KR100862726B1 - 통신 시스템의 신호 송신 방법 및 수신 방법 - Google Patents

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Abstract

통신 시스템에서 다중 경로 채널을 통하여 신호를 송신할 때, 사용자에 대한 연속 직교 확산 코드를 생성하고, 연속 직교 확산 코드를 이용하여 사용자 신호를 확산 변조하여 확산 신호를 생성한다. 그리고 확산 신호가 프리-레이크 결합되어 송출된다. 다음, 수신기에서 하나의 경로에 대한 정합 필터로 수신 신호를 처리한다.
프리-레이크, CDM, CDMA, 경로, 정합 필터, 연속 직교 확산 코드, ZCD

Description

통신 시스템의 신호 송신 방법 및 수신 방법{METHOD OF TRANSMITTING AND RECEIVING SIGNAL IN COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템을 개략적으로 나타내는 도면이다.
도 2는 도 1의 통신 시스템의 송신부의 개략적인 블록도이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 송신부에서 송신 신호를 생성하는 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 4는 2진 ZCD 확산 코드의 자기 상관 특성 및 상호 상관 특성을 나타내는 도면이다.
도 5는 3개의 경로를 가지는 레일레이 페이딩 환경 및 다중 접속 환경에서의 32칩을 가지는 왈쉬-하다마드(Walsh-Hadamard) 확산 코드에 프리-레이크 기법이 결합된 CDM/CDMA 무선 통신 시스템의 비트 오류율 성능을 나타내는 도면이다.
도 6은 3개의 경로를 가지는 레일레이 페이딩 환경 및 다중 접속 환경에서의 32칩을 가지는 연속 직교 확산 코드에 프리-레이크 기법이 결합된 CDM/CDMA 무선 통신 시스템의 비트 오류율 성능을 나타내는 도면이다.
본 발명은 통신 시스템의 신호 송신 방법 및 수신 방법에 관한 것으로, 특히 프리-레이크 방식을 이용한 신호 송신 방법 및 수신 방법에 관한 것이다.
기존의 프리-레이크(pre-rake) 전송 방식은 TDD(time division duplex)를 이용한 코드 분할 다중화(code division multiplexing, CDM)/코드 분할 다중 접속(code division multiple access, CDMA) 시스템의 기지국에 적용하면, 단말이 별도의 다이버시티 합성회로가 없이도 레이크 수신기와 동등한 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
프리-레이크 전송 방식은 1개의 경로로 신호를 전송하는 일반적인 CDM/CDMA 방식보다도 많은 경로의 신호를 송신하기 때문에, 무선 통신 시스템이 갖는 고질적인 간섭 문제인 다중 경로 간섭(MPI, multi-path interference) 또는 다중 접속 간섭(MAI, multiple access interference)의 영향을 많이 받는다. 따라서 프리-레이크 전송 방식을 통신 시스템에 사용하면, 통신 시스템의 비트 오류율(bit error rate, BER) 성능이 크게 열화되어 데이터의 수신 효율이 크게 떨어지는 문제점이 있다.
이러한 간섭을 완화하기 위해서는 간섭 제거기를 통신 시스템에 추가로 적용해야 하나, 현재 효율적인 간섭 제거 기술은 없으며, 또한 간섭 제거 기술은 구현하기도 힘들 뿐만 아니라 하드웨어적인 부담을 키우므로, 단말을 간단하게 하기 위해 사용되는 프리-레이크의 장점을 잃게 한다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 프리-레이크 전송 방식을 사용하는 경우에 발생하는 간섭 문제를 줄일 수 있는 통신 시스템의 신호 송신 방법 및 수신 방법을 제공하는 것이다.
이러한 과제를 해결하기 위해, 본 발명의 한 특징에 따르면 통신 시스템에서 다중 경로 채널을 통하여 신호를 송신하는 방법이 제공된다. 이 송신 방법은, 사용자에 대한 연속 직교 확산 코드를 생성하는 단계, 상기 연속 직교 확산 코드를 이용하여 사용자 신호를 확산 변조하여 확산 신호를 생성하는 단계, 그리고 상기 확산 신호를 프리-레이크 결합하여 송신하는 단계를 포함한다.
