KR100866414B1 - Method and apparatus for controlling 3 phase lc filter for driving induction motor - Google Patents
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Abstract
Description
도 1은 출력단에 정현파필터를 갖는 인버터 시스템의 구성도1 is a configuration diagram of an inverter system having a sine wave filter at an output stage
도 2는 정현파필터의 제어기 구성도2 is a controller configuration diagram of a sine wave filter
도 3a, 도 3b는 본 발명의 효과를 나타내기 위한 실험 결과 그래프.Figure 3a, Figure 3b is a graph of the experimental results for showing the effect of the present invention.
본 발명은 인덕터와 커패시터로 구성된 3상 정현파(LC) 필터의 제어에 관한 것으로서, 보다 구체적으로는 3상 정현파필터의 순시 전압을 제어하는 방법 및 장치에 관한 것이다.The present invention relates to the control of a three-phase sine wave (LC) filter consisting of an inductor and a capacitor, and more particularly, to a method and apparatus for controlling an instantaneous voltage of a three-phase sine wave filter.
대부분의 전력 변환 장치는 출력전압과 주파수를 제어하기 위해 펄스변조방식(PWM, pulse width modulation)을 사용하고 있으며, 이를 구현하기 위해 손실이 적은 전력용 반도체 소자를 채택하고 있다. 이러한 전력 변환 장치는 다양한 방식으로 산업체에 적용되고 있는데, 예를 들면 전동기 제어용 인버터, 단위 역률 제어로 전원공급을 하는 PWM 컨버터, 무정전 전원장치 등을 들 수 있다.Most power converters use pulse width modulation (PWM) to control the output voltage and frequency, and adopt a low-power power semiconductor device to implement this. Such power converters are applied to industries in various ways, such as inverters for controlling motors, PWM converters for supplying power by unit power factor control, and uninterruptible power supplies.
PWM 파형은 구형파이며 다양한 주파수의 고조파를 포함하고 있는바, 이러한 고조파로 인해 전동기 권선의 절연열화나 파괴, 베어링의 소손, 전원측으로의 고조파 유입, 주변 통신기기 장애 유발, 기존 보호기기의 오동작 등 여러 가지 문제점들이 발생하고 있다.The PWM waveform is a square wave and contains harmonics of various frequencies.These harmonics cause insulation deterioration or destruction of the windings of the motor, damage to the bearings, harmonics to the power supply, disturbance of peripheral communication devices, and malfunctions of existing protective devices. There are several problems.
종래에 이러한 고조파를 줄이기 위해 다양한 형태의 필터가 제안되었고, 그 중 하나인 정현파필터(LC 필터)는 출력전압이 이상적인 정현파에 가까우며 회로적으로 손실이 없는 장점이 있다. 그렇지만 정현파필터의 경우에는 회로적으로 발진을 일으킬 수 있어서 제어가 어려워, 이를 막기 위해 감쇠회로를 추가하거나 능동적인 제어회로가 있어야 한다. 능동적인 제어회로는 제어가 복잡하고 제어신호에 민감하여 부가회로가 최소화되고 파라미터 변동에 강인해야 한다.Conventionally, various types of filters have been proposed to reduce such harmonics, and one of them, a sine wave filter (LC filter), has an advantage in that the output voltage is close to an ideal sine wave and there is no circuit loss. However, the sine wave filter is difficult to control because it can cause oscillation in the circuit, and to prevent this, an attenuation circuit or an active control circuit must be provided. Active control circuits are complicated to control and sensitive to control signals, so additional circuits must be minimized and robust to parameter variations.
본 발명은 상기 요청에 부응하기 위하여, PWM 인버터의 출력 전압과 정현파필터 특성을 이용하여 동기좌표계에서 정현파필터의 순시 출력 전압을 제어하는 방법 및 제어장치를 제안함을 목적으로 한다. An object of the present invention is to propose a method and a control device for controlling the instantaneous output voltage of a sinusoidal wave filter in a synchronous coordinate system using the output voltage of the PWM inverter and the sinusoidal wave filter characteristics.
