KR100875474B1 - Co_channel interference removal method for receiver of orthogonal frequency division multiplex - Google Patents

Co_channel interference removal method for receiver of orthogonal frequency division multiplex Download PDF

Info

Publication number
KR100875474B1
KR100875474B1 KR1020070061872A KR20070061872A KR100875474B1 KR 100875474 B1 KR100875474 B1 KR 100875474B1 KR 1020070061872 A KR1020070061872 A KR 1020070061872A KR 20070061872 A KR20070061872 A KR 20070061872A KR 100875474 B1 KR100875474 B1 KR 100875474B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
power value
channel interference
subcarrier
ofdm
data
Prior art date
Application number
KR1020070061872A
Other languages
Korean (ko)
Inventor
정일
강성원
엄철용
Original Assignee
피앤피네트워크 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 피앤피네트워크 주식회사 filed Critical 피앤피네트워크 주식회사
Priority to KR1020070061872A priority Critical patent/KR100875474B1/en
Application granted granted Critical
Publication of KR100875474B1 publication Critical patent/KR100875474B1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

A co-channel interference removal method of an OFDM receiver is provided to optimize the scaling of OFDM signals inputted to a fast Fourier transform unit. A method for removing the co-channel interference in an OFDM receiver comprises the following steps of: extracting a subcarrier power value(S10); comparing the reference power value which a user sets up with respect to a co-channel interference signal with the subcarrier power value(S20); determining the frequency bandwidth of the co-channel interference signal(S30); detecting the location of a subcarrier having the maximum power value, and calculating the center position of the co-channel interference signal(S40); and calculating a notch filter coefficient for removing the co-channel interference existing in digital data(S50).

Description

직교주파수분할다중방식 수신기의 동일채널간섭 제거방법{co_channel interference removal method for receiver of orthogonal frequency division multiplex}Co-channel interference removal method for receiver of orthogonal frequency division multiplex

도 1은 일반적인 직교 주파수 분할 다중방식을 사용하는 디지털 방송의 수신장치의 일부 구성도,1 is a configuration diagram of a part of a digital broadcast receiver using a general orthogonal frequency division multiplexing scheme;

도 2a는 동일채널간섭에 의한 수신신호의 주파수 스펙트럼을 도시한 도면,2A is a diagram illustrating a frequency spectrum of a received signal due to cochannel interference;

도 2b는 동일채널간섭에 의한 수신신호 각각의 부반송파들의 파워값들을 도시한 도면,2B is a diagram illustrating power values of subcarriers of a received signal due to co-channel interference;

도 2c는 도 2b에서 동일채널간섭이 발생되는 부분의 확대도,2C is an enlarged view of a portion where co-channel interference occurs in FIG. 2B;

도 3은 본 발명의 직교주파수분할다중방식 수신기의 동일채널간섭 제거장치의 구성도,3 is a block diagram of a co-channel interference cancellation device of an orthogonal frequency division multiplex receiver according to the present invention;

도 4는 본 발명의 직교주파수분할다중방식 수신기의 동일채널간섭 제거방법의 순서도,4 is a flow chart of a co-channel interference cancellation method of an orthogonal frequency division multiplexing receiver according to the present invention;

도 5는 본 발명에 의한 노치필터를 사용하여 동일채널간섭이 제거된 수신신호의 주파수 스펙트럼을 보인 도면이고,5 is a view showing a frequency spectrum of a received signal from which co-channel interference is removed using a notch filter according to the present invention.

도 6은 지상파 디지털 멀티미디어 방송용 송신데이터의 송신프레임 구조도이다.6 is a structure diagram of a transmission frame of transmission data for terrestrial digital multimedia broadcasting.

본 발명은 직교주파수분할다중방식 수신기의 동일채널간섭 제거방법에 관한 것으로, 특히 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 지상파 디지털 방송 또는 디지탈 방송의 수신신호에서 동일채널간섭이 있을 경우 동일채널간섭 신호의 중심위치와 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭을 검출하고, 검출된 동일채널간섭 신호의 중심위치와 주파수 대역폭에 의한 노치필터에 의해 동일채널간섭을 제거하여 고속푸리에변환부로 입력되는 입력신호의 스켈링(scaling)을 최적화하여 수신기의 성능저하를 방지할 수 있는 직교주파수분할다중방식 수신기의 동일채널간섭 제거방법에 관한 것이다.The present invention relates to a co-channel interference cancellation method of an orthogonal frequency division multiplexing receiver. In particular, when there is co-channel interference in a received signal of terrestrial digital broadcasting or digital broadcasting using orthogonal frequency division multiplexing, Scaling of the input signal input to the fast Fourier transform unit by detecting the frequency bandwidth of the same channel interference signal, removing the same channel interference by the notch filter based on the detected center position and frequency bandwidth of the same channel interference signal. The present invention relates to a method for canceling co-channel interference in an orthogonal frequency division multiplex receiver capable of optimizing the performance of the receiver.

직교 주파수 분할 다중(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplex)방식을 사용하는 지상파 디지털 멀티미디아 방송(T-DMB:Terrestria Digital Multimedia Broadcasting) 또는 디지털 오디오 방송(DAB:Digital Audio Broadcasting) 등은 직렬 형태로 입력되는 심볼열을 N개 심볼씩 병렬 데이터로 변환시킨 후, 병렬화된 심볼을 각기 상이한 부반송파 주파수로 멀티플렉싱하고, 멀티플렉싱된 각 데이터를 모두 더해서 전송한다. 여기서, 병렬화된 N개 심볼을 하나의 단위 블럭(block)으로 간주하고, 블럭의 각 부반송파는 상호 직교성을 가지도록 하여 부반송파 채널간의 영향이 없도록 한다. 따라서, 기존의 단일 반송파 전송 방식과 비교하면, 동일한 심볼 전송율을 유지하면서도 심볼 주기를 부반송파 수(N)만큼 증가시킬 수 있기 때문에 다중경로 페이딩에 의한 심볼간 간섭을 줄일 수 있다. Terrestrial Digital Multimedia Broadcasting (T-DMB) or Digital Audio Broadcasting (DAB) using Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFDM) is a symbol that is input in serial form. After converting the column into parallel data by N symbols, the parallelized symbols are multiplexed at different subcarrier frequencies, and each multiplexed data is added and transmitted. Here, the N parallelized symbols are regarded as one unit block, and each subcarrier of the block is orthogonal to each other so that there is no influence between subcarrier channels. Therefore, compared to the conventional single carrier transmission scheme, since the symbol period can be increased by the number of subcarriers (N) while maintaining the same symbol rate, inter-symbol interference due to multipath fading can be reduced.