이때, 상기 다중 경로 채널에 대한 채널 임펄스 응답이 상기 확산 신호에 결합되어 프리-레이크 결합될 수 있다.
그리고 상기 연속 직교 확산 코드는 일정 시간 구간 동안 연속적으로 직교 특성을 가지는 확산 코드이거나, 일정 시간 구간 동안 자기 상관치 및 상호 상관치가 0일 수 있다. 또는, 상기 연속 직교 확산 코드는 ZCD(zero correlation duration), ZCZ(zero correlation zone) 및 LAS(large area synchronous) 중 어느 하나를 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 특징에 따르면, 통신 시스템에서 다중 경로 채널을 통하여 신호를 수신하는 방법이 제공된다. 이 수신 방법은, 프리-레이크 결합된 송신 신호를 상기 다중 경로 채널을 통하여 수신하는 단계, 그리고 하나의 경로에 대한 정합 필터로 상기 수신한 신호를 처리하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 특징에 따른 송신 방법은, 일정 시간 구간 동안 연속적으로 직교 특성을 가지는 확산 코드를 이용하여 사용자 신호를 확산 변조하는 단계, 상기 확산 변조된 확산 신호에 상기 다중 경로 채널에 대한 채널 임펄스 응답을 결합하는 단계, 그리고 상기 채널 임펄스 응답이 결합된 확산 신호를 송신하는 단계를 포함한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "…부", "…기", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
이제 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템의 신호 송신 방법 및 수신 방법에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템을 개략적으로 나타내는 도면이 다.
도 1에 도시한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템은 다중 경로 채널(300)을 통해 연결된 송신부(100)와 수신부(200)를 포함한다. 송신부(100)는 기지국에 형성될 수 있으며, 입력 신호를 확산 변조한 후 프리-레이크 결합하여 송출한다. 수신부(200)는 단말에 형성될 수 있으며, 다중 경로 채널(300)을 거쳐 송신부(100)에서 송출된 신호를 수신한 후 수신 신호를 복원한다.
다음, 본 발명의 실시예에 따른 송신부(100) 및 송신부(100)에서 입력 신호를 프리-레이크 결합하여 송출하는 방법에 대해서 도 2 및 도 3을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 송신부(100)의 개략적인 블록도이며, 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 송신부(100)에서 송신 신호를 생성하는 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 2에 도시한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 송신부(100)는 1차 변조부(110), 연속 직교 확산 코드 발생부(120), 확산 변조부(130), 프리-레이크 결합부(140) 및 송신 안테나(150)를 포함한다.
도 3을 보면, 1차 변조부(110)는 소정 사용자를 위한 데이터를 변조하며(S310), PSK(phase shift keying) 변조를 비롯하여 QPSK(quadrature phase shift keying), QAM(quadrature amplitude modulation) 등과 같은 다양한 디지털 변조 방식을 사용할 수 있다. 연속 직교 확산 코드 발생부(120)는 일정 시간 구간 동안 연속적으로 직교 특성을 가지는 확산 코드(이하, "연속 직교 확산 코드"라 함)를 발 생하고(S320), 확산 변조부(130)는 연속 직교 확산 코드를 이용하여 1차 변조부(110)에서 변조된 데이터 심볼 값을 확산 변조한다(S330). 프리-레이크 결합부(140)는 확산 변조된 송신 신호를 프리-레이크 합성 신호로 변환시켜 송신 안테나(150)를 통하여 송출한다(S340).
구체적으로, 송신부(100)의 확산 변조부(130)는 1차 변조부(110)에서 변조된 입력 신호를 확산 변조하고, 프리-레이크 결합부(140)는 확산 변조된 확산 신호를 프리-레이크 결합하여 송출하며, 송출되는 송신 신호는 수학식 1로 표현된다.