상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 따른 3상 유도전동기를 구동하기 위한, 3상 전원을 PWM 변조하는 3상 PWM 인버터에서 출력되는 전동기 구동신호를 3상 유도전동기에 인가하기 전에 필터링하기 위한 정현파(LC) 필터를 제어하는 방법은 다음과 같이 구성된다. (1) 상기 정현파필터 회로를 동기좌표계에서 정의함으로써 정현파필터의 전달 함수를 2차 저역통과 필터의 형태로 변형시키는 단계, (2) 상기 동기좌표계로 정의된 정현파필터의 감쇠비율을 사용자가 원하는 값으로 설정 가능토록 하여 다양한 감쇠 특성을 가지는 2차 저역통과 필터로서 제어가능하도록 하는 단계, (3) 필터전압 지령값과 현재 검출한 필터 전압의 차이에 따른 전압 변화분을 계산하여 상기 PWM 인버터에 PWM 제어를 위한 전압지령값으로서 출력하는 단계.In order to achieve the above object, a sine wave for filtering the motor drive signal output from the three-phase PWM inverter for PWM modulation of the three-phase power source for driving the three-phase induction motor according to the present invention before applying to the three-phase induction motor The method for controlling the (LC) filter is configured as follows. (1) transforming the sinusoidal filter transfer function into a second order lowpass filter by defining the sinusoidal filter circuit in a synchronous coordinate system, and (2) a value desired by a user for the attenuation ratio of the sine wave filter defined in the synchronous coordinate system. (3) calculating the voltage change according to the difference between the filter voltage command value and the currently detected filter voltage, and controlling the PWM as a secondary low pass filter having various attenuation characteristics. Outputting as a voltage command value for control.
또한, 본 발명에 따른 정현파 필터 제어장치는 다음과 같이 구성된다. (1) 상기 정현파필터 회로를 동기좌표계에서 정의함으로써 정현파필터의 전달 함수를 2차 저역통과 필터의 형태로 변형시키는 수단, (2) 상기 동기좌표계로 정의된 정현파필터의 감쇠비율을 사용자가 원하는 값으로 설정가능토록 하여 다양한 감쇠 특성을 가지는 2차 저역통과 필터로서 제어가능하도록 하는 수단, (3) 필터전압 지령값과 현재 검출한 필터 전압의 차이에 따른 전압 변화분을 계산하여 상기 PWM 인버터에 PWM 제어를 위한 전압지령값으로서 출력하는 수단.In addition, the sine wave filter control device according to the present invention is configured as follows. (1) means for modifying the sinusoidal filter circuit in a synchronous coordinate system to transform the transfer function of the sine wave filter into a second order lowpass filter; Means for controlling as a secondary lowpass filter having various attenuation characteristics, and (3) calculating a voltage change depending on a difference between a filter voltage command value and a currently detected filter voltage and converting the PWM into a PWM inverter. Means for outputting as a voltage command value for control.
여기서 상기 정현파필터는 3상 리액터 Lf와 3상 커패시터 Cf로 구성되어 있는 LC필터로서, 의 수학식(단, x는 각각 u상, v상, w상의 PWM 인버터 출력전압 vix, 커패시터 전류 iCx, 인덕터 전류 iLx)으로 정의되고, Here, the sine wave filter is an LC filter composed of a three-phase reactor Lf and a three-phase capacitor Cf, Where x is defined by u-phase, v-phase, and w-phase PWM inverter output voltage v ix , capacitor current i Cx , inductor current i Lx ,
상기 단계 및 수단 (1)에서 정현파필터의 회로를 동기좌표계로 정의한 수학식은 In the step and means (1), the equation of the circuit of the sine wave filter
과 같은 것을 특징으로 한다. (단, Vix: PWM 인버터 출력 상전압, Lf: 각 상당 필터 리액턴스, iLx: 필터 리액터 전류, Cf: 성형 결선에서의 각 상당 필터 커패시턴스, Vcx: 필터 커패시터의 상전압, Icx: 필터 커패시터의 상전류, imx: 유도전동기 상전류, ': 미분기호, ": 2차 미분기호, *: 지령값, A와 B는 상수, v* cdq: 전류제어기에서 출력되는 전압의 동기좌표계에서의 값, vcdq: 커패시터 전압센싱 및 변환부에서 출력되는 전압의 동기좌표계에서의 값, imdq: 모터전류 센싱 및 변환부에서 출력되는 전류의 동기좌표계에서의 값, vidq: PWM제어를 위한 전압지령값으로서 동기좌표계에서의 값) It is characterized by the same. (V ix : PWM inverter output phase voltage, L f : each equivalent filter reactance, i Lx : filter reactor current, C f : each equivalent filter capacitance in the molded connection, V cx : phase voltage of the filter capacitor, I cx : Phase current of filter capacitor, i mx : Induction motor phase current, ': Undifferential sign, ": 2nd undifferential sign, *: Command value, A and B are constants, v * cdq : In synchronous coordinate system of voltage output from current controller , V cdq : value in the synchronous coordinate system of the voltage output from the capacitor voltage sensing and converter, i mdq : value in the synchronous coordinate system of the current output from the motor current sensing and converter, v idq : for PWM control Value in the synchronous coordinate system as the voltage command value)
상기 단계 및 수단 (2)에서 감쇠비율을 결정하는 변수로서 사용자가 원하는 값으로 설정하는 것은 상기 수학식의 (zeta)를 통해서 이루어지는 것을 특징으로 한다. In the step and means (2), setting the desired value as a variable for determining the attenuation ratio is based on the above equation. It is characterized by made through (zeta).