도 1은 일반적인 직교 주파수 분할 다중방식을 사용하는 디지털 방송의 수신장치의 일부 구성도이다.1 is a diagram illustrating a part of a configuration of a digital broadcasting receiver using a general orthogonal frequency division multiplexing scheme.

도 1의 OFDM 수신기는 수신된 OFDM신호를 샘플링(sampling), 양자화(Quantization) 및 코딩(Coding)의 과정을 거쳐 디지털데이터로 변환하는 AD변환부(1)와, 순차적으로 입력되는 디지털데이터를 병렬데이터로 변환하는 직렬병렬변환부(3)와, 병렬데이터를 수신하여 고속 푸리에 변환을 하여 OFDM 데이터를 복조시키고, 고속 푸리에 변환 이전의 주파수축 성분을 고속 푸리에 변환 이후의 시간축에서 관찰할 수 있게 변환해 주는 고속푸리에변환부(5)와, OFDM복조데이터를 직렬 형태의 데이터로 변환하여 OFDM복조직렬데이터를 등화기(미도시)로 출력하는 병렬직렬변환부(7)로 구성된다.The OFDM receiver of FIG. 1 includes an AD converter 1 for converting a received OFDM signal into digital data through a process of sampling, quantization, and coding, and the digital data sequentially input in parallel. A serial-parallel converter 3 for converting the data and parallel data received to perform fast Fourier transform to demodulate the OFDM data and convert the frequency axis component before the fast Fourier transform to be observed on the time axis after the fast Fourier transform. A fast Fourier transform section 5 and a parallel serial converter 7 converting OFDM demodulated data into serial data and outputting OFDM demodulated data to an equalizer (not shown).

도 1에 도시된 OFDM수신기는 디지털 방송용 신호뿐만 아니라 디지털 방송용 신호와 주파수대가 동일한 아날로그 방송용 신호도 수신되며, 디지털 방송용 신호를 수신하는 경우 아날로그 방송용 신호의 세기가 상대적으로 크므로 OFDM수신기의 입장에서는 아날로그 방송용 신호는 잡음이 되며, 또한 수신기 내부의 클럭 주파수의 체배 주파수에서 발생하는 간섭 신호가 디지털 방송용 신호와 동일한 주파수대에 들어올 경우 잡음이 되며, 이러한 잡음을 동일채널(Co-Channel) 간섭이라고 한다.The OFDM receiver shown in FIG. 1 receives not only a digital broadcast signal but also an analog broadcast signal having the same frequency band as the digital broadcast signal. In the case of receiving a digital broadcast signal, the analog broadcast signal has a relatively high strength, so that the analog receiver is analogous to the OFDM receiver. The broadcast signal is noisy, and when the interference signal generated at the multiplication frequency of the clock frequency inside the receiver enters the same frequency band as the digital broadcast signal, it is noisy. Such noise is called co-channel interference.

도 2a는 동일채널간섭에 의한 수신신호의 주파수 스펙트럼을 도시한 도면이고, 도 2b는 동일채널간섭에 의한 수신신호 각각의 부반송파들의 파워값들을 도시 한 도면이고, 도 2c는 도 2b에서 동일채널간섭이 발생되는 부분의 확대도이다.FIG. 2A is a diagram illustrating a frequency spectrum of a received signal by co-channel interference, and FIG. 2B is a diagram showing power values of subcarriers of each of the received signals by co-channel interference, and FIG. 2C is a diagram of co-channel interference in FIG. 2B. This is an enlarged view of the generated portion.

도 2a 내지 도 2c에 도시한 바와 같이 종래의 OFDM수신기는 동일채널간섭 신호가 없는 경우 OFDM 디지털 방송 데이터는 적정한 크기로 스켈링(scaling)된 후 고속푸리에변환부에 입력되므로 성능 열화가 없으나, 동일채널간섭이 발생한 경우 OFDM 디지털 방송 신호와 동일채널간섭 신호가 합해진 고속푸리에변환부 입력 신호의 파워가 높아지므로 고속 푸리에 변환(FFT:Fast Fourier Transform)시 고속푸리에변환부 입력 신호의 정해진 파워 크기에 맞추기 위하여 스켈링(scaling)을 하며 이때 높은 파워의 동일 채널 간섭 신호에 의해서 상대적으로 작은 파워의 OFDM 디지털 방송 데이터는 크기가 작아 성능 열화가 방생하는 문제점을 가지고 있다. As shown in FIGS. 2A to 2C, when the OFDM receiver does not have the same channel interference signal, the OFDM digital broadcast data is scaled to an appropriate size and then input to the fast Fourier transform unit, so that there is no performance degradation. In case of interference, the power of the fast Fourier transform input signal combined with the OFDM digital broadcast signal and the co-channel interference signal increases, so that the fast Fourier transform (FFT) fits the predetermined power level of the fast Fourier transform input signal. Scaling has a problem in that OFDM digital broadcast data of relatively small power due to high power co-channel interference signal has a small size and performance degradation occurs.