Figure 112007032929411-pat00001
여기서, ss(t)는 입력 신호가 확산 변조부(130)에서 확산 변조된 확산 신호이고, βl는 채널 임펄스 응답의 시간 반전된(time inverted) 값이고 β* l은 βl의 복소 공액값(conjugated complex)이다. U는 정규화된 파라미터로서 프리-레이크 결합된 출력 신호의 전력이 일정하도록 하기 위해 사용되며 수학식 2와 같이 주어진다.
Figure 112007032929411-pat00002
수학식 1과 같이 확산 신호[ss(t)]는 프리-레이크 결합부(140)에서 시간 반 전된 채널 임펄스 응답과 결합되며, 다중 경로 채널(300)의 채널 임펄스 응답[hk(t)]은 도 1에 도시된 것처럼 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007032929411-pat00003
여기서, L은 채널 경로의 수이고, βk,l은 경로 이득(path gain)이며 모든 k, l에 대하여 IID(independent identically distributed) 레일레이(Rayleigh) 랜덤 변수이다.
Figure 112007032929411-pat00004
은 위상을 나타내며 [0,π)에서 균일하게 분포한다. Tc는 확산 부호의 1칩 구간에 해당하며, E[βk,l]은 1이라 가정한다.
TDD(time division duplex) 시스템의 경우, 채널 변동이 거의 없는 환경에서는 연속하는 두 개의 상향 링크 타임 슬롯과 하향 링크 타임 슬롯 사이에 채널 임펄스 응답[hk(t)]은 변화 없이 일정하다고 가정할 수 있다. 그러면 기지국은 상향 링크 시간 구간에 단말들로부터 레이크 수신기 등을 이용하여 신호를 수신해서 원하는 사용자 k에 대한 채널 임펄스 응답[hk(t)]을 추정할 수 있다.
한편, 수학식 1의 송신 신호가 다중 경로 채널(300)을 통과해서 수신기(200)로 수신되는 수신 신호는 수학식 4와 같이 표현된다.
Figure 112007032929411-pat00005
이때, 수학식 4에 따라 수신 신호는 총 (2L-1)개의 경로를 가진다.
또한 [t=(L-1)Tc] 시간에 해당하는 경로에 맞춰진 수신기(200)의 정합 필터(matched filter)의 출력값은 수학식 5와 같이 된다.
Figure 112007032929411-pat00006
여기서, G는 프로세스 이득이다.
그리고 CDM/CDMA 통신 시스템에서 사용자 k에 대한 연속 직교 확산 코드와 수학식 3의 채널 임펄스 응답을 사용한 경우에, 수학식 1의 송신 신호[sk(t)]는 수학식 6과 같이 표현된다.
Figure 112007032929411-pat00007
여기서, P는 송신 신호 전력, ω는 캐리어 주파수, bk(t)는 1차 변조부(110)에서 변조된 구간 T를 가지는 사용자 k의 데이터열을 나타내며, 현재 비트는 b0 k, 이전 비트는 b-1 k, 다음 비트는 b1 k로 나타낸다. ak(t)는 구간 Tc 및 코드 길이 N=T/Tc를 가지는 연속 직교 확산 코드이다. 여기서 비트와 칩의 파형은 구형파로 가정한다.
그리고 Uk는 정규화 파라미터이며, 경로의 수와 관계없이 송신 전력을 일정하게 유지해 주는 역할을 하며, 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007032929411-pat00008
다음, 본 발명의 실시예에 따른 수신부(200)에서 송신 신호를 수신하여 처리하는 방법에 대해서 상세하게 설명한다.
구체적으로, 하향 링크 타임 슬롯 동안 단말 사용자 i의 수신부(200)에서 수신된 신호[ri(t)]는 부가적인 백색 가우시안 잡음(additive white Gaussian noise) [n(t)]과 다중 경로 채널(300)에 의해 수학식 8과 같이 표현된다.
Figure 112007032929411-pat00009
여기서, n(t)는 N0/2의 전력 스펙트럼 밀도를 가지는 부가적인 백색 가우시안 잡음 성분을 의미한다.
