KR100847502B1 - 확산 코드들을 사용하는 암묵 신호 분리 - Google Patents

Abstract

M개 신호 소스들에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 장치는 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 N개의 안테나 소자들을 구비하는 안테나 어레이를 포함한다. 코드 역확산기가 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 디코딩하기 위해 N개의 안테나 소자들에 접속된다. N개의 상이한 합산들 각각은 그것과 연관된 M개 소스 신호들의 k개의 상이한 합산들을 제공하기 위한 k개 코드들을 포함한다. 암묵 신호 분리 프로세서는 M개 소스 신호들의 적어도 kN개의 상이한 합산들을 구비하는 혼합 행렬을 형성하고, 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리한다. 혼합 행렬은 kN까지와 동일한 랭크를 가진다.

암묵 신호 분리 프로세서, 혼합 행렬, 코드 역확산기, 안테나 어레이, 소스 신호, 상이한 합산, 랭크

Description

확산 코드들을 사용하는 암묵 신호 분리 {BLIND SIGNAL SEPARATION USING SPREADING CODES}

본 발명은 신호 프로세싱의 분야에 관한 것으로서, 좀더 구체적으로는, 암묵 신호 분리(Blind Signal Separation;BSS) 기술들을 사용해 소스 신호들의 혼합물로부터 원하는 소스 신호들을 분리하는 것에 관한 것이다.

BSS는 복합 신호로부터 소스 신호들을 복구하는 단계를 수반하는데, 이 경우, 복합 신호는 소스 신호들의 혼합물을 포함한다. 신호들, 신호들의 소스들, 및 전파 채널이 신호들에 미치는 영향들에 관한 정보가 제한된 상태에서 분리(separation)가 종종 수행되기 때문에, 분리는 "암묵적(blind)"이다.

파티장의 사람이 방안의 모든 음성들의 조합으로부터 하나의 음성을 구별할 수 있을 때의 친숙한 "칵테일 파티" 효과를 일례로 들 수 있다. BSS는 특히, 다수의 주파수 대역들이, 동일한 스펙트럼에 종종 공존하는 다수의 무선 주파수 방사체들로써 클러터링되어 있는 셀룰러 및 퍼스널 무선 통신 장치들에 적용될 수 있다. 동일 채널 방사체들의 문제는 Bluetooth 및 다른 PAN들(personal area networks)과 같은 저전력, 비허가 무선 기술들의 발전과 함께 시간이 지남에 따라 악화되기만 할 것으로 예상된다.

흔히 사용되는 3가지 암묵 신호 분리 기술들이 PCA(principal component analysis), ICA(independent component analysis), 및 SVD(singular value decomposition)이다. PCA는 소스 신호들의 제1 및 제2 모멘트 통계치들(moment statistics)을 포함하고, 소스 신호들의 SNR들(signal-to-noise ratios)이 높을 때에 사용된다. 그렇지 않으면, 소스 신호들의 제3 및 제4 모멘트 통계치들이 수반되는 PCA 프로세싱을 포함하는 ICA가 사용된다. 다른 방법으로서는, SVD가, 소스 신호들의 고유값들(eigenvalues)에 기초해 소스 신호들의 혼합물로부터 소스 신호를 분리하는데 사용될 수 있다.

적용되는 암묵 신호 분리 기술에 상관없이, 복수개 센서들이 사용되어 다양한 신호 소스들로부터 소스 신호들의 상이한 혼합물들을 수신한다. 각각의 센서는, 소스 신호들의 고유한 합산인 소스 신호들의 혼합물을 출력한다. 일반적으로, 채널 계수들과 원래의 소스 신호들 모두가 수신기에 미공지이다. 신호들의 고유한 합산들은 혼합 행렬(mixing matrix)을 채우는데(polulate) 사용된다. 그 다음, 적합한 암묵 신호 분리 기술이 혼합 행렬에 적용되어 소스 신호들의 혼합물로부터 원하는 소스 신호들을 분리한다.

일례로서, 미국특허 제6,799,170호는, ICA를 사용해 소스 신호들의 혼합물로부터 독립 소스 신호를 분리하는 것을 개시한다. 복수개 센서들은 소스 신호들의 혼합물을 수신하고, 프로세서는 시간에 대한 소스 신호들의 혼합물에 대한 샘플들을 취하고 각각의 샘플을 데이터 벡터로서 저장하여 데이터 세트를 생성한다. 각각의 센서는 소스 신호들의 고유한 합산인 소스 신호들의 혼합물을 출력한다. ICA 모듈은 데이터 벡터들의 독립적인 성분 분석을 수행하여 소스 신호들의 혼합물의 다른 신호들로부터 독립 소스 신호를 분리한다.

센서들은 공간적으로 서로 분리되고, 프로세서는 각각의 개개 센서를 위해 하나의 데이터 벡터만을 발생시켜 데이터 세트를 생성한다. '170 특허는, 센서들의 수(N)가 데이터 세트를 채우기 위한 소스들의 수(M) 이상인, 즉, N ≥ M인 것도 개시한다. 그러한 구현에서의 문제점은, 소스들의 수(M)가 증가함에 따라, 센서들의 수(N)도 증가한다는 것이다. 휴대용 소형 통신 장치들은 다수(N) 센서들을 위해 이용 가능한 부피가 거의 없어, 통신 장치들의 바깥쪽에 센서들을 탑재하는 것이 사용자들에게는 문제점이다.

미국특허 제6,931,362호는 암묵 신호 분리를 사용해 신호들을 분리하기 위한 다른 방법을 개시한다. 개시된 암묵 신호 분리 기술은, 간섭 방사체들과 가우시안 잡음 모두로 인한 평균 제곱 오차들을 최소화하는 혼성 MP(matrix-pencil) 적응 어레이 가중치들로써 혼합 행렬을 형성한다. 혼성 가중치들은 SINR(signal to interference plus noise ratio)을 최대화한다. '170 특허에서와 같이, 센서들은 이번에도 공간적으로 서로 분리되고, 센서들의 수(N)는 혼합 행렬을 채우기 위한 소스들의 수(M) 이상이다. 더 나아가, 각각의 센서는 혼합 행렬에 단일 입력을 제공하여, 휴대용 통신 장치를 위한 좀더 큰 부피 면적을 초래한다.

상기 배경의 관점에서, 따라서 본 발명의 목적은, 소스 신호들의 혼합물로부터 원하는 소스 신호들이 분리될 수 있도록 하기 위해, 암묵 신호 분리 기술들에 의한 사용을 위해 소스 신호들의 혼합물을 수신하기 위한 컴팩트 안테나 어레이(compact antenna array)를 구비하는 통신 장치를 제공하는 것이다.

본 발명에 따른 이러한 그리고 다른 목적들, 특징들, 및 이점들은 M개 신호 소스들에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 장치에 의해 제공되는데, 통신 장치는 M개 소스 신호들의 상이한 합산들을 수신하기 위한 안테나 어레이를 구비한다. 수신기 또는 수신기 어셈블리가 안테나 어레이에 접속되고, 암묵 신호 분리 프로세서가 혼합 행렬을 형성하기 위해 수신기에 접속된다. 혼합 행렬은 안테나 어레이에 의해 수신되는 M개 소스 신호들의 상이한 합산들을 구비한다. 그 다음, 암묵 신호 분리 프로세서는 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리한다.

혼합 행렬에 대하여 M개 소스 신호들의 상이한 합산들을 제공하기 위해 공간적으로 분리된 센서들을 사용하는 대신, 컴팩트 안테나 어레이가 대신 사용될 수도 있다. 안테나 어레이는 컴팩트 상태를 유지하면서 혼합 행렬에 하나보다 많은 입력을 제공하므로, 휴대용 통신 장치들을 위해, 암묵 신호 분리 기술들이 사용될 수 있다.

특히, 신호 분리가, 안테나 어레이에 추가적인 안테나 소자들을 부가할 필요없이, 혼합 행렬을 추가적으로 채우는데(populate) 사용될 수 있다. 안테나 어레이는 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 N개의 안테나 소자들을 구비할 수 있다. 코드 역확산기(code despreader)가 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 디코딩하기 위해 N개의 안테나 소자들에 접속될 수 있다. N개의 상이한 합산들 각각은 그것과 연관된 M개 소스 신호들의 k개의 상이한 합산들을 제공하기 위한 k개 코드들을 포함한다.

수신기 어셈블리가 M개 소스 신호들의 적어도 kN개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 코드 역확산기에 접속될 수 있다. 암묵 신호 분리 프로세서가 M개 소스 신호들의 적어도 kN개의 상이한 합산들을 구비하는 혼합 행렬을 형성하기 위해, 그리고 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리하기 위해 수신기 어셈블리에 접속된다. 혼합 행렬은 kN과 동일한 랭크를 가질 수 있다.

안테나 소자들의 수는, 코드들의 수 x 안테나 소자들의 수가 소스 신호들의 수와 동일하도록, 즉, kN = M이도록, 선택될 수 있다. 다른 방법으로는, 코드들의 수 x 안테나 소자들의 수가 소스 신호들의 수보다 클 수 있는데, 다시 말해, kN > M일 수 있다. 또 다른 구성은, 혼합 행렬의 랭크가 K(여기에서, K < kN)와 같고 암묵 신호 분리 프로세서가 혼합 행렬로부터 M개 소스 신호들 중 K개를 분리하는 경우이다.

N개의 안테나 소자들은 N개의 상관 안테나 소자들을 구비할 수 있다. N개의 상관 안테나 소자들은 N개의 능동 안테나 소자들을 구비할 수 있어, 안테나 어레이는 위상 어레이를 형성한다. 다른 방법으로, N개의 상관 안테나 소자들은 적어도 하나의 능동 안테나 소자 및 N-1개까지의 수동 안테나 소자들을 구비할 수 있어, 안테나 어레이는 스위치드 빔 안테나를 형성한다.

M개 소스 신호들의 상이한 합산들을 수신할 때, 패턴들과 빔들이 구별될 수 있다. 일 경우로서, 안테나 어레이는 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 적어도 N개의 안테나 빔들을 형성할 수 있는데, 각각의 안테나 빔은, 접근 신호의 적어도 일 방향에서 신호 거부를 제공하는, 그 최대 이득 포인트로부터 3 db 포인트 낮다. 다른 경우로서, 안테나 어레이는 M개 소스 신호들의 상이한 N개 합산들 중 적어도 하나를 수신하기 위해 적어도 하나의 안테나 패턴을 형성할 수 있는데, 적어도 하나의 안테나 패턴은 실질적으로 그 최대 이득 포인트로부터 3 db 포인트 낮지 않아, 접근 신호의 어떤 방향에서도 신호 거부를 초래하지 않는다.

M개 소스 신호들의 합산 각각은 선형이다. 암묵 신호 분리 프로세서는, PCA(principal component analysis), ICA(independent component analysis), 및 SVD(single value decomposition) 중 적어도 하나에 기초해, 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리할 수 있다.

코드들의 실시예에 대한 일 향상은, 추가적인 안테나 소자들을 부가할 필요없이, 혼합 행렬에 의한 사용을 위한 신호들의 추가적인 합계들을 수신하기 위해 어레이 편향을 포함한다. 어레이 편향은 안테나 패턴들을 방위각 및/또는 고도 방향으로 제어하는 단계를 포함한다.

코드들의 실시예에 대한 다른 향상은 경로 선택을 포함한다. 경로 선택은, 혼합 행렬을 채우는데 사용되는 소스 신호들의 모든 합산들이 상관적(1번째 및 2번째 모멘트들)이며 그리고/또는 통계적으로(3번째 및 4번째 모멘트들) 독립적이도록 수행된다. 안테나 빔들은, 입사 신호들이 선택적으로 선출되어, 혼합 행렬에, 비상관적이며 그리고/또는 통계적으로 비독립적인 합산들을 대체하기 위하여 소스 신호들의 새로운 합산들을 제공하도록, 선택적으로 형성된다.

본 발명의 다른 태양은 M개 신호 소스들에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리하기 위한 것으로 앞서 정의된 통신 장치를 조작하는 방법에 대한 것이다.

도 1은, 본 발명에 따른, 통신 장치가 소정 및 비소정 신호들을 그들의 개개 신호 소스들로부터 수신하는, 통상적인 동작 시나리오의 블록도이다.

도 2는 도 1에 도시된 통신 장치의 좀더 상세한 블록도이다.

도 3은, 본 발명에 따른, 혼합 행렬을 위한 소스 신호들의 선형적인 독립 합산들을 생성하기 위한 상이한 접근 방법들의 로드맵(roadmap)이다.

도 4는, 본 발명에 따른, 스위치드 빔 안테나(switched beam antenna)로서 구성된 안테나 어레이의 블록도이다.

도 5는, 본 발명에 따른, 위상 어레이(phased array)로서 구성된 안테나 어레이의 블록도이다.

도 6은, 본 발명에 따른, 편광 안테나 소자들(polarized antenna elements)로써 구성된 안테나 어레이의 블록도이다.

도 7은, 본 발명에 따른, 3-편광(tri-polarization)의 사용을 예시하는 3-차원 플롯이다.

도 8은, 본 발명에 따른, 암묵 신호 분리 프로세싱을 위한 신호들의 상이한 합산들을 제공하기 위해 상관 및 비상관 안테나 소자들을 구비하는 안테나 어레이를 갖춘 통신 장치의 블록도이다.

도 9는, 본 발명에 따른, 암묵 신호 분리 프로세싱을 위한 신호들의 상이한 합산들을 제공하기 위해 어레이 편향에 기초해 동작하는 통신 장치의 블록도이다.

도 10은, 본 발명에 따른, 안테나 패턴의 고도를 선택적으로 변경하기 위한 고도 제어기를 갖춘 스위치드 빔 안테나의 블록도이다.

도 11은 방위각 방향의 그리고 도 10에 예시된 고도 제어기에 응답하여 고도 방향으로 회전된 안테나 패턴을 예시하는 안테나 플롯이다.

도 12는, 본 발명에 따른, 안테나 패턴을 고도 방향으로 회전시키기 위해 기준 평면(ground plane)에 형성된 RF 초크를 갖춘 안테나 소자의 블록도이다.

도 13은, 본 발명에 따른, 암묵 신호 분리 프로세싱에 신호들의 상이한 합산들을 제공하기 위해 경로 선택에 기초해 동작하는 통신 장치의 블록도이다.

도 14는, 본 발명에 따른, 암묵 신호 분리 프로세싱에 신호들의 추가 합산들을 제공하기 위해 확산 코드들에 기초해 동작하는 통신 장치의 블록도이다.

도 15는, 본 발명에 따른, 암묵 신호 분리 프로세싱을 위해 신호들의 추가 합산들을 제공하기 위해 동상(in-phase) 및 이상(quadrature) 신호 컴포넌트들에 기초해 동작하는 통신 장치의 블록도이다.

도 16은 도 15에 도시된 안테나 소자에 접속된 동상 및 이상 모듈의 좀더 상세한 블록도이다.

도 17은, 본 발명에 따른, 패턴 다이버시티(pattern diversity)에 기초해 동작하는 MIMO 시스템의 블록도이다.

도 18은, 본 발명에 따른, ISI(intersymbol interference)에 대처하는 푸리 에 변환 통신 시스템의 블록도이다.

도 19는, 본 발명에 따른, 송신기가 계층형 공간 스트림(layered space stream) 각각을 위한 전력 레벨들을 타임 슬롯형 기반으로 변경하는 통신 시스템의 블록도이다.

도 20은, 본 발명에 따른, 파동 패턴들(undulating patterns)이, 동일한 액세스 포인트로 송신중인 다수 송신기들을 지원하는데 사용되는 통신 시스템의 블록도이다.

도 21은, 본 발명에 따른, 수신기 최적화 프로세싱 및 전력 드레인(power drain)의 블록도이다.

도 22는, 자신의 동작을 송신기와 통합시키는, 도 21에 예시된 수신기의 블록도이다.

도 23은, 본 발명에 따른, 수신기에 공지된 타이밍 시퀀스에서 파동되는 송신 패턴 윤곽선들(transmit pattern contours)의 플롯이다.

도 24는, 본 발명에 따른, 변경되는 파라미터가 4개 칩들에 대하여 일정하게 유지되는 한편, 심볼 주기는 12개 변경들(즉, 12개 칩들)을 갖는 타임 라인(time line)이다.