본 발명의 목적은 고속푸리에변환부와 병렬직렬변환부로부터 출력되는 OFDM복조직렬데이터를 수신하여 OFDM 복조직렬데이터가 시간축상에서 OFDM복조전 데이터의 주파수 축 성분을 나타낸다는 점을 이용하여 OFDM복조직렬데이터의 각각의 부반송파의 파워들을 순차적으로 비교하여 동일채널간섭 신호의 중심위치와 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭을 검출하고, 검출된 동일채널간섭 신호의 중심위치와 동일채널 간섭 신호의 주파수 대역폭에 의한 노치필터의 계수를 결정한 후 결정된 계수에 의한 노치필터에 의해 동일채널간섭 신호를 제거함으로써 고속푸리에변환부로 입력되는 OFDM신호의 스켈링을 최적화하여 수신기의 성능저하를 방지할 수 있는 직교주파수분할다중방식 수신기의 동일채널간섭 제거방법을 제공하는 데 있다.An object of the present invention is to receive OFDM multiplexed data output from a fast Fourier transform unit and a parallel-serial converting unit, and OFDM doublet array data is obtained by using OFDM doublet series data representing a frequency axis component of data before OFDM demodulation on a time axis. Sequentially compare the powers of the respective subcarriers to detect the center position of the same channel interference signal and the frequency bandwidth of the same channel interference signal, and the notch by the center position of the detected cochannel interference signal and the frequency bandwidth of the same channel interference signal. After determining the coefficients of the filter, by eliminating the co-channel interference signal by the notch filter by the determined coefficients, it is possible to optimize the scaling of the OFDM signal input to the fast Fourier transform unit to prevent the performance degradation of the receiver. The present invention provides a method for eliminating co-channel interference.

상기의 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 직교주파수분할다중방식 수신기의 동일채널간섭 제거방법은 수신된 OFDM신호를 디지털데이터로 변환하는 AD변환부와, AD변환부로부터 출력되는 순차적으로 입력되는 디지털데이터를 병렬데이터로 변환하여 출력하는 직렬병렬변환부와, 병렬데이터를 수신하여 고속 푸리에 변환을 하여 OFDM 복조와 OFDM신호의 주파수축 성분을 파악할 수 있는 고속푸리에변환부와, OFDM복조데이터를 직렬 형태의 데이터로 변환하여 OFDM복조직렬데이터(SD)를 등화기로 출력하는 병렬직렬변환부를 구비한 OFDM수신기에 있어서, 상기 OFDM복조직렬데이터를 순차적으로 수신하여 상기 OFDM복조직렬데이터의 부반송파들 각각에 대해 순차적으로 파워값을 추출하여 부반송파 파워값을 출력하는 파워값 추출단계; 상기 부반송파 파워값과 동일채널에 의한 사용자가 설정한 기준파워값을 비교하는 비교단계; 상기 비교단계에서 상기 부반송파 파워값이 상기 기준파워값 보다 크면 상기 부반송파 파워값을 갖는 부반송파의 위치를 검출하여 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭을 판단하는 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭 판단단계; 상기 비교단계에서 상기 부반송파 파워값이 상기 기준파워값 보다 크면 기준파워값 보다 큰 부반송파 파워값을 최대파워값으로 저장부에 저장하고, 저장부에 저정된 최대파워값과 저장부로 입력되는 다음의 최대파워값과 비교하여 저장부로 입력되는 최대파워값이 저장부에 저장된 최대파워값 보다 크면 저장부에 저정된 최대파워값을 저장부로 입력되는 최대파워값으로 갱신하여 상기 OFDM복조직렬데이터의 부반송파들 중 최대파워값을 갖는 부반송파의 위치를 검출하여 동일채널간섭 신호의 중심위치를 판단하는 최대파워값 산출단계; 및 상기 동일채널 간섭신호의 주파수 대역폭과 동일채널간섭 신호의 중심위치를 수신하여 노치필터의 계수를 산출하고, 산출된 계수에 따라 설계된 노치필터에 의해 상기 AD변환부로부터 출력되는 디지털데이터에 존재하는 동일채널간섭을 제거하는 노치필터 계수 산출단계를 구비한 것을 특징으로 한다.In order to achieve the above object, the orthogonal frequency division multiplexing receiver of the present invention provides a method for canceling co-channel interference, comprising: an AD converter for converting a received OFDM signal into digital data and sequentially input digital data output from the AD converter. Serial parallel conversion unit for converting and outputting the parallel data into parallel data, a fast Fourier transform unit for receiving the parallel data and performing fast Fourier transform to identify the frequency axis components of the OFDM signal and the OFDM demodulated data in serial form. In an OFDM receiver having a parallel serial converter for converting data into an equalizer and outputting the OFDM complex sequence data (SD) to an equalizer, the OFDM receiver receives the OFDM sequence data sequentially and sequentially for each subcarrier of the OFDM structure data. A power value extraction step of extracting a power value and outputting a subcarrier power value; A comparison step of comparing the subcarrier power value with a reference power value set by a user on the same channel; Determining a frequency bandwidth of the same channel interference signal by detecting a position of a subcarrier having the subcarrier power value and determining a frequency bandwidth of the same channel interference signal when the subcarrier power value is larger than the reference power value in the comparing step; In the comparing step, if the subcarrier power value is greater than the reference power value, the subcarrier power value larger than the reference power value is stored in the storage unit as the maximum power value, the maximum power value stored in the storage unit and the next maximum inputted to the storage unit. If the maximum power value inputted into the storage unit is greater than the maximum power value stored in the storage unit in comparison with the power value, the maximum power value stored in the storage unit is updated to the maximum power value inputted into the storage unit, and among the subcarriers of the OFDM double matrix data. A maximum power value calculating step of detecting a position of a subcarrier having a maximum power value and determining a center position of the same channel interference signal; And calculating the coefficients of the notch filter by receiving the frequency bandwidth of the same channel interference signal and the center position of the same channel interference signal, and presenting the digital data output from the AD converter by a notch filter designed according to the calculated coefficients. And a notch filter coefficient calculating step of eliminating co-channel interference.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 직교주파수분할다중방식 수신기의 동일채널간섭 제거방법을 상세히 설명하고자 한다. Hereinafter, a co-channel interference cancellation method of an orthogonal frequency division multiplex receiver according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 3은 본 발명의 직교주파수분할다중방식 수신기의 동일채널간섭 제거장치의 구성도이고, 도 4는 본 발명의 직교주파수분할다중방식 수신기의 동일채널간섭 제거방법의 순서도이다.3 is a block diagram of a co-channel interference cancellation apparatus of an orthogonal frequency division multiplexing receiver of the present invention, and FIG. 4 is a flowchart of a method of removing co-channel interference of an orthogonal frequency division multiplexing receiver of the present invention.