수학식 8에 수학식 6을 적용하면 (2L-1)개의 경로를 포함하는 채널 출력을 얻게 되는데, 이 중 (2L-1)개의 경로 중 가운데 경로인 (j+1=L-1)에 해당하는 경로에서 가장 큰 피크값을 가지게 된다.
따라서 수신부(200)는 이 피크에 해당하는 경로(j+1=L-1)에 동기시키기 위한 1개의 정합 필터로 신호를 수신하여 처리할 수 있으므로, 경로마다 정합 필터가 필 요한 기존의 레이크 수신기보다 간단한 구조를 가질 수 있다. 이때 (i=1)을 수신부(200)에서 정합되는 사용자라고 하면, 사용자 1의 정합 필터의 출력(Z)은 수학식 9와 같이 된다.
Figure 112007032929411-pat00010
여기서,
Figure 112007032929411-pat00011
는 N0T/4의 분산을 가지는 가우시안 랜덤 변수이며, D는 수신 신호에서 원하는 항목을 나타내고, S는 다중 경로 간섭, 즉 자기 간섭(self interference)을 나타내며, M은 다중 접속 간섭, 즉 다중 사용자 간섭(multi-user interference)을 나타낸다.
구체적으로, D는 수학식 8에서 (k=1)이고 (j+1=L-1)일 때의 현재 비트(b1 0)에 대해서 계산되는 부분이며, 수학식 10과 같이 주어진다.
Figure 112007032929411-pat00012
그리고 다중 경로 간섭(S)은 수학식 6, 8 및 9에 (k=1)과 (j+1≠L-1)을 적용하면 수학식 11과 같이 표현된다.
Figure 112007032929411-pat00013
여기서
Figure 112007032929411-pat00014
는 수학식 12와 같이 표현된다.
Figure 112007032929411-pat00015
여기서 Ck,i(m)는 이산 비주기 상호 상관 함수(aperiodic cross-correlation function)를 나타낸다.
또한, Ci,i를 Ci로 나타내고 Ci(m)=Ci(-m)의 관계를 사용하면 수학식 11 및 12로부터 수학식 13을 유도할 수 있다.
Figure 112007032929411-pat00016
수학식 13에서, 각 항은 모든 j와 m에 대해서 평균이 0이며, 위상값이 독립적이기 때문에 상관 특성이 없다(uncorrelated).
따라서 S의 분산값을 구하면 수학식 14와 같이 된다.
Figure 112007032929411-pat00017
그리고 다른 사용자에 의해서 발생하는 다중 접속 간섭(A)은 수학식 6, 8 및 9에서 (k>1)로 설정함으로써 유도할 수 있으며, 수학식 15과 같이 표현된다.
Figure 112007032929411-pat00018
수학식 15는 수학식 16 및 17에 표현한 것처럼 (m=j)일 때와 (m≠j)일 때의 두 부분으로 나눌 수 있다.
Figure 112007032929411-pat00019
Figure 112007032929411-pat00020
여기서, 코사인(cos) 함수 내부의 모든 위상이 독립적이므로, 수학식 16과 17은 모두 평균이 0이며 모든 항은 상관 특성이 없다(uncorrelated).
특히, 왈쉬-하다마드 코드와 같은 한점 직교 코드를 사용하면, 수학식 16의 전 주기 상관[Ck,i(0)]은 0이 된다.
따라서 다중 접속 간섭(A)의 분산 값을 구하면 수학식 18과 같이 된다.
Figure 112007032929411-pat00021
여기서, Q는 수학식 19와 같이 표현된다.
Figure 112007032929411-pat00022
이때,
Figure 112007032929411-pat00023
이 되며 이는 앞에서 설명한 송신 전력을 일정하게 하기 위한 조건과 일치한다.
또한, 수학식 14와 18에 있는 모든 C2 k,1(m)을 아래의 수학식 20과 같은 기대값으로 대체하여 표현할 수 있다.