도 25는, 본 발명에 따른, 다수의 독립적인 공간 채널들을 위한 수신기의 블록도이다.

도 26은 본 발명에 따른 수신기 디코딩 체인의 블록도이다.

도 27 내지 도 30은 각각 도 26의 노드들(A, B, D 및 E)에 대응되는 진폭 대 주파수 플롯들이다.

이하에서는, 본 발명의 바람직한 실시예들이 도시되어 있는 첨부 도면들을 참조하여 본 발명이 좀더 상세하게 설명될 것이다. 그러나, 본 발명은 상이한 다수 형태들로 구체화될 수 있으므로, 본 발명이 여기에 기술된 실시예들로 제한되는 것으로 해석되어서는 안된다. 오히려, 이 실시예들이 제공됨으로써, 본 개시가 완전하고 완벽할 것이며 당업자들에게 본 발명의 범위를 완전하게 전달할 것이다. 동일한 참조 번호들은 전체에 걸쳐 동일한 소자들을 언급하고, 프라임 표기법은 다른 실시예들의 유사한 소자들을 나타내는데 사용된다.

통신 네트워크들에는, 특정 통신 장치를 위한 소스 신호들이 존재하고, 동일한 주파수 대역내에서 동작중인 다른 통신 장치들을 위한 소스 신호들이 존재한다. 통신에 사용되지 않지만 이 역시 통신 장치들에 의해 수신되는 신호들을 발생시키는 잡음 소스들(sources of noise)도 존재한다.

관심있는 소스 신호들의 디코딩을 용이하게 하기 위해, 암묵 신호 분리가 사용되어, 통신 장치에 의해 수신되는 신호들을 분리한다. 앞서 지적된 바와 같이, "암묵(blind)"이라는 용어는, 이상적인 경우로서, 신호들의 특징 또는 신호들과 통신 채널 사이의 상호 작용으로 인해 발생하는 변환들에 관한 지식이 전혀 없는 상태에서, 신호들이 분리될 수 있다는 사실을 의미한다. 실제 구현들에서는, 종종, 입수 가능한 모든 지식이 이용된다. 이 경우, 신호 분리는 반-암묵적(semi-blind)이다.

암묵 신호 분리에 해당되는 흔히 사용되는 3가지 기술들은 PCA(principal component analysis), ICA(independent component analysis), 및 SVD(singular value decomposition)이다. 측정 가능한 일부 특징에서 신호들이 독립적이기만 하다면 그리고 그들의 신호 합산들이 서로 선형적으로 독립적이라면, 이러한 암묵 신호 분리 기술들 중 하나 이상이 소스 신호들의 혼합물로부터 독립 또는 원하는 소스 신호들을 분리하는데 사용될 수 있다. 측정 가능한 특징은 종종 신호들의 제1, 제2, 제3 또는 제4 모멘트들의 일부 조합이다.

PCA는 신호들을 백색화하고, 제1 및 제2 모멘트들을 사용하며, 상관 특성들에 기초해 데이터 세트를 회전시킨다. 소스 신호들의 SNR들이 높으면, 신호 분리 프로세스는 PCA로써 중단될 수 있다.

소스 신호들의 SNR들이 낮다면, ICA가, 소스 신호들의 제3 및 제4 모멘트들을 포함하는 통계 속성들에 기초해, 소스 신호들을 분리한다. 소스 신호들이 가우시안(Gaussian)이므로, 그들의 제3 및 제4 모멘트들은 제1 및 제2 모멘트들에 의존한다. ICA 및 PCA에 대한 대안으로서, SVD가 그들의 고유값들(eigenvalues)에 기초해 소스 신호들의 혼합물로부터 소스 신호들을 분리한다.

통상적인 시나리오가 도 1에 예시되어 있는데, 도 1에서는, 복수개 신호 소스들(20)이 소스 신호들(22)을 송신한다. 소스 신호들(22)은 각각의 개개 신호 소스(20)와 연관되어 발생된 안테나 빔들(24)에 기초해 일 방향으로 송신된다. 복수개 신호 소스들(20)은 제1 신호 소스(20(1)) 내지 M번째 신호 소스(20(M))를 포함한다. 마찬가지로, 개개 소스 신호들은 22(1)-22(M)으로 참조되고, 대응되는 안테 나 빔들은 24(1)-24(M)으로 참조된다. 통신 네트워크들에서는, 좀더 간단한(straightforward) 구현들이 전지향성 안테나 패턴들 또는 지향성 안테나 패턴들의 형태로 종종 이용된다.

통신 장치(30)를 위한 안테나 어레이(32)는 신호 소스들(20)로부터 소스 신호들(22)의 선형 조합(혼합물)을 수신한다. 안테나 어레이(32)는, 각각이 신호 소스들(20)로부터의 소스 신호들(22)의 적어도 하나의 선형 조합(혼합물)을 제공하는 복수개 안테나 소자들(34)을 구비한다. 안테나 소자들(34)은 제1 안테나 소자(34(1)) 내지 N번째 안테나 소자(34(N))를 포함한다.

수신된 소스 신호들((22)(1)-22(M))은 먼저 혼합 행렬(36)로 형성된다. 통신 장치(30)는, 암묵 신호 분리 기술들을 사용해, 혼합 행렬의 소스 신호들을 분리하기 위한 분리 행렬(38)을 판정한다. 분리된 신호들은 참조 번호(39)로써 표현된다.

통신 장치(30)는, 수신된 소스 신호들의 특징에 대한 지식이 없는 상태에서, 수신된 소스 신호들의 집합체 또는 복합체를 샘플링하는 것에 의해, 안테나 어레이(32)에 의해 수신된 소스 신호들의 혼합물을 결합하여 추출한다. 안테나 소자(34) 각각의 출력은 채널의, 즉, 신호 소스(20) 출력과 안테나 소자(34) 출력 사이의 전파 경로의 임펄스 응답으로써 컨벌루션된 후의 소스 신호들(22) + 부가적 가우스 잡음(additive Gaussian noise)의 합산으로서 모델링된다.

이하에서는, M개 신호 소스들(20(1)-20(M))에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 장치(30)가 도 2를 참조하여 좀더 상세하게 논의될 것이다. 안테나 어레이(34)는 M개 소스 신호들의 적어도 N개까지의 상이한 합산들(N 및 M은 1보다 크다)을 수신하기 위한 N개의 안테나 소자들(34(1)-34(N))을 포함한다. 안테나 어레이(32)는 임의의 특정 구성으로 제한되지 않는다. 안테나 어레이(32)는 하나 이상의 안테나 소자들(34)을 포함할 수 있다. 안테나 소자들(34)은, 안테나 어레이(32)가, 예를 들어, 다음에서 부연되는 바와 같이, 위상 어레이 또는 스위치드 빔 안테나를 형성하도록 구성될 수도 있다.

송수신기(40)가, M개 소스 신호들(22)의 적어도 N개까지의 상이한 합산들을 수신하기 위해 안테나 어레이(32)의 하류에 접속된다. 프로세서(42)는 송수신기(40)의 하류측이다. 프로세서(42)가 송수신기(40)와는 별도로 예시되어 있지만, 프로세서가 송수신기내에 포함될 수도 있다. 송수신기(40)에 의해 수신된 M개 소스 신호들(22)의 상이한 합산들이 혼합 행렬(36)을 채우는데 사용된다. 그 다음, 혼합 행렬(36)은 프로세서(42)내의 하나 이상의 암묵 신호 분리 프로세싱 모듈들(44, 46, 및 48)에 의해 프로세싱된다.

암묵 신호 분리 프로세싱 모듈들은 PCA 모듈(44), ICA 모듈(46), 및 SVD 모듈(48)을 포함한다. 이 모듈들(44, 46, 및 48)은 암묵 신호 분리 프로세서(49)의 일부로서 구성될 수도 있다. PCA 모듈(44)은 수신된 소스 신호들의 상이한 합산들의 제1 및 제2 모멘트들에 기초해 동작하는 한편, ICA 모듈(46)은 동일한 신호들의 제3 및 제4 모멘트들에 기초해 동작한다. SVD 모듈(48)은 수신된 소스 신호들의 상이한 합산들의 고유값들에 기초해 신호 분리를 수행한다.

PCA 모듈(44)에 의해 처음에 수행되는 상관 프로세싱은 소스 신호들의 상이 한 합산들을 위한 초기 분리 행렬(38(1))을 판정하고, 그 다음, ICA 모듈(46)은 혼합 행렬(36)에서 소스 신호들을 분리하기 위한 향상된 분리 행렬(38(2))을 판정한다. 신호들이 SVD 모듈(48)에 의해 분리되면, 혼합 행렬(36)에서 수신된 소스 신호들의 상이한 합산들을 분리하기 위한 분리 행렬(38(3))도 판정된다.

각각의 개개 분리 행렬(38(1)-38(3))로부터, 분리된 신호들은 참조 번호 39로써 표현된다. 그 다음, 분리된 신호들(39)은 어떤 신호들이 관심있는 신호들인지 그리고 어떤 신호들이 간섭자들인지를 판정하기 위해 신호 분석 모듈(50)에 의한 신호 분석을 경험한다. 애플리케이션 의존 프로세싱 모듈(52)은 신호 분석 모듈(50)로부터 출력되는 신호들을 프로세싱한다.

어떤 신호들이 관심있는 신호들인지에 대한 판정이 항상, 디코딩될 최종 신호를 포함하는 것은 아닐 수도 있다. 예를 들어, 애플리케이션은 간섭자들을 식별하고, 수신된 소스 신호들의 상이한 합산들로부터 간섭자들을 빼낸 다음, 감소된 신호를 파형 디코더로 공급할 것을 요구할 수도 있다. 이 경우, 관심있는 신호들은, 궁극적으로 거부되는 것으로 종결되는 신호들이다.

PCA 모듈(44)로 공급되는 정보는 신호들(x_j)의 고유한 합계이다. 다음의 수학식 1과 같이, M개 독립 성분들의 N개 선형 혼합물들(x₁,...,x_N)이 관찰된다고 가정한다.

일반적으로, 채널 계수들(a_jk)과 원래의 신호들(s_k) 모두가 송수신기(40)에게는 미공지이다. 행렬 표기법에서, 방정식들의 상기 세트는 x = As로서 컴팩트하게 기입될 수도 있는데, 여기에서, A는 혼합 행렬이다. 통계 모델(x = As)은 ICA 모델로도 공지되어 있다. 전통적인 기술들은 채널의 역: s = A^-1x을 구하고자 한다.

ICA 모듈(46)은 분리 행렬(W) 및 y = W(As) = Wx를 판정한다. 벡터(y)는 스케일링 변경들을 갖춘 미공지 차수의 s의 서브세트이다. 모든 신호들이 분리 가능한 것은 아니라면, 좀더 일반적인 형태는 y = W(As) + Wn = Wx + Wn일 것이고, 여기에서, 추가적인 n 항은 식별 불가능한 소스들로 인한 잔류 잡음(residual noise)이다.

ICA 모델은, ICA 모델이, 관찰된 데이터가 성분들(s_k)을 혼합하는 프로세스에 의해 발생되는 방법을 설명한다는 것을 의미하는 발생 모델(generative model)이다. 독립 성분들은, 그것들이 직접적으로 관찰될 수는 없다는 것을 의미하는 잠재(latent) 변수들이다. 또한, 혼합 행렬(A)은 미공지인 것으로 가정된다. 무작위 벡터(x)가 관찰되는 전부이고, A 및 s는 x에 기초해 추정되어야 한다.

ICA의 시작점은, 성분들(s_k)이 통계학적으로 독립적이라는 가정이다. 더 나아가, 독립 성분들(s_k)은 기껏해야 가우시안 분포의 1을 갖는 것으로 가정된다. 가우시안 분포 제한의 1 신호는 가우시안 신호의 제3 모멘트가 0이라는 사실과, 제4 모멘트는 가우시안 신호들 사이에서 구별이 불가능하다는 사실 때문이다.

간략화를 위해, 미공지 혼합 행렬(A)은 정사각 행렬인 것으로 가정된다. 따라서, 독립 성분들의 수는 관찰된 혼합물들의 수와 동일하다. 그러나, 이 가정은 때때로 완화될 수 있다. 신호들(s_k)이 측정 가능한 일부 특징에서 통계적으로 독립적이기만 하다면, 분리 행렬(W)이 판정될 수 있다.

혼합 행렬(A)의 랭크는, 얼마나 많은 신호들이 실제로 분리될 수 있는지를 판정한다. 예를 들어, 4의 랭크를 가진 혼합 행렬은, 4개의 소스 신호들이 분리될 수 있다는 것을 의미한다. 이상적으로, 혼합 행렬(A)의 랭크는 적어도 신호 소스들의 수(M)와 동일해야 한다. 랭크가 커질수록, 분리될 수 있는 신호들이 많아진다. 소스들의 수(M)가 증가함에 따라, 필요한 안테나 소자들의 수(N)도 증가한다. [배경 기술]에서 논의된 '170 및 '362 특허들 모두는, 안테나 소자들의 수(N)가 신호 소스들의 수(M) 이상이고, 즉, N ≥ M이고, 그렇지 않다면, 신호들을 분리하는데 암묵 신호 분리 이외의 기술이 사용될 것을 개시한다.

신호들의 선형적으로 독립적인 합계들을 생성하기 위한 산업 표준은 N개의 비상관 센서들(uncorrelated sensors), 즉, 적어도 파장만큼 서로 떨어져 있는 센서들을 사용하는 것이다. 파장은 통신 장치(30)의 동작 주파수에 기초한다. N개 센서들이 공간에서는 비상관적이지만, 편광 및 각도에서는 상관적이다. N개의 비상관 센서들이 선형적으로 독립적인 신호들의 N개 합산들을 제공하는데, 여기에서, 각각의 센서는 혼합 행렬(A)로의 단일 엔트리(single entry)를 제공한다.

먼저 도 3을 참조하여, 혼합 행렬(A)을 위한 소스 신호들의 선형 독립적인 합산들을 생성하기 위한 상이한 접근 방법들의 로드맵 또는 아웃라인이 논의될 것이다. 간단한 소개 이후에, 각각의 접근 방법이 좀더 상세하게 후술될 것이다.

로드맵의 제1 섹션은 안테나 구성들을 다룬다. 블록 100은 비상관 센서들을 표현하는데, 각각의 센서는 혼합 행렬(A)에 단일 입력을 제공한다. 블록 102는 상관 안테나 어레이를 표현하는데, 어레이는 혼합 행렬(A)을 채우기 위한 다수 입력들을 제공한다. 블록 104 또한 안테나 어레이를 표현하는데, 안테나 소자들 중 일부는 상관적이고 안테나 소자들은 혼합 행렬(A)을 채우기 위해 상이한 편광들을 가진다. 블록들(100, 102, 및 104)에 의해 다루어지는 센서들 및 안테나 어레이들의 상이한 조합들이 블록 106에서 조합되어 블록 116의 혼합 행렬을 추가적으로 채울 수도 있다.

로드맵의 제2 섹션은 제1 섹션에서 제공된 안테나 구성들에 대한 향상들을 다룬다. 본 향상들은, 소스 신호들의 추가적이거나 대체적인 합산들이 수집되어 혼합 행렬(A)을 추가적으로 채우도록 이루어진다. 블록 108은, 안테나 패턴들의 고도가, 소스 신호들의 추가적인 합산들을 수신하도록 변경되는 어레이 편향을 포함한다. 블록 106에서의 조합들 중 어떤 것도 어레이 편향 블록(108)에서 사용될 수 있다.

블록 110에서는, 혼합 행렬(A)을 채우는데 사용되는 소스 신호들의 모든 합산들이 상관적(1번째 및 2번째 모멘트들)이며 그리고/또는 통계적으로(3번째 및 4번째 모멘트들) 독립이도록, 경로 선택이 수행된다. 다시 말해, 입사 신호들은, 비상관적이며 그리고/또는 통계적으로 비의존적인 합산들을 대체하기 위한 소스 신호들의 새로운 합산들을 수신하기 위해 선택적으로 선출된다. 블록 110은 블록 106 및 108에서의 조합들 중 어떤 것에 의해서도 공급될 수 있다. 블록들(108 및 110)은 혼합 행렬 블록(116)으로 직접적으로 공급될 수도 있다.