상기 단계 및 수단 (3)에서 필터전압 지령값과 현재 검출한 필터 전압의 차이에 따른 전압 변화분을 계산하는 것은, 제어 지령값과 현시점에서 검출한 필터 전압의 차이를 이용하여 전압 변화분을 계산하는 것을 특징으로 한다. 여기서, 제 어 지령값과 현시점에서 검출한 필터 전압의 차이를 이용하여 전압 변화분을 계산하는 것은 아래의 수학식에 의해 이루어지는 것이 바람직하다.Calculating the voltage change according to the difference between the filter voltage command value and the currently detected filter voltage in the step and means (3), calculates the voltage change using the difference between the control command value and the filter voltage detected at this time. Characterized in that. Here, it is preferable to calculate the voltage change using the difference between the control command value and the filter voltage detected at the present time by the following equation.
이상의 구성은 실제로 컴퓨터 프로그램에 의해 구현할 수 있고, 순수 하드웨어에 의해서도 구성가능하다. The above configuration can actually be implemented by a computer program, and can also be configured by pure hardware.
이하 첨부된 도면을 이용하여 발명의 상세한 내용을 설명하고자 한다.Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
도 1은 인덕터와 커패시터로 구성된 정현파필터를 포함하는 전력 변환 시스템의 구성도로서, 특히 3상 유도전동기(induction motor)를 구동하기 위한 개략적 시스템 구성을 나타내고 있다. 1 is a configuration diagram of a power conversion system including a sinusoidal filter composed of an inductor and a capacitor, and in particular, shows a schematic system configuration for driving a three-phase induction motor.
PWM 인버터(10)는 3상 전압형 인버터로 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)를 스위칭 소자로 사용할 수 있으나, 실제로는 IGCT(Integrated Gate Commutated Thyristor), MOSFET 등의 소자도 사용가능함은 물론이다. 정현파(LC) 필터(20)는 3상 리액터 Lf와 3상 커패시터 Cf로 구성되어 있다. 3상 커패시터 Cf는 성형(star) 결선 방식이나 삼각(delta) 결선 방식으로 구성할 수 있다. 도 1에서는 해석상의 편의를 위해 성형 결선을 가정하여 표시하였으나 삼각 결선 방식이라도 성형 결선으로 등가화시켜 생각할 수 있다. 필터 출력단에는 3상 유도전동기(30)가 연결되어 있다. 여기서 유도전동기(IM)(30)가 연결된 부하측을 전원에 연결하는 PWM 컨버터의 경우는 도 1과 동일한 구조를 갖지만 필터 출력이 전원에 연결된 점 이 다를 뿐이다. 따라서 정현파필터의 제어 알고리즘은 동일하게 적용할 수 있다.The
도 1에서, Vix: PWM 인버터 출력 상전압, Lf: 각 상당 필터 리액턴스, iLx: 필터 리액터 전류, Cf: 성형 결선에서의 각 상당 필터 커패시턴스, Vcx: 필터 커패시터의 상전압, Icx: 필터 커패시터의 상전류, imx: 유도전동기 상전류를 나타내고, 이하의 설명에서 '는 미분기호, "는 2차 미분기호, *는 지령값, suffix는 3상 시스템의 각 상(x=u, v, w)을 의미하는 것으로 전제한다. 1, V ix : PWM inverter output phase voltage, L f : each equivalent filter reactance, i Lx : filter reactor current, C f : each equivalent filter capacitance in the molded connection, V cx : phase voltage of the filter capacitor, I cx : phase current of the filter capacitor, i mx : induction motor phase current. In the following description, 'differential sign', 'differential differential sign', * is command value, and suffix is each phase of three-phase system (x = u, v, w) is assumed.