Figure 112007032929411-pat00024
일반적인 한점 직교 코드를 사용하는 경우에 대해서는 수학식 20을 유도하기 위해 랜덤 확산 코드를 사용할 수 있다. 그러나 앞서 설명한 것처럼 본 발명의 실시예에 따른 송신부(100)에서 사용되는 코드는 ZCD(zero correlation duration), ZCZ(zero correlation zone), LAS(large area synchronous) 등의 연속 직교 확산 코드이다. 이 경우에 연속 직교 확산 구간에 대해서는 수학식 21이 적용된다.
Figure 112007032929411-pat00025
다음, 송신부(100)에서 연속 직교 확산 코드를 사용한 경우의 비트 오류율 특성에 대해서 도 4 내지 도 6을 참조하여 상세하게 설명한다. 도 4 내지 도 6에서는 연속 직교 확산 코드를 ZCD 확산 코드를 예로 들어서 설명하지만, 다른 연속 직교 확산 코드도 본 발명의 실시예에 적용될 수 있다.
도 4는 2진 ZCD 확산 코드의 자기 상관 특성 및 상호 상관 특성을 나타내는 도면이다.
먼저, 도 4를 참조하여 연속 직교 확산 코드의 상관 특성에 대해서 설명한다.
칩 주기 N을 가지는 임의의 2개의 ZCD 확산 코드
Figure 112007032929411-pat00026
과
Figure 112007032929411-pat00027
가 존재할 때, 시간 시프트(τ)에 대한 주기 상관 함수(periodic correlation function)와 비주기 상관 함수(aperiodic correlation function)는 각 각 수학식 22 및 23과 같이 주어진다.
Figure 112007032929411-pat00028
Figure 112007032929411-pat00029
여기서,
Figure 112007032929411-pat00030
,
Figure 112007032929411-pat00031
은 각각 확산 코드의 한 칩(chip)이다.
이때, 연속 직교 특성을 갖는 2진 ZCD 확산 코드와 3진 ZCD 확산 코드의 생성식을 예를 들어 수학식 24 및 25와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007032929411-pat00032
Figure 112007032929411-pat00033
수학식 24 및 25에서, N은 확산 코드의 주기, '+'와 '-'는 각각 '+1'과 '-1'을 의미하며, A, B, C, D는 각각 확산 코드 내에서 '+1'과 '-1'로 이루어지는 칩 구성을 말하며, Zi는 3진 ZDC 확산 코드에 삽입되는 0의 개수를 의미한다.
수학식 24로 생성된 2진 ZCD 확산 코드의 최대 ZCD 구간은 (0.5N+1)이며, 수학식 25의 3진 ZCD 확산 코드의 최대 ZCD 구간은 (0.75N+1)이다.
도 4를 보면, 64칩의 주기를 가지는 1쌍의 2진 ZCD 확산 코드의 자기 상관 함수값과 상호 상관 함수값이 도시되어 있다. 이때, 64칩의 (N/2+1), 즉 (64/2+1)에 해당하는 33칩에 해당하는 구간 내에서 두 코드간의 상호 상관치가 0이 되는 것을 확인할 수 있다. 또한 이 구간 내에서 자기 상관 함수의 피크치 주변의 사이드 러브(side lobe)에서는 자기 상관치가 0이 되는 것을 알 수 있다.
다음, 도 5 및 도 6을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템의 비트 오류율 특성에 대해서 설명한다.
본 발명의 실시예와 달리, 랜덤 확산 변수를 사용하는 통신 시스템에서는 C2 k,1(m)에 대해서 수학식 20이 적용된다. 따라서 수학식 20을 수학식 14와 18에 적용하고, 수학식 9의 수신기 출력(Z)을 가우시안 랜덤 변수로 가정하고, 1차 변조부에서
Figure 112007032929411-pat00034
의 조건을 가지는 BPSK 변조가 수행되는 것으로 가정하면, 비트 오류율 특성은 수학식 26과 같이 표현된다.
Figure 112007032929411-pat00035
수학식 26에서 Y는 잡음과 간섭을 포함하는 SINR(signal to interference plus noise ratio)이고, D2/2var(Z)로 주어진다. 여기서, var(Z)은 가우시안 랜덤 변수(Z)의 분산을 나타낸다. 따라서 Y는 수학식 27과 같이 표현된다.