로드맵의 제3 섹션은 블록 116의 혼합 행렬을 추가적으로 채우기 위한 신호 분리를 다룬다. 예를 들어, 블록 112는 확산 코드들을 사용해 상이한 합산 신호들을 분리한다. 합산 신호가 k개 확산 코드들을 가지면, 그러한 특정 합산 신호는 그것과 연관된 k개 합산 신호들을 제공하도록 프로세싱될 수 있다. 확산 코드들은 블록들(106, 108, 및 110)의 출력들과 협력하여 적용될 수도 있다. 블록 114는 상이한 합산 신호들을, 혼합 행렬을 추가적으로 채우기 위하여 동상(I) 및 이상(Q) 성분들로 분리한다. 따라서, I 및 Q 성분들은 누락(missing) 행렬을 위한 2의 배율기(multiplier)로서 동작하고, 블록들(106, 108, 110, 및 112)의 출력들과 협력하여 적용될 수도 있다.

로드맵의 최종 섹션은 블록 116에서 형성된 혼합 행렬(A)이다. 로드맵에서 예시된 바와 같이, 혼합 행렬(A)은 상술된 블록들 중 어느 하나에 기초해 소스 신호들의 상이한 합산들로써 채워질 수 있다. 제1 섹션의 안테나 어레이 구성들의 이점은, 혼합 행렬(A)을 채우기 위한 컴팩트 안테나 어레이들이 형성될 수 있다는 것이다. 제2 및 제3 섹션들의 안테나 어레이 구성들의 이점은, N개의 안테나 소자들(N은 소스 신호들의 수(M) 미만이다)이, 소스 신호들의 M개 이상의 합산들로써 혼합 행렬을 채우는데 사용될 수 있다는 것이다.

로드맵에서 논의된 안테나 구성들의 관점에서, M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 N개의 상관 안테나 소자들을 구비하는 안테나 어레이가 논의될 것이다(N 및 M은 1보다 크다). 일 실시예에서, 안테나 어레이는 도 4에 예시된 스위치드 빔 안테나(140)이다.

스위치드 빔 안테나 어레이(140)는, 지향성 안테나 패턴들 및 전지향성 안테나 패턴을 포함하는, 복수개 안테나 패턴들을 발생시킨다. 스위치드 빔 안테나(140)는 능동 안테나 소자(142) 및 한 쌍의 수동 안테나 소자들(144)을 포함한다. 능동 및 수동 안테나 소자들(142, 144)의 실제 숫자는 의도된 애플리케이션에 따라 달라진다. 스위치드 빔 안테나 어레이에 대한 좀더 상세한 논의를 위해서는 미국특허출원 제11/065,752호를 참조한다. 그것의 전체 내용이 여기에 참고 문헌으로써 포함되어 있는 이 특허출원은 본 발명의 현재 양수인에게 양도된다.

각각의 수동 안테나 소자(144)는 상부 절반(144a) 및 하부 절반(144b)을 포함한다. 수동 안테나 소자들(144)의 상부 절반들(144a)은 반응성 부하들(148)을 통해 기준 평면(146)에 접속된다. 반응성 부하들(148)은, 버랙터들(varactors), 송신선들, 또는 스위칭을 사용하는 것에 의해 커패시턴스에서 인덕턴스로 변경 가능한 가변 리액턴스이다. 반응성 부하들(148)을 변경하는 것에 의해, 방사 패턴들이 변경될 수 있다. 2개의 수동 안테나 소자들(144)이 존재하므로, 4개의 상이한 안테나 패턴들이 형성될 수 있다.

안테나 패턴들 중 3개는 신호들(x_j)의 고유한 합계를 수신하는데 사용될 수 있다. 제4 패턴은 나머지 3개의 선형 조합이므로, 그것은 혼합 행렬(A)의 엔트리로서 사용될 수 없다. 따라서, 3개의 안테나 소자들이 이용되고 있다면, 신호들(x_j)의 3개의 고유한 합계가 혼합 행렬(A)로 입력된다. 스위치드 빔 안테나의 이점은, 3개 소자들(142 및 144)을 사용하는 것에 의해, 랭크 3의 혼합 행렬이 지원될 수 있다는 것이다.

다른 실시예에서는, 안테나 어레이가 N개의 상관된 능동 안테나 소자들을 구비함으로써, 도 5에 도시된 바와 같이, 안테나 어레이가 위상 어레이(160)를 형성한다. 위상 어레이(160)는 복수개 능동 안테나 소자들(162) 및 능동 안테나 소자들에 접속된 복수개의 가중 제어 컴포넌트들(164)을 구비한다. 가중 제어 컴포넌트들(164)은 수신된 신호들의 진폭 및/또는 위상을 조정하여 복합 빔을 형성한다.

분리기/조합기(166) 및 제어기(168)는 가중 제어 컴포넌트들(164)에 접속된다. 능동 어레이(160)에 대한 좀더 상세한 논의를 위해서는 미국특허 제6,473,036호를 참조한다. 그것의 전체 내용이 여기에 참고 문헌으로써 포함되어 있는 이 특허는 본 발명의 현재 양수인에게 양도된다.

능동 소자들(162)의 수는 동일한 랭크를 가진 혼합 행렬(A)을 지원한다. 소스들의 수(M)가 능동 소자들(N)의 수와 동일하다 하더라도, 즉, M = N이라 하더라도, 능동 소자들(162)은, 파장보다 많이 이격된 비상관 안테나 소자들을 사용하는 전통적인 접근 방법에 비해, 공간 및 편광에서 상관적이므로, 능동 어레이(100)가 컴팩트하다.

다른 실시예들에서, 혼합 행렬의 랭크는 K일 수 있으므로(K < N), 암묵 신호 분리 프로세서(49)는 혼합 행렬로부터 M개 소스 신호들 중 K개를 분리한다. 다음에서 부연되는 바와 같이, N 또한 M보다 클 수 있다.

스위치드 빔 안테나(140) 및 위상 어레이(160) 모두에서, 그들의 개개 안테나 소자들(142, 144, 및 162) 사이의 거리는 양호한 BFR(back to front ratio)을 허용하도록 설정된다. 이것은, 이들 안테나 어레이들의 전통적인 용도가, 원치않는 신호들(즉, 배면 접근;back approaching)은 거부하고 원하는 신호들(즉, 전면 접근;front approaching)은 강화하는 것이기 때문이다.

그러나, 혼합 행렬들을 구축한다는 목적을 위해, 목표는 신호들의 상이한 합계들을 생성하는 것이다. 관심있는 신호들은 이 애플리케이션에서 간섭자들보다 실제로 항상 낮을 수 있지만 여전히 분리될 수 있다. 목적에서의 이러한 상당한 차이 때문에, 안테나 소자들 사이의 거리들이 특정 분리에 필수적일 필요는 없다.

안테나 소자들은 좀더 멀거나 가까울 수 있고, 고전적으로 '불량한(bad)' FBR(front to back ratio)들의 패턴들을 발생시킬 수 있지만, 여전히 혼합 행렬 용도에 상당히 적합할 수 있다. 사실상, 그러한 패턴들이 암묵 신호 소스 분리 애플리케이션에서 종종 우수할 것이다. 그 이유는, 양호한 FBR들의 사용은, 소정 신호에서는 계속해서 전면이 포인팅되게 하고 그리고/또는 간섭자들에서는 배면이 포인팅되게 하기 위해, 신호 방향들의 추적을 요구하기 때문이다. 다양한 방향들에서 차이들을 갖지만 여전히 상당한 이득들을 갖는 패턴들을 사용하는 것에 의해, 신호들의 그러한 추적은 불필요하다.

안테나 빔은 그 최대 이득 포인트로부터 3 db 포인트가 낮아, 신호 접근의 적어도 일 방향에서 신호 거부를 제공하는 것으로 정의된다. 마찬가지로, 안테나 패턴은 실질적으로 그 최대 이득 포인트로부터 3 db 포인트가 낮지 않아, 신호 접근의 어떤 방향에서도 신호 거부를 갖지 않는 것으로 정의될 수 있다.

다수 애플리케이션들에서, 소자들 사이의 특정 거리들로부터의 이러한 편이는 전반적인 안테나 어레이의 사이즈를 크게 감소시킬 수 있다. 다른 애플리케이션들에서는, 추적 문제를 완화시키기 위해 소자들 사이의 거리는 증가시키지만, 추가적인 신호 상관 해제(decorrelation)의 일부 정도를 취하는 것이 실제로 바람직스러울 수도 있다.

다른 실시예에서, 안테나 어레이(180)는, 도 6에 도시된 바와 같이, M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 N개의 안테나 소자들을 구비한다. N개의 안테나 소자들 중 적어도 2개(182a, 182b)는 상관적이고 M개 소스 신호들의 N개의 상이한 합산들 중 적어도 2개를 수신하기 위해 상이한 편광들을 가진다(N 및 M은 1보다 크다).

어레이(180)의 나머지 안테나 소자들(184a, 184b)은 안테나 소자들(182a, 182b)에 대해 상관적이거나 비상관적일 수 있다. 편광된 안테나 소자들(184a, 184b)의 다른 쌍이 예시된다 하더라도, 대신에, 이 소자들은 동일한 편광을 가질 수 있다. 더 나아가, 이 소자들도 서로 비상관적일 수 있다.

안테나 소자들(182a, 182b)을 위한 상이한 편광들은 서로 직교할 수 있다. 다른 구성에서, 안테나 소자들(182a, 182b)은 제3 소자(182c)를 포함하고, 그에 따라, M개 소스 신호들의 상이한 3개 합산들을 수신하기 위한 3-편광이 지원된다.

다음의 논의는 혼합 행렬(A)을 채우기 위한 편광의 사용을 지원한다. 3개의 상이한 편광 안테나 소자들(182a, 182b, 182c)은 3개의 선형이며 독립적인 신호들의 합계들을 수신한다. 도 7에 예시된 x, y, 및 z 축의 정의들 및 관계들이 사용될 것이다. 예를 들어, 다음의 수학식 2와 같은 관계들이 존재한다.

가정들을 간략화하면, 신호들은 선형 편광을 가지며, 신호들은 선형적으로 독립적이고, 직교 축 각각에 3개의 선형 안테나 소자들이 존재한다. 예를 들어, 안테나 소자(182a)는 x 축에 위치하고, 안테나 소자(182b)는 y 축에 위치하며, 안테나 소자(182c)는 z 축에 위치한다.

3개의 선형 안테나 소자들(182a, 182b, 182c)을 직교 축상에 각각 배치하는 것에 의해, 수학이 간략화된다. 실제 배치에서, 안테나 소자들(182a, 182b, 182c)이 엄격하게 직교일 필요는 없으며, 안테나 소자들이 공통 포인트에서 만날 필요도 없다. 이러한 가정의 제거가 일반적인 결론을 무효화하지는 않겠지만, 랭크 부족(rank deficiency)이 발생하는 경우들을 변경할 것이다.

아래쪽에 표기된 수는 신호들(1, 2, 3)과의 연관들을 의미하는 것인 다음의 정의들이 적용된다.

S₁,S₂,S₃: 안테나 소자들로 입사되는 신호들;

θ₁,θ₂,θ₃: 신호의 X, Y 평면에 대한 E 필드 각도;

Ø₁,Ø₂,Ø₃: 신호의 Z 축에 대한 E 필드 각도; 및

X_x,X_y,X_z: 안테나 소자로 입사하는 신호들의 합계에 대한 내적

따라서, 벡터 성분들은 다음의 같다.

x y z

소자 'x': 1 0 0

소자 'y': 0 1 0

소자 'z': 0 0 1

S₁ 계수: cos(θ₁)sin(Ø₁) sin(θ₁)sin(Ø₁) cos(Ø₁)

S₂ 계수: cos(θ₂)sin(Ø₂) sin(θ₂)sin(Ø₂) cos(Ø₂)

S₃ 계수: cos(θ₃)sin(Ø₃) sin(θ₃)sin(Ø₃) cos(Ø₃)

각 안테나 소자와 신호의 내적을 취하면,

는 소자에서 합산된 상대적인 E 필드 성분을 판정한다. 이 값들은 다음의 수학식 3과 같은 혼합 행렬을 생성하는데 사용되는데,

여기서,

이다.

이하에서는, 랭크 부족 상황들이 논의될 것이다. 디터미넌트(determinant)가 0일 경우, 혼합 행렬은 랭크 부족이다. 이것은 다음의 경우들에서 발생한다:

1) θ₁ = θ₂ = θ₃

'x' 및 'y' 소자들은 3가지 신호들 모두로부터 동일한 기여를 수신중이다.

2)

다른 랭크 부족 경우를 위한 테이블 엔트리들의 임의 조합에 180°가산한다. 이들은, 신호들이 안테나 소자들의 충분한 조합에 의해 독립적으로 합계되지 않는 경우에 발생한다.

3) 모든 개개 합계들이 1 또는 2 에 의해 0과 일치하지는 않지만, 다음과 같은 경우이다.

이것은 신호들 사이의 분리의 작은 입체각(small solid angle), 신호들의 거의 동일한 편광, 정렬된 그러나 어레이의 반대쪽들에서 발생하는 신호들, 또는 양자의 소자들 모두에 대해 동일한 에너지 레벨을 초래하는 신호 입사의 거의 불가능한 소정의 다른 우연한 발생을 내포한다.

앞서 논의된 바와 같이, 로드맵의 제1 섹션은 안테나 구성들을 다룬다. 비상관 센서들을 포함하는, 상술된 안테나 구성들은 혼합 행렬에 M개 소스 신호들의 합산된 신호들을 제공하기 위해 다양한 상이한 구성들로 조합될 수 있다.

이제 도 8을 참조하면, M개 신호 소스들에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 장치(200)가 논의될 것이다. 안테나 어레이(202)는 M개 소스 신 호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 N개 안테나 소자들을 구비한다(N 및 M은 1보다 크다).

N개 안테나 소자들은 M개 소스 신호들의 상이한 N개 합산들 중 적어도 하나를 수신하기 위한 적어도 하나의 안테나 소자(204) 및 M개 소스 신호들의 상이한 N개 합산들 중 적어도 2개를 수신하기 위한 적어도 2개의 상관 안테나 소자들(206)을 구비한다. 2개의 상관 안테나 소자들(206)은 안테나 소자(204)과 비상관적이다. 안테나 어레이는, 소자들이 상관, 비상관, 및 편광인 다양한 조합들로 추가 안테나 소자들을 포함할 수 있다.

수신기(210)가 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 안테나 어레이(202)에 접속된다. 암묵 신호 분리 프로세서(212)가 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 구비하는 혼합 행렬(214)을 형성하기 위해 수신기에 접속된다. 혼합 행렬은 적어도 N까지의 랭크를 가지며, 암묵 신호 분리 프로세서(212)는 혼합 행렬(A)로부터 원하는 소스 신호들(216)을 분리한다.

로드맵의 제2 섹션은 제1 섹션에서 제공된 안테나 구성들에 대한 향상들을 다룬다. 이 향상들은, 소스 신호들의 추가 또는 대체 합산들이 수집되어 혼합 행렬(A)을 추가적으로 채우도록 이루어진다.

일 향상은, 추가적인 안테나 소자들을 부가할 필요없이, 혼합 행렬(A)에 의한 사용을 위해 신호들의 추가 합계들을 수신하기 위한 어레이 편향(array deflection)을 포함한다. 어레이 편향은 방위각 및/또는 고도 방향에서 안테나 패턴들을 제어하는 단계를 포함한다.

다음에서는, 도 9를 참조하여, 어레이 편향을 사용해 M개 신호 소스들에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 장치(240)가 논의될 것이다. 안테나 어레이(242)는 M개 소스 신호들의 상이한 N개 합산들을 수신하기 위해 N개의 초기 안테나 패턴들을 발생시키기 위한 N개의 안테나 소자들(244)을 구비한다. 또한, 안테나 어레이(242)는 적어도 하나의 추가 안테나 패턴을 발생시키기 위해 N개의 초기 안테나 패턴들 중 적어도 하나의 고도를 선택적으로 변경하기 위한 고도 제어기(246)를 구비함으로써, 그것에 의해 M개 소스 신호들의 적어도 하나의 상이한 추가 합산이 수신된다.

수신기(248)가 안테나 어레이(242)에 접속되어, N개의 초기 안테나 패턴들을 사용해 M개 소스 신호들의 상이한 N개 합산들을 수신하고, 적어도 하나의 추가 안테나 패턴을 사용해 M개 소스 신호들의 적어도 하나의 상이한 추가 합산 또한 수신한다.