도 3 및 도 4에 도시된 바와 같이 본 발명의 직교주파수분할다중방식 수신기의 동일채널간섭 제거방법은 AD변환부(10), 직렬병렬변환부(30), 고속푸리에변환부(40) 및 병렬직렬변환부(50)로 구성된 OFDM수신기에 있어서, 병렬직렬변환부(50)로부터 출력되는 OFDM복조직렬데이터(SD)를 순차적으로 수신하여 OFDM복조직렬 데이터(SD)의 부반송파들 각각에 대해 순차적으로 파워값을 추출하여 부반송파 파워값(Pi)을 출력하는 파워값 추출단계(S10)와, 부반송파 파워값(Pi)과 동일채널간섭 신호에 의한 사용자가 설정한 기준파워값(Pa)을 비교하는 비교단계(S20)와, 비교단계(S20)에서 부반송파 파워값(Pi)이 기준파워값(Pa) 보다 크면 부반송파 파워값(Pi)을 갖는 부반송파의 위치를 검출하여 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭(CP1)을 판단하는 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭 판단단계(S30)와, 비교단 계(S20)에서 부반송파 파워값(Pi)이 기준파워값(Pa) 보다 크면 기준파워값(Pa)보다 큰 부반송파 파워값(Pi)을 최대파워값(POi)으로 저장부(67)에 저장하고, 저장부(67)에 저정된 최대파워값(POi)과 저장부(67)로 입력되는 다음의 최대파워값(POj)과 비교하여 저장부(67)로 입력되는 최대파워값(POj)이 저장부(67)에 저장된 최대파워값(POi) 보다 크면 저장부(67)에 저정된 최대파워값(POi)을 저장부(67)로 입력되는 최대파워값(POj)으로 갱신하여 OFDM복조직렬데이터의 부반송파들 중 최대파워값을 갖는 부반송파의 위치를 검출하여 동일채널간섭 신호의 중심위치(CP2)를 판단하는 최대파워값 산출단계(S40)와, 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭(CP1)과 동일채널간섭 신호의 중심위치(CP2)를 수신하여 노치필터(20)의 계수를 산출하고, 산출된 계수에 따라 설계된 노치필터(20)에 의해 AD변환부(10)로부터 출력되는 디지털데이터에 존재하는 동일채널간섭을 제거하는 노치필터 계수 산출단계(S50)로 구성된다.As shown in FIG. 3 and FIG. 4, the co-channel interference elimination method of the orthogonal frequency division multiplexing receiver of the present invention includes an AD converter 10, a serial and parallel converter 30, a fast Fourier transform 40 and a parallel. In the OFDM receiver composed of the serial converter 50, the OFDM multiple matrix data SD output from the parallel serial converter 50 is sequentially received and sequentially for each of the subcarriers of the OFDM double matrix data SD. A power value extraction step (S10) of extracting a power value and outputting a subcarrier power value (Pi), and comparing the subcarrier power value (Pi) with a reference power value Pa set by a user by a co-channel interference signal. In step S20 and when the subcarrier power value Pi is greater than the reference power value Pa in the comparison step S20, the position of the subcarrier having the subcarrier power value Pi is detected and the frequency bandwidth CP1 of the same channel interference signal is detected. Frequency band of co-channel interference signal If the subcarrier power value Pi is greater than the reference power value Pa in the inverse width determining step S30 and in the comparison step S20, the subcarrier power value Pi larger than the reference power value Pa is converted into the maximum power value POi. Is stored in the storage unit 67, and the storage unit 67 is compared with the maximum power value POi stored in the storage unit 67 and the next maximum power value POj input to the storage unit 67. If the maximum power value POj inputted into the storage unit 67 is greater than the maximum power value POi stored in the storage unit 67, the maximum power value POi stored in the storage unit 67 is input to the storage unit 67. It is the same as the maximum power value calculating step (S40) of determining the center position CP2 of the same channel interference signal by detecting the position of the subcarrier having the maximum power value among the subcarriers of the OFDM complex matrix data by updating to the value POj. The coefficient of the notch filter 20 is calculated by receiving the frequency bandwidth CP1 of the channel interference signal and the center position CP2 of the same channel interference signal. A notch filter coefficient calculation step (S50) of eliminating co-channel interference present in the digital data output from the AD converter 10 by the notch filter 20 designed according to the present invention.

또한, OFDM복조직렬데이터(SD)는 제로파워를 갖는 널심볼영역의 부반송파들로 구성된다.In addition, the OFDM complex matrix data SD is composed of subcarriers of a null symbol region having zero power.

상기의 구성에 따른 본 발명인 직교주파수분할다중방식 수신기의 동일채널간섭 제거방법의 동작은 다음과 같다.Operation of the co-channel interference cancellation method of the orthogonal frequency division multiplexing receiver according to the above configuration is as follows.