Figure 112007032929411-pat00036
여기서
Figure 112007032929411-pat00037
는 수신된 신호 대 잡음비의 평균값을 나타내며, 다중 경로 간섭(S)와 관련된 χ와 μ는 아래의 수학식 28과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007032929411-pat00038
수학식 28에서 알 수 있듯이, 랜덤 확산 코드를 사용하는 통신 시스템은 다중 경로 수(L)와 사용자 수(K)의 증가에 따라 간섭이 증가하고 SINR(Y)이 감소함으로써 성능이 저하됨을 알 수 있다.
하지만 본 발명의 실시예와 같이 연속 직교 특성을 갖는 확산 코드를 사용할 경우, 수학식 21을 수학식 14와 수학식 18에 적용하게 되므로, 결과적으로 수학식 27은 간섭 성분이 모두 0이 되어서 수학식 29와 같이 된다.
Figure 112007032929411-pat00039
즉, 다중 경로 간섭(S)과 다중 접속 간섭(A)이 모두 0이 되어 모든 간섭의 영향이 제거된다.
본 발명의 실시예에 따라 연속 직교 확산 코드에 프리-레이크 방식이 결합된 통신 시스템의 성능을 확인하기 위해 표 1과 같은 파라미터를 이용하여 비트 오류율(BER) 성능을 측정하면 도 5 및 도 6과 같다.
Figure 112007032929411-pat00040
도 5는 3개의 경로를 가지는 레일레이 페이딩 환경 및 다중 접속 환경에서의 32칩을 가지는 왈쉬-하다마드 확산 코드에 프리-레이크 기법이 결합된 CDM/CDMA 무선 통신 시스템의 비트 오류율 성능을 나타내다. 도 6은 3개의 경로를 가지는 레일레이 페이딩 환경 및 다중 접속 환경에서의 32칩을 가지는 연속 직교 확산 코드에 프리-레이크 기법이 결합된 CDM/CDMA 무선 통신 시스템의 비트 오류율 성능을 나타내다.
도 5에 도시된 바와 같이, 3개의 경로를 가지는 레일레이 페이딩 환경에서 왈쉬-하다마드 확산 코드에 프리-레이크 기법을 결합하면 사용자 수가 점차 증가할수록 비트 오류율 성능이 점차 열화 됨을 확인할 수 있다. 이는 한점 직교하는 왈쉬-하다마드의 상관 특성으로 인해 전송 채널 상에서 야기되는 다중 경로 페이딩 간섭 또는 다중 접속 간섭 등과 같은 다양한 시간 성분에 대한 내성이 열악함을 알 수 있다.
그러나 본 발명의 실시예가 적용된 3개의 경로를 가지는 레일레이 페이딩 환경 및 다중 접속 환경에서의 32칩을 가지는 연속 직교 확산 코드(2진 ZCD 확산 코드)에 프리-레이크 기법이 결합된 CDM/CDMA 무선 통신 시스템의 비트 오류율 성능은 도 6에 도시된 바와 같이 사용자 수가 증가하더라도 일정한 시간 구간 동안 연속적으로 직교하는 상관 특성으로 인해 다중 경로 페이딩 간섭이나 다중 접속 간섭과 같은 간섭 성분의 영향을 없앨 수 있으며 비트 오류율 성능도 우수함을 확인할 수 있다.
이상, 본 발명의 실시예에서는 TDD를 이용한 CDM/CDMA 시스템을 예로 들어서 설명하였지만, 본 발명은 단말에서 수신한 채널 정보를 기지국에 피드백하여 사용하는 다른 TDD 또는 FDD(frequency division duplex) 시스템에도 적용할 수 있다.
본 발명의 실시예는 이상에서 설명한 장치 및/또는 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하기 위한 프로그램, 그 프로그램이 기록된 기록 매체 등을 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
본 발명의 실시예에 따르면, 일정 시간 구간 동안 연속적으로 직교 특성을 가지는 확산 코드에 프리-레이크 기법이 적용되어서, 일정 시간 내에서 제로가 되는 확산 코드가 발생되어 시스템의 복잡도를 증가시키지 않으면서 간섭을 제거할 수 있다.
