된 신호를 지수 2로 다운샘플링(Down-sampling)한 후, 상기 다운샘플링된 신호를 스위칭하여 상기 대역 통과, 지연, 크기조정 및 다운샘플링을 기 설정된 횟수에 따라 반복 수행하는 단계; 및

상기 반복 수행에 따라 최종적으로 상기 다운샘플링되는 신호와 상기 스위칭되어 상기 대역 통과되지 않은 중간 주파수 대역 신호를 상기 제어신호에 따라 교번 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 저속 무선 개인 통신 네트워크의 다중모드 수신 방법.