도 3 및 도 4에 도시된 바와 같이 AD변환부(10), 직렬병렬변환부(30), 고속푸리에변환부(40) 및 병렬직렬변환부(50)로 구성된 OFDM수신기의 동작은 종래와 동일하다,As shown in FIG. 3 and FIG. 4, the operation of the OFDM receiver including the AD converter 10, the serial-parallel converter 30, the fast Fourier transform 40, and the parallel-serial converter 50 is the same. Do,

파워값 추출단계(S10)는 병렬직렬변환부(50)로부터 출력되는 OFDM복조직렬데이터(SD)를 순차적으로 수신받은 파워값산출부(61)에 의해 OFDM복조직렬 데이터(SD)의 부반송파들 각각에 대해 파워값을 추출하여 부반송파 파워값(Pi)을 출력한다. 비교단계(S20)는 파워값 추출단계(S10)에서 추출된 각각의 부반송파 파워값(Pi)과 동일채널간섭 신호에 의한 사용자가 설정한 기준파워값(Pa)을 비교부(63)에 의해 비교한다. 기준파워값(Pa)은 도 2b에 도시된 바와 같이 동일채널에 의한 간섭이 발생할 때 동일채널에 의한 부반송파들이 가질 수 있는 최소한의 파워값으로 사용자에 의해 적정한 파워값으로 산정한다.In the power value extracting step S10, each of the subcarriers of the OFDM double matrix data SD by the power value calculator 61 which sequentially receives the OFDM double matrix data SD output from the parallel serial converter 50. The subcarrier power value Pi is output by extracting a power value with respect to. The comparison step S20 compares each subcarrier power value Pi extracted in the power value extraction step S10 with a reference power value Pa set by the user based on the same channel interference signal by the comparison unit 63. do. As shown in FIG. 2B, the reference power value Pa is a minimum power value that subcarriers using the same channel may have when the interference by the same channel occurs, and is calculated as an appropriate power value by the user.

동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭 판단단계(S30)는 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭 판단부(65)에서 부반송파 파워값(Pi)이 기준파워값(Pa) 보다 큰 부반송파 파워값(Pi)을 갖는 부반송파의 위치를 검출하여 동일채널에 의한 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭(CP1)을 판단한다. 예를 들어 기준파워값(Pa)이 150이라고 가정하면, 도 2c에 도시된 바와 같이 기준파워값(Pa) 보다 큰 부반송파 파워값(Pi)을 갖는 부반송파의 위치는 245에서 260인 것을 알 수 있으며, 245번째 부반송파 위치에서부터 260번째 부반송파 위치까지 동일채널 신호에 의한 간섭이 발생한 것을 알 수 있다. 따라서 동일채널간섭 신호에 의한 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭(CP1)은 260-245=15로, 15개의 부반송파에 동일채널 신호에 의한 간섭이 발생한 것을 검출할 수 있다.In the step S30 of determining the frequency bandwidth of the same channel interference signal, the frequency carrier determining unit 65 of the same channel interference signal has a subcarrier power value Pi whose subcarrier power value Pi is larger than the reference power value Pa. The frequency bandwidth CP1 of the same channel interference signal by the same channel is detected by detecting the position of. For example, assuming that the reference power value Pa is 150, as shown in FIG. 2C, the positions of the subcarriers having the subcarrier power value Pi larger than the reference power value Pa may be 245 to 260. From the 245th subcarrier position to the 260th subcarrier position, interference by the same channel signal may be seen. Accordingly, the frequency bandwidth CP1 of the same channel interference signal caused by the same channel interference signal is 260-245 = 15, and it is possible to detect that the interference caused by the same channel signal occurs on 15 subcarriers.

최대파워값 산출단계(S40)는 부반송파 파워값(Pi)이 기준파워값(Pa) 보다 크면 기준파워값(Pa)보다 큰 부반송파 파워값(Pi)을 최대파워값(POi)으로 하여 저장 부(67)에 저장하고, 저장부(67)에 저정된 최대파워값(POi)과 저장부(67)로 입력되는 다음의 최대파워값(POj)과 비교하여 저장부(67)로 입력되는 최대파워값(POj)이 저장부(67)에 저장된 최대파워값(POi) 보다 크면 저장부(67)에 저정된 최대파워값(POi)을 저장부(67)로 입력되는 최대파워값(POj)으로 갱신하고, 저장부(67)로 입력되는 최대파워값(POj)이 저장부(67)에 저장된 최대파워값(POi) 보다 작거나 같으면 저장부(67)에는 그 전에 저장부(67)에 저장된 최대파워값(POi)을 유지하도록 하여 저장부(67)에는 파워값 추출단계(S10)에서 추출된 OFDM복조직렬 데이터(SD)의 부반송파들 각각에 대한 부반송파 파워값(Pi)들 중 최대파워값이 저장되고, OFDM복조직렬데이터의 부반송파들 중 최대파워값을 갖는 부반송파의 위치를 검출하여 동일채널간섭 신호의 중심위치(CP2)를 판단한다.In the maximum power value calculating step S40, when the subcarrier power value Pi is greater than the reference power value Pa, the subcarrier power value Pi larger than the reference power value Pa is used as the maximum power value POi. The maximum power input to the storage unit 67 in comparison with the maximum power value POi stored in the storage unit 67 and the next maximum power value POj input to the storage unit 67. If the value POj is greater than the maximum power value POi stored in the storage unit 67, the maximum power value POi stored in the storage unit 67 is the maximum power value POj input to the storage unit 67. If the maximum power value POj input to the storage unit 67 is less than or equal to the maximum power value POi stored in the storage unit 67, the storage unit 67 previously stored in the storage unit 67. The maximum value of the subcarrier power values Pi for each of the subcarriers of the OFDM complex sequence data SD extracted in the power value extraction step S10 is maintained in the storage unit 67 by maintaining the maximum power value POi. And wogap is stored, and detects the position of the sub-carriers having the maximum power value of the sub-carriers of the OFDM demodulated serial data to determine the center position (CP2) of the co-channel interfering signal.