암묵 신호 분리 프로세서(250)가 M개 소스 신호들의 상이한 N개 합산들 및 M개 소스 신호들의 적어도 하나의 상이한 추가 합산을 구비하는 혼합 행렬(252)을 형성하기 위해 수신기(248)에 접속된다. 혼합 행렬은 (N + 추가 안테나 패턴들을 사용해 수신되는, M개 소스 신호들의 상이한 추가 합산들의 수)와 동일한 랭크를 가진다. 프로세서(250)는 혼합 행렬로부터 원하는 신호들(254)을 분리한다.

일반적으로, 혼합 행렬의 랭크를 증가시키기에 적합한 신호 합계들을 제공하는 임의의 안테나 어레이 수단이 편향 메커니즘에 이용될 수 있다. 편향은, 안테나 어레이 수단 각각을 위해 2개의 구별되는 그리고 혼합 행렬 사용 가능 신호 합 계들을 발생시킬 것이다. 따라서, 이 기술을 이용하는 것에 의해 2배의 배율기 효과가 존재한다.

어레이 편향이 안테나와 연관된 K개의 구별된 영역들로 세그먼트화되면, K개 영역들 각각은 2개의 독립적인 편향 영역들 및 혼합 행렬로의 엔트리들을 제공할 수 있다. 예를 들어, 안테나 어레이가 단독으로 N개 합산들을 제공할 수 있고 K개의 구별된 편향 영역들이 존재한다면, 혼합 행렬에서의 신호 합계들의 수는 2*K*N일 수 있다.

예시적 목적들을 위해, 도 4에 도시된 스위치드 빔 안테나(100')가, 안테나 패턴들이 고도에 따라 위쪽으로 또는 아래쪽으로 기울어질 수 있도록 변경된 도 10을 참조한다. 특히, 수동 안테나 소자들(104') 각각의 상부 절반(104a')은 반응성 부하(108')를 통해 기준 평면(106')에 접속된다. 수동 안테나 소자들(104') 각각의 하부 절반(104b') 또한 반응성 부하(108')를 통해 기준 평면(106')에 접속된다. 수동 안테나 소자들(104')에 대한 리액턴스는 수동 안테나 소자를 늘이거나 단축하는 효과를 가진다. 유도성 부하들은 수동 안테나 소자들(104')의 전기적 길이를 늘이고 용량성 부하는 수동 안테나 소자들(104')의 전기적 길이를 단축한다.

안테나 빔은 상부 절반들(104a')의 반응성 부하들(108')과 하부 절반들(104b')의 반응성 부하들(118')의 비들(ratios)에 따라 고도에 있어 위쪽 및 아래쪽으로 기울어진다. 상기 비를 조정하는 것에 의해, 안테나 패턴은, 도 11에 예시된 바와 같이, 위쪽(97) 또는 아래쪽(99)으로 포인팅할 수 있다. 안테나 패턴의 고도각이 혼합 신호를 수신하도록 조정되는 경우, 적어도 하나의 추가 랭크가 혼합 행렬(A)에 추가된다. 어레이 편향을 사용하면, 안테나 소자들의 수(N)를 증가시킬 필요없이, 좀더 많은 신호들이 혼합 행렬(A)을 위해 수신될 수 있다.

이러한 특정 구현은 리액턴스들(118')에 의해 개별적으로 제어되는 2개의 구별된 편향 영역들을 가진다. 어레이의 패턴 발생 능력은 3개의 독립 패턴들이므로, 혼합 행렬을 생성하는 데 사용될 수 있는 신호 합계들의 수는 12(2*2*3)이다.

안테나 빔들의 고도 조정 방법을 좀더 상세하게 개시하는, 앞서 언급된 미국특허출원 제11/065,752호를 참조한다. 어레이 편향 기술은 앞서 논의된 안테나 어레이 실시예들 중 어떤 것에 또는 기준 평면 상호 작용들에 민감한 임의의 다른 안테나 어레이에 적용될 수 있다.

고도 제어기의 다른 실시예는, 도 12에 예시된 바와 같이, 안테나 소자(274)의 기준 평면(272)에 접속된 제어 가능한 RF 초크(270)에 기초한다. 안테나 소자(274)와 연관된 안테나 패턴은, 당업자들이라면 쉽게 알 수 있는 바와 같이, RF 초크(270)를 제어하는 것에 의해 고도 방향으로 이동된다.

경로 선택에 기초해, M개 신호 소스들에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 장치(300)가 도 13을 참조하여 논의될 것이다. 이것은 앞서 논의된 어레이 편향에 대한 향상일 뿐 아니라, 로드맵의 제1 섹션들에서 제공된 안테나 구성들에 대한 또다른 향상이다. 통신 장치(300)는 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 수신하기 위한 적어도 N개의 안테나 빔들을 형성하기 위해 N개 소자들(304)을 구비하는 안테나 어레이(302)를 구비한다(N 및 M은 2보다 크다).

제어기(306)가 적어도 N개의 안테나 빔들을 선택적으로 형성하기 위해 안테 나 어레이에 접속된다. 수신기 어셈블리(308)가 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 안테나 어레이(302)에 접속된다. 암묵 신호 분리 프로세서(310)가 M개 소스 신호들의 적어도 N개까지의 상이한 합산들을 구비하는 혼합 행렬(312)을 형성하기 위해 수신기 어셈블리(308)에 접속된다.

또한, 암묵 신호 분리 프로세서(310)는, M개 소스 신호들의 상이한 합산들이 상관되어 있는지 또는 통계적으로 독립적인지를 판정하고, 그렇지 않다면, M개 소스 신호들의 새로운 상이한 합산들을 수신하기 위한 상이한 빔들을 형성하기 위해 제어기(306)와 협력하여 혼합 행렬(312)의 비상관적이거나 통계적으로 의존적인 M개 소스 신호들의 상이한 합산들을 대체한다. 그 다음, 혼합 행렬(312)로부터 원하는 소스 신호들(314)이 분리된다.

레이크 수신기(rake receiver)는 다중 경로 페이딩의 효과들을 보상하도록 설계된 무선 수신기이다. 레이크 수신기는, 개개 다중 경로 성분들로 튜닝(tune in)하기 위해 각각 약간씩 지연된 몇가지 독립 수신기들을 사용하는 것에 의해 이를 수행한다. 레이크 수신기는 무선 액세스 네트워크들의 대다수 유형들에 의해 사용될 수 있다. 확산 코드 유형들의 변조에 특히 유용하다는 것이 밝혀졌다. 특정 입사 신호 경로들을 선택할 수 있는 레이크 수신기의 능력으로 인해, 레이크 수신기는 암묵 신호 분리 프로세싱으로 공급되는 경로들을 변경하기 위한 수단으로서 적합하다.

앞서 논의된 N개 안테나 빔들을 선택적으로 형성하는 것은, 당업자들이라면 알 수 있는 바와 같이, 모든 무선 액세스 네트워크들에 적용될 수 있다. CDMA 시 스템들의 경우, 수신기 어셈블리(308)는 N개의 레이크 수신기들(316)을 구비한다. 각각의 레이크 수신기(316)는 거기에 접속된 개개 안테나 소자에 의해 수신되는 M개 소스 신호들의 상이한 N개 합산들의 합산 각각을 위해 k개의 상이한 다중 경로 성분들을 선택하기 위한 k개 핑거들을 구비한다. 이 구성에서, 암묵 신호 분리 프로세서(310)가 혼합 행렬(312)을 형성하기 위해 N개의 레이크 수신기들(316)에 접속된다. 혼합 행렬(312)은 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들의 적어도 kN개까지의 상이한 다중 경로 성분들을 구비하고, 혼합 행렬은 kN의 랭크를 가진다.

특히, CDMA 파형들이 전파할 때, CDMA 파형들은 종종 소스에서 목적지에 이르는 다중 경로들과 만난다. 레이크 수신기(316)는 특별히 이들 다수의 개개 인스턴스들을 포착하고 좀더 로버스트한 신호 디코딩을 위해 그것들을 조합하도록 설계된다. 원래 신호는 각각의 경로를 따라 전파하지만, 그것의 특성들은 경로의 고유한 특징들에 의해 변경된다. 일부 환경들에서, 수신된 신호의 상관 및/또는 통계적 특성들에 대한 변경은, 그것들이 분리 가능한 신호 스트림들로서 취급될 수 있을 정도로 충분히 클 것이다. 변경된 레이크 수신기(316)는 각각의 변경된 스트림을 추출하고 그것을 혼합 행렬(312)로의 고유한 엔트리로서 공급하는데 사용될 수 있다. 랭크를 증가시키는 이 수단이 항상 이용 가능한 것은 아니지만, 이 수단이 가장 필요할 것 같은 상당한 다중 경로 환경들에서 이 수단이 이용 가능할 수 있을 것이다.

레이크 수신기(316)가 상이한 경로들을 이용할 수도 있지만, 임의 변조 기술 에 적용 가능한 좀더 일반적인 접근 방법은, 도 13을 참조하여 논의되는 빔 형성(beam forming)이다. 빔 형성은 원하는 신호 거부 뿐만 아니라 원하는 신호 향상에도 사용되므로, 레이크 수신기(316)와는 상이하다. 그러나, 그 차이는, 거부된 신호가 실제로는 수신기를 위해 의도된 신호의 다른 버전일 수도 있다는 것이다. 그러나, 수신기 어셈블리(308)는, 혼합 행렬(312)을 충분한 랭크로 구축하기 위해, 동일한 신호에 대한 다수의 고유한 이들 전파 경로 버전들을 검출해야 한다.

로드맵의 제3 섹션은 혼합 행렬(A)을 추가적으로 채우기 위한 신호 분리를 다룬다. 일 접근 방법에서, 합산 신호들은 확산 코드들을 사용해 분리된다. 다른 접근 방법에서, 합산 신호들은 동상(I) 및 이상(Q) 모듈들을 사용해 분리된다.

도 14를 참조해, 확산 코드들을 사용하는 신호 분리가 논의될 것이다. 예시된 통신 장치(400)는 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 N개 안테나 소자들(404)을 구비하는 안테나 어레이(402)를 구비한다. 코드 역확산기(406)가 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 디코딩하기 위해 N개 안테나 소자들(404)에 접속된다. N개의 상이한 합산들 각각은 그것과 연관된 M개 소스 신호들의 상이한 k개 합산들을 제공하기 위해 k개 코드들을 포함한다.

수신기 어셈블리(408)가 M개 소스 신호들의 적어도 kN개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 코드 역확산기(406)에 접속된다. 암묵 신호 분리 프로세서(410)가 M개 소스 신호들의 적어도 kN개의 상이한 합산들을 구비하는 혼합 행렬(412)을 형성하기 위해 수신기 어셈블리(408)에 접속된다. 혼합 행렬(412)은 kN까지의 랭크를 가진다. 암묵 신호 분리 프로세서(410)는 혼합 행렬(412)로부터 원하는 소스 신호들(414)을 분리한다.

수신 신호들의 변조에 따라, 상술된 신호 분리는, 안테나 소자들의 수(N)를 증가시키지 않으면서, 혼합 행렬(A)의 랭크를 증가시키는데 사용될 수 있다. CDMA IS-95, CDMA2000, 및 WCDMA는, 확산 코드들이 사용되는 확산 스펙트럼 통신 시스템들의 일례들이다. 공통적인 스레드(common thread)는, 고유한 코드가 각각의 신호로써 프로세싱되어 데이터를 좀더 넓은 주파수 대역에 걸쳐 확산시킨다는 것이다.

동일한 확산 코드가, 수신된 신호 합계(소정 신호, 비소정 신호들, 및 미공지 잡음 소스들)로써 프로세싱된다. 이로 인해, 소정 신호는 그것의 원래 주파수 대역폭으로 다시 재구성되는 한편, 간섭자들은 넓은 주파수 대역에 걸쳐 확산된다.

앞서 열거된 CDMA 구현들은 실제로, 동일한 주파수 대역을 동시에 사용하는 다수의 신호 스트림들을 가진다. 각각의 신호 스트림은, 이상적으로 나머지 모두와 직교인 코드를 사용한다. 이 조건이 디코더에서 충족되면, 그것은, 관심있는 신호만이 역확산될 것을 의미한다. 합계의 K번째 신호의 코드가 역확산에 사용된다면, 결과적인 수신 신호 합계(x_k)는 대체로, 증가된 진폭(s_k) 항 및 미변경이거나 좀더 낮은 값의 k-1개 항들로 이루어질 것이다.

CDMA 신호들 사이에는 일부 상관 관계가 종종 존재하므로, 소정 신호와 함께 간섭 신호들이 다소 재구성된다. 이것은 흔히, 개개 신호들에 의해 경험되는 지연 때문이고, 신호들의 다중 경로 발생들 때문이기도 하다. 비소정 신호들 중 일부, 특히 CDMA 비소정 신호들의 값이 증가할 것이다. 이 증가가 소정 신호에 대 한 것 만큼 현저하지는 않겠지만, 전반적인 잡음 값을 한층 증가시켜, SNR을 감소시킬 것이다.

역확산 신호들의 방정식 형태 및 신호들 자체가 암묵 신호 분리 프로세싱을 위한 기준들을 충족시킨다. 사실상, 역확산 코드들 중 하나가 통신 장치(400)에 의해 수신되는 공지 신호 각각에 개별적으로 적용된다면, ICA 모델 요구 사항들을 충족시키는 개개 합산들이 획득된다.

따라서, 공지 코드들만큼이나 많은, 혼합 행렬을 위해 입수 가능한 다수의 행 엔트리들(row entries)이 존재하고, 당연히, 그들 각각은 선형적으로 독립적인 유효 값을 발생시킨다고 가정한다. 적합한 환경들하에서, 이것은 코드들의 수보다 큰 값으로의 혼합 행렬 증가를 허용할 것이다. 예를 들어, N개 안테나 소자들 및 M개 코드들은 NM개 행렬 행들을 제공할 수 있다.

예시적인 목적들을 위해, 3개 코드들은 공지인 것으로 가정되고, 3개의 공지 코드 신호들은 그들의 직교성을 유지한다. 코드 역확산기(406)에서, 혼합 행렬(A)은, 각각의 스트림이 3개의 공지 코드들에 의해 역확산된 이후의 안테나 스트림으로 인해 각각 3개의 상부 행들 및 3개의 하부 행들을 가진다. 오프 다이아고널(off diagonal) 0 값들은 코드들의 직교성으로 인한 것이다. 열 엔트리들(4, 5, 및 6)은 동일한 인덱스의 미공지 신호들의 일반적인 경우를 위한 것이다.

열 엔트리들(4, 5, 및 6)에 대응되는 신호들은 공지 코드들의 다른 경로 버전들 또는 미공지 코드들의 다른 셀 신호들일 수 있다. 또한, 하나의 신호는 가우시안일 수 있고, 다른 신호는 중심 극한 정리(central limit theorem)를 따르는 CDMA 신호 그룹들일 수 있어, 이들은 단일 가우시안 신호로서 나타나며, 예를 들어, 4개 채널들을 릴리스(release)한다. 다시 말해, 비-무작위 신호들(non-random signals)의 충분한 양이 가우시안 신호에 가산될 것이다. 간섭자들은 비-가우시안 신호 소스들 또는 기껏해야 네트워크에 미공지인 하나의 가우시안 신호일 수 있다.

공지 코드들을 코드 역확산기(406)에서 역확산한 후, 암묵 신호 분리 프로세서(410)는 랭크 6의 혼합 행렬(412)을 수신한다. 6의 랭크는, 3개 코드들이 공지이므로, 3의 팩터만큼 배율된 2개 안테나 소자들에 기초해 유도된다.

6개 신호들이, 6의 랭크를 가진 혼합 행렬(412)이 형성되는 암묵 신호 분리 프로세서(410)에 적용된다. 암묵 신호 분리 프로세서(410)는, 채널들에 의해 변경된 수신 신호들: x = As로부터만 분리 행렬(W)을 판정한다. 예시된 일례에서는, 6개 신호들이 분리 가능하다.