도 1에서 3상 정현파필터 회로는 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.In FIG. 1, the three-phase sine wave filter circuit may be represented by
수학식 1에서 x는 각각 u상, v상, w상의 인버터 출력전압 vix, 커패시터 전류 iCx, 인덕터 전류 iLx를 나타낸다.In
수학식 1을 정지좌표계로 변환하면 수학식 2와 같다.
아래 수학식 3은 정지좌표계의 변수를 복소수 형태로 전개하여 표시한 것이 다.Equation 3 below shows the variables of the stationary coordinate system expanded in complex form.
본 발명의 알고리즘을 원활히 수행하기 위하여 수학식 2를 동기좌표계로 변환하면 수학식 4와 같다. In order to smoothly execute the algorithm of the present invention, Equation 2 is converted to Equation 4 as shown in Equation 4 below.
수학식 5는 동기좌표계의 변수를 복소수 형태로 전개하여 표시한 것이다.Equation 5 expands and displays the variable of the synchronous coordinate system in a complex form.
먼저 부하가 연결되지 않은 상태를 고찰해 본다. 이 경우에는 수학식 4에서 전동기 출력 전류와 관련된 항이 모두 제외되므로 수학식 6과 같다. 그리고 새로운 제어변수 를 정의한다. 이는, 본 발명의 알고리즘 수행을 위해서, 동기좌표계에서 새로운 제어 변수를 정의하고 정현파필터의 전달 함수를 2차 저역통과 필터의 형태로 변형시키기 위한 것이다. 수학식 6에서와 같이 제어 변수를 정의하고 이를 이용하여 출력 전압을 발생시킴으로써 LC 필터를 2차 저역통과 필터와 동일하게 제어할 수 있으며 부하의 급격한 변화나 출력 전압 지령값의 빠른 변화시 발생할 수 있는 LC 회로의 공진을 제어할 수 있다. First consider the state that the load is not connected. In this case, since all terms related to the motor output current are excluded from Equation 4, Equation 6 is obtained. And new control variables Define. This is to define a new control variable in the synchronous coordinate system and to transform the transfer function of the sinusoidal filter into a second order lowpass filter in order to perform the algorithm of the present invention. By defining a control variable and generating the output voltage using Equation 6, the LC filter can be controlled in the same way as the secondary lowpass filter, which can occur during rapid changes in load or rapid change in output voltage command value. The resonance of the LC circuit can be controlled.
수학식 6은, 정현파필터 제어부의 감쇠비율을 사용자가 원하는 값으로 설정하여 다양한 감쇠 특성을 가지는 2차 저역통과 필터로 제어할 수 있도록 하는 기능을 구현함을 나타낸다. 즉, 제어 변수를 정의하는 수학식 6에서 (zeta)는 감쇠비를 결정하는 변수로서 사용자가 원하는 값으로 설정 가능하다. 수학식 6의 전달함수는 수학식 7과 같으며, 2차 저역통과 필터와 동일한 형태를 갖게 됨을 알 수 있다.Equation 6 indicates that the function of enabling the second low pass filter having various attenuation characteristics to be controlled by setting the attenuation ratio of the sinusoidal filter control unit to a desired value. That is, in Equation 6 defining the control variable (zeta) is a variable that determines the attenuation ratio and can be set to a value desired by the user. The transfer function of Equation 6 is the same as Equation 7, and it can be seen that it has the same form as the second-order lowpass filter.
수학식 6에서 커패시터 전압의 변화율을 수학식 8과 같이 근사화시킨다.In Equation 6, the change rate of the capacitor voltage is approximated as in Equation 8.
수학식 8은 검출한 필터 전압과 필터 전압 지령값으로부터 필터 전압의 변화분을 미리 계산하여 필터의 입력 전압(인버터 출력 전압)을 계산하는 알고리즘을 나타낸다. 수학식 8에서는 전압의 변화분을 계산할 때, 종래기술에 따른, 현시점에서 검출한 필터 전압과 한 제어주기 전에 검출한 필터 전압의 차이를 이용하지 않고, 제어 지령값과 현시점에서 검출한 필터 전압의 차이를 이용하여 전압 변화분을 계산하는 방식을 나타내고 있다. 이러한 방식을 채택하면 검출한 전압의 차이를 이용하는 방식보다 하나의 제어 주기만큼 지연이 감소하게 되어 시스템의 안정성에 매우 효과적이다.Equation 8 shows an algorithm for calculating the input voltage (inverter output voltage) of the filter by preliminarily calculating the change in the filter voltage from the detected filter voltage and the filter voltage command value. In Equation 8, when calculating the change in voltage, the control command value and the filter voltage detected at the present time are not used without using the difference between the filter voltage detected at the present time and the filter voltage detected before one control period according to the prior art. The method of calculating the voltage change using the difference is shown. This method reduces the delay by one control period than the method using the detected voltage difference, which is very effective for the stability of the system.