기존의 프리-레이크를 이용한 시스템은 다수의 다중 경로로 인해 다중 경로 페이딩 간섭과 다중 접속 간섭이 증가하여 비트 오류율 성능이 레이크 수신기를 이용하는 일반적인 시스템보다도 열화되지만, 본 발명의 실시예에 따르면 일정 시간 구간 동안 연속적으로 직교 특성을 가지는 확산 코드에 프리-레이크 기법이 적용되므로, 비트 오류율을 감소시키는 동시에 탁월한 저잡음 감도를 제공할 수 있다.

Claims (15)

  1. 통신 시스템에서 다중 경로 채널을 통하여 신호를 송신하는 방법에 있어서,
    일정 시간 구간 동안 연속적으로 직교 특성을 가지는 연속 직교 확산 코드를 생성하는 단계,
    상기 연속 직교 확산 코드를 이용하여 사용자 신호를 확산 변조하여 확산 신호를 생성하는 단계, 그리고
    상기 확산 신호를 프리-레이크 결합하여 송신하는 단계
    를 포함하는 송신 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 프리-레이크 결합하는 단계는, 상기 다중 경로 채널에 대한 채널 임펄스 응답을 상기 확산 신호에 결합하는 단계를 포함하는 송신 방법.
  3. 삭제
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 연속 직교 확산 코드는 일정 시간 구간 동안 상호 상관치가 0인 송신 방법.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 연속 직교 확산 코드는 ZCD(zero correlation duration), ZCZ(zero correlation zone) 및 LAS(large area synchronous) 중 어느 하나를 포함하는 송신 방법.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 통신 시스템은 코드 분할 다중화(code division multiplexing, CDM)/코드 분할 다중 접속(code division multiple access, CDMA) 시스템인 송신 방법.
  7. 통신 시스템에서 다중 경로 채널을 통하여 신호를 수신하는 방법에 있어서,
    일정 시간 구간 동안 연속적으로 직교 특성을 가지는 연속 직교 확산 코드를 이용하여 확산 변조한 후 프리-레이크 결합과정을 거쳐 송신한 사용자 신호에 대하여 상기 다중 경로 채널을 통하여 수신하는 단계, 그리고
    하나의 경로에 대한 정합 필터로 상기 수신한 신호를 처리하는 단계
    를 포함하는 수신 방법.
  8. 삭제
  9. 제7항에 있어서,
    상기 다중 경로 채널에 대한 채널 임펄스 응답이 상기 확산 변조된 사용자 신호에 결합되어 상기 프리-레이크 결합되는 수신 방법.
  10. 삭제
  11. 제7항 또는 제9항에 있어서,
    상기 연속 직교 확산 코드는 일정 시간 구간 동안 상호 상관치가 0인 수신 방법.
  12. 제7항 또는 제9항에 있어서,
    상기 하나의 경로는 복수의 경로를 포함하는 채널 출력 중 가운데 경로인 수신 방법.
  13. 제7항 또는 제9항에 있어서,
    상기 통신 시스템은 코드 분할 다중화(code division multiplexing, CDM)/코드 분할 다중 접속(code division multiple access, CDMA) 시스템인 수신 방법.
  14. 통신 시스템에서 다중 경로 채널을 통하여 신호를 송신하는 방법에 있어서,
    일정 시간 구간 동안 연속적으로 직교 특성을 가지는 확산 코드를 이용하여 사용자 신호를 확산 변조하는 단계,
    상기 확산 변조된 확산 신호에 상기 다중 경로 채널에 대한 채널 임펄스 응답을 결합하는 단계, 그리고
    상기 채널 임펄스 응답이 결합된 확산 신호를 송신하는 단계
    를 포함하는 송신 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 결합하는 단계는, 상기 채널 임펄스 응답의 시반전된 값의 복소 공액값을 상기 확산 신호에 적용하는 단계를 포함하는 송신 방법.
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