암묵 신호 분리 프로세서(410)는 디코딩될 신호들을 선택한다. 예를 들어, 간섭자 신호들은 누락될 수 있고 소정 신호들의 모든 버전들이 선택된다. 선택된 신호들은 복조를 위한 복조기 모듈에 적용된다. 복조기는, 동일한 신호의 다중 경로 버전들을 조합하는 주지의 이퀄라이제이션 기술들(equalization techniques)을 사용한다.

좀더 일반적인 경우로서, 간략화를 위해 0으로 도시된 오프 다이아고널 값들은 실제로 0이 아닐 수도 있다. 이는, 코딩된 신호들 사이의 상관 특성들이 불완전할 때의 좀더 일반적인 경우일 것이다. 이는 분리된 신호 각각에 대한 추가 잡음을 표현할 것이다. 그러나, 앞서 도시된 바와 같이, 행렬의 랭크가 이 신호들을 분리하기에 불충분하므로, 그들의 값은, 암묵 신호 분리 프로세싱 이후에 크게 감소될 것이다. 이것은 잡음의 감소, SNR의 증가 및, 샤논의 법칙(Shannon's law)에 의해 지시되는 바와 같이, 채널 용량의 증가를 초래한다.

이제 도 15를 참조하면, 안테나 소자들의 수(N)를 증가시키지 않으면서 혼합 행렬(A)의 랭크를 증가시키기 위한 다른 접근 방법은 수신된 혼합 신호를 그것의 동상(I) 및 이상(Q) 성분들로 분리하는 것이다. 코히어런트 RF 신호의 I 및 Q 성분들은, 그것의 진폭들은 동일하지만 그것의 위상들은 90°만큼 분리된 성분들이다.

통신 장치(500)는 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 N개 안테나 소자들(504)을 구비하는 안테나 어레이(502)를 구비한다. 개개의 동상 및 이상 모듈(506)이, 수신되는 M개 소스 신호들의 N개의 상이한 합산들의 합산 각각을 동상 및 이상 성분 세트로 분리하기 위해 각각의 안테나 소자(504) 의 하류에 있다.

수신기 어셈블리(508)가, M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 위한 적어도 N개의 동상 및 이상 성분 세트들을 수신하기 위해 각각의 동상 및 이상 모듈(506) 하류에 있다. 암묵 신호 분리 프로세서(510)가, M개 소스 신호들의 적어도 2N개의 상이한 합산들을 구비하는 혼합 행렬(512)을 형성하기 위해 수신기 어셈블리(508) 하류에 있다. 각각의 동상 및 이상 성분 세트는 혼합 행렬(512)로의 2개 입력들을 제공한다. 혼합 행렬(512)은 2N의 랭크를 가지며, 암묵 신호 분리 프로세서(510)는 혼합 행렬(512)로부터 소정 소스 신호들(514)을 분리한다.

안테나 소자(502) 하류에 위치하는 개개의 I 및 Q 모듈들(506) 중 하나가 도 16에 예시되어 있다. 안테나 소자(502)에서 수신된 혼합 신호는 한 쌍의 믹서들(520)에 의해 분리된다. I 및 Q 성분들은, 90°위상차의 동일한 기준 신호들이 적용되는 2개의 동기식 검출기들로써 IF(intermediate frequency) 신호를 다른 주파수 범위로 변환하는 것에 의해 공통적으로 발생된다. 다같이, I 및 Q 신호들은 IF 신호에 포함되어 있는 위상 정보를 보존함으로써, 양의 주파수를 가진 신호가 음의 주파수를 가진 신호와 구별될 수 있게 한다.

수신된 혼합 신호들을 I 및 Q 성분들로 분리하는 것에 의해, 혼합 행렬의 사이즈는 2의 팩터만큼 증가한다. I 및 Q 성분들이 상이한 데이터 스트림들로써 인코딩되기만 한다면, 임의 안테나 소자에서 수신된 혼합 신호는 2개의 상이한 혼합 신호들로 분리될 수 있다.

차분 인코딩(differential encoding)의 경우, I 및 Q가 선형 요구 사항을 충 족시키는지를 판정하기 위해, 변조의 성질이 분석되어야 한다. 예를 들어, 적합한 필터링이 사용되고 그것이 BPSK 인코딩인 것처럼 수신기에서 프로세싱될 경우, GMSK 인코딩이 선형인 것으로 가정될 수 있다는 것이 GSM에 대해 밝혀졌다. BPSK가 암묵 신호 분리 프로세싱을 위한 요구 사항들을 충족시키므로, 설명된 I 및 Q 프로세스가 사용될 수 있다.

I 및 Q 성분들은 상술된 안테나 어레이 실시예들 중 어떤 것에 사용되어 혼합 행렬(A)을 채울 수 있다. I 및 Q가 사용될 때, 혼합 행렬(A)은, 안테나 소자들 수의 2배가 사용되는 것처럼 채워질 수 있다. 다른 일례는 부등 편광(unequal polarization;2*2의 팩터)의 비상관적인 2개 안테나 소자들(2의 팩터)과 함께 I 및 Q 성분들(2*2*2의 팩터)을 사용함으로써, 8개의 독립적인 혼합 신호 합계들이 발생되는 것일 수 있다.

이 메커니즘은 안테나 어레이 편향 기술과도 사용되어 신호들의 좀더 많은 합계들을 생성할 수 있다. 이 합계들 각각도 차례로 I 및 Q 성분들로 분리될 수 있다.

본 발명의 다른 태양은, 동일한 RF 채널의 다중 사용을 이용하기 위한 MIMO(Multiple Input and Multiple Output) 안테나 기술들에 대한 것이다. 간섭 상쇄를 위한 수신기 프로세싱 기술은, 증가된 시그널링 로버스트니스(robustness) 및 대응되는 데이터 속도들을 실현하기 위해, 안테나 다이버시티를 사용한다기 보다, 패턴 다이버시티를 이용하는 것에 의해, 요구되는 안테나들의 수를 최소화한다.

안테나 어레이는 그것의 수신기 경로들에서 변경 가능한 가중을 가진다. 이 가중들이 변경됨에 따라, 수신 안테나 패턴이 변경된다. 암묵 신호 분리(BSS)를 위한 양호하게 문서화된 기술들과 유사한 기술들을 사용하는 것에 의해, 다수의 간섭자들로부터의 신호들을 포함하는 수신기 데이터로부터 소정 신호가 추출될 수 있다.

패턴들이 형성되는 방법과 무관하게, 도 17에 예시된 바와 같이, MIMO 구현들의 수신 구조에서 패턴 다이버시티에 의한 안테나 다이버시티의 대체가 가능하다. K개 패턴들의 수는 이상적으로 N개 안테나 소자들의 수와 등가일 것이다. 그러나, K개 패턴들은, 종래 기술에서 요구되는 N개 안테나 소자들보다 적은 L개 안테나 소자들로써 발생될 것이다. 기존의 안테나 어레이 MIMO 구현들과 유사한 방식으로, M 및 K는, 송신된 M개의 공간 채널들 모두가 K개 수신기 패턴들에 의해 식별 가능한 경우에만 동일하다. 이것은 일반적으로, 고정된 송신기 및 수신기들을 위한 경우일 뿐이므로, K 또는 M의 최소 공간 이득을 실현하기 위해서는 과도한 수신기 패턴들 또는 송신기 안테나들이 필요할 것이다. 다중 사용자 검출 프로세싱 기술들이 수신기 시스템들에서 데이터 채널들을 분리하는데 이용될 것이다. 혼합 행렬을 구축하기 위해 앞서 논의된 모든 방법들이 이 구현의 일부로서 사용될 수 있다.

본 발명의 다른 태양은 ISI(inter-symbol interference)에 대한 것이다. ISI를 감소시키기 위해 푸리에 변환들을 사용할 때의 제한들이 도 18에서 제공되는 구성에 의해 다루어진다. ISI를 감소시키는 푸리에 변환 방법을 향상시키기 위해, 다음의 블록들: 비터비 인코딩, 반복/펑처링(puncturing), 및 블록 리던던시 인터리빙(block redundancy interleaving)이 송신측에 추가되었다. 수신측에는, 다음의 블록들: BSS 간섭 제거, 블록 디-인터리빙, 반복 제거(de-repetition)/디-펑처링, 및 비터비 디코딩이 추가되었다.

"비터비 인코딩"은, 데이터 디코딩 프로세스에서의 부정확성들을 극복하는 로버스트한 리던던시를 가진다. 터보 코딩과 같은 코딩의 다른 형태들도 적용 가능하다. "반복 또는 펑처링"은 소스 데이터 속도와 송신 데이터 속도 사이의 데이터 블록 정합을 가능하게 한다. "블록 인터리빙"은, 그것이 전파 채널 조건들에 대한 허용성(resilience)을 향상시킨다는 점에서, 순차적으로 도달하는 소스 데이터를 무작위화하여 적당한 디코딩의 확률을 최대화한다. 이것은, 블록 오류들보다 무작위로 분포된 오류들로부터 데이터 스트림을 훨씬 효과적으로 복구할 수 있는 비터비 디코더 이전에 블록 오류들을 배포하는 것에 의해, 예를 들어, 심각한 페이드(severe fade)로 인한 블록 오류들을 도입한다. "BSS 간섭 제거"는 신호를, 시간 도메인으로 다시 변환하기 이전에, 의도된 신호로 감소시킨다.

결과적인 주파수 도메인 신호가 균일할 것 같지 않은 공지의 통계적 특징을 가진다면, 불-균일 분포(PAR의 레벨)에 대처하는 최선의 방법은 FFT의 출력에 (주파수들에 걸쳐 신호 레벨을 균일화하기 위한) 비-선형 매퍼(non-linear mapper)를 그리고 IFFT로의 입력에 역 변환(reverse transform)을 추가하는 것일 것이다.

또한, 이 신호는 실제 상황에서는 통상적으로 변조되고 송신 주파수로 밴딩(banded)될 것이고, 변조기, 업컨버터, 및 다운컨버터에 추가하면, 복조기가 화 상을 완결할 것이다. 송신 파형들 사이의 경계들에는 불연속이 존재할 것이다. 이것은 몇가지 방법들로 완화될 수 있다. 한가지 방법은, 곡선이 보간되는 파형들 사이에 보호 대역을 추가하여, 발생되는 주파수 성분들을 최소화하는 것일 것이다. 혼합 행렬을 구축하기 위해 앞서 논의된 모든 방법들이 이 구현의 일부로서 사용될 수 있다.

본 발명의 다른 태양은 계층 공간 통신을 지원하기 위한 패턴 다이버시티에 대한 것이다. 이제 도 19를 참조하면, 바람직한 실시예에서, 송신기는 타임 슬롯 기반으로 각각의 계층형 공간 스트림을 위한 전력 레벨들을 변경한다. 따라서, 스트림들은 다양한 전력 레벨들로 수신기에 도달하고, 이것이, BBS 분리 프로세싱에 적합한 행렬의 채움을 위한 수신 신호들에서의 적당한 차이들을 제공한다. 모든 전력 조정들은 송신기에서 수행되므로, 수신기에서의 L개 안테나 소자들의 수는 1이고, 수신기에서 패턴 발생-하드웨어 또는 소프트웨어 컴포넌트들은 불필요하다.

도달 신호들 사이의 작은 각도 차이들이 신호들 사이에서 적절하게 상이한 패턴 윤곽선들을 생성하는데 더 이상 문제가 되지 않는다는 점에서, 이 접근 방법도 종래 기술에 대처한다.

다른 실시예에서는, 소정 송신기로부터 기인하는 것이 아닌, 상당한 간섭자들이 존재한다. 그러한 간섭자가 하나라면, 그것과 변경중인 소정 송신기 파면들(waves front) 사이의 차이들은, BSS 프로세싱이 모든 신호들을 분리하게 하기에 적합할 것이다. 하나 보다 많은 상당한 간섭자가 존재한다면, 행렬의 랭크는 적합하지 않을 수도 있다. 시스템 성능은, 수신기에서 추가적인 패턴 변경들을 생성하 는 것에 의해 향상될 수 있다. 이것이 바람직한 실시예로부터의 일탈이기는 하지만, 그것은 이전보다 한층 적은 패턴들을 요구하고, 그에 따라, 수신기에서의 구현과 관련이 적어진다.

다른 실시예에서, 데이터의 다중 스트림들은 단일 안테나 소자를 경유하는 하나의 전력 증폭기를 통한 송신을 위해 다같이 합산된다. 타임 슬롯형 기반에서, 합산된 신호들 사이의 상대적 전력 레벨은 수신기에서의 BSS 디코딩에 적합한 방식으로 변경된다. 이 접근 방법의 이점은, 복합 신호의 개개 신호 스트림들이 동일한 전파 경로 효과들을 경험한다는 것이고, 이것은, 송신기와 수신기 사이에서 상대적인 신호 관계들이 유지된다는 것을 의미한다. 이것은 수신기에서의 아주 로버스트한 디코딩 상황을 제공한다.

이 개념은, 신호들의 개개 합계들 다수가 상이한 안테나 소자들을 통해 송신될 수 있다는 점에서 조정 가능하다. 따라서, 로버스트한 신호 분리가 다중 경로 다이버시티 이득들 및/또는 공간 용량 이득들과 함께 획득될 수 있다. 이상적으로 일정한 평균에 대한 피크 신호 전력 비들(peak to average signal power ratios)의 발행을 다루기 위해, 합산된 신호들의 전력들은, 거의 일정한 전력 레벨을 유지하는 방식으로 조정될 수 있다. 혼합 행렬을 구축하기 위해 앞서 논의된 방법들 모두가 이 구현의 일부로서 사용될 수 있다.

본 발명의 다른 태양은 다수의 동시 송신기들을 지원하기 위한 파동 패턴들에 관한 것이다. 이제 도 20을 참조하면, 액세스 포인트로 송신중인 다수 장치들은 그들의 RF 패턴들을 변조한다. 따라서, 의도된 액세스 포인트 및 의도되지 않 은 액세스 포인트들은 송신 신호들의 상이한 전력 레벨 버전들을 수신할 것이다. 이것은, BSS가 신호들을 분리하는데 필요한 정보를 제공한다.

변조는 송신 전력을 변경하는 것만큼이나 간단할 수 있다. 이것은 패턴의 윤곽선과 무관하게 수행될 수 있으므로, 전지향성, 섹터형, 또는 빔 형성 패턴들도 사용될 수 있다. 송신 빔의 보어 시계(bore sight)를 변경하는 것과 같은 다른 기술들도 사용될 수 있다.

가장 효과적인 접근 방법은, 송신기들이 정렬된 타임 슬롯들을 사용하게 하는 것이다. 타이밍은 장치들의 내부 클록들을 사용하는 것에 의해 또는 액세스 포인트에 의해 송신된 공통 타임 마크(common time mark)까지 동기화하는 것에 의해 설정될 수 있다. 신호들이 수신기에 도달되는 때에 대한 오정렬이 존재한다면, 신호들을 분리하는 BSS 능력에 열화가 존재한다. 정렬은 장치들에 이르는 거리들을 판정하는 것에 의해 또는 시간 지연을 측정하는 것에 의해 조정될 수 있다. 그 다음, 타이밍 진행 또는 지체(retardation) 기술들이 액세싱 장치들에 의해 사용될 수 있다.

수신된 신호 이득 변경들이 이들을 타겟들로 생각하는 BSS 장비형 액세스 포인트들 및 다른 경우들로서 간섭자들에 의해 양자 모두가 이용된다면, 정렬을 위한 적당한 수신기는 달라질 수 있다. 전반적인 네트워크 조정이 존재하지 않는다면, 의도된 수신기는 정렬되어야 할 것이다. 전반적인 네트워크 조정이 존재한다면, 측정들은, 의도된 수신기에서의 분리를 위해 여전히 적합한 정렬을 제공하면서, 신호를 간섭자로서 제거하는 것을 좀더 용이하게 하는 것이 최선의 접근 방법이라는 것을 나타낼 수 있다.

RF 전력 레벨 변조 기술을 사용하지 않는 다른 신호 소스들이 존재한다면, 전통적인 신호 거부 기술들이 사용될 수 있다. 다른 방법으로, 수신기는 패턴들 또는 다른 수단을 사용해 BSS 적합 행렬의 랭크를 증가시킬 수 있다. 후자의 수단이 이용된다 하더라도, 유도된 행렬 정보의 차수는 액세스 포인트 수신기에서 구현되는 오버헤드를 크게 감소시킬 것이다. 혼합 행렬을 구축하기 위해 앞서 논의된 모든 방법들이 이 구현의 일부로서 사용될 수 있다.