예를 들어 도 2c에 도시된 바와 같이 기준파워값(Pa) 150 보다 큰 파워값을 갖는 245번째 부반송파 파워값이 저장부(67)에 저장되고, 그 다음번째인 246번째 부반송파 파워값이 저장부(67)에 저장된 최대파워값 보다 크므로 저장부(67)는 246번째 부반송파 파워값으로 갱신한다. 상기와 같은 방법에 의해 저장부(67)에는 255번째 부반송파 파워값인 260을 최대파워값(POi)으로 하여 갱신하여 저장되며, 256번째 부반송파 파워값은 260 보다 작은 파워값을 가지므로 저장부(67)는 계속해서 그 전에 저장된 255번째 부반송파 파워값을 계속 저장하게 된다. 이와 같은 방법에 의해 저장부(67)에는 동일채널간섭 신호에 의해 발생된 부반송파 파워값들 중 최대파워값이 저장되고, 최대파워값을 갖는 부반송파 위치인 255번째 부반송파를 동일채널간섭 신호의 중심위치(CP2)로 검출한다.For example, as illustrated in FIG. 2C, the 245th subcarrier power value having a power value larger than the reference power value 150 is stored in the storage unit 67, and the second 246th subcarrier power value is stored in the storage unit 67. Since it is larger than the maximum power value stored in (67), the storage unit 67 updates the 246 th subcarrier power value. By the above-described method, the storage unit 67 updates and stores the 255th subcarrier power value 260 as the maximum power value POi, and the 256th subcarrier power value has a power value smaller than 260. 67 continues to store the 255th subcarrier power value previously stored. In this manner, the storage unit 67 stores the maximum power value among the subcarrier power values generated by the same channel interference signal, and stores the 255th subcarrier, which is the subcarrier position having the maximum power value, as the center position of the same channel interference signal. It detects with (CP2).

노치필터 계수 산출단계(S50)는 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭 판단단계(S30)에서 검출된 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭(CP1)과 최대파워값 산출단계(S40)에서 검출된 동일채널간섭 신호의 중심위치(CP2)에 의해 노치필터(20)의 계수를 산출하고, 산출된 계수에 따라 설계된 노치필터(20)에 의해 AD변환부(10)로부터 출력되는 디지털데이터에 존재하는 동일채널간섭을 제거한다.In the notch filter coefficient calculating step S50, the same channel interference signal detected in the frequency bandwidth CP1 and the maximum power value calculating step S40 of the same channel interference signal detected in the frequency bandwidth determination step S30 of the same channel interference signal. The coefficients of the notch filter 20 are calculated by the center position CP2 of, and the same channel interference existing in the digital data output from the AD converter 10 by the notch filter 20 designed according to the calculated coefficients is calculated. Remove

예를 들어 동일채널간섭 신호의 중심위치(CP2)가 2.085㎒이고, 동일채널간섭신호의 주파수 대역폭(CP1)은 1.024㎒라고 가정하면 노치필터 계수를 구하는 방법은 다음과 같다.For example, assuming that the center position CP2 of the same channel interference signal is 2.085 MHz and the frequency bandwidth CP1 of the same channel interference signal is 1.024 MHz, the notch filter coefficient is calculated as follows.

샘플링 레이트(sampling rate)는 20.48㎒이면 각도는 360°×동일채널간섭 신호의 중심위치(2.085㎒)÷샘플링 레이트(20.48㎒)=36.65°이고, bw는 3dB 위치에서의 폭이고, Fs는 샘플링 레이트라하면 노치필터의 반경(r)=1-(bw/Fs)Π이므로, 노치필터의 반경(r)은 0.8429이다.If the sampling rate is 20.48 MHz, the angle is 360 ° x the center position of the same channel interference signal (2.085 MHz) ÷ sampling rate (20.48 MHz) = 36.65 °, bw is the width at the 3 dB position, and Fs is the sampling rate. If the ratio is lattice, the radius r of the notch filter is equal to 1- (bw / Fs) π, so the radius r of the notch filter is 0.8429.

상기 각도와 노치필터의 반경(r)을 이용하여 노치필터의 전달함수는 다음과 같다.Using the angle and the radius r of the notch filter, the transfer function of the notch filter is as follows.

H(z)=[{z-exp(-j36.65°)} ×{z-exp(-j36.65°)}]÷[{z-0.8429exp(-j36.65°)} ×{z-0.8429exp(-j36.65°)}]H (z) = [{z-exp (-j36.65 °)} × {z-exp (-j36.65 °)}] ÷ [{z-0.8429exp (-j36.65 °)} × {z -0.8429exp (-j36.65 °)}]

=(z2-1.6046z + 1)÷(z2-1.3525z + 0.7105)= (z 2 -1.6046z + 1) ÷ (z 2 -1.3525z + 0.7105)

=(1- 1.6046z-1 + z-2 )÷(1- 1.3525z-1 + 0.7105z-2 ) 이며,= (1- 1.6046z -1 + z -2 ) ÷ (1- 1.3525z -1 + 0.7105z -2 ),

상기 전달함수(H(z))의 차분방정식(y(n))은 The differential equation y (n) of the transfer function H (z) is

y(n)=x(n)-1.6046x(n-1)+x(n-2)+1.3525y(n-1)-0.7105y(n-2)이고y (n) = x (n) -1.6046x (n-1) + x (n-2) + 1.3525y (n-1) -0.7105y (n-2)

y(n)=x(n)-a0x(n-1)+a1x(n-2)+b0y(n-1)-b1y(n-2)이라 하면, 노치필터의 계수 a0=1.6046, a1=1, b1=1.3525, b2=0.7105임을 알 수 있으며, 이와 같은 노치필터의 계수를 산출하여 노치필터(20)를 설계한다.If y (n) = x (n) -a0x (n-1) + a1x (n-2) + b0y (n-1) -b1y (n-2), the coefficient of the notch filter a0 = 1.6046, a1 = It can be seen that 1, b1 = 1.3525 and b2 = 0.7105, and the notch filter 20 is designed by calculating the coefficient of the notch filter.

노치필터를 사용하여 동일채널간섭 신호가 제거된 수신신호의 주파수 스펙트럼을 나타낸 도 5에 도시된 바와 같이 상기와 같이 설계된 노치필터(20)에 의해 AD변환부(10)로부터 출력되는 디지털데이터들 중 동일채널간섭에 의하여 큰 파워값을 갖는 특정주파수의 신호를 제거하여 고속푸리에변환부로 입력되는 OFDM신호의 스켈링을 최적화하여 수신기의 성능저하를 방지할 수 있다.Among the digital data output from the AD converter 10 by the notch filter 20 designed as described above as shown in FIG. 5 showing the frequency spectrum of the received signal from which the same channel interference signal has been removed using the notch filter. It is possible to prevent the performance degradation of the receiver by optimizing the scaling of the OFDM signal input to the fast Fourier transform unit by removing a signal of a specific frequency having a large power value by co-channel interference.