수학식 8을 수학식 6에 대입하여 필터를 제어하기 위한 인버터 출력 전압의 지령값 vidq를 구하면 수학식 9가 된다. Substituting Equation 8 into Equation 6, the command value v idq of the inverter output voltage for controlling the filter is obtained.
부하가 연결된 상태에서는 부하 전류에 의해 발생되는 전압 강하 성분을 더해 준 다. When the load is connected, the voltage drop caused by the load current is added.
수학식 10은 부하 전류로 인한 전압강하를 보상하기 위한 수학식이다.
따라서 인버터의 출력 전압 지령값 vidq는 필터 제어를 위한 전압과 부하 전류를 보상하기 위한 전압의 합으로 나타낼 수 있으며, 이는 수학식 11과 같다.Therefore, the output voltage command value v idq of the inverter may be expressed as the sum of the voltage for controlling the filter and the voltage for compensating the load current, which is expressed by Equation (11).
여기서, A와 B는 각각 수학식 9에서, 괄호 안에 들어있는 수식을 상수로서 표현한 것이다.Here, A and B are expressions expressed in parentheses in Equation 9 as constants, respectively.
이상에서와 같이, 인버터 출력전압 지령값 vidq를 v* cdq, vcdq, imdq (수학식 10에서 vidq_ff와의 관계에서 용이하게 구해짐)로부터 생성할 수 있음을 설명하였다. As described above, it has been explained that the inverter output voltage command value v idq can be generated from v * cdq , v cdq , and i mdq (easily obtained in relation to v idq_ff in Equation 10).
도 2는 앞에서 설명한 수식으로 설명되는 본 발명에 따른 정현파필터 제어 알고리즘을 실제로 구현하기 위한 구조도로서, 소프트웨어 또는 하드웨어로 구성할 수 있다. 여기서 출력 전압과 출력 전류는 앞에서 서술한 바와 같이 동기좌표계로 변환된 값이며 모두 벡터량이다. 벡터제어기(주지의 구성요소임)의 VVVF(variable voltage, variable frequency) 또는 전류제어기(200)의 출력 v* cdq 및, 커패시터 전압센싱 및 변환부(300)에서 출력되는 전압 vcdq와 모터전류 센싱 및 변환부(400)에서 출력되는 전류 imdq 를 입력신호로 하여 앞에서 수학식을 통해 설명한 알고리즘을 구현하는 정현파필터 제어부(100)에서 제어 변수값을 계산하는 구조로 되어 있다. 2 is a structural diagram for actually implementing a sine wave filter control algorithm according to the present invention described by the above-described formula, and may be configured by software or hardware. Here, the output voltage and the output current are values converted into the synchronous coordinate system as described above, and are both vector quantities. VVVF (variable voltage, variable frequency) of the vector controller (main component) or the output v * cdq of the
도 2에서, 정현파필터 제어부(100)를 설명하면 다음과 같다. 우선, 전류제어기(200)에서 출력되는 전압 v* cdq에 수학식 9에서 도출된 상수 A를 곱하는 수단(130), 커패시터 전압센싱 및 변환부(300)에서 출력되는 전압 vcdq에 수학식 9에서 도출된 상수 B를 곱하는 수단(140), A 및 B를 곱한 값을 더하는 제1가산기(110), 모터전류 센싱 및 변환부(400)에서 출력되는 전류 imdq를 수학식 10을 구현하는 수단(150)에 의해 vidq_ff로 변환하는 수단(150), 그리고 상기 제1가산기(110)에서 출력되는 값과 상기 수단(150)에서 출력되는 값을 더하는 제2가산기(120)를 포함하여, 최종적으로 PWM제어를 위한 전압지령값 vidq가 출력된다. 이 vidq는 PWM 변 조기(500)에 인가되어 PWM 제어에 사용됨으로써 본 발명의 목적, 즉 정현파필터의 순시전압 제어를 수행할 수 있게 된다. 여기서 vidq는 동기좌표계에서 계산된 값으로서 정현파로 구현되는 인버터 출력을 의미한다.In FIG. 2, the sine wave
상기 정현파필터 제어부(100)는 소프트웨어에 의해서 구현하였지만, 하드웨어에 의해서도 구현가능함은 당업자에게 자명하다. 소프트웨어에 의해서 구현할 경우에는 이 소프트웨어 프로그램은 컴퓨터 기록 매체에 저장될 수 있다. 컴퓨터 기록 매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽혀질 수 있도록 프로그램 및 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록매체를 포함한다. 그 예로는, ROM, RAM, CD, DVD-ROM, 자기테이프, 플로피 디스크, 광데이터 저장장치 등이 있으며, 또한 인터넷을 통한 전송의 형태로 구현되는 것도 여기에 포함된다. 즉, 이러한 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어, 분산 방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.Although the sine wave