본 발명의 다른 태양은 최적화된 프로세싱 및 전력 드레인을 위해 BSS RF 디코딩을 조정하는 것에 대한 것이다. 관심있는 스트림(들)을 디코딩하기 위해 분리되어야 하는 신호들의 수는 감소된다. 일반적으로, 디코딩 행렬의 랭크는 분리될 가장 중요한 신호들의 수를 판정하는 한편, 나머지 신호들은 잡음으로 취급된다. 따라서, 이 값은 디코딩될 신호들을 포함하여 최소값에 있을 필요가 있다. 잡음 성분을 감소시키기 위해 가능하게는 좀더 높은 최소값이 필요할 수 있고, 그에 따라, SNR은 수용 가능한 디코딩 오류율을 허용한다.

도 21은 수신기만의 동작 구현을 예시한다. 도 22는 도 21의 수퍼세트(superset)이고, 송신기(들)로부터 수신기로의 데이터 및, 선택적으로, 수신기로부터 송신기(들)로의 데이터도 포함한다.

행렬을 채우기 위한 옵션들이 동작을 위해 필요한 랭크를 초과하면, 안테나 어레이 제어는 이용되는 옵션들의 수를 감소시킬 수 있다. 사용 가능한 세트로부터의 일부 선택들이 다른 것들보다 좀더 바람직스러울 수 있고, 최적 선택은 좀더 낮은 행렬 랭크를 허용할 수 있다. 이 세트는, 시행착오 기술들(예를 들어, 결과들과 사용되는 그리고 사용되지 않는 옵션 k의 비교들)에 의해 또는 조건들 및 결과들의 이력 추적에 의해, 다른 옵션들과의 비교에서 다양한 옵션들로부터의 신호들을 조사하는 것에 의해 판정될 수 있다. 주어진 공지 조건들 및 이력적 증거의 효과성에 기초해, 어떤 방법 또는 방법들의 조합이 사용되는지도 판정될 수 있다.

커버리지 중첩 영역들에서 발생하는 바와 같이, 장치가 수개 소스들로부터의 중요 신호들의 범위내에서 공지일 경우, 최고 전력 신호들은 상당히 상이한 방향들로부터 유래할 것이 예상될 수 있다. 따라서, 옵션들은 그러한 방향들에서 상당한 신호 차이들을 제공하도록 선택되어야 한다.

인코딩과 관련하여, 오류 정정 인코딩은 디코딩된 생(raw) 스트림들에서 용인(tolerate)될 수 있는 오류율들을 판정한다. 생 오류율 역시 행렬 채우기(matrix fill) 옵션들의 서브세트의 함수이므로, 이 설정들 사이에는 트레이드오프(tradeoff)가 존재한다. 인코더와 디코더 사이의 피드백 및 제어 루프가 최적 상호 설정들을 선택하는데 사용될 수도 있다.

수신기가 전력 제한 상황(예를 들어, 라인 전압(line voltage)에 의한 전력)에 있지 않은 것으로 밝혀지면, 디코더는 그것의 행렬 랭크를 증가시킬 수 있다. 이것은 몇가지 목적들을 위해 사용될 수 있다. 좀더 높은 랭크는 잡음을 감소시킬 수 있는데, 이것은 SNR을 증가시키며, 이것은 차례로, 오류율을 감소시킨다. 감소된 잡음은 송신 데이터 속도를 증가시키거나, 오류 정정 인코딩을 감소시키거나, 링크의 전반적인 신뢰도를 향상시키는데 사용될 수 있다.

행렬 채우기의 부담을 수신기로 이동시키는 것 역시 송신기들에 대한 부하를 감소시키는데, 둘 사이에 제어 루프가 존재한다면, 이것이 이용될 수 있다. 반대로, 배터리를 사용하는 장치는 랭크 생성시의 증가를 좀더 로버스트하게 공급되는 장치(들)로 교섭(negotiate)하고자 할 수 있다.

타이밍 설정들을 변경하는 것에 의해, 가장 로버스트한 동작은, 디코딩 행렬이 모든 심볼을 위해 재계산될 것을 요구한다. 그러나, 종종, 코히어런스 시간은 심볼들의 수를 초과하고, 그에 따라, 측정들은 코히어런스 시간보다 약간 빠른 속도에서만 필요하다. 디코딩 행렬 판정 발생들을 감소시키는 것은 전력 및 프로세서 오버헤드를 보존할 것이다.

일 발생으로부터 다른 발생으로 행렬에서의 변경들을 모니터링하는 것은, 디코딩 행렬이 얼마나 빈번하게 재계산되어야 하는지를 판정하는데 사용된다. 광대역 시스템들에서, 서브채널들은 종종 개별적인 코히어런스 시간들을 가진다. 각각의 서브채널은 자신만의 디코딩 행렬 및 연관된 측정 속도를 가질 수 있다. 이것은 필요한 최고 속도에서 하나의 거대한 디코딩 행렬을 재계산해야 할 필요성을 제거한다. 일반적으로, 서브-디코딩 행렬들을 위한 측정들의 합계는 하나의 거대한 행렬의 사용을 위한 것보다 작을 것이다.

패턴 송신과 관련하여, 소스가 패턴을 생성중이라면, 수신기는 그것의 행렬 채우기 수신 옵션들을 조정하여 적합한 행렬 랭크를 제공할 수 있다. 수신기는 송신기(들)에 의해 통지되는 송신 특징들, 수신 스트림들 및 디코딩된 데이터의 측정, 또는 소스(들)과의 교섭된 설정들에 대한 정보에 그 값을 근거할 수 있다. 교 섭된 경우에서, 소스의 리소스 제약들도 고려될 수 있고, 그에 따라, 다른 것의 부담을 덜기 위해 어느 하나가 좀더 높은 부담을 가정할 수도 있다.

행렬 풀기 기술들(matrix solving techniques)과 관련하여, 일반적으로, 디코딩 행렬은 계산에 따라 크게 달라지지 않을 것이다. 따라서, 종래 값들은 해(solution)의 반복적인 판정을 위한 시드들(seeds)로서 사용될 수 있고, 이것은, 스크래치로부터의 판정보다 덜 프로세서 집약적일 것이다. 시작될 행렬이 크다면, 해가 미공지 상태로부터 판정되는 경우라 하더라도, 반복적인 디코딩이 일반적으로 좀더 빠를 것이다. 이것이, 높은 랭크의 거의 완전한 행렬들을 풀어내기 위한 주지의 방법이다.

일반적으로, 사용 가능한 컴포넌트들, 개정 코드 레벨들, 적합한 장비, 및 타당한 동작에 영향을 미치는 다른 팩터들에 따라, 상기한 모든 조합들이 가능하다. 혼합 행렬을 구축하기 위해 앞서 논의된 모든 방법들이 이 구현의 일부로서 사용될 수 있다.

본 발명의 다른 태양은 효과적인 영역 커버리지를 지원하기 위한 파동 패턴들에 대한 것이다. 패턴 송신과 관련하여, 기본적인 개념은 인프라스트럭처 사이트들에서 섹터형 커버리지 패턴들을 사용하는 것이다. 이용되는 실제 섹터들의 수는 용량 수요들과 관련된 비용 팩터들에 따라 달라진다. 실제 구현들은 단일 섹터로부터 임의의 큰 수로 달라질 수 있다. 섹터들 자체가 방위각이나 고도 또는 방위각 및 고도 평면들에서 세분될 수도 있다. 섹터화를 사용하는 핵심 이점은, 그것이 빔 형성 방법대로 링크의 타단에서 장치를 추적해야 할 필요성을 경감시킨다 는 것이다. 따라서, 다른 것을 위해 일 섹터의 커버리지 영역을 남기는 것은 전통적인 핸드오프 상황으로 축소된다.

종래 기술은 BSS 신호 분리 프로세싱에 적합한 패턴 변경들을 발생시키는 수신기를 가진다. 대조적으로, 송신기가 기술들을 이용하고, 그에 따라, 적합한 BSS 디코더 환경이 적어도 부분적으로 존재한다. 일부 구현들에서, 이것은, 수신기가 어떤 파동 패턴들도 발생시킬 필요가 없다는 것을 의미할 것이다. 다른 구현들에서, 이것은, 파동 패턴들의 수가 크게 감소된다는 것을 의미한다.

일 실시예는 일 송신 포인트를 위한 것이다. 이 실시예는, 영역의 다른 송신 소스들도 동작중인지의 여부가 미공지일 때의 상황을 다룬다. 도 23을 참조하면, 송신 패턴 윤곽선들은 수신기에 공지된 타이밍 시퀀스에서 파동된다.

송신 패턴에서의 변경들은 송신 심볼의 분할들과 일치하도록 타이밍된다. 보어 시계(bore sight)를 이동시키는 대신, 패턴의 윤곽선은 변경되어 각각의 타임 슬롯 동안 일정하게 유지된다. 따라서, 커버리지 영역은 크게 변하지 않고, 논쟁해야 할 전망 추적 쟁점도 존재하지 않는다.

수신기는 송신 윤곽선들을 변경하는 것으로 인한 파면 전력 레벨의 변경을 경험할 것이다. 따라서, BSS 행렬은 상이한 상대적 이득 값들에서의 다양한 신호 스트림들의 차이들로써 채워질 것이다.

수신된 우세(dominant) 신호들 모두가 파동 시그널링을 사용하는 하나 이상의 송신기들로부터 유래한다면, 수신기는 각각의 패턴 변경 동안 단순히 샘플들을 취할 뿐이고, 결과적인 데이터를 사용해 BSS 신호 분리를 위한 행렬을 채운다.

파동 시그널링을 사용하는 송신기들과 그것을 사용하지 않는 다른 것들의 혼합이 존재한다면, 수신기는 전통적인 신호 분리 기술들을 사용해 그것들을 설명할 수 있다. 예를 들어, 빔 형성 및 다중-사용자 검출과 같은 방법들이 사용될 수 있다. 그러나, BSS 방법이 일반적으로 좀더 로버스트할 것이다. 실제로, 수신기는 패턴 손상을 구현하고 충분한 추가 패턴들을 발생시켜, BSS 행렬의 랭크를 분리될 신호들의 수를 초과하도록 증가시킬 수 있다.

예를 들어, BSS 디코더 구현을 위해, 3가지 신호들을 가진 3개의 윤곽선들이 송신기에 의해 송신되고 수신되는 2가지 다른 신호들이 존재한다면, 수신기는 서로에 대한 간섭자들을 분리하기 위해 적어도 2개의 윤곽선들을 발생시켜야 할 것이다. 송신기가 송신기 고유의 세트를 발생시키지 않는다면, 이들 3가지 윤곽선들은 필요했던 것 미만이므로, 수신기에 대한 구현 부담은 항상 감소된다.

송신기가 신호 경로를 따라 단일 스트림을 송신중이라면, 설정된 패턴 윤곽선이 회전되거나 상이할 필요는 없다. 이것은, 수신기에서 검출되는 신호는 다른 수신 신호들 모두와 관련하여 변경되기 때문이다. 따라서, 송신기는 윤곽선의 형태를 변경할 필요가 있다기 보다, 전반적인 패턴을 위해 간단한 전력 변경을 사용할 수도 있다. 하나의 다른 스트림만이 수신기에서 합계되면, BSS는, 하나가 진폭에서 일정하다고 하더라도, 이들을 분리할 수 있을 것이다. 이것은, 전력 디더링(dithering) 소스가 그것의 동작을 위해 필요한 변경들을 제공하기 때문이다. 하나 보다 많은 다른 스트림이 수신되는 경우, 수신기 자체가 다른 분리 수단을 사용하거나 자신만의 파동 패턴 발생 능력을 갖지 않는다면, 그것들은 BSS에 대한 그 룹화된 단일 간섭자로서 나타난다.

이하에서는, 수신 모드의 패턴 송신기가 논의될 것이다. 다수 패턴 윤곽선들의 BSS 프로세싱이 신호 분리를 위한 뛰어난 방법이므로, 송신 패턴들을 발생시키는데 사용되는 동일한 기술들이 다수 수신기 값들을 발생시키는데 사용될 수도 있다. 따라서, 송신이 이미 지원되고 있을 때, BSS 수신을 위한 유일한 비용 팩터는 BSS 프로세싱 오버헤드이다.

이하에서는, 송신기로의 사용자 장비 수신기 피드백이 논의될 것이다. 엄격히 필수적인 것은 아니지만, 사용자 장비 수신기로부터의 피드백 정보는 링크들의 전반적인 동작을 향상시키는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 수신기는, 패턴 윤곽선에서의 변경 각각이 유용한 데이터를 제공하는 정도를 판정할 수 있다. 이 정보는 송신기로 피드백된다. 그 다음, 송신기는 그것의 동작을 조정하여 링크를 향상시키거나, 좀더 적은 전력을 이용하거나, 다른 통신 링크들에 대해 좀더 적은 간섭을 발생시킨다. 조정들 중 일부는, 어떤 그리고 어떤 시퀀스로 각각의 패턴이 사용되는지 그리고 심볼 송신의 과정 동안 얼마나 많은 변경들(즉, M에서 N개 윤곽선들로의 변경)이 이루어지는지일 수 있다. 매 심볼마다 윤곽선 변경들에서의 조정들은 최선 성능을 위해 수신기로 전달되어야 할 것이다.

제2 실시예는, 상술된 접근 방법을 사용하는 것으로 공지된 다수 송신 포인트들을 포함한다. 다중-송신기 사이트 구현을 위한 수신기 동작은 기본적으로 단일 사이트를 위한 것과 동일하다. 차이는, 송신기 각각에 의해 발생된 패턴들이 BSS 신호 분리를 위해 수신기에서 계수될 수 있다는 것이다.

그러나, 좀더 로버스트한 동작은 네트워크로부터 조정된 송신 파라미터들의 성질에 대한 정보를 수신하는 것에 의해 획득될 수 있다. 예를 들어, 차례로 요구되는 패턴들의 수를 나타내는 행렬의 랭크가 조정될 수 있다. 따라서, 패턴들의 수신기 발생은, 사용 가능할 때, 이 정보에 의해 조정된다. 네트워크 범위의 무선 리소스 관리는 사용자 장비로 피드백된 정보를 이용해, 네트워크 범위의 패턴 사용, 방향들, 전력 레벨들, 및 타이밍을 확립할 수 있다. 혼합 행렬을 구축하기 위해 앞서 논의된 모든 방법들이 이 구현의 일부로서 사용될 수 있다.

본 발명의 다른 태양은 CDMA 신호 분리를 지원하기 위한 BSS 및 패턴 파동(pattern undulation)에 대한 것이다. BSS 알고리즘이 신호들을 효과적으로 분리하기 위해, x_i 수신 신호는 각각의 개개 신호와 연관된 상대적으로 상이한 가중 팩터들로써 안테나에서 수신된 신호들의 집합체여야 한다. 이것은 송신기, 수신기, 또는 양자의 위치들에서 수행될 수 있다. 가중 팩터들이 송신단에서 아니면 수신단에서 변경되는지의 여부는, 매 칩마다 또는 연속적인 칩들의 세트마다 변경될 수 있다. 기본적인 요구 사항은, 적어도 분리될 신호들이 존재하는 횟수만큼, 집합체 신호가 매 심볼마다 조정되어야 한다는 것이다.

도 24는, 심볼의 주파수가 12배(12개 칩들)로 변경되는 경우를 나타낸다. 변경되는 파라미터는 4개 칩들 동안 일정하게 유지된다. 매 심볼마다의 3회 변경들은, 수신 신호의 집합체로부터 3개의 상이한 신호들이 분리될 수 있다는 것을 내포한다.

송신기가 신호 경로를 따라 단일 스트림을 송신중이라면, 설정된 패턴 윤곽선이 회전되거나 상이할 필요는 없다. 이것은, 수신기에서 검출되는 신호가 다른 수신 신호들 모두에 대해 변경되고 있기 때문이다. 따라서, 송신기는, 윤곽선의 형태를 변경할 필요가 있다라기 보다, 전반적인 패턴을 위해 간단한 전력 변경을 사용할 수도 있다. 하나의 다른 스트림만이 수신기에서 합계된다면, BSS는, 하나의 진폭이 일정한 경우라 하더라도, 이들을 분리할 수 있을 것이다. 이것은, 전력 디더링 소스가 그것의 동작을 위해 필요한 변경들을 제공하기 때문이다. 하나 보다 많은 다른 스트림이 수신되는 경우, 수신기 자체가 다른 분리 수단을 사용하지 않거나 자신만의 파동 패턴 발생 능력을 가지고 있지 않다면, 그것들은 BSS에 대한 단일 그룹의 간섭자로서 나타난다.