도 6은 디지털 멀티미디어 방송용 송신데이터의 송신프레임 구조도로, 주방송망에서 송신하는 송신데이터의 송신프레임은 디지털 오디오 위성방송(Digital Audio Broadcasting:DAB) 유럽표준규격에 의하면 기지국의 위치를 알려주기 위한 고정값을 가지며 약한 파워를 갖는 전송식별정보(Transmitter Identification Information:TII)를 포함하고 있으며, 전송식별정보를 제외한 부반송파들에는 제로파워를 갖는 각 프레임 구간을 식별하기 위한 널심볼영역(101)과, 송신부와 수신부와의 동기를 맞추기 위하여 송신부와 수신부와의 서로 약속한 고정된 데이터를 가지고 있는 위상참조심볼(Phase Reference Symbol)영역(103)과, 수신기에서 재생하기 위한 영상/음성 데이터인 재생데이터(105)로 구성되어 있다. 6 is a transmission frame structure diagram of transmission data for digital multimedia broadcasting. The transmission frame of transmission data transmitted from the main broadcasting network is a fixed value for indicating the position of a base station according to the Digital Audio Broadcasting (DAB) European Standard. It has a weak power and includes transmitter identification information (TII), and subcarriers other than the transmission identification information, the null symbol region 101 for identifying each frame section having zero power, and the transmitter and A phase reference symbol region 103 having fixed data promised to each other by the transmitter and receiver in order to synchronize with the receiver, and playback data 105 which is video / audio data for reproduction by the receiver. Consists of

상기 널심볼영역(101)의 부반송파들은 제로파워를 가지고 있으므로, 본 발명의 OFDM복조직렬데이터(SD)는 제로파워를 갖는 널심볼영역에 위치하는 각 부반송파 들에 대해서 파워값을 추출하도록 하여 높은 파워값을 갖는 동일채널간섭 신호를 용이하게 검출할 수 있다.Since the subcarriers of the null symbol region 101 have zero power, the OFDM double matrix data SD of the present invention extracts a power value for each of the subcarriers located in the null symbol region having zero power. It is possible to easily detect a co-channel interference signal having a value.

본 발명의 직교주파수분할다중방식 수신기의 동일채널간섭 제거방법은 고속푸리에변환부와 병렬직렬변환부로부터 출력되는 OFDM복조직렬데이터를 수신하여 OFDM복조직렬데이터의 각각의 부반송파의 파워들을 순차적으로 비교하여 동일채널간섭 신호의 중심위치와 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭을 검출하고, 검출된 동일채널간섭 신호의 중심위치와 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭에 의한 노치필터의 계수를 결정한 후 결정된 계수에 의한 노치필터에 의해 동일채널간섭을 제거함으로써 고속푸리에변환부로 입력되는 OFDM신호의 스켈링을 최적화하여 수신기의 성능저하를 방지할 수 있다.In the co-channel interference cancellation method of the orthogonal frequency division multiplexing receiver of the present invention, the OFDM multiplexing data output from the fast Fourier transform unit and the parallel serialization unit are received, and the powers of the respective subcarriers of the OFDM multiplexing data are sequentially compared. Detecting the center position of the co-channel interference signal and the frequency bandwidth of the co-channel interference signal, determining the coefficient of the notch filter based on the detected center position of the co-channel interference signal and the frequency bandwidth of the co-channel interference signal, and then using the determined notch. By eliminating co-channel interference by the filter, the performance of the receiver can be prevented by optimizing the scaling of the OFDM signal input to the fast Fourier transform unit.

Claims (2)