도 3은 본 발명에 따른 제어방법을 적용하지 않은 경우의 정현파필터 출력 파형(X)과 본 발명의 제어방법을 적용한 경우의 정현파필터 출력 파형(Y)을 실측한 데이터이다. 도 3의 (a)에서는 완전한 정현파가 아닌 진동성분이 포함되어 있지만, (b)에서는 거의 완벽한 정현파가 나오고 있음을 볼 수 있다.FIG. 3 shows data of the sine wave filter output waveform X when the control method according to the present invention is not applied and the sine wave filter output waveform Y when the control method according to the present invention is applied. In FIG. 3 (a), the vibration component is included instead of the complete sinusoidal wave, but in (b), the almost perfect sinusoidal wave comes out.
본 발명에 따르면 다음과 같은 효과를 얻을 수 있다. 첫째 본 발명은 제어를 위한 신호 검출을 최소화하도록 필터의 출력 전압만을 검출한다. 둘째, 기존의 제 어 시스템에서 사용하는 좌표 변환이론과 변환 프로그램을 그대로 이용하고 필터 공진을 제어하기 위한 항을 추가하고 있어 구현이 쉽고 간단하다. 셋째, 본 제어 알고리즘은 파라메터 변동에 강인한 특성을 가지고 있다. 즉, 운전조건이나 시간에 따라인덕턴스나 커패시턴스가 ±20%까지 변동해도 제어의 안정성이 깨지지 않는다. 넷째, 필터의 공진 주파수와 제어기의 샘플링 주파수간 이격이 크지 않아도 되므로 제어 범위가 상대적으로 높으며, 이는 필터의 크기가 줄어드는 효과가 있다. 다섯째, 본 발명은 출력 전압의 미분값을 사용하지 않기 때문에 노이즈에 강인한 특성을 가지고 있다.According to the present invention, the following effects can be obtained. First, the present invention detects only the output voltage of the filter to minimize signal detection for control. Second, it is easy and simple to implement because it uses the coordinate transformation theory and transformation program used in the existing control system and adds the term to control the filter resonance. Third, this control algorithm is robust to parameter fluctuations. In other words, even if the inductance or capacitance fluctuates by ± 20% depending on the operating conditions or time, the stability of the control is not broken. Fourth, since the separation between the resonant frequency of the filter and the sampling frequency of the controller does not have to be large, the control range is relatively high, which has the effect of reducing the size of the filter. Fifthly, the present invention has a characteristic that is robust against noise because it does not use the derivative value of the output voltage.
Claims (11)
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KR1020070063009A KR100866414B1 (en) | 2007-06-26 | 2007-06-26 | Method and apparatus for controlling 3 phase lc filter for driving induction motor |
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KR1020070063009A KR100866414B1 (en) | 2007-06-26 | 2007-06-26 | Method and apparatus for controlling 3 phase lc filter for driving induction motor |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN113574789A (en) * | 2019-03-19 | 2021-10-29 | Ls电气株式会社 | Inverter control device and method |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20010106727A (en) * | 2000-05-23 | 2001-12-07 | 송재인 | Automatic gain control circuit |
JP2006006002A (en) | 2004-06-16 | 2006-01-05 | Hitachi Ltd | Power converter for rolling stock |
-
2007
- 2007-06-26 KR KR1020070063009A patent/KR100866414B1/en active IP Right Grant
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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