엄격하게 필수적인 것은 아니지만, 사용자 장비 수신기로부터의 피드백 정보는 링크들의 전반적인 동작을 향상시키는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 수신기는, 패턴 윤곽선에서의 변경 각각이 유용한 데이터를 제공하는 정도를 판정할 수 있다. 이 정보는 송신기로 피드백된다. 그 다음, 송신기는 링크를 향상시키거나, 좀더 적은 전력을 이용하거나, 다른 통신 링크들에 좀더 적은 간섭자를 초래하도록 그것의 동작을 조정할 수 있다. 전력 프로파일들을 변경하는 다수 방법들이 존재하지만, 조정들 중 일부는, 어떤 그리고 어떤 시퀀스로 각각의 패턴이 사용되는지; 심볼 송신의 과정 동안 얼마나 많은 변경들이 이루어지는지; 그리고 전력을 어떻게 개별 링크로 변조 또는 디더링하는지일 수 있다. 매 심볼마다의 윤곽선 변경들에서의 조정들은 최상의 성능을 위해 수신기로 전달되어야 할 것이다.

실제 전력 증폭기들은 그들의 선형 동작 범위에서 최선으로 이용된다. PAPR(peak to average power ratio)이 높은 상태에서, 선형 동작을 위한 동작 범위가 감소되어, PA를 위한 선형의 감소된 동적 제어 범위 및 그에 따른 송신기와 수신기 사이의 감소된 동작 거리를 초래한다. 이용되고 있는 송신 파라미터가 전력인 경우, 이러한 염려는 몇가지 접근 방법들에 의해 완화될 수 있다.

이 접근 방법들은, 하나 보다 많은 싱크(sink)가 동일한 증폭기에 의해 전력이 공급되고 있을 때, BSS 변경들은, 모든 신호들의 전력들의 합계가 일정한 상태를 유지하는 방식으로 동기화될 수 있다는 것을 포함한다. 다시 말해, 일부 송신들의 증가는 다른 것들의 감소로 인해 오프셋된다. 전력이 칩 속도에 근접한 값에서 변조된다면, 과도한 전력은, 저장 소자들을 유도된 작은 리플(minor ripple induced)과 디커플링(decoupling)하는 것에 의해 종종 흡수될 수 있다. 과도한 전력은 손실 부하로 변환될 수 있다.

2차 또는 3차원의 패턴들은, 위상 어레이 안테나들의 지연 및 전력 레벨의 조정; 스위치 가능한 부하들을 가진 기생(parasitic) 안테나 소자들; 편광에서의 변경들; 패턴들의 편향을 발생시키는 전력 평면 부하에서의 변경들; 소자들 또는 반사기들의 기계적 이동; 및 상기한 것들의 임의 조합을 포함하는, 송신 및 수신 안테나들 모두를 위한 다수 수단들에 의해 생성될 수 있다. 혼합 행렬을 구축하기 위해 앞서 논의된 방법들 모두가 이 구현의 일부로서 사용될 수 있다.

본 발명의 다른 태양은 다수의 공간 독립 채널들을 위한 단일 수신기에 대한 것이다. 스위치된 기생 안테나들은 고속 디지타이저 및 다운컨버터에 커플링되어 기저대역 프로세싱 구조에 다수의 공간 독립 채널들을 제공할 수 있다. 다수의 공간 독립 채널들은 하나의 LNA(low noise amplifier), 믹서, LO(local oscillator), LPF(low pass filter), 및 ADC(analog-to-digital converter)를 사용하는 것에 의해 제공된다.

이 기술에 의해 획득되는 다수의 공간 독립 채널들은 다양한 방법들 중 하나로써 프로세싱될 수 있다. 일례들로는 코히어런트 조합, 암묵 신호 분리(BSS), 또는 MIMO(multiple input multiple output) 수신 프로세싱을 들 수 있다.

도 25를 참조하여 시스템 원리들이 후술된다. 바람직한 실시예는 인덕터들과 커패시터들로의 스위칭 컴포넌트들을 갖춘 단일 안테나 어레이로 이루어진다. 대역 통과 필터는 LNA에 제시되는 주파수 대역 및 총 RF 전력 모두를 제한한다. LNA는 수신 신호를 위한 단순한 저잡음 증폭기가 아니다. 믹서 및 LO는 RF 신호를 IF(intermediate frequency)나 기저대역 DC로 하향 튜닝한다. 어떤 구현이든 백엔드 프로세싱(back end processing)과 호환 가능하다.

안테나 스위칭, 동작 LO 스위칭, 및 디멀티플렉서 스위칭 모두는 동일한 디지털 시퀀스 발생기에 의해 구동되고, 그에 따라, 신호의 N개 채널들이 안테나의 N개 다이버시티 모드들로부터 발생된다. 이것은, LPF 및 ADC에 제공하기 위하여 믹서로부터 출력된 단일 채널 RF를 발생시킨다.

ADC는, 도면에 그렇게 도시되어 있지는 않지만, 안테나 모드들, 동작 LO, 및 디멀티플렉서를 구동하는 동일한 디지털 시퀀스 발생기와 동기이다. 캐리어 주파수(Fc) 및 변조 대역폭(B)을 가진 신호를 고려하면, 디멀티플렉서는 펄스 형태를 위해 임펄스들을 갖춘 다운-샘플링 동작으로서 동작한다. N개 소자들을 가진 어레이의 경우, ADC의 샘플링 주파수는 적어도 2*N*B여야 한다. 모든 N개 샘플들 중 하나만이 기저대역 프로세서의 복조기 체인으로 제시될 것이므로, N이 필요하다. 2*B는 나이키스트 샘플링 이론(Nyquist Sampling theory)을 충족시키는데 필요하다. 따라서, 이 시스템에 의해 수신되는 신호 대역폭 또한 장치의 스위칭 속도에 의해 제한된다.

디멀티플렉서는 샘플들을 BBP 내부의 N개의 병렬 복조기 회로들 각각으로 교대시킨다. 샘플 분배 방식은, 그룹들이 아닌 대신, 순차적 분배여야 한다. 예를 들어, 3가지 안테나 다이버시티 옵션들(왼쪽, 오른쪽, 및 전체(omni))이 존재한다면, N=3이다. 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12로 넘버링된 ADC로부터의 샘플들은, 1, 4, 7, 10은 제1 복조기 체인으로; 2, 5, 8, 11은 제2 복조기 체인으로; 그리고 3, 6, 9, 12는 제3 복조기 체인으로와 같이 분배될 것이다.

앞서 언급된 바와 같이, 복조기들은 코히어런트 조합, BSS, 또는 2개의 공통 MIMO 변조 기술들 중 어느 하나의 형태일 수 있다. 이것은 N개의 공간 독립 채널들을 기대하는 단일 복조 회로 또는 일 패키지의 N개 인스턴스 생성(instantiation)들일 수 있다. 코히어런트 조합은 소프트 판정들 또는 하드 판정들의 조작들에 대한 가중화일 수 있다. 다음에서는, 일부 구현 제한들이 논의된다. 이들은 SNR 고려들, 잡음 지수, 임피던스 정합, 및 수신 신호 전력을 포함한다.

안테나 어레이가 수신 신호에 정합되는 대역폭을 가진다고 가정하면, 대역내 SNR은 동일한 상태를 유지하였다. 그러나, 대역내 신호 에너지는 전통적인 어레이의 그것에 비해 N²의 팩터만큼 감소되었다.

LNA는 안테나 어레이 이후의 신호 경로에서 제1 유효 컴포넌트이므로, 스위치된 어레이들이 PIN 다이오드로 시작할 때만큼, 잡음 수치가 문제되지는 않는다. 디멀티플렉서 이후의 채널 각각이 신호 전력의 1/N을 수신하므로, LNA 이득 요구 사항은 믹서 출력에서 유사한(comparable) 신호 진폭들을 보유하기 위해 1Olog₁₀N만큼 증가된다.

상이한 안테나 소자들 사이에서의 스위칭은 임피던스 정합 특징들에서의 변경을 도입할 것이다. 이것이, RF 경로에 직접 접속되는 유일한 것으로서 항상 "능동" 안테나 소자를 갖는 안테나 구현을 위한 경우는 아니다. 다른 "기생" 안테나 소자들은 RF 경로에 영향을 미칠 뿐이다.

일부 MIMO 및 다른 병렬 경로 송신 방식들과 호환 가능할 수 있는 다른 실시예는 안테나 어레이의 상이한 다이버시티 모드들로 스위칭할 뿐 아니라 LO를 상이한 캐리어 주파수들로 튜닝하는 것을 통합하는 것이다. 이것은 서로 동기적으로 또는 독립적으로 수행될 수 있다. 그것들이 여전히 동시에 발생해야 하는 경우에도, 각각의 상태(어레이 모드 대 캐리어 주파수)가 동상일 필요는 없다.

이것은, 2개의 정규 802.11g 파형들이 상이한 캐리어들을 통해 병렬로 송신되는 경우에서, 802.11g+ 파형들을 수신하기 위한 유용한 구현일 것이다. 이 경우, 당신은 LO에서 상부 및 하부 캐리어 주파수 사이에서 교대하고, 그 다음, 상이 한 패턴에서, 안테나 어레이의 상이한 다이버시티 모드들을 교대시킬 것이다.

믹서는 RF 파형을 IF 또는 기저대역 DC로 하향 변환하도록 설정될 수 있다. 이것은 ADC의 샘플링 요구 사항들 중 일부를 변경한다. 의도적 에이리어싱(intentional aliasing) 및 다른 기술들이 샘플링하에서 IF를 수행하여, 여전히 의도된 정보 내용을 복구할 수 있다.

이 접근 방법 또한, 수신 및 송신 기능들 모두를 위한 안테나의 이중 사용을 고려한다. 위성 수신과 같은 일부 애플리케이션들을 위해서는, 송신 기능이 불필요하다. 수신과 송신이 동시적이지 않은 (WLAN, WiMAX, WCDMA-TDD, TD-SCDMA 등과 같은) TDD(time division duplexed) 시스템들 또는 (GSM/GPRS와 같은) 타임 슬롯형 FDD 시스템들의 경우, 송신 모드가 독립적으로 고려될 수 있을 때, 수신 안테나가 다중화될 수 있다. (CDMA2000 또는 WCDMA-FDD와 같은) 풀 듀플렉스(full duplex) FDD 시스템들의 경우, 송신 기능은 별도 안테나(들)에 의해 실현될 수 있다. 이 무선 인터페이스들 중 어떤 것도 인에이블드 복조기 기술들(코히어런트 조합, BSS, MIMO) 중 어떤 것을 사용할 수 있다.

본 발명의 다른 태양은 CDMA 수신기 프로세싱에 적용되는 BSS에 대한 것이다. 안테나 소자들 사이가 적당히 분리된 안테나 어레이들이 디코딩 체인들을 공급하기에 적합하다. 사용 가능한 문헌의 조사는, 이것이 당업자들의 일반적인 신념이라는 것을 나타낸다.

다른 문서들은, SAIC(Single Antenna Interference Cancellation) 기술들에 관한 것을 논의한다. BSS를 이용하는 기술들은, 랭크 2 행렬을 생성하기 위해, 변 조가 상관적인 그리고/또는 통계적으로 독립적인 I 및 Q 채널들을 가질 것을 요구한다. 따라서, 이 디코더들은 일 간섭자와 소정 신호를 분리한다. 2가지 간섭자들이 존재한다면, 기존의 SAIC 기술들은 실행 불가능하다. 이것을 "가상의(virtual)" 제2 안테나를 사용하는 것이라고 한다.

기존의 업계 수단으로써 그리고 문헌에서 현재 이용되지 않는 다른 방법들로써 신호들의 독립적인 합계들을 획득하는 것에 의해, 종래 기술이 향상될 수 있다. I 및 Q 수단들이 일부 무선 액세스 네트워크들에서는 실용적이지만, CDMA 인코딩에는 적당하지 않을 수도 있다. 혼합 행렬을 구축하기 위해 앞서 논의된 모든 방법들이 이 구현의 일부로서 사용될 수 있다.

이 기술들이 ICA 사용 가능 행렬의 랭크를 증가시키고 ICA의 애플리케이션이 소정 신호들을 추출할 가능성을 높이기도 하지만, 그것이 보장될 수는 없다. 따라서, 방금 상술된 기술들은 적합한 디코딩 체인을 선택하는데 사용되어야 한다. 예를 들어, ICA 프로세싱이 프로세싱되고 있는 신호 합계에 과도하게 해가 된다면, ICA 프로세싱을 철회해야 할 것이다.

제2 실시예에서는, 상이한 디코딩 체인이 도 26에 예시된 바와 같이 이용된다. 노드 A에서의 신호 세트의 일례가 도 27에 도시된다. 명료화를 위해 하나의 간섭자가 도시되어 있지만, 동일한 논거들이 다수 간섭자들 및 증가된 행렬 랭크에도 적용될 수 있다. 잡음 플로어(noise floor)는 협대역 간섭자만큼 초과되고, 소정 CDMA 신호는 잡음 플로어 미만이다.

도 28에서의 노드 B에서는, 간섭자가 추출되었다. "선택자(selector)"는, 추출된 신호들이 실제로 간섭자들인지를 판정한다. 간섭자들이 존재하지 않으면, 신호는 선택되지 않는다. 신호가 소정 신호의 특징들을 가지면, 그것은 선택되지 않는다. 하나 이상의 간섭자들이 선택되면, 그것들은 "인버터"(노드 C)에 제공된다. ICA 추출은 수신 신호를 반전할 수도 반전하지 않을 수도 있고, 각각의 신호가 수신 신호와 정합하기 위해 반전되어야 하는지에 대한 판정이 필요하다.

정확한 진폭 부호를 가진 간섭자들이 노드 D에서 가산기의 음의 입력에 제공된다. 당업자라면 당연히, 대안적이나 등가인 구현들이 가능하다는 것을 알 수 있을 것이다. 예를 들어, 이 단계에서는 순수한 가산기가 이용될 수 있고, 인버터는, 신호들이 비-반전 파형으로 추출되었을 경우에만 이용될 것이다. 원래 수신 신호(노드 A)의 지연 버전이 다른 가산기 입력에 제공된다. 지연 값은 ICS, 선택, 및 "인버터" 프로세싱에 의해 초래되는 지연들과 동일하다. 당업자라면 당연히, 대안적이나 등가인 구현들이 가능하다는 것을 알 수 있을 것이다. 예를 들어, 지연 및 가산기 기능 블록들은, 최소값이 실현될 때까지 2가지 신호들을 이동시키고 가산하는 최소화 블록(minimization block)으로 대체될 수 있다.

도 29의 노드 D에서는, 간섭자들이 제거되었다. 도 30의 노드 E에서, 레이크 수신기는 신호를 역확산하였고, 이 신호는 이제 기저대역 디코더로 제공될 수 있다. 이 실시예의 추가적인 세부 사항은, 안테나 구조에 의해 수집되는 신호들이 기존 기술을 향상시키기 위해 앞서 논의된 실시예에 의한 옵션들을 통해 획득될 수 있다는 것이다.

도 26에 도시된 구조는 약술된 발명을 구현하기 위한 일 방법일 뿐이라는 것 을 알 수 있어야 한다. 적합한 경우, "선택자"가 신호를 제공하지 않는다라기 보다는, 프리(pre) 또는 포스트(post) 프로세싱 위치 중 하나에서 상이한 다른 경로를 선택하는 종래 기술 구현이 사용될 수도 있다. 트레이드오프들은 프로세싱 지연들, 구현 비용, 전반적인 동작의 로버스트니스, 및 어느 정도의 설계자 선택과 관련이 있다. 레이크 수신기로의 제공 이전에 신호 스트림으로부터 간섭자들을 감산한다는 기초적인 기본 개념만이 동일한 발명인 모든 변형들에서 유지되어야 한다.