수신된 OFDM신호를 디지털데이터로 변환하는 AD변환부와, AD변환부로부터 출력되는 순차적으로 입력되는 디지털데이터를 병렬데이터로 변환하여 출력하는 직렬병렬변환부와, 병렬데이터를 수신하여 고속 푸리에 변환을 하여 시간영역의 OFDM신호를 주파수 영역의 OFDM복조데이터를 출력하는 고속푸리에변환부와, OFDM복조데이터를 직렬 형태의 데이터로 변환하여 OFDM복조직렬데이터(SD)를 등화기로 출력하는 병렬직렬변환부를 구비한 OFDM수신기에 있어서,An AD conversion unit for converting the received OFDM signal into digital data, a serial parallel conversion unit for converting sequentially input digital data output from the AD conversion unit into parallel data, and receiving parallel data for fast Fourier transform. A fast Fourier transform unit for outputting OFDM demodulated data in a frequency domain in time domain, and a parallel serial converter for converting OFDM demodulated data into serial data and outputting OFDM demodulated data (SD) to an equalizer. In one OFDM receiver, 상기 OFDM복조직렬데이터(SD)를 순차적으로 수신하여 상기 OFDM복조직렬데이터(SD)의 부반송파들 각각에 대해 순차적으로 파워값을 추출하여 부반송파 파워값(Pi)을 출력하는 파워값 추출단계(S10);A power value extraction step (S10) of sequentially receiving the OFDM multiplex data SD and sequentially extracting a power value for each of the subcarriers of the OFDM multiplex data SD to output a subcarrier power value Pi. ; 상기 부반송파 파워값(Pi)과 동일채널간섭 신호에 의한 사용자가 설정한 기준파워값(Pa)을 비교하는 비교단계(S20);A comparison step (S20) of comparing the subcarrier power value Pi with a reference power value Pa set by a user by the same channel interference signal; 상기 비교단계(S20)에서 상기 부반송파 파워값(Pi)이 상기 기준파워값(Pa) 보다 크면 상기 부반송파 파워값(Pi)을 갖는 부반송파의 위치를 검출하여 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭(CP1)을 판단하는 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭 판단단계(S30);If the subcarrier power value Pi is greater than the reference power value Pa in the comparison step S20, the position of the subcarrier having the subcarrier power value Pi is detected to determine the frequency bandwidth CP1 of the same channel interference signal. Determining a frequency bandwidth of the same channel interference signal (S30); 상기 비교단계(S20)에서 상기 부반송파 파워값(Pi)이 상기 기준파워값(Pa) 보다 크면 기준파워값(Pa)보다 큰 부반송파 파워값(Pi)을 최대파워값(POi)으로 저장부(67)에 저장하고, 저장부(67)에 저정된 최대파워값(POi)과 저장부(67)로 입력 되는 다음의 최대파워값(POj)과 비교하여 저장부(67)로 입력되는 최대파워값(POj)이 저장부(67)에 저장된 최대파워값(POi) 보다 크면 저장부(67)에 저정된 최대파워값(POi)을 저장부(67)로 입력되는 최대파워값(POj)으로 갱신하여 상기 OFDM복조직렬데이터의 부반송파들 중 최대파워값을 갖는 부반송파의 위치를 검출하여 동일채널간섭 신호의 중심위치(CP2)를 판단하는 최대파워값 산출단계(S40); 및If the subcarrier power value Pi is greater than the reference power value Pa in the comparison step S20, the subcarrier power value Pi larger than the reference power value Pa is stored as the maximum power value POi. ) Is stored in the storage unit 67, and the maximum power value POi stored in the storage unit 67 and the next maximum power value POj input to the storage unit 67 are compared with the maximum power value inputted to the storage unit 67. If POj is greater than the maximum power value POi stored in the storage unit 67, the maximum power value POi stored in the storage unit 67 is updated to the maximum power value POj input to the storage unit 67. A maximum power value calculating step (S40) of detecting a position of a subcarrier having a maximum power value among the subcarriers of the OFDM complex matrix data to determine a center position (CP2) of the same channel interference signal; And 상기 동일채널간섭 신호의 주파수 대역폭(CP1)과 동일채널간섭 신호의 중심위치(CP2)를 수신하여 노치필터(20)의 계수를 산출하고, 산출된 계수에 따라 설계된 노치필터(20)에 의해 상기 AD변환부(10)로부터 출력되는 디지털데이터에 존재하는 동일채널간섭을 제거하는 노치필터 계수 산출단계(S50)를 구비한 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중방식 수신기의 동일채널간섭 제거방법.The coefficient of the notch filter 20 is calculated by receiving the frequency bandwidth CP1 of the same channel interference signal and the center position CP2 of the same channel interference signal, and by the notch filter 20 designed according to the calculated coefficients. And a notch filter coefficient calculating step (S50) for removing co-channel interference present in the digital data output from the AD converter (10). 제 1 항에 있어서, 상기 OFDM복조직렬데이터(SD)는 제로파워를 갖는 널심볼영역의 부반송파들인 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중방식 수신기의 동일채널간섭 제거방법.2. The method of claim 1, wherein the OFDM multiplexing data (SD) are subcarriers of a null symbol region having zero power.
KR1020070061872A 2007-06-22 2007-06-22 Co_channel interference removal method for receiver of orthogonal frequency division multiplex KR100875474B1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020070061872A KR100875474B1 (en) 2007-06-22 2007-06-22 Co_channel interference removal method for receiver of orthogonal frequency division multiplex

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020070061872A KR100875474B1 (en) 2007-06-22 2007-06-22 Co_channel interference removal method for receiver of orthogonal frequency division multiplex

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR100875474B1 true KR100875474B1 (en) 2008-12-24

Family

ID=40373043

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020070061872A KR100875474B1 (en) 2007-06-22 2007-06-22 Co_channel interference removal method for receiver of orthogonal frequency division multiplex

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR100875474B1 (en)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100897769B1 (en) Method of channel state information estimation and apparatus thereof
EP1460814B1 (en) Coarse frequency synchronization for multicarrier receivers
US9374291B2 (en) Downstream OFDM signal egress detection
US7515582B2 (en) Synchronization method and apparatus for OFDM systems
US7869551B2 (en) Symbol synchronization using phase discontinuity for DVB-T systems in AWGN channels
TW201515413A (en) Transmitters and receivers for transmitting and receiving signals
US8811462B1 (en) Frame synchronization method and apparatus
US20100074346A1 (en) Channel estimation in ofdm receivers
KR100602189B1 (en) Method and apparatus for auto-reporting a result of self-test
JP3952203B2 (en) OFDM demodulation apparatus, OFDM demodulation integrated circuit, and OFDM demodulation method
EP1520349B1 (en) Method and device for wavelet denoising
US20150222382A1 (en) OFDM Signal Processing Method and Apparatus
US8995589B1 (en) Channel estimation in a pilot assisted OFDM system
KR100875474B1 (en) Co_channel interference removal method for receiver of orthogonal frequency division multiplex
KR100705327B1 (en) Apparatus for decoding TII for digital broadcasting receiver and method thereof
CN114866393A (en) Signaling detection method and device based on leader sequence
JP3797968B2 (en) Frequency error detection apparatus and method in OFDM demodulator
KR20050003663A (en) Apparatus of symbol timing recovery for OFDM receivers and method thereof
JP3793534B2 (en) OFDM receiving apparatus and OFDM signal receiving method
KR100226699B1 (en) Apparatus of extracting phase in ofdm receiving system
JP2003124905A (en) Ofdm receiving apparatus and receiving method of ofdm signal
JP2001306547A (en) Device and method for computation
JP2002077101A (en) Ofdm signal receiver
JP5251411B2 (en) OFDM demodulation apparatus and OFDM demodulation method
TW201436479A (en) Transmitters, receivers and methods of transmitting and receiving

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20121029

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130927

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140925

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150925

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160927

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20171108

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20191015

Year of fee payment: 12