종래 설명은 간섭자들의 완벽한 제거를 위해 도시되지만, 모든 간섭자들이 제거되지 않을 수도 있다는 것을 알 수 있어야 한다. 그러나, 레이크 디코더가 향상된 신호 세트를 다룬다면, 임의 간섭자들의 제거는 일반적으로 종래 기술에 대해 향상된 성능을 제공할 것이다.

CDMA 신호는 그것의 성질로 인해 그 역확산 버전보다 좀더 가우시안적이고, ICA가 검출하기에 좀더 어려운 경향이 있을 것이다. 그러나, 신호는 여전히 일부의 통계적 중요성을 보유하므로, 소정 신호와 연관된 일부 데이터의 제거도 가능하다. 이번에도, 간섭자들의 제거가 대체로 훨씬 더 중요할 것이고, 전반적인 이득이 레이크 디코더로 제공된다. 다른 방법으로, 전반적인 디코딩 프로세스는 프로세스로의 증분적 접근 방법을 사용하는 것에 의해 좀더 향상될 수 있다. 포함 또는 배제와 관련하여 신호들을 평균하는 것이 좀더 상세하게 조사될 수 있고, 그리고/또는 제거되는 신호들의 수가 증분적으로 증가 또는 감소될 수 있으며 디코딩된 신호의 무결성이 결과들의 향상 또는 악화 정도를 위해 측정될 수 있다.

이 실시예의 핵심은, ICA가, 식별 및/또는 추출하는 것이 어려울 동안, 레이크 프로세싱 이전의 CDMA 신호들에 사용되지 않고, ICA가 식별할 수 있을 것 같은 신호들에 대해 사용된다는 것이다.

본 발명의 다른 태양은 패턴들을 통한 암묵 신호 분리를 위한 혼성의 최소 평균 제곱 오차 MP(matrix-pencil) 분리 가중들에 대한 것이다. 선형적으로 독립적인 합산 신호들을 제공하기 위해 다수 센서들이 요구되는 미국특허 제6,931,362호를 다시 참조한다. '362 특허는, 여기에 참고 문헌으로써 포함되어 있다. 상술된 안테나 어레이들이 다수 센서들 대신에 사용될 수도 있지만, '362 특허에서 설명된 포스트-프로세싱도 여전히 적용 가능하다.

상기 설명들 및 연관된 도면들에서 제시된 교시의 이점을 갖는 당업자라면, 본 발명의 다수 변경들 및 다른 실시예들이 가능할 것이다. 따라서, 개시된 특정 실시예들로 본 발명이 제한되지 않는다는 것과, 변경들 및 실시예들이 첨부된 청구항들의 범위내에 포함되어야 한다는 것을 이해할 수 있을 것이다.

Claims (30)

1. M개 신호 소스들에 의해 제공된 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 장치로서,

   상기 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 N개의 안테나 소자들을 구비하는 안테나 어레이;

   상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 N개의 상이한 합산들을 디코딩하기 위해 상기 N개의 안테나 소자들에 접속된 코드 역확산기로서, 상기 N개의 상이한 합산들 각각은 그것과 연관된 상기 M개 소스 신호들의 k개의 상이한 합산들을 제공하기 위한 k개 코드들을 포함하는 것인 상기 코드 역확산기;

   상기 M개 소스 신호들의 적어도 kN개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 상기 코드 역확산기에 접속된 수신기 어셈블리; 및

   상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 kN개의 상이한 합산들을 구비하며 kN까지의 랭크를 가진 혼합 행렬을 형성하기 위해, 그리고 상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리하기 위해 상기 수신기 어셈블리에 접속된 암묵 신호 분리 프로세서

   를 구비하는 M개 신호 소스들에 의해 제공된 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 장치.
2. 제 1 항에 있어서, kN = M인 것인 통신 장치.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 혼합 행렬의 랭크는 K(K < kN)이고, 상기 암묵 신호 분리 프로세서는 상기 혼합 행렬로부터 상기 M개 소스 신호들 중 K개를 분리하는 것인 통신 장치.
4. 제 1 항에 있어서, kN > M인 것인 통신 장치.
5. 제 1 항에 있어서, 상기 N개의 안테나 소자들은 N개의 상관 안테나 소자들을 구비하는 것인 통신 장치.
6. 제 5 항에 있어서, 상기 N개의 상관 안테나 소자들은 N개의 능동 안테나 소자들을 구비하여, 상기 안테나 어레이가 위상 어레이(phased array)를 형성하는 것인 통신 장치.
7. 제 5 항에 있어서, 상기 N개의 상관 안테나 소자들은 하나 이상의 능동 안테나 소자 및 N-1개까지의 수동 안테나 소자들을 구비하여, 상기 안테나 어레이가 스위치드 빔 안테나(switched beam antenna)를 형성하는 것인 통신 장치.
8. 제 1 항에 있어서, 상기 N개의 안테나 소자들 중 적어도 2개는 상관적이며, 상이한 편광들을 갖는 것인 통신 장치.
9. 제 8 항에 있어서, 상기 상이한 편광들은 서로에 대해 직교인 것인 통신 장치.
10. 제 1 항에 있어서, 적어도 하나의 추가 안테나 빔을 발생시키기 위하여 상기 N개의 안테나 빔들 중 적어도 하나의 고도를 선택적으로 변경하기 위한 고도 제어기를 더 구비하여, 상기 M개 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적인 상이한 합산이 수신되며, 상기 역확산기는 상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 하나의 추가적인 상이한 합산을 디코딩하며, 각 추가적인 상이한 합산은 그것과 연관된 상기 M개 소스 신호들의 k개의 상이한 합산들을 제공하기 위한 k개 코드들을 포함하고, 상기 수신기 어셈블리는 또한 상기 적어도 하나의 추가 안테나 빔을 사용해 상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 하나의 추가적인 kN개의 상이한 합산들을 수신하고, 상기 암묵 신호 분리 프로세서는 상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 하나의 추가적인 kN개의 상이한 합산들을 포함하도록 상기 혼합 행렬을 형성하는 것인 통신 장치.
11. 제 10 항에 있어서, 상기 고도 제어기는 상기 N개의 안테나 빔들의 상기 고도를 선택적으로 변경하여, 상기 M개 소스 신호들의 N개의 추가적인 상이한 합산들을 수신하기 위하여 N개의 추가 안테나 패턴들이 발생되는데, 이제 상기 혼합 행렬의 상기 랭크는 2kN과 같은 것인 통신 장치.
12. 제 10 항에 있어서, 상기 고도 제어기는 상기 N개의 안테나 소자들과 관련하여 P개의 영역들로 분할되며, 각 영역은 상기 N개의 안테나 빔들의 상기 고도를 변경하기 위해 독립적으로 제어되어, 상기 M개 소스 신호들의 N개의 추가적인 상이한 합산들을 수신하기 위하여 N개의 추가 안테나 패턴들이 발생되는데, 이제 상기 혼합 행렬의 상기 랭크는 2kPN과 같은 것인 통신 장치.
13. 제 10 항에 있어서, 상기 안테나 어레이는 기준 평면(ground plane)을 구비하고, 상기 N개의 안테나 소자들은,

    상기 기준 평면에 인접한 능동 안테나 소자; 및

    상기 기준 평면에 인접한 복수개의 수동 안테나 소자들로서, 각각의 수동 안테나 소자는,

    상부 절반 및 대응되는 하부 절반과,

    방위각 방향에서 안테나 패턴을 변경하기 위해 상기 상부 절반을 상기 기준 평면에 접속시키는 상부 가변 리액티브 부하

    를 구비하는 것인 상기 복수개의 수동 안테나 소자들

    를 구비하고,

    상기 고도 제어기는, 상기 하부 절반을 상기 기준 평면에 접속시키기 위하여 각각의 수동 안테나 소자를 위한 개개의 하부 가변 리액티브 부하를 구비하며, 상기 N개의 안테나 패턴들은 상기 하부 가변 리액티브 부하들 중 적어도 하나를 조정하는 것에 의해 고도 방향으로 이동되는 것인 통신 장치.
14. 제 10 항에 있어서, 상기 안테나 어레이는 상기 N개의 안테나 소자들에 인접한 기준 평면을 구비하고, 상기 고도 제어기는 상기 기준 평면에 접속된 제어 가능한 RF 초크를 구비하며, 상기 N개의 안테나 빔들은 상기 RF 초크를 제어하는 것에 의해 고도 방향으로 이동되는 것인 통신 장치.
15. 제 1 항에 있어서, 상기 안테나 어레이는 적어도 N개의 안테나 빔들을 형성하고, 상기 통신 장치는, 상기 적어도 N개의 안테나 빔들을 선택적으로 형성하기 위해 상기 안테나 어레이에 접속된 제어기를 더 구비하며, 상기 N 및 M은 2보다 크며, 상기 암묵 신호 분리 프로세서는 또한,

    상기 M개 소스 신호들의 상기 상이한 합산들이 상관적인지 또는 통계적으로 독립적인지를 판정하고, 그렇지 않다면,

    상기 제어기와 협력하여, 상기 혼합 행렬에서 비상관적이거나 통계적으로 비독립적인 상기 M개 소스 신호들의 상기 상이한 합산들을 대체하기 위하여 상기 M개 소스 신호들의 새로운 상이한 합산들을 수신하기 위해 상이한 빔들을 형성하는 것인 통신 장치.
16. 제 15 항에 있어서, 상기 수신기 어셈블리는 N개의 레이크 수신기들을 포함하고, 각 레이크 수신기는 거기에 접속된 상기 개개 안테나 소자에 의해 수신된 상기 M개 소스 신호들의 상기 N개의 상이한 합산들 각각을 위해 P개의 상이한 다중 경로 성분들을 발생시키기 위한 P개 핑거들을 구비하고, 상기 암묵 신호 분리 프로세서는 상기 N개의 레이크 수신기들에 접속되어 상기 혼합 행렬을 형성하며, 상기 혼합 행렬은 상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 N개의 상이한 합산들의 적어도 kPN개까지의 상이한 다중 경로 성분들을 구비하고, 상기 혼합 행렬은 kPN까지와 동일한 랭크를 갖는 것인 통신 장치.
17. 제 1 항에 있어서, 상기 암묵 신호 분리 프로세서는 PCA(principal component analysis), ICA(independent component analysis), 및 SVD(single value decomposition) 중 적어도 하나에 기초해 상기 혼합 행렬로부터 상기 원하는 소스 신호들을 분리하는 것인 통신 장치.
18. M개 신호 소스들에 의해 제공된 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 장치를 동작시키는 방법으로서, 상기 통신 장치는 안테나 어레이, 상기 안테나 어레이에 접속된 코드 디코더, 상기 코드 디코더에 접속된 수신기 어셈블리, 및 상기 수신기 어셈블리에 접속된 암묵 신호 분리 프로세서를 구비하고, 상기 방법은,

    N개의 안테나 소자들을 구비하는 상기 안테나 어레이에서, 상기 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산들을 수신하는 단계;

    상기 디코더에 의해 상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 N개의 상이한 합산들을 디코딩하는 단계로서, 상기 N개의 상이한 합산들 각각은 그것과 연관된 상기 M개 소스 신호들의 k개의 상이한 합산들을 제공하기 위한 k개 코드들을 포함하는 것인 상기 디코딩 단계;

    상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 kN개의 상이한 합산들을 상기 수신기 어셈블리에 제공하는 단계; 및

    상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 kN개의 상이한 합산들을 상기 암묵 신호 분리 프로세서에 의해 프로세싱하는 단계로서,

    상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 kN개의 상이한 합산들을 구비하며 kN까지와 동일한 랭크를 가진 혼합 행렬을 형성하는 단계, 및

    상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리하는 단계

    를 구비하는 상기 프로세싱 단계

    를 구비하는 M개 신호 소스들에 의해 제공된 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 장치를 동작시키는 방법.
19. 제 18 항에 있어서, kN = M인 것인 방법.
20. 제 18 항에 있어서, 상기 혼합 행렬의 랭크는 K(K < kN)이고, 상기 암묵 신호 분리 프로세서는 상기 혼합 행렬로부터 상기 M개 소스 신호들 중 K개를 분리하는 것인 방법.
21. 제 18 항에 있어서, kN > M인 것인 방법.
22. 제 18 항에 있어서, 상기 N개의 안테나 소자들은 N개의 상관 안테나 소자들을 구비하는 것인 방법.
23. 제 22 항에 있어서, 상기 N개의 상관 안테나 소자들은 N개의 능동 안테나 소자들을 구비하여, 상기 안테나 어레이가 위상 어레이(phased array)를 형성하는 것인 방법.
24. 제 22 항에 있어서, 상기 N개의 상관 안테나 소자들은 적어도 하나의 능동 안테나 소자 및 N-1개까지의 수동 안테나 소자들을 구비하여, 상기 안테나 어레이가 스위치드 빔 안테나(switched beam antenna)를 형성하는 것인 방법.
25. 제 18 항에 있어서, 상기 N개의 안테나 소자들 중 적어도 2개는 상관적이며, 상이한 편광들을 갖는 것인 방법.
26. 제 18 항에 있어서, 상기 통신 장치는 적어도 하나의 추가 안테나 빔을 발생시키기 위하여 상기 N개의 안테나 빔들 중 적어도 하나의 고도를 선택적으로 변경하기 위한 고도 제어기를 더 구비하여, 상기 M개 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적인 상이한 합산이 수신되며, 상기 디코더는 상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 하나의 추가적인 상이한 합산을 디코딩하며, 각 추가적인 상이한 합산은 그것과 연관된 상기 M개 소스 신호들의 k개의 상이한 합산들을 제공하기 위한 k개 코드들 을 포함하고, 상기 수신기 어셈블리는 또한 상기 적어도 하나의 추가 안테나 빔을 사용해 상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 하나의 추가적인 kN개의 상이한 합산들을 수신하고, 상기 암묵 신호 분리 프로세서는 상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 하나의 추가적인 kN개의 상이한 합산들을 포함하도록 상기 혼합 행렬을 형성하는 것인 방법.
27. 제 26 항에 있어서, 상기 고도 제어기는 상기 N개의 안테나 빔들의 상기 고도를 선택적으로 변경하여, 상기 M개 소스 신호들의 N개의 추가적인 상이한 합산들을 수신하기 위하여 N개의 추가 안테나 패턴들이 발생되는데, 이제 상기 혼합 행렬의 상기 랭크는 2kN과 같은 것인 방법.
28. 제 18 항에 있어서, 상기 안테나 어레이는 적어도 N개의 안테나 빔들을 형성하고, 상기 통신 장치는, 상기 적어도 N개의 안테나 빔들을 선택적으로 형성하기 위해 상기 안테나 어레이에 접속된 제어기를 더 구비하며, 상기 N 및 M은 2보다 크며, 상기 암묵 신호 분리 프로세서는 또한,

    상기 M개 소스 신호들의 상기 상이한 합산들이 상관적인지 또는 통계적으로 독립적인지를 판정하고, 그렇지 않다면,

    상기 제어기와 협력하여, 상기 혼합 행렬에서 비상관적이거나 통계적으로 비독립적인 상기 M개 소스 신호들의 상기 상이한 합산들을 대체하기 위하여 상기 M개 소스 신호들의 새로운 상이한 합산들을 수신하기 위해 상이한 빔들을 형성하는 것 인 방법.
29. 제 28 항에 있어서, 상기 수신기 어셈블리는 N개의 레이크 수신기들을 포함하고, 각 레이크 수신기는 거기에 접속된 상기 개개 안테나 소자에 의해 수신된 상기 M개 소스 신호들의 상기 N개의 상이한 합산들 각각을 위해 P개의 상이한 다중 경로 성분들을 발생시키기 위한 P개 핑거들을 구비하고, 상기 암묵 신호 분리 프로세서는 상기 N개의 레이크 수신기들에 접속되어 상기 혼합 행렬을 형성하며, 상기 혼합 행렬은 상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 N개의 상이한 합산들의 적어도 kPN개까지의 상이한 다중 경로 성분들을 구비하고, 상기 혼합 행렬은 kPN까지와 동일한 랭크를 갖는 것인 방법.
30. 제 18 항에 있어서, 상기 암묵 신호 분리 프로세서는 PCA(principal component analysis), ICA(independent component analysis), 및 SVD(single value decomposition) 중 적어도 하나에 기초해 상기 혼합 행렬로부터 상기 원하는 소스 신호들을 분리하는 방